JP6694075B2 - ユニークワード（ＵＷ）離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多重（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）を用いて物理レイヤ効率を改善するための方法および手順 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信に関する。

関連出願の相互参照
本出願は、２０１６年３月３０日に出願した米国特許仮出願第６２／３１５，４４８号明細書、２０１６年５月１１日に出願した米国特許仮出願第６２／３３４，８５５号明細書、２０１６年８月１０日に出願した米国特許仮出願第６２／３７３，０８７号明細書の利益を主張するものであり、これらの内容は参照により本明細書に組み込まれる。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、周波数選択性チャネルを、それらをより小さな平坦なフェーディングするサブチャネルに変換することによって軽減することにおける簡略性により、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）およびＩＥＥＥ ８０２．１１無線技術のために用いられてきている。離散フーリエ変換拡散ＯＦＤＭ（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）は、データシーケンスを、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）入力においてサブキャリアにマッピングする前に、ＤＦＴを用いて拡散させることによって、ＯＦＤＭのピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を改善することができる。

ＯＦＤＭおよびＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭは共に、チャネル遅延拡散およびタイミング同期誤差によって生じ得るシンボル間干渉（ＩＳＩ）を防止するために、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）を用いることができる。現在のＬＴＥシステムはＣＰの２つの値、すなわち通常のＣＰおよび拡張型ＣＰをサポートすることができる。サブフレーム当たりのＯＦＤＭシンボルの数は、通常のＣＰに対して１４、および拡張型ＣＰに対して１２とすることができる。ＣＰはセルごとに構成されるので、拡張型ＣＰに対して構成された場合、システムはいくらかのスペクトル効率を失う場合があり、セル内のすべての無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）は同じ大きな遅延拡散を経験しない場合がある。

離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多重（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）によって、ユニークワード（ＵＷ）を用いて情報を送信するための方法、デバイス、およびシステムが本明細書で述べられる。例において無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）は、基準シーケンス（reference sequence）を生成することができる。さらにＷＴＲＵは、基準シーケンスのアップサンプリングに基づいてＤＭＲＳシーケンスを生成することができる。例においてＤＭＲＳシーケンスは、複数の反復したシーケンスを含むことができる。さらに例において各反復したシーケンスはヘッドシーケンス、基準シーケンス、およびテールシーケンスを含むことができる。またＤＭＲＳ内のＵＷシーケンスは、反復されたヘッドシーケンスのうちの１つ、および反復されたテールシーケンスのうちの１つを含むことができる。加えてＷＴＲＵは、ＤＭＲＳシーケンスに対する波形演算に基づいてＤＭＲＳ信号を生成することができる。ＷＴＲＵは、次いでＤＭＲＳ信号を基準信号として送信することができる。

さらなる例において、ＷＴＲＵは複数の入力ベクトルを生成することができ、各入力ベクトルはデータシンボルのシーケンスおよびＵＷシーケンスを含む。ＷＴＲＵは次いで複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルを生成することができ、各ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルは入力ベクトルのそれぞれに対する波形演算に基づく。さらにＷＴＲＵは、複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルを送信することができる。

より詳細な理解は、添付の図面と共に例として示される以下の説明から得られることができる。
１つまたは複数の開示される実施形態が実施されることができる、例示の通信システムのシステム図である。 図１Ａに示される通信システム内で用いられることができる、例示の無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）のシステム図である。 図１Ａに示される通信システム内で用いられることができる、例示の無線アクセスネットワークおよび例示のコアネットワークのシステム図である。 内部および外部ガードインターバルの例の時間領域説明図である。 ゼロテール（ＺＴ）離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多重（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）のための例示の送信器構造を示すブロック図である。 系統的複素コーディングを有する例示のユニークワードＯＦＤＭ（ＵＷ−ＯＦＤＭ）送信器を示すブロック図である。 非系統的複素コーディングを有する例示のＵＷ−ＯＦＤＭ送信器を示すブロック図である。 例示のＵＷ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ送信器および受信器を示すブロック図である。 直交周波数リソース上のデータおよびＵＷ送信のための例示の送信器構造を示すブロックおよび信号図である。 直交ＵＷサウンディング基準信号（ＳＲＳ）の、複数のアンテナポートへの例示のマッピングを示す信号図である。 直交ＵＷサウンディング基準信号（ＳＲＳ）の、複数のアンテナポートへの例示のマッピングを示す信号図である。 ＵＷ同期信号およびシステム情報（ＳＩ）の同時送信の例を示すブロックおよび信号図である。 データ信号の一部としてのＵＷ送信の例を示すブロックおよび信号図である。 様々なＵＷ信号の時分割多重化の例を示す信号図である。 様々なＵＷ信号の時分割多重化の他の例を示す信号図である。 データ復調基準信号として用いられる１つまたは複数のＵＷの例を示すブロック図である。 ＵＷを用いたバースト状送信を示す信号図である。 ＵＷを用いたバースト状送信を示す信号図である。 ＵＷ信号の変化を有するＵＷ遷移の例を示す信号図である。 ガードインターバルを有する例示のＵＷ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル生成を示す信号図である。 統合ＵＷ信号および復調基準信号（ＤＭＲＳ）設計、ならびに統合ＵＷおよびＤＭＲＳシーケンスの生成の例を示すブロックおよび信号図である。 単一のサブバンドに対する時間領域における統合ＵＷ ＤＭＲＳの例を示す図である。 複数のサブバンドにおける使用のための、統合ＵＷおよびＤＭＲＳ設計、および統合ＵＷおよびＤＭＲＳの生成の例を示すブロックおよび信号図である。 統合ＤＭＲＳおよびＵＷの他の例を示すブロックおよび信号図である。 巡回畳み込みのために最初のＲ個のサンプルを置き換える例を示すブロック図である。 ＤＭＲＳベースのチャネル推定の例を示すブロック図である。 ＤＭＲＳベースのチャネル追跡の例を示すブロック図である。 例示のＷＴＲＵ固有ＵＷ長さ構成を示す信号図である。 例示のＵＷプリアンブル送信を示す信号図である。 ＵＷ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭを用いたロバスト性のある送信のためのデータ拡散の例を示すブロック図である。 １ｍｓの送信時間間隔（ＴＴＩ）を有するサイクリックプレフィックス（ＣＰ）ＯＦＤＭ／ＣＰ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造と比較した、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造の例を示す信号図である。 ０．５ｍｓ ＴＴＩを有するＣＰ ＯＦＤＭ／ＣＰ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造と比較した、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造の例を示す信号図である。 ０．２５ｍｓ ＴＴＩを有するＣＰ ＯＦＤＭ／ＣＰ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造と比較した、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造の例を示す信号図である。 特別な最初のシンボルおよび特別な最後のシンボルを有する、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造の例を示すブロック図である。 時間領域広帯域シーケンスが最初のシンボルに付加された、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの例示のサブフレーム構造を示す信号図である。

図１Ａは、１つまたは複数の開示される実施形態が実施されることができる、例示の通信システム１００の図である。通信システム１００は、複数の無線ユーザに音声、データ、ビデオ、メッセージング、ブロードキャストなどのコンテンツをもたらす、多元接続方式とすることができる。通信システム１００は、複数の無線ユーザが、無線帯域幅を含むシステムリソースの共有を通して、このようなコンテンツにアクセスすることを可能にすることができる。例えば通信システム１００は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、直交ＦＤＭＡ（ＯＦＤＭＡ）、シングルキャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）などの、１つまたは複数のチャネルアクセス方法を使用することができる。

図１Ａに示されるように通信システム１００は、無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄ、無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）１０４、コアネットワーク１０６、公衆交換電話ネットワーク（ＰＳＴＮ）１０８、インターネット１１０、および他のネットワーク１１２を含むことができるが、開示される実施形態は任意の数のＷＴＲＵ、基地局、ネットワーク、および／またはネットワーク要素を企図することが理解されるであろう。ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのそれぞれは、無線環境において動作および／または通信するように構成された任意のタイプのデバイスとすることができる。例としてＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、無線信号を送信および／または受信するように構成されることができ、ユーザ機器（ＵＥ）、移動局、固定または移動体加入者ユニット、ページャ、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、スマートフォン、ラップトップ、ネットブック、パーソナルコンピュータ、無線センサ、民生用電子機器などを含むことができる。

通信システム１００はまた、基地局１１４ａおよび基地局１１４ｂを含むことができる。基地局１１４ａ、１１４ｂのそれぞれは、コアネットワーク１０６、インターネット１１０、および／または他のネットワーク１１２などの、１つまたは複数の通信ネットワークへのアクセスを容易にするように、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの少なくとも１つと無線でインターフェース接続するように構成された任意のタイプのデバイスとすることができる。例として基地局１１４ａ、１１４ｂは、基地トランシーバ局（ＢＴＳ）、ノードＢ、ｅノードＢ、ホームノードＢ、ホームｅノードＢ、サイトコントローラ、アクセスポイント（ＡＰ）、無線ルータなどとすることができる。基地局１１４ａ、１１４ｂはそれぞれ単一の要素として示されるが、基地局１１４ａ、１１４ｂは、任意の数の相互接続された基地局および／またはネットワーク要素を含むことができることが理解されるであろう。

基地局１１４ａは、基地局コントローラ（ＢＳＣ）、無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）、中継ノードなどの、他の基地局および／またはネットワーク要素（図示せず）も含むことができる、ＲＡＮ１０４の一部とすることができる。基地局１１４ａおよび／または基地局１１４ｂは、セル（図示せず）と呼ばれることができる特定の地理的領域内で、無線信号を送信および／または受信するように構成されることができる。セルは、セルセクタにさらに分割されることができる。例えば基地局１１４ａに関連付けられたセルは、３つのセクタに分割されることができる。従って一実施形態において基地局１１４ａは、３つのトランシーバ、すなわちセルの各セクタに対して１つを含むことができる。他の実施形態において基地局１１４ａは、多入力多出力（ＭＩＭＯ）技術を使用することができ、従ってセルの各セクタに対して複数のトランシーバを利用することができる。

基地局１１４ａ、１１４ｂは、任意の適切な無線通信リンク（例えば無線周波数（ＲＦ）、マイクロ波、赤外線（ＩＲ）、紫外線（ＵＶ）、可視光など）とすることができるエアインターフェース１１６を通して、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの１つまたは複数と通信することができる。エアインターフェース１１６は、任意の適切な無線アクセス技術（ＲＡＴ）を用いて確立されることができる。

より具体的には上記のように通信システム１００は、多元接続方式とすることができ、ＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ、ＳＣ−ＦＤＭＡなどの１つまたは複数のチャネルアクセス方式を使用することができる。例えばＲＡＮ１０４内の基地局１１４ａ、およびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、ユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）地上無線アクセス（ＵＴＲＡ）などの無線技術を実施することができ、これは広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）を用いてエアインターフェース１１６を確立することができる。ＷＣＤＭＡは、高速パケットアクセス（ＨＳＰＡ）および／またはＥｖｏｌｖｅｄ ＨＳＰＡ（ＨＳＰＡ＋）などの通信プロトコルを含むことができる。ＨＳＰＡは、高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）および／または高速アップリンクパケットアクセス（ＨＳＵＰＡ）を含むことができる。

他の実施形態において基地局１１４ａおよびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＭＴＳ地上無線アクセス（Ｅ−ＵＴＲＡ）などの無線技術を実施することができ、これはロングタームエボリューション（ＬＴＥ）および／またはＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ（ＬＴＥ−Ａ）を用いてエアインターフェース１１６を確立することができる。

他の実施形態において基地局１１４ａおよびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、ＩＥＥＥ ８０２．１６（すなわちマイクロ波アクセス用世界規模相互運用性（ＷｉＭＡＸ））、ＣＤＭＡ２０００、ＣＤＭＡ２０００ １Ｘ、ＣＤＭＡ２０００ ＥＶ−ＤＯ、暫定標準２０００（ＩＳ−２０００）、暫定標準９５（ＩＳ−９５）、暫定標準８５６（ＩＳ−８５６）、移動体通信用グローバルシステム（ＧＳＭ）、ＧＳＭ進化型高速データレート（ＥＤＧＥ）、ＧＳＭ ＥＤＧＥ（ＧＥＲＡＮ）などの無線技術を実施することができる。

図１Ａの基地局１１４ｂは、例えば無線ルータ、ホームノードＢ、ホームｅノードＢ、またはアクセスポイントとすることができ、事業所、自宅、乗り物、キャンパスなどの局在したエリア内の無線接続性を容易にするための任意の適切なＲＡＴを利用することができる。一実施形態において基地局１１４ｂおよびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、ＩＥＥＥ ８０２．１１などの無線技術を実施して、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）を確立することができる。他の実施形態において基地局１１４ｂおよびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、ＩＥＥＥ ８０２．１５などの無線技術を実施して、無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）を確立することができる。他の実施形態において基地局１１４ｂおよびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、セルラベースのＲＡＴ（例えばＷＣＤＭＡ、ＣＤＭＡ２０００、ＧＳＭ、ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａなど）を利用して、ピコセルまたはフェムトセルを確立することができる。図１Ａに示されるように基地局１１４ｂは、インターネット１１０への直接接続を有することができる。従って基地局１１４ｂは、コアネットワーク１０６を通じてインターネット１１０にアクセスすることを不要とすることができる。

ＲＡＮ１０４はコアネットワーク１０６と通信していることがあり、これは音声、データ、アプリケーション、および／またはボイスオーバインターネットプロトコル（ＶｏＩＰ）サービスをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの１つまたは複数にもたらすように構成された、任意のタイプのネットワークとすることができる。例えばコアネットワーク１０６は、呼制御、料金請求サービス、移動体位置ベースのサービス、プリペイドコール、インターネット接続性、ビデオ配信などをもたらすことができ、および／またはユーザ認証などの高レベルセキュリティ機能を行うことができる。図１Ａに示されないが、ＲＡＮ１０４および／またはコアネットワーク１０６は、ＲＡＮ１０４と同じＲＡＴまたは異なるＲＡＴを使用する他のＲＡＮと、直接または間接に通信できることが理解されるであろう。例えば、Ｅ−ＵＴＲＡ無線技術を利用し得るＲＡＮ１０４に接続されることに加えて、コアネットワーク１０６は、ＧＳＭ無線技術を使用する他のＲＡＮ（図示せず）とも通信していることがある。

コアネットワーク１０６はまた、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄがＰＳＴＮ１０８、インターネット１１０、および／または他のネットワーク１１２にアクセスするためのゲートウェイとして働くことができる。ＰＳＴＮ１０８は、従来型電話サービス（ｐｌａｉｎ ｏｌｄ ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ ｓｅｒｖｉｃｅ、ＰＯＴＳ）をもたらす回線交換電話ネットワークを含むことができる。インターネット１１０は、ＴＣＰ／ＩＰインターネットプロトコル群における伝送制御プロトコル（ＴＣＰ）、ユーザデータグラムプロトコル（ＵＤＰ）、およびインターネットプロトコル（ＩＰ）などの共通通信プロトコルを用いる、相互接続されたコンピュータネットワークおよびデバイスの地球規模のシステムを含むことができる。ネットワーク１１２は、他のサービスプロバイダによって所有および／または運用される有線もしくは無線通信ネットワークを含むことができる。例えばネットワーク１１２は、ＲＡＮ１０４と同じＲＡＴまたは異なるＲＡＴを使用することができる１つまたは複数のＲＡＮに接続された、他のコアネットワークを含むことができる。

通信システム１００内のＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのいくつかまたはすべては、マルチモード能力を含むことができ、すなわちＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、異なる無線リンクを通して異なる無線ネットワークと通信するための複数のトランシーバを含むことができる。例えば図１Ａに示されるＷＴＲＵ１０２ｃは、セルラベースの無線技術を使用することができる基地局１１４ａと、およびＩＥＥＥ ８０２無線技術を使用することができる基地局１１４ｂと通信するように構成されることができる。

図１Ｂは、例示のＷＴＲＵ１０２のシステム図である。図１Ｂに示されるようにＷＴＲＵ１０２は、プロセッサ１１８、トランシーバ１２０、送信／受信要素１２２、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、ディスプレイ／タッチパッド１２８、非リムーバブルメモリ１３０、リムーバブルメモリ１３２、電源１３４、全地球測位システム（ＧＰＳ）チップセット１３６、および他の周辺装置１３８を含むことができる。ＷＴＲＵ１０２は、実施形態と一致したままで、上記の要素の任意のサブコンビネーションを含むことができることが理解されるであろう。

プロセッサ１１８は、汎用プロセッサ、専用プロセッサ、従来型プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアに関連した１つまたは複数のマイクロプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）回路、任意の他のタイプの集積回路（ＩＣ）、状態機械などとすることができる。プロセッサ１１８は、信号符号化、データ処理、電力制御、入力／出力処理、および／またはＷＴＲＵ１０２が無線環境において動作することを可能にする任意の他の機能を行うことができる。プロセッサ１１８はトランシーバ１２０に結合されることができ、これは送信／受信要素１２２に結合されることができる。図１Ｂはプロセッサ１１８およびトランシーバ１２０を個別の構成要素として示すが、プロセッサ１１８およびトランシーバ１２０は、電子回路パッケージまたはチップ内に一緒に一体化されることができることが理解されるであろう。

送信／受信要素１２２は、エアインターフェース１１６を通して基地局（例えば基地局１１４ａ）に信号を送信し、またはそれから信号を受信するように構成されることができる。例えば一実施形態において送信／受信要素１２２は、ＲＦ信号を送信および／または受信するように構成されたアンテナとすることができる。他の実施形態において送信／受信要素１２２は、例えばＩＲ、ＵＶ、または可視光信号を送信および／または受信するように構成された放射器／検出器とすることができる。他の実施形態において送信／受信要素１２２は、ＲＦおよび光信号の両方を送信および受信するように構成されることができる。送信／受信要素１２２は、無線信号の任意の組み合わせを送信および／または受信するように構成されることができることが理解されるであろう。

加えて図１Ｂでは送信／受信要素１２２は単一の要素として示されるが、ＷＴＲＵ１０２は任意の数の送信／受信要素１２２を含むことができる。より具体的にはＷＴＲＵ１０２は、ＭＩＭＯ技術を使用することができる。従って一実施形態においてＷＴＲＵ１０２は、エアインターフェース１１６を通して無線信号を送信および受信するための、２つ以上の送信／受信要素１２２（例えば複数のアンテナ）を含むことができる。

トランシーバ１２０は、送信／受信要素１２２によって送信されることになる信号を変調するように、および送信／受信要素１２２によって受信される信号を復調するように構成されることができる。上記のようにＷＴＲＵ１０２はマルチモード能力を有することができる。従ってトランシーバ１２０は、ＷＴＲＵ１０２が例えばＵＴＲＡおよびＩＥＥＥ ８０２．１１などの複数のＲＡＴを通じて通信することを可能にするための複数のトランシーバを含むことができる。

ＷＴＲＵ１０２のプロセッサ１１８は、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、および／またはディスプレイ／タッチパッド１２８（例えば液晶表示（ＬＣＤ）ディスプレイユニット、または有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）ディスプレイユニット）に結合されることができ、それらからユーザ入力データを受け取ることができる。プロセッサ１１８はまたユーザデータを、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、および／またはディスプレイ／タッチパッド１２８に出力することができる。加えてプロセッサ１１８は、非リムーバブルメモリ１３０および／またはリムーバブルメモリ１３２などの任意のタイプの適切なメモリからの情報にアクセスし、それにデータを記憶することができる。非リムーバブルメモリ１３０は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ハードディスク、または任意の他のタイプのメモリ記憶デバイスを含むことができる。リムーバブルメモリ１３２は、加入者識別モジュール（ＳＩＭ）カード、メモリスティック、セキュアデジタル（ＳＤ）メモリカードなどを含むことができる。他の実施形態においてプロセッサ１１８は、サーバまたはホームコンピュータ（図示せず）上など、ＷＴＲＵ１０２上に物理的に位置しないメモリからの情報にアクセスし、それにデータを記憶することができる。

プロセッサ１１８は、電源１３４から電力を受け取ることができ、ＷＴＲＵ１０２内の他の構成要素に対する電力を分配および／または制御するように構成されることができる。電源１３４は、ＷＴＲＵ１０２に電力供給するための任意の適切なデバイスとすることができる。例えば電源１３４は、１つまたは複数の乾電池（例えばニッケルカドミウム（ＮｉＣｄ）、ニッケル亜鉛（ＮｉＺｎ）、ニッケル水素（ＮｉＭＨ）、リチウムイオン（Ｌｉイオン）など）、太陽電池、燃料電池などを含むことができる。

プロセッサ１１８はまたＧＰＳチップセット１３６に結合されることができ、これはＷＴＲＵ１０２の現在位置に関する位置情報（例えば経度および緯度）をもたらすように構成されることができる。ＧＰＳチップセット１３６からの情報に加えてまたはその代わりに、ＷＴＲＵ１０２はエアインターフェース１１６を通して、基地局（例えば基地局１１４ａ、１１４ｂ）から位置情報を受信することができ、および／または２つ以上の近くの基地局から受信される信号のタイミングに基づいてその位置を決定することができる。ＷＴＲＵ１０２は、実施形態と一致したままで、任意の適切な位置決定方法によって位置情報を取得できることが理解されるであろう。

プロセッサ１１８は、さらなる特徴、機能、および／または有線もしくは無線接続性をもたらす１つまたは複数のソフトウェアおよび／またはハードウェアモジュールを含むことができる他の周辺装置１３８にさらに結合されることができる。例えば周辺装置１３８は加速度計、電子コンパス、衛星トランシーバ、デジタルカメラ（写真またはビデオ用）、ユニバーサルシリアルバス（ＵＳＢ）ポート、振動デバイス、テレビ送受信機、ハンズフリーヘッドセット、ブルートゥース（登録商標）モジュール、周波数変調（ＦＭ）ラジオユニット、デジタル音楽プレーヤ、メディアプレーヤ、ビデオゲームプレーヤモジュール、インターネットブラウザなどを含むことができる。

図１Ｃは、実施形態によるＲＡＮ１０４およびコアネットワーク１０６のシステム図である。上記のようにＲＡＮ１０４は、Ｅ−ＵＴＲＡ無線技術を使用して、エアインターフェース１１６を通してＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと通信することができる。ＲＡＮ１０４はまた、コアネットワーク１０６と通信していることがある。

ＲＡＮ１０４はｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃを含むことができるが、ＲＡＮ１０４は、実施形態と一致したままで、任意の数のｅノードＢを含むことができることが理解されるであろう。ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃはそれぞれ、エアインターフェース１１６を通してＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと通信するための、１つまたは複数のトランシーバを含むことができる。一実施形態においてｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、ＭＩＭＯ技術を実施することができる。従って例えばｅノードＢ１４０ａは、複数のアンテナを用いてＷＴＲＵ１０２ａに無線信号を送信し、それから無線信号を受信することができる。

ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃのそれぞれは、特定のセル（図示せず）に関連付けられることができ、無線リソース管理決定、ハンドオーバ決定、アップリンクおよび／またはダウンリンクにおけるユーザのスケジューリングなどを取り扱うように構成されることができる。図１Ｃに示されるようにｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、Ｘ２インターフェースを通して互いに通信することができる。

図１Ｃに示されるコアネットワーク１０６は、モビリティ管理エンティティゲートウェイ（ＭＭＥ）１４２、サービングゲートウェイ１４４、およびパケットデータネットワーク（ＰＤＮ）ゲートウェイ１４６を含むことができる。上記の要素のそれぞれはコアネットワーク１０６の一部として示されるが、これらの要素のいずれの１つも、コアネットワークオペレータ以外のエンティティによって所有および／または運用されることができることが理解されるであろう。

ＭＭＥ１４２は、Ｓ１インターフェースを通じてＲＡＮ１０４内のｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃのそれぞれに接続されることができ、制御ノードとして働くことができる。例えばＭＭＥ１４２は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのユーザを認証すること、ベアラ活動化／非活動化、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃの初期アタッチ時に特定のサービングゲートウェイを選択することなどを受け持つことができる。ＭＭＥ１４２はまた、ＲＡＮ１０４と、ＧＳＭまたはＷＣＤＭＡなどの他の無線技術を使用する他のＲＡＮ（図示せず）との間で切り換えるための、制御プレーン機能をもたらすことができる。

サービングゲートウェイ１４４は、Ｓ１インターフェースを通じてＲＡＮ１０４内のｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃのそれぞれに接続されることができる。サービングゲートウェイ１４４は一般に、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃへのまたはそれらからのユーザデータパケットを経路指定および転送することができる。サービングゲートウェイ１４４はまた、ｅノードＢ間ハンドオーバ時にユーザプレーンをアンカリングすること、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのためのダウンリンクデータが使用可能であるときにページングをトリガすること、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのコンテキストを管理および記憶することなどの他の機能を行うことができる。

サービングゲートウェイ１４４はまた、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃとＩＰ対応デバイスとの間の通信を容易にするためにインターネット１１０などのパケット交換ネットワークへのアクセスをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにもたらすことができる、ＰＤＮゲートウェイ１４６に接続されることができる。

コアネットワーク１０６は、他のネットワークとの通信を容易にすることができる。例えばコアネットワーク１０６は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと従来型の陸線通信デバイスとの間の通信を容易にするために、ＰＳＴＮ１０８などの回線交換ネットワークへのアクセスをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにもたらすことができる。例えばコアネットワーク１０６は、コアネットワーク１０６とＰＳＴＮ１０８との間のインターフェースとして働くＩＰゲートウェイ（例えばＩＰマルチメディアサブシステム（ＩＭＳ）サーバ）を含むことができ、またはそれと通信することができる。加えてコアネットワーク１０６はＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに、他のサービスプロバイダによって所有および／または運用される他の有線もしくは無線ネットワークを含むことができるネットワーク１１２への、アクセスをもたらすことができる。

他のネットワーク１１２はさらに、ＩＥＥＥ ８０２．１１をベースとする無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）１６０に接続されることができる。ＷＬＡＮ１６０はアクセスルータ１６５を含むことができる。アクセスルータはゲートウェイ機能を含むことができる。アクセスルータ１６５は、複数のアクセスポイント（ＡＰ）１７０ａ、１７０ｂと通信していることがある。アクセスルータ１６５とＡＰ１７０ａ、１７０ｂとの間の通信は、有線イーサネット（ＩＥＥＥ ８０２．３標準）、または任意のタイプの無線通信プロトコルを通じたものとすることができる。ＡＰ１７０ａは、エアインターフェースを通してＷＴＲＵ１０２ｄと無線通信する。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、周波数選択性チャネルを、それらをより小さな平坦にフェーディングするサブチャネルに変換することによって軽減することにおける単純さにより、ＬＴＥおよびＩＥＥＥ ８０２．１１のために用いられてきている。離散フーリエ変換拡散ＯＦＤＭ（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）は、データシーケンスを、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）入力においてサブキャリアにマッピングする前に、ＤＦＴを用いて拡散させることによって、ＯＦＤＭのピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を改善することができる。

ＯＦＤＭおよびＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭは共に、チャネル遅延拡散およびタイミング同期誤差によって生じ得るシンボル間干渉（ＩＳＩ）を防止するために、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）を用いる。ＣＰの長さは、チャネルの最大遅延拡散に対して固定され、大きさ設定されることができる。これはチャネルの遅延拡散がＣＰ持続時間より小さいとき、結果としてスペクトル効率の損失を生じ得る。さらにＣＰをベースとする方式は、結果として受信器におけるシンボルエネルギーの利用が不十分となる場合があり（受信器はシンボルのＣＰ部分を捨てるので）、送信器における追加の電力消費を引き起こし得る。

図１Ａ、１Ｂ、および１Ｃに関して示され述べられたものなどのデバイスおよびシステムを用いて実施されることができるものなど、現在のＬＴＥシステムはＣＰの２つの値、すなわち通常および拡張型ＣＰをサポートすることができる。サブフレーム当たりのＯＦＤＭシンボルの数は、通常のＣＰに対して１４、および拡張型ＣＰに対して１２とすることができる。ＣＰはセルごとに構成されるので、拡張型ＣＰに対して構成された場合、システムはいくらかのスペクトル効率を失う場合があり、セル内のすべてのＷＴＲＵは同じ大きな遅延拡散を経験しない場合がある。

ユーザ固有ＣＰを構成する柔軟性の不足によるスペクトル効率の潜在的な損失を考えれば、いくつかの場合においてＣＰはガードインターバル（ＧＩ）によって置き換えられることができ、これは逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）ウィンドウに対して内部にあり、ＣＰとして働くが、ＯＦＤＭシンボル長さを変えずに構成可能である。

内部ガードインターバルを用いる解決策は、ゼロテール（ＺＴ）ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭを含むことができ、送信された信号の時間領域のテールは、ほとんどゼロに抑圧されることができる。いくつかの解決策は決定論的信号を送信することが関わることができ、これはＺＴではなくユニークワード（ＵＷ）と呼ばれることができる。いくつかの例は、ＵＷ−ＯＦＤＭおよびＵＷ−ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭを含むことができる。ＺＴおよびＵＷ方式の高レベルの説明は、本明細書でさらに論じられる。

図２は、内部および外部ガードインターバルの例の時間領域説明図である。説明図２００に示されるように、ＵＷ／ＺＴをベースとする波形と比較した、ＣＰをベースとする波形の時間領域表示は、外部ガードインターバル（ＣＰ）と内部ガードインターバル（ＵＷ）との対比を示す。例えばＣＰをベースとする波形において、ＣＰ２１０はデータ部分２２０に進むことができ、ＣＰ２３０はデータ部分２４０に進むことができる。各ＣＰは、データ部分の終わりのコピーを用いて各データシンボルを先頭に追加することによって作成されることができる。例えばＣＰ２１０は、データ部分２２０の終わり２２５のコピーを先頭に追加することによって作成されることができる。さらにＣＰ２３０は、データ部分２４０の終わり２４５のコピーを先頭に追加することによって作成されることができる。ＣＰ２１０およびデータ部分２２０は１つのＩＤＦＴ出力とすることができ、ＣＰ２３０およびデータ部分２４０も１つのＩＤＦＴ出力とすることができる。さらにＩＤＦＴ出力は、１つの有用なシンボル持続時間と見なされることができ、用語は本明細書では同義的に用いられることができる。

さらにＵＷをベースとする波形では、ＵＷ２５０はデータ部分２６０に進むことができ、ＵＷ２７０はデータ部分２８０に進むことができる。またＵＷ２９０はさらなるデータに進むことができる。データ部分２６０およびＵＷ２７０は１つのＩＤＦＴ出力とすることができ、データ部分２８０およびＵＷ２９０は１つのＩＤＦＴ出力とすることができる。

ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭにおける構造は、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボルを生成し、時間領域における各ブロックのテールにおけるその電力は、データ部分のそれより１５〜２０デシベル（ｄＢ）低くすることができる。先行するＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボルが同じ構造に従う限り、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのテールは、チャネルの巡回畳み込みを近似的に生じることができる。従ってそれはＣＰの使用を取り除きながら、周波数領域等化（ＦＤＥ）を可能にすることができる。

図３は、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭのための例示の送信器構造を示すブロック図である。ブロック図３００での例に示されるように置換行列Ｐ３１０は、データベクトルｄおよびＺＴベクトル０を受け取って、ＤＦＴ行列のすべての、最初および最後の入力にゼロをマッピングするなど、ｄおよび０の要素を入力行列Ｓブロック３４０にマッピングすることができる。行列ブロック３４０は、ＤＦＴ行列Ｄブロック３２０からＤＦＴ行列Ｄブロック３３０などの複数のＤＦＴ行列ブロックを用いて、複数のＤＦＴを適用することができる。さらに後続するＩＤＦＴ行列Ｆ^H３５０は、ＤＦＴによりプリコーディングされたベクトルを受け取って時間領域信号ｘを生成することができる。

ＺＴ方式は、ＤＦＴ拡散ブロックの入力のヘッドおよびテールにおけるゼロシンボルに依存することができる。これらのゼロは、データ部分からの漏洩を許容しながら、ブロックのテールにおけるほぼゼロのサンプルを生じることができる（ＩＤＦＴの出力）。得られたテールは、シンボル間干渉（ＩＳＩ）、および送信器の間の時間不整合による干渉を軽減するために、ＯＦＤＭシンボルのデータ部分の間のガードインターバル（ＧＩ）として働くことができる。マルチユーザの場合において、この方式はまた、異なる数のゼロをＤＦＴ拡散ブロック内に単に配置することによって、複雑度の低い適応ＧＩ利用をもたらすことができる。しかしこの方式は、送信されるデータに依存する、ゼロでない数のサンプルを有するテールの影響を被る場合がある。シンボルがマルチパスチャネルを通過する場合、各ブロックの非ゼロテールは後続のシンボル内に漏洩する場合があり、チャネルの巡回畳み込みを維持することができない。従って方式は、受信器において高性能の等化器が考慮されない限り、マルチパスシナリオにおいて本質的に干渉により制限を受けるものとなり得る。加えて低電力サンプルを有するテールは、自動利得制御および位相追跡性能に影響を及ぼすので、受信器において好ましくないものとなり得る。

ＵＷ−ＯＦＤＭにおける方式は、各ＯＦＤＭシンボルのテールにおいて完全なゼロのサンプルを生じることができ、およびシンボルテールに追加の固定のサンプル、例えばＵＷを追加することができる。各ＯＦＤＭシンボルのテールにおいて厳密にゼロのサンプルを生成するために、この方式は冗長サブキャリアのセットを導入する。

図４は、系統的複素コーディングを有する例示のＵＷ−ＯＦＤＭ送信器を示すブロック図である。ブロック図４００での例に示されるように、ＵＷ−ＯＦＤＭ方式は冗長サブキャリア上にベクトルを配置することができる。例えば系統的コーディングブロック４１０におけるテール抑圧ブロック４１５は、データベクトルｄを受け取ることができる。次いで冗長サブキャリアは、図４に示されるようにテール抑圧ブロック４１５によって生成された値を用いて変調されることができる。具体的にはテール抑圧ブロック４１５はデータベクトルｄから抑圧ベクトルｓを計算することができ、置換行列Ｐ４２０はｓの要素を冗長サブキャリアにマッピングすることができる。この手法はデータシンボルを歪ませないので、系統的複素コーディングと呼ばれることができる。信号ｘ_dataがＩＤＦＴ行列Ｆ^H４５０によって生成された後、例えばベクトルｕなどの固定のＵＷ４６０が、ＯＦＤＭシンボルのテールに追加されることができる。このようにしてＵＷは、時間領域でＩＤＦＴ出力において追加される。受信器側においてＵＷは、等化演算の後に差し引かれることができる。

図５は、非系統的複素コーディングを有する例示のＵＷ−ＯＦＤＭ送信器を示すブロック図である。ブロック図５００での例に示されるように、非系統的コーディングブロック５１０におけるテール抑圧ブロック５１５は、データベクトルｄを受け取ることができる。信号ｘ_dataがＩＤＦＴ行列Ｆ^H５２０によって生成された後、例えばベクトルｕなどの固定のＵＷ５６０が、ＯＦＤＭシンボルのテールに追加されることができる。このようにしてＵＷは、時間領域でＩＤＦＴ出力において追加される。図４に示される例のように、図５に示される例では受信器側においてＵＷは、等化演算の後に差し引かれることができる。

ＵＷ−ＯＦＤＭの欠点は、完全なゼロテール発生器が非常に大きな値を生成する場合があることであり得る。言い換えればベクトルｓの要素のノルムが著しく大きくなる場合があり、これは実際の実装形態において高い電力消費、および量子化誤差による歪みに形を変え得る。この問題を避けるために１つの手法は、置換行列Ｐを最適化し、それによって例えば冗長サブキャリアの位置を最適化することであり得る。しかしＰの最適化は非決定論的多項式時間（ＮＰ）ハード問題となる場合があり、すべての可能な解の中での網羅的な探索が必要となり得る。Ｐに対するヒューリスティックアルゴリズムが利用可能となり得る。

ＵＷ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭにおいて、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボルのテールが固定のシーケンス例えばＵＷを含む、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭに基づく波形が用いられることができる。ＵＷ ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ波形は、送信される信号のテールに対するデータシンボルの影響を取り除くことによって、既存のＺＴ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭおよびＵＷ ＯＦＤＭ方式の両方を改善することができる。これは、おおよそ送信される総エネルギーの１％を用いる冗長シンボルベクトルを作成することによってなされることができる。

図６は、例示のＵＷ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ送信器および受信器を示すブロック図である。例示のブロック図６００に示されるように、系統的コーディングブロック６１０内のテール抑圧ブロック６１５はデータベクトルｄを受け取ることができ、これはまた置換行列Ｐ６２０によって受け取られることができる。図４でのように、冗長サブキャリアは図６に示されるように次いでテール抑圧ブロック６１５によって生成された値を用いて変調されることができる。具体的にはテール抑圧ブロック６１５は、データベクトルｄから抑圧ベクトルｓを計算することができ、および例えばベクトルｗなどの固定のＵＷ６１６が抑圧ベクトルｓのテールに追加されて、ベクトルｒを作成することができる。置換行列Ｐ６２０は、ｒの要素を冗長サブキャリアにマッピングすることができる。ＤＦＴ行列Ｓブロック６３０は、ＤＦＴ行列Ｄブロック６３３からＤＦＴ行列Ｄブロック６３６などの複数のＤＦＴ行列ブロックを適用して、拡散を適用することができる。系統的コーディングブロック６１０、置換行列Ｐ６２０、およびＤＦＴ行列Ｓ６３０は、構成制御を行うことができる。ＩＤＦＴ行列Ｆ^H６４０は、信号ｘ６５０を生成することができる。データ部分およびＵＷ部分から構成される信号ｘ６５０は、次いでＲＦトランシーバ６４５および対応するアンテナ６４６によって送信されることができる。

さらに信号ｘ６５０は、次いでＲＦトランシーバ６６５および対応するアンテナ６６０によって受信されることができる。ＤＦＴ行列６７０は受信された信号に適用されることができ、等化器６７５は周波数領域において利用されることができる。次いでＩＤＦＴ行列６８３は等化されたベクトルを逆拡散し、ｄ〜およびｒ〜を置換解除ブロック６９０にもたらすことができ、次いでそれはｄ〜およびｒ〜を出力することができる。さらにＩＤＦＴ行列６８３および置換解除ブロック６９０は、構成制御情報を受け取ってそれらのパラメータを変化させることができる。

結果としてＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式は、ＣＰを用いないチャネルの巡回畳み込み、低いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）、および低い帯域外（ＯＯＢ）放射などのＵＷ ＯＦＤＭおよびＺＴ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの利点を保つことができる。加えて方式はより簡単な受信器の使用を可能にすることができ、なぜならＵＷシーケンスは、図４および図５に示されるようなＵＷ−ＯＦＤＭでのようにＩＤＦＴ出力において時間領域で追加されるのと対照的に、図６に示されるＤＦＴ処理の入力に挿入されることができるからである。加えてＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭは、ＵＷシーケンス内の要素の数を調整することによって、周波数選択性リンク適応を可能にすることができる。従ってそれはまたアップリンクおよびダウンリンクにおける多元接続シナリオに対処することができる。

ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシステムにおけるＵＷの追加によって、時間領域テール抑圧、およびより良い周波数抑制など、波形の異なる特徴が最適化および／または強化されることができる。しかしＵＷの追加は一定の割合のシステムリソースを消費する場合があり、これはシステムのオーバーヘッド効率に影響を及ぼし得る。１つの問題はリンク品質を改善するために、送信される信号内のＵＷをどのように利用するかである。ＵＷの使用および恩恵を拡張することができる様々な解決策が本明細書で論じられる。

通常のセルラシステムは、システムが同期的なやり方で動作することを可能にする、十分に定義されたフレーム構造を含む。例えばＬＴＥシステムにおいて無線フレームは、１０ミリ秒（ｍｓ）持続時間を有する。各フレームは、１０サブフレーム（または送信時間間隔（ＴＴＩ））を含む。各サブフレームは２つのスロットを含み、各スロットは通常のＣＰに対して構成されたとき、７個のＯＦＤＭシンボルを含む。各シンボルは、データサンプルおよびＣＰサンプルを含む。ＣＰ持続時間の選択は、デプロイメントシナリオおよびサンプリングレートに対する有限のオプションによって決定されることができる。ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭはＣＰを用いないので、どのようにそれをＬＴＥ類似のフレーム構造に適応するように適合させ、それがより短いＴＴＩをサポートすることを可能にするかが決定されなければならない。

ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭにおいて、ＤＦＴ出力からＩＤＦＴの入力へのマッピングが時間と共に変化しない場合、ＵＷは次のＯＦＤＭシンボルに対するＣＰとして働かされることができる。しかし送信器が送信の２つのブロック（例えばＴＴＩ）の間で、このマッピングを変化させる場合、マッピングの変化前のＵＷの時間領域シーケンスは、マッピングの変化後のＵＷと同じではないことになる。これはマッピングの変化後、送信のブロックの第１のＯＦＤＭシンボルのためのＣＰは存在し得ないことを意味する。これは、影響は小さいものとなり得るが、性能低下を引き起こし得る。

ＵＷは同期、復調のためのチャネル推定、またはチャネル品質の測定などのシステム手順を可能にするために利用されることができる決定論的シーケンスである。このような手順を可能にするためにＵＷおよびデータは、直交周波数リソースにマッピングされることができる。本明細書での例において用いられるデータという用語は、データおよび／または制御情報のための符号化されおよび変調されたシンボルを指すことができる。

ＵＷを用いる本明細書で述べられる例において、ＴＴＩは１５シンボルを含むことができる。しかし本明細書で述べられる例はまた、より多数のシンボルまたはより少数のシンボルを含む、異なる数のシンボルを含んだＴＴＩにも適用可能になり得る。例えば一般性を失わずに、本明細書で述べられる例はまた７シンボル、１０シンボル、１１シンボル、１２シンボル、１３シンボル、１４シンボル、２０シンボルなどのＴＴＩに適用可能となり得る。さらに本明細書で述べられる例において、シーケンスが生成されることができ、対応する信号が送信されることができる。本明細書で述べられるいくつかの例においてシーケンスは、信号と同義的に用いられることができる。

図７は直交周波数リソース上のデータおよびＵＷ送信のための例示の送信器構造を示すブロックおよび信号図である。ブロックおよび信号図７００での例は、時間領域においてユニークワード信号がデータ信号の（ほとんど）ゼロのテール上に配置されることを確実にしながら、ユニークワードおよびデータを直交サブキャリアにマッピングするための提案される解決策を示す。提案される解決策は、データおよびＵＷに対して異なるサブキャリア間隔を用いる。

図７において、ｘ７４０はＮサンプルの長さを有するデータ信号である。データ信号ｘ７４０を生成するために、データシンボルはサイズＭのＤＦＴブロック７１０にマッピングされることができる。ＤＦＴブロック７１０の下側部分には、ｘ７４０のテールにおいてほとんどゼロのサンプルを生成するようにＣ個のゼロが供給されることができる。この場合ほとんどゼロのテールの長さは、（Ｃ×Ｎ／Ｍ）である。例としてＮ＝１０２４、Ｍ＝２５６、およびＣ＝６４の場合、出力信号はテールにおいてほとんどゼロである（６４／２５６）×１０２４＝２５６サンプルを有することになる。この構成においてＩＤＦＴブロック７１５は、チャネル帯域幅およびサブキャリア間隔Δｆ１に基づいて、ＩＤＦＴサイズＮを決定することができる。またＤＦＴブロック７１０はリソース割り当てグラントに基づいてＤＦＴサイズＭを決定することができ、Ｃはゼロテール長さによって決定されることができ、これはチャネル遅延拡散の関数として設定されることができる。ＩＤＦＴブロック７１５はその出力をパラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）ブロック７３０にもたらすことができ、それはデータ信号ｘ７４０を出力することができる。

ｘ７４０のテールにおけるほとんどゼロのサンプルの電力をさらに抑圧するように、送信器において抑圧信号または周波数領域ウィンドウイングを用いるなど技法が組み込まれることができることが留意される。図７に示されるテール電力は例示のためのみであり、それは例えば信号のデータ部分より数十ｄＢ低くすることができる。

ＵＷ信号は、ＵＷシーケンスをＤＦＴ行列ブロック７２０内のサイズＫのＤＦＴブロック７２１に供給することによって生成されることができる。ＤＦＴブロック７２１のサイズは、ＵＷシーケンスの長さによって決定されることができる。ＤＦＴブロック７２１の出力は、次いでＩＤＦＴブロック７２５のＫ個の入力に供給されることができる。ＩＤＦＴサイズＬおよびサブキャリア間隔Δｆ２は、システム帯域幅Ｌ×Δｆ２＝Ｎ×Δｆ１となるように選択されることができる。Ｌはまた、ＵＷ信号ｙ７５０の長さを決定することができる。ＩＤＦＴブロック７２５はその出力をＰ／Ｓブロック７３５にもたらすことができ、それはＵＷ信号ｙ７５０を出力することができる。

１つの例示の解決策においてＵＷ信号ｙ７５０の長さは、それがデータ信号ｘ７４０のテール部分におけるサンプルの数に等しいかわずかに小さくなる、すなわちＬ≦ＣＮ／Ｍとなるように選択されることができる。例えばＮ＝１０２４、Ｍ＝２５６、Ｃ＝６４の場合Ｌは、Ｌ＝（６４／２５６）×１０２４＝２５６として選択されることができる。この例においてΔｆ２＝４×Δｆ１、すなわちＵＷ信号は時間においてはより短くなり得るが、周波数においてはより広いサブキャリア間隔を有する。この解決策においてサイズＬのＵＷ信号ｙ７５０が、データ信号ｘ７４０のテール部分に挿入される。これを達成するための１つの技法は、結果としての信号ｗ＝［０_{1×{N-(CN/M)}} ｙ］ ７４７がサイズＮを有するように、ＵＷ信号を｛Ｎ−（ＣＮ／Ｍ）｝個のおおよそゼロのサンプル７４５によってパッドすることとすることができる。送信される信号７６０は従ってｘ＋ｗとなる。ＵＷ信号は予め計算され、デバイスメモリに記憶されることができる。

他の例示の解決策においてＩＤＦＴブロックのサイズは等しくすることができ（Ｌ＝Ｎ）、ＤＦＴブロックのサイズも等しくすることができる（Ｋ＝Ｍ）。この解決策においてＬ／Ｋ＝ｐ（整数）と仮定して、ＵＷ分枝上のＤＦＴブロックは、インターリーブされたサブキャリアマッピングを用いて、ＩＤＦＴに１つおきにｐ個の入力にマッピングし、非ゼロデータの間にｐ−１個のゼロを挿入することができる。次いでＩＤＦＴの出力に、複数（ｐ）のＵＷが生成されることができる。それらのうちの１つだけが、データ部分のテールに追加されることができる。この解決策は、例えば同じサンプリングレートで動作するなど、２つの分枝を同期された状態に保つことができる。

他の解決策においてＵＷ信号がデータ信号に追加される前に、データ信号のテール部分は完全にゼロアウトされることができ、すなわちテールにおけるサンプル（これらは非常に低い値を有する）は、ゼロに設定されることができる。

同期目的のためのＵＷの使用を容易にするために、データ信号およびＵＷ信号は、システム帯域幅内の非オーバーラップサブバンドにマッピングされることができ、そのための例が図７に示される。それにより、データ信号はサブキャリア７８０の１つのセットにマッピングされることができ、ＵＷ信号はサブキャリア７８５の別のセットにマッピングされることができる。例えばｍ＝Δｆ２／Δｆ１＝Ｎ／Ｌであり、２つの分枝内のサブキャリアのインデックスはそれぞれＳ₁＝［０，１，．．．Ｎ−１］、およびＳ₂＝［０，１，．．．，Ｌ−１］である。インデックスｋ∈Ｓ₂を有するサブキャリアがＵＷ送信のために用いられる場合、インデックス（ｋ−１）×ｍからｋ×ｍを有するサブキャリアは、データ送信のために用いられることはできない。

本明細書で述べられる例においてＵＷは、サウンディング基準信号（ＳＲＳ）として用いられることができる。ＳＲＳは受信器によって、送信器から受信器までのチャネルの品質を測定するために用いられることができる。チャネルサウンディングの目的に用いられるＵＷは、ＵＷ−ＳＲＳと呼ばれることができる。ＵＷ−ＳＲＳは、ＵＷシーケンスを、チャネル品質が測定されることになるターゲットサブバンド／サブキャリアにマッピングすることによって生成されることができる。ＵＷ−ＳＲＳシーケンスをターゲットサブバンド（データ送信と直交する）にマッピングするための１つの例示の解決策は、本明細書の上記で述べられた。１つの例示の解決策においてＵＷ−ＳＲＳシーケンスは、隣接したサブキャリアのグループにマッピングされることができる。他の例示の解決策においてＵＷ−ＳＲＳは、サブバンド内のインターリーブされたサブキャリアにマッピングされることができる。例えばＵＷ−ＳＲＳは、ｋ番目のサブキャリアごとにマッピングされることができ、ｋは構成可能なパラメータである。

２つ以上のＷＴＲＵが同じサブバンド上に、サウンディング基準信号を送信することができる。ＷＴＲＵがそれらのＵＷ−ＳＲＳを同じサブキャリアにマッピングする場合、それらは直交ＵＷを用いて多重化されることができる。あるいはＷＴＲＵは、異なるＷＴＲＵによって用いられるサブキャリアは異なるように、それらのＵＷ−ＳＲＳをサブバンドの異なるサブキャリアに、インターリーブされた形でマッピングすることができる。

ＵＷ−ＳＲＳ信号は、いくつかのＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル内でのみ送信されることができる。例としてｎサブフレームごとに最後のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルが、ＳＲＳを送信するために用いられることができる。連続したＳＲＳを運ぶＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルにおけるＵＷ−ＳＲＳ送信のために用いられるサブキャリアは、非オーバーラップまたは部分的オーバーラップとすることができる。

ＵＷ−ＳＲＳ送信に割り当てられたリソース（サブバンド／サブキャリアのインデックス、ＳＲＳを運ぶＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルのインデックス、ＵＷとして用いられるシーケンス、ＵＷシーケンスの長さ）は、基地局によって構成されることができる。あるいはこの情報の一部またはすべては、制御チャネル内で表示されることができる。

ＵＷ−ＳＲＳは、複数のアンテナポートに対してサポートされることができる。例示の解決策において基準信号のセットは、アンテナポートごとに時間シフトされたＵＷのセットによって定義されることができる。

図８Ａは、直交ＵＷ−ＳＲＳの、複数のアンテナポートへの例示のマッピングを示す信号図である。図８Ａに示される例示の解決策においてＵＷ８１５、８２５、８３５、８４５のそれぞれは等しい長さを有するが、異なる時間オフセットを有してマッピングされることができる。例えばＵＷ８１５はアンテナポート１においてデータ部分８１０に続くことができ、アンテナポート２においてデータ部分８２０に続くことができるＵＷ８２５と同じシンボル境界内に位置することができる。示されるようにＵＷ８１５は、ＵＷ８２５とは異なる時間オフセットを有してマッピングされることができる。同様にＵＷ８３５はアンテナポート１においてデータ部分８３０に続くことができ、アンテナポート２においてデータ部分８４０に続くことができるＵＷ８４５と同じシンボル境界内に位置することができる。それによりＵＷ８３５は、ＵＷ８４５とは異なる時間オフセットを有してマッピングされることができる。ＵＷ８１５、８２５、８３５、８４５のそれぞれは同一とすることができる。

図８Ｂは、直交ＵＷ−ＳＲＳの、複数のアンテナポートへの他の例示のマッピングを示す信号図である。図８Ｂに示される例示の解決策において、各選択されたＵＷが他のアンテナポートのものと直交するように、アンテナポートごとに異なるＵＷが選択されることができる。例としてＵＷなどのこのようなＵＷのセットは、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ（ＺＣ）などの良好な相関特性を有する複素シーケンスのセットに基づいて定義されることができる。例示的セットアップにおいてセットは、ＺＣシーケンスの同じルートの異なるサイクリックシフトからなることができる。

例えばＵＷ１ ８５５はアンテナポート１においてデータ部分８５０に続くことができ、アンテナポート２においてデータ部分８６０に続くことができるＵＷ２ ８６５と同じシンボル境界内に位置することができる。示されるようにＵＷ１ ８５５は、ＵＷ２ ８６５と同じ時間オフセットを有してマッピングされることができる。ＵＷ１ ８５５はＵＷ２ ８６５とは異なることができる。同様にＵＷ１ ８７５はアンテナポート１においてデータ部分８７０に続くことができ、アンテナポート２においてデータ部分８８０に続くことができるＵＷ２ ８８５と同じシンボル境界内に位置することができる。示されるようにＵＷ１ ８７５は、ＵＷ２ ８８５と同じ時間オフセットを有してマッピングされることができる。信号図８００に示されるように図８Ａは、ＵＷ８１５およびＵＷ８２５が特別な構造を有する、図８Ｂの特別なケースと見なされることができる。

帯域制限されたＵＷ信号は、同期信号として用いられるように設計されることができ、ＵＷ−Ｓｙｎｃｈ信号と呼ばれることができる。初期同期において、高い電力効率を有することが望ましくなり得る。送信された同期信号が狭帯域である場合、受信器は最初に到来信号をフィルタリングし、それをダウンサンプリングし、同期信号を求めて探索することができる。ダウンサンプリングされた信号を用いることによる、例えば相関器を用いた探索は、より電力効率的な動作となることができる。例として２０メガヘルツ（ＭＨｚ）チャネルに対してＵＷシーケンスは、チャネルの中心における１．２５ＭＨｚサブバンド上にそれが送信されるように設計されることができる。図７に示される送信器アーキテクチャが、この目的のために用いられることができる。

図９は、ＵＷ同期信号およびシステム情報（ＳＩ）の同時送信の例を示すブロックおよび信号図である。ブロックおよび信号図９００に示される例示の方法において、いくつかのＳＩおよびＵＷは共に同期信号の一部として送信されることができる。ＳＩはシステムについての情報のいくつかのビットからなることができる。

図７に示される例と同様のやり方で、図９に示される例において、ｘ９４０はＮサンプルの長さを有するデータ信号である。データ信号ｘ９４０を生成するために、データシンボルはサイズＭのＤＦＴブロック９１０にマッピングされることができる。ＤＦＴブロック９１０の下側部分には、ｘ９４０のテールにおいてほとんどゼロのサンプルを生成するようにＣ個のゼロが供給されることができる。この場合ほとんどゼロのテールの長さは、（Ｃ×Ｎ／Ｍ）である。例としてＮ＝１０２４、Ｍ＝２５６、およびＣ＝６４の場合、出力信号はテールにおいてほとんどゼロである（６４／２５６）×１０２４＝２５６サンプルを有することになる。この構成においてＩＤＦＴブロック９１５は、チャネル帯域幅およびサブキャリア間隔Δｆ１に基づいて、ＩＤＦＴサイズＮを決定することができる。またＤＦＴブロック９１０はリソース割り当てグラントに基づいてＤＦＴサイズＭを決定することができ、Ｃはゼロテール長さによって決定されることができ、これはチャネル遅延拡散の関数として設定されることができる。ＩＤＦＴブロック９１５はその出力をＰ／Ｓブロック９３０にもたらすことができ、それはデータ信号ｘ７４０を出力することができる。

図７に示される例とは異なるやり方で、図９に示される例においてＵＷ信号は、ＵＷシーケンスおよびＳＩの両方を、サイズＬ９２０のＩＤＦＴブロック内のサイズＫのＤＦＴブロック９２１に供給することによって生成されることができる。ＤＦＴブロック９２１のサイズは、ＵＷ／ＳＩシーケンスの長さによって決定されることができる。ＤＦＴブロック９２１の出力は、次いでＩＤＦＴブロック９２５のＫ個の入力に供給されることができる。ＩＤＦＴサイズＬおよびサブキャリア間隔Δｆ２は、システム帯域幅Ｌ×Δｆ２＝Ｎ×Δｆ１となるように選択されることができる。Ｌはまた、ＵＷ／ＳＩ信号ｙ９５０の長さを決定することができる。ＩＤＦＴブロック９２５はその出力をＰ／Ｓブロック９３５にもたらすことができ、それはＵＷ／ＳＩ信号ｙ９５０を出力することができる。

１つの例示の解決策においてＵＷ／ＳＩ信号ｙ９５０の長さは、それがデータ信号ｘ９４０のテール部分におけるサンプルの数に等しいかわずかに小さくなる、すなわちＬ≦ＣＮ／Ｍとなるように選択されることができる。例えばＮ＝１０２４、Ｍ＝２５６、Ｃ＝６４の場合Ｌは、Ｌ＝（６４／２５６）×１０２４＝２５６として選択されることができる。この例においてΔｆ２＝４×Δｆ１、すなわちＵＷ／ＳＩ信号は時間においてはより短くなり得るが、周波数においてはより広いサブキャリア間隔を有する。この解決策においてサイズＬのＵＷ／ＳＩ信号ｙ９５０が、データ信号ｘ９４０のテール部分に挿入される。これを達成するための１つの技法は、結果としての信号ｗ＝［０_{1×{N-(CN/M)}} ｙ］ ９４７がサイズＮを有するように、ＵＷ／ＳＩ信号を｛Ｎ−（ＣＮ／Ｍ）｝個のおおよそゼロのサンプル９４５によってパッドすることとすることができる。送信される信号９６０は従ってｘ＋ｗとなる。ＵＷ／ＳＩ信号は予め計算され、デバイスメモリに記憶されることができる。

同期目的のためのＵＷの使用を容易にするために、データ信号およびＵＷ／ＳＩ信号は、システム帯域幅内の非オーバーラップサブバンドにマッピングされることができ、そのための例が図９に示される。それにより、データ信号はサブキャリア９８０および９８７のセットにマッピングされることができ、ＵＷ／ＳＩ信号はサブキャリア９８５の別のセットにマッピングされることができる。このようにしてＵＷ／ＳＩ信号は帯域の中心にマッピングされることができ、システムの実際の帯域幅を学習する前の初期アクセスシナリオのために一般に有用となり得る。

図１０は、データ信号の一部としてのＵＷ送信の例を示すブロックおよび信号図である。ＵＷシーケンスは、ブロックおよび信号図１０００に示されるように、データと一緒に、ＤＦＴブロック１０１０へのＤＦＴ入力にマッピングされることができる。さらにＩＤＦＴブロック１０１５は、ＩＤＦＴサイズＮとすることができる。ＩＤＦＴブロック１０１５はその出力をＰ／Ｓブロック１０３０にもたらすことができ、それは信号ｖ１０６０を出力することができる。結果としてデータ信号１０４０およびＵＷ信号１０５０から構成された送信される信号ｖ１０６０が生成されることができる。

この場合、データおよびＵＷは同じ周波数帯域内で送信されることができる。受信器側においてＵＷはタイミング、および周波数同期、位相追跡などを強化するためになど、同期を強化するために用いられることができる。

ＵＷ−Ｓｙｎｃｈ信号は、いくつかのＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル上に送信されることができる。例えばそれは特定のサブフレーム内のすべてのＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル上に送信されることができ、またはそれはフレーム内の特定のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル上に送信されることができる。

図１１Ａは、様々なＵＷ信号の時分割多重化の例を示す信号図である。フレーム内の特定のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル上のＵＷ−Ｓｙｎｃｈ信号の送信の例は図１１Ａに示され、ＵＷ−Ｓｙｎｃｈ信号はサブフレームｎの６番目のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル１１１０内に送信される。

図１１Ｂは、様々なＵＷ信号の時分割多重化の他の例を示す信号図である。図１１Ｂは、フレーム内の特定のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル上のＵＷ−Ｓｙｎｃｈ信号の送信の他の例を示す。図１１Ｂに示されるようにＵＷ−ＳＲＳ信号は、サブフレームｎ＋ｋの最後のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル１１２０内に送信されることができる。図１１Ａおよび図１１Ｂに示されるように、サブフレームｎおよびｎ＋ｋ内の他のＵＷ信号は、ＵＷシーケンスおよびデータを同じＤＦＴブロックにマッピングすることができる。

一例において信号図１１００に示される多重化パターンは、中でもチャネル推定および／またはリンク適応を改善するためにＵＷ−Ｓｙｎｃｈおよび／またはＵＷ−ＳＲＳの送信の周波数を適応させるように、コントローラ（基地局など）によって構成されることができる。他の例において中央コントローラなしにモバイル端末の間の通信を可能にするために、移動体は多重化パターン、および／またはＵＷ−ＳｙｎｃｈおよびＵＷ−ＳＲＳシーケンスを自律的に決定することができる。

図１２は、データ復調基準信号として用いられる１つまたは複数のＵＷの例を示すブロック図である。ブロック図１２００に示されるように、データの代わりにＤＦＴブロックへの入力として、他の決定論的シーケンスが用いられ、データ復調のための基準信号が形成されることができる（ＵＷ ＤＭ−ＲＳ）。図１２の例においてＵＷ１は、データ復調目的のための基準として用いられることができるシーケンスを表す。基準ＵＷ１シーケンスは、データシンボルと同じ、サブキャリアのセット（Ｍ個のサブキャリア）に広がる。図１２に示されるようにＵＷおよびＵＷ１は、ＤＦＴブロック１２１０へのＤＦＴ入力にマッピングされる。さらにＩＤＦＴブロック１２１５は、ＩＤＦＴサイズＮとすることができる。結果として、ＵＷおよびＵＷ１から構成される信号が生成されることができる。さらにＩＤＦＴブロック１２１５はその出力をＰ／Ｓブロック１２１５にもたらすことができ、それは信号を出力する。

データを運ぶＵＷ−ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル（図１０に示されるような）、およびデータ復調基準信号を運ぶＵＷ ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭシンボル（図１２に示されるような）は、サブフレームの間、時間において多重化されることができる。サブフレーム内のＵＷ ＤＭ−ＲＳシンボルの位置は予め規定されることができ、または構成可能とすることができる。

図１０に示される単一のＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボルに基づくチャネル推定を実証するために、

を、周波数における受信されたデータシンボルとする。この表現式において

は関心のあるサブバンドを選択する置換行列であり、

はサイズＮの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列であり、

は時間領域での受信された信号である。受信された信号がＦＤＥによって完全に等化された場合、以下のようにＵＷシーケンスは、逆拡散演算（例えばＩＤＦＴ）のより低位の端に現れる必要がある。

ｕ＝Ａ（ｒ_f）Ｓｈ_s 式（１）

ここで

は平滑化行列

で乗算された後の関心のあるサブバンド上のチャネル周波数応答の逆を生成するベクトルであり、

はＵＷシーケンスであり、ＣはＵＷシーケンスの長さであり、および

は以下によって明示的に与えられる組み合わされた行列である。

Ａ（ｒ_f）＝Ｐ_UWＤ^Hｄｉａｇ｛ｒ_f｝ 式（２）

ここで

はＭポイントＤＦＴ、

はＵＷシーケンスのみを選択する置換行列、（・）^Hはエルミート演算、およびｄｉａｇ｛・｝は対角行列を生成する演算子で、その対角要素は変数である。式（１）は線形であるのでベクトルｈ_FDEは、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）、ゼロ強制（ＺＦ）、または最尤法（ＭＬ）を用いることによって推定されることができる。例として推定においてＺＦが考慮される場合、ベクトルｈ_sは以下のように得られる。

ｈ_s＝ （Ａ（ｒ_f）Ｓ）^†ｕ 式（３）

ここで（・）^†は一般逆行列演算である。平滑化行列Ｓは以下のように選択されることができることに留意されたい。

Ｓ＝Ｐ_subbandＦ_p 式（４）

ここで

は、行列Ｆの最初のＭ_h列を含む。

例としてＵＷシーケンスのために８サンプルがあり、周波数領域における分解能ポイントの数は８であり、（Ａ（ｒ_f）Ｓ）^†のサイズは８×８となる。従ってチャネル推定は、より低い受信器複雑度を用いて行われることができる。

マルチアンテナ送信のためのＵＷ−ＤＭ−ＲＳ構成の例が本明細書でさらに論じられる。ＷＴＲＵは、例えば空間多重化を含んだマルチアンテナプリコーディングのためのマルチアンテナ送信のために、１つまたは複数のＵＷシーケンスを用いるように構成されることができる。空間多重化はレイヤごとに１つのＤＭ−ＲＳ信号を必要とするので、ＷＴＲＵは複数のＤＭ−ＲＳ信号を送信できることが必要となり得る。例えばＷＴＲＵが４つの空間多重化されたレイヤを並列に送信するように構成される例示のケースでは、同じＷＴＲＵから４つのＤＭ−ＲＳ信号が送信される必要があり得る。

例示の解決策において、各選択されたＵＷが他のレイヤのものと直交するように、レイヤごとに異なるＵＷが選択されることができる。例としてこのようなＵＷのセットは、ＺＣまたはゴーレイシーケンスなど、良好な相関特性を有する複素シーケンスのセットに基づいて定義されることができる。例示的セットアップにおいて、セットはＺＣシーケンスの同じルートの異なるサイクリックシフトからなることができる。

他の例示の解決策では同じＵＷがすべてのレイヤに適用されることができるが、受信器において各レイヤに対するＵＷの分離を可能にするように、レイヤごとに異なるカバーコードが適用されることができる。

ＵＷシーケンスは、ＤＭ−ＲＳに対していくつかのやり方で構成されることができる。ＤＭ−ＲＳベースのコヒーレント復調のために、基準信号の帯域幅は、対応するデータ送信の帯域幅と等しくすることができる。結果としてＷＴＲＵによって用いられるＵＷの長さは、データ送信の帯域幅に基づいて変化することができる。

ＷＴＲＵは、制御オーバーヘッドを制限するために、ＵＷシーケンスの固定または制限されたセット（固定または異なる長さの）を用いるように、無線リソース制御（ＲＲＣ）シグナリングを通じて半静的に構成されることができる。

ＷＴＲＵは、基準信号の間の干渉に対抗するために、例えば［＋１，＋１］および［＋１，−１］などの相互に直交するパターンを適用することによって、同じＵＷシーケンスから作成された基準信号を利用するようにＲＲＣシグナリングを通じて半静的に構成されることができる。

ＷＴＲＵは、ＵＷシーケンスのセットを利用するようにＬ１／Ｌ２制御シグナリングを通じて動的に構成されることができ、および各空間多重化されたレイヤに対して異なるＵＷシーケンスを利用するように構成されることができる。

本明細書で述べられる例において、ＵＷはアナログフィードバックをもたらすように用いられることができる。例示の閉ループプリコーディングシステムなどの例示のシステムにおいて、ＷＴＲＵはダウンリンク基準信号に対する測定を行うことができ、および／または測定されたチャネル情報を報告することができ、これはチャネル品質情報（ＣＱＩ）、ランクインジケータ（ＲＩ）、および／またはプリコーディング行列インジケータ（ＰＭＩ）を含むことができる。ＷＴＲＵは、測定されたチャネル情報を基地局に報告することができる。報告されたＰＭＩおよびＣＱＩは、例えばフィードバックオーバーヘッドを低減するために量子化されることができる。

例示の解決策においてＷＴＲＵは、ダウンリンク基準信号に対する測定を行ってチャネル方向行列Ｕ_DLを推定する、および／または例えばチャネル方向情報を量子化しそれをＰＭＩとして報告するのではなく、測定されたチャネルＵ_DLまたはその推定された固有方向を用いて基準ベクトルｘ_UW（これは選択されたＵＷに基づいて定義されることができる）をビーム形成することができる。この解決策においてｅノードＢにおいて受信される信号は以下のように表されることができる。

ｒ＝Ｈ_ULＵ_DLｘ_UW＋ｎ 式（５）

ここでｎは付加的なガウス雑音である。ｅＮＢは基準ベクトルｘ_UWおよびＵＬチャネル推定

を用いて、ＷＴＲＵによって用いられる実際のビーム形成ベクトルの推定を決定し、およびＷＴＲＵによって観測されるＤＬチャネル方向を推定することができる。

の決定のための例示的手法は、ＺＦ方法に基づくことができる。

ここで（・）^†は、一般逆行列関数である。

各選択されたＵＷが他のレイヤのものと直交となることができるように、レイヤごとに異なるＵＷが選択されることができる。例としてこのようなＵＷのセットは、ＺＣなどの良好な相関特性を有する複素シーケンスのセットに基づいて定義されることができる。例示的セットアップにおいて、セットはＺＣシーケンスの同じルートの異なるサイクリックシフトからなることができる。

他の例示の解決策では同じＵＷがすべてのレイヤに適用されることができるが、受信器において各レイヤに対するＵＷの分離を可能にするように、レイヤごとに異なるカバーコードが適用されることができる。

ＵＷにおける変化を取り扱う例が、本明細書で論じられる。例えばＷＴＲＵが、例えば送信が開始する前に送信期間がない状態で、バースト状モードで送信する場合、最初のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルは、それに先行するＵＷを有することができない。

図１３Ａおよび１３Ｂは、ＵＷを用いたバースト状送信を示す信号図である。図１３Ａには、時間ｔ＝Ｔにおいて送信が開始する例が示される。サイクリックプレフィックスがないことにより、チャネルを用いた巡回畳み込みは失われ、キャリア間干渉の可能性が生じることになる。これを防止するために図１３Ｂに示されるように、最初のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルにサイクリックプレフィックス１３５０が付加されることができる。信号図１３００に示される例において、サイクリックプレフィックス１３５０は、ＵＷ信号１３６０などのＵＷ信号のコピーとすることができる。この場合送信は時間ｔ＝Ｔ−Ｔ_UWにおいて開始し、Ｔ_UWは秒でのＵＷ信号の持続時間である。

送信時のＵＷの変化を取り扱う例が、本明細書でさらに論じられる。ＵＷ長さおよび信号は、時には連続したＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルにおいて異なることができる。例えばいくつかのＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルにおいて、ＵＷ−ＳＲＳまたはＵＷ−Ｓｙｎｃｈ信号が送信されることができる。ＵＷ信号の変化により、シンボル間干渉およびキャリア間干渉が生じる場合がある。

図１４は、ＵＷ信号の変化を有するＵＷ遷移の例を示す信号図である。信号図１４００にはＵＷ信号における変化の例が示され、ＵＷ１からＵＷ２、およびＵＷ２からもとのＵＷ１への遷移により、第５のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル１４５０および第６のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル１４６０は干渉を経験する場合がある。例えばＵＷ１はＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル１４４０において、および再びＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル１４６０において用いられることができ、ＵＷ２はそれらの間でＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル１４５０において用いられることができる。

これらの１つのＵＷから他への遷移は、例えばそれらがＵＷ−ＳＲＳの送信またはＵＷ−Ｓｙｎｃｈ送信によるものである場合、時間において予め規定されることができる。受信器は、それが正しいタイミングを取得していれば、いつ遷移を予想するかを知ることができる。干渉の影響を低減する１つの方法は、干渉を経験し得るＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルのデータ部分の始まりに、ガードインターバルを導入することであり得る。これは図１５に示されるように、ＤＦＴブロックのヘッドにゼロを供給することによって達成されることができる。

図１５は、ガードインターバルを有する例示のＵＷ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル生成を示す信号図である。信号図１５００での例に示されるように、ＤＦＴブロック１５１０のヘッド内に供給されるゼロの数が構成されることができる。これらのゼロはデータ送信のために用いられることができるリソースの数を低減することができるので、トランスポートブロックサイズまたは符号化レートは変化される必要があり得る。受信器側において、受信器はガードインターバルとして用いられる時間領域サンプルを捨てることができる。例としてＤＦＴサイズＭ＝２５６、ＩＤＦＴサイズＮ＝１０２４、およびＤＦＴブロックのヘッドにおいてＮ_h＝１６個のゼロの場合、時間領域信号の始まりにおけるＮ_hＮ／Ｍ＝６４サンプルは、受信器においてＮポイントＤＦＴを取り出す前に、それらをゼロに設定することによって捨てられることができる。

図１５に示されるように、構成されたゼロの数、データ、およびＵＷは、ＤＦＴブロック１５１０内に供給されることができる。さらにＩＤＦＴブロック１５１５は、ＩＤＦＴサイズＮを決定することができる。結果として、データシンボル１５５５およびＵＷ信号１５５０から構成された送信される信号１５６０が生成されることができる。さらにＩＤＦＴブロック１５１５はその出力をＰ／Ｓブロック１５３０にもたらすことができ、それは信号１５６０を出力することができる。データシンボル１５５５はデータ信号１５４０、およびガードインターバルとして用いられるゼロのサンプル１５４５から構成されることができる。

ＵＷがゼロに設定された場合、ＵＷの送信に費やされる電力は、データ送信の電力を増強するために用いられることができることが留意される。例えばＵＷ信号１５５０がゼロに設定された場合、データ信号１５４０の電力は増強されることができる。

チャネル推定および追跡のための統合プリアンブル／復調基準信号（ＤＭＲＳ）およびＵＷ設計の例、ならびにＵＷにおける変化の取り扱いが、本明細書でさらに論じられる。

ＵＷをベースとする波形に対するロバスト性のあるチャネル推定、およびフレーム内のＵＷにおける変化の取り扱いに対処する一例において、周波数におけるＤＭＲＳシーケンスに対するシーケンスに基づいてＵＷシーケンスを生成する、統合ＤＭＲＳおよびＵＷ設計が考察される。それによりこの例示の解決策において、ＵＷシーケンスとＤＭＲＳシーケンスとは依存することができる。例えばＵＷシーケンスは、ＤＭＲＳシーケンスの関数とすることができる。他の例においてＵＷ信号は、ＤＭＲＳ信号内に複数回現れることができる。

図１６Ａは、統合ＵＷ信号およびＤＭＲＳ設計、ならびに統合ＵＷおよびＤＭＲＳシーケンスの生成の例を示すブロックおよび信号図である。信号およびブロック図１６００における使用のための例示のステップは、以下のように説明される。信号およびブロック図１６００に示されるように、統合ＵＷおよびＤＭＲＳシーケンスは単一のサブバンドにおける使用のために生成されることができる。

初期ステップは以下のように生じることができる。オフラインとすることができるＵＷおよびＤＭＲＳシーケンス発生器１６１０Ａは、ＤＭＲＳシーケンスを生成することができる。ＵＷおよびＤＭＲＳシーケンス発生器１６１０Ａは、ベクトル

を、周波数におけるＤＭＲＳのためのもとのシーケンスを含んだベクトルとすることができる。シーケンスは最初に、Ｎ_int≧２の率でアップサンプリングされることができる。ＵＷおよびＤＭＲＳシーケンス発生器１６１０Ａにおいて、アップサンプリングされたシーケンスは

によって表されことができ、

はアップサンプリング行列である。アップサンプリングされたシーケンスは、追加の演算を用いてさらに処理されることができる。追加の演算は、例えば巡回シフト／複素回転ブロック１６０５Ａによって行われるサイクリックシフトまたは変調演算を含むことができる。この追加の処理を取り込むために、巡回シフト／複素回転ブロック１６０５Ａは

によって表される線形プリコーダを用いることができ、これは結果として

によって与られる処理されたシーケンスを含んだベクトルを生じる。ベクトル

を、周波数領域で使用されることになるＤＭＲＳシーケンスとして利用するために、

のＩＤＦＴがＩＤＦＴブロック１６１５によってＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭのために計算されることができる。ベクトル

はＮ_intの率でアップサンプリングされたシーケンスであるので、

のＩＤＦＴは反復したシーケンスに対応することができ、アップサンプリングされたシーケンスのＤＦＴは反復したシーケンスであるという特性を用いて、反復率はＮ_int＋１とすることができる。周波数におけるＤＭＲＳシーケンスは、ガードトーンを含むＩＤＦＴ変換を用いることによって、時間におけるＵＷ ＤＭＲＳシンボルを生成するために使用されることができる。

他のステップは以下のように生じることができる。ここでＵＷおよびＤＭＲＳシーケンス発生器１６１０Ａは、ＤＭＲＳシーケンスに基づいてＵＷシーケンスを生成することができる。具体的には以下の例において、ＵＷおよびＤＭＲＳシーケンス発生器１６１０Ａは、処理されたアップサンプリングされたＤＭＲＳシーケンス

に基づいてＵＷシーケンスを生成することができる。この追加の処理の後、ベクトル

はＩＤＦＴブロック１６１５によって逆拡散されることができ、以下で与えられる。

ただしｚは所望のシーケンス

を、拡散演算

の後に生成するシーケンスである。ベクトルｚは、Ｎ_int＋１個の反復したサブシーケンスを含むことができる。ＵＷシーケンス

とＤＭＲＳシーケンスｂとの間の関係は、以下のように得られる。

ただし

は、ベクトルｚ内の反復したサブシーケンスの要素のいくつかを選択することができる行列である。

図１６Ａに示される例において、スイッチ１６５５がＤＭＲＳシーケンスを受け取るように設定されたとき、ＩＤＦＴブロック１６１５はヘッドシーケンス１６６１ａ、１６６１ｂ、１６６１ｃ、１６６１ｄ、基準シーケンス１６６２ａ、１６６２ｂ、１６６２ｃ、１６６２ｄ、およびテールシーケンス１６６９ａ、１６６９ｂ、１６６９ｃ、１６６９ｄを生成することができる。当業者は、図１６Ａおよび図１６Ｃのヘッドシーケンス１６６１ａ、１６６１ｂ、１６６１ｃ、１６６１ｄ、基準シーケンス１６６２ａ、１６６２ｂ、１６６２ｃ、１６６２ｄ、およびテールシーケンス１６６９ａ、１６６９ｂ、１６６９ｃ、１６６９ｄは、それぞれ図１６Ｂのヘッド信号１６６１ａ、１６６１ｂ、１６６１ｃ、１６６１ｄ、基準信号１６６２ａ、１６６２ｂ、１６６２ｃ、１６６２ｄ、およびテール信号１６６９ａ、１６６９ｂ、１６６９ｃ、１６６９ｄに対応できることを容易に理解するであろう。図１６Ａでのスペース要件および明瞭さにより、図１６Ｂに示される信号１６６１ｃ、１６６２ｃ、および１６６９ｃに対応するシーケンスは図１６Ａに示されないが、当業者はこのようなシーケンスは図１６Ａに示される例において生成されることができることを容易に理解するであろう。

図１６Ａに示されるようにＤＦＴブロック１６３０は、ヘッドシーケンス１６６１ａおよびテールシーケンス１６６９ｄを受け取ることができる。さらに連結ブロック１６１１は、ＩＤＦＴブロック１６１５によって生成された残りのシーケンス、具体的にはヘッドシーケンス１６６１ｂ、１６６１ｃ、１６６１ｄ、基準シーケンス１６６２ａ、１６６２ｂ、１６６２ｃ、１６６２ｄ、およびテールシーケンス１６６９ａ、１６６９ｂ、１６６９ｃを受け取ることができる。連結ブロック１６１１は次いで受け取られたシーケンスを連結し、ＤＭＲＳシーケンス１６５０の少なくとも一部を生成することができ、これはその後に波形発生器１６２０Ａ内のＤＦＴブロック１６３０によって受け取られる。ＤＦＴブロック１６３０は次いで、ヘッドシーケンス１６６１ａ、ＤＭＲＳシーケンス１６５０の少なくとも一部、およびテールシーケンス１６６９ｄに対するプリコーディングを行い、これらのシーケンスを周波数領域において拡散させることができる。ＤＦＴブロック１６３０はベクトル

に対応することができる拡散シーケンス１６３１またはデータシンボルを、ＩＤＦＴブロック１６４０Ａにもたらすことができる。ＩＤＦＴブロック１６４０Ａは次いで、拡散シーケンスまたはデータシンボルを時間領域シーケンスに変換することができ、これは波形となることができる。波形発生器１６２０Ａは次いで送信のために、時間領域シーケンスをトランシーバ１６４５Ａにもたらすことができる。結果としてトランシーバ１６４５Ａは、図１６Ｂのシンボル１６６０に示されるように、統合ＵＷおよびＤＭＲＳを用いて信号を送信することができる。

例においてＵＷシーケンスは、ヘッドシーケンス１６６１ａおよびテールシーケンス１６６９ｄなどのヘッドシーケンスおよびテールシーケンスの連結によって形成されることができる。さらに統合ＵＷおよびＤＭＲＳは、ヘッドシーケンス、基準シーケンス、およびテールシーケンスの反復を含むことができる。それによりｅノードＢまたはＷＴＲＵなどの無線デバイスは、基準シーケンス、次いで統合ＵＷおよびＤＭＲＳを生成することができる。具体的には例において、ＷＴＲＵは基準シーケンスを生成することができる。さらにＷＴＲＵは、基準シーケンスのアップサンプリングに基づいてＤＭＲＳシーケンスを生成することができる。例においてＤＭＲＳシーケンスは、複数の反復したシーケンスを含むことができる。さらに例において各反復したシーケンスはヘッドシーケンス、基準シーケンス、およびテールシーケンスを含むことができる。またＤＭＲＳ内のＵＷシーケンスは、反復されたヘッドシーケンスのうちの１つ、および反復されたテールシーケンスのうちの１つを含むことができる。加えてＷＴＲＵは、ＤＭＲＳシーケンスに対する波形演算に基づいてＤＭＲＳ信号を生成することができる。ＷＴＲＵは、次いでＤＭＲＳ信号を基準信号として送信することができる。

図１６Ａに示されないさらなる例において、スイッチ１６５５がデータシンボルベクトルｄを受け取るように設定されたとき、ＤＦＴブロック１６３０はデータシンボルベクトルｄ、ヘッドシーケンス、およびテールシーケンスを受け取ることができる。さらにＤＦＴブロック１６３０は次いでデータシンボルベクトルｄ、ヘッド信号、およびテール信号に対してプリコーディングを行うことができる。ＤＦＴブロック１６３０は、拡散シーケンスまたはデータシンボルをＩＤＦＴブロック１６４０Ａにもたらすことができる。ＩＤＦＴブロック１６４０Ａは次いで、拡散シーケンスまたはデータシンボルを時間領域シーケンスに変換することができ、これは波形となることができる。波形発生器１６２０Ａは次いで送信のために、時間領域シーケンスをトランシーバ１６４５Ａにもたらすことができる。結果としてトランシーバ１６４５Ａは、図１６Ｂのシンボル１６７０、１６８０〜１６９０のそれぞれに示されるような、ヘッド信号、データ信号、およびテール信号を有する信号を送信することができる。例えばＤＦＴブロック１６３０はデータシーケンス１６７２、ヘッドシーケンス１６７１、およびテールシーケンス１６７９を受け取ることができ、次いでこれらは処理され、図１６Ｂに示されるようなシンボル１６７０内に送信されることができる。

それにより例において、ＷＴＲＵは複数の入力ベクトルを生成することができ、各入力ベクトルはデータシンボルのシーケンスおよびＵＷシーケンスを含む。例において各入力ベクトルは、データシンボルベクトルおよびＵＷシーケンスを含むことができる。ＷＴＲＵは次いで複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルを生成することができ、各ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルは入力ベクトルのそれぞれに対する波形演算に基づく。さらにＷＴＲＵは、複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルを送信することができる。

図１６Ｂは、単一のサブバンドに対する時間領域における統合ＵＷ ＤＭＲＳの例である。図１６Ｂに示されるように、反復した信号の最初のサンプルおよび最後のサンプルは、それぞれヘッドおよびテール信号のサンプルの関数とすることができる。例えばヘッド信号１６６１ａ、１６６１ｂ、１６６１ｃ、１６６１ｄ、１６７１、１６８１〜１６９１は、反復した信号とすることができる。当業者は、図１６Ｂに示されるシンボルのそれぞれは、反復するヘッド信号およびテール信号を有するようになることを理解するであろう。結果として１６６１ａ、１６６１ｂ、１６６１ｃ、１６６１ｄ、１６７１、１６８１〜１６９１は、複数回反復された同じ信号とすることができる。さらにテール信号１６６９ａ、１６６９ｂ、１６６９ｃ、１６６９、１６７９、１６８９〜１６９９は、反復した信号とすることができる。結果として１６６９ａ、１６６９ｂ、１６６９ｃ、１６６９、１６７９、１６８９〜１６９９は、複数回反復された同じ信号とすることができる。ＵＷシーケンス、すなわちベクトルｂに基づいて生成されるｕは、ＴＴＩ内のデータシンボルベクトルｄなどの他のデータシンボルと共に用いられることができ、およびＵＷ ＤＭＲＳシンボル１６６０の複数のインスタンス、例えば

のＩＤＦＴは、ＴＴＩ内のいずれの所にも位置することができる。図１６Ｂに示されない例においてＵＷ ＤＭＲＳシンボル１６６０は、シンボル１６９０など、ＴＴＩの最後のシンボル内、またはシンボル１６７０もしくは１６８０など、ＴＴＩの中間のシンボル内に位置することができる。図１６Ｂに示されるようにＤＭＲＳシーケンス１６５０の少なくとも一部は、それが最初のシンボル１６６０の復調性能を強化するように、最初のシンボル、ＵＷ ＤＭＲＳ１６６０に位置することができる。ヘッド信号１６７１、１６８１〜１６９１、およびテール信号１６７９、１６８９〜１６９９は、示されるようにデータ信号１６７２、１６８２〜１６９２と共に多重化されて、信号１６６０、１６７０、１６８０〜１６９０となることができる。

このようなＤＭＲＳおよびＵＷの統合構成に対する手法は、いくつかの恩恵をもたらすことができる。例えば式（８）においてもたらされるｕとｂとの間の関係が満たされる場合、時間における最初のデータシンボルのテール信号は、ＵＷ ＤＭＲＳシンボルのテール信号と同じとすることができる。従って最初のデータシンボルは、チャネルの巡回畳み込みを維持する。

この解決策においてＤＭＲＳシーケンスは、Ｎ_int＞２の率でアップサンプリングされる。従ってシンボルは、時間領域においてＮ_intの率で反復的な構造を有する。従ってＤＭＲＳシンボルは、時間領域での簡単な置き換え演算を用いて、ＣＰなしにそれ自体によって巡回畳み込みを維持することができる。例えばＮ_intを４とすることができる。それによりシンボルは４の率による反復的な構造を有するようになり、反復した構造は図１６Ａ、１６Ｂ、１６Ｃ、１７および１８に示されるようにヘッドおよびテール信号を含むことになる。

例えば図１６Ａおよび図１６Ｂに示されるように、反復的なＵＷ ＤＭＲＳ構造１６６０は、具体的には１６６１ａ、１６６１ｂ、１６６１ｃ、１６６１ｄなどのヘッド信号の４つの反復、１６６２ａ、１６６２ｂ、１６６２ｃ、１６６２ｄなどの基準信号の４つの反復、および１６６９ａ、１６６９ｂ、１６６９ｃ、１６６９ｄなどのテール信号の４つの反復から構成されることができる。それによりヘッド信号は各シンボル内で、反復されたヘッダとして用いられることができ、テール信号は同様に反復されたテール信号として用いられることができる。例えばシンボル１６７０はヘッダ信号１６７１、データ信号１６７２、およびテール信号１６７９を含むことができる。さらなる例としてシンボル１６８０はヘッダ信号１６８１、データ信号１６８２、およびテール信号１６８９を含むことができる。このようにしてヘッド信号１６６１およびテール信号１６６９は、ＵＷ ＤＭＲＳ１６６０内で、およびＴＴＩ内の１５シンボルのそれぞれにおいて反復的なやり方で用いられる。

図１６Ｃは、複数のサブバンドにおける使用のための、統合ＵＷおよびＤＭＲＳ設計、および統合ＵＷおよびＤＭＲＳの生成の例を示すブロックおよび信号図である。図１６Ｃに示される例においてオフラインとすることができる、複数のサブバンド１６１０ＣのためのＵＷおよびＤＭＲＳ発生器は、ＤＭＲＳシーケンスを生成することができる。ＵＷおよびＤＭＲＳ発生器１６１０Ｃは、図１６ＡのＵＷおよびＤＭＲＳ発生器１６１０Ａのものと同様のやり方で、ベクトル

を、周波数におけるＤＭＲＳに対するもとのシーケンスを含んだベクトルとすることができる。さらに巡回シフト／複素回転ブロック１６０５Ｃは、図１６Ａの巡回シフト／複素回転ブロック１６０５Ａのものと同様のやり方で、線形プリコーダを用いてベクトル

を生じることができる。

図１６Ｃでの例に示されるように複数のサブバンドに対して、ＩＤＦＴブロック１６１６〜１６１９などのＩＤＦＴブロックによって行われるＩＤＦＴ演算のグループを含む演算は、またベクトル

に適用されて、周波数における所望のＤＭＲＳシーケンスを生成することができる。例において周波数におけるＤＭＲＳシーケンスは、ガードトーンを含むＩＤＦＴ変換を用いることによって、時間におけるＵＷ ＤＭＲＳシンボルを生成するために使用されることができる。

さらにＵＷおよびＤＭＲＳ発生器１６１０Ｃは、アップサンプリングされたＤＭＲＳシーケンス

に対するＩＤＦＴ演算のグループによる処理を含めることによって、ＵＷを生成することができる。この追加の処理の後にベクトル

は、図１６ＡのＩＤＦＴブロック１６１５および式（７）のものと同様のやり方で、ＩＤＦＴブロック１６１６〜１６１９によって逆拡散されることができる。結果としてＩＤＦＴブロック１６１６〜１６１９はベクトルｚを生成することができ、ベクトルｚは、拡散演算Ｄの後に所望のシーケンス

を生成するシーケンスである。一般性を失わずにＤ^-1は、ＩＤＦＴブロック１６１６〜１６１９などの複数のＩＤＦＴ拡散ブロックを含んだ、ブロック対角行列とすることができ、ｉ番目のＩＤＦＴのサイズはＭ⁽ⁱ⁾によって表されることができ、これはＮ_intＬ＝Σ_iＭ⁽ⁱ⁾に繋がる。ＵＷシーケンス

とＤＭＲＳシーケンスｂとの間の関係は、図１６Ａに関して示されたものと同様のやり方で、式（８）によって得られることができる。結果としてベクトルｚは、反復したシーケンスを含むことができる。

図１６Ｃに示される例においてスイッチがＤＭＲＳシーケンスの一部を受け取るように設定されたとき、ＩＤＦＴブロック１６１６はヘッドシーケンス１６６１ａ、１６６１ｂ、１６６１ｃ、１６６１ｄ、基準シーケンス１６６２ａ、１６６２ｂ、１６６２ｃ、１６６２ｄ、およびテールシーケンス１６６９ａ、１６６９ｂ、１６６９ｃ、１６６９ｄを生成することができる。図１６Ｃに示されるようにＤＦＴブロック１６３３は、ヘッドシーケンス１６６１ａおよびテールシーケンス１６６９ｄを受け取ることができる。図１６Ｃでのスペース要件および明瞭さにより、図１６Ｂでの信号１６６１ｃ、１６６２ｃ、および１６６９ｃに対応するシーケンスは図１６Ｃに示されないが、当業者はこのようなシーケンスは図１６Ｃに示される例において生成されることができることを容易に理解するであろう。

さらに連結ブロック１６１２は、ＩＤＦＴブロック１６１６によって生成された残りのシーケンス、具体的にはヘッドシーケンス１６６１ｂ、１６６１ｃ、１６６１ｄ、基準シーケンス１６６２ａ、１６６２ｂ、１６６２ｃ、１６６２ｄ、およびテールシーケンス１６６９ａ、１６６９ｂ、１６６９ｃを受け取ることができる。連結ブロック１６１２は次いで受け取られたシーケンスを連結し、ＤＭＲＳシーケンス１６５１の少なくとも一部を生成することができ、これはその後に波形発生器１６２０Ｃ内のＤＦＴブロック１６３３によって受け取られる。ＤＦＴブロック１６３３は次いで、ヘッド信号１６６１ａ、ＤＭＲＳシーケンス１６５１の少なくとも一部、およびテールシーケンス１６６９ｄに対するプリコーディングを行い、これらのシーケンスを周波数領域において拡散させることができる。ＤＦＴブロック１６３３は、拡散シーケンス１６３４またはデータシンボルを、ＩＤＦＴブロック１６４０Ｃにもたらすことができる。ＩＤＦＴブロック１６４０Ｃは次いで、拡散シーケンスまたはデータシンボルを時間領域シーケンスに変換することができ、これは波形となることができる。波形発生器１６２０Ｃは次いで送信のために、時間領域シーケンスをトランシーバ１６４５Ｃにもたらすことができる。結果としてトランシーバ１６４５Ｃは、時間領域での信号を示す図１６Ｂのシンボル１６６０に示されるように、統合ＵＷおよびＤＭＲＳを用いて第１のサブバンドにおいて信号を送信することができる。

図１６Ｃに示されないさらなる例において、スイッチがデータシンボルベクトルｄを受け取るように設定されたとき、ＤＦＴブロック１６３３はデータシンボルベクトルｄ、ヘッドシーケンス、およびテールシーケンスを受け取ることができる。この例においてＤＦＴブロック１６３３は次いでデータシンボルベクトルｄ、ヘッドシーケンス、およびテールシーケンスに対してプリコーディングを行うことができる。ＤＦＴブロック１６３３は、拡散シーケンスまたはデータシンボルを、ＩＤＦＴブロック１６４０Ｃにもたらすことができる。ＩＤＦＴブロック１６４０Ｃは次いで、拡散シーケンスまたはデータシンボルを時間領域シーケンスに変換することができ、これは波形となることができる。波形発生器１６２０Ｃは次いで送信のために、時間領域シーケンスをトランシーバ１６４５Ｃにもたらすことができる。結果としてトランシーバ１６４５Ｃは、図１６Ｂのシンボル１６７０、１６８０〜１６９０のそれぞれに示されるように、ヘッド信号、データ信号、およびテール信号を用いて第１のサブバンドにおいて信号を送信することができる。

同様のやり方でさらなる統合ＵＷおよびＤＭＲＳ信号ならびにデータ信号が生成され、追加のサブバンド上に送信されることができる。複数のサブバンドの使用をさらに示し、具体的には図１６Ｃの最終のサブバンドの生成および送信を示す例において、スイッチはＤＭＲＳシーケンス１６５４の少なくとも一部を受け取るように設定されることができる。ＩＤＦＴブロック１６１９は、ヘッドシーケンス１６６３ａ、１６６３ｂ、１６６３ｃ、１６６３ｄ、基準シーケンス１６６４ａ、１６６４ｂ、１６６４ｃ、１６６４ｄ、およびテールシーケンス１６６８ａ、１６６８ｂ、１６６８ｃ、１６６８ｄを生成することができる。図１６Ｃに示されるようにＤＦＴブロック１６３６は、ヘッドシーケンス１６６３ａおよびテールシーケンス１６６８ｄを受け取ることができる。図１６Ｃでのスペース要件および明瞭さにより、シーケンス１６６３ｃ、１６６４ｃ、および１６６８ｃは示されないが、当業者はこのようなシーケンスは示される例において生成されることができることを容易に理解するであろう。

さらに連結ブロック１６１４は、ＩＤＦＴブロック１６１９によって生成された残りのシーケンス、具体的にはヘッドシーケンス１６６３ｂ、１６６３ｃ、１６６３ｄ、基準シーケンス１６６４ａ、１６６４ｂ、１６６４ｃ、１６６４ｄ、およびテールシーケンス１６６８ａ、１６６８ｂ、１６６８ｃを受け取ることができる。連結ブロック１６１２は次いで受け取られたシーケンスを連結し、ＤＭＲＳシーケンス１６５４の少なくとも一部を生成することができ、これはその後に波形発生器１６２０Ｃ内のＤＦＴブロック１６３６によって受け取られる。ＤＦＴブロック１６３６は次いで、ヘッド信号１６６３ａ、ＤＭＲＳシーケンス１６５４の少なくとも一部、およびテールシーケンス１６６８ｄに対するプリコーディングを行い、これらのシーケンスを周波数領域において拡散させることができる。ＤＦＴブロック１６３６は、拡散シーケンス１６３７またはデータシンボルを、ＩＤＦＴブロック１６４０Ｃにもたらすことができる。ＩＤＦＴブロック１６４０Ｃは次いで、拡散シーケンスまたはデータシンボルを時間領域シーケンスに変換することができ、これは波形となることができる。波形発生器１６２０Ｃは次いで送信のために、時間領域シーケンスをトランシーバ１６４５Ｃにもたらすことができる。結果としてトランシーバ１６４５Ｃは、統合ＵＷおよびＤＭＲＳを用いて最終のサブバンドにおいて信号を送信することができる。

図１６Ｃに示されないさらなる例において、スイッチがデータシンボルベクトルｄを受け取るように設定されたとき、ＤＦＴブロック１６３６はデータシンボルベクトルｄ、ヘッドシーケンス、およびテールシーケンスを受け取ることができる。本明細書の上記で述べられた処理と同様な処理の終わりにおいてトランシーバ１６４５Ｃは、ヘッド信号、データ信号、およびテール信号を用いて最終のサブバンドにおいて信号を送信することができる。当業者は容易に理解するであろうように、追加の同様な処理が、最初のサブバンドと最終のサブバンドとの間のサブバンドに対して行われることができるが、スペースの制限により示されない。統合ＵＷおよびＤＭＲＳシンボルならびにデータシンボルの送信は、サブバンドのそれぞれに対して、図１６Ｂに示されるものと同様とすることができる。具体的には図１６Ｂは、単一のサブバンドの時間領域での送信の例を示すと見なされることができる。

図１７は、統合ＤＭＲＳおよびＵＷの他の例を示すブロックおよび信号図である。ブロックおよび信号図１７００は、ブロックおよび信号図１６００のものと同様な例を示すが、処理の異なる態様を示す。例えばもとのＤＭＲＳ ｂベクトルは、アップサンプリング率Ｎ_intを用いたアップサンプリングのために、ＵＷおよびＤＭＲＳ発生器１７１０内のアップサンプルシーケンスブロック１７０２によって受け取られることができる。アップサンプリングされたシーケンスは、追加の演算を用いてさらに処理されることができる。追加の演算は、例えば巡回シフト／複素回転処理ブロック１７０５によって行われるサイクリックシフトまたは変調演算を含むことができる。この追加の処理を取り込むために、巡回シフト／複素回転処理ブロック１７０５は、線形プリコーダＴを用いることができる。ＩＤＦＴ変換はＩＤＦＴブロック１７１５によって適用されることができ、これはサイズＭのＩＤＦＴを用いることができ、Ｍ＝Ｌ×Ｎ_intである。選択ブロック１７１８は、次いでＩＤＦＴブロック１７１５の結果からＵＷヘッド、ＵＷテール、および／またはＤＭ−ＲＳシーケンスの一部を選択することができる。

選択ブロック１７１８からの結果としての選択は、データシンボルと共に、波形発生器１７２０内のサイズＭのＤＦＴブロック１７３０にマッピングされることができる。ＤＦＴブロック１７３０の結果は、サブキャリアマッピングブロック１７３５によってサブキャリアにマッピングされることができる。サブキャリアマッピングブロック１７３５の出力は、サイズＮのＩＦＦＴ処理ブロック１７４０によってＩＦＦＴ処理を受けることができる。ＩＦＦＴ処理ブロック１７４０の結果は、次いで送信のために送信器に送られることができる。

図１６Ａおよび図１６Ｃに示される例と同様な形で、図１７での例において、示される送信は、反復的なＵＷ ＤＭＲＳ構造を含む。時間領域での送信は、図１６Ｂに示される。

図１８は、巡回畳み込みのために最初のＲ個のサンプルを置き換える例を示すブロック図である。ブロック図１８００に示される例において、提案されるＤＭＲＳシンボルはＣＰ拡張を利用しないので、ＤＭＲＳシンボル１８６０がチャネル１８１０を通過した後、受信されたシンボルは、巡回畳み込み演算として表されることができない。一方、ＤＭＲＳシンボルは反復的な構造を有するので、受信されたＤＭＲＳシンボルの最初のＲ個のサンプルは、対応するサンプルによって置き換えられることができ、これは図１８に例示されるように、置き換え演算の後に、チャネルの巡回畳み込みを用いた表現を可能にし得る。例えば置き換えブロック１８２０は、受信されたＤＭＲＳシンボルの最初のＲ個のサンプルを、１８７０において後に現れる別のＲ個のサンプルで置き換えることができる。例においてＤＭＲＳシンボル１８７０のヘッド信号１８７３は、ヘッド信号１８７１を置き換えることができ、結果としてＤＭＲＳシンボル１８８０のヘッド信号１８８１を生じる。このようにしてＤＭＲＳシンボル１８８０のヘッド信号１８８３は、ヘッド信号１８８１と同じとすることができる。結果としてＤＭＲＳシンボル１８８０は、受信されたＤＭＲＳシンボル１８７０はそうではなかったにも関わらず、巡回となることができる。

さらに結果としてのＤＭＲＳシンボル１８８０は、ＤＦＴブロック１８３０にマッピングされることができ、次いでＤＭＲＳベースのチャネル推定（ＣＨＥＳＴ）が、ＤＭＲＳベースのＣＨＥＳＴブロック１８４０内のＤＦＴブロック１８３０の出力に適用されることができる。

様々なシグナリングの態様の例が、本明細書でさらに論じられる。例えばＵＷとＤＭＲＳとの間の関係はオンラインまたはオフラインで計算されることができ、例えばＵＷおよびＤＭＲＳの両方を含んだマップまたはテーブルが、オフラインで生成されることができる。次いでこのテーブルのインデックスが、シグナリングされることができる。

統合ＵＷおよびＤＭＲＳは、肯定応答（ＡＣＫ）／否定応答（ＮＡＣＫ）動作をもたらすなどの暗黙的シグナリングのために用いられることができる。プリアンブルまたはＤＭＲＳ信号は、ＴＴＩ内のいずれの所にも位置することができ、またはそれは省かれることができる。例えばＷＴＲＵがそれのＲＢを変化させない場合、プリアンブルはスペクトル効率を向上させるように後続のＴＴＩ内で省かれることができる。この場合、ＤＭＲＳの存在がシグナリングされることが必要になり得る。

ＴＴＩ内で周波数および／またはチャネルホッピングが存在する場合、提案されるＤＭＲＳおよびＵＷは式（８）に基づいて計算されることができ、統合ＤＭＲＳおよびＵＷは各スロットの始まりにおいて送信されることができる。

インターリーブファクタすなわちＮ_intを増加させることにより、この動作はＤＭＲＳのための非ゼロサブキャリア上のエネルギーを増加させることができるので、よりロバスト性のあるチャネル推定が達成されることができる。

チャネル推定態様の例は、ＵＷをベースとする波形に対するＤＭＲＳベースのチャネル推定のためのいくつかの例を含み、本明細書でさらに論じられる。

図１９は、ＤＭＲＳベースのチャネル推定の例を示すブロック図である。ブロック図１９００での例に示されるように、図１８のものと同様な処理が行われるが、図１９ではデータおよびＤＭＲＳの両方が送られることができる。例えばＤＭＲＳシンボル１９６０は、１５シンボルＴＴＩ１９１１内で、シンボル１９１２として送信されることができる。例において１ｍｓのＴＴＩ内で、１５シンボルが送られることができる。ＴＴＩ１９１１の他の１４シンボルは、データシンボルとすることができる。ＴＴＩ１９１１がチャネル１９１０を通過した後、さらなる処理は、シンボルがＤＭＲＳであるかそれともデータシンボルであるかに基づいて、シンボルごとをベースとして決定されることができる。図１８に示されるように、提案されるＤＭＲＳシンボルはＣＰ拡張を利用しないので、受信されたＤＭＲＳシンボルは、巡回畳み込み演算として表されることができない。従って図１８における処理と同様に置き換えブロック１９２０は、受信されたＤＭＲＳシンボルの最初のＲ個のサンプルを、１９７０において後に現れる別のＲ個のサンプルで置き換えることができる。例においてＤＭＲＳシンボル１９７０のヘッド信号１９７３は、ヘッド信号１９７１を置き換えることができ、結果としてＤＭＲＳシンボル１９８０のヘッド信号１９８１を生じる。このようにしてＤＭＲＳシンボル１９８０のヘッド信号１９８３は、ヘッド信号１９８１と同じとすることができる。結果としてＤＭＲＳシンボル１９８０は、受信されたＤＭＲＳシンボル１９７０はそうではなかったにも関わらず、巡回となることができる。

データシンボルが受信される場合、それはＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ受信器によって処理されることができる。ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ受信器はＤＦＴブロック１９５０、等化器ブロック１９５３、およびＩＤＦＴブロック１９５６を含むことができる。さらに結果としてのＤＭＲＳシンボル１９８０は、ＤＦＴブロック１９３０にマッピングされることができ、次いでＤＭＲＳベースのＣＨＥＳＴが、ＤＭＲＳベースのＣＨＥＳＴブロック１９４０内のＤＦＴブロック１９３０の出力に適用されることができる。ＤＭＲＳベースのチャネル推定のために、ＤＭＲＳの非ゼロのサンプルに対応するサブキャリア上の値は、周波数によって表されることができ、すなわちｘを
ｘ＝Ａθ＋ｎ 式（９）
ただし

および

は、非ゼロＤＭＲＳによって変調されることができるサブキャリアに対するチャネル周波数応答である。この場合線形推定器の一般的な形は以下のように表されることができる。

ただし

は正則化行列である。異なる推定器が以下のように展開されることができる。

例において線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）推定器が用いられることができる。具体的には例えば

、ただし

は雑音、Ｃ_θはθの共分散行列である場合、推定器はＬＭＭＳＥを得ることができる。この場合推定器は、θの二次統計を必要とする場合があり、これは例えば電力遅延プロファイルを含むことができる。しかし二次特性は変化する場合があり、従って正則な再推定が必要になり得る。

さらなる例においてミスマッチ型ＭＭＳＥ推定器が用いられることができる。例えばチャネルの二次特性の推定を避けるために、ＰＤＰはＬタップ一様であり、各タップは互いに独立であると仮定されることができる。その場合

であり、ただし

はＤＭＲＳの非ゼロシンボル位置に対応する行、および正規化ＤＦＴ行列の最初のＬ個の列を選択する行列であり、

は一様な電力遅延プロファイルを有するチャネルインパルス応答である。

さらなる例において正則化された推定器が用いられることができる。具体的には例えばＲ＝αＩ_K、ただしαはスカラー、Ｉ_KはＫ×Ｋ単位行列である場合、推定器は正則化されたＬＳに対応することができる。この推定器は不良条件での最小二乗推定器に対処できるが、θの要素の間の相関を考慮することができない。

変数θが推定された後、非ゼロサブキャリアの位置における推定されたチャネル応答が補間されることができる。１つの手法は平滑化行列のために、ＤＭＲＳベースのＣＨＥＳＴブロック１９４０内などのＤＦＴ構造を用いることである。この手法を用いて推定されたチャネル周波数応答は、以下のように表されることができ、

ただし

は推定されたチャネル周波数応答である。

は、ＲＢ内シンボル位置に対応する行、およびＤＦＴ行列の最初のＬ個の列を選択する行列である。

ＤＭＲＳベースのチャネル追跡の例が本明細書でさらに論じられる。チャネルインパルス応答が時間的に変化する平滑化関数であると仮定すると、チャネル推定性能を強化するために、前および現在のシンボルにおけるチャネルの間の時間相関が活用されることができる。多くの手法が可能で、最小平均二乗（ＬＭＳ）、再帰的最小二乗（ＲＬＳ）、および／またはカルマンをベースとするフィルタなどであり、これはチャネル特性の事前の統計的知識が不要であり、行列反転を取り除くことができる。このような適応アルゴリズムは、チャネル特性を「学習」し、学習したチャネル特性と前のチャネル推定とを用いることにより新たなチャネル推定が得られるので、チャネル追跡を可能にするために用いられることができる。続く例において便宜上、カルマンフィルタが用いられる。しかし機能性を失わずに、他のフィルタが用いられることができる。

図２０は、ＤＭＲＳベースのチャネル追跡の例を示すブロック図である。ブロック図２０００での例に示されるように、図１８および図１９のものと同様な処理が行われるが、図２０では複数のＤＭＲＳシンボルが送られることができ、従ってチャネルはより良好に推定されることができる。例えばＤＭＲＳシンボルは、１５シンボルＴＴＩ２０１１内で、シンボル２０１２として送信されることができる。またＤＭＲＳシンボル２０１４はＴＴＩ２０１３内で送信されることができ、ＤＭＲＳシンボル２０１６はＴＴＩ２０１５内で送信されることができる。例において１ｍｓのＴＴＩ内で、１５シンボルが送られることができる。ＴＴＩ２０１１、２０１３、２０１５の他の１４シンボルは、データシンボルとすることができる。ＴＴＩ２０１１などのＴＴＩがチャネル２０１０を通過した後、さらなる処理は、シンボルがＤＭＲＳであるかそれともデータシンボルであるかに基づいて、シンボルごとをベースとして決定されることができる。図１８および図１９に示されるように、提案されるＤＭＲＳシンボルはＣＰ拡張を利用しないので、受信されたＤＭＲＳシンボルは、巡回畳み込み演算として表されることができない。従って図１８および図１９における処理と同様に置き換えブロック２０２０は、受信されたＤＭＲＳシンボルの最初のＲ個のサンプルを、２０７０において後に現れる別のＲ個のサンプルで置き換えることができる。例においてＤＭＲＳシンボル２０７０のヘッド信号２０７３は、ヘッド信号２０７１を置き換えることができ、結果としてＤＭＲＳシンボル２０８０のヘッド信号２０８１を生じる。このようにしてＤＭＲＳシンボル２０８０のヘッド信号２０８３は、ヘッド信号２０８１と同じとすることができる。結果としてＤＭＲＳシンボル２０８０は、受信されたＤＭＲＳシンボル２０７０はそうではなかったにも関わらず、巡回となることができる。

データシンボルが受信される場合、それはＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ受信器によって処理されることができる。ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ受信器はＤＦＴブロック２０５０、等化器ブロック２０５３、およびＩＤＦＴブロック２０５６を含むことができる。さらに結果としてのＤＭＲＳシンボル２０８０は、ＤＦＴブロック２０３０にマッピングされることができ、次いでＤＭＲＳベースのＣＨＥＳＴが、ＤＭＲＳベースのＣＨＥＳＴブロック２０４０内のＤＦＴブロック２０３０の出力に適用されることができる。加えて図２０ではチャネルをより良好に推定するように、あらゆるＴＴＩにおいてフィードバックが決定され、ＤＭＲＳベースのＣＨＥＳＴブロック２０４０内にフィードバックされることができる。

チャネル周波数応答は、以下で与えられる線形モデルに基づいて変化すると仮定する。

θ⁽ⁿ⁾＝θ^(n-1)＋ｕ⁽ⁿ⁾ 式（１２）
ただしｕ⁽ⁿ⁾〜Ｎ（０，Ｑ）、およびｎはＴＴＩインデックスである。次に新たな観測がなされることができ、これは新たなＤＭＲＳシンボルが立て続けに、または異なるＴＴＩ内で送信されることができることを暗示することができる。この手法は以下により表されることができる。

ｘ⁽ⁿ⁾＝Ａ⁽ⁿ⁾θ＋ｎ 式（１３）

次いでカルマンフィルタのためのステップは以下のように表されることができる。

ステップ１：最小予測ＭＳＥ行列：
Ｍ^(n|n-l)＝Ｍ^(n-1|n-1)＋Ｑ 式（１４）

ステップ２：カルマンゲインベクトル：

ステップ３：最小ＭＳＥ行列：

ステップ４：チャネル推定更新

ＵＷを用いて非同期アクセスを可能にする例が本明細書でさらに論じられる。具体的には将来の通信システムにおいて、非同期およびグラントフリー送信の両方が必要となり得る。グラントフリー送信は、リソース割り当てを待たずに、低待ち時間トラフィックの送信を開始しなければならないノードのために必要になり得る。それはまたシグナリングオーバーヘッドを低減するために、マシンによって用いられることができる。非同期送信は例えば制限された電力により、常に同期のままでいることができないノードのために必要になり得る。ＵＷはこのような場合に、非同期およびグラントフリー送信を可能にすることが容易にされることができる。

ＵＷはＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルの一部であるので、そのサイズはＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル持続時間を変化せずに、ＷＴＲＵによって変化されることができる。異なるＷＴＲＵは、ＵＷ長さがチャネル遅延拡散以上である限り、異なる長さのＵＷを用いることができる。

図２１は、例示のＷＴＲＵ固有ＵＷ長さ構成を示す信号図である。信号図２１００での例に示されるようにＵＷの長さ、およびＵＷとして用いられることになるシーケンスは、基地局によって半静的に構成されることができ、または制御チャネル内で表示されることができる。例えばＷＴＲＵ１は、データ部分２１２０の後にＵＷ２１３０、およびデータ部分２１４０の後にＵＷ２１５０を用いることができる。さらにＷＴＲＵ２は、データ部分２１６０の後にＵＷ２１７０、およびデータ部分２１８０の後にＵＷ２１９０を用いることができる。ＵＷ２１３０、２１５０は、ＵＷ２１７０、２１９０より長くなることができる。しかし図２１に示されるＵＷのすべて、具体的にはＵＷ２１３０、２１５０、２１７０、２１９０は、チャネル遅延拡散以上となることができる。

正しいＵＷ長さに収束するための例示の解決策が、本明細書でさらに論じられる。この例において、正しいタイミング同期を有しないＷＴＲＵが、可能な限り最も大きなＵＷ長さを有する送信を開始する。ＵＷに対する可能な長さおよび対応するシーケンスのセットは、コントローラによって構成されていることができ、この情報はＷＴＲＵによって記憶されていることができる。受信器が中央コントローラであるまたは必要な情報を有する場合、それは送信されたＵＷを盲目的に検出し、タイミングを確立することができる。ＵＷ長さが必要とされるより長い場合、グラント内に含まれることができる制御シグナリングを用いることにより、それはＷＴＲＵに他のＵＷを用いて開始するように通知することができる。

他の例においてチャネル遅延拡散およびタイミングオフセットを補償するために、十分に長いＵＷが用いられることができる。ＵＷインデックスは、ネットワークへの最初の接続の時点でＷＴＲＵに割り振られることができる。

グラントフリー送信の例が本明細書でさらに論じられる。いくつかの場合ＷＴＲＵが、ランダムアクセス手順を経由するように待機することなく、またはグラントを求めて待機することなく、できるだけ早くそのデータを送信することが望ましくなり得る。このようなシナリオにおいてＵＷは、タイミングオフセットを補償するため、およびまたＷＴＲＵ識別子として働くように用いられることができる。

図２２は、例示のＵＷプリアンブル送信を示す信号図である。信号図２２００に示される１つの例示の方法において、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル内の通常のＵＷに加えて、長いＵＷが用いられることができる。例えば通常のＵＷ２２２０は、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル２２１０内に送信されることができる。加えて、ＵＷ２２４０を有するプリアンブル２２３０が送信されることができる。プリアンブル２２３０は長いＵＷとして働くことができ、ＵＷ２２２０、２２４０に加えて用いられる。始まりにおいて送信されるプリアンブル２２３０は、ＷＴＲＵ ＩＤまたは他の識別子に結び付けられることができる。ＵＷの１つまたは複数もまた、ＷＴＲＵ識別子に結び付けられることができる。

プリアンブル２２３０およびＵＷシーケンス２２２０、２２４０は、それがネットワークにアクセスするときに（最初にまたは特定の時点で）ＷＴＲＵに割り振られることができ、デバイスのメモリに記憶されることができる。接続を確立せずに送信される信号は、予約された時間および周波数リソース上に送信されることができる。

他の例示の方法においてプリアンブルは、単にＵＷ信号とすることができる。この場合受信器は、ＵＷシーケンスからＷＴＲＵを識別することができ、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボル内のＵＷを用いてタイミングを確立することができる。

さらなる例において多くのマシンタイプデバイスが、同じチャネルを共有することが必要になる場合がある。従ってデータは、データの正しい復号のために、受信された信号対雑音比が十分に高くなるように送信される必要があり得る。この条件を達成するための１つの可能な方法は、拡散を用いることである。ＤＦＴブロックに供給されるデータシンボルは、ＷＴＲＵ固有拡散シーケンスによって拡散されることができる。

図２３は、ＵＷ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭを用いたロバスト性のある送信のためのデータ拡散の例を示すブロック図である。ブロック図２３００に示される例のように、ＤＦＴブロック２３１０のサイズはＭであると仮定する。１つのＢＰＳＫまたは１つのＱＰＳＫシンボルｄ１は、長さｐＭの拡散シーケンスｃによって乗算され、図２３に示されるようにＤＦＴブロック２３１０の最初のｐＭ個の入力に供給されることができ、ただし０＜ｐ＜１である。結果としてＤＦＴブロック２３１０は、スカラーとすることができシーケンスｃをスケーリングすることができる、１つのデータシンボルを用いることができる。ＵＷシーケンスは次いで、ＤＦＴブロック２３１０の最後の（Ｍ−ｐＭ）個の入力にマッピングされることができる。異なるデータシンボルが、各ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭブロック内で送信されることができる。ＵＷシーケンスおよび拡散シーケンスは、基地局によって半静的に構成されることができる。異なる拡散シーケンスを用い、ＤＦＴブロック２３１０に供給する前にそれらを加算することによって、より多くのデータシンボルを拡散することも可能となり得る。またＤＦＴブロック２３１０の異なる入力に供給される前にデータシンボルを拡散するために、より短い拡散シーケンスが用いられることもできる。ＩＤＦＴブロック２３１５は、ＩＤＦＴサイズＮとすることができる。さらにＩＤＦＴブロック２３１５はその出力をＰ／Ｓブロック２３３０にもたらすことができ、それは信号を出力することができる。

タイミング同期は、例えばタイミングドリフトにより次第に失われ得る。グラントフリー送信において、基地局はグラント（グラントはまたタイミング補正コマンドを含むこともできる）を送ることができないので、同期の喪失は回復されることができない。タイミング同期情報を回復するための１つの解決策は、前のコマンドからのタイミングアドバンス情報を記憶し、記憶されたタイミング情報を最初の送信機会に対して用いることとすることができる。

他の方法においてＷＴＲＵは、他のＷＴＲＵの送信をリスンし、タイミングアドバンス情報を自律的に決定することができる。この機能を可能にするために、ＷＴＲＵがネットワークと同期しているとき、ＵＷ信号は修正されることができる。例えばＵＷの符号またはＵＷシーケンス自体が修正されることができる。これは、ネットワークと同期していない他のＷＴＲＵがそれらのタイミングアドバンスを、盲目的に調整するために有益となることができる。

他の方法においてＷＴＲＵは、長いＵＷを用いて送信を開始し、次いで受信されたフィードバックに基づいてＵＷの持続時間を次第に低減することができる。例えばＡＣＫ／ＮＡＣＫフィードバックに基づいて、送信の成功率が高い閾値を超えた場合、それは後続の送信でのＵＷの長さの低減を開始することができる。次のＵＷは、受信器が盲目的検出を用いてどのＵＷが用いられたかを決定できるように、ＵＷのリストから予め規定された方法で選択されることができる。トランスポートブロックサイズ、変調タイプ、符号化レートなど、グラントフリー送信を復号するために受信器において必要とされる情報は、制御情報として送信器によってシグナリングされることができる。

他の方法において、アップリンク受信タイミングを推定するために、アップリンクデータおよび／または基準信号送信に基づく測定が、ネットワークによって用いられることができる。これらの測定に基づいてネットワークは、ＵＷシーケンスのサイズおよび／またはインデックスが修正される必要があるかどうかを決定することができる。これは次いでＷＴＲＵに明示的にシグナリングされることができる。

タイミングアドバンス関連のＵＷ更新のシグナリングは、比較的まれとなることができ、対象としているＷＴＲＵのタイプに依存し得る。例として大規模マシンタイプ通信（ｍＭＴＣ）に関わるものなどの低電力、低複雑度ＷＴＲＵ／デバイスに対しては、複雑さおよび最小電力消費を低減することが主に重要となる。このようなシナリオでは、タイミングオフセットを補償するために用いられるＵＷシーケンスの選択に対する、より粗い細分性のレベルで十分とすることができ、従ってネットワークがＵＷ更新を明示的にシグナリングする必要はなくなり得る。

一方、超高信頼度またはクリティカルＭＴＣ（ｃＭＴＣ）通信に関わるＷＴＲＵ／デバイスは、ＵＷに対するより細かいチューニングのレベルから恩恵を受けることができる。これらのデバイスのためにネットワークは、Ｌ１／Ｌ２制御シグナリングを通じて動的に、ＵＷシーケンスサイズおよび／またはインデックスを再構成することができる（上述のような測定に基づいて）。ネットワークは、ＷＴＲＵによって利用されるＵＷシーケンスに基づいて、ＷＴＲＵタイプを識別することができる（先に述べられたようにＵＷは、ＷＴＲＵ識別子として用いられることができるので）。

ＵＷを用いた制御情報の送信、制御情報のＵＷシグナリング、およびそのシグナリング手順の例が、本明細書でさらに論じられる。具体的にはＵＷまた、一定の制御およびシステム情報を運ぶために用いられることができる。これを可能にするために、可能なデータの各組み合わせに対してシーケンスのセットが決定されることができ、特定のデータに対応するシーケンスが送信されることができる。例として２ビットの制御またはシステム情報を運ぶために、４つの異なるＵＷシーケンスが用いられることができる。

ＵＷによって運ばれることができる１つの制御情報は肯定応答シグナリング、例えばＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報である。例において２つのＵＷが予約されることができ、ＡＣＫのための１つ、およびＮＡＣＫのための１つである。ＷＴＲＵがＡＣＫを送信する必要がある場合、対応するシーケンスが送信のために選択されることができる。このシーケンスは、信頼性を改善するように複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルにわたって送信されることができる。２つのＵＷシーケンスは異なるシーケンスとすることができ、または例えば＋ｂおよび−ｂ（例えばｂ＝１）によってシーケンスを変調することによって同じシーケンスから生成されることができる。より多くの制御ビットを送信するために、より大きな数のＵＷシーケンスが用いられることができる。例えば４つの可能なシーケンスの１つを選ぶことによって、２ビットの制御情報が送られることができる。あるいはＵＷは、２つの個別のＵＷシーケンス（ＵＷ＝［ｕｗ１ ｕｗ２］）からなることができ、ｂおよび−ｂによってｕｗ１およびｕｗ２を変調することによって４つの可能性が作成され、すなわち４つの可能性は＝［ｂｕｗ１ ｂｕｗ２］；＝［ｂｕｗ１ −ｂｕｗ２］；＝［−ｂｕｗ１ ｂｕｗ２］；および＝［−ｂｕｗ１ −ｂｕｗ２］である。ＵＷはまた、スケジューリング要求を送信するために用いられることができる。

ＵＷの長さが変化する場合、データ送信のために利用可能なリソースの数も変化することができる。ＷＴＲＵは、それが受信する制御情報に基づいて送信ブロックサイズを選択することができる。ＵＷ長さが変化する場合、トランスポートブロックサイズも変化することができ、結果として符号化レートの変化を生じる。ＵＷ長さはＤＣＩ内でシグナリングされることができ、トランスポートブロックサイズ決定のために考慮するべき新たなパラメータとなることができる。

ＵＷの長さは、アップリンクグラントまたはダウンリンク割り振りにおいて表示されることができ、新たなＵＷ（長さ）が使用される時点は、暗黙的またはシグナリングされることができる。ＵＷ長さは、制御チャネルオーバーヘッドを低減するようにいくつかのオプションに限定されることができる。選択のセット内のＵＷの長さおよびインデックスはまた、半静的にシグナリングされることもできる。

ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを用いたサブフレーム構造の例が、本明細書でさらに論じられる。いくつかのこのようなサブフレーム構造は、ＬＴＥシステム、または既存のＬＴＥシステムと同様な環境において用いられることができる。このようなＬＴＥ類似の環境は、それによってＣＰサイズがカバーしなければならないチャネル遅延拡散によって特性化されることができる。

図２４Ａは、１ｍｓ ＴＴＩを有するＣＰ ＯＦＤＭ／ＣＰ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造と比較した、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造の例を示す信号図である。信号図２４００に示されるように、上のサブフレーム構造２４１０は、ＵＬ（ＣＰ ＯＦＤＭ）およびＤＬ（ＣＰ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ）サブフレームのためにＬＴＥにおいて用いられることができる。

１ｍｓ ＴＴＩに対して、下のサブフレーム構造２４５０に示されるように、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号の１５個のＯＦＤＭシンボルが、１つのＴＴＩ内に適合することができる。ヘッダ２４５１およびテール２４５９におけるＵＷシンボルの合計は４とすることができ、ＵＷシンボルはテールおよび／またはヘッダにおいてＤＦＴブロック内に供給されるシンボルとすることができる。これら４シンボルがヘッダとテールとの間でどのように分配されるか（例えばヘッダ内およびテール内のシンボルの数）は、設計の選択とすることができる。この設計のために、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭサブフレーム構造２４５０に対する実効的なＣＰ長さと見なされることができる、ヘッダ２４５１およびテール２４５９の長さは、ＬＴＥサブフレーム構造２４１０におけるＯＦＤＭ／ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのＣＰ２４１１サイズよりわずかに長くなり得る。例えばヘッダ２４５１およびテール２４５９の長さは５．５５５６μｓとすることができ、一方ＣＰ２４１１の長さは５．２０８３μｓとすることができ、８０サンプルとすることができる。さらにＯＦＤＭ／ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ ＬＴＥサブフレーム構造２４１０のデータ部分２４１２などのデータ部分、およびＣＰ２４１１およびＣＰ２４１３などのＣＰは、１ｍｓ ＴＴＩ内で用いられるようにサイズ設定されることができる。またＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭサブフレーム構造２４５０のデータ部分２４５２は、ＯＦＤＭ／ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭサブフレーム構造２４１０のデータ部分２４１２とほぼ同じ長さとすることができる。またＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭサブフレーム構造２４５０の反復したヘッダ２４５１、データ部分２４５２などのデータ部分、および反復したテール２４５９は、１ｍｓ ＴＴＩ内で用いられるようにサイズ設定されることができる。

図２４Ｂは、０．５ｍｓ ＴＴＩを有するＣＰ ＯＦＤＭ／ＣＰ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造と比較した、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造の例を示す信号図である。０．５ｍｓ ＴＴＩを用いた例において、ＬＴＥ類似の環境で動作するシステムを示すために、ＣＰ ＯＦＤＭ／ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのためのサブフレーム構造の設計が、図２４Ｂの上の２つのサブフレーム構造２４２０、２４３０に示される。サブフレーム構造２４２０の設計において、０．５ｍｓ ＴＴＩ内に１３個のＯＦＤＭシンボルが適合できることが留意される。サブフレーム構造２４３０の設計において、０．５ｍｓ ＴＴＩ内に１４シンボルがあるが、ＣＰ２４３１のサイズは、サブフレーム構造２４２０の設計におけるＣＰ２４２１のサイズの約半分のみとすることができ、これは短い遅延拡散を有するチャネルに適用可能とすることができる選択である。ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭに対して、１つのＴＴＩ内のＵＷ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルの数は、ＴＴＩが１ｍｓであっても０．５ｍｓであっても変化しない。ヘッダおよびテール内のサンプルの数も、ＴＴＩが１ｍｓであっても０．５ｍｓであっても変化しない。例えば図２４Ｂのサブフレーム構造２４６０におけるヘッダ２４６１は、図２４Ａのサブフレーム構造２４５０におけるヘッダ２４５１と同じ数のサンプルを有する。同様に図２４Ｂのサブフレーム構造２４６０におけるテール２４６９は、図２４Ａのサブフレーム構造２４５０におけるテール２４５９と同じ数のサンプルを有する。さらに図２４Ｂのサブフレーム構造２４６０におけるデータ部分２４６２は、図２４Ａのサブフレーム構造２４５０におけるデータ部分２４５２のおおよそ半分の数のサンプルを有する。加えてデータ部分２４６２は、サブフレーム構造２４２０におけるデータ部分２４２２、およびサブフレーム構造２４３０におけるデータ部分２４３２と同じ数のサンプルを有する。さらにサブフレーム構造２４２０はＣＰ２４２９を含み、サブフレーム構造２４３０はＣＰ２４３９を含む。サブフレーム構造２４２０およびサブフレーム構造２４３０のＣＰおよびデータ部分は、０．５ｍｓ ＴＴＩフレームのためにサイズ設定される。

図２４Ｃは、０．２５ｍｓ ＴＴＩを有するＣＰ ＯＦＤＭ／ＣＰ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造と比較した、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造の例を示す信号図である。０．２５ｍｓ ＴＴＩはまた、ＬＴＥ類似の設計においても用いられることができる。この場合図２４Ｃのサブフレーム構造２４４０、２４９０において、それぞれ１１シンボルおよび１４シンボルの長さの、ＣＰ ＯＦＤＭ／ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのための２つのサブフレーム構造が示される。０．２５ｍｓ ＴＴＩを用いたＵＷのためのサブフレーム構造、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ２４７０は、図２４Ｃの下に示される。図２４Ｃの例に示されるように、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭサブフレーム構造２４７０の反復したヘッダ２４７１、データ部分２４７２などのデータ部分、および反復したテール２４７９は、０．２５ｍｓ ＴＴＩ内で用いられるようにサイズ設定されることができる。さらにＯＦＤＭ／ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ ＬＴＥサブフレーム構造２４４０のデータ部分２４４２などのデータ部分、ならびにＣＰ２４４１およびＣＰ２４４３などのＣＰと、ＯＦＤＭ／ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ ＬＴＥサブフレーム構造２４９０のデータ部分２４９２などのデータ部分、ならびにＣＰ２４９１およびＣＰ２４９９などのＣＰとは、０．２５ｍｓ ＴＴＩ内で用いられるようにサイズ設定されることができる。

これらの例示の設計に示されるように、環境が変化する（例えばチャネル遅延拡散が変化する）場合、全体のフレーム構造を変化させる必要はない。合計のヘッダ、データ、およびテールサイズのみが変化される必要があり、これは設計を非常に柔軟でロバスト性のあるものにする。それによりハードウェアを変化させる必要はなくなることができ、これは効率を増加することができる。

上述の柔軟性によって、従来の変調および符号化方式（ＭＣＳ）が再利用されてもよく、されなくてもよい。ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのための新たなＭＣＳは、符号化レートおよび直交振幅変調（ＱＡＭ）変調順序に加えて、テールおよびヘッダのために用いられるシンボルの数に応じたものとすることができる。

例においてＩＤＦＴの入力へのＤＦＴ出力の割り当てが、２つの連続したＴＴＩの間で変化する場合、最初のＴＴＩの最後のシンボル内のＵＷは、第２のＴＴＩの最初のシンボルのためのＣＰとして働くことができない。このような問題を解決するため、または一般にサブフレームのより良好な受信のために、スペクトル割り当ての変化の後にサブフレームの特別な最初の時間領域シンボル、およびスペクトル割り当ての変化の前にサブフレームの特別な最後の時間領域シンボルが用いられることができる。

図２５は、特別な最初のシンボルおよび特別な最後のシンボルを有する、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのサブフレーム構造の例を示すブロック図である。上述の最初の時間領域シンボルにおいて、時間領域ギャップが作成されることができる。ブロック図２５００に示される例に示されるように時間領域ギャップ２４５１は、ＩＤＦＴ２５２０の出力において、ヘッダサンプルと決定論的サンプルのセットとの間に作成されることができる。

例えば入力ＤＦＴブロック２５１０は、ヘッダサンプル、ＵＷ、ゼロ、およびデータをマッピングすることができる。入力ＤＦＴブロック２５１０の結果はＩＤＦＴブロック２５２０にもたらされることができ、それはシンボル２５４０、２５５０、２５６０、２５７０、２５８０などのシンボルを生成することができる。入力ＤＦＴブロック２５１０出力の、ＩＤＦＴブロック２５２０の入力への割り当てが、２つの連続したＴＴＩの間で変化する場合、決定論的シーケンスは、シンボル２５２５のためにＵＷおよびデータと共に、入力ＤＦＴブロック２５１０によってマッピングされることができる。ＩＦＤＴブロック２５２０は、次いでこのシンボル２５２５を受け取ることができる。このシンボルを送出する前に、ヘッダサンプルを取り除くためにヘッダクロップ関数２５３０が用いられることができ、結果としてギャップ２５４１を有するシンボル２５４０を生じる。結果としてギャップは、前の送信からの漏洩による問題に対して保護することができる。例においてギャップは、ガードインターバルとして働くことができる。

それによりシンボル２５４０は、ギャップ２５４１、データ部分、およびテール２５４３を有し、ヘッダを有さずに生成されることができる。それと比べて、ＴＴＩ内の次の１２シンボルは、ヘッダ、データ部分、およびテールを含むことができる。例としてシンボル２５５０は、ヘッダ２５５１、データ部分およびテール２５５３を含むことができる。

上述のように最後の特別なシンボル２５８０に対して、入力ＤＦＴブロック２５１０は、ヘッダおよびＵＷのみを送ることができる。例えばシンボル２５２８に示される時間領域ＵＷ部分は、ヘッダクロップ関数２５３０によって、ＩＤＦＴブロック２５２０の出力においてクロップされることができる。従って結果としてのシンボル２５８０に対しては、ヘッダサンプル２５８１のみが送られる。最後の特別なシンボル２５８０は実際、リソース割り当てにおける変化が生じるサブフレームの終わりの後に送られることが留意される。例えばサブフレームはシンボル２５７０において終了することができ、次いでヘッダサンプル２５８１を有する最後の特別なシンボル２５８０が送られることができる。

他の例において他の方法で、リソース割り当ての変化の後に、決定論的シーケンスが最初のシンボルに付加されることができる。１つのこのような方法の例において、決定論的シーケンスは、時間領域での最初のシンボルのＵＷの前に、直接付加されることができる。このシーケンスは広帯域とすることができ、全帯域幅を占有することができる。ＵＬでの多元接続シナリオにおいて、異なるユーザは、それらが互いに干渉しないように異なる直交シーケンスを選ぶ、または割り振られることができる。

図２６は、時間領域広帯域シーケンスが最初のシンボルに付加された、ＵＷ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの例示のサブフレーム構造を示す信号図である。信号図２６００に示されるように決定論的広帯域シーケンス２６４２は、時間領域での最初のシンボルのＵＷの前に、シンボル２６４０内に直接付加されることができる。時間領域での最初のシンボルのＵＷは、テール２６４３およびヘッダ２６５１を含むことができる。ヘッダ２６５１は、シンボル２６５０のヘッダとすることができる。さらに決定論的広帯域シーケンス２６４２は、図２６に示されるように全周波数帯域幅を占有することができる帯域幅２６２２を有することができる。

ＵＷを用いた欠陥の補正の例が、本明細書でさらに論じられる。ＵＷは、様々な他の理由の中でも、送信器および受信器ハードウェアにおける不完全性によるものであり得る、受信された信号における欠陥を検出および／または補正するために用いられることができる。１つの例示的方法においてＵＷは、Ｉ／Ｑ不平衡を検出する、Ｉ／Ｑ不平衡を推定する、または両方を行うように設計されることができる。ＤＦＴブロック内に供給されるＵＷシーケンスは、それが複素シーケンスを含むことができるように設計されることができ、このシーケンスの実数および虚数成分は、互いに直交する２つのシーケンスを含むことができる。

例えばＵＷシーケンスｗは、ｗ＝ｘ＋ｊｙとして定義されることができ、ｘおよびｙは同じサイズのベクトルであり直交し、すなわちｘ^Hｙ＝０であり、ただし上付き文字Ｈはエルミート演算子である。例えばｘおよびｙは、ゴーレイシーケンス、ウォルシュシーケンス、または任意の他の直交シーケンスから選ばれ得る。

受信器側において、受信されたＵＷのＩ成分（実数成分）はｘと相関が取られることができ、受信されたＵＷのＱ成分（虚数成分）はｙと相関が取られることができる。相関出力は、ＩおよびＱ分枝の間の振幅オフセットを示すことができる。他の例示的方法では受信器側において、受信されたＵＷのＩ成分（実数成分）はｙと相関が取られることができ、受信されたＵＷのＱ成分（虚数成分）はｘと相関が取られることができる。相関出力は、ＩおよびＱ分枝の間の位相オフセットを示すことができる。

他の例示の方法において、ＵＷを有する信号の帯域外放射特性は、信号のサンプルの間の位相連続性を改善することによって改善されることができる。これを達成するために例えばＤＦＴ演算の前に、データの最後のサンプルと、ＵＷの最初のサンプルとの間にダミーの係数が挿入されることができる。ダミーの係数は、時間領域での信号すなわちＩＦＦＴブロックの出力における信号の、データ部分およびＵＷ部分が連続する位相を有するように計算されることができる。ダミーの係数は、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルなどのシンボルごとに計算されることができる。

特徴および要素は上記では特定の組み合わせにおいて述べられたが、当業者は各特徴または要素は単独で、または他の特徴および要素との任意の組み合わせにおいて用いられることができることを理解するであろう。加えて本明細書で述べられる方法は、コンピュータまたはプロセッサによる実行のためにコンピュータ可読媒体に組み込まれたコンピュータプログラム、ソフトウェア、またはファームウェアにおいて実施されることができる。コンピュータ可読媒体の例は、電子信号（有線または無線接続を通して送信される）、およびコンピュータ可読記憶媒体を含む。コンピュータ可読記憶媒体の例は、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、レジスタ、キャッシュメモリ、半導体メモリデバイス、内蔵ハードディスクおよびリムーバブルディスクなどの磁気媒体、光磁気媒体、ならびにＣＤ−ＲＯＭディスクおよびデジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）などの光媒体を含むが、それらに限定されない。ＷＴＲＵ、ＵＥ、端末、基地局、ＲＮＣ、または任意のホストコンピュータにおける使用のために、無線周波数トランシーバを実施するように、ソフトウェアと関連してプロセッサが用いられることができる。

Claims (16)

1. 離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多重（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）によって、ユニークワード（ＵＷ）を用いて情報を送信するための無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）における使用のための方法であって、
   前記ＷＴＲＵによって、複数の基準シーケンスを生成するステップと、
   前記ＷＴＲＵによって、前記複数の基準シーケンスのアップサンプリングに基づいて復調基準信号（ＤＭＲＳ）シーケンスを生成するステップであって、前記ＤＭＲＳシーケンスは、複数の反復したシーケンスを含み、各反復したシーケンスはヘッドシーケンス、前記複数の基準シーケンスの一つ、およびテールシーケンスを含み、前記ＤＭＲＳシーケンス内のＵＷシーケンスは、前記反復されたヘッドシーケンスのうちの１つ、および前記反復されたテールシーケンスのうちの１つを含む、ステップと、
   前記ＷＴＲＵによって、前記ＤＭＲＳシーケンスに対する波形演算に基づいてＤＭＲＳを生成するステップと、
   前記ＷＴＲＵによって、前記ＤＭＲＳを基準信号として送信するステップと
   を含む方法。
2. 前記ＷＴＲＵによって、複数の入力ベクトルを生成するステップであって、各入力ベクトルはデータシンボルのシーケンスおよび前記ＵＷシーケンスを含む、ステップと、
   前記ＷＴＲＵによって、複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルを生成するステップであって、各ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルは前記入力ベクトルのそれぞれに対する波形演算に基づく、ステップと、
   前記ＷＴＲＵによって、前記複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルを送信するステップと
   をさらに含む、請求項１の方法。
3. 前記ＤＭＲＳおよび前記複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルは、バースト状送信において送信される、請求項２の方法。
4. 前記ＷＴＲＵによって、別のＤＭＲＳおよび別の複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルを受信するステップをさらに含み、受信された前記別のＤＭＲＳおよび受信された前記別の複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルは、前記ＷＴＲＵによって用いられ、チャネル推定を行う、請求項２の方法。
5. 前記ＤＭＲＳシーケンスは、線形プリコーディングを用いて生成される、請求項１の方法。
6. 前記ＤＭＲＳシーケンスは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）演算を用いて生成される、請求項１の方法。
7. 前記ＷＴＲＵによって、別のＤＭＲＳを受信するステップをさらに含み、受信された前記別のＤＭＲＳは前記ＷＴＲＵによって用いられ、チャネル推定を行う、請求項１の方法。
8. 複数の追加のサブバンドのそれぞれのために、追加のＤＭＲＳおよび追加のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルが送信される、請求項１の方法。
9. 離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多重（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）によって、ユニークワード（ＵＷ）を用いて情報を送信するための無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）であって、
   複数の基準シーケンスを生成するように構成されたプロセッサであって、
   前記プロセッサは、前記複数の基準シーケンスのアップサンプリングに基づいて復調基準信号（ＤＭＲＳ）シーケンスを生成するようにさらに構成され、前記ＤＭＲＳシーケンスは、複数の反復したシーケンスを含み、各反復したシーケンスはヘッドシーケンス、前記複数の基準シーケンスの一つ、およびテールシーケンスを含み、前記ＤＭＲＳシーケンス内のＵＷシーケンスは、前記反復されたヘッドシーケンスのうちの１つ、および前記反復されたテールシーケンスのうちの１つを含み、
   前記プロセッサは、前記ＤＭＲＳシーケンスに対する波形演算に基づいてＤＭＲＳを生成するようにさらに構成される、プロセッサと、
   前記プロセッサに動作可能に結合されたトランシーバであって、前記トランシーバおよび前記プロセッサは、前記ＤＭＲＳを基準信号として送信するように構成される、トランシーバと、
   を備えるＷＴＲＵ。
10. 前記プロセッサは、複数の入力ベクトルを生成するようにさらに構成され、各入力ベクトルはデータシンボルのシーケンスおよび前記ＵＷシーケンスを含み、
    前記プロセッサは、複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルを生成するようにさらに構成され、各ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルは前記入力ベクトルのそれぞれに対する波形演算に基づき、
    前記トランシーバおよび前記プロセッサは、前記複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルを送信するようにさらに構成される、
    請求項９のＷＴＲＵ。
11. 前記ＤＭＲＳおよび前記複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルは、バースト状送信において送信される、請求項１０に記載のＷＴＲＵ。
12. 前記トランシーバおよび前記プロセッサは、別のＤＭＲＳおよび別の複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルを受信するようにさらに構成され、受信された前記別のＤＭＲＳおよび受信された前記別の複数のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルは、前記ＷＴＲＵによって用いられ、チャネル推定を行う、請求項１０のＷＴＲＵ。
13. 前記ＤＭＲＳシーケンスは、線形プリコーディングを用いて生成される、請求項９のＷＴＲＵ。
14. 前記ＤＭＲＳシーケンスは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）演算を用いて生成される、請求項９のＷＴＲＵ。
15. 前記トランシーバおよび前記プロセッサは、別のＤＭＲＳを受信するようにさらに構成され、受信された前記別のＤＭＲＳは前記ＷＴＲＵによって用いられ、チャネル推定を行う、請求項９のＷＴＲＵ。
16. 複数の追加のサブバンドのそれぞれのために、追加のＤＭＲＳ信号および追加のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシンボルが送信される、請求項９のＷＴＲＵ。

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