JP6022018B1 - ディザ電流給電制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】広範囲に負荷電流が変化する比例電磁コイルに対し、高精度・高頻度にディザ振幅電流を付与する。【解決手段】複数個の比例電磁コイル１０５ｉに給電する共用可変定電圧電源２００Ａは、電源電圧Ｖｂｂの変動と、環境温度変化による負荷抵抗の変動に対応して可変一定の安定化電圧Ｖｂａを発生し、個別に接続された駆動開閉素子１５１ｉは、所定の目標平均電流にディザ振幅電流を重畳したディザ大電流Ｉ２ｉとディザ小電流Ｉ１ｉを得るための負荷電圧と、現在の安定化電圧Ｖｂａとの比率に応じた通電デューティで断続駆動され、ディザ電流上昇時は安定化電圧Ｖｂａに余裕電圧を付加して電流上昇を促進する。【選択図】図１
Description
この発明は、液圧制御用の比例電磁弁に設けられた比例電磁コイルにおいて、被駆動体に静止摩擦抵抗が発生しないように微振動を付与しておくために、所定周期の増減電流を付与するようにしたディザ（Ｄｉｔｈｅｒ）電流給電制御装置の改良に関するものである。
例えば、自動車の自動変速機では複数の変速段を選択するために３〜５個の比例電磁弁が使用され、この内の１個又は複数個の比例電磁コイルは様々な目標平均電流によって同時に通電制御されて、可変の目標平均電流を中心とした所定のディザ振幅電流が重畳されている。
このようなディザ電流給電制御装置に関する技術的背景として、車載バッテリの電源電圧が、例えばＤＣ７ＶからＤＣ１４Ｖまで変動すると、電流上昇の余裕電圧を最低限度のＤＣ１Ｖに見積もっても、最低電圧ＤＣ６Ｖでも最大電流が流れるように設計された比例電磁コイルが必要となり、これをＤＣ１４Ｖの高電圧で使用して、最大電流の２０％の目標平均電流を得ようとすれば６×２０／１４＝８．６％の電圧に制御する必要がある。
また、１２０℃の高温環境で、比例電磁コイル自体の温度上昇４０℃を加算した１６０℃の負荷抵抗において、最低電圧ＤＣ６Ｖでも正常動作するように設計された比例電磁コイルの場合、−４０℃の低温環境で比例電磁コイル自体の温度上昇１０℃を加算した−３０℃の負荷抵抗においては、ＤＣ４．２Ｖでも最大電流が流れる低抵抗となっており、この状態でＤＣ１４Ｖが印可されて、最大電流の２０％の目標平均電流を得ようとした場合には、４．２×２０／１４＝６％の電圧に制御する必要がある。
このようなディザ電流給電制御装置に関する技術的背景として、車載バッテリの電源電圧が、例えばＤＣ７ＶからＤＣ１４Ｖまで変動すると、電流上昇の余裕電圧を最低限度のＤＣ１Ｖに見積もっても、最低電圧ＤＣ６Ｖでも最大電流が流れるように設計された比例電磁コイルが必要となり、これをＤＣ１４Ｖの高電圧で使用して、最大電流の２０％の目標平均電流を得ようとすれば６×２０／１４＝８．６％の電圧に制御する必要がある。
また、１２０℃の高温環境で、比例電磁コイル自体の温度上昇４０℃を加算した１６０℃の負荷抵抗において、最低電圧ＤＣ６Ｖでも正常動作するように設計された比例電磁コイルの場合、−４０℃の低温環境で比例電磁コイル自体の温度上昇１０℃を加算した−３０℃の負荷抵抗においては、ＤＣ４．２Ｖでも最大電流が流れる低抵抗となっており、この状態でＤＣ１４Ｖが印可されて、最大電流の２０％の目標平均電流を得ようとした場合には、４．２×２０／１４＝６％の電圧に制御する必要がある。
従って、ディザ振幅電流を最大電流の±５％とした場合には、負荷に対する印可電圧は６±１．５％の電圧に制御する必要があり、これを期待する制御精度で安定制御するのは困難な状態となっている。
更なる困難として、誘導性電気負荷である比例電磁コイルは、そのインダクタンスＬと負荷抵抗Ｒとの比率である時定数τ＝Ｌ／Ｒによって負荷電流の増減に応答遅れが発生し、ディザ小電流Ｉ１からディザ大電流Ｉ２への立上り時間と、ディザ大電流Ｉ２からディザ小電流Ｉ１への立上り時間とが異なると、ディザ大電流Ｉ２とディザ小電流Ｉ１とのディザ中間電流Ｉ０＝（Ｉ１＋Ｉ２）／２の値と、ディザ電流の時間積分値をディザ振幅周期Ｔｄで割って得られるディザ平均電流Ｉａとが異なった値となる。
従って、ディザ中間電流Ｉ０に注目しないで、単に目標平均電流Ｉａａと検出平均電流Ｉｆａを一致させるような負帰還制御が行われている場合には、均質なディザ制御が行えなくなる問題点があることに留意しておく必要がある。
更なる困難として、誘導性電気負荷である比例電磁コイルは、そのインダクタンスＬと負荷抵抗Ｒとの比率である時定数τ＝Ｌ／Ｒによって負荷電流の増減に応答遅れが発生し、ディザ小電流Ｉ１からディザ大電流Ｉ２への立上り時間と、ディザ大電流Ｉ２からディザ小電流Ｉ１への立上り時間とが異なると、ディザ大電流Ｉ２とディザ小電流Ｉ１とのディザ中間電流Ｉ０＝（Ｉ１＋Ｉ２）／２の値と、ディザ電流の時間積分値をディザ振幅周期Ｔｄで割って得られるディザ平均電流Ｉａとが異なった値となる。
従って、ディザ中間電流Ｉ０に注目しないで、単に目標平均電流Ｉａａと検出平均電流Ｉｆａを一致させるような負帰還制御が行われている場合には、均質なディザ制御が行えなくなる問題点があることに留意しておく必要がある。
例えば、下記の特許文献１「比例電磁弁の制御方法及び制御装置」の図１によれば、マイクロプロセッサによって構成された（と推定される）ＭＰＵ３は、比例電磁弁１０に対する目標平均電流を決定する開口量補正器６と、ディザ信号発生器７と、合成器８とを備え、ＭＰＵ３の外部に接続されたハードウエアである（と推定される）定電流駆動器５は、合成器８の出力をＤ／Ａ変換器４でアナログ信号に変換した指示電流と、比例電磁弁１０に対する駆動電流とが合致するように負帰還制御を行い、その負帰還制御は、図６で示された第１・第２のオペアンプ３１・３２と、加算器３３と、バッファ３４と、トランジスタ３５と、電流検出器３６と、微分倍率器３７とを備え、この微分倍率器３７は駆動電流の増減を高速処理するようになっている。
しかし、駆動電流の増減は図４（ｂ）で示すとおり、なだらかに増減する正弦波となっていて、所定のディザ振幅を得るためにはディザ周期が大きくなり、可動鉄片１４（図２参照）が静止摩擦抵抗により固着するおそれがある。
しかし、駆動電流の増減は図４（ｂ）で示すとおり、なだらかに増減する正弦波となっていて、所定のディザ振幅を得るためにはディザ周期が大きくなり、可動鉄片１４（図２参照）が静止摩擦抵抗により固着するおそれがある。
また、下記の特許文献２「電流制御装置および電流制御プログラム」の図２によれば、マイクロプロセッサを包含する（と推定される）電流制御装置１０は、ソレノイド９５を開閉駆動する駆動回路５０に対してＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを直接出力するものであり、図２で示す目標設定手段２０と、デューティ比設定手段３０と、ＰＷＭ信号生成手段４０とによって構成され、目標設定手段２０による基本電流値Ｉｂの設定から、ＰＷＭ信号生成手段４０によるデューティ比Ｒｄが更新されるまでの時間を短縮する技術が開示されている。
この特許文献２の図４によれば、目標設定手段２０は、基本設定部２１で基本電流値Ｉｂを決定し、ディザ平均算出部２２では被検出励磁電流信号Ｓｉからディザ平均電流値Ｉａｖｅ２を算出し、減算部２３で偏差値ΔＩ２を算出し、補正部２４で基本電流値Ｉｂの比例積分補正値を発生し、ディザ設定部２５でディザ電流Ｉｄを設定し、加算部２６で目標電流値Ｉｔを算出している。
この特許文献２の図４によれば、目標設定手段２０は、基本設定部２１で基本電流値Ｉｂを決定し、ディザ平均算出部２２では被検出励磁電流信号Ｓｉからディザ平均電流値Ｉａｖｅ２を算出し、減算部２３で偏差値ΔＩ２を算出し、補正部２４で基本電流値Ｉｂの比例積分補正値を発生し、ディザ設定部２５でディザ電流Ｉｄを設定し、加算部２６で目標電流値Ｉｔを算出している。
また、この特許文献２の図３によれば、デューティ比設定手段３０は、ＰＷＭ平均算出部３１において被検出励磁電流信号ＳｉからＰＷＭ平均電流値Ｉａｖｅ１を算出し、減算部３２で偏差ΔＩ１を算出し、フィードバック制御部３３（３４の誤記）でデューティ比Ｒｄ／ｆｂを算出し、フィードフォワード制御部３４（３３の誤記）でデューティ比Ｒｄ／ｆｆを算出し、加算部３５でデューティ比Ｒｄを算出し、デューティ比設定手段３０は目標電流Ｉｔが、ＰＷＭ平均電流値Ｉａｖｅ１に一致するようにＰＷＭのデューティ比Ｒｄを調節するものとなっている。
なお、図２において、ＰＷＭ信号生成手段４０はＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを生成して駆動回路に出力し、目標電流ＩｔはＰＷＭ信号ＳｐｗｍのＰＷＭ周期の１０倍に設定されているディザ周期で周期的に変化する値である。
この特許文献２の図３におけるフィードフォワード制御部３４（３３の誤記）は、ディザ電流の基本波が、図１５の三角波となるようにデューティ比Ｒｄ／ｆｆを付与するものであって、この三角波に追従してデューティ比Ｒｄ／ｆｂによるフィードバック制御を行うためには、三角波は徐々に増減する緩やかな波形となり、所定のディザ振幅を得るためにはディザ周期が大きくなり、スプール９４２（図１参照）が静止摩擦抵抗により固着するおそれがある。
なお、図２において、ＰＷＭ信号生成手段４０はＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを生成して駆動回路に出力し、目標電流ＩｔはＰＷＭ信号ＳｐｗｍのＰＷＭ周期の１０倍に設定されているディザ周期で周期的に変化する値である。
この特許文献２の図３におけるフィードフォワード制御部３４（３３の誤記）は、ディザ電流の基本波が、図１５の三角波となるようにデューティ比Ｒｄ／ｆｆを付与するものであって、この三角波に追従してデューティ比Ｒｄ／ｆｂによるフィードバック制御を行うためには、三角波は徐々に増減する緩やかな波形となり、所定のディザ振幅を得るためにはディザ周期が大きくなり、スプール９４２（図１参照）が静止摩擦抵抗により固着するおそれがある。
（１）従来技術の課題の説明
前記特許文献１による「比例電磁弁の制御方法及び制御装置」は、ディザ電流波形がなだらかに変化する正弦波となっていて、このとおりに制御されればディザ電流の立上り時間と立下り時間は一致する。
しかし、電流制御が追従できるように正弦波の周期を大きくすると、可動鉄片１４の静止状態が発生して静止摩擦抵抗が発生する問題があるとともに、正弦波の周期を短縮すると電流制御が追従できず、ディザ電流の立上り時間と立下り時間が一致しなくなる問題がある。
また、脈動する指示電流と脈動する検出電流の偏差信号からその変化度合である微分係数を算出することは至難であって、正確な微分制御を行うことは期待できない問題点がある。
なお、この特許文献１による装置及び方法は、比例電磁弁１０に給電する定電流駆動器５の電源は定電圧電源を使用し、環境温度は一定となるような冷暖房機が使用されていることも想像できるが、ＭＰＵ３のデジタル出力をＤＡ変換器によってアナログ信号に置換し、定電流駆動器５によって比例電磁弁１０への給電電流を連続制御しているので、定電流駆動器５の消費電力が大きくなる問題点がある。
また、正弦波状の電流波形で電流減衰を行うためには、定電流駆動器５が比例電磁弁１０の電磁エネルギーを吸収する必要があるので定電流駆動器５の消費電力がますます大きくなる問題点がある。
前記特許文献１による「比例電磁弁の制御方法及び制御装置」は、ディザ電流波形がなだらかに変化する正弦波となっていて、このとおりに制御されればディザ電流の立上り時間と立下り時間は一致する。
しかし、電流制御が追従できるように正弦波の周期を大きくすると、可動鉄片１４の静止状態が発生して静止摩擦抵抗が発生する問題があるとともに、正弦波の周期を短縮すると電流制御が追従できず、ディザ電流の立上り時間と立下り時間が一致しなくなる問題がある。
また、脈動する指示電流と脈動する検出電流の偏差信号からその変化度合である微分係数を算出することは至難であって、正確な微分制御を行うことは期待できない問題点がある。
なお、この特許文献１による装置及び方法は、比例電磁弁１０に給電する定電流駆動器５の電源は定電圧電源を使用し、環境温度は一定となるような冷暖房機が使用されていることも想像できるが、ＭＰＵ３のデジタル出力をＤＡ変換器によってアナログ信号に置換し、定電流駆動器５によって比例電磁弁１０への給電電流を連続制御しているので、定電流駆動器５の消費電力が大きくなる問題点がある。
また、正弦波状の電流波形で電流減衰を行うためには、定電流駆動器５が比例電磁弁１０の電磁エネルギーを吸収する必要があるので定電流駆動器５の消費電力がますます大きくなる問題点がある。
前記特許文献２による「電流制御装置および電流制御プログラム」も同様であり、ディザ電流波形はなだらかに変化する三角波となっていて、このとおりに制御されればディザ電流の立上り時間と立下り時間は一致する。
しかし、電流制御が追従できるように三角波の周期を大きくすると、スプール９４２の静止状態が発生して静止摩擦抵抗が発生する問題があるとともに、三角波の周期を短縮すると電流制御が追従できず、ディザ電流の立上り時間と立下り時間が一致しなくなる問題がある。
なお、特許文献２の図２におけるソレノイド９５は車載バッテリ（電源）５３から給電され、給電用のトランジスタ５１が開路したときのフライホイール電流はダイオード５２に転流するようになっていて、電源電圧が高いときのディザ電流立上り時間は異常に速くなるが、平均目標電流が小さいときのディザ電流立下り時間が遅くなる問題がある。
また、特許文献２においては、図３におけるＰＷＭ平均電流値Ｉａｖｅ１の算出方法、及びフィードフォワード制御の方法は一切記載されていないが、高速応答のマイクロプロセッサと高速応答のＡＤ変換器が必要となるものと推定される。
しかし、電流制御が追従できるように三角波の周期を大きくすると、スプール９４２の静止状態が発生して静止摩擦抵抗が発生する問題があるとともに、三角波の周期を短縮すると電流制御が追従できず、ディザ電流の立上り時間と立下り時間が一致しなくなる問題がある。
なお、特許文献２の図２におけるソレノイド９５は車載バッテリ（電源）５３から給電され、給電用のトランジスタ５１が開路したときのフライホイール電流はダイオード５２に転流するようになっていて、電源電圧が高いときのディザ電流立上り時間は異常に速くなるが、平均目標電流が小さいときのディザ電流立下り時間が遅くなる問題がある。
また、特許文献２においては、図３におけるＰＷＭ平均電流値Ｉａｖｅ１の算出方法、及びフィードフォワード制御の方法は一切記載されていないが、高速応答のマイクロプロセッサと高速応答のＡＤ変換器が必要となるものと推定される。
（２）発明の目的の説明
この発明の目的は、電源電圧の変動、環境温度の変動、目標平均電流の変動に対応して安定したディザ振幅電流を重畳加算することができて、ディザ振幅周期を短縮しても波形歪の少ない負荷電流を供給することができるディザ電流給電制御装置を提供することである。
この発明の目的は、電源電圧の変動、環境温度の変動、目標平均電流の変動に対応して安定したディザ振幅電流を重畳加算することができて、ディザ振幅周期を短縮しても波形歪の少ない負荷電流を供給することができるディザ電流給電制御装置を提供することである。
この発明によるディザ電流給電制御装置は、液体圧力を比例制御する複数個の比例電磁弁のそれぞれに設けられた複数個の比例電磁コイルの中の一部又は全部である制御対象負荷ｉ（ｉ＝１・２・・・ｎ）に対して、個別に可変設定された目標平均電流Ｉａａｉを中心として、所定のディザ（Ｄｉｔｈｅｒ）振幅電流ΔＩｉを、所定のディザ振幅周期Ｔｄで付加する演算制御回路部を備えたディザ電流給電制御装置であって、
前記比例電磁コイルは、共用可変定電圧電源から給電されて、その通電電流を個別に断続制御する駆動開閉素子と電流検出抵抗とが直列接続されるとともに、前記比例電磁コイルと前記電流検出抵抗との直列回路に対して並列接続される転流回路素子を備え、
前記共用可変定電圧電源は、この共用可変定電圧電源に入力される電源電圧Ｖｂｂが変動して最小電圧となっていて、しかも、高温環境で前記比例電磁コイルの負荷抵抗Ｒｉが最大負荷抵抗Ｒｍｍｉとなっていても、ここに１００％の通電電流である最大電流Ｉｍｉを通電したいときに要求される、各前記比例電磁コイルに共通した最大要求電圧Ｖ２ｍ以下の安定化電圧Ｖｂａを発生し、
前記安定化電圧Ｖｂａは、少なくとも第一又は第二の電圧抑制手段によってその発生電圧が可変調整されるようになっている。
前記比例電磁コイルは、共用可変定電圧電源から給電されて、その通電電流を個別に断続制御する駆動開閉素子と電流検出抵抗とが直列接続されるとともに、前記比例電磁コイルと前記電流検出抵抗との直列回路に対して並列接続される転流回路素子を備え、
前記共用可変定電圧電源は、この共用可変定電圧電源に入力される電源電圧Ｖｂｂが変動して最小電圧となっていて、しかも、高温環境で前記比例電磁コイルの負荷抵抗Ｒｉが最大負荷抵抗Ｒｍｍｉとなっていても、ここに１００％の通電電流である最大電流Ｉｍｉを通電したいときに要求される、各前記比例電磁コイルに共通した最大要求電圧Ｖ２ｍ以下の安定化電圧Ｖｂａを発生し、
前記安定化電圧Ｖｂａは、少なくとも第一又は第二の電圧抑制手段によってその発生電圧が可変調整されるようになっている。
そして、前記第一の電圧抑制手段は、前記比例電磁コイルの全体を代表する推定環境温度に比例して、低温時には前記最大要求電圧Ｖ２ｍを抑制低下し、
前記第二の電圧抑制手段は、負荷電流がディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増量変化する時点の所定期間において、前記比例電磁コイルのインダクタンス成分に打勝って所定値以上の電流上昇率を得るための余裕電圧ΔＶｍを加算した急速駆動電圧Ｖｍを一次的に発生し、常時は前記最大要求電圧Ｖ２ｍに抑制制御し、
前記駆動開閉素子は、前記目標平均電流Ｉａａｉに対して前記ディザ振幅電流ΔＩｉを増減付加した前記ディザ大電流Ｉ２ｉと、前記ディザ小電流Ｉ１ｉと、設定監視電圧Ｖｘとに対応し、（算式１）（算式２）による通電デューティγ２ｉ、γ１ｉによって、前記比例電磁コイルを個別に断続制御し、
前記設定監視電圧Ｖｘは、前記共用可変定電圧電源に対する設定現在値Ｖｓｔである前記急速駆動電圧Ｖｍ又は前記最大要求電圧Ｖ２ｍであるか、或いは得られた前記安定化電圧Ｖｂａに対する監視現在値Ｖｂｄが適用されるようになっている。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１）
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２）
前記第二の電圧抑制手段は、負荷電流がディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増量変化する時点の所定期間において、前記比例電磁コイルのインダクタンス成分に打勝って所定値以上の電流上昇率を得るための余裕電圧ΔＶｍを加算した急速駆動電圧Ｖｍを一次的に発生し、常時は前記最大要求電圧Ｖ２ｍに抑制制御し、
前記駆動開閉素子は、前記目標平均電流Ｉａａｉに対して前記ディザ振幅電流ΔＩｉを増減付加した前記ディザ大電流Ｉ２ｉと、前記ディザ小電流Ｉ１ｉと、設定監視電圧Ｖｘとに対応し、（算式１）（算式２）による通電デューティγ２ｉ、γ１ｉによって、前記比例電磁コイルを個別に断続制御し、
前記設定監視電圧Ｖｘは、前記共用可変定電圧電源に対する設定現在値Ｖｓｔである前記急速駆動電圧Ｖｍ又は前記最大要求電圧Ｖ２ｍであるか、或いは得られた前記安定化電圧Ｖｂａに対する監視現在値Ｖｂｄが適用されるようになっている。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１）
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２）
以上のとおり、この発明によるディザ電流給電制御装置は、複数個の比例電磁コイルに給電する共用可変定電圧電源と、各比例電磁コイルの通電電流を個別に断続制御して、所定のディザ振幅電流が付加された可変の目標平均電流を供給する駆動開閉素子を備え、この駆動開閉素子は、必要とされる負荷電圧と設定監視電圧との比率によって定まる通電デューティによって断続制御されている。
従って、共用可変定電圧電源は、電源電圧の変動と、環境温度変化による負荷抵抗の変動又は急速駆動の要否とに対応して、可変一定の安定化電圧を発生して、デューティ制御の外乱要素を除去し、駆動開閉素子は要求された目標平均電流の大小に応じて断続制御を行えばよいので、通電デューティの変動幅が大幅に小さくなって、より高精度なディザ電流給電制御を行うことができるようになる効果がある。
また、共用可変定電圧電源は複数個の比例電磁コイルに共用されていて、そのコスト負担が軽減されるとともに、環境温度状態又は急速駆動の要否に応じた必要最小限度の出力電圧を発生すればよいので、これにより消費電力が削減される効果がある。
なお、共用可変定電圧電源を使用しない場合において、電源電圧の変動と環境温度の変動及び目標平均電流の変動を考慮するとディザ振幅電流を最大電流の±５％とした場合には、通電デューティ６±１．５％の断続制御を行う必要となるが、共用可変定電圧電源によって電源電圧変動と比例電磁コイルの環境温度変動を考慮した一定電圧を供給している場合には、通電デューティは２０±５％の制御を行えばよいので、高精度で安定した電流制御を行うことができるものである。
従って、共用可変定電圧電源は、電源電圧の変動と、環境温度変化による負荷抵抗の変動又は急速駆動の要否とに対応して、可変一定の安定化電圧を発生して、デューティ制御の外乱要素を除去し、駆動開閉素子は要求された目標平均電流の大小に応じて断続制御を行えばよいので、通電デューティの変動幅が大幅に小さくなって、より高精度なディザ電流給電制御を行うことができるようになる効果がある。
また、共用可変定電圧電源は複数個の比例電磁コイルに共用されていて、そのコスト負担が軽減されるとともに、環境温度状態又は急速駆動の要否に応じた必要最小限度の出力電圧を発生すればよいので、これにより消費電力が削減される効果がある。
なお、共用可変定電圧電源を使用しない場合において、電源電圧の変動と環境温度の変動及び目標平均電流の変動を考慮するとディザ振幅電流を最大電流の±５％とした場合には、通電デューティ６±１．５％の断続制御を行う必要となるが、共用可変定電圧電源によって電源電圧変動と比例電磁コイルの環境温度変動を考慮した一定電圧を供給している場合には、通電デューティは２０±５％の制御を行えばよいので、高精度で安定した電流制御を行うことができるものである。
実施の形態１．
（１）構成の詳細な説明
以下、この発明の実施の形態１に係るディザ電流給電制御装置の全体回路ブロック図である図１について説明する。
図１において、ディザ電流給電制御装置１００Ａは、例えば自動車用変速機における変速段選択用の複数の油圧電磁弁に設けられた比例電磁コイル１０５ｉ（ｉ＝１・２・・・ｎ）に対して、ディザ電流を含む励磁電流を供給するものであって、図示しない電源スイッチが閉路されたときに付勢される電源リレーの出力接点１０２を介して、車載バッテリである外部電源１０１から電源電圧Ｖｂｂが印可されるようになっている。
なお、複数の比例電磁コイル１０５ｉのそれぞれには、励磁電流対油圧特性の個体バラツキ変動を補正するための図示しないラベル抵抗が設けられているとともに、変速機内にはその環境温度を代表して油温を測定する温度センサ１０３ａが設けられている。
ディザ電流給電制御装置１００ＡはマイクロプロセッサＣＰＵを含む演算制御回路部１２０Ａを主体として構成されていて、この演算制御回路部１２０Ａには定電圧電源１１０を介して例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖｃｃが印可されている。
なお、温度センサ１０３ａは入力センサ群１０３の一部であり、比例電磁コイル１０５ｉは電気負荷群１０４の一部となっている。
（１）構成の詳細な説明
以下、この発明の実施の形態１に係るディザ電流給電制御装置の全体回路ブロック図である図１について説明する。
図１において、ディザ電流給電制御装置１００Ａは、例えば自動車用変速機における変速段選択用の複数の油圧電磁弁に設けられた比例電磁コイル１０５ｉ（ｉ＝１・２・・・ｎ）に対して、ディザ電流を含む励磁電流を供給するものであって、図示しない電源スイッチが閉路されたときに付勢される電源リレーの出力接点１０２を介して、車載バッテリである外部電源１０１から電源電圧Ｖｂｂが印可されるようになっている。
なお、複数の比例電磁コイル１０５ｉのそれぞれには、励磁電流対油圧特性の個体バラツキ変動を補正するための図示しないラベル抵抗が設けられているとともに、変速機内にはその環境温度を代表して油温を測定する温度センサ１０３ａが設けられている。
ディザ電流給電制御装置１００ＡはマイクロプロセッサＣＰＵを含む演算制御回路部１２０Ａを主体として構成されていて、この演算制御回路部１２０Ａには定電圧電源１１０を介して例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖｃｃが印可されている。
なお、温度センサ１０３ａは入力センサ群１０３の一部であり、比例電磁コイル１０５ｉは電気負荷群１０４の一部となっている。
演算制御回路部１２０Ａは、不揮発性のプログラムメモリ１２１と、演算処理用のＲＡＭメモリ１２２と、ＰＷＭ信号発生手段１２３ｉと、多チャンネルＡＤ変換器１２４と、移動平均化手段１２８ｉとによって構成され、プログラムメモリ１２１には後述する給電制御手段１２５Ａとなる制御プログラムが格納されている。
入力インタフェース回路１３０は、例えばギアシフトレバーの選択位置に応動するギアシフトセンサ、エンジン回転センサ、車速センサ、アクセルペダルの踏込度合を検出するアクセルポジションセンサなどの入力センサ群１０３から得られるアナログ又はオンオフ動作の入力信号を演算制御回路部１２０Ａの入力ポートに接続する。
なお、温度センサ１０３ａは入力インタフェース回路１３０を介して多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力されている。
出力インタフェース回路１４０は、例えば油圧ポンプや前後進選択用油圧電磁弁などの電気負荷群１０４と演算制御回路部１２０Ａの出力ポートとの間に接続されている。
入力インタフェース回路１３０は、例えばギアシフトレバーの選択位置に応動するギアシフトセンサ、エンジン回転センサ、車速センサ、アクセルペダルの踏込度合を検出するアクセルポジションセンサなどの入力センサ群１０３から得られるアナログ又はオンオフ動作の入力信号を演算制御回路部１２０Ａの入力ポートに接続する。
なお、温度センサ１０３ａは入力インタフェース回路１３０を介して多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力されている。
出力インタフェース回路１４０は、例えば油圧ポンプや前後進選択用油圧電磁弁などの電気負荷群１０４と演算制御回路部１２０Ａの出力ポートとの間に接続されている。
比例電磁コイル１０５ｉの上流位置に接続されている駆動開閉素子１５１ｉは、駆動ゲート回路１５２ｉを介して演算制御回路部１２０Ａが発生する駆動制御信号ＰＷＭｉによってオン／オフ制御されるようになっている。
なお、Ｐチャネル型の電界効果型トランジスタである駆動開閉素子１５１ｉは、駆動制御信号ＰＷＭｉの論理レベルが「Ｈ」となったときに、駆動ゲート回路１５２ｉ内のＮＰＮ形トランジスタが導通して、ソース端子とゲート端子間に閉路駆動電圧が印可されるようになっている。
比例電磁コイル１０５ｉの下流位置は電流検出抵抗１５０ｉを介してグランド回路ＧＮＤに接続されていて、電流検出抵抗１５０ｉの両端電圧は電流検出回路１５８ｉを介して増幅されて、比例電磁コイル１０５ｉの通電電流に比例した電圧となる電流検出信号Ｉｆｉが多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力されている。
転流回路素子１５３ｉは、駆動開閉素子１５１ｉと比例電磁コイル１０５ｉとの接続点に接続されるとともに、転流ダイオード１５４ｉを介してグランド回路ＧＮＤに接続されていて、駆動開閉素子１５１ｉが開路したときに、比例電磁コイル１０５ｉに流れていた励磁電流が、電流検出抵抗１５０ｉと転流ダイオード１５４ｉを介して転流するようになっている。
なお、Ｐチャネル型の電界効果型トランジスタである駆動開閉素子１５１ｉは、駆動制御信号ＰＷＭｉの論理レベルが「Ｈ」となったときに、駆動ゲート回路１５２ｉ内のＮＰＮ形トランジスタが導通して、ソース端子とゲート端子間に閉路駆動電圧が印可されるようになっている。
比例電磁コイル１０５ｉの下流位置は電流検出抵抗１５０ｉを介してグランド回路ＧＮＤに接続されていて、電流検出抵抗１５０ｉの両端電圧は電流検出回路１５８ｉを介して増幅されて、比例電磁コイル１０５ｉの通電電流に比例した電圧となる電流検出信号Ｉｆｉが多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力されている。
転流回路素子１５３ｉは、駆動開閉素子１５１ｉと比例電磁コイル１０５ｉとの接続点に接続されるとともに、転流ダイオード１５４ｉを介してグランド回路ＧＮＤに接続されていて、駆動開閉素子１５１ｉが開路したときに、比例電磁コイル１０５ｉに流れていた励磁電流が、電流検出抵抗１５０ｉと転流ダイオード１５４ｉを介して転流するようになっている。
なお、この実施の形態では転流回路素子１５３ｉはＮチャネル型の電界効果型トランジスタが使用されていて、駆動開閉素子１５１ｉが開路されていて演算制御回路部１２０Ａが発生する転流制御信号ＤＮＳｉの論理レベルが「Ｈ」のときには、転流ゲート回路１５６ｉを介してゲート端子とソース端子との間に駆動電圧が印可されて閉路状態となり、比例電磁コイル１０５ｉに流れていた負荷電流は、電流検出抵抗１５０ｉと転流ダイオード１５４ｉと転流回路素子１５３ｉを通じて還流するようになっている。
しかし、駆動開閉素子１５１ｉが開路されていて転流制御信号ＤＮＳｉの論理レベルが「Ｌ」ののときには、比例電磁コイル１０５ｉが発生するフライバック電圧によって、転流ダイオード１５４ｉと定電圧ダイオード１５５ｉを介してゲート電圧が印可され、転流回路素子１５３ｉは半閉路状態となって導通し、転流ダイオード１５４ｉによる第一転流電圧Ｖｄと定電圧ダイオード１５５ｉによる第二転流電圧Ｖｚを加算した転流減衰電圧Ｖｚｄが得られるようになっている。
しかし、駆動開閉素子１５１ｉが開路されていて転流制御信号ＤＮＳｉの論理レベルが「Ｌ」ののときには、比例電磁コイル１０５ｉが発生するフライバック電圧によって、転流ダイオード１５４ｉと定電圧ダイオード１５５ｉを介してゲート電圧が印可され、転流回路素子１５３ｉは半閉路状態となって導通し、転流ダイオード１５４ｉによる第一転流電圧Ｖｄと定電圧ダイオード１５５ｉによる第二転流電圧Ｖｚを加算した転流減衰電圧Ｖｚｄが得られるようになっている。
図２で後述する共用可変定電圧電源２００Ａは、演算制御回路部１２０Ａが発生する目標電圧Ｖｔｒｇに応動して可変の安定化電圧Ｖｂａを発生し、この安定化電圧Ｖｂａは駆動開閉素子１５１ｉの断続動作によって負荷印可電圧Ｖｂｉとなって比例電磁コイル１０５ｉの上流端子に印可されているとともに、監視現在値Ｖｂｄとして多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力されている。
電圧検出回路１５９ｉは増幅器と平滑コンデンサによって構成され、負荷印可電圧Ｖｂｉが印可される分圧抵抗１５７ｉの分圧電圧を平滑化して検出平均電圧Ｖｆａｉを多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力するようになっており、これにより比例電磁コイル１０５ｉに対する平均印可電圧Ｖａｉが検出できるようになっている。
なお、多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力された電流検出信号Ｉｆｉは、図５で後述するとおり演算制御回路部１２０Ａ内では検出現在値Ｉｆｄｉとなり、これを移動平均化手段１２８ｉで平滑して検出平均電流Ｉｆａｉを得るようになって、平均印可電圧Ｖａｉを検出平均電流Ｉｆａｉで割ると、比例電磁コイル１０５ｉの現在抵抗Ｒｉｉを知ることができるようになっている。
電圧検出回路１５９ｉは増幅器と平滑コンデンサによって構成され、負荷印可電圧Ｖｂｉが印可される分圧抵抗１５７ｉの分圧電圧を平滑化して検出平均電圧Ｖｆａｉを多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力するようになっており、これにより比例電磁コイル１０５ｉに対する平均印可電圧Ｖａｉが検出できるようになっている。
なお、多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力された電流検出信号Ｉｆｉは、図５で後述するとおり演算制御回路部１２０Ａ内では検出現在値Ｉｆｄｉとなり、これを移動平均化手段１２８ｉで平滑して検出平均電流Ｉｆａｉを得るようになって、平均印可電圧Ｖａｉを検出平均電流Ｉｆａｉで割ると、比例電磁コイル１０５ｉの現在抵抗Ｒｉｉを知ることができるようになっている。
なお、比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉは、温度センサ１０３ａによって検出された現状の環境温度Ｔａに対して、比例電磁コイル１０５ｉ自体の所定の最大温度上昇値Ｔｍａｘを加算して得られる最大現在温度Ｔａｍ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘに対応した最大現在抵抗Ｒｍｉ、又は比例電磁コイル１０５ｉ自体の中間の温度上昇値Ｔｍａｘ／２を加算して得られる平均現在温度Ｔａａ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘ／２に対応した平均抵抗Ｒａｉ、又は平均印可電圧Ｖａｉを検出平均電流Ｉｆａｉで割って得られる個別の現在抵抗Ｒｉｉのいずれかが適用されるようになっている。
また、比例電磁弁には比例電磁コイル１０５ｉの電流増加に伴って出力圧力が増大する正特性のものと、比例電磁コイル１０５ｉの電流増加に伴って出力圧力が減少する負特性のものがあるが、ここでは、正特性比例電磁弁が所定の最大出力圧力を発生するか、又は負特性のものが所定の最小出力圧力を発生するときの比例電磁コイル１０５ｉの励磁電流を最大電流Ｉｍｉ（又は定格電流）と言い、最大環境温度で最大温度上昇状態における比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉを最大負荷抵抗Ｒｍｍｉとした場合、個別の比例電磁コイル１０５ｉにおいて、最大電流Ｉｍｉと最大負荷抵抗Ｒｍｍｉの値は異なっていてもよい。
また、比例電磁弁には比例電磁コイル１０５ｉの電流増加に伴って出力圧力が増大する正特性のものと、比例電磁コイル１０５ｉの電流増加に伴って出力圧力が減少する負特性のものがあるが、ここでは、正特性比例電磁弁が所定の最大出力圧力を発生するか、又は負特性のものが所定の最小出力圧力を発生するときの比例電磁コイル１０５ｉの励磁電流を最大電流Ｉｍｉ（又は定格電流）と言い、最大環境温度で最大温度上昇状態における比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉを最大負荷抵抗Ｒｍｍｉとした場合、個別の比例電磁コイル１０５ｉにおいて、最大電流Ｉｍｉと最大負荷抵抗Ｒｍｍｉの値は異なっていてもよい。
しかし、この状態で比例電磁コイル１０５ｉに要求される絶対最大電圧Ｖｍａｘ＝Ｉｍｉ×Ｒｍｍｉの値は、各比例電磁コイル１０５ｉにおいて共通の値となっている。
なお、各比例電磁コイル１０５ｉのコイル仕様が同一であれば、個別の最大電流Ｉｍｉは共通の最大電流Ｉｍとなり、個別の最大現在抵抗Ｒｍｉは共通の最大現在抵抗Ｒｍとなる。同様に、前述した個別の平均抵抗Ｒａｉは共通の平均抵抗Ｒａとなり、個別の最大負荷抵抗Ｒｍｍｉは共通の最大負荷抵抗Ｒｍｍとなる。
次に、図１の制御装置における共用可変定電圧電源２００Ａの詳細回路ブロック図である図２についてその構成を詳細に説明する。
図２において、共用可変定電圧電源２００Ａは、断続動作する昇圧回路素子２０２を介して電源電圧Ｖｂｂが印可される誘導素子２０１と、昇圧回路素子２０２が開路したときに、誘導素子２０１に蓄積されていた電磁エネルギーが逆流防止素子２０５を介して放出される昇圧コンデンサ２０６と、昇圧コンデンサ２０６の両端電圧が、目標電圧設定回路２０９で可変設定された所定電圧となったときに昇圧回路素子２０２の断続動作を停止する負帰還回路２０８とを備え、昇圧コンデンサ２０６の両端電圧である安定化電圧Ｖｂａは、変動する電源電圧Ｖｂｂの最大値以上の電圧となっている。
負帰還回路２０８には安定化電圧Ｖｂａが印可される帰還分圧抵抗２０７による分圧電圧が入力されて、目標電圧設定回路２０９に設定された急速駆動電圧Ｖｍ又は最大要求電圧Ｖ２ｍと比較されるようになっている。
なお、各比例電磁コイル１０５ｉのコイル仕様が同一であれば、個別の最大電流Ｉｍｉは共通の最大電流Ｉｍとなり、個別の最大現在抵抗Ｒｍｉは共通の最大現在抵抗Ｒｍとなる。同様に、前述した個別の平均抵抗Ｒａｉは共通の平均抵抗Ｒａとなり、個別の最大負荷抵抗Ｒｍｍｉは共通の最大負荷抵抗Ｒｍｍとなる。
次に、図１の制御装置における共用可変定電圧電源２００Ａの詳細回路ブロック図である図２についてその構成を詳細に説明する。
図２において、共用可変定電圧電源２００Ａは、断続動作する昇圧回路素子２０２を介して電源電圧Ｖｂｂが印可される誘導素子２０１と、昇圧回路素子２０２が開路したときに、誘導素子２０１に蓄積されていた電磁エネルギーが逆流防止素子２０５を介して放出される昇圧コンデンサ２０６と、昇圧コンデンサ２０６の両端電圧が、目標電圧設定回路２０９で可変設定された所定電圧となったときに昇圧回路素子２０２の断続動作を停止する負帰還回路２０８とを備え、昇圧コンデンサ２０６の両端電圧である安定化電圧Ｖｂａは、変動する電源電圧Ｖｂｂの最大値以上の電圧となっている。
負帰還回路２０８には安定化電圧Ｖｂａが印可される帰還分圧抵抗２０７による分圧電圧が入力されて、目標電圧設定回路２０９に設定された急速駆動電圧Ｖｍ又は最大要求電圧Ｖ２ｍと比較されるようになっている。
なお、昇圧回路素子２０２には電流検出抵抗２０３が直列接続されていて、この昇圧回路素子２０２が閉路して誘導素子２０１に対する励磁電流が所定値以上に上昇すると、駆動回路２０４を介して昇圧回路素子２０２が所定時間だけ開路し、この開路期間に昇圧コンデンサ２０６への充電が行われるようになっている。
演算制御回路部１２０Ａは、目標電圧Ｖｔｒｇとして、図３で後述する急速駆動電圧Ｖｍと最大要求電圧Ｖ２ｍを順次前記目標電圧設定回路２０９に設定する。
この実施の形態においては、電源電圧Ｖｂｂの変動幅を例えばＤＣ７〜１４Ｖとした場合には、急速駆動電圧Ｖｍは例えばＤＣ２２Ｖ、最大要求電圧Ｖ２ｍは比例電磁コイル１０５ｉの共通の環境温度によってＤＣ１４〜２０Ｖに可変調整されるようになっている。
そして、この可変の安定化電圧Ｖｂａは監視分圧抵抗２１２を介して多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力され、監視現在値ＶｂｄとしてマイクロプロセッサＣＰＵに入力されるようになっている。
演算制御回路部１２０Ａは、目標電圧Ｖｔｒｇとして、図３で後述する急速駆動電圧Ｖｍと最大要求電圧Ｖ２ｍを順次前記目標電圧設定回路２０９に設定する。
この実施の形態においては、電源電圧Ｖｂｂの変動幅を例えばＤＣ７〜１４Ｖとした場合には、急速駆動電圧Ｖｍは例えばＤＣ２２Ｖ、最大要求電圧Ｖ２ｍは比例電磁コイル１０５ｉの共通の環境温度によってＤＣ１４〜２０Ｖに可変調整されるようになっている。
そして、この可変の安定化電圧Ｖｂａは監視分圧抵抗２１２を介して多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力され、監視現在値ＶｂｄとしてマイクロプロセッサＣＰＵに入力されるようになっている。
（２）作用・動作の詳細な説明
以下、図１・図２のとおり構成されたこの発明の実施の形態１に係るディザ電流給電制御装置において、図３・図４のタイムチャートと、図５・図６のフローチャートに基づいて、その作用と動作を詳細に説明する。
まず、図１・図２において、図示しない電源スイッチが閉路されると、電源リレーの出力接点１０２が閉路して、ディザ電流給電制御装置１００Ａに電源電圧Ｖｂｂが印加される。
その結果、定電圧電源１１０が例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖｃｃを発生して、演算制御回路部１２０Ａを構成するマイクロプロセッサＣＰＵが制御動作を開始するとともに、共用可変定電圧電源２００Ａは急速駆動電圧Ｖｍと最大要求電圧Ｖ２ｍを交互に発生する。
マイクロプロセッサＣＰＵは、入力インタフェース回路１３０から入力される入力センサ群１０３の動作状態と、不揮発性のプログラムメモリ１２１に格納された制御プログラムの内容とに応動して、出力インタフェース回路１４０に接続された電気負荷群１０４に対する負荷駆動指令信号を発生し、電気負荷群の中の特定の電気負荷である複数の比例電磁コイル１０５ｉに対しては、駆動開閉素子１５１ｉを介してオン／オフ制御を行って、その通電電流を制御するようになっている。
以下、図１・図２のとおり構成されたこの発明の実施の形態１に係るディザ電流給電制御装置において、図３・図４のタイムチャートと、図５・図６のフローチャートに基づいて、その作用と動作を詳細に説明する。
まず、図１・図２において、図示しない電源スイッチが閉路されると、電源リレーの出力接点１０２が閉路して、ディザ電流給電制御装置１００Ａに電源電圧Ｖｂｂが印加される。
その結果、定電圧電源１１０が例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖｃｃを発生して、演算制御回路部１２０Ａを構成するマイクロプロセッサＣＰＵが制御動作を開始するとともに、共用可変定電圧電源２００Ａは急速駆動電圧Ｖｍと最大要求電圧Ｖ２ｍを交互に発生する。
マイクロプロセッサＣＰＵは、入力インタフェース回路１３０から入力される入力センサ群１０３の動作状態と、不揮発性のプログラムメモリ１２１に格納された制御プログラムの内容とに応動して、出力インタフェース回路１４０に接続された電気負荷群１０４に対する負荷駆動指令信号を発生し、電気負荷群の中の特定の電気負荷である複数の比例電磁コイル１０５ｉに対しては、駆動開閉素子１５１ｉを介してオン／オフ制御を行って、その通電電流を制御するようになっている。
次に、図１の制御装置による出力電圧と負荷電流のタイムチャートである図３について詳細に説明する。
図３（Ａ）は、横軸を時間軸とし、縦軸に共用可変定電圧電源２００Ａが発生する安定化電圧Ｖｂａの値を示したものであり、ディザ電流大期間Ｂとディザ電流小期間Ａに分割されたディザ振幅周期Ｔｄ（＝Ｂ＋Ａ）を周期として、定期的に短時間の急速駆動電圧Ｖｍ（例えばＤＣ２２Ｖ）を発生し、それ以外の時刻では最大要求電圧Ｖ２ｍを発生し、この最大要求電圧Ｖ２ｍは各比例電磁コイル１０５ｉに共通の環境温度−４０℃から＋１２０℃と自身の最大温度上昇（例えば４０℃）に対応して、例えばＤＣ１４〜２０Ｖの間で可変の一定電圧となっていて、この最大要求電圧Ｖ２ｍの値は電源電圧Ｖｂｂが変動しても変化しないように安定化されている。
急速駆動電圧Ｖｍから最大要求電圧Ｖ２ｍを減じた余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｖ２ｍは、負荷電流をディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに急増させたいときに必要となるものであり、実際の余裕電圧ΔＶｍは比例電磁コイル１０５ｉの環境温度や目標平均電流Ｉａａｉの大きさによって変化することになるが、最大温度で最大の目標平均電流Ｉａａｉある場合でも最低限度の例えばＤＣ２Ｖが確保されるようになっている。
また、この急速駆動電圧Ｖｍの発生期間は、図３（Ｄ）で後述する上昇期待時間Ｔｕｐｉの最大値Ｔｕｐよりも長い時間となっている。
図３（Ａ）は、横軸を時間軸とし、縦軸に共用可変定電圧電源２００Ａが発生する安定化電圧Ｖｂａの値を示したものであり、ディザ電流大期間Ｂとディザ電流小期間Ａに分割されたディザ振幅周期Ｔｄ（＝Ｂ＋Ａ）を周期として、定期的に短時間の急速駆動電圧Ｖｍ（例えばＤＣ２２Ｖ）を発生し、それ以外の時刻では最大要求電圧Ｖ２ｍを発生し、この最大要求電圧Ｖ２ｍは各比例電磁コイル１０５ｉに共通の環境温度−４０℃から＋１２０℃と自身の最大温度上昇（例えば４０℃）に対応して、例えばＤＣ１４〜２０Ｖの間で可変の一定電圧となっていて、この最大要求電圧Ｖ２ｍの値は電源電圧Ｖｂｂが変動しても変化しないように安定化されている。
急速駆動電圧Ｖｍから最大要求電圧Ｖ２ｍを減じた余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｖ２ｍは、負荷電流をディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに急増させたいときに必要となるものであり、実際の余裕電圧ΔＶｍは比例電磁コイル１０５ｉの環境温度や目標平均電流Ｉａａｉの大きさによって変化することになるが、最大温度で最大の目標平均電流Ｉａａｉある場合でも最低限度の例えばＤＣ２Ｖが確保されるようになっている。
また、この急速駆動電圧Ｖｍの発生期間は、図３（Ｄ）で後述する上昇期待時間Ｔｕｐｉの最大値Ｔｕｐよりも長い時間となっている。
図３（Ｂ）は、横軸を時間軸とし、縦軸に比例電磁コイル１０５ｉに対する負荷印可電圧Ｖｂｉの値を示したものであり、ここでは共用可変定電圧電源２００Ａに対する設定現在値Ｖｓｔである急速駆動電圧Ｖｍ又は最大要求電圧Ｖ２ｍが印可されているものとしている。
ディザ電流大期間Ｂが開始すると、図３（Ｄ）で後述する上昇期待時間Ｔｕｐが経過するまでは、駆動開閉素子１５１ｉが１００％通電することによって比例電磁コイル１０５ｉには急速駆動電圧Ｖｍが印可されている。
しかし、全ての比例電磁コイル１０５ｉがそれぞれの上昇期待時間Ｔｕｐｉを経過して、急速駆動電圧Ｖｍの発生が停止した段階では、駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティγ２ｉが（算式２ａ）で示された値で制御され、その結果として比例電磁コイル１０５ｉにはディザ大電圧Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉが印可される。
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖ２ｍ）・・・（算式２ａ）
なお、（算式２ａ）において、この実施の形態における設定監視電圧Ｖｘは、共用可変定電圧電源２００Ａに対する設定現在値Ｖｓｔである最大要求電圧Ｖ２ｍが適用されている。
また、急速駆動電圧Ｖｍの発生期間であって、速やかにディザ大電流Ｉ２ｉに到達したものの通電デューティγｍｉは（算式３ａ）によって算出されている。
γｍｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖｍ）・・・（算式３ａ）
ディザ電流大期間Ｂが開始すると、図３（Ｄ）で後述する上昇期待時間Ｔｕｐが経過するまでは、駆動開閉素子１５１ｉが１００％通電することによって比例電磁コイル１０５ｉには急速駆動電圧Ｖｍが印可されている。
しかし、全ての比例電磁コイル１０５ｉがそれぞれの上昇期待時間Ｔｕｐｉを経過して、急速駆動電圧Ｖｍの発生が停止した段階では、駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティγ２ｉが（算式２ａ）で示された値で制御され、その結果として比例電磁コイル１０５ｉにはディザ大電圧Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉが印可される。
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖ２ｍ）・・・（算式２ａ）
なお、（算式２ａ）において、この実施の形態における設定監視電圧Ｖｘは、共用可変定電圧電源２００Ａに対する設定現在値Ｖｓｔである最大要求電圧Ｖ２ｍが適用されている。
また、急速駆動電圧Ｖｍの発生期間であって、速やかにディザ大電流Ｉ２ｉに到達したものの通電デューティγｍｉは（算式３ａ）によって算出されている。
γｍｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖｍ）・・・（算式３ａ）
なお、比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉは、環境温度検出手段によって検出された現状の環境温度Ｔａに対して、比例電磁コイル１０５ｉ自体の所定の最大温度上昇値Ｔｍａｘを加算して得られる最大現在温度Ｔａｍ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘに対応した最大現在抵抗Ｒｍｉ、又は比例電磁コイル１０５ｉ自体の中間の温度上昇値Ｔｍａｘ／２を加算して得られる平均現在温度Ｔａａ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘ／２に対応した平均抵抗Ｒａｉ、又は現在抵抗測定手段によって測定された個別の現在抵抗Ｒｉｉのいずれかが適用されるが、各比例電磁コイル１０５ｉのコイル仕様が同一であれば共通の最大現在抵抗Ｒｍ、共通の平均抵抗Ｒａを用いればよい。
やがて、ディザ電流小期間Ａが開始すると、図３（Ｄ）で後述する減少期待時間Ｔｄｎｉが経過するまでは、駆動開閉素子１５１ｉが不導通となることによって比例電磁コイル１０５ｉに対する印可電圧はゼロとなり、これを過ぎると駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティγ１ｉが（算式１ａ）で示された値で制御され、その結果として比例電磁コイル１０５ｉにはディザ小電圧Ｖ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉが印可される。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖ２ｍ）・・・（算式１ａ）
やがて、ディザ電流小期間Ａが開始すると、図３（Ｄ）で後述する減少期待時間Ｔｄｎｉが経過するまでは、駆動開閉素子１５１ｉが不導通となることによって比例電磁コイル１０５ｉに対する印可電圧はゼロとなり、これを過ぎると駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティγ１ｉが（算式１ａ）で示された値で制御され、その結果として比例電磁コイル１０５ｉにはディザ小電圧Ｖ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉが印可される。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖ２ｍ）・・・（算式１ａ）
図３（Ｃ）は、横軸を時間軸とし、縦軸に転流開路素子１５３ｉによって制御される転流減衰電圧Ｖｚｄの値を示したものであり、この実施の形態において、駆動開閉素子１５１ｉが開路したときに発生する転流減衰電圧Ｖｚｄは、常時は転流ダイオード１５４ｉによる順方向の電圧降下である第一転流電圧Ｖｄとなっているが、ディザ電流小期間Ａが開始した直後の減少期待時間Ｔｄｎｉの期間には、定電圧ダイオード１５５ｉの制限電圧と、電界効果型トランジスタである転流回路素子１５３ｉのゲート／ソース端子間電圧である第二転流電圧Ｖｚが加算されて、負荷電流の急速減衰を行うようになっている。
図３（Ｄ）は、横軸を時間軸とし、縦軸に比例電磁コイル１０５ｉに流れる負荷電流（励磁電流ということもある）の波形を示したものであり、図示された上昇期待時間Ｔｕｐは、個別の上昇期待時間Ｔｕｐｉの中の最大値を意味し、減少期待時間Ｔｄｎも、個別の減少期待時間Ｔｄｎｉの中の最大値を示している。
この実施の形態においては、ディザ電流大期間Ｂとディザ電流小期間Ａは等しい時間幅であって、それぞれは、駆動開閉素子１５１ｉのＰＷＭ周期τ０の７倍の時間幅に設定されている。
駆動開閉素子１５１ｉは、ＰＷＭ信号発生手段１２３ｉに対して順次設定された通電デューティ（γｍｉ又はγ２ｉ又はγ１ｉ）の値に応じて、その閉路時間τｏｎを変化させて、τｏｎ／τ０が設定された通電デューティと等しくなるようにオン／オフ制御を行って、その平均電流によって（算式１ｂ）（算式２ｂ）で示すディザ大電流Ｉ２ｉ又はディザ小電流Ｉ１ｉが得られるようになっている。
Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１ｂ）
Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２ｂ）
但し、Ｉａａｉは比例電磁コイル１０５ｉに対する目標平均電流、ΔＩｉは所定のディザ振幅電流である。
図３（Ｄ）は、横軸を時間軸とし、縦軸に比例電磁コイル１０５ｉに流れる負荷電流（励磁電流ということもある）の波形を示したものであり、図示された上昇期待時間Ｔｕｐは、個別の上昇期待時間Ｔｕｐｉの中の最大値を意味し、減少期待時間Ｔｄｎも、個別の減少期待時間Ｔｄｎｉの中の最大値を示している。
この実施の形態においては、ディザ電流大期間Ｂとディザ電流小期間Ａは等しい時間幅であって、それぞれは、駆動開閉素子１５１ｉのＰＷＭ周期τ０の７倍の時間幅に設定されている。
駆動開閉素子１５１ｉは、ＰＷＭ信号発生手段１２３ｉに対して順次設定された通電デューティ（γｍｉ又はγ２ｉ又はγ１ｉ）の値に応じて、その閉路時間τｏｎを変化させて、τｏｎ／τ０が設定された通電デューティと等しくなるようにオン／オフ制御を行って、その平均電流によって（算式１ｂ）（算式２ｂ）で示すディザ大電流Ｉ２ｉ又はディザ小電流Ｉ１ｉが得られるようになっている。
Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１ｂ）
Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２ｂ）
但し、Ｉａａｉは比例電磁コイル１０５ｉに対する目標平均電流、ΔＩｉは所定のディザ振幅電流である。
ディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増加するまでの上昇期待時間Ｔｕｐｉの過渡期間においても、ＰＷＭ周期τ０によるデューティ制御は行われているが、上昇完了するまでは、駆動開閉素子１５１ｉに対して閉路指令が論理和されていて、駆動開閉素子１５１ｉは１００％通電状態となり、上昇完了すると論理和閉路指令が解除されて通電デューティγｍｉによる断続制御が行われ、急速駆動電圧Ｖｍが解除されると通電デューティγ２ｉに移行するようになっている。
また、上昇期待時間Ｔｕｐｉは後述するとおり目標平均電流Ｉａａｉの大きさによって変動し、短時間であればＰＷＭ周期τ０以下の時間となり、長時間であってもＰＷＭ周期τ０の３倍以下の時間となるように抑制制御されている。
同様に、ディザ大電流Ｉ２ｉからディザ大電流Ｉ１ｉに低下するまでの減少期待時間Ｔｄｎｉの過渡期間においても、ＰＷＭ周期τ０によるデューティ制御は行われているが、減少完了するまでは、駆動開閉素子１５１ｉに対して開路指令が論理積されていて、駆動開閉素子１５１ｉは不導通状態となり、減少完了すると論理積開路指令が解除されて通電デューティγ１ｉによる断続制御が有効となるようになっている。
また、減少期待時間Ｔｄｎｉは後述するとおり目標平均電流Ｉａａｉの大きさによって変動し、短時間であればＰＷＭ周期τ０以下の時間となり、長時間であってもＰＷＭ周期τ０の３倍以下の時間となるように抑制制御されている。
以上のとおり、ディザ振幅周期Ｔｄ＝Ｂ＋Ａは、上昇期待時間Ｔｕｐｉや減少期待時間Ｔｄｎｉが変動しても、常にＰＷＭ周期τ０の整数倍（例えば１４倍）となっている。
また、上昇期待時間Ｔｕｐｉは後述するとおり目標平均電流Ｉａａｉの大きさによって変動し、短時間であればＰＷＭ周期τ０以下の時間となり、長時間であってもＰＷＭ周期τ０の３倍以下の時間となるように抑制制御されている。
同様に、ディザ大電流Ｉ２ｉからディザ大電流Ｉ１ｉに低下するまでの減少期待時間Ｔｄｎｉの過渡期間においても、ＰＷＭ周期τ０によるデューティ制御は行われているが、減少完了するまでは、駆動開閉素子１５１ｉに対して開路指令が論理積されていて、駆動開閉素子１５１ｉは不導通状態となり、減少完了すると論理積開路指令が解除されて通電デューティγ１ｉによる断続制御が有効となるようになっている。
また、減少期待時間Ｔｄｎｉは後述するとおり目標平均電流Ｉａａｉの大きさによって変動し、短時間であればＰＷＭ周期τ０以下の時間となり、長時間であってもＰＷＭ周期τ０の３倍以下の時間となるように抑制制御されている。
以上のとおり、ディザ振幅周期Ｔｄ＝Ｂ＋Ａは、上昇期待時間Ｔｕｐｉや減少期待時間Ｔｄｎｉが変動しても、常にＰＷＭ周期τ０の整数倍（例えば１４倍）となっている。
次に、前述した上昇期待時間Ｔｕｐｉ（代表して上昇期待時間Ｔｕｐとする）について詳細に説明する。
比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗をＲｉ、インダクタンスをＬｉ、誘導時定数をτｉ＝Ｌｉ／Ｒｉとし、ディザ電流大期間Ｂが開始した時刻ｔ＝０において急速駆動電圧Ｖｍが印可された場合、初期電流であるディザ小電流Ｉ１ｉから、目標とするディザ大電流Ｉ２ｉに上昇するまでの上昇期待時間Ｔｕｐは、（算式２０）から算出される。
Ｉ２ｉ＝Ｉ１ｉ×ｅｘｐ（−Ｔｕｐ／τｉ）
＋（Ｖｍ／Ｒｉ）×（１−ｅｘｐ（−Ｔｕｐ／τｉ））・・・（算式２０）
ここで、Ｔｕｐ／τｉ＜＜１であれば、指数関数ｅｘｐ（−Ｔｕｐ／τｉ）≒１−Ｔｕｐ／τｉとなるので、（算式２０）は（算式２０ａ）によって近似される。
Ｔｕｐ／τｉ＝ΔＶｉ／（Ｖｍ−Ｖ１ｉ）・・・・・・（算式２０ａ）
但し、ΔＶｉ＝（Ｖ２ｉ−Ｖ１ｉ）、Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ、Ｖ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉである。従って、ディザ小電圧Ｖ１ｉが最大値であって、Ｖ１ｉ＝Ｖ２ｍ−ΔＶｉであるときには、右辺の分母であるＶｍ−Ｖｉ１＝Ｖｍ−Ｖ２ｍ＋ΔＶｉ＝ΔＶｍ＋ΔＶｉは最小値となり、（算式２０ａ）によるＴｕｐ／τｉは、（算式２０ｂ）で示される最大値となる。
（Ｔｕｐ／τｉ）ｍａｘ＝ΔＶｉ／（ΔＶｍ＋ΔＶｉ）
＝１／（１＋ΔＶｍ／ΔＶｉ）・・（算式２０ｂ）
比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗をＲｉ、インダクタンスをＬｉ、誘導時定数をτｉ＝Ｌｉ／Ｒｉとし、ディザ電流大期間Ｂが開始した時刻ｔ＝０において急速駆動電圧Ｖｍが印可された場合、初期電流であるディザ小電流Ｉ１ｉから、目標とするディザ大電流Ｉ２ｉに上昇するまでの上昇期待時間Ｔｕｐは、（算式２０）から算出される。
Ｉ２ｉ＝Ｉ１ｉ×ｅｘｐ（−Ｔｕｐ／τｉ）
＋（Ｖｍ／Ｒｉ）×（１−ｅｘｐ（−Ｔｕｐ／τｉ））・・・（算式２０）
ここで、Ｔｕｐ／τｉ＜＜１であれば、指数関数ｅｘｐ（−Ｔｕｐ／τｉ）≒１−Ｔｕｐ／τｉとなるので、（算式２０）は（算式２０ａ）によって近似される。
Ｔｕｐ／τｉ＝ΔＶｉ／（Ｖｍ−Ｖ１ｉ）・・・・・・（算式２０ａ）
但し、ΔＶｉ＝（Ｖ２ｉ−Ｖ１ｉ）、Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ、Ｖ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉである。従って、ディザ小電圧Ｖ１ｉが最大値であって、Ｖ１ｉ＝Ｖ２ｍ−ΔＶｉであるときには、右辺の分母であるＶｍ−Ｖｉ１＝Ｖｍ−Ｖ２ｍ＋ΔＶｉ＝ΔＶｍ＋ΔＶｉは最小値となり、（算式２０ａ）によるＴｕｐ／τｉは、（算式２０ｂ）で示される最大値となる。
（Ｔｕｐ／τｉ）ｍａｘ＝ΔＶｉ／（ΔＶｍ＋ΔＶｉ）
＝１／（１＋ΔＶｍ／ΔＶｉ）・・（算式２０ｂ）
次に、前述した減少期待時間Ｔｄｎについて詳細に説明する。
ディザ電流小期間Ａが開始した時刻ｔ＝０において、転流減衰電圧Ｖｚｄが発生した場合、初期電流であるディザ大電流Ｉ２ｉから、目標とするディザ小電流Ｉ１ｉに減少するまでの減少期待時間Ｔｄｎは、（算式１０）から算出される。
Ｉ１ｉ＝Ｉ２ｉ×ｅｘｐ（−Ｔｄｎ／τｉ）
−（Ｖｚｄ／Ｒｉ）×（１−ｅｘｐ（−Ｔｄｎ／τｉ））・・・（算式１０） ここで、Ｔｄｎ／τｉ＜＜１であれば、指数関数ｅｘｐ（−Ｔｄｎ／τｉ）≒１−Ｔｄｎ／τｉとなるので、（算式１０）は（算式１０ａ）によって近似される。
Ｔｄｎ／τｉ＝ΔＶｉ／（Ｖｚｄ＋Ｖ２ｉ）・・・・・・（算式１０ａ）
但し、ΔＶｉ＝（Ｖ２ｉ−Ｖ１ｉ）、Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ、Ｖ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉである。なお、ディザ大電圧Ｖ２ｉはディザ振幅電圧ΔＶｉ＝ΔＩｉ×Ｒｉ以下になることはないので、（算式１０ａ）によるＴｄｎ／τｉの最大値は（算式１０ｂ）によって算出することができる。
（Ｔｄｎ／τｉ）ｍａｘ＝ΔＶｉ／（Ｖｚｄ＋ΔＶｉ）
＝１／（１＋Ｖｚｄ／ΔＶｉ）・・（算式１０ｂ）
ディザ電流小期間Ａが開始した時刻ｔ＝０において、転流減衰電圧Ｖｚｄが発生した場合、初期電流であるディザ大電流Ｉ２ｉから、目標とするディザ小電流Ｉ１ｉに減少するまでの減少期待時間Ｔｄｎは、（算式１０）から算出される。
Ｉ１ｉ＝Ｉ２ｉ×ｅｘｐ（−Ｔｄｎ／τｉ）
−（Ｖｚｄ／Ｒｉ）×（１−ｅｘｐ（−Ｔｄｎ／τｉ））・・・（算式１０） ここで、Ｔｄｎ／τｉ＜＜１であれば、指数関数ｅｘｐ（−Ｔｄｎ／τｉ）≒１−Ｔｄｎ／τｉとなるので、（算式１０）は（算式１０ａ）によって近似される。
Ｔｄｎ／τｉ＝ΔＶｉ／（Ｖｚｄ＋Ｖ２ｉ）・・・・・・（算式１０ａ）
但し、ΔＶｉ＝（Ｖ２ｉ−Ｖ１ｉ）、Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ、Ｖ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉである。なお、ディザ大電圧Ｖ２ｉはディザ振幅電圧ΔＶｉ＝ΔＩｉ×Ｒｉ以下になることはないので、（算式１０ａ）によるＴｄｎ／τｉの最大値は（算式１０ｂ）によって算出することができる。
（Ｔｄｎ／τｉ）ｍａｘ＝ΔＶｉ／（Ｖｚｄ＋ΔＶｉ）
＝１／（１＋Ｖｚｄ／ΔＶｉ）・・（算式１０ｂ）
以上のとおり、（算式２０ｂ）と（算式１０ｂ）とを対比すると、ΔＶｍ＝Ｖｚｄとしておけば上昇期待時間Ｔｕｐの最大値と減少期待時間Ｔｄｎの最大値が一致するが、比例電磁コイル１０５ｉのインダクタンスＬｉは負荷電流が大きいときには磁気飽和によって減少し、磁路断面積を抑制した小型の電磁弁では、最小電流のときのインダクタンスは最大電流のときのインダクタンスの約２倍の大きさとなる。
従って、実際の上昇期待時間Ｔｕｐの最大値と減少期待時間Ｔｄｎの最大値とを一致させるためには、（Ｔｄｎ／τｉ）ｍａｘ＝（Ｔｕｐ／τｉ）ｍａｘ／２としておく必要があり、そのためには（算式３０）の関係にしておくのが望ましい。
Ｖｚｄ＝２×ΔＶｍ＋ΔＶｉ・・・・・（算式３０）
なお、（算式２０）関係、及び（算式１０）関係で用いられた誘導時定数τｉは、インダクタンスＬｉと負荷抵抗Ｒｉの変動によって大幅に変化するが、その変動幅はディザ振幅周期Ｔｄの３０〜１００％の範囲となっている。
従って、実際の上昇期待時間Ｔｕｐの最大値と減少期待時間Ｔｄｎの最大値とを一致させるためには、（Ｔｄｎ／τｉ）ｍａｘ＝（Ｔｕｐ／τｉ）ｍａｘ／２としておく必要があり、そのためには（算式３０）の関係にしておくのが望ましい。
Ｖｚｄ＝２×ΔＶｍ＋ΔＶｉ・・・・・（算式３０）
なお、（算式２０）関係、及び（算式１０）関係で用いられた誘導時定数τｉは、インダクタンスＬｉと負荷抵抗Ｒｉの変動によって大幅に変化するが、その変動幅はディザ振幅周期Ｔｄの３０〜１００％の範囲となっている。
次に、この発明に関連する波形平均電流を説明するための概念図である図４について詳細に説明する。
図３（Ｄ）の電流波形を簡略表示した模式電流波形を示す特性線図である図４において、ディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉへの立上り時間を上昇期待時間Ｔｕｐとし、ディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉへの立下り時間を減少期待時間Ｔｄｎとし、（算式４０）を参照しながらディザ振幅周期Ｔｄ期間におけるディザ電流波形の面積を算出すると、次のとおりである。
Ｉ２ｉ＝Ｉ０ｉ＋ΔＩｉ／２、Ｉ１ｉ＝Ｉ０ｉ−ΔＩｉ／２
・・・・・・・（算式４０）
但し、ディザ中間電流Ｉ０ｉ＝（Ｉ１ｉ＋Ｉ２ｉ）／２、
ディザ振幅電流ΔＩｉ＝ΔＩ２ｉ−ΔＩ１ｉ、
立上り期間Ｔｕｐの面積＝Ｔｕｐ×（Ｉ１ｉ＋Ｉ２ｉ）／２＝Ｔｕｐ×Ｉ０ｉ、
期間（Ｂ−Ｔｕｐ）の面積＝（Ｂ−Ｔｕｐ）×Ｉ２ｉ＝（Ｂ−Ｔｕｐ）×（Ｉ０ｉ＋ΔＩｉ／２）、
立下り期間Ｔｄｎの面積＝Ｔｄｎ×（Ｉ１ｉ＋Ｉ２ｉ）／２＝Ｔｄｎ×Ｉ０ｉ、
期間（Ａ−Ｔｄｎ）の面積＝（Ａ−Ｔｄｎ）×Ｉ１ｉ＝（Ａ−Ｔｄｎ）×（Ｉ０ｉ−ΔＩｉ／２）、
期間Ｔｄの全面積＝Ｔｄ×Ｉ０ｉ＋［（Ｂ−Ｔｕｐ）−（Ａ−Ｔｄｎ）］×ΔＩｉ／２
である。
図３（Ｄ）の電流波形を簡略表示した模式電流波形を示す特性線図である図４において、ディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉへの立上り時間を上昇期待時間Ｔｕｐとし、ディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉへの立下り時間を減少期待時間Ｔｄｎとし、（算式４０）を参照しながらディザ振幅周期Ｔｄ期間におけるディザ電流波形の面積を算出すると、次のとおりである。
Ｉ２ｉ＝Ｉ０ｉ＋ΔＩｉ／２、Ｉ１ｉ＝Ｉ０ｉ−ΔＩｉ／２
・・・・・・・（算式４０）
但し、ディザ中間電流Ｉ０ｉ＝（Ｉ１ｉ＋Ｉ２ｉ）／２、
ディザ振幅電流ΔＩｉ＝ΔＩ２ｉ−ΔＩ１ｉ、
立上り期間Ｔｕｐの面積＝Ｔｕｐ×（Ｉ１ｉ＋Ｉ２ｉ）／２＝Ｔｕｐ×Ｉ０ｉ、
期間（Ｂ−Ｔｕｐ）の面積＝（Ｂ−Ｔｕｐ）×Ｉ２ｉ＝（Ｂ−Ｔｕｐ）×（Ｉ０ｉ＋ΔＩｉ／２）、
立下り期間Ｔｄｎの面積＝Ｔｄｎ×（Ｉ１ｉ＋Ｉ２ｉ）／２＝Ｔｄｎ×Ｉ０ｉ、
期間（Ａ−Ｔｄｎ）の面積＝（Ａ−Ｔｄｎ）×Ｉ１ｉ＝（Ａ−Ｔｄｎ）×（Ｉ０ｉ−ΔＩｉ／２）、
期間Ｔｄの全面積＝Ｔｄ×Ｉ０ｉ＋［（Ｂ−Ｔｕｐ）−（Ａ−Ｔｄｎ）］×ΔＩｉ／２
である。
従って、期間Ｔｄの全面積をディザ振幅周期Ｔｄで割って得られる波形平均電流Ｉａは（算式５０）によって示されることになる。
Ｉａ＝Ｉ０ｉ＋０．５×ΔＩｉ［（Ｂ−Ｔｕｐ）
−（Ａ−Ｔｄｎ）］／Ｔｄ・・・・（算式５０）
なお、波形平均電流Ｉａは図１の電流検出回路１５８ｉと多チャンネルＡＤ変換器１２４と移動平均化手段１２８ｉによって検出される検出平均電流Ｉｆａｉに相当するものとなる。
（算式５０）において、もしも（Ｂ−Ｔｕｐ）＝（Ａ−Ｔｄｎ）となるように、ディザ電流大期間Ｂ又はディザ電流小期間Ａを調整すれば、波形平均電流Ｉａ（＝検出平均電流Ｉｆａｉ）とディザ中間電流Ｉ０ｉとは等しくなるので、検出平均電流Ｉｆａｉを中心としてディザ振幅電流ΔＩｉ／２が増減付加されることになる。
目標平均電流Ｉａａｉと検出平均電流Ｉｆａｉとは、相互に一致するように負帰還制御されているので、この場合には中間電流Ｉ０ｉは目標平均電流Ｉａａｉと合致し、この目標平均電流Ｉａａｉを中心電流として±ΔＩｉ／２のディザ電流が付加されていることになる。
しかし、（Ｂ−Ｔｕｐ）＞（Ａ−Ｔｄｎ）であれば、Ｉａ＞Ｉ０ｉとなり、（Ｂ−Ｔｕｐ）＜（Ａ−Ｔｄｎ）であれば、Ｉａ＜Ｉ０ｉとなって、検出平均電流Ｉｆａｉとディザ中間電流Ｉ０ｉは一致しないことになる。
Ｉａ＝Ｉ０ｉ＋０．５×ΔＩｉ［（Ｂ−Ｔｕｐ）
−（Ａ−Ｔｄｎ）］／Ｔｄ・・・・（算式５０）
なお、波形平均電流Ｉａは図１の電流検出回路１５８ｉと多チャンネルＡＤ変換器１２４と移動平均化手段１２８ｉによって検出される検出平均電流Ｉｆａｉに相当するものとなる。
（算式５０）において、もしも（Ｂ−Ｔｕｐ）＝（Ａ−Ｔｄｎ）となるように、ディザ電流大期間Ｂ又はディザ電流小期間Ａを調整すれば、波形平均電流Ｉａ（＝検出平均電流Ｉｆａｉ）とディザ中間電流Ｉ０ｉとは等しくなるので、検出平均電流Ｉｆａｉを中心としてディザ振幅電流ΔＩｉ／２が増減付加されることになる。
目標平均電流Ｉａａｉと検出平均電流Ｉｆａｉとは、相互に一致するように負帰還制御されているので、この場合には中間電流Ｉ０ｉは目標平均電流Ｉａａｉと合致し、この目標平均電流Ｉａａｉを中心電流として±ΔＩｉ／２のディザ電流が付加されていることになる。
しかし、（Ｂ−Ｔｕｐ）＞（Ａ−Ｔｄｎ）であれば、Ｉａ＞Ｉ０ｉとなり、（Ｂ−Ｔｕｐ）＜（Ａ−Ｔｄｎ）であれば、Ｉａ＜Ｉ０ｉとなって、検出平均電流Ｉｆａｉとディザ中間電流Ｉ０ｉは一致しないことになる。
次に、図１・図２の制御装置の制御動作の前半フローチャートである図５について、その作用・動作を詳細に説明する。
図５において、工程５００はマイクロプロセッサＣＰＵが図５と図６で示された制御動作を開始するステップであり、一連の制御フローが実行されて図５又は図６における動作終了工程５１０ｃに至ると、図示しない他の制御プログラムを実行してから、再度動作開始工程５００に復帰して、一連の制御フローを繰返し実行するように構成されている。
工程５００に続く工程５１０ａは、電源投入直後であるか、又はＡ期間中期のタイムスロットであるかどうかを判定し、このＡ期間中期とはディザ電流小期間Ａで減少期待時間Ｔｄｎが経過してからディザ電流大期間Ｂが開始する前の期間であり、該当時期であればＹＥＳの判定を行って工程５０１ａへ移行し、後述の工程６１０（図６参照）で準備完了フラグが作動した後では、Ａ期間中期でなければＮＯの判定を行って工程５１０ｂへ移行する第一タイムスロットの判定ステップである。
工程５１０ｂは、上昇期待時間Ｔｕｐ及び減少期待時間Ｔｄｎのそれぞれを含む増減過渡期においてＹＥＳの判定を行って、中継端子Ａを経由して図６の工程６１０へ移行し、増減過渡期でなければＮＯの判定を行って動作終了工程５１０ｃへ移行する第二タイムスロットの判定ステップである。
図５において、工程５００はマイクロプロセッサＣＰＵが図５と図６で示された制御動作を開始するステップであり、一連の制御フローが実行されて図５又は図６における動作終了工程５１０ｃに至ると、図示しない他の制御プログラムを実行してから、再度動作開始工程５００に復帰して、一連の制御フローを繰返し実行するように構成されている。
工程５００に続く工程５１０ａは、電源投入直後であるか、又はＡ期間中期のタイムスロットであるかどうかを判定し、このＡ期間中期とはディザ電流小期間Ａで減少期待時間Ｔｄｎが経過してからディザ電流大期間Ｂが開始する前の期間であり、該当時期であればＹＥＳの判定を行って工程５０１ａへ移行し、後述の工程６１０（図６参照）で準備完了フラグが作動した後では、Ａ期間中期でなければＮＯの判定を行って工程５１０ｂへ移行する第一タイムスロットの判定ステップである。
工程５１０ｂは、上昇期待時間Ｔｕｐ及び減少期待時間Ｔｄｎのそれぞれを含む増減過渡期においてＹＥＳの判定を行って、中継端子Ａを経由して図６の工程６１０へ移行し、増減過渡期でなければＮＯの判定を行って動作終了工程５１０ｃへ移行する第二タイムスロットの判定ステップである。
工程５０１ａは、図示しない他の制御プログラム（例えば制御対象となる電磁弁を選択し、その電磁弁に対する目標圧力を決定する電磁弁選択プログラム）の中で算定されるか、又はプログラムメモリ１２１の中に予め格納されているディザ振幅周期Ｔｄとディザ振幅圧力Ｐｄ、電流制御用のＰＷＭ周期τ０、急速駆動電圧Ｖｍ、転流減衰電圧Ｖｚｄの値、比例電磁コイル１０５ｉの最大電流Ｉｍｉ、最大温度環境で最大温度上昇状態における最大負荷抵抗Ｒｍｍｉ、又は所定の基準温度における負荷抵抗と温度係数などの基本データが読み出される。
工程５０１ｂは、電磁弁選択プログラムの中で選択指定されている、制御動作の対象となる比例電磁コイル１０５ｉの負荷番号ｉ＝１・２・・・ｎが順次読み出され、その読出し操作が完了していなければＮＯの判定を行って工程５０２へ移行し、読出完了しておればＹＥＳの判定を行って動作終了工程５１０ｃへ移行する判定ステップである。
工程５０２は、電磁弁選択プログラムの中で算出決定されている目標圧力Ｐｔｉを、各比例電磁コイル１０５ｉごとにＲＡＭメモリ１２２上に読み出してから工程５０３ａへ移行するステップである。
工程５０１ｂは、電磁弁選択プログラムの中で選択指定されている、制御動作の対象となる比例電磁コイル１０５ｉの負荷番号ｉ＝１・２・・・ｎが順次読み出され、その読出し操作が完了していなければＮＯの判定を行って工程５０２へ移行し、読出完了しておればＹＥＳの判定を行って動作終了工程５１０ｃへ移行する判定ステップである。
工程５０２は、電磁弁選択プログラムの中で算出決定されている目標圧力Ｐｔｉを、各比例電磁コイル１０５ｉごとにＲＡＭメモリ１２２上に読み出してから工程５０３ａへ移行するステップである。
工程５０３ａは、プログラムメモリ１２１に予め格納されている電流対圧力特性データと、工程５０２で読み出された目標圧力Ｐｔｉに対応する目標平均電流Ｉａａｉを各比例電磁コイル１０５ｉごとに算出してから工程５０３ｂへ移行するステップである。
工程５０３ｂは、プログラムメモリ１２１に予め格納されている電流対圧力特性データと、工程５０１ａで読み出されたディザ振幅圧力Ｐｄに対応するディザ振幅電流ΔＩｉを各比例電磁コイル１０５ｉごとに算出してから工程５０４へ移行するステップである。
なお、ディザ振幅電流ΔＩｉは各比例電磁コイル１０５ｉの電流対圧力特性の非線形性を考慮して、目標平均電流Ｉａａｉの大きさによって補正するのが望ましいが、以下の説明では目標平均電流Ｉａａｉの大きさとは無関係に一定の値であると仮定して説明する。
工程５０４は、現在の環境温度Ｔａと各比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉを算出推定するステップであり、負荷抵抗Ｒｉは、環境温度検出手段によって検出された現状の環境温度Ｔａに対して、比例電磁コイル１０５ｉ自体の所定の最大温度上昇値Ｔｍａｘを加算して得られる最大現在温度Ｔａｍ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘに対応した最大現在抵抗Ｒｍｉ、又は比例電磁コイル１０５ｉ自体の中間の温度上昇値Ｔｍａｘ／２を加算して得られる平均現在温度Ｔａａ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘ／２に対応した平均現在抵抗Ｒａｉ、又は現在抵抗測定手段によって測定された個別の現在抵抗Ｒｉｉのいずれかが算出されるようになっている。
工程５０３ｂは、プログラムメモリ１２１に予め格納されている電流対圧力特性データと、工程５０１ａで読み出されたディザ振幅圧力Ｐｄに対応するディザ振幅電流ΔＩｉを各比例電磁コイル１０５ｉごとに算出してから工程５０４へ移行するステップである。
なお、ディザ振幅電流ΔＩｉは各比例電磁コイル１０５ｉの電流対圧力特性の非線形性を考慮して、目標平均電流Ｉａａｉの大きさによって補正するのが望ましいが、以下の説明では目標平均電流Ｉａａｉの大きさとは無関係に一定の値であると仮定して説明する。
工程５０４は、現在の環境温度Ｔａと各比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉを算出推定するステップであり、負荷抵抗Ｒｉは、環境温度検出手段によって検出された現状の環境温度Ｔａに対して、比例電磁コイル１０５ｉ自体の所定の最大温度上昇値Ｔｍａｘを加算して得られる最大現在温度Ｔａｍ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘに対応した最大現在抵抗Ｒｍｉ、又は比例電磁コイル１０５ｉ自体の中間の温度上昇値Ｔｍａｘ／２を加算して得られる平均現在温度Ｔａａ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘ／２に対応した平均現在抵抗Ｒａｉ、又は現在抵抗測定手段によって測定された個別の現在抵抗Ｒｉｉのいずれかが算出されるようになっている。
なお、環境温度検出手段は、比例電磁コイル１０５ｉの設置環境温度又は比例電磁弁によって制御される液体温度を環境温度Ｔａとして測定する温度センサ１０３ａから構成されるか、又は比例電磁コイル１０５ｉの一つに接続された抵抗検出回路１６０（図７参照）を有し、当該抵抗検出回路１６０によって、不作動中の比例電磁コイル１０５ｉの抵抗値を測定することによって環境温度Ｔａを算出するように構成されている。
また、現在抵抗測定手段は、比例電磁コイル１０５ｉの両端電圧を測定する電圧検出回路１５９ｉによって測定された平均印可電圧Ｖａｉを、電流検出回路１５８ｉによって測定された電流検出信号Ｉｆｉを、平均化して得られる検出平均電流Ｉｆａｉによって除算して現在抵抗Ｒｉｉを算出するようになっている。
但し、負荷駆動が開始されて平均印可電圧が測定できるまでの間は、所定の基準温度に置ける負荷抵抗、又は温度センサによって測定された環境温度に対応した平均抵抗が適用されるようになっている。
続く工程５０５ａは、工程５０４で算出された環境温度Ｔａにおける最大現在抵抗Ｒｍｉと、比例電磁コイル１０５ｉの最大電流Ｉｍｉとを掛け合わせることによって、最大要求電圧Ｖ２ｍを算出し、共用可変定電圧電源２００Ａへ送信設定してから工程５０５ｂへ移行するステップである。
また、現在抵抗測定手段は、比例電磁コイル１０５ｉの両端電圧を測定する電圧検出回路１５９ｉによって測定された平均印可電圧Ｖａｉを、電流検出回路１５８ｉによって測定された電流検出信号Ｉｆｉを、平均化して得られる検出平均電流Ｉｆａｉによって除算して現在抵抗Ｒｉｉを算出するようになっている。
但し、負荷駆動が開始されて平均印可電圧が測定できるまでの間は、所定の基準温度に置ける負荷抵抗、又は温度センサによって測定された環境温度に対応した平均抵抗が適用されるようになっている。
続く工程５０５ａは、工程５０４で算出された環境温度Ｔａにおける最大現在抵抗Ｒｍｉと、比例電磁コイル１０５ｉの最大電流Ｉｍｉとを掛け合わせることによって、最大要求電圧Ｖ２ｍを算出し、共用可変定電圧電源２００Ａへ送信設定してから工程５０５ｂへ移行するステップである。
各比例電磁コイル１０５ｉの最大電流Ｉｍｉは、予めプログラムメモリ１２１に格納されており、最大現在抵抗Ｒｍｉと最大電流Ｉｍｉとの積である最大要求電圧Ｖ２ｍは、各比例電磁コイル１０５ｉに対して共通の値となるようにコイル仕様が定められている。
なお、各比例電磁コイル１０５ｉのコイル仕様が全て共通仕様で設計された同一製品である場合には、個別の最大電流Ｉｍｉは同一の最大電流Ｉｍとなり、個別の最大現在抵抗Ｒｍｉは共通の最大現在抵抗Ｒｍとなり、個別の平均現在抵抗Ｒａｉは共通の平均現在抵抗Ｒａとなるが、現在抵抗Ｒｉｉは個別の温度上昇値の相違によってそれぞれが異なる値となる。
また、最大要求電圧Ｖ２ｍは環境温度Ｔａが高くなるに伴って増大し、最大環境温度における最大要求電圧Ｖ２ｍがその最大値となるものであるが、たとえ各比例電磁コイル１０５ｉのコイル仕様が共通仕様でない場合であっても、最大要求電圧Ｖ２ｍは共通の値であり、負荷電流の大きな比例電磁コイルの負荷抵抗は小さくなるように設計されている。
なお、各比例電磁コイル１０５ｉのコイル仕様が全て共通仕様で設計された同一製品である場合には、個別の最大電流Ｉｍｉは同一の最大電流Ｉｍとなり、個別の最大現在抵抗Ｒｍｉは共通の最大現在抵抗Ｒｍとなり、個別の平均現在抵抗Ｒａｉは共通の平均現在抵抗Ｒａとなるが、現在抵抗Ｒｉｉは個別の温度上昇値の相違によってそれぞれが異なる値となる。
また、最大要求電圧Ｖ２ｍは環境温度Ｔａが高くなるに伴って増大し、最大環境温度における最大要求電圧Ｖ２ｍがその最大値となるものであるが、たとえ各比例電磁コイル１０５ｉのコイル仕様が共通仕様でない場合であっても、最大要求電圧Ｖ２ｍは共通の値であり、負荷電流の大きな比例電磁コイルの負荷抵抗は小さくなるように設計されている。
工程５０５ｂは、前述した（算式２０ｂ）（算式１０ｂ）によって、個別の目標平均電流Ｉａａｉと個別の現在抵抗Ｒｉｉに基づいて、個別の上昇期待時間Ｔｕｐｉと個別の減少期待時間Ｔｄｎｉを算出し、個別のディザ電流大期間Ｂｉと個別のディザ電流小期間Ａｉを算出するステップであって、この計算は（算式５０）に基づいて（Ｂｉ−Ｔｕｐｉ）＝（Ａｉ−Ｔｄｎｉ）、Ｂｉ＋Ａｉ＝Ｔｄから算出される。
但し、実態としては上昇期待時間Ｔｕｐｉと減少期待時間Ｔｄｎｉとは過大とならないように余裕電圧ΔＶｍや転流減衰電圧Ｖｚｄを定められているとともに、上昇期待時間Ｔｕｐｉは目標平均電流Ｉａａｉの増大に伴って大きくなり、減少期待時間Ｔｄｎｉは目標平均電流Ｉａａｉの減少に伴って大きくなるので、簡略的には目標平均電流Ｉａａｉの大中小に応じて３ランクのディザ電流大期間Ｂｉとディザ電流小期間Ａｉを選択設定すればよい。
但し、実態としては上昇期待時間Ｔｕｐｉと減少期待時間Ｔｄｎｉとは過大とならないように余裕電圧ΔＶｍや転流減衰電圧Ｖｚｄを定められているとともに、上昇期待時間Ｔｕｐｉは目標平均電流Ｉａａｉの増大に伴って大きくなり、減少期待時間Ｔｄｎｉは目標平均電流Ｉａａｉの減少に伴って大きくなるので、簡略的には目標平均電流Ｉａａｉの大中小に応じて３ランクのディザ電流大期間Ｂｉとディザ電流小期間Ａｉを選択設定すればよい。
即ち、目標平均電流Ｉａａｉの値が、最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域であるときには、ディザ電流大期間Ｂｉとディザ電流小期間Ａｉは同じ時間幅であるのに対し、目標平均電流Ｉａａｉの値が、最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域より大きな電流である大電流帯域であるときには、ディザ電流大期間Ｂｉの時間幅を広げて、ディザ振幅周期Ｔｄは同じとなるようにディザ電流小期間Ａｉは短縮し、目標平均電流Ｉａａｉの値が、最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域より小さな電流である小電流帯域であるときには、ディザ電流小期間Ａｉの時間幅を広げて、ディザ振幅周期Ｔｄは同じとなるようにディザ電流大期間Ｂｉの時間幅を短縮するのが望ましい。
なお、ディザ振幅周期ＴｄはＰＷＭ周期τ０の整数倍の値であるから、実態としてはディザ電流大期間Ｂｉとディザ電流小期間Ａｉとの調整は、ＰＷＭ周期τ０の一回分を一方に加算して他方から差し引くことであればよい。
なお、ディザ振幅周期ＴｄはＰＷＭ周期τ０の整数倍の値であるから、実態としてはディザ電流大期間Ｂｉとディザ電流小期間Ａｉとの調整は、ＰＷＭ周期τ０の一回分を一方に加算して他方から差し引くことであればよい。
続く工程５０６ａは、図１の電流検出回路１５８ｉで検出された比例電磁コイル１０５ｉの負荷電流を、多チャンネルＡＤ変換器１２４を介して読み出して検出現在値Ｉｆｄｉとして記憶して工程５０６ｂへ移行するステップである。
なお、この検出現在値Ｉｆｄ１は図３（Ｄ）で説明した上昇期待時間Ｔｕｐや減少期待時間Ｔｄｎを判定するためのリアルな現在値であって、多チャンネルＡＤ変換器１２４はこれに対応できる高速動作を行っている。
工程５０６ｂは、工程５０６ａによる検出現在値Ｉｆｄｉを移動平均化手段１２８ｉによって平均化して得られる検出平均電流Ｉｆａｉを読み出して工程５０７ａへ移行するステップである。なお、この検出平均電流Ｉｆａｉは図３（Ｄ）で示されたディザ振幅周期Ｔｄ間における波形平均電流（図では目標平均電流Ｉａａｉ）に対応した平均電流である。
工程５０７ａは、工程５０３ａで設定された目標平均電流Ｉａａｉと工程５０６ｂで読み出された検出平均電流Ｉｆａｉとの偏差値を時間積分し、積分誤差を算出して工程５０７ｂへ移行するステップである。
工程５０７ｂは、工程５０７ａで算出された積分誤差に比例した補正値ΔＩａｉを決定して工程５０７ｃへ移行するステップであり、通電開始直後で検出平均電流Ｉｆａｉが確定するまでの過渡期間においては、補正値ΔＩａｉ＝０となっている。
なお、この検出現在値Ｉｆｄ１は図３（Ｄ）で説明した上昇期待時間Ｔｕｐや減少期待時間Ｔｄｎを判定するためのリアルな現在値であって、多チャンネルＡＤ変換器１２４はこれに対応できる高速動作を行っている。
工程５０６ｂは、工程５０６ａによる検出現在値Ｉｆｄｉを移動平均化手段１２８ｉによって平均化して得られる検出平均電流Ｉｆａｉを読み出して工程５０７ａへ移行するステップである。なお、この検出平均電流Ｉｆａｉは図３（Ｄ）で示されたディザ振幅周期Ｔｄ間における波形平均電流（図では目標平均電流Ｉａａｉ）に対応した平均電流である。
工程５０７ａは、工程５０３ａで設定された目標平均電流Ｉａａｉと工程５０６ｂで読み出された検出平均電流Ｉｆａｉとの偏差値を時間積分し、積分誤差を算出して工程５０７ｂへ移行するステップである。
工程５０７ｂは、工程５０７ａで算出された積分誤差に比例した補正値ΔＩａｉを決定して工程５０７ｃへ移行するステップであり、通電開始直後で検出平均電流Ｉｆａｉが確定するまでの過渡期間においては、補正値ΔＩａｉ＝０となっている。
工程５０７ｃは、工程５０３ａで設定された目標平均電流Ｉａａｉと、工程５０３ｂで設定されたディザ振幅電流ΔＩｉと、工程５０７ｂで算出された補正値ΔＩａｉを用いて、（算式１）（算式２）における、ディザ大電流Ｉ２ｉとディザ小電流Ｉ１ｉを（算式１ｃ）（算式２ｃ）によって補正してから工程５０９へ移行するステップである。
Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１ｃ）
Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２ｃ）
なお、工程５０７ａと工程５０７ｂと工程５０７ｃとによって構成された工程ブロック５０８は負帰還制御手段となるものである。
工程５０９は、急速駆動電圧Ｖｍの発生期間（以下Ｖｍ期間ということがある）における駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティγｍｉと、その後のディザ電流大期間Ｂ（以下Ｂ−Ｖｍ期間ということがある）における通電デューティγ２ｉと、ディザ電流小期間Ａにおける通電デューティγ１ｉを、前述した（算式１ａ）（算式２ａ）（算式３ａ）によって算出してから工程５０１ｂへ復帰移行するステップである。
Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１ｃ）
Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２ｃ）
なお、工程５０７ａと工程５０７ｂと工程５０７ｃとによって構成された工程ブロック５０８は負帰還制御手段となるものである。
工程５０９は、急速駆動電圧Ｖｍの発生期間（以下Ｖｍ期間ということがある）における駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティγｍｉと、その後のディザ電流大期間Ｂ（以下Ｂ−Ｖｍ期間ということがある）における通電デューティγ２ｉと、ディザ電流小期間Ａにおける通電デューティγ１ｉを、前述した（算式１ａ）（算式２ａ）（算式３ａ）によって算出してから工程５０１ｂへ復帰移行するステップである。
なお、（算式１ａ）（算式２ａ）（算式３ａ）におけるディザ小電流Ｉ１ｉ、ディザ大電流Ｉ２ｉは、（算式１ｃ）（算式２ｃ）によって算出され、負荷抵抗Ｒｉは工程５０４によって算出され、設定監視電圧Ｖｘは共用可変定電圧電源２００Ａに対する設定電圧である急速駆動電圧Ｖｍ又は最大要求電圧Ｖ２ｍであるか、又は工程５０９を実行した時点における安定化電圧Ｖｂａの監視現在値Ｖｂｄである。
以上のとおり、工程５０１ａ〜工程５０３ｂでは、制御対象となった各比例電磁コイル１０５ｉの全てについて基本データが読み出され、工程５０４〜工程５０５ｂでは読み出された基本データに基づいて負荷抵抗Ｒｉの算出、現在温度における最大要求電圧Ｖ２ｍの算出、ディザ電流大期間Ｂｉとディザ電流小期間Ａｉの調整が行われ、工程５０６ａ〜工程５０８においてディザ電流に対する負帰還補正が行われ、工程５０９では通電デューティの算出が行われ、ここで算出された通電デューティは後述の実行デューティ設定手段となる工程６０４ｍ・６０４ｂ・６０４ａにおいて適用されるようになっている。
以上のとおり、工程５０１ａ〜工程５０３ｂでは、制御対象となった各比例電磁コイル１０５ｉの全てについて基本データが読み出され、工程５０４〜工程５０５ｂでは読み出された基本データに基づいて負荷抵抗Ｒｉの算出、現在温度における最大要求電圧Ｖ２ｍの算出、ディザ電流大期間Ｂｉとディザ電流小期間Ａｉの調整が行われ、工程５０６ａ〜工程５０８においてディザ電流に対する負帰還補正が行われ、工程５０９では通電デューティの算出が行われ、ここで算出された通電デューティは後述の実行デューティ設定手段となる工程６０４ｍ・６０４ｂ・６０４ａにおいて適用されるようになっている。
次に、図１・図２の制御装置の制御動作の後半フローチャートである図６について、その作用・動作を詳細に説明する。
図６において、工程６１０は、図５における一連の工程５０１ａ〜５０９が実行されてから、第二タイムスロット５１０ｂを経由して実行され、ここで準備完了フラグが発生し、その後は一定のディザ振幅周期Ｔｄによって定期的にディザ電流大期間Ｂと、これに続くがディザ電流小期間Ａが発生するようになっている。
続く工程６０１ｂは、ディザ電流大期間Ｂが発生し、制御対象となっている全ての比例電磁コイル１０５ｉの上昇期待時間Ｔｕｐが到達完了したかどうかを判定し、未完了であればＹＥＳの判定を行って工程６０２ｂへ移行し、全て完了であればＮＯの判定を行って工程６０１ａへ移行する判定ステップである。
工程６０１ａは、ディザ電流小期間Ａが発生し、制御対象となっている全ての比例電磁コイル１０５ｉの減少期待時間Ｔｄｎが到達完了したかどうかを判定し、未完了であればＹＥＳの判定を行って工程６０３ａへ移行し、全て完了であればＮＯの判定を行って動作終了工程５１０ｃへ移行する判定ステップである。
工程６０２ｂは工程５０１ａで読み出された急速駆動電圧Ｖｍの値を目標電圧Ｖｔｒｇとして共用可変定電圧電源２００Ａに送信して工程６０３ｂへ移行するステップである。
図６において、工程６１０は、図５における一連の工程５０１ａ〜５０９が実行されてから、第二タイムスロット５１０ｂを経由して実行され、ここで準備完了フラグが発生し、その後は一定のディザ振幅周期Ｔｄによって定期的にディザ電流大期間Ｂと、これに続くがディザ電流小期間Ａが発生するようになっている。
続く工程６０１ｂは、ディザ電流大期間Ｂが発生し、制御対象となっている全ての比例電磁コイル１０５ｉの上昇期待時間Ｔｕｐが到達完了したかどうかを判定し、未完了であればＹＥＳの判定を行って工程６０２ｂへ移行し、全て完了であればＮＯの判定を行って工程６０１ａへ移行する判定ステップである。
工程６０１ａは、ディザ電流小期間Ａが発生し、制御対象となっている全ての比例電磁コイル１０５ｉの減少期待時間Ｔｄｎが到達完了したかどうかを判定し、未完了であればＹＥＳの判定を行って工程６０３ａへ移行し、全て完了であればＮＯの判定を行って動作終了工程５１０ｃへ移行する判定ステップである。
工程６０２ｂは工程５０１ａで読み出された急速駆動電圧Ｖｍの値を目標電圧Ｖｔｒｇとして共用可変定電圧電源２００Ａに送信して工程６０３ｂへ移行するステップである。
工程６０３ｂは、目標平均電流Ｉａａｉが小さな比例電磁コイル１０５ｉから順次該当する比例電磁コイルｉの番号を更新設定して工程６０４ｍへ移行する昇順更新ステップである。
工程６０４ｍは、駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティを、工程５０９で算出されたγｍｉに設定し、転流回路素子１５３ｉの閉路指令を有効にしたままで工程６０５ｂへ移行するステップである。
工程６０５ｂは、工程５０６ａで検出された負荷電流の検出現在値Ｉｆｄｉと工程５０４で算出された現在の負荷抵抗Ｒｉとの積が、期待電圧Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ以上となったかどうかを判定し、ディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉへの上昇変化が完了していないときにはＮＯの判定を行って工程６０６ｂへ移行し、上昇完了するとＹＥＳの判定を行って工程６０８ｂへ移行する判定ステップである。
工程６０６ｂは、駆動開閉素子１５１ｉを１００％通電とし、転流回路素子１５３ｉの閉路指令を有効（転流制御信号ＤＮＳｉの論理レベルを「Ｈ」にする）にしたままで、工程６０５ｂへ復帰移行するステップである。
工程６０４ｍは、駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティを、工程５０９で算出されたγｍｉに設定し、転流回路素子１５３ｉの閉路指令を有効にしたままで工程６０５ｂへ移行するステップである。
工程６０５ｂは、工程５０６ａで検出された負荷電流の検出現在値Ｉｆｄｉと工程５０４で算出された現在の負荷抵抗Ｒｉとの積が、期待電圧Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ以上となったかどうかを判定し、ディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉへの上昇変化が完了していないときにはＮＯの判定を行って工程６０６ｂへ移行し、上昇完了するとＹＥＳの判定を行って工程６０８ｂへ移行する判定ステップである。
工程６０６ｂは、駆動開閉素子１５１ｉを１００％通電とし、転流回路素子１５３ｉの閉路指令を有効（転流制御信号ＤＮＳｉの論理レベルを「Ｈ」にする）にしたままで、工程６０５ｂへ復帰移行するステップである。
なお、工程６０５ｂと工程６０６ｂとで構成された工程ブロック６０７ｂは電流上昇期間の判定処理手段となるものであり、急速駆動電圧Ｖｍの発生期間においては、常に工程６０４ｍによるデューティ制御は行われているが、工程６０６ｂが実行されている期間ではこれが優先されて、駆動開閉素子１５１ｉは開路しないようになっている。
工程６０８ｂは、負荷番号ｉの更新が完了したかどうかを判定し、未完了であればＮＯの判定を行って工程６０３ｂへ復帰移行し、完了であればＹＥＳの判定を行って工程６０９へ移行する判定ステップである。
工程６０９は、工程５０５ａで算出された最大要求電圧Ｖ２ｍの値を目標電圧Ｖｔｒｇとして共用可変定電圧電源２００Ａに送信して工程６０４ｂへ移行するステップである。
工程６０４ｂは、駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティを、工程５０９で算出されたγ２ｉに設定し、転流回路素子１５３ｉの閉路指令を有効にしたままで工程６０１ａへ移行するステップである。
以上のとおり、一連の工程６０１ｂ〜工程６０４ｂにおいて、制御対象となっている駆動開閉素子１５１ｉは、ディザ電流大期間Ｂの到来に伴って順次完全導通状態となり、目標とするディザ大電流Ｉ２ｉに到達すると順次通電デューティγｍｉが有効となっている。
工程６０８ｂは、負荷番号ｉの更新が完了したかどうかを判定し、未完了であればＮＯの判定を行って工程６０３ｂへ復帰移行し、完了であればＹＥＳの判定を行って工程６０９へ移行する判定ステップである。
工程６０９は、工程５０５ａで算出された最大要求電圧Ｖ２ｍの値を目標電圧Ｖｔｒｇとして共用可変定電圧電源２００Ａに送信して工程６０４ｂへ移行するステップである。
工程６０４ｂは、駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティを、工程５０９で算出されたγ２ｉに設定し、転流回路素子１５３ｉの閉路指令を有効にしたままで工程６０１ａへ移行するステップである。
以上のとおり、一連の工程６０１ｂ〜工程６０４ｂにおいて、制御対象となっている駆動開閉素子１５１ｉは、ディザ電流大期間Ｂの到来に伴って順次完全導通状態となり、目標とするディザ大電流Ｉ２ｉに到達すると順次通電デューティγｍｉが有効となっている。
全ての電流上昇が完了すると、工程６０９によって安定化電圧Ｖｂａは急速駆動電圧Ｖｍから最大要求電圧Ｖ２ｍに変更されるとともに、制御対象となっている全ての駆動開閉素子１５１ｉは通電デューティγ２ｉに変更され、工程６０４ｂで適用された通電デューティγ２ｉは、後述の工程６０４ａによる通電デューティγ１ｉへの変更指令が発生するまでは継続して有効となっている。
やがて、ディザ電流小期間Ａが到来すると、ディザ電流の減少未完の状態では工程６０１ａを経由して工程６０３ａへ移行する。
工程６０３ａは、目標平均電流Ｉａａｉが大きな比例電磁コイル１０５ｉから順次該当する比例電磁コイルｉの番号を更新設定して工程６０５ａへ移行する降順更新ステップとなっている。
工程６０５ａは、工程５０６ａで検出された負荷電流の検出現在値Ｉｆｄｉと工程５０４で算出された現在の負荷抵抗Ｒｉとの積が、期待電圧Ｖ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ以下となったかどうかを判定し、ディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉへの下降変化が完了していないときにはＮＯの判定を行って工程６０６ａへ移行し、下降完了するとＹＥＳの判定を行って工程６０４ａへ移行する判定ステップである。
工程６０６ａは、駆動開閉素子１５１ｉを不導通とし、転流回路素子１５３ｉの閉路指令を無効（転流制御信号ＤＮＳｉの論理レベルを「Ｌ」にする）にして工程６０５ａへ復帰移行するステップである。
やがて、ディザ電流小期間Ａが到来すると、ディザ電流の減少未完の状態では工程６０１ａを経由して工程６０３ａへ移行する。
工程６０３ａは、目標平均電流Ｉａａｉが大きな比例電磁コイル１０５ｉから順次該当する比例電磁コイルｉの番号を更新設定して工程６０５ａへ移行する降順更新ステップとなっている。
工程６０５ａは、工程５０６ａで検出された負荷電流の検出現在値Ｉｆｄｉと工程５０４で算出された現在の負荷抵抗Ｒｉとの積が、期待電圧Ｖ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ以下となったかどうかを判定し、ディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉへの下降変化が完了していないときにはＮＯの判定を行って工程６０６ａへ移行し、下降完了するとＹＥＳの判定を行って工程６０４ａへ移行する判定ステップである。
工程６０６ａは、駆動開閉素子１５１ｉを不導通とし、転流回路素子１５３ｉの閉路指令を無効（転流制御信号ＤＮＳｉの論理レベルを「Ｌ」にする）にして工程６０５ａへ復帰移行するステップである。
なお、工程６０５ａと工程６０６ａとで構成された工程ブロック６０７ａは電流減少期間の判定処理手段となるものであり、ディザ電流小期間Ａにおいては、常に後述の工程６０４ａによるデューティ制御は行われているが、工程６０６ａが実行されている期間では駆動開閉素子１５１ｉが完全開路するようになっている。
工程６０４ａは、駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティを、工程５０９で算出されたγ１ｉに設定し、転流回路素子１５３ｉの閉路指令を有効にしてから工程６０８ａへ移行するステップである。
なお、工程６０４ａで適用された通電デューティγ１ｉは、前述の工程６０４ｍによる通電デューティγｍｉへの変更指令が発生するまでは継続して有効となっている。
工程６０８ａは、負荷番号ｉの更新が完了したかどうかを判定し、未完了であればＮＯの判定を行って工程６０３ａへ復帰移行し、完了であればＹＥＳの判定を行って動作終了工程５１０ｃへ移行する判定ステップである。
以上のとおり、一連の工程６０１ａ〜工程６０８ａにおいて、制御対象となっている駆動開閉素子１５１ｉは、ディザ電流小期間Ａの到来に伴って順次完全開路状態となり、目標とするディザ小電流Ｉ１ｉに下降すると順次通電デューティγ１ｉが有効となる。
工程６０４ａは、駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティを、工程５０９で算出されたγ１ｉに設定し、転流回路素子１５３ｉの閉路指令を有効にしてから工程６０８ａへ移行するステップである。
なお、工程６０４ａで適用された通電デューティγ１ｉは、前述の工程６０４ｍによる通電デューティγｍｉへの変更指令が発生するまでは継続して有効となっている。
工程６０８ａは、負荷番号ｉの更新が完了したかどうかを判定し、未完了であればＮＯの判定を行って工程６０３ａへ復帰移行し、完了であればＹＥＳの判定を行って動作終了工程５１０ｃへ移行する判定ステップである。
以上のとおり、一連の工程６０１ａ〜工程６０８ａにおいて、制御対象となっている駆動開閉素子１５１ｉは、ディザ電流小期間Ａの到来に伴って順次完全開路状態となり、目標とするディザ小電流Ｉ１ｉに下降すると順次通電デューティγ１ｉが有効となる。
以上の説明では、図５の工程５０９による駆動開閉素子１５１ｉに対する通電デューティγｍｉ・γ２ｉ・γ１ｉの算出までを、第一タイムスロットのＡ期間中期で行い、実行通電デューティγｍｉ・γ２ｉ・γ１ｉの設定は、図６の工程６０４ｍ・６０４ｂ・６０４ａにおける第二タイムスロットで行うようになっている。
工程５０９を省略して、通電デューティγｍｉ・γ２ｉ・γ１ｉの算出を、工程６０４ｍ・６０４ｂ・６０４ａの中で行いながら同時に実行設定することも可能であるが、工程５０９において予め算出しておけば、負荷電流の増減過渡期における演算処理が簡略化され、高速処理を行うことができる。
以上の説明では、最大要求電圧Ｖ２ｍ＝Ｉｍｉ×Ｒｍｉは共通の環境温度の大小によって可変設定されるのに対し、急速駆動電圧Ｖｍは固定値としたので、余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｖ２ｍは温度環境によって可変の値となっている。
また、実際の負荷電流が最大電流Ｉｍｉよりも小さなディザ大電流Ｉ２ｉであって、環境温度も低い場合には、この特定負荷に対する現実の余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｉ２ｉ×Ｒｉは更に増大して、速やかに電流上昇が行われることになる。
工程５０９を省略して、通電デューティγｍｉ・γ２ｉ・γ１ｉの算出を、工程６０４ｍ・６０４ｂ・６０４ａの中で行いながら同時に実行設定することも可能であるが、工程５０９において予め算出しておけば、負荷電流の増減過渡期における演算処理が簡略化され、高速処理を行うことができる。
以上の説明では、最大要求電圧Ｖ２ｍ＝Ｉｍｉ×Ｒｍｉは共通の環境温度の大小によって可変設定されるのに対し、急速駆動電圧Ｖｍは固定値としたので、余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｖ２ｍは温度環境によって可変の値となっている。
また、実際の負荷電流が最大電流Ｉｍｉよりも小さなディザ大電流Ｉ２ｉであって、環境温度も低い場合には、この特定負荷に対する現実の余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｉ２ｉ×Ｒｉは更に増大して、速やかに電流上昇が行われることになる。
一方、負荷電流が減少すると、負荷のインピーダンスＬｉが増大するので、余裕電圧が高くなることは望ましい自己補正機能となっているが、ディザ大電流Ｉ２ｉが最大電流Ｉｍｉに比べて大幅に小さな値（例えば２０％の値）であるときには、電流上昇が過度に急峻となるのを抑制するために、工程６０６ｂにおける駆動開閉素子１５１ｉの通電率を、１００％未満に低下させておくことも可能である。
同様に、ディザ大電流Ｉ２ｉが最大電流Ｉｍｉに近い大きな値であるときには、電流下降が過度に急峻となるのを抑制するために、工程６０６ａにおける転流回路素子１５３ｉの完全開路を避けて、所定の通電率で断続制御することも可能である。
また、この実施の形態では、負荷抵抗Ｒｉを推定するために、温度センサ１０３ａと電圧検出回路１５９ｉが併用されているが、これを温度センサ１０３ａのみ、或いは電圧検出回路１５９ｉのみ、或いは図７で後述する抵抗検出回路１６０のみとすることも可能であり、電圧検出回路１５９ｉのみを使用する場合には、検出平均電圧Ｖｆａｉが得られるまでの始動期間においては、所定の基準温度における負荷抵抗の値を適用すればよい。
これは、他の実施の形態の場合も同様である。
同様に、ディザ大電流Ｉ２ｉが最大電流Ｉｍｉに近い大きな値であるときには、電流下降が過度に急峻となるのを抑制するために、工程６０６ａにおける転流回路素子１５３ｉの完全開路を避けて、所定の通電率で断続制御することも可能である。
また、この実施の形態では、負荷抵抗Ｒｉを推定するために、温度センサ１０３ａと電圧検出回路１５９ｉが併用されているが、これを温度センサ１０３ａのみ、或いは電圧検出回路１５９ｉのみ、或いは図７で後述する抵抗検出回路１６０のみとすることも可能であり、電圧検出回路１５９ｉのみを使用する場合には、検出平均電圧Ｖｆａｉが得られるまでの始動期間においては、所定の基準温度における負荷抵抗の値を適用すればよい。
これは、他の実施の形態の場合も同様である。
（３）実施の形態１の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態１によるディザ電流給電制御装置は、液体圧力を比例制御する複数個の比例電磁弁のそれぞれに設けられた複数個の比例電磁コイル１０５ｉの中の一部又は全部である制御対象負荷ｉ（ｉ＝１・２・・・ｎ、以下同様）に対して、個別に可変設定された目標平均電流Ｉａａｉを中心として、所定のディザ（Ｄｉｔｈｅｒ）振幅電流ΔＩｉを、所定のディザ振幅周期Ｔｄで付加する演算制御回路部１２０Ａを備えたディザ電流給電制御装置１００Ａであって、
前記比例電磁コイル１０５ｉは、共用可変定電圧電源２００Ａから給電されて、その通電電流を個別に断続制御する駆動開閉素子１５１ｉと電流検出抵抗１５０ｉとが直列接続されるとともに、前記比例電磁コイル１０５ｉと前記電流検出抵抗１５０ｉとの直列回路に対して並列接続される転流回路素子１５３ｉを備え、
前記共用可変定電圧電源２００Ａは、この共用可変定電圧電源に入力される電源電圧Ｖｂｂが変動して最小電圧となっていて、しかも、高温環境で前記比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉが最大負荷抵抗Ｒｍｍｉとなっていても、ここに１００％の通電電流である最大電流Ｉｍｉを通電したいときに要求される、各前記比例電磁コイル１０５ｉに共通した最大要求電圧Ｖ２ｍ以下の安定化電圧Ｖｂａを発生し、
前記安定化電圧Ｖｂａは、少なくとも第一又は第二の電圧抑制手段５０５ａ・６０９によってその発生電圧が可変調整されるようになっている。
以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態１によるディザ電流給電制御装置は、液体圧力を比例制御する複数個の比例電磁弁のそれぞれに設けられた複数個の比例電磁コイル１０５ｉの中の一部又は全部である制御対象負荷ｉ（ｉ＝１・２・・・ｎ、以下同様）に対して、個別に可変設定された目標平均電流Ｉａａｉを中心として、所定のディザ（Ｄｉｔｈｅｒ）振幅電流ΔＩｉを、所定のディザ振幅周期Ｔｄで付加する演算制御回路部１２０Ａを備えたディザ電流給電制御装置１００Ａであって、
前記比例電磁コイル１０５ｉは、共用可変定電圧電源２００Ａから給電されて、その通電電流を個別に断続制御する駆動開閉素子１５１ｉと電流検出抵抗１５０ｉとが直列接続されるとともに、前記比例電磁コイル１０５ｉと前記電流検出抵抗１５０ｉとの直列回路に対して並列接続される転流回路素子１５３ｉを備え、
前記共用可変定電圧電源２００Ａは、この共用可変定電圧電源に入力される電源電圧Ｖｂｂが変動して最小電圧となっていて、しかも、高温環境で前記比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉが最大負荷抵抗Ｒｍｍｉとなっていても、ここに１００％の通電電流である最大電流Ｉｍｉを通電したいときに要求される、各前記比例電磁コイル１０５ｉに共通した最大要求電圧Ｖ２ｍ以下の安定化電圧Ｖｂａを発生し、
前記安定化電圧Ｖｂａは、少なくとも第一又は第二の電圧抑制手段５０５ａ・６０９によってその発生電圧が可変調整されるようになっている。
そして、前記第一の電圧抑制手段５０５ａは、前記比例電磁コイル１０５ｉの全体を代表する推定環境温度に比例して、低温時には前記最大要求電圧Ｖ２ｍを抑制低下し、
前記第二の電圧抑制手段６０９は、負荷電流がディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増量変化する時点の所定期間において、前記比例電磁コイル１０５ｉのインダクタンス成分に打勝って所定値以上の電流上昇率を得るための余裕電圧ΔＶｍを加算した急速駆動電圧Ｖｍを一次的に発生し、常時は前記最大要求電圧Ｖ２ｍに抑制制御し、
前記駆動開閉素子１５１ｉは、前記目標平均電流Ｉａａｉに対して前記ディザ振幅電流ΔＩｉを増減付加した前記ディザ大電流Ｉ２ｉと、前記ディザ小電流Ｉ１ｉと、設定監視電圧Ｖｘに対応し、（算式１）（算式２）による通電デューティγ２ｉ、γ１ｉによって、前記比例電磁コイル１０５ｉを個別に断続制御し、
前記設定監視電圧Ｖｘは、前記共用可変定電圧電源２００Ａ〜２００Ｃに対する設定現在値Ｖｓｔである前記急速駆動電圧Ｖｍ又は前記最大要求電圧Ｖ２ｍであるか、或いは得られた前記安定化電圧Ｖｂａに対する監視現在値Ｖｂｄが適用されるようになっている。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１）
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２）
前記第二の電圧抑制手段６０９は、負荷電流がディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増量変化する時点の所定期間において、前記比例電磁コイル１０５ｉのインダクタンス成分に打勝って所定値以上の電流上昇率を得るための余裕電圧ΔＶｍを加算した急速駆動電圧Ｖｍを一次的に発生し、常時は前記最大要求電圧Ｖ２ｍに抑制制御し、
前記駆動開閉素子１５１ｉは、前記目標平均電流Ｉａａｉに対して前記ディザ振幅電流ΔＩｉを増減付加した前記ディザ大電流Ｉ２ｉと、前記ディザ小電流Ｉ１ｉと、設定監視電圧Ｖｘに対応し、（算式１）（算式２）による通電デューティγ２ｉ、γ１ｉによって、前記比例電磁コイル１０５ｉを個別に断続制御し、
前記設定監視電圧Ｖｘは、前記共用可変定電圧電源２００Ａ〜２００Ｃに対する設定現在値Ｖｓｔである前記急速駆動電圧Ｖｍ又は前記最大要求電圧Ｖ２ｍであるか、或いは得られた前記安定化電圧Ｖｂａに対する監視現在値Ｖｂｄが適用されるようになっている。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１）
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２）
前記共用可変定電圧電源２００Ａは、断続動作する昇圧回路素子２０２を介して前記電源電圧Ｖｂｂが印可される誘導素子２０１と、前記昇圧回路素子２０２が開路したときに、前記誘導素子２０１に蓄積されていた電磁エネルギーが逆流防止素子２０５を介して放出される昇圧コンデンサ２０６と、前記昇圧コンデンサ２０６の両端電圧が、目標電圧設定回路２０９で可変設定された所定電圧となったときに前記昇圧回路素子２０２の断続動作を停止する負帰還回路２０８を備え、前記昇圧コンデンサ２０６の両端電圧である安定化電圧Ｖｂａは、変動する前記電源電圧Ｖｂｂの最大値以上の電圧であり、
前記演算制御回路部１２０Ａは、目標電圧Ｖｔｒｇとして、前記急速駆動電圧Ｖｍと前記最大要求電圧Ｖ２ｍを順次前記目標電圧設定回路２０９に設定し、前記駆動開閉素子１５１ｉに対しては、前記目標平均電流Ｉａａｉが小さいものから、順次前記ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生するようになっている。
前記演算制御回路部１２０Ａは、目標電圧Ｖｔｒｇとして、前記急速駆動電圧Ｖｍと前記最大要求電圧Ｖ２ｍを順次前記目標電圧設定回路２０９に設定し、前記駆動開閉素子１５１ｉに対しては、前記目標平均電流Ｉａａｉが小さいものから、順次前記ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項２に関連し、共用可変定電圧電源は、その入力電源電圧の最大値以上の安定化電圧である急速駆動電圧と最大要求電圧を順次発生し、駆動開閉素子は、目標平均電流が小さいものから、順次ディザ大電流に切換えされるようになっている。
従って、共用可変定電圧電源の出力電圧は、入力電源電圧の最大値未満になることがないので、低電圧大電流仕様の比例電磁コイルに代わって、高電圧小電流仕様の比例電磁コイルを使用することによって、制御回路素子の消費電力を低減することができる特徴がある。
また、駆動開閉素子に対しては、目標平均電流が小さいものから、順次ディザ大電流に切換え移行するようになっており、その内、現在の目標平均電流が小さい比例電磁コイルの場合には、最大要求電圧であっても十分な余裕電圧があるので、急速駆動電圧の立上り応答性の問題が発生せず、ディザ小電流からディザ大電流に切換わりは順次行われることによって一斉に過負荷状態となって急速駆動電圧の立上り応答性が悪化するのを防止することができる特徴がある。
従って、共用可変定電圧電源の出力電圧は、入力電源電圧の最大値未満になることがないので、低電圧大電流仕様の比例電磁コイルに代わって、高電圧小電流仕様の比例電磁コイルを使用することによって、制御回路素子の消費電力を低減することができる特徴がある。
また、駆動開閉素子に対しては、目標平均電流が小さいものから、順次ディザ大電流に切換え移行するようになっており、その内、現在の目標平均電流が小さい比例電磁コイルの場合には、最大要求電圧であっても十分な余裕電圧があるので、急速駆動電圧の立上り応答性の問題が発生せず、ディザ小電流からディザ大電流に切換わりは順次行われることによって一斉に過負荷状態となって急速駆動電圧の立上り応答性が悪化するのを防止することができる特徴がある。
前記演算制御回路部１２０Ａは、プログラムメモリ１２１及び演算用ＲＡＭメモリ１２２と協働するマイクロプロセッサＣＰＵを主体として構成されていて、前記プログラムメモリ１２１は、少なくとも、実行デューティ設定手段６０４ｂ・６０４ｂ・６０４ｍと負帰還制御手段５０８とを有する給電制御手段１２５Ａとなる制御プログラムを包含し、
前記比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉは、環境温度検出手段によって検出された現状の環境温度Ｔａに対して、前記比例電磁コイル１０５ｉ自体の所定の最大温度上昇値Ｔｍａｘを加算して得られる最大現在温度Ｔａｍ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘに対応した最大現在抵抗Ｒｍｉ、又は前記比例電磁コイル１０５ｉ自体の中間の温度上昇値Ｔｍａｘ／２を加算して得られる平均現在温度Ｔａａ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘ／２に対応した平均現在抵抗Ｒａｉ、又は現在抵抗測定手段によって測定された個別の現在抵抗Ｒｉｉのいずれかが適用され、
前記環境温度検出手段は、前記比例電磁コイル１０５ｉの設置環境温度又は前記比例電磁弁によって制御される液体温度を測定する温度センサ１０３ａであるか、又は前記比例電磁コイル１０５ｉの一つに接続された抵抗検出回路１６０によって、不作動中の比例電磁コイル１０５ｉの抵抗値を測定することによって環境温度が算出されるようになっている。
前記比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉは、環境温度検出手段によって検出された現状の環境温度Ｔａに対して、前記比例電磁コイル１０５ｉ自体の所定の最大温度上昇値Ｔｍａｘを加算して得られる最大現在温度Ｔａｍ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘに対応した最大現在抵抗Ｒｍｉ、又は前記比例電磁コイル１０５ｉ自体の中間の温度上昇値Ｔｍａｘ／２を加算して得られる平均現在温度Ｔａａ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘ／２に対応した平均現在抵抗Ｒａｉ、又は現在抵抗測定手段によって測定された個別の現在抵抗Ｒｉｉのいずれかが適用され、
前記環境温度検出手段は、前記比例電磁コイル１０５ｉの設置環境温度又は前記比例電磁弁によって制御される液体温度を測定する温度センサ１０３ａであるか、又は前記比例電磁コイル１０５ｉの一つに接続された抵抗検出回路１６０によって、不作動中の比例電磁コイル１０５ｉの抵抗値を測定することによって環境温度が算出されるようになっている。
そして、前記現在抵抗測定手段は、前記比例電磁コイル１０５ｉの両端電圧を測定する電圧検出回路１５９ｉによって測定された平均印可電圧Ｖａｉを、電流検出回路１５８ｉによって測定された電流検出信号Ｉｆｉを平均化して得られる検出平均電流Ｉｆａｉによって除算して前記現在抵抗Ｒｉｉを算出し、
前記最大要求電圧Ｖ２ｍは、前記最大現在抵抗Ｒｍｉと、前記比例電磁コイル１０５ｉの最大電流Ｉｍｉとの積によって算出され、
前記実行デューティ設定手段６０４ｂ・６０４ｂ・６０４ｍは、前記（算式１）（算式２）によって前記通電デューティγ２ｉ・γ１ｉを算出するときの前記負荷抵抗Ｒｉとして、前記平均現在抵抗Ｒａｉを適用するか、又は個別の前記現在抵抗Ｒｉｉを適用するとともに、
前記負帰還制御手段５０８は、前記目標平均電流Ｉａａｉと実測された前記検出平均電流Ｉｆａｉとの偏差積分値に応動して、前記目標平均電流Ｉａａｉに補正電流ΔＩａｉを代数加算することによって、前記負荷抵抗Ｒｉの推定誤差又は検出誤差、及び前記安定化電圧Ｖｂａの設定制御誤差を補正するようになっている。
前記最大要求電圧Ｖ２ｍは、前記最大現在抵抗Ｒｍｉと、前記比例電磁コイル１０５ｉの最大電流Ｉｍｉとの積によって算出され、
前記実行デューティ設定手段６０４ｂ・６０４ｂ・６０４ｍは、前記（算式１）（算式２）によって前記通電デューティγ２ｉ・γ１ｉを算出するときの前記負荷抵抗Ｒｉとして、前記平均現在抵抗Ｒａｉを適用するか、又は個別の前記現在抵抗Ｒｉｉを適用するとともに、
前記負帰還制御手段５０８は、前記目標平均電流Ｉａａｉと実測された前記検出平均電流Ｉｆａｉとの偏差積分値に応動して、前記目標平均電流Ｉａａｉに補正電流ΔＩａｉを代数加算することによって、前記負荷抵抗Ｒｉの推定誤差又は検出誤差、及び前記安定化電圧Ｖｂａの設定制御誤差を補正するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項５に関連し、負荷抵抗は環境温度検出手段又は現在抵抗測定手段によって推定又は測定され、比例電磁コイルに対する検出平均電流は目標平均電流と合致するように負帰還制御が行われている。
従って、負帰還制御手段は負荷抵抗の推定誤差又は検出誤差、及び前記安定化電圧Ｖｂａの設定制御誤差を補正すればよいので、目標平均電流の変動に対する応答性が速く、しかも静止制御誤差を抑制して高精度な電流制御が行えるようになる特徴がある。
なお、環境温度を検出する温度センサはセンサ用の信号配線が必要となるのに対し、特定の比例電磁コイルの抵抗値を測定して環境温度を推定する抵抗検出回路によるものは追加の信号配線が不要となる特徴がある。
また、各比例電磁コイルに対する平均印可電圧と検出平均電流の値から負荷抵抗を算出するものは、追加の信号配線が不要であるとともに、温度変動に追従した現在抵抗を個別に測定することができる特徴がある。
但し、負荷駆動が開始されて平均印可電圧が測定できるまでの間は、所定の基準温度に置ける負荷抵抗、又は温度センサによって測定された環境温度に対応した平均現在抵抗が適用されるようになっている。
これは、実施の形態２及び３についても同様である。
従って、負帰還制御手段は負荷抵抗の推定誤差又は検出誤差、及び前記安定化電圧Ｖｂａの設定制御誤差を補正すればよいので、目標平均電流の変動に対する応答性が速く、しかも静止制御誤差を抑制して高精度な電流制御が行えるようになる特徴がある。
なお、環境温度を検出する温度センサはセンサ用の信号配線が必要となるのに対し、特定の比例電磁コイルの抵抗値を測定して環境温度を推定する抵抗検出回路によるものは追加の信号配線が不要となる特徴がある。
また、各比例電磁コイルに対する平均印可電圧と検出平均電流の値から負荷抵抗を算出するものは、追加の信号配線が不要であるとともに、温度変動に追従した現在抵抗を個別に測定することができる特徴がある。
但し、負荷駆動が開始されて平均印可電圧が測定できるまでの間は、所定の基準温度に置ける負荷抵抗、又は温度センサによって測定された環境温度に対応した平均現在抵抗が適用されるようになっている。
これは、実施の形態２及び３についても同様である。
前記給電制御手段１２５Ａは更に、増減期間判定処理手段６０７ａ・６０７ｂとなる制御プログラムを包含し、
前記増減期間判定処理手段６０７ａ・６０７ｂは、前記ディザ振幅周期Ｔｄ（＝Ａ＋Ｂ）を構成するディザ電流小期間Ａに続いて、ディザ電流大期間Ｂが到来した直後の第二期間と、ディザ電流大期間Ｂに続いて、ディザ電流小期間Ａが到来した直後の第一期間において作用し、
前記第二期間においては、前記駆動開閉素子１５１ｉに対する通電デューティを前記算式（２）による通電デューティγ２ｉを超過し、１００％通電以下となる所定の増大デューティとして、前記電流検出回路１５８ｉによって検出された負荷電流の検出現在値Ｉｆｄｉが前記ディザ大電流Ｉ２ｉに増大するまでは前記増大デューティを維持して、前記ディザ振幅電流ΔＩｉの増加速度を促進し、
前記第一期間においては、前記駆動開閉素子１５１ｉに対する通電デューティを前記算式（１）による通電デューティγ１ｉ未満で、０％通電以上となる所定の減少デューティとして、負荷電流の前記検出現在値Ｉｆｄｉが前記ディザ大電流Ｉ１ｉに減少するまでは前記減少デューティを維持して、前記ディザ振幅電流ΔＩｉの減少速度を促進するようになっている。
前記増減期間判定処理手段６０７ａ・６０７ｂは、前記ディザ振幅周期Ｔｄ（＝Ａ＋Ｂ）を構成するディザ電流小期間Ａに続いて、ディザ電流大期間Ｂが到来した直後の第二期間と、ディザ電流大期間Ｂに続いて、ディザ電流小期間Ａが到来した直後の第一期間において作用し、
前記第二期間においては、前記駆動開閉素子１５１ｉに対する通電デューティを前記算式（２）による通電デューティγ２ｉを超過し、１００％通電以下となる所定の増大デューティとして、前記電流検出回路１５８ｉによって検出された負荷電流の検出現在値Ｉｆｄｉが前記ディザ大電流Ｉ２ｉに増大するまでは前記増大デューティを維持して、前記ディザ振幅電流ΔＩｉの増加速度を促進し、
前記第一期間においては、前記駆動開閉素子１５１ｉに対する通電デューティを前記算式（１）による通電デューティγ１ｉ未満で、０％通電以上となる所定の減少デューティとして、負荷電流の前記検出現在値Ｉｆｄｉが前記ディザ大電流Ｉ１ｉに減少するまでは前記減少デューティを維持して、前記ディザ振幅電流ΔＩｉの減少速度を促進するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項６に関連し、負荷電流の増減移行時には、少なくとも移行完了するまでは駆動開閉素子を完全導通状態又は完全遮断状態にして、移行速度を速めるようになっている。
従って、増減移行完了後は直ちに通電デューティが制御されて、所定のディザ大電流又はディザ小電流となるように制御される特徴がある。
これは、実施の形態２及び３についても同様である。
従って、増減移行完了後は直ちに通電デューティが制御されて、所定のディザ大電流又はディザ小電流となるように制御される特徴がある。
これは、実施の形態２及び３についても同様である。
前記余裕電圧ΔＶｍの発生時間は、前記ディザ小電流Ｉ１ｉから前記ディザ大電流Ｉ２ｉへの前記増量変化が完了する上昇期待時間Ｔｕｐ以上の時間となっており、
前記転流回路素子１５３ｉは、前記負荷電流がディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉに減少変化する時点の第一期間において、前記比例電磁コイル１０５ｉの転流回路に転流減衰電圧Ｖｚｄを発生し、この転流減衰電圧Ｖｚｄは、前記目標平均電流Ｉａａｉが最大であるときの前記余裕電圧ΔＶｍ以上の電圧となっているか、少なくとも前記転流減衰電圧Ｖｚｄの発生期間である減少期待時間Ｔｄｎは、前記余裕電圧ΔＶｍの発生時間以下となっている。
前記転流回路素子１５３ｉは、前記負荷電流がディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉに減少変化する時点の第一期間において、前記比例電磁コイル１０５ｉの転流回路に転流減衰電圧Ｖｚｄを発生し、この転流減衰電圧Ｖｚｄは、前記目標平均電流Ｉａａｉが最大であるときの前記余裕電圧ΔＶｍ以上の電圧となっているか、少なくとも前記転流減衰電圧Ｖｚｄの発生期間である減少期待時間Ｔｄｎは、前記余裕電圧ΔＶｍの発生時間以下となっている。
以上のとおり、この発明の請求項７に関連し、負荷電流の減少率を高めるための転流回路の転流減衰電圧は、目標平均電流が最大であるときに、負荷電流の上昇率を高めるための電源の余裕電圧以上の値となっている。
なお、比例電磁コイルのインダクタンスと負荷抵抗Ｒｉとの比率を時定数τｉとし、ディザ振幅電流ΔＩｉと負荷抵抗Ｒｉとの積をディザ振幅電圧ΔＶｉ＝Ｒｉ×ΔＩｉとし、負荷電流がディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増量変化するまでの上昇期待時間をＴｕｐとすると、（算式２０ｂ）の関係が成立し、
（Ｔｕｐ／τｉ）ｍａｘ＝ΔＶｉ／（ΔＶｍ＋ΔＶｉ）
＝１／（１＋ΔＶｍ／ΔＶｉ）・・（算式２０ｂ）
若しも、急速駆動電圧Ｖｍを一定値とした場合には、目標平均電流Ｉａａｉが最大であるときに余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｖ２ｍは最小となり、目標平均電流Ｉａａｉが小さくなると、Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ＜Ｖ２ｍとなって、余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｖ２ｉが増加し、上昇期待時間Ｔｕｐが短縮される。
なお、比例電磁コイルのインダクタンスと負荷抵抗Ｒｉとの比率を時定数τｉとし、ディザ振幅電流ΔＩｉと負荷抵抗Ｒｉとの積をディザ振幅電圧ΔＶｉ＝Ｒｉ×ΔＩｉとし、負荷電流がディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増量変化するまでの上昇期待時間をＴｕｐとすると、（算式２０ｂ）の関係が成立し、
（Ｔｕｐ／τｉ）ｍａｘ＝ΔＶｉ／（ΔＶｍ＋ΔＶｉ）
＝１／（１＋ΔＶｍ／ΔＶｉ）・・（算式２０ｂ）
若しも、急速駆動電圧Ｖｍを一定値とした場合には、目標平均電流Ｉａａｉが最大であるときに余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｖ２ｍは最小となり、目標平均電流Ｉａａｉが小さくなると、Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ＜Ｖ２ｍとなって、余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｖ２ｉが増加し、上昇期待時間Ｔｕｐが短縮される。
即ち、実際の上昇期待時間Ｔｕｐは、平均負荷電流Ｉａａｉが小さくなるほど短縮されるものであって、（算式２０ｂ）では最大の上昇期待時間Ｔｕｐが算出されている。
一方、転流減衰電圧Ｖｚｄで負荷電流がディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉに減少変化するまでの減少期待時間をＴｄｎとすると、目標平均電流Ｉａａｉが小さいときには（算式１０ｂ）の関係が成立し、
（Ｔｄｎ／τｉ）ｍａｘ＝ΔＶｉ／（Ｖｚｄ＋ΔＶｉ）
＝１／（１＋Ｖｚｄ／ΔＶｉ）・・（算式１０ｂ）
実際には、転流減衰電圧ＶｚｄにはＩ２ｉ×Ｒｉが加算されるので、平均負荷電流Ｉａａｉが大きくなるほど減少期待時間Ｔｄｎは短縮されるものであって、（算式１０ｂ）では最大の減少期待時間Ｔｄｎが算出されている。
従って、最悪条件における上昇期待時間Ｔｕｐと、最悪条件における減少期待時間Ｔｄｎを相互に一致させ、所定の制限時間以内に負荷電流の増減が完了するようになっているので、負荷電流の波形平均値と目標平均電流との間の誤差が抑制され、波形歪の少ない電流波形によって正確な電流制御が行える特徴がある。
これは、実施の形態２についても同様である。
一方、転流減衰電圧Ｖｚｄで負荷電流がディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉに減少変化するまでの減少期待時間をＴｄｎとすると、目標平均電流Ｉａａｉが小さいときには（算式１０ｂ）の関係が成立し、
（Ｔｄｎ／τｉ）ｍａｘ＝ΔＶｉ／（Ｖｚｄ＋ΔＶｉ）
＝１／（１＋Ｖｚｄ／ΔＶｉ）・・（算式１０ｂ）
実際には、転流減衰電圧ＶｚｄにはＩ２ｉ×Ｒｉが加算されるので、平均負荷電流Ｉａａｉが大きくなるほど減少期待時間Ｔｄｎは短縮されるものであって、（算式１０ｂ）では最大の減少期待時間Ｔｄｎが算出されている。
従って、最悪条件における上昇期待時間Ｔｕｐと、最悪条件における減少期待時間Ｔｄｎを相互に一致させ、所定の制限時間以内に負荷電流の増減が完了するようになっているので、負荷電流の波形平均値と目標平均電流との間の誤差が抑制され、波形歪の少ない電流波形によって正確な電流制御が行える特徴がある。
これは、実施の形態２についても同様である。
前記共用可変定電圧電源２００Ａは、前記電源電圧Ｖｂｂを昇圧して得られる前記安定化電圧Ｖｂａを生成し、この安定化電圧Ｖｂａは前記電源電圧Ｖｂｂの最大値以上の電圧となっており、
前記転流回路素子１５３ｉは、転流ダイオード１５４ｉと直列接続されて、前記比例電磁コイル１０５ｉと前記電流検出抵抗１５０ｉとの直列回路に対して並列接続されていて、前記第一期間を除く全期間において転流制御信号ＤＮＳｉによって閉路駆動されており、
前記第一期間においては、前記転流制御信号ＤＮＳｉによる閉路駆動は停止されているが、前記比例電磁コイル１０５ｉが発生する誘導電圧によって半閉路状態となり、このときの前記転流回路素子１５３ｉの閉路電圧は、定電圧ダイオード１５５ｉによって定まる所定電圧に維持されて、前記転流ダイオード１５４ｉと協働して前記転流減衰電圧Ｖｚｄを得るようになっている。
前記転流回路素子１５３ｉは、転流ダイオード１５４ｉと直列接続されて、前記比例電磁コイル１０５ｉと前記電流検出抵抗１５０ｉとの直列回路に対して並列接続されていて、前記第一期間を除く全期間において転流制御信号ＤＮＳｉによって閉路駆動されており、
前記第一期間においては、前記転流制御信号ＤＮＳｉによる閉路駆動は停止されているが、前記比例電磁コイル１０５ｉが発生する誘導電圧によって半閉路状態となり、このときの前記転流回路素子１５３ｉの閉路電圧は、定電圧ダイオード１５５ｉによって定まる所定電圧に維持されて、前記転流ダイオード１５４ｉと協働して前記転流減衰電圧Ｖｚｄを得るようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項８に関連し、比例電磁コイルの遮断電流が転流する転流回路素子は、負荷電流が減衰する第一期間において所定の閉路電圧となって電流減衰を速めるようになっている。
従って、常時は電圧降下の小さい転流ダイオードを介して転流しているので、断続制御されている負荷電流の脈動が抑制されるとともに、消費電力が低減される特徴がある。
なお、昇圧形式の共用可変定電圧電源が使用されて、比例電磁コイルが高電圧小電流仕様のものとなると、低電圧大電流仕様のものに比べて転流ダイオードの消費電力は減少するが、急速減衰させたいときには電圧降下が不足し、これを直列接続された転流開閉素子によって補って急速減衰を達成するようになっている。
また、目標平均電流を最大設定したときのディザ電流上昇特性と、目標平均電流を最小設定したときのディザ電流減衰特性とを略一致させることにより、目標平均電流と実際の平均電流との差異を抑制することができる特徴がある。
これは、実施の形態２についても同様である。
従って、常時は電圧降下の小さい転流ダイオードを介して転流しているので、断続制御されている負荷電流の脈動が抑制されるとともに、消費電力が低減される特徴がある。
なお、昇圧形式の共用可変定電圧電源が使用されて、比例電磁コイルが高電圧小電流仕様のものとなると、低電圧大電流仕様のものに比べて転流ダイオードの消費電力は減少するが、急速減衰させたいときには電圧降下が不足し、これを直列接続された転流開閉素子によって補って急速減衰を達成するようになっている。
また、目標平均電流を最大設定したときのディザ電流上昇特性と、目標平均電流を最小設定したときのディザ電流減衰特性とを略一致させることにより、目標平均電流と実際の平均電流との差異を抑制することができる特徴がある。
これは、実施の形態２についても同様である。
前記ディザ小電流Ｉ１ｉから前記ディザ大電流Ｉ２ｉへの移行期間と、移行したこのディザ大電流Ｉ２ｉの通電期間を含むディザ電流大期間Ｂｉと、前記ディザ大電流Ｉ２ｉから前記ディザ小電流Ｉ１ｉへの移行期間と、移行したこのディザ小電流Ｉ１ｉの通電期間を含むディザ電流小期間Ａｉとによって前記ディザ振幅周期Ｔｄが構成され、
前記目標平均電流Ｉａａｉの値が、前記最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域であるときには、前記ディザ電流大期間Ｂｉと前記ディザ電流小期間Ａｉは同じ時間幅であるのに対し、
前記目標平均電流Ｉａａｉの値が、前記最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域より大きな電流である大電流帯域であるときには、前記ディザ電流大期間Ｂｉの時間幅を広げて、前記ディザ振幅周期Ｔｄは同じとなるように前記ディザ電流小期間Ａｉは短縮し、
前記目標平均電流Ｉａａｉの値が、前記最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域より小さな電流である小電流帯域であるときには、前記ディザ電流小期間Ａｉの時間幅を広げて、前記ディザ振幅周期Ｔｄは同じとなるように前記ディザ電流大期間Ｂｉの時間幅を短縮するようになっている。
前記目標平均電流Ｉａａｉの値が、前記最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域であるときには、前記ディザ電流大期間Ｂｉと前記ディザ電流小期間Ａｉは同じ時間幅であるのに対し、
前記目標平均電流Ｉａａｉの値が、前記最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域より大きな電流である大電流帯域であるときには、前記ディザ電流大期間Ｂｉの時間幅を広げて、前記ディザ振幅周期Ｔｄは同じとなるように前記ディザ電流小期間Ａｉは短縮し、
前記目標平均電流Ｉａａｉの値が、前記最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域より小さな電流である小電流帯域であるときには、前記ディザ電流小期間Ａｉの時間幅を広げて、前記ディザ振幅周期Ｔｄは同じとなるように前記ディザ電流大期間Ｂｉの時間幅を短縮するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項１０に関連し、ディザ電流大期間とディザ電流小期間の時間幅は、目標平均電流の大きさによって可変設定され、目標平均電流の中間帯域ではディザ電流大期間とディザ電流小期間は一致し、大電流帯域ではディザ電流大期間を広げ、小電流帯域ではディザ電流小期間を広げて、ディザ振幅周期は一定とするようになっている。
従って、目標平均電流の大きさによって変動する上昇期待時間と減少期待時間の影響を排除して、ディザ大電流とディザ小電流との中間電流が、目標平均電流に接近するように補正して、期待するディザ振幅電流を得ることができる特徴がある。
また、この補正制御に伴って、ディザ振幅周期は一定値となっているので、各比例電磁コイルに対して、同じ時間帯に余裕電圧を発生するように一斉制御することができる特徴がある。
これは、実施の形態２及び３についても同様である。
従って、目標平均電流の大きさによって変動する上昇期待時間と減少期待時間の影響を排除して、ディザ大電流とディザ小電流との中間電流が、目標平均電流に接近するように補正して、期待するディザ振幅電流を得ることができる特徴がある。
また、この補正制御に伴って、ディザ振幅周期は一定値となっているので、各比例電磁コイルに対して、同じ時間帯に余裕電圧を発生するように一斉制御することができる特徴がある。
これは、実施の形態２及び３についても同様である。
実施の形態２．
（１）構成の詳細な説明
以下、この発明の実施の形態２に係るディザ電流給電制御装置の全体回路ブロック図である図７について、図１の構成との相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。
なお、各図において共通符号は同一又は相当部分を示し、符号末尾の大文字のアルファベット文字によって実施の形態の相違を示している。
まず、図１と図７の主な相違点として、共用可変定電圧電源２００Ｂは図８で示された選択出力形式のものに変更されているとともに、電圧検出回路１５９ｉに代わるものとして抵抗検出回路１６０が使用されている。
図７において、ディザ電流給電制御装置１００Ｂには、図１の構成と同様に、電源リレーの出力接点１０２を介して、車載バッテリである外部電源１０１から電源電圧Ｖｂｂが印可され、例えば自動車用変速機内の複数の複数の油圧電磁弁に設けられた比例電磁コイル１０５ｉと、入力センサ群１０３と、電気負荷群１０４とが接続されている。
（１）構成の詳細な説明
以下、この発明の実施の形態２に係るディザ電流給電制御装置の全体回路ブロック図である図７について、図１の構成との相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。
なお、各図において共通符号は同一又は相当部分を示し、符号末尾の大文字のアルファベット文字によって実施の形態の相違を示している。
まず、図１と図７の主な相違点として、共用可変定電圧電源２００Ｂは図８で示された選択出力形式のものに変更されているとともに、電圧検出回路１５９ｉに代わるものとして抵抗検出回路１６０が使用されている。
図７において、ディザ電流給電制御装置１００Ｂには、図１の構成と同様に、電源リレーの出力接点１０２を介して、車載バッテリである外部電源１０１から電源電圧Ｖｂｂが印可され、例えば自動車用変速機内の複数の複数の油圧電磁弁に設けられた比例電磁コイル１０５ｉと、入力センサ群１０３と、電気負荷群１０４とが接続されている。
ディザ電流給電制御装置１００ＢはマイクロプロセッサＣＰＵを含む演算制御回路部１２０Ｂを主体として構成されていて、この演算制御回路部１２０Ｂには定電圧電源１１０を介して例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖｃｃが印可されている。
演算制御回路部１２０Ｂは、図１の構成と同様に、不揮発性のプログラムメモリ１２１と演算処理用のＲＡＭメモリ１２２と、ＰＷＭ信号発生手段１２３ｉと、多チャンネルＡＤ変換器１２４と、移動平均化手段１２８ｉとによって構成され、プログラムメモリ１２１には給電制御手段１２５Ｂとなる制御プログラムが格納されている。
入力インタフェース回路１３０は、図１の構成と同様に、入力センサ群１０３から得られるアナログ又はオンオフ動作の入力信号を演算制御回路部１２０Ｂの入力ポートに接続する。
出力インタフェース回路１４０は、図１の構成と同様に、電気負荷群１０４と演算制御回路部１２０Ｂの出力ポートとの間に接続されている。
駆動開閉素子１５１ｉ、駆動ゲート回路１５２ｉ、転流回路素子１５３ｉ、転流ダイオード１５４ｉ、定電圧ダイオード１５５ｉ、転流ゲート回路１５６ｉ、電流検出抵抗１５０ｉ、及び、電流検出回路１５８ｉも、図１と同様に構成されている。
演算制御回路部１２０Ｂは、図１の構成と同様に、不揮発性のプログラムメモリ１２１と演算処理用のＲＡＭメモリ１２２と、ＰＷＭ信号発生手段１２３ｉと、多チャンネルＡＤ変換器１２４と、移動平均化手段１２８ｉとによって構成され、プログラムメモリ１２１には給電制御手段１２５Ｂとなる制御プログラムが格納されている。
入力インタフェース回路１３０は、図１の構成と同様に、入力センサ群１０３から得られるアナログ又はオンオフ動作の入力信号を演算制御回路部１２０Ｂの入力ポートに接続する。
出力インタフェース回路１４０は、図１の構成と同様に、電気負荷群１０４と演算制御回路部１２０Ｂの出力ポートとの間に接続されている。
駆動開閉素子１５１ｉ、駆動ゲート回路１５２ｉ、転流回路素子１５３ｉ、転流ダイオード１５４ｉ、定電圧ダイオード１５５ｉ、転流ゲート回路１５６ｉ、電流検出抵抗１５０ｉ、及び、電流検出回路１５８ｉも、図１と同様に構成されている。
抵抗検出回路１６０は、制御電圧Ｖｃｃから非駆動中の比例電磁コイル１０５ｉの一つに対して、測定開閉素子１６１と、負荷抵抗Ｒｉよりも大きな値の抵抗値Ｒｓである測定抵抗１６２とを介してパルス電流を供給し、このときの比例電磁コイル１０５ｉに対する印可電圧Ｖｓ＝Ｖｃｃ×Ｒｉ／（Ｒｉ＋Ｒｓ）を増幅して、抵抗検出信号ＲＤＳを発生する計測増幅器１６３によって構成されている。
但し、抵抗値Ｒｓは負荷抵抗Ｒｉよりは十分に大きく、印可電圧Ｖｓ≒Ｖｃｃ×Ｒｉ／Ｒｓとなっているとともに、測定抵抗１６２を介して比例電磁コイル１０５ｉに流入する電流Ｖｃｃ／Ｒｓは微小であって、これによって油圧電磁弁が作動することはないようになっている。
このようにして負荷抵抗Ｒｉが測定されると、プログラムメモリ１２１に格納されている比例電磁コイル１０５ｉの温度対抵抗特性を参照して、比例電磁コイル１０５ｉの現在の環境温度を知ることができるので、温度センサ１０３ａは省略することができるものである。
但し、抵抗値Ｒｓは負荷抵抗Ｒｉよりは十分に大きく、印可電圧Ｖｓ≒Ｖｃｃ×Ｒｉ／Ｒｓとなっているとともに、測定抵抗１６２を介して比例電磁コイル１０５ｉに流入する電流Ｖｃｃ／Ｒｓは微小であって、これによって油圧電磁弁が作動することはないようになっている。
このようにして負荷抵抗Ｒｉが測定されると、プログラムメモリ１２１に格納されている比例電磁コイル１０５ｉの温度対抵抗特性を参照して、比例電磁コイル１０５ｉの現在の環境温度を知ることができるので、温度センサ１０３ａは省略することができるものである。
図８で後述する共用可変定電圧電源２００Ｂは、演算制御回路部１２０Ｂが発生する目標電圧Ｖｔｒｇと電圧切換信号ＳＥＬｊ（ＳＥＬ１・ＳＥＬ２）に応動して可変の安定化電圧Ｖｂａを発生し、この安定化電圧Ｖｂａは駆動開閉素子１５１ｉの断続動作によって負荷印可電圧Ｖｂｉとなって比例電磁コイル１０５ｉの上流端子に印可されているとともに、監視現在値Ｖｂｄとして多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力されている。
次に、図７の制御装置の共用可変定電圧電源２００Ｂの詳細回路ブロック図である図８についてその構成を詳細に説明する。
図８において、共用可変定電圧電源２００Ｂは、断続動作する一対の昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂを介して電源電圧Ｖｂｂが印可される一対の誘導素子２０１ａ・２０１ｂと、昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂが開路したときに、誘導素子２０１ａ・２０１ｂに蓄積されていた電磁エネルギーが一対の逆流防止素子２０５ａ・２０５ｂを介して放出される一対の昇圧コンデンサ２０６ａ・２０６ｂと、この昇圧コンデンサの両端電圧が、一対の目標電圧設定回路２０９ａ・２０９ｂで可変設定された所定電圧となったときに昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂの断続動作を停止する負帰還回路２０８ａ・２０８ｂと、一対の昇圧コンデンサ２０６ａ・２０６ｂの出力電圧を選択切換えして一つの安定化電圧Ｖｂａを発生する一対の選択回路素子８１１ａ・８１１ｂと、この選択回路素子に電圧切換信号ＳＥＬ１・ＳＥＬ２を与える選択指令回路８１０ａ・８１０ｂとを備え、安定化電圧Ｖｂａは、変動する前記電源電圧Ｖｂｂの最大値以上の電圧となっている。
次に、図７の制御装置の共用可変定電圧電源２００Ｂの詳細回路ブロック図である図８についてその構成を詳細に説明する。
図８において、共用可変定電圧電源２００Ｂは、断続動作する一対の昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂを介して電源電圧Ｖｂｂが印可される一対の誘導素子２０１ａ・２０１ｂと、昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂが開路したときに、誘導素子２０１ａ・２０１ｂに蓄積されていた電磁エネルギーが一対の逆流防止素子２０５ａ・２０５ｂを介して放出される一対の昇圧コンデンサ２０６ａ・２０６ｂと、この昇圧コンデンサの両端電圧が、一対の目標電圧設定回路２０９ａ・２０９ｂで可変設定された所定電圧となったときに昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂの断続動作を停止する負帰還回路２０８ａ・２０８ｂと、一対の昇圧コンデンサ２０６ａ・２０６ｂの出力電圧を選択切換えして一つの安定化電圧Ｖｂａを発生する一対の選択回路素子８１１ａ・８１１ｂと、この選択回路素子に電圧切換信号ＳＥＬ１・ＳＥＬ２を与える選択指令回路８１０ａ・８１０ｂとを備え、安定化電圧Ｖｂａは、変動する前記電源電圧Ｖｂｂの最大値以上の電圧となっている。
負帰還回路２０８ａ・２０８ｂには安定化電圧Ｖｂａが印可される帰還分圧抵抗２０７ａ・２０７ｂによる分圧電圧が入力されて、目標電圧設定回路２０９ａに設定された急速駆動電圧Ｖｍ、又は目標電圧設定回路２０９ｂに設定された最大要求電圧Ｖ２ｍと比較されるようになっている。
なお、一対の昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂのそれぞれには電流検出抵抗２０３ａ・２０３ｂが直列接続されていて、この昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂが閉路して誘導素子２０１ａ・２０１ｂに対する励磁電流が所定値以上に上昇すると、一対の駆動回路２０４ａ・２０４ｂを介して昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂが所定時間だけ開路し、この開路期間に昇圧コンデンサ２０６ａ・２０６ｂへの充電が行われるようになっている。
また、選択回路素子８１１ｂには逆流防止素子８１１ｃとなるダイオードが直列接続されていて、選択回路素子８１１ａが閉路駆動されたときに、急速駆動電圧Ｖｍによって昇圧コンデンサ２０６ｂが充電されることがないようになっている。
演算制御回路部１２０Ｂは、目標電圧Ｖｔｒｇとして、急速駆動電圧Ｖｍを目標電圧設定回路２０９ａに設定し、最大要求電圧Ｖ２ｍを目標電圧設定回路２０９ｂに設定するとともに、一対の電圧切換信号ＳＥＬ１・ＳＥＬ２を発生して、一対の選択回路素子８１１ａ・８１１ｂのどちらか一方を順次閉路し、駆動開閉素子１５１ｉに対しては、急速駆動電圧Ｖｍが選択されたことに伴って、順次ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生する。
なお、一対の昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂのそれぞれには電流検出抵抗２０３ａ・２０３ｂが直列接続されていて、この昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂが閉路して誘導素子２０１ａ・２０１ｂに対する励磁電流が所定値以上に上昇すると、一対の駆動回路２０４ａ・２０４ｂを介して昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂが所定時間だけ開路し、この開路期間に昇圧コンデンサ２０６ａ・２０６ｂへの充電が行われるようになっている。
また、選択回路素子８１１ｂには逆流防止素子８１１ｃとなるダイオードが直列接続されていて、選択回路素子８１１ａが閉路駆動されたときに、急速駆動電圧Ｖｍによって昇圧コンデンサ２０６ｂが充電されることがないようになっている。
演算制御回路部１２０Ｂは、目標電圧Ｖｔｒｇとして、急速駆動電圧Ｖｍを目標電圧設定回路２０９ａに設定し、最大要求電圧Ｖ２ｍを目標電圧設定回路２０９ｂに設定するとともに、一対の電圧切換信号ＳＥＬ１・ＳＥＬ２を発生して、一対の選択回路素子８１１ａ・８１１ｂのどちらか一方を順次閉路し、駆動開閉素子１５１ｉに対しては、急速駆動電圧Ｖｍが選択されたことに伴って、順次ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生する。
この実施の形態においても、電源電圧Ｖｂｂの変動幅を例えばＤＣ７〜１４Ｖとした場合には、急速駆動電圧Ｖｍは例えばＤＣ２２Ｖ、最大要求電圧Ｖ２ｍは比例電磁コイル１０５ｉの共通の環境温度によってＤＣ１４〜２０Ｖに可変調整されるようになっている。
そして、この可変の安定化電圧Ｖｂａは監視分圧抵抗２１２を介して多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力され、監視現在値ＶｂｄとしてマイクロプロセッサＣＰＵに入力されるようになっている。
そして、この可変の安定化電圧Ｖｂａは監視分圧抵抗２１２を介して多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力され、監視現在値ＶｂｄとしてマイクロプロセッサＣＰＵに入力されるようになっている。
（２）作用・動作と方法の詳細な説明
以下、図７・図８のとおり構成されたこの発明の実施の形態２に係るディザ電流給電制御装置において、図３のタイムチャートと、図６のフローチャートに基づいて、図１・図２の構成との相違点を中心にしてその作用と動作を詳細に説明する。
まず、図７・図８において、図示しない電源スイッチが閉路されると、電源リレーの出力接点１０２が閉路して、ディザ電流給電制御装置１００Ｂに電源電圧Ｖｂｂが印加される。
その結果、定電圧電源１１０が例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖｃｃを発生して、演算制御回路部１２０Ｂを構成するマイクロプロセッサＣＰＵが制御動作を開始するとともに、共用可変定電圧電源２００Ｂは急速駆動電圧Ｖｍと最大要求電圧Ｖ２ｍを交互に発生する。
マイクロプロセッサＣＰＵは、入力インタフェース回路１３０から入力される入力センサ群１０３の動作状態と、不揮発性のプログラムメモリ１２１に格納された制御プログラムの内容とに応動して、出力インタフェース回路１４０に接続された電気負荷群１０４に対する負荷駆動指令信号を発生し、電気負荷群の中の特定の電気負荷である複数の比例電磁コイル１０５ｉに対しては、駆動開閉素子１５１ｉを介してオン／オフ制御を行って、その通電電流を制御するようになっている。
以下、図７・図８のとおり構成されたこの発明の実施の形態２に係るディザ電流給電制御装置において、図３のタイムチャートと、図６のフローチャートに基づいて、図１・図２の構成との相違点を中心にしてその作用と動作を詳細に説明する。
まず、図７・図８において、図示しない電源スイッチが閉路されると、電源リレーの出力接点１０２が閉路して、ディザ電流給電制御装置１００Ｂに電源電圧Ｖｂｂが印加される。
その結果、定電圧電源１１０が例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖｃｃを発生して、演算制御回路部１２０Ｂを構成するマイクロプロセッサＣＰＵが制御動作を開始するとともに、共用可変定電圧電源２００Ｂは急速駆動電圧Ｖｍと最大要求電圧Ｖ２ｍを交互に発生する。
マイクロプロセッサＣＰＵは、入力インタフェース回路１３０から入力される入力センサ群１０３の動作状態と、不揮発性のプログラムメモリ１２１に格納された制御プログラムの内容とに応動して、出力インタフェース回路１４０に接続された電気負荷群１０４に対する負荷駆動指令信号を発生し、電気負荷群の中の特定の電気負荷である複数の比例電磁コイル１０５ｉに対しては、駆動開閉素子１５１ｉを介してオン／オフ制御を行って、その通電電流を制御するようになっている。
図７・図８の制御装置による出力電圧と負荷電流のタイムチャートは、図１・図２の制御装置に対する図３・図４と同じである。
但し、共用可変定電圧電源２００Ｂは急速駆動電圧Ｖｍと最大要求電圧Ｖ２ｍを予め個別に発生していて、その内の一方が電圧切換信号ＳＥＬｊ（ＳＥＬ１・ＳＥＬ２）によって切換え使用されるようになっている。
従って、図３（Ａ）で示された急速駆動電圧Ｖｍから最大要求電圧Ｖ２ｍへの切換えや、最大要求電圧Ｖ２ｍから急速駆動電圧Ｖｍへの切換えには応答遅れが発生しないようになっている。
また、図７・図８の制御装置による動作説明用のフローチャートは、図１・図２の制御装置に対する図５・図６と同じである。
但し、図６の工程６０２ｂでは電圧切換信号ＳＥＬ１を有効にして急速駆動電圧Ｖｍを選択し、工程６０９では電圧切換信号ＳＥＬ２を有効にして最大要求電圧Ｖ２ｍを選択すればよい。
また、図５の工程５０９における通電デューティγｍｉは、工程６０４ｍにおいて（算式３ａａ）によって算出・設定してもよい。
γｍｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖｂｄ・・Ｖｍ）・・・（算式３ａａ）
なお、通電デューティγｍｉを算出するのに、急速駆動電圧Ｖｍの監視現在値Ｖｂｄを用いることは他の実施の形態でも可能であるが、急速駆動電圧Ｖｍの発生期間は、ディザ振幅周期Ｔｄの中の２０％程度以下の短時間となるので、取扱いの容易な設定現在値Ｖｓｔを用いても発生する制御誤差は極めて微小なものとなるものである。
但し、共用可変定電圧電源２００Ｂは急速駆動電圧Ｖｍと最大要求電圧Ｖ２ｍを予め個別に発生していて、その内の一方が電圧切換信号ＳＥＬｊ（ＳＥＬ１・ＳＥＬ２）によって切換え使用されるようになっている。
従って、図３（Ａ）で示された急速駆動電圧Ｖｍから最大要求電圧Ｖ２ｍへの切換えや、最大要求電圧Ｖ２ｍから急速駆動電圧Ｖｍへの切換えには応答遅れが発生しないようになっている。
また、図７・図８の制御装置による動作説明用のフローチャートは、図１・図２の制御装置に対する図５・図６と同じである。
但し、図６の工程６０２ｂでは電圧切換信号ＳＥＬ１を有効にして急速駆動電圧Ｖｍを選択し、工程６０９では電圧切換信号ＳＥＬ２を有効にして最大要求電圧Ｖ２ｍを選択すればよい。
また、図５の工程５０９における通電デューティγｍｉは、工程６０４ｍにおいて（算式３ａａ）によって算出・設定してもよい。
γｍｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖｂｄ・・Ｖｍ）・・・（算式３ａａ）
なお、通電デューティγｍｉを算出するのに、急速駆動電圧Ｖｍの監視現在値Ｖｂｄを用いることは他の実施の形態でも可能であるが、急速駆動電圧Ｖｍの発生期間は、ディザ振幅周期Ｔｄの中の２０％程度以下の短時間となるので、取扱いの容易な設定現在値Ｖｓｔを用いても発生する制御誤差は極めて微小なものとなるものである。
（３）実施の形態２の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態２によるディザ電流給電制御装置は、液体圧力を比例制御する複数個の比例電磁弁のそれぞれに設けられた複数個の比例電磁コイル１０５ｉの中の一部又は全部である制御対象負荷ｉ（ｉ＝１・２・・・ｎ、以下同様）に対して、個別に可変設定された目標平均電流Ｉａａｉを中心として、所定のディザ（Ｄｉｔｈｅｒ）振幅電流ΔＩｉを、所定のディザ振幅周期Ｔｄで付加する演算制御回路部１２０Ｂを備えたディザ電流給電制御装置１００Ｂであって、
前記比例電磁コイル１０５ｉは、共用可変定電圧電源２００Ｂから給電されて、その通電電流を個別に断続制御する駆動開閉素子１５１ｉと電流検出抵抗１５０ｉとが直列接続されるとともに、前記比例電磁コイル１０５ｉと前記電流検出抵抗１５０ｉとの直列回路に対して並列接続される転流回路素子１５３ｉを備え、
前記共用可変定電圧電源２００Ｂは、この共用可変定電圧電源に入力される電源電圧Ｖｂｂが変動して最小電圧となっていて、しかも、高温環境で前記比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉが最大負荷抵抗Ｒｍｍｉとなっていても、ここに１００％の通電電流である最大電流Ｉｍｉを通電したいときに要求される、各前記比例電磁コイル１０５ｉに共通した最大要求電圧Ｖ２ｍ以下の安定化電圧Ｖｂａを発生し、
前記安定化電圧Ｖｂａは、少なくとも第一又は第二の電圧抑制手段５０５ａ・６０９によってその発生電圧が可変調整されるようになっている。
以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態２によるディザ電流給電制御装置は、液体圧力を比例制御する複数個の比例電磁弁のそれぞれに設けられた複数個の比例電磁コイル１０５ｉの中の一部又は全部である制御対象負荷ｉ（ｉ＝１・２・・・ｎ、以下同様）に対して、個別に可変設定された目標平均電流Ｉａａｉを中心として、所定のディザ（Ｄｉｔｈｅｒ）振幅電流ΔＩｉを、所定のディザ振幅周期Ｔｄで付加する演算制御回路部１２０Ｂを備えたディザ電流給電制御装置１００Ｂであって、
前記比例電磁コイル１０５ｉは、共用可変定電圧電源２００Ｂから給電されて、その通電電流を個別に断続制御する駆動開閉素子１５１ｉと電流検出抵抗１５０ｉとが直列接続されるとともに、前記比例電磁コイル１０５ｉと前記電流検出抵抗１５０ｉとの直列回路に対して並列接続される転流回路素子１５３ｉを備え、
前記共用可変定電圧電源２００Ｂは、この共用可変定電圧電源に入力される電源電圧Ｖｂｂが変動して最小電圧となっていて、しかも、高温環境で前記比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉが最大負荷抵抗Ｒｍｍｉとなっていても、ここに１００％の通電電流である最大電流Ｉｍｉを通電したいときに要求される、各前記比例電磁コイル１０５ｉに共通した最大要求電圧Ｖ２ｍ以下の安定化電圧Ｖｂａを発生し、
前記安定化電圧Ｖｂａは、少なくとも第一又は第二の電圧抑制手段５０５ａ・６０９によってその発生電圧が可変調整されるようになっている。
そして、前記第一の電圧抑制手段５０５ａは、前記比例電磁コイル１０５ｉの全体を代表する推定環境温度に比例して、低温時には前記最大要求電圧Ｖ２ｍを抑制低下し、
前記第二の電圧抑制手段６０９は、負荷電流がディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増量変化する時点の所定期間において、前記比例電磁コイル１０５ｉのインダクタンス成分に打勝って所定値以上の電流上昇率を得るための余裕電圧ΔＶｍを加算した急速駆動電圧Ｖｍを一次的に発生し、常時は前記最大要求電圧Ｖ２ｍに抑制制御し、
前記駆動開閉素子１５１ｉは、前記目標平均電流Ｉａａｉに対して前記ディザ振幅電流ΔＩｉを増減付加した前記ディザ大電流Ｉ２ｉと、前記ディザ小電流Ｉ１ｉと、設定監視電圧Ｖｘに対応し、（算式１）（算式２）による通電デューティγ２ｉ、γ１ｉによって、前記比例電磁コイル１０５ｉを個別に断続制御し、
前記設定監視電圧Ｖｘは、前記共用可変定電圧電源２００Ａ〜２００Ｃに対する設定現在値Ｖｓｔである前記急速駆動電圧Ｖｍ又は前記最大要求電圧Ｖ２ｍであるか、或いは得られた前記安定化電圧Ｖｂａに対する監視現在値Ｖｂｄが適用されるようになっている。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１）
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２）
前記第二の電圧抑制手段６０９は、負荷電流がディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増量変化する時点の所定期間において、前記比例電磁コイル１０５ｉのインダクタンス成分に打勝って所定値以上の電流上昇率を得るための余裕電圧ΔＶｍを加算した急速駆動電圧Ｖｍを一次的に発生し、常時は前記最大要求電圧Ｖ２ｍに抑制制御し、
前記駆動開閉素子１５１ｉは、前記目標平均電流Ｉａａｉに対して前記ディザ振幅電流ΔＩｉを増減付加した前記ディザ大電流Ｉ２ｉと、前記ディザ小電流Ｉ１ｉと、設定監視電圧Ｖｘに対応し、（算式１）（算式２）による通電デューティγ２ｉ、γ１ｉによって、前記比例電磁コイル１０５ｉを個別に断続制御し、
前記設定監視電圧Ｖｘは、前記共用可変定電圧電源２００Ａ〜２００Ｃに対する設定現在値Ｖｓｔである前記急速駆動電圧Ｖｍ又は前記最大要求電圧Ｖ２ｍであるか、或いは得られた前記安定化電圧Ｖｂａに対する監視現在値Ｖｂｄが適用されるようになっている。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１）
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２）
前記共用可変定電圧電源２００Ｂは、断続動作する一対の昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂを介して前記電源電圧Ｖｂｂが印可される一対の誘導素子２０１ａ・２０１ｂと、前記昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂが開路したときに、前記誘導素子２０１ａ・２０１ｂに蓄積されていた電磁エネルギーが一対の逆流防止素子２０５ａ・２０５ｂを介して放出される一対の昇圧コンデンサ２０６ａ・２０６ｂと、この昇圧コンデンサの両端電圧が、一対の目標電圧設定回路２０９ａ・２０９ｂで可変設定された所定電圧となったときに前記昇圧回路素子２０２ａ・２０２ｂの断続動作を停止する負帰還回路２０８ａ・２０８ｂと、前記一対の昇圧コンデンサ２０６ａ・２０６ｂの出力電圧を選択切換えして一つの安定化電圧Ｖｂａを発生する一対の選択回路素子８１１ａ・８１１ｂと、この選択回路素子に選択指令信号を与える選択指令回路８１０ａ・８１０ｂとを備え、前記安定化電圧Ｖｂａは、変動する前記電源電圧Ｖｂｂの最大値以上の電圧であり、
前記演算制御回路部１２０Ｂは、目標電圧Ｖｔｒｇとして、前記急速駆動電圧Ｖｍを一方の前記目標電圧設定回路２０９ａに設定し、前記最大要求電圧Ｖ２ｍを他方の前記目標電圧設定回路２０９ｂに設定するとともに、一対の電圧切換信号ＳＥＬ１・ＳＥＬ２を発生して、前記一対の選択回路素子８１１ａ・８１１ｂのどちらか一方を順次閉路し、前記駆動開閉素子１５１ｉに対しては、前記急速駆動電圧Ｖｍが選択されたことに伴って、順次前記ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生するようになっている。
前記演算制御回路部１２０Ｂは、目標電圧Ｖｔｒｇとして、前記急速駆動電圧Ｖｍを一方の前記目標電圧設定回路２０９ａに設定し、前記最大要求電圧Ｖ２ｍを他方の前記目標電圧設定回路２０９ｂに設定するとともに、一対の電圧切換信号ＳＥＬ１・ＳＥＬ２を発生して、前記一対の選択回路素子８１１ａ・８１１ｂのどちらか一方を順次閉路し、前記駆動開閉素子１５１ｉに対しては、前記急速駆動電圧Ｖｍが選択されたことに伴って、順次前記ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項３に関連し、共用可変定電圧電源は、その入力電源電圧の最大値以上の安定化電圧である急速駆動電圧と最大要求電圧を選択発生し、駆動開閉素子は、急速駆動電圧に対する選択指令に続いて順次ディザ大電流の駆動制御信号に切換えされるようになっている。
従って、共用可変定電圧電源の出力電圧は、入力電源電圧の最大値未満になることがないので、低電圧大電流仕様の比例電磁コイルに代わって、高電圧小電流仕様の比例電磁コイルを使用することによって、制御回路素子の消費電力を低減することができる特徴がある。
また、急速駆動電圧を生成する側の昇圧回路は、ディザ電流の上昇過渡期における短期間に使用されるものであるため、最大要求電圧を生成する側の昇圧回路に比べて平均消費電力が小さくなって、小型小容量の回路素子が適用できるとともに、急速駆動電圧が選択される前に予め昇圧動作を完了しておくことができるので立上り応答性の問題が発生せず、駆動開閉素子に対しては、順次ディザ大電流に切換え移行するようになっており、急速駆動電圧生成回路の過負荷状態を回避することができる特徴がある。
従って、共用可変定電圧電源の出力電圧は、入力電源電圧の最大値未満になることがないので、低電圧大電流仕様の比例電磁コイルに代わって、高電圧小電流仕様の比例電磁コイルを使用することによって、制御回路素子の消費電力を低減することができる特徴がある。
また、急速駆動電圧を生成する側の昇圧回路は、ディザ電流の上昇過渡期における短期間に使用されるものであるため、最大要求電圧を生成する側の昇圧回路に比べて平均消費電力が小さくなって、小型小容量の回路素子が適用できるとともに、急速駆動電圧が選択される前に予め昇圧動作を完了しておくことができるので立上り応答性の問題が発生せず、駆動開閉素子に対しては、順次ディザ大電流に切換え移行するようになっており、急速駆動電圧生成回路の過負荷状態を回避することができる特徴がある。
実施の形態３．
（１）構成の詳細な説明
以下、この発明の実施の形態３に係るディザ電流給電制御装置の全体回路ブロック図である図９について、図１の構成との相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。
なお、各図において共通符号は同一又は相当部分を示し、符号末尾の大文字のアルファベット文字によって実施の形態の相違を示している。
まず、図１と図９の主な相違点として、共用可変定電圧電源２００Ｃは図１０で示された降圧出力形式のものに変更されているとともに、転流回路素子１５３ｉの回路構成が変更されている。
図９において、ディザ電流給電制御装置１００Ｃには、図１の構成と同様に電源リレーの出力接点１０２を介して、車載バッテリである外部電源１０１から電源電圧Ｖｂｂが印可され、例えば自動車用変速機内の複数の複数の油圧電磁弁に設けられた比例電磁コイル１０５ｉと入力センサ群１０３、電気負荷群１０４と接続されている。
（１）構成の詳細な説明
以下、この発明の実施の形態３に係るディザ電流給電制御装置の全体回路ブロック図である図９について、図１の構成との相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。
なお、各図において共通符号は同一又は相当部分を示し、符号末尾の大文字のアルファベット文字によって実施の形態の相違を示している。
まず、図１と図９の主な相違点として、共用可変定電圧電源２００Ｃは図１０で示された降圧出力形式のものに変更されているとともに、転流回路素子１５３ｉの回路構成が変更されている。
図９において、ディザ電流給電制御装置１００Ｃには、図１の構成と同様に電源リレーの出力接点１０２を介して、車載バッテリである外部電源１０１から電源電圧Ｖｂｂが印可され、例えば自動車用変速機内の複数の複数の油圧電磁弁に設けられた比例電磁コイル１０５ｉと入力センサ群１０３、電気負荷群１０４と接続されている。
ディザ電流給電制御装置１００ＣはマイクロプロセッサＣＰＵを含む演算制御回路部１２０Ｃを主体として構成されていて、この演算制御回路部１２０Ｃには定電圧電源１１０を介して例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖｃｃが印可されている。
演算制御回路部１２０Ｃは、図１の構成と同様に不揮発性のプログラムメモリ１２１と演算処理用のＲＡＭメモリ１２２と、ＰＷＭ信号発生手段１２３ｉと、多チャンネルＡＤ変換器１２４と、移動平均化手段１２８ｉによって構成され、プログラムメモリ１２１には給電制御手段１２５Ｃとなる制御プログラムが格納されている。
入力インタフェース回路１３０は、図１の構成と同様に入力センサ群１０３から得られるアナログ又はオンオフ動作の入力信号を演算制御回路部１２０Ｃの入力ポートに接続する。
出力インタフェース回路１４０は、図１の構成と同様に電気負荷群１０４と演算制御回路部１２０Ｃの出力ポートとの間に接続されている。
駆動開閉素子１５１ｉと駆動ゲート回路１５２ｉ、電流検出回路１５８ｉと電流検出抵抗１５０ｉ、電圧検出回路１５９ｉも図１の場合と同様に構成されている。
演算制御回路部１２０Ｃは、図１の構成と同様に不揮発性のプログラムメモリ１２１と演算処理用のＲＡＭメモリ１２２と、ＰＷＭ信号発生手段１２３ｉと、多チャンネルＡＤ変換器１２４と、移動平均化手段１２８ｉによって構成され、プログラムメモリ１２１には給電制御手段１２５Ｃとなる制御プログラムが格納されている。
入力インタフェース回路１３０は、図１の構成と同様に入力センサ群１０３から得られるアナログ又はオンオフ動作の入力信号を演算制御回路部１２０Ｃの入力ポートに接続する。
出力インタフェース回路１４０は、図１の構成と同様に電気負荷群１０４と演算制御回路部１２０Ｃの出力ポートとの間に接続されている。
駆動開閉素子１５１ｉと駆動ゲート回路１５２ｉ、電流検出回路１５８ｉと電流検出抵抗１５０ｉ、電圧検出回路１５９ｉも図１の場合と同様に構成されている。
転流回路素子１５３ｉは、内部寄生ダイオードが並列接続されている電界効果型トランジスタであって、比例電磁コイル１０５ｉと電流検出抵抗１５０ｉとの直列回路に対して並列接続されていて、ディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉに切換る過渡期間において、転流制御信号ＤＮＳｉが停止（論理レベル［Ｌ」）している期間では開路状態となって、内部寄生ダイオードによって転流電流が流れ、この内部寄生ダイオードによる電圧降下によって転流減衰電圧Ｖｚｄを得るようになっており、転流制御信号ＤＮＳｉが発生（論理レベル［Ｈ」）すると、転流回路素子１５３ｉが転流電流の通電方向に閉路するようになっている。これを詳しく説明すると、駆動開閉素子１５１ｉが閉路しているときには、コンデンサ５２には安定化電圧Ｖｂａが印可されて、グランド回路ＧＮＤに接続されている充電ダイオード５１を介して充電されるようになっている。
また、転流回路素子１５３ｉのソース端子とゲート端子間に接続されている遮断トランジスタ５４も、ベース抵抗５６と遮断ダイオード５５を介して通電駆動されていて、駆動開閉素子１５１ｉが閉路しているときには転流回路素子１５３ｉは閉路できないように構成されている。
また、転流回路素子１５３ｉのソース端子とゲート端子間に接続されている遮断トランジスタ５４も、ベース抵抗５６と遮断ダイオード５５を介して通電駆動されていて、駆動開閉素子１５１ｉが閉路しているときには転流回路素子１５３ｉは閉路できないように構成されている。
ここで、転流制御信号ＤＮＳｉの論理レベルを「Ｈ」にして、駆動抵抗５９によって駆動トランジスタ５３が閉路駆動するとともに、駆動開閉素子１５１ｉを開路すると、コンデンサ５２に充電されていた電荷が駆動トランジスタ５３と閉路指令抵抗５８を介して転流回路素子１５３ｉのソース端子とゲート端子間に印可されて転流回路素子１５３ｉが逆方向に閉路する。
従って、比例電磁コイル１０５ｉに流れていた励磁電流は、電流検出抵抗１５０ｉと転流回路素子１５３ｉを通じて転流し、励磁電流はなだらかに減衰することになる。しかし、転流制御信号ＤＮＳｉの論理レベルを「Ｌ」にして、駆動トランジスタ５３を開路した状態で、駆動開閉素子１５１ｉを開路すると、コンデンサ５２に充電されていた電荷が転流回路素子１５３ｉのソース端子とゲート端子間に印可されず、転流回路素子１５３ｉは開路状態を維持することになる。
従って、比例電磁コイル１０５ｉに流れていた励磁電流は、電流検出抵抗１５０ｉと転流回路素子１５３ｉの内部寄生ダイオードを通じて転流し、励磁電流は内部寄生ダイオードの電圧降下Ｖｄ（約１．０Ｖ）の影響を受けて速やかに減衰することになる。
なお、遮断トランジスタ５４のエミッタ端子とベース端子との間に接続されている安定抵抗５７は、駆動開閉素子１５１ｉが開路し、駆動トランジスタ５３が閉路しているときに、遮断トランジスタ５４が暗電流によって閉路状態になるのを抑制して、転流回路素子１５３ｉのソース端子とゲート端子との間にコンデンサ５２の充電電圧を確実に印可できるようにするためのものである。
従って、比例電磁コイル１０５ｉに流れていた励磁電流は、電流検出抵抗１５０ｉと転流回路素子１５３ｉを通じて転流し、励磁電流はなだらかに減衰することになる。しかし、転流制御信号ＤＮＳｉの論理レベルを「Ｌ」にして、駆動トランジスタ５３を開路した状態で、駆動開閉素子１５１ｉを開路すると、コンデンサ５２に充電されていた電荷が転流回路素子１５３ｉのソース端子とゲート端子間に印可されず、転流回路素子１５３ｉは開路状態を維持することになる。
従って、比例電磁コイル１０５ｉに流れていた励磁電流は、電流検出抵抗１５０ｉと転流回路素子１５３ｉの内部寄生ダイオードを通じて転流し、励磁電流は内部寄生ダイオードの電圧降下Ｖｄ（約１．０Ｖ）の影響を受けて速やかに減衰することになる。
なお、遮断トランジスタ５４のエミッタ端子とベース端子との間に接続されている安定抵抗５７は、駆動開閉素子１５１ｉが開路し、駆動トランジスタ５３が閉路しているときに、遮断トランジスタ５４が暗電流によって閉路状態になるのを抑制して、転流回路素子１５３ｉのソース端子とゲート端子との間にコンデンサ５２の充電電圧を確実に印可できるようにするためのものである。
図１０で後述する共用可変定電圧電源２００Ｃは、演算制御回路部１２０Ｃが発生する駆動制御信号ＰＷＭｊに応動して可変の安定化電圧Ｖｂａを発生し、この安定化電圧Ｖｂａは駆動開閉素子１５１ｉの断続動作によって負荷印可電圧Ｖｂｉとなって比例電磁コイル１０５ｉの上流端子に印可されているとともに、監視現在値Ｖｂｄとして多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力されている。
また、電源電圧Ｖｂｂを分圧して得られる電源監視電圧Ｖｍｎｔとして多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力されている。
次に、図９の制御装置の共用可変定電圧電源２００Ｃの詳細回路ブロック図である図１０についてその構成を詳細に説明する。
図１０において、共用可変定電圧電源２００Ｃは、断続動作する電源回路素子２０１ｃとリアクトル２０２ｃとの直列回路を介して、電源電圧Ｖｂｂを電源コンデンサ２０４ｃと駆動開閉素子１５１ｉに印可して前記安定化電圧Ｖｂａを供給するように構成されている。
また、電源電圧Ｖｂｂを分圧して得られる電源監視電圧Ｖｍｎｔとして多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力されている。
次に、図９の制御装置の共用可変定電圧電源２００Ｃの詳細回路ブロック図である図１０についてその構成を詳細に説明する。
図１０において、共用可変定電圧電源２００Ｃは、断続動作する電源回路素子２０１ｃとリアクトル２０２ｃとの直列回路を介して、電源電圧Ｖｂｂを電源コンデンサ２０４ｃと駆動開閉素子１５１ｉに印可して前記安定化電圧Ｖｂａを供給するように構成されている。
そして、電源回路素子２０１ｃは、演算制御回路部１２０Ｃが発生するＰＷＭ信号ＰＷＭｊに応動する電源駆動回路２０３ｃを介して、可変の通電デューティγｊによって断続駆動されるとともに、リアクトル２０２ｃの上流位置には還流ダイオード２０５ｃが接続されている。
演算制御回路部１２０Ｃは、ＰＷＭ信号ＰＷＭｊとして、電源電圧Ｖｂｂの測定現在電圧Ｖｂｂと急速駆動電圧Ｖｍとの比率である通電デューティγｊ＝Ｖｍ／Ｖｂｂであるか、又は最大要求電圧Ｖ２ｍとの比率である通電デューティγｊ＝Ｖ２ｍ／Ｖｂｂを交互に発生し、安定化電圧Ｖｂａは、変動する前記電源電圧Ｖｂｂの最小値以下の電圧に設定されている。
なお、駆動開閉素子１５１ｉに対しては、急速駆動電圧Ｖｍが選択されたことに伴って、順次ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生するようになっている。
また、電源分圧抵抗２０６ｃは、電源電圧Ｖｂｂを分圧し電源監視電圧Ｖｍｎｔとして多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力し、監視分圧抵抗２１２は、安定化電圧Ｖｂａを分圧し監視現在値Ｖｂｄとして多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力するようになっている。
演算制御回路部１２０Ｃは、ＰＷＭ信号ＰＷＭｊとして、電源電圧Ｖｂｂの測定現在電圧Ｖｂｂと急速駆動電圧Ｖｍとの比率である通電デューティγｊ＝Ｖｍ／Ｖｂｂであるか、又は最大要求電圧Ｖ２ｍとの比率である通電デューティγｊ＝Ｖ２ｍ／Ｖｂｂを交互に発生し、安定化電圧Ｖｂａは、変動する前記電源電圧Ｖｂｂの最小値以下の電圧に設定されている。
なお、駆動開閉素子１５１ｉに対しては、急速駆動電圧Ｖｍが選択されたことに伴って、順次ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生するようになっている。
また、電源分圧抵抗２０６ｃは、電源電圧Ｖｂｂを分圧し電源監視電圧Ｖｍｎｔとして多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力し、監視分圧抵抗２１２は、安定化電圧Ｖｂａを分圧し監視現在値Ｖｂｄとして多チャンネルＡＤ変換器１２４に入力するようになっている。
この実施の形態においては、電源電圧Ｖｂｂの変動幅を例えばＤＣ７〜１４Ｖとした場合に、急速駆動電圧Ｖｍは例えばＤＣ７Ｖ、最大要求電圧Ｖ２ｍは比例電磁コイル１０５ｉの共通の環境温度によってＤＣ６〜４．２Ｖに可変調整されるようになっている。
（２）作用・動作と方法の詳細な説明
以下、図９・図１０のとおり構成されたこの発明の実施の形態３に係るディザ電流給電制御装置において、図１１のタイムチャートと、図６のフローチャートに基づいて、図１・図２の構成との相違点を中心にしてその作用と動作を詳細に説明する。
まず、図９・図１０において、図示しない電源スイッチが閉路されると、電源リレーの出力接点１０２が閉路して、ディザ電流給電制御装置１００Ｃに電源電圧Ｖｂｂが印加される。
その結果、定電圧電源１１０が例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖｃｃを発生して、演算制御回路部１２０Ｃを構成するマイクロプロセッサＣＰＵが制御動作を開始するとともに、共用可変定電圧電源２００Ｃは急速駆動電圧Ｖｍと最大要求電圧Ｖ２ｍを交互に発生する。マイクロプロセッサＣＰＵは、入力インタフェース回路１３０から入力される入力センサ群１０３の動作状態と、不揮発性のプログラムメモリ１２１に格納された制御プログラムの内容に応動して、出力インタフェース回路１４０に接続された電気負荷群１０４に対する負荷駆動指令信号を発生し、電気負荷群の中の特定の電気負荷である複数の比例電磁コイル１０５ｉに対しては、駆動開閉素子１５１ｉを介してオン／オフ制御を行って、その通電電流を制御するようになっている。
以下、図９・図１０のとおり構成されたこの発明の実施の形態３に係るディザ電流給電制御装置において、図１１のタイムチャートと、図６のフローチャートに基づいて、図１・図２の構成との相違点を中心にしてその作用と動作を詳細に説明する。
まず、図９・図１０において、図示しない電源スイッチが閉路されると、電源リレーの出力接点１０２が閉路して、ディザ電流給電制御装置１００Ｃに電源電圧Ｖｂｂが印加される。
その結果、定電圧電源１１０が例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖｃｃを発生して、演算制御回路部１２０Ｃを構成するマイクロプロセッサＣＰＵが制御動作を開始するとともに、共用可変定電圧電源２００Ｃは急速駆動電圧Ｖｍと最大要求電圧Ｖ２ｍを交互に発生する。マイクロプロセッサＣＰＵは、入力インタフェース回路１３０から入力される入力センサ群１０３の動作状態と、不揮発性のプログラムメモリ１２１に格納された制御プログラムの内容に応動して、出力インタフェース回路１４０に接続された電気負荷群１０４に対する負荷駆動指令信号を発生し、電気負荷群の中の特定の電気負荷である複数の比例電磁コイル１０５ｉに対しては、駆動開閉素子１５１ｉを介してオン／オフ制御を行って、その通電電流を制御するようになっている。
図９・図１０の制御装置による出力電圧と負荷電流のタイムチャートは、図１１に示すとおりであるが、ここでは図３で示した図１・図２の構成との相違点について説明する。
図１１（Ａ）は、横軸を時間軸とし縦軸に共用可変定電圧電源２００Ｃが発生する安定化電圧Ｖｂａの値を示したものであり、ディザ電流大期間Ｂとディザ電流小期間Ａに分割されたディザ振幅周期Ｔｄ（＝Ｂ＋Ａ）を周期として、定期的に短時間の急速駆動電圧Ｖｍ（例えばＤＣ７Ｖ）を発生し、それ以外の時刻では最大要求電圧Ｖ２ｍを発生し、この最大要求電圧Ｖ２ｍは各比例電磁コイル１０５ｉに共通の環境温度−４０℃から＋１２０℃と自身の最大温度上昇（例えば４０℃）に対応して、例えばＤＣ４．２〜６．０Ｖの可変一定電圧となっていて、この最大要求電圧Ｖ２ｍの値は電源電圧Ｖｂｂが変動しても変化しないように安定化されている。
急速駆動電圧Ｖｍから最大要求電圧Ｖ２ｍを減じた余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｖ２ｍは、負荷電流をディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに急増させたいときに必要となるものであり、実際の余裕電圧ΔＶｍは比例電磁コイル１０５ｉの環境温度や目標平均電流Ｉａａｉの大きさによって変化することになるが、最大温度で最大の目標平均電流Ｉａａｉある場合でも最低限度の例えばＤＣ１Ｖが確保されるようになっている。
また、この急速駆動電圧Ｖｍの発生期間は、図１１（Ｄ）で後述する上昇期待時間Ｔｕｐの最大値よりも長い時間となっている。
図１１（Ａ）は、横軸を時間軸とし縦軸に共用可変定電圧電源２００Ｃが発生する安定化電圧Ｖｂａの値を示したものであり、ディザ電流大期間Ｂとディザ電流小期間Ａに分割されたディザ振幅周期Ｔｄ（＝Ｂ＋Ａ）を周期として、定期的に短時間の急速駆動電圧Ｖｍ（例えばＤＣ７Ｖ）を発生し、それ以外の時刻では最大要求電圧Ｖ２ｍを発生し、この最大要求電圧Ｖ２ｍは各比例電磁コイル１０５ｉに共通の環境温度−４０℃から＋１２０℃と自身の最大温度上昇（例えば４０℃）に対応して、例えばＤＣ４．２〜６．０Ｖの可変一定電圧となっていて、この最大要求電圧Ｖ２ｍの値は電源電圧Ｖｂｂが変動しても変化しないように安定化されている。
急速駆動電圧Ｖｍから最大要求電圧Ｖ２ｍを減じた余裕電圧ΔＶｍ＝Ｖｍ−Ｖ２ｍは、負荷電流をディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに急増させたいときに必要となるものであり、実際の余裕電圧ΔＶｍは比例電磁コイル１０５ｉの環境温度や目標平均電流Ｉａａｉの大きさによって変化することになるが、最大温度で最大の目標平均電流Ｉａａｉある場合でも最低限度の例えばＤＣ１Ｖが確保されるようになっている。
また、この急速駆動電圧Ｖｍの発生期間は、図１１（Ｄ）で後述する上昇期待時間Ｔｕｐの最大値よりも長い時間となっている。
図１１（Ｂ）は、横軸を時間軸とし縦軸に比例電磁コイル１０５ｉに対する負荷印可電圧Ｖｂｉの値を示したものであり、ここでは共用可変定電圧電源２００Ｃに対する設定現在値Ｖｓｔである急速駆動電圧Ｖｍ又は最大要求電圧Ｖ２ｍが印可されているものとしている。
ディザ電流大期間Ｂが開始すると、図１１（Ｄ）で後述する上昇期待時間Ｔｕｐが経過するまでは、駆動開閉素子１５１ｉが１００％通電することによって比例電磁コイル１０５ｉには急速駆動電圧Ｖｍが印可されている。
しかし、全ての比例電磁コイル１０５ｉがそれぞれの上昇期待時間Ｔｕｐｉを経過して、急速駆動電圧Ｖｍの発生が停止した段階では、駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティγ２ｉが（算式２ａ）で示された値で制御され、その結果として比例電磁コイル１０５ｉにはディザ大電圧Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉが印可される。
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖｂｄ・・Ｖ２ｍ）・・・（算式２ａａ）
なお、（算式２ａａ）において、この実施の形態における設定監視電圧Ｖｘは、共用可変定電圧電源２００Ａの最大要求電圧Ｖ２ｍに対応した監視現在値Ｖｂｄが適用されている。
また、急速駆動電圧Ｖｍの発生期間であって、速やかにディザ大電流Ｉ２ｉに到達したものの通電デューティγｍｉは前述した（算式３ａ）によって算出されている。
ディザ電流大期間Ｂが開始すると、図１１（Ｄ）で後述する上昇期待時間Ｔｕｐが経過するまでは、駆動開閉素子１５１ｉが１００％通電することによって比例電磁コイル１０５ｉには急速駆動電圧Ｖｍが印可されている。
しかし、全ての比例電磁コイル１０５ｉがそれぞれの上昇期待時間Ｔｕｐｉを経過して、急速駆動電圧Ｖｍの発生が停止した段階では、駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティγ２ｉが（算式２ａ）で示された値で制御され、その結果として比例電磁コイル１０５ｉにはディザ大電圧Ｖ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉが印可される。
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖｂｄ・・Ｖ２ｍ）・・・（算式２ａａ）
なお、（算式２ａａ）において、この実施の形態における設定監視電圧Ｖｘは、共用可変定電圧電源２００Ａの最大要求電圧Ｖ２ｍに対応した監視現在値Ｖｂｄが適用されている。
また、急速駆動電圧Ｖｍの発生期間であって、速やかにディザ大電流Ｉ２ｉに到達したものの通電デューティγｍｉは前述した（算式３ａ）によって算出されている。
なお、比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉは、環境温度検出手段によって検出された現状の環境温度Ｔａに対して、比例電磁コイル１０５ｉ自体の所定の最大温度上昇値Ｔｍａｘを加算して得られる最大現在温度Ｔａｍ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘに対応した最大現在抵抗Ｒｍｉ、又は比例電磁コイル１０５ｉ自体の中間の温度上昇値Ｔｍａｘ／２を加算して得られる平均現在温度Ｔａａ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘ／２に対応した平均抵抗Ｒａｉ、又は現在抵抗測定手段によって測定された個別の現在抵抗Ｒｉｉのいずれかが適用されるが、各比例電磁コイル１０５ｉのコイル仕様が同一であれば共通の最大現在抵抗Ｒｍ、共通の平均抵抗Ｒａを用いればよい。
やがて、ディザ電流小期間Ａが開始すると、図１１（Ｄ）で後述する減少期待時間Ｔｄｎｉが経過するまでは、駆動開閉素子１５１ｉが不導通となることによって比例電磁コイル１０５ｉに対する印可電圧はゼロとなり、これを過ぎると駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティγ１ｉが（算式１ａ）で示された値で制御され、その結果として比例電磁コイル１０５ｉにはディザ小電圧Ｖ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉが印可される。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖｂｄ・・Ｖ２ｍ）・・・（算式１ａａ）
なお、（算式１ａａ）において、この実施の形態における設定監視電圧Ｖｘは、共用可変定電圧電源２００Ａの最大要求電圧Ｖ２ｍに対応した監視現在値Ｖｂｄが適用されている。
やがて、ディザ電流小期間Ａが開始すると、図１１（Ｄ）で後述する減少期待時間Ｔｄｎｉが経過するまでは、駆動開閉素子１５１ｉが不導通となることによって比例電磁コイル１０５ｉに対する印可電圧はゼロとなり、これを過ぎると駆動開閉素子１５１ｉの通電デューティγ１ｉが（算式１ａ）で示された値で制御され、その結果として比例電磁コイル１０５ｉにはディザ小電圧Ｖ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉが印可される。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、（Ｖｘ＝Ｖｂｄ・・Ｖ２ｍ）・・・（算式１ａａ）
なお、（算式１ａａ）において、この実施の形態における設定監視電圧Ｖｘは、共用可変定電圧電源２００Ａの最大要求電圧Ｖ２ｍに対応した監視現在値Ｖｂｄが適用されている。
図１１（Ｃ）は、横軸を時間軸とし縦軸に転流開路素子１５３ｉによって制御される転流減衰電圧Ｖｚｄの値を示したものであり、この実施の形態において、転流減衰電圧Ｖｚｄは、常時は転流回路素子１５３ｉの閉路電圧である微小電圧Ｖｄｓとなっているが、ディザ電流小期間Ａが開始した直後の減少期待時間Ｔｄｎｉの期間には、転流回路素子１５３ｉの内部寄生ダイオードによる電圧降下Ｖｄが転流減衰電圧Ｖｚｄとなっている。
図１１（Ｄ）は、横軸を時間軸とし縦軸に比例電磁コイル１０５ｉに流れる負荷電流（励磁電流ということもある）の波形を示したものである。
この実施の形態においては、ディザ電流大期間Ｂとディザ電流小期間Ａは等しい時間幅であって、それぞれは、駆動開閉素子１５１ｉのＰＷＭ周期τ０の７倍の時間幅に設定されている。
図１１（Ｄ）は、横軸を時間軸とし縦軸に比例電磁コイル１０５ｉに流れる負荷電流（励磁電流ということもある）の波形を示したものであり、図示された上昇期待時間Ｔｕｐは、個別の上昇期待時間Ｔｕｐｉの中の最大値を意味し、減少期待時間Ｔｄｎも、個別の減少期待時間Ｔｄｎｉの中の最大値を示している。
この実施の形態においては、ディザ電流大期間Ｂとディザ電流小期間Ａは等しい時間幅であって、それぞれは、駆動開閉素子１５１ｉのＰＷＭ周期τ０の７倍の時間幅に設定されている。
図１１（Ｄ）は、横軸を時間軸とし縦軸に比例電磁コイル１０５ｉに流れる負荷電流（励磁電流ということもある）の波形を示したものである。
この実施の形態においては、ディザ電流大期間Ｂとディザ電流小期間Ａは等しい時間幅であって、それぞれは、駆動開閉素子１５１ｉのＰＷＭ周期τ０の７倍の時間幅に設定されている。
図１１（Ｄ）は、横軸を時間軸とし縦軸に比例電磁コイル１０５ｉに流れる負荷電流（励磁電流ということもある）の波形を示したものであり、図示された上昇期待時間Ｔｕｐは、個別の上昇期待時間Ｔｕｐｉの中の最大値を意味し、減少期待時間Ｔｄｎも、個別の減少期待時間Ｔｄｎｉの中の最大値を示している。
この実施の形態においては、ディザ電流大期間Ｂとディザ電流小期間Ａは等しい時間幅であって、それぞれは、駆動開閉素子１５１ｉのＰＷＭ周期τ０の７倍の時間幅に設定されている。
また、図９・図１０の制御装置による動作説明用のフローチャートは、図１・図２の制御装置に対する図５・図６と同じである。
但し、図５の工程５０９における通電デューティγ２ｉ・γ１ｉを算出するときの設定監視電圧Ｖｘは、実施の形態１・２においては設定現在値Ｖｓｔであるとし、実施の形態３では監視現在値Ｖｂｄであるとしたが、これを逆にして、実施の形態１・２においては監視現在値Ｖｂｄであるとし、実施の形態３では設定現在値Ｖｓｔとすることもできる。
また、実施の形態１・２における共用可変定電圧電源２００Ａ・２００Ｂは、昇圧形式であるため、図１・図７で示された転流回路素子１５３ｉは、（算式３０）で示したような比較的大きな転流減衰電圧Ｖｚｄが得やすい回路構成となっている。
しかし、実施の形態３における共用可変定電圧電源２００Ｃは、降圧形式であって、図９で示された転流回路素子１５３ｉは、内部寄生ダイオードの電圧降下Ｖｄ以上の転流減衰電圧Ｖｚｄが得られない回路構成となっている。
このため、図５の工程５０５ｂにおいて説明したとおり、ディザ電流大期間Ｂよりも、ディザ電流小期間Ａの時間幅を広げておく対策は、より有意義なものとなっている。
但し、図５の工程５０９における通電デューティγ２ｉ・γ１ｉを算出するときの設定監視電圧Ｖｘは、実施の形態１・２においては設定現在値Ｖｓｔであるとし、実施の形態３では監視現在値Ｖｂｄであるとしたが、これを逆にして、実施の形態１・２においては監視現在値Ｖｂｄであるとし、実施の形態３では設定現在値Ｖｓｔとすることもできる。
また、実施の形態１・２における共用可変定電圧電源２００Ａ・２００Ｂは、昇圧形式であるため、図１・図７で示された転流回路素子１５３ｉは、（算式３０）で示したような比較的大きな転流減衰電圧Ｖｚｄが得やすい回路構成となっている。
しかし、実施の形態３における共用可変定電圧電源２００Ｃは、降圧形式であって、図９で示された転流回路素子１５３ｉは、内部寄生ダイオードの電圧降下Ｖｄ以上の転流減衰電圧Ｖｚｄが得られない回路構成となっている。
このため、図５の工程５０５ｂにおいて説明したとおり、ディザ電流大期間Ｂよりも、ディザ電流小期間Ａの時間幅を広げておく対策は、より有意義なものとなっている。
（３）実施の形態３の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態３によるディザ電流給電制御装置は、液体圧力を比例制御する複数個の比例電磁弁のそれぞれに設けられた複数個の比例電磁コイル１０５ｉの中の一部又は全部である制御対象負荷ｉ（ｉ＝１・２・・・ｎ、以下同様）に対して、個別に可変設定された目標平均電流Ｉａａｉを中心として、所定のディザ（Ｄｉｔｈｅｒ）振幅電流ΔＩｉを、所定のディザ振幅周期Ｔｄで付加する演算制御回路部１２０Ｃを備えたディザ電流給電制御装置１００Ｃであって、
前記比例電磁コイル１０５ｉは、共用可変定電圧電源２００Ｃから給電されて、その通電電流を個別に断続制御する駆動開閉素子１５１ｉと電流検出抵抗１５０ｉとが直列接続されるとともに、前記比例電磁コイル１０５ｉと前記電流検出抵抗１５０ｉとの直列回路に対して並列接続される転流回路素子１５３ｉを備え、
前記共用可変定電圧電源２００Ｃは、この共用可変定電圧電源に入力される電源電圧Ｖｂｂが変動して最小電圧となっていて、しかも、高温環境で前記比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉが最大負荷抵抗Ｒｍｍｉとなっていても、ここに１００％の通電電流である最大電流Ｉｍｉを通電したいときに要求される、各前記比例電磁コイル１０５ｉに共通した最大要求電圧Ｖ２ｍ以下の安定化電圧Ｖｂａを発生し、
前記安定化電圧Ｖｂａは、少なくとも第一又は第二の電圧抑制手段５０５ａ・６０９によってその発生電圧が可変調整されるようになっている。
以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態３によるディザ電流給電制御装置は、液体圧力を比例制御する複数個の比例電磁弁のそれぞれに設けられた複数個の比例電磁コイル１０５ｉの中の一部又は全部である制御対象負荷ｉ（ｉ＝１・２・・・ｎ、以下同様）に対して、個別に可変設定された目標平均電流Ｉａａｉを中心として、所定のディザ（Ｄｉｔｈｅｒ）振幅電流ΔＩｉを、所定のディザ振幅周期Ｔｄで付加する演算制御回路部１２０Ｃを備えたディザ電流給電制御装置１００Ｃであって、
前記比例電磁コイル１０５ｉは、共用可変定電圧電源２００Ｃから給電されて、その通電電流を個別に断続制御する駆動開閉素子１５１ｉと電流検出抵抗１５０ｉとが直列接続されるとともに、前記比例電磁コイル１０５ｉと前記電流検出抵抗１５０ｉとの直列回路に対して並列接続される転流回路素子１５３ｉを備え、
前記共用可変定電圧電源２００Ｃは、この共用可変定電圧電源に入力される電源電圧Ｖｂｂが変動して最小電圧となっていて、しかも、高温環境で前記比例電磁コイル１０５ｉの負荷抵抗Ｒｉが最大負荷抵抗Ｒｍｍｉとなっていても、ここに１００％の通電電流である最大電流Ｉｍｉを通電したいときに要求される、各前記比例電磁コイル１０５ｉに共通した最大要求電圧Ｖ２ｍ以下の安定化電圧Ｖｂａを発生し、
前記安定化電圧Ｖｂａは、少なくとも第一又は第二の電圧抑制手段５０５ａ・６０９によってその発生電圧が可変調整されるようになっている。
そして、前記第一の電圧抑制手段５０５ａは、前記比例電磁コイル１０５ｉの全体を代表する推定環境温度に比例して、低温時には前記最大要求電圧Ｖ２ｍを抑制低下し、
前記第二の電圧抑制手段６０９は、負荷電流がディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増量変化する時点の所定期間において、前記比例電磁コイル１０５ｉのインダクタンス成分に打勝って所定値以上の電流上昇率を得るための余裕電圧ΔＶｍを加算した急速駆動電圧Ｖｍを一次的に発生し、常時は前記最大要求電圧Ｖ２ｍに抑制制御し、
前記駆動開閉素子１５１ｉは、前記目標平均電流Ｉａａｉに対して前記ディザ振幅電流ΔＩｉを増減付加した前記ディザ大電流Ｉ２ｉと、前記ディザ小電流Ｉ１ｉと、設定監視電圧Ｖｘに対応し、（算式１）（算式２）による通電デューティγ２ｉ、γ１ｉによって、前記比例電磁コイル１０５ｉを個別に断続制御し、
前記設定監視電圧Ｖｘは、前記共用可変定電圧電源２００Ａ〜２００Ｃに対する設定現在値Ｖｓｔである前記急速駆動電圧Ｖｍ又は前記最大要求電圧Ｖ２ｍであるか、或いは得られた前記安定化電圧Ｖｂａに対する監視現在値Ｖｂｄが適用されるようになっている。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１）
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２）
前記第二の電圧抑制手段６０９は、負荷電流がディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増量変化する時点の所定期間において、前記比例電磁コイル１０５ｉのインダクタンス成分に打勝って所定値以上の電流上昇率を得るための余裕電圧ΔＶｍを加算した急速駆動電圧Ｖｍを一次的に発生し、常時は前記最大要求電圧Ｖ２ｍに抑制制御し、
前記駆動開閉素子１５１ｉは、前記目標平均電流Ｉａａｉに対して前記ディザ振幅電流ΔＩｉを増減付加した前記ディザ大電流Ｉ２ｉと、前記ディザ小電流Ｉ１ｉと、設定監視電圧Ｖｘに対応し、（算式１）（算式２）による通電デューティγ２ｉ、γ１ｉによって、前記比例電磁コイル１０５ｉを個別に断続制御し、
前記設定監視電圧Ｖｘは、前記共用可変定電圧電源２００Ａ〜２００Ｃに対する設定現在値Ｖｓｔである前記急速駆動電圧Ｖｍ又は前記最大要求電圧Ｖ２ｍであるか、或いは得られた前記安定化電圧Ｖｂａに対する監視現在値Ｖｂｄが適用されるようになっている。
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１）
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２）
前記共用可変定電圧電源２００Ｃは、断続動作する電源回路素子２０１ｃとリアクトル２０２ｃとの直列回路を介して、前記電源電圧Ｖｂｂを電源コンデンサ２０４ｃと前記駆動開閉素子１５１ｉに印可して前記安定化電圧Ｖｂａを供給し、
前記電源回路素子２０１ｃは、前記演算制御回路部１２０Ｃが発生するＰＷＭ信号ＰＷＭｊに応動する電源駆動回路２０３ｃを介して、可変の通電デューティγｊによって断続駆動されるとともに、前記リアクトル２０２ｃの上流位置には還流ダイオード２０５ｃが接続されており、
前記演算制御回路部１２０Ｃは、前記ＰＷＭ信号ＰＷＭｊとして、前記電源電圧Ｖｂｂの測定現在電圧Ｖｂｂと前記急速駆動電圧Ｖｍとの比率である通電デューティγｊ＝Ｖｍ／Ｖｂｂと、前記最大要求電圧Ｖ２ｍとの比率である通電デューティγｊ＝Ｖ２ｍ／Ｖｂｂを交互に発生し、前記安定化電圧Ｖｂａは、変動する前記電源電圧Ｖｂｂの最小値以下の電圧に設定されており、
前記駆動開閉素子１５１ｉに対しては、前記急速駆動電圧Ｖｍが選択されたことに伴って、順次前記ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生するようになっている。
前記電源回路素子２０１ｃは、前記演算制御回路部１２０Ｃが発生するＰＷＭ信号ＰＷＭｊに応動する電源駆動回路２０３ｃを介して、可変の通電デューティγｊによって断続駆動されるとともに、前記リアクトル２０２ｃの上流位置には還流ダイオード２０５ｃが接続されており、
前記演算制御回路部１２０Ｃは、前記ＰＷＭ信号ＰＷＭｊとして、前記電源電圧Ｖｂｂの測定現在電圧Ｖｂｂと前記急速駆動電圧Ｖｍとの比率である通電デューティγｊ＝Ｖｍ／Ｖｂｂと、前記最大要求電圧Ｖ２ｍとの比率である通電デューティγｊ＝Ｖ２ｍ／Ｖｂｂを交互に発生し、前記安定化電圧Ｖｂａは、変動する前記電源電圧Ｖｂｂの最小値以下の電圧に設定されており、
前記駆動開閉素子１５１ｉに対しては、前記急速駆動電圧Ｖｍが選択されたことに伴って、順次前記ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項４に関連し、共用可変定電圧電源は、その入力電源電圧の最小値以下の安定化電圧である急速駆動電圧と最大要求電圧を順次発生し、駆動開閉素子は、必要とされる安定化電圧と現在の電源電圧との比率で定まる通電デューティで開閉制御されるようになっている。
従って、共用可変定電圧電源は昇圧制御回路と負帰還制御回路が不要となって簡素化され、最大要求電圧から急速駆動電圧への電圧切換えを速やかに行うことができる特徴がある。
また、駆動開閉素子に対しては、順次ディザ大電流に切換え移行するようになっており、急速駆動電圧生成回路の過負荷状態を回避することができる特徴がある。
従って、共用可変定電圧電源は昇圧制御回路と負帰還制御回路が不要となって簡素化され、最大要求電圧から急速駆動電圧への電圧切換えを速やかに行うことができる特徴がある。
また、駆動開閉素子に対しては、順次ディザ大電流に切換え移行するようになっており、急速駆動電圧生成回路の過負荷状態を回避することができる特徴がある。
前記余裕電圧ΔＶｍの発生時間は、前記ディザ小電流Ｉ１ｉから前記ディザ大電流Ｉ２ｉへの前記増量変化が完了する上昇期待時間Ｔｕｐ以上の時間となっており、
前記転流回路素子１５３ｉは、前記負荷電流がディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉに減少変化する時点の第一期間において、前記比例電磁コイル１０５ｉの転流回路に転流減衰電圧Ｖｚｄを発生し、この転流減衰電圧Ｖｚｄは、前記目標平均電流Ｉａａｉが最大であるときの前記余裕電圧ΔＶｍ以上の電圧となっているか、少なくとも前記転流減衰電圧Ｖｚｄの発生期間である減少期待時間Ｔｄｎは、前記余裕電圧ΔＶｍの発生時間以下となっている。
前記転流回路素子１５３ｉは、前記負荷電流がディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉに減少変化する時点の第一期間において、前記比例電磁コイル１０５ｉの転流回路に転流減衰電圧Ｖｚｄを発生し、この転流減衰電圧Ｖｚｄは、前記目標平均電流Ｉａａｉが最大であるときの前記余裕電圧ΔＶｍ以上の電圧となっているか、少なくとも前記転流減衰電圧Ｖｚｄの発生期間である減少期待時間Ｔｄｎは、前記余裕電圧ΔＶｍの発生時間以下となっている。
以上のとおり、この発明の請求項７に関連し、負荷電流の減少率を高めるための転流回路の転流減衰電圧は、目標平均電流が最大であるときに、負荷電流の上昇率を高めるための電源の余裕電圧以上の値となっている。
従って、最悪条件における上昇期待時間Ｔｕｐと、最悪条件における減少期待時間Ｔｄｎを相互に一致させ、所定の制限時間以内に負荷電流の増減が完了するようになっているので、負荷電流の波形平均値と目標平均電流との間の誤差が抑制され、波形歪の少ない電流波形によって正確な電流制御が行える特徴がある。
従って、最悪条件における上昇期待時間Ｔｕｐと、最悪条件における減少期待時間Ｔｄｎを相互に一致させ、所定の制限時間以内に負荷電流の増減が完了するようになっているので、負荷電流の波形平均値と目標平均電流との間の誤差が抑制され、波形歪の少ない電流波形によって正確な電流制御が行える特徴がある。
前記共用可変定電圧電源２００Ｃは、前記電源電圧Ｖｂｂを降圧して得られる前記安定化電圧Ｖｂａを生成し、この安定化電圧Ｖｂａは前記電源電圧Ｖｂｂの最小電圧以下の値となっており、
前記転流回路素子１５３ｉは、内部寄生ダイオードが並列接続されている電界効果型トランジスタであって、前記比例電磁コイル１０５ｉと前記電流検出抵抗１５０ｉとの直列回路に対して並列接続されていて、前記第一期間において転流制御信号ＤＮＳｉが停止している期間においては開路状態となって、前記内部寄生ダイオードによって転流電流が流れ、この内部寄生ダイオードによる電圧降下によって前記転流減衰電圧Ｖｚｄを得るようになっており、
前記転流制御信号ＤＮＳｉが発生しているときには、前記転流回路素子１５３ｉが転流電流の通電方向に閉路している。
前記転流回路素子１５３ｉは、内部寄生ダイオードが並列接続されている電界効果型トランジスタであって、前記比例電磁コイル１０５ｉと前記電流検出抵抗１５０ｉとの直列回路に対して並列接続されていて、前記第一期間において転流制御信号ＤＮＳｉが停止している期間においては開路状態となって、前記内部寄生ダイオードによって転流電流が流れ、この内部寄生ダイオードによる電圧降下によって前記転流減衰電圧Ｖｚｄを得るようになっており、
前記転流制御信号ＤＮＳｉが発生しているときには、前記転流回路素子１５３ｉが転流電流の通電方向に閉路している。
以上のとおり、この発明の請求項９に関連し、比例電磁コイルの遮断電流が転流する転流回路素子は、負荷電流が減衰する第一期間においては内部寄生ダイオードを介して転流電流が流れ、常時の転流動作時には転流回路素子が閉路するようになっている。
従って、常時は転流回路の電圧降下が微小であり、断続制御されている負荷電流の脈動が低減されるとともに、消費電力が低減される特徴がある。
なお、降圧形式の共用可変定電圧電源が使用されて、比例電磁コイルが低電圧大電流仕様のものとなると、転流ダイオードによって最低限度の転流減衰電圧は確保できるが、転流ダイオードの消費電力が増大することになるので、常時は並列接続された転流回路素子によって短絡転流させるようになっている。
また、目標平均電流を最大設定したときのディザ電流上昇特性と、目標平均電流を最小設定したときのディザ電流減衰特性とを略一致させることにより、目標平均電流と実際の平均電流との差異を抑制することができる特徴がある。
従って、常時は転流回路の電圧降下が微小であり、断続制御されている負荷電流の脈動が低減されるとともに、消費電力が低減される特徴がある。
なお、降圧形式の共用可変定電圧電源が使用されて、比例電磁コイルが低電圧大電流仕様のものとなると、転流ダイオードによって最低限度の転流減衰電圧は確保できるが、転流ダイオードの消費電力が増大することになるので、常時は並列接続された転流回路素子によって短絡転流させるようになっている。
また、目標平均電流を最大設定したときのディザ電流上昇特性と、目標平均電流を最小設定したときのディザ電流減衰特性とを略一致させることにより、目標平均電流と実際の平均電流との差異を抑制することができる特徴がある。
１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ ディザ電流給電制御装置、１０３ａ 温度センサ、１０５ｉ 比例電磁コイル、１２０Ａ，１２０Ｂ，１２０Ｃ 演算制御回路部、１２１ プログラムメモリ、１２２ ＲＡＭメモリ、１２５Ａ，１２５Ｂ，１２５Ｃ 給電制御手段、１５０ｉ 電流検出抵抗、１５１ｉ 駆動開閉素子、１５３ｉ 転流回路素子、１５４ｉ 転流ダイオード、１５５ｉ 定電圧ダイオード、１５８ｉ 電流検出回路、１５９ｉ 電圧検出回路、１６０ 抵抗検出回路、２００Ａ，２００Ｂ，２００Ｃ 共用可変定電圧電源、２０１，２０１ａ，２０１ｂ 誘導素子、２０２，２０２ａ，２０２ｂ 昇圧回路素子、２０５，２０５ａ，２０５ｂ 逆流防止素子、２０６，２０６ａ，２０６ｂ 昇圧コンデンサ、２０８，２０８ａ，２０８ｂ 負帰還回路、２０９，２０９ａ，２０９ｂ 目標電圧設定回路、５０５ａ 第一の電圧抑制手段、５０８ 負帰還制御手段、６０７ａ，６０７ｂ 増減期間判定処理手段、６０４ａ，６０４ｂ，６０４ｍ 実行デューティ設定手段、６０９ 第二の電圧抑制手段、８１０ａ，８１０ｂ 選択指令回路、８１１ａ，８１１ｂ 選択回路素子、２０１ｃ 電源回路素子、２０２ｃ リアクトル、２０３ｃ 電源駆動回路、２０４ｃ 電源コンデンサ、２０５ｃ 還流ダイオード。
Claims (10)
- 液体圧力を比例制御する複数個の比例電磁弁のそれぞれに設けられた複数個の比例電磁コイルの中の一部又は全部である制御対象負荷ｉ（ｉ＝１・２・・ｎ、以下同様）に対して、個別に可変設定された目標平均電流Ｉａａｉを中心として、所定のディザ（Ｄｉｔｈｅｒ）振幅電流ΔＩｉを、所定のディザ振幅周期Ｔｄで付加する演算制御回路部を備えたディザ電流給電制御装置であって、
前記比例電磁コイルは、共用可変定電圧電源から給電されて、その通電電流を個別に断続制御する駆動開閉素子と電流検出抵抗とが直列接続されるとともに、前記比例電磁コイルと前記電流検出抵抗との直列回路に対して並列接続される転流回路素子を備え、
前記共用可変定電圧電源は、この共用可変定電圧電源に入力される電源電圧Ｖｂｂが変動して最小電圧となっていて、しかも、高温環境で前記比例電磁コイルの負荷抵抗Ｒｉが最大負荷抵抗Ｒｍｍｉとなっていても、ここに１００％の通電電流である最大電流Ｉｍｉを通電したいときに要求される、各前記比例電磁コイルに共通した最大要求電圧Ｖ２ｍ以下の安定化電圧Ｖｂａを発生し、
前記安定化電圧Ｖｂａは、少なくとも第一又は第二の電圧抑制手段によってその発生電圧が可変調整され、
前記第一の電圧抑制手段は、前記比例電磁コイルの全体を代表する推定環境温度に比例して、低温時には前記最大要求電圧Ｖ２ｍを抑制低下し、
前記第二の電圧抑制手段は、負荷電流がディザ小電流Ｉ１ｉからディザ大電流Ｉ２ｉに増量変化する時点の所定期間において、前記比例電磁コイルのインダクタンス成分に打勝って所定値以上の電流上昇率を得るための余裕電圧ΔＶｍを加算した急速駆動電圧Ｖｍを一次的に発生し、常時は前記最大要求電圧Ｖ２ｍに抑制制御し、
前記駆動開閉素子は、前記目標平均電流Ｉａａｉに対して前記ディザ振幅電流ΔＩｉを増減付加した前記ディザ大電流Ｉ２ｉと、前記ディザ小電流Ｉ１ｉと、設定監視電圧Ｖｘに対応し、（算式１）（算式２）による通電デューティγ２ｉ、γ１ｉによって、前記比例電磁コイルを個別に断続制御し、
前記設定監視電圧Ｖｘは、前記共用可変定電圧電源に対する設定現在値Ｖｓｔである前記急速駆動電圧Ｖｍ又は前記最大要求電圧Ｖ２ｍであるか、或いは得られた前記安定化電圧Ｖｂａに対する監視現在値Ｖｂｄが適用される、
γ１ｉ＝Ｉ１ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ１ｉ＝Ｉａａｉ−ΔＩｉ／２・・・・（算式１）
γ２ｉ＝Ｉ２ｉ×Ｒｉ／Ｖｘ、Ｉ２ｉ＝Ｉａａｉ＋ΔＩｉ／２・・・・（算式２）
ことを特徴とするディザ電流給電制御装置。 - 前記共用可変定電圧電源は、断続動作する昇圧回路素子を介して前記電源電圧Ｖｂｂが印可される誘導素子と、前記昇圧回路素子が開路したときに、前記誘導素子に蓄積されていた電磁エネルギーが逆流防止素子を介して放出される昇圧コンデンサと、前記昇圧コンデンサの両端電圧が、目標電圧設定回路で可変設定された所定電圧となったときに前記昇圧回路素子の断続動作を停止する負帰還回路とを備え、前記昇圧コンデンサの両端電圧である安定化電圧Ｖｂａは、変動する前記電源電圧Ｖｂｂの最大値以上の電圧であり、
前記演算制御回路部は、目標電圧Ｖｔｒｇとして、前記急速駆動電圧Ｖｍと前記最大要求電圧Ｖ２ｍを順次前記目標電圧設定回路に設定し、前記駆動開閉素子に対しては、前記目標平均電流Ｉａａｉが小さいものから、順次前記ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生する
ことを特徴とする請求項１に記載のディザ電流給電制御装置。 - 前記共用可変定電圧電源は、
断続動作する一対の昇圧回路素子を介して前記電源電圧Ｖｂｂが印可される一対の誘導素子と、
前記昇圧回路素子が開路したときに、前記誘導素子に蓄積されていた電磁エネルギーが一対の逆流防止素子を介して放出される一対の昇圧コンデンサと、
この昇圧コンデンサの両端電圧が、一対の目標電圧設定回路で可変設定された所定電圧となったときに前記昇圧回路素子の断続動作を停止する負帰還回路と、
前記一対の昇圧コンデンサの出力電圧を選択切換えして一つの安定化電圧Ｖｂａを発生する一対の選択回路素子と、
この選択回路素子に選択指令信号を与える選択指令回路と
を備え、
前記安定化電圧Ｖｂａは、変動する前記電源電圧Ｖｂｂの最大値以上の電圧であり、
前記演算制御回路部は、目標電圧Ｖｔｒｇとして、前記急速駆動電圧Ｖｍを一方の前記目標電圧設定回路に設定し、前記最大要求電圧Ｖ２ｍを他方の前記目標電圧設定回路に設定するとともに、一対の電圧切換信号ＳＥＬ１・ＳＥＬ２を発生して、前記一対の選択回路素子のどちらか一方を順次閉路し、前記駆動開閉素子に対しては、前記急速駆動電圧Ｖｍが選択されたことに伴って、順次前記ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生する
ことを特徴とする請求項１に記載のディザ電流給電制御装置。 - 前記共用可変定電圧電源は、断続動作する電源回路素子とリアクトルとの直列回路を介して、前記電源電圧Ｖｂｂを電源コンデンサと前記駆動開閉素子に印可して前記安定化電圧Ｖｂａを供給し、
前記電源回路素子は、前記演算制御回路部が発生するＰＷＭ信号ＰＷＭｊに応動する電源駆動回路を介して、可変の通電デューティγｊによって断続駆動されるとともに、前記リアクトルの上流位置には還流ダイオードが接続されており、
前記演算制御回路部は、前記ＰＷＭ信号ＰＷＭｊとして、前記電源電圧Ｖｂｂの測定現在電圧Ｖｂｂと前記急速駆動電圧Ｖｍとの比率である通電デューティγｊ＝Ｖｍ／Ｖｂｂと、前記最大要求電圧Ｖ２ｍとの比率である通電デューティγｊ＝Ｖ２ｍ／Ｖｂｂとを交互に発生し、前記安定化電圧Ｖｂａは、変動する前記電源電圧Ｖｂｂの最小値以下の電圧に設定されており、
前記駆動開閉素子に対しては、前記急速駆動電圧Ｖｍが選択されたことに伴って、順次前記ディザ大電流Ｉ２ｉに切換える駆動制御信号ＰＷＭｉを発生する
ことを特徴とする請求項１に記載のディザ電流給電制御装置。 - 前記演算制御回路部は、プログラムメモリ及び演算用ＲＡＭメモリと協働するマイクロプロセッサを主体として構成されていて、前記プログラムメモリは、少なくとも、実行デューティ設定手段と負帰還制御手段とを有する給電制御手段となる制御プログラムを包含し、
前記比例電磁コイルの負荷抵抗Ｒｉは、環境温度検出手段によって検出された現状の環境温度Ｔａに対して、前記比例電磁コイル自体の所定の最大温度上昇値Ｔｍａｘを加算して得られる最大現在温度Ｔａｍ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘに対応した最大現在抵抗Ｒｍｉ、又は前記比例電磁コイル自体の中間の温度上昇値Ｔｍａｘ／２を加算して得られる平均現在温度Ｔａａ＝Ｔａ＋Ｔｍａｘ／２に対応した平均現在抵抗Ｒａｉ、又は現在抵抗測定手段によって測定された個別の現在抵抗Ｒｉｉのいずれかが適用され、
前記環境温度検出手段は、前記比例電磁コイルの設置環境温度又は前記比例電磁弁によって制御される液体温度を前記環境温度Ｔａとして測定する温度センサから構成されるか、又は前記比例電磁コイルの一つに接続された抵抗検出回路を有し、前記抵抗検出回路によって不作動中の比例電磁コイルの抵抗値を測定することによって前記環境温度Ｔａを検出するものであって、
前記現在抵抗測定手段は、前記比例電磁コイルの両端電圧を測定する電圧検出回路によって測定された平均印可電圧Ｖａｉを、電流検出回路によって測定された電流検出信号Ｉｆｉを、平均化して得られる検出平均電流Ｉｆａｉによって除算して前記現在抵抗Ｒｉｉを算出し、
前記最大要求電圧Ｖ２ｍは、前記最大現在抵抗Ｒｍｉと、前記比例電磁コイルの最大電流Ｉｍｉとの積によって算出され、
前記実行デューティ設定手段は、前記（算式１）（算式２）によって前記通電デューティγ２ｉ・γ１ｉを算出するときの前記負荷抵抗Ｒｉとして、前記平均現在抵抗Ｒａｉを適用するか、又は個別の前記現在抵抗Ｒｉｉを適用するとともに、
前記負帰還制御手段は、前記目標平均電流Ｉａａｉと実測された前記検出平均電流Ｉｆａｉとの偏差積分値に応動して、前記目標平均電流Ｉａａｉに補正電流ΔＩａｉを代数加算することによって、前記負荷抵抗Ｒｉの推定誤差又は検出誤差、及び前記安定化電圧Ｖｂａの設定制御誤差を補正する
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のディザ電流給電制御装置。 - 前記給電制御手段は更に、増減期間判定処理手段となる制御プログラムを包含し、
前記増減期間判定処理手段は、前記ディザ振幅周期Ｔｄ（＝Ａ＋Ｂ）を構成するディザ電流小期間Ａに続いて、ディザ電流大期間Ｂが到来した直後の第二期間と、ディザ電流大期間Ｂに続いて、ディザ電流小期間Ａが到来した直後の第一期間において作用し、
前記第二期間においては、前記駆動開閉素子に対する通電デューティを前記算式（２）による通電デューティγ２ｉを超過し、１００％通電以下となる所定の増大デューティとして、前記電流検出回路によって検出された負荷電流の検出現在値Ｉｆｄｉが前記ディザ大電流Ｉ２ｉに増大するまでは前記増大デューティを維持して、前記ディザ振幅電流ΔＩｉの増加速度を促進し、
前記第一期間においては、前記駆動開閉素子に対する通電デューティを前記算式（１）による通電デューティγ１ｉ未満で、０％通電以上となる所定の減少デューティとして、負荷電流の前記検出現在値Ｉｆｄｉが前記ディザ大電流Ｉ１ｉに減少するまでは前記減少デューティを維持して、前記ディザ振幅電流ΔＩｉの減少速度を促進する
ことを特徴とする請求項５に記載のディザ電流給電制御装置。 - 前記余裕電圧ΔＶｍの発生時間は、前記ディザ小電流Ｉ１ｉから前記ディザ大電流Ｉ２ｉへの前記増量変化が完了する上昇期待時間Ｔｕｐ以上の時間となっており、
前記転流回路素子は、前記負荷電流がディザ大電流Ｉ２ｉからディザ小電流Ｉ１ｉに減少変化する時点の第一期間において、前記比例電磁コイルの転流回路に転流減衰電圧Ｖｚｄを発生し、この転流減衰電圧Ｖｚｄは、前記目標平均電流Ｉａａｉが最大であるときの前記余裕電圧ΔＶｍ以上の電圧となっているか、少なくとも前記転流減衰電圧Ｖｚｄの発生期間である減少期待時間Ｔｄｎは、前記余裕電圧ΔＶｍの発生時間以下となっている
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のディザ電流給電制御装置。 - 前記共用可変定電圧電源は、前記電源電圧Ｖｂｂを昇圧して得られる前記安定化電圧Ｖｂａを生成し、この安定化電圧Ｖｂａは前記電源電圧Ｖｂｂの最大値以上の電圧となっており、前記転流回路素子は、転流ダイオードと直列接続されて、前記比例電磁コイルと前記電流検出抵抗との直列回路に対して並列接続されていて、前記第一期間を除く全期間において転流制御信号ＤＮＳｉによって閉路駆動されており、
前記第一期間においては、前記転流制御信号ＤＮＳｉによる閉路駆動は停止されているが、前記比例電磁コイルが発生する誘導電圧によって半閉路状態となり、このときの前記転流回路素子の閉路電圧は、定電圧ダイオードによって定まる所定電圧に維持されて、前記転流ダイオードと協働して前記転流減衰電圧Ｖｚｄを得るようになっている
ことを特徴とする請求項７に記載のディザ電流給電制御装置。 - 前記共用可変定電圧電源は、前記電源電圧Ｖｂｂを降圧して得られる前記安定化電圧Ｖｂａを生成し、この安定化電圧Ｖｂａは前記電源電圧Ｖｂｂの最小電圧以下の値となっており、
前記転流回路素子は、内部寄生ダイオードが並列接続されている電界効果型トランジスタであって、前記比例電磁コイルと前記電流検出抵抗との直列回路に対して並列接続されていて、前記第一期間において転流制御信号ＤＮＳｉが停止している期間においては開路状態となって、前記内部寄生ダイオードによって転流電流が流れ、この内部寄生ダイオードによる電圧降下によって前記転流減衰電圧Ｖｚｄを得るようになっており、
前記転流制御信号ＤＮＳｉが発生しているときには、前記転流回路素子が転流電流の通電方向に閉路している
ことを特徴とする請求項７に記載のディザ電流給電制御装置。 - 前記ディザ小電流Ｉ１ｉから前記ディザ大電流Ｉ２ｉへの移行期間と、移行したこのディザ大電流Ｉ２ｉの通電期間を含むディザ電流大期間Ｂｉと、前記ディザ大電流Ｉ２ｉから前記ディザ小電流Ｉ１ｉへの移行期間と、移行したこのディザ小電流Ｉ１ｉの通電期間を含むディザ電流小期間Ａｉとによって前記ディザ振幅周期Ｔｄが構成され、
前記目標平均電流Ｉａａｉの値が、前記最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域であるときには、前記ディザ電流大期間Ｂｉと前記ディザ電流小期間Ａｉは同じ時間幅であるのに対し、
前記目標平均電流Ｉａａｉの値が、前記最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域より大きな電流である大電流帯域であるときには、前記ディザ電流大期間Ｂｉの時間幅を広げて、前記ディザ振幅周期Ｔｄは同じとなるように前記ディザ電流小期間Ａｉは短縮し、
前記目標平均電流Ｉａａｉの値が、前記最大電流Ｉｍｉに対する中間帯域より小さな電流である小電流帯域であるときには、前記ディザ電流小期間Ａｉの時間幅を広げて、前記ディザ振幅周期Ｔｄは同じとなるように前記ディザ電流大期間Ｂｉの時間幅を短縮する
ことを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載のディザ電流給電制御装置。
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|---|---|---|---|---|
| JP2018085439A (ja) * | 2016-11-24 | 2018-05-31 | 株式会社デンソーテン | 負荷駆動制御装置 |
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2015
- 2015-10-30 JP JP2015214070A patent/JP6022018B1/ja active Active
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