JP5997117B2 - Millimeter wave filter and millimeter band high-frequency attenuation method - Google Patents
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Description
本発明は、ミリ波帯の高域を減衰させるための技術に関する。 The present invention relates to a technique for attenuating the high band of the millimeter wave band.
近年、ユビキタスネットワーク社会を迎え、電波利用ニーズが高まる中、家庭内のワイヤレスブロードバンド化を実現するWPAN(ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク)や安全・安心な運転をサポートするミリ波レーダー等のミリ波帯無線システムが利用され始めている。また、100GHz超無線システム実現への取組も積極的に行われてきている。 In recent years, with the ubiquitous network society and the increasing need for radio waves, millimeter wave wireless systems such as WPAN (wireless personal area network) that realizes wireless broadband in the home and millimeter wave radar that supports safe and secure driving Has begun to be used. In addition, efforts to realize a 100 GHz super wireless system have been actively carried out.
その一方で、60〜70GHz帯の無線システムの2次高調波評価や100GHz超の周波数帯における無線信号の評価については、周波数が高くなるにつれ測定器の雑音レベル及びミキサの変換損失が増加するとともに周波数精度が低下するため、100GHzを超える無線信号の高感度、高精度測定技術が確立されていない状況となっている。しかも、これまでの測定技術では局部発振の高調波を測定結果から分離することができず、不要発射等の厳密な測定が困難となっている。 On the other hand, for the second harmonic evaluation of the radio system in the 60-70 GHz band and the evaluation of the radio signal in the frequency band exceeding 100 GHz, the noise level of the measuring instrument and the conversion loss of the mixer increase as the frequency increases. Since the frequency accuracy is lowered, a high-sensitivity and high-precision measurement technique for wireless signals exceeding 100 GHz has not been established. Moreover, the conventional measurement techniques cannot separate the local oscillation harmonics from the measurement results, making it difficult to accurately measure unwanted emissions.
これらの技術課題を克服し、100GHz超帯域無線信号の高感度・高精度測定を実現するためには、アンプやミキサへの帯域外信号の入力を抑圧するフィルタが必要であり、特に、上記周波数帯で用いられる基本的な伝送線路である導波管は、基本的にハイパスフィルタとして働くので、高域の帯域外信号を抑圧するローパス型(ハイカット型)のフィルタの開発が必要となる。 In order to overcome these technical problems and realize high-sensitivity and high-accuracy measurement of a 100 GHz super-band wireless signal, a filter that suppresses the input of an out-of-band signal to an amplifier or a mixer is required. Since a waveguide, which is a basic transmission line used in a band, basically functions as a high-pass filter, it is necessary to develop a low-pass type (high-cut type) filter that suppresses high-band out-of-band signals.
これを簡単に説明すると、導波管の基本的な特性は、例えば図14のG1ように約70GHzから1000GHzを超える範囲まで通過帯域が延びたハイパス型であり、その広い通過帯域内で実際に使用する帯域の信号を選択的に通過させるために、導波管内に共振用素子を設けて例えば100GHzを通過中心周波数とするバンドパスフィルタの特性を与えることが考えられるが、この種のバンドバスフィルタは、その構造的な理由で、図14のG2のように、所望帯域だけでなく、その整数倍の帯域(通過中心200GHz、300GHz、…)でも選択特性を示す。
To briefly explain this, the basic characteristic of a waveguide is a high-pass type in which the pass band extends from about 70 GHz to over 1000 GHz as shown in G1 of FIG. 14, for example. In order to selectively pass a signal in a band to be used, it is conceivable to provide a characteristic of a band pass filter having a resonance element in the waveguide and having a pass center frequency of, for example, 100 GHz. For the structural reason, the filter exhibits a selection characteristic not only in a desired band but also in an integral multiple band (
このため、所望帯域より高い周波数帯に不要信号があると、これを除去することができない。そのために、図14のG3で示すように、例えば120GHzを越える周波数領域で高域減衰特性を有するフィルタが必要となる。 For this reason, if there is an unnecessary signal in a frequency band higher than the desired band, it cannot be removed. Therefore, as indicated by G3 in FIG. 14, for example, a filter having a high-frequency attenuation characteristic in a frequency region exceeding 120 GHz is required.
この目的で使用可能なフィルタとして、導波管を用いたワッフルアイアン型のフィルタが知られている(特許文献1、2)。
As a filter that can be used for this purpose, a waffle iron type filter using a waveguide is known (
しかしながら、上記ワッフルアイアン型のフィルタは、導波管の内部に複数の溝を高精度に設ける必要があり、周波数が高くなるにつれてその製作難易度が高まり、100GHzを越える周波数帯域で十分な減衰特性が得られないという問題があった。 However, the waffle iron type filter needs to be provided with a plurality of grooves with high accuracy inside the waveguide, and its difficulty increases as the frequency increases. Sufficient attenuation characteristics in a frequency band exceeding 100 GHz There was a problem that could not be obtained.
本発明は、この課題を解決して、100GHzを越える周波数帯域で十分な高域減衰特性が得られ、製造が容易なミリ波帯フィルタおよびミリ波帯の高域減衰方法を提供することを目的としている。 An object of the present invention is to solve this problem and to provide a millimeter-wave band filter and a millimeter-wave band high-frequency attenuation method which can obtain sufficient high-frequency attenuation characteristics in a frequency band exceeding 100 GHz and are easy to manufacture. It is said.
前記目的を達成するために、本発明の請求項1のミリ波帯フィルタは、
ミリ波帯の所定周波数以上の電磁波を伝搬させる断面長方形の導波路の一端側がそれぞれ短絡され、それぞれの前記一端側の導波路を囲む短辺側の側面を互いに対向させた状態で配置された第1導波管(21)および第2導波管(22)と、
前記第1導波管と第2導波管の前記短辺側の側面の間に、前記第1導波管の導波路と前記第2導波管の導波路との間を所定口径の導波路で連結させて、前記第1導波管に入射された電磁波の周波数が高くなる程、前記第2導波管への伝搬割合が小さくなるように規制する連結管(23)とを備えている。
また、本発明の請求項2記載のミリ波帯フィルタは、請求項1記載のミリ波帯フィルタにおいて、
前記第1導波管と第2導波管の導波路は、
前記短絡された一端側から他端側への向きが互いに反対方向となる状態で平行に形成されていることを特徴とする。
In order to achieve the above object, the millimeter waveband filter according to
First ends of waveguides having a rectangular cross section for propagating electromagnetic waves having a predetermined frequency or higher in the millimeter wave band are short-circuited , and are arranged in a state where the short side surfaces surrounding the one end-side waveguides face each other. One waveguide (21) and a second waveguide (22);
A guide having a predetermined diameter is provided between the waveguide of the first waveguide and the waveguide of the second waveguide between the side surfaces of the first waveguide and the second waveguide on the short side. A coupling tube (23) that is coupled by a waveguide and regulates so that a propagation rate to the second waveguide decreases as the frequency of the electromagnetic wave incident on the first waveguide increases. Yes.
The millimeter waveband filter according to
The waveguides of the first waveguide and the second waveguide are:
The short-circuited one end side to the other end side are formed parallel to each other in opposite directions.
また、本発明の請求項3のミリ波帯フィルタは、請求項1または請求項2記載のミリ波帯フィルタにおいて、
前記連結管は、その口径中心から前記第1導波管と前記第2導波管の少なくとも一方の導波管の短絡された一端までの距離が、通過させたい周波数の管内波長の1/4の奇数倍となる位置で、前記第1導波管と第2導波管の導波路間を連結していることを特徴とする。
The millimeter wave band filter according to
The connecting tube has a distance from the center of its diameter to the short-circuited one end of at least one of the first waveguide and the second waveguide that is ¼ of the in-tube wavelength of the frequency to be passed. The waveguides of the first waveguide and the second waveguide are connected at a position that is an odd multiple of.
また、本発明の請求項4のミリ波帯フィルタは、請求項1〜3のいずれかに記載のミリ波帯フィルタにおいて、
前記第1導波管または第2導波管の内部に所定間隔でピンを立設し、該ピンの間隔によって決まる周波数帯を選択的に通過させるバンドパスフィルタを形成したことを特徴とする。
Further, the millimeter wave band filter according to
Pins are erected at predetermined intervals inside the first waveguide or the second waveguide, and a band-pass filter that selectively passes a frequency band determined by the interval between the pins is formed.
また、本発明の請求項5のミリ波帯フィルタは、請求項1〜4のいずれかに記載のミリ波帯フィルタにおいて、
前記第1導波管または第2導波管の内壁に所定深さの溝を設け、該溝の深さによって決まる周波数帯の通過を阻止するバンドリジェクションフィルタを形成したことを特徴とする。
Further, the millimeter wave band filter according to
A groove having a predetermined depth is provided on the inner wall of the first waveguide or the second waveguide, and a band rejection filter that blocks passage of a frequency band determined by the depth of the groove is formed.
また、本発明の請求項6のミリ波帯の高域減衰方法は、
ミリ波帯の所定周波数以上の電磁波を伝搬させる断面長方形の導波路の一端側がそれぞれ短絡された第1導波管(21)および第2導波管(22)を、それぞれの前記一端側の導波路を囲む短辺側の側面を互いに対向させた状態で配置し、
前記第1導波管と第2導波管の前記短辺側の側面の間に設けた連結管(23)により、前記第1導波管の導波路と前記第2導波管の導波路との間を所定口径の導波路で連結させて、前記第1導波管に入射された電磁波の周波数が高くなる程、前記第2導波管への伝搬割合が小さくなるように規制することを特徴としている。
また、本発明の請求項7のミリ波帯の高域減衰方法は、請求項6記載のミリ波帯の高域減衰方法において、
前記第1導波管と第2導波管の導波路を、
前記短絡された一端側から他端側への向きが互いに反対方向となる状態で平行に形成したことを特徴とする。
Further, the high-frequency attenuation method of the millimeter wave band according to
A first waveguide (21) and a second waveguide (22), each of which is short-circuited at one end side of a waveguide having a rectangular cross section for propagating an electromagnetic wave having a predetermined frequency or higher in the millimeter wave band, are guided to the one end side. It was placed in a state in which side was allowed to face each other in the short side surrounding the waveguide,
The waveguide of the first waveguide and the waveguide of the second waveguide are provided by a connecting tube (23) provided between the short-side surfaces of the first waveguide and the second waveguide. Are connected to each other by a waveguide having a predetermined diameter, and the rate of propagation to the second waveguide decreases as the frequency of the electromagnetic wave incident on the first waveguide increases. It is characterized by.
A high-frequency attenuation method for a millimeter wave band according to claim 7 of the present invention is the high-frequency attenuation method for a millimeter wave band according to
A waveguide of the first waveguide and the second waveguide;
The short-circuited one end side to the other end side are formed parallel to each other in opposite directions.
このように、本発明では、導波路が短絡されたそれぞれの一端側の短辺側の側面同士が対向する状態で配置された第1導波管と第2導波管のその短辺側の側面間に設けた連結管により、第1導波管と第2導波管の導波路の間を所定口径の導波路で連結することで、第1導波管に入射された電磁波の周波数が高くなる程、第2導波管への伝搬割合が小さくなるように規制している。 Thus, in the present invention, the first waveguide side faces of the short sides of the respective one end of the waveguide is short-circuited is placed in a state of opposing the short side of the second waveguide The frequency of the electromagnetic wave incident on the first waveguide is obtained by connecting the waveguides of the first waveguide and the second waveguide with a waveguide having a predetermined diameter by a connection tube provided between the side surfaces of the first waveguide. The ratio of propagation to the second waveguide is restricted so as to increase.
このため、二つの導波管の導波路の短辺側の側面間を所定口径の導波路で連結するという極めて簡単な構造で、一方の導波管に入射されたミリ波帯の電磁波のうち、所望の高域成分を減衰させることができる。 For this reason, it is an extremely simple structure in which the short side surfaces of the waveguides of the two waveguides are connected by a waveguide having a predetermined aperture, and the electromagnetic wave in the millimeter wave band incident on one of the waveguides. The desired high frequency component can be attenuated.
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図1は、本発明の実施形態のミリ波帯フィルタ20の斜視図、図2の(a)はその平面図(磁界面からみた図)、図2の(b)〜(d)は、図2の(a)のA−A線断面図、B−B線断面図、C−C線断面図である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a perspective view of a millimeter
これらの図に示されているように、このミリ波帯フィルタ20は、第1導波管21、第2導波管22および連結管23によって構成されている。
As shown in these drawings, the millimeter-
第1導波管21と第2導波管22は同一口径であり、ミリ波帯の所定周波数以上(例えば90GHz以上)の電磁波を伝搬させる断面長方形の導波路の一端21a、22aがそれぞれ閉鎖され、その一端側の導波路を囲む短辺側の側面(内側面)21b、22bを互いに対向させた状態で平行にすれ違うように配置されている。
The
そして、第1導波管21と第2導波管22の側面21b、22b側の先端部分は所定長にわたって開口され、その開口部同士を連結管23が連結している。この連結管23は、第1導波管21と第2導波管22の導波路の短辺側の側面の間を所定口径の導波路で連結させ、第1導波管21に入射された電磁波の周波数が高くなる程、第2導波管22への伝搬割合が小さくなるように規制している。
And the front-end | tip part by the side of the side surfaces 21b and 22b of the
ここで、第1導波管21と第2導波管22はミリ波帯で汎用的に用いられる断面長方形の導波路が連続した標準的な導波管(例えばWR−08)であり、第1導波管21の内寸をa1×b1、第2導波管22の導波路の内寸をa2×b2とし、ここでは、a1=a2、b1=b2とする。
Here, the
また、連結管23は、第1導波管21および第2導波管22と直交しており、フィルタ全体としては先端側が平行にすれ違うように配置した2本の導波管をこれと直交する導波管(連結管23)で連結したクランク型の導波管線路となる。
Further, the connecting
このようなクランク型の導波管線路の場合、第1導波管21に入射された電磁波のうち、高域側の電磁波は低域側の電磁波に比べて直進性が強くなるので、連結管23を通過できる割合が小さくなり、これにより高域減衰特性を得ることができる。
In the case of such a crank-type waveguide line, among the electromagnetic waves incident on the
以下、この原理について説明する。
図2に示したように、第1導波管21の導波路の横幅a1、第2導波管22の導波路の横幅a2、連結管23の導波路の長さa3とすると、連結管23を挟んだ部分の全体の横幅と光速c0により、連結管23を通過できる電磁波の周波数の遮断周波数fcが、
fc=c0/{2(a1+a2+a3)}
で決まる。
Hereinafter, this principle will be described.
As shown in FIG. 2, assuming that the waveguide width a 1 of the
fc = c 0 / {2 (a1 + a2 + a3)}
Determined by.
また、図3のように、第1導波管21の一端側に伝搬された電磁波の波面の進行方向(導波管の長手方向)に直交する面に対する傾きθが大きい程、また、連結管23の導波路の幅(以下口径幅という)dが大きいほど連結管23へ電磁波が進入する割合が大きくなる。
Further, as shown in FIG. 3, the larger the inclination θ with respect to the plane orthogonal to the traveling direction (longitudinal direction of the waveguide) of the wave front of the electromagnetic wave propagated to one end of the
これらを考慮して、周波数fに依存する傾きθの波面の連結管23への進入率Pは、
P=(1/2)×(d/cos θ)×2sin θ÷a1=(dtan θ)/a1
sin θ=fc/f
となる。
Taking these into consideration, the penetration rate P of the wavefront of the inclination θ depending on the frequency f into the connecting
P = (1/2) × (d / cos θ) × 2 sin θ ÷ a1 = (dtan θ) / a1
sin θ = fc / f
It becomes.
連結管23の口径幅dによる共振(ファブリペロー共振)の影響も考慮して、第1導波管21から第2導波管22までの透過率S21を求めると、
S21=P2/{1+(Fsin ψ)2}
ただし、F=π√R/(1−R)、ψ=2πd/λg、
λg=λ/√{1−[λ/2(a1+a2+a3)]2}、
Rは連結管23の入り口における反射係数、λは自由空間波長、λgは管内波長
Considering the influence of resonance (Fabry-Perot resonance) due to the aperture width d of the connecting
S21 = P 2 / {1+ ( Fsin ψ) 2}
However, F = π√R / (1-R), ψ = 2πd / λg,
λg = λ / √ {1- [λ / 2 (a1 + a2 + a3)] 2 },
R is the reflection coefficient at the entrance of the connecting
以上の結果から、sin θ=fc/fが小さくなる、即ち、周波数fが高くなる程、透過率S21が減少する高域減衰特性をもつことがわかる。 From the above results, it can be seen that there is a high-frequency attenuation characteristic in which the transmittance S21 decreases as sin θ = fc / f decreases, that is, the frequency f increases.
次に、上記基本構造のミリ波帯フィルタ20のシミュレーション結果について説明する。このシミュレーションでは、前記した標準の導波管WR−08を想定し、第1導波管21の内径a1×b1=2.032mm×1.016mm、第2導波管22の内径a2×b2=2.032mm×1.016mm、連結管23の口径幅d=1.6mm、長さa3=0.2mm、口径高さ(E面方向の高さ)b3=1.016mmとした。
Next, a simulation result of the
上記条件で、シミュレーションして得られた結果(S21)を図4に示す。なおシミュレーションでは簡単のため材質を完全導体とし、導体損が存在しないモデルとしている。 FIG. 4 shows the result (S21) obtained by simulation under the above conditions. In the simulation, for simplicity, the material is a perfect conductor and there is no model of conductor loss.
この図4から明らかなように、リップルはあるものの、その包絡線で見れば透過率S21は、ほぼ140GHzから1000GHzまでの広い領域で高域程減衰量が大きくなる顕著な高域減衰特性を示しており、例えば100〜140GHzを使用帯域とするシステムで極めて有効な高域減衰フィルタとして用いることができる。 As is apparent from FIG. 4, although there is a ripple, the transmittance S21 shows a remarkable high-frequency attenuation characteristic in which the attenuation becomes larger in a wide region from approximately 140 GHz to 1000 GHz as seen from the envelope. For example, it can be used as a high-frequency attenuation filter that is extremely effective in a system using 100 to 140 GHz.
上記基本構造のミリ波帯フィルタ20では、第1導波管21と第2導波管22の導波路の先端の側面間を連結管23で連結していたが、図5の(a)〜(d)に示すように、第1導波管21と第2導波管22の導波路の中間部の側面間を連結管23で連結してもよい。
In the
ただし、この場合、連結管23の口径中心から第1導波管21の閉鎖された一端21aまでの距離H1、および連結管23の口径中心から第2導波管22の閉鎖された一端22aまでの距離H2は、通過させたい周波数の管内波長λgの1/4の奇数倍に設定する必要がある。このように設定することで、連結管23まで伝搬した電磁波と、導波管端面で反射した戻り成分とが逆位相となり相殺することができ、反射による悪影響を防止できる。なお、ここでは、H1=H2としているがH1≠H2であってもよい。また、第1導波管21と第2導波管22の一方の導波管については閉鎖された一端側末端部の側面に連結管23の一端側を接続し、他方の導波管については、その閉鎖された一端から通過させたい周波数の管内波長λgの1/4の奇数倍の距離の側面に連結管23の他端側を接続してもよい。
However, in this case, the distance H1 from the center of the diameter of the connecting
また、この図5の実施形態では、連結管23の口径高さb3を、第1導波管21、第2導波管の短辺b1、b2より短くしているが、後述するように、このような口径の連結管23であっても、前記した高域減衰特性が得られることを確かめている。
In the embodiment of FIG. 5, the aperture height b3 of the connecting
この図5の実施形態で、通過帯域の中心を104GHzとし、第1導波管21の内径a1×b1=2.032mm×1.016mm、第2導波管22の内径a2×b2=2.032mm×1.016mm、連結管23の口径幅d=1.44mm、長さa3=0.3mm、口径高さb3=0.2mm、各導波管の先端から連結管23までの距離H1、H2=3.0mmとして、透過率S21を求めた結果を図6に示す。図6の(a)は、周波数90〜1000GHzまでの特性であり、図6の(b)は、図6の(a)のうちの周波数90〜140GHzの範囲を拡大して示したものである。
In the embodiment of FIG. 5, the center of the pass band is 104 GHz, the inner diameter a1 × b1 of the
図6の(a)から明らかなように、リップルはあるものの、115GHz〜1000GHzの広い帯域において、高域程減衰量が大きくなる高域減衰特性を示しており、104GHzを通過帯域とするシステムで極めて有効な高域減衰用のフィルタとして用いることができる。 As is clear from (a) of FIG. 6, although there is a ripple, in a wide band of 115 GHz to 1000 GHz, the high band attenuation characteristic is shown such that the attenuation amount increases in the high band, and the system has a pass band of 104 GHz. It can be used as a very effective high-frequency attenuation filter.
上記実施例は、高域減衰特性のみを有するミリ波帯フィルタの例であったが、このミリ波帯フィルタを構成する導波管に、他のフィルタを組み込むことも可能である。 The above embodiment is an example of a millimeter-wave band filter having only a high-frequency attenuation characteristic. However, other filters can be incorporated in the waveguide constituting the millimeter-wave band filter.
図7、図8は、その一例を示すものであり、上記構造のミリ波帯フィルタ20の第1導波管21にBPF(バンドパスフィルタ)50の機能をもたせ、第2導波管22にBRF(バンドリジェクションフィルタ)60の機能をもたせ、その間を連結する連結管23により、高域減衰特性を与えている。なお、ここでは、第1導波管21にBPF50を形成し、第2導波管22にBRF60を形成していたが、BPF50、BRF60を入れ替えてもよく、また、第1導波管21と第2導波管22のいずれか一方に、BPF50、BRF60の両方を形成してもよい。
FIG. 7 and FIG. 8 show an example thereof. The function of a BPF (band pass filter) 50 is provided in the
第1導波管21に設けたBPF50は、図7および図8の(a)のG−G線断面図に示しているように、導波路内にその長さ方向に所定間隔uで立てられた2本一組のピン51A、51Bを間隔vで複数組(図では3組)連続して設けて構成されている。
The
また、第2導波管22に設けたBRF60は、図7および図8の(b)のH−H線断面図に示しているように、導波路の長辺側の上下の内壁にそれぞれの深さq1、q2、幅wで設けた溝61A、61Bを、間隔rで複数組(図では2組)連続して設けて構成されている。
Further, the
この場合、溝61A、61Bの深さq1、q2が阻止周波数の管内波長の1/4となるように設定して、導波路を溝61A、61Bまで伝搬してきた電磁波のうち、溝61A、61Bを深さ方向に往復して逆位相で戻って来た電磁波成分を相殺して、その通過を阻止する。 In this case, the depths q1 and q2 of the grooves 61A and 61B are set to be ¼ of the guide wavelength of the blocking frequency, and the grooves 61A and 61B among the electromagnetic waves propagated through the waveguide to the grooves 61A and 61B. The electromagnetic wave component that has reciprocated in the depth direction and returned in the opposite phase is canceled and its passage is prevented.
この構造のフィルタで、第1導波管21と第2導波管22の導波路の寸法および連結管23の大きさは前記図5の実施例と同じとし、BPF50の中心周波数を104GHzとするためにピンの太さ0.15mm、ピン間隔u=2.03mm、段間v=1.0mmとし、3段目のピン51Bから連結管23までの距離J1を2.0mm、連結管23から初段の溝61Aまでの距離J2を3.0mm、BRF60の阻止周波数を150GHzとするために、溝間隔r=0.3mm、溝幅w0.2mm、溝の深さq1=0.286mm、q2=0.232mmとして、透過率S21を求めた結果を図9、図10に示す。
In the filter of this structure, the dimensions of the waveguides of the
図9は、周波数70〜1000GHzまでの全体特性であり、図10は、図9の周波数100〜108GHzの範囲を拡大して示したものである。 FIG. 9 shows the entire characteristics up to a frequency of 70 to 1000 GHz, and FIG. 10 shows an enlarged view of the frequency range of 100 to 108 GHz in FIG.
図9から明らかなように、リップルはあるものの、150GHz〜1000GHzの広い帯域にわたって高域程減衰量が大きくなる高域減衰特性が得られている。この特性は前記した連結管23の効果である。
As is clear from FIG. 9, although there is a ripple, a high-frequency attenuation characteristic is obtained in which the attenuation amount increases as the frequency increases over a wide band of 150 GHz to 1000 GHz. This characteristic is an effect of the connecting
また、図10から、BPF50の設計通過中心周波数104GHzの両側±1GHzから±4GHzの範囲で減衰量30dB以上の狭帯域特性が得られ、BRF60によって150GHzの帯域が減衰された狭帯域信号抽出用のフィルタとして、極めて優秀な特性が得られていることがわかる。
Further, from FIG. 10, a narrow band characteristic with an attenuation of 30 dB or more is obtained in the range of ± 1 GHz to ± 4 GHz on both sides of the design
次に、図1、図2に示した基本構造のミリ波帯フィルタ20で、連結管23の口径や長さを可変したときの透過率S21を求めたシミュレーション結果について説明する。
Next, simulation results for determining the transmittance S21 when the diameter and length of the connecting
図11は、連結管23の長さa3=0.2mm、口径幅d=1.6mで口径高さb3を1.016mm、0.5mm、0.2mmに変化させたときの透過率S21の結果であり、口径高さb3が小さくなる程リップが大きくなる傾向を示すが、全体的な高域減衰特性(包絡線)をみると顕著な差はないことがわかる。
FIG. 11 shows the transmittance S21 when the length a3 of the connecting
また、図12は、連結管23の口径幅1.6mm、口径高さ1.016mmで、長さa3を、0.2mm、0.5mm、1.0mmに変化させたときの透過率S21の結果であり、連結管23の長さa3が長くなる程リップルが大きくなる傾向を示すが、やはり全体的な高域減衰特性をみると顕著な差はないことがわかる。
FIG. 12 shows the transmittance S21 when the connecting
一方、図13は、連結管23の長さa3=0.2mm、口径高さ1.016mmで、口径幅dを1.6mm、1.0mm、0.5mmに変化させたときの透過率S21の結果であり、口径幅dが小さくなる程、リップルが大きくなり、しかも全体的にみた高域減衰量も大きくなる傾向を示している。
On the other hand, FIG. 13 shows the transmittance S21 when the length a3 of the connecting
前記図4の特性は、リップルの少ない特性を優先した図13の口径幅1.6mmの例であったが、要求される高域減衰量がより大きい場合には、口径幅dを1.6mmより小さくすればよく、つまり、要求されるリップルや高域減衰量に応じて口径幅を選択すればよいことがわかる。 The characteristic shown in FIG. 4 is an example of the aperture width of 1.6 mm in FIG. 13 in which priority is given to a characteristic with less ripple. However, when the required high frequency attenuation is larger, the aperture width d is set to 1.6 mm. It can be seen that it is only necessary to make it smaller, that is, the aperture width should be selected according to the required ripple and high-frequency attenuation.
なお、図7、図8に示したように第1導波管21と第2導波管22の導波路の中間部を連結管23で連結したミリ波帯フィルタにBPF50やBRF60を設ける構造は、図1に示した基本構造のミリ波帯フィルタにも採用できる。
As shown in FIGS. 7 and 8, the structure in which the
また、上記各実施形態では、その構造が理解しやすいように、第1導波管21、第2導波管22および連結管23の外形を一般的に導波管の形状として知られた角筒状で示しているが、機能的には電磁波を伝搬するための内部の導波路が主要部であり、その導波路を形成する金属壁の厚さは任意で、ミリ波帯フィルタとしての全体の外形は上記実施形態に限定されない。例えば、上記した導波路の連結構造を有するミリ波帯フィルタを、上下に重ね合わされて固定される2つの板状の金属ブロックで構成し、下側の金属ブロックの上面側に、第1導波管21、第2導波管22および連結管23の各導波路をその上面側が開口された状態で切削形成し、これに上側の金属ブロックを重ねて固定することで、各導波路の開口された上面側を閉じて外周が閉鎖された導波路とする構造であってもよい。この場合、二つの金属ブロックの外形は、各導波路の形成に必要な広さ以上であれば任意であり、クランク状以外に、矩形、円形、多角形などであってもよい。
In each of the above embodiments, the outer shape of the
20……ミリ波帯フィルタ、21、22……導波管、23……連結管、50……BPF、51A、51B……ピン、60……BRF、61A、61B……溝 20... Millimeter wave filter, 21 and 22... Waveguide, 23... Connection tube, 50... BPF, 51 A, 51 B... Pin, 60 ... BRF, 61 A, 61 B.
Claims (7)
前記第1導波管と第2導波管の前記短辺側の側面の間に、前記第1導波管の導波路と前記第2導波管の導波路との間を所定口径の導波路で連結させて、前記第1導波管に入射された電磁波の周波数が高くなる程、前記第2導波管への伝搬割合が小さくなるように規制する連結管(23)とを備えたミリ波帯フィルタ。 First ends of waveguides having a rectangular cross section for propagating electromagnetic waves having a predetermined frequency or higher in the millimeter wave band are short-circuited , and are arranged in a state where the short side surfaces surrounding the one end-side waveguides face each other. One waveguide (21) and a second waveguide (22);
A guide having a predetermined diameter is provided between the waveguide of the first waveguide and the waveguide of the second waveguide between the side surfaces of the first waveguide and the second waveguide on the short side. A coupling tube (23) that is coupled by a waveguide and regulates so that a propagation rate to the second waveguide decreases as the frequency of the electromagnetic wave incident on the first waveguide increases. Millimeter wave filter.
前記短絡された一端側から他端側への向きが互いに反対方向となる状態で平行に形成されていることを特徴とする請求項1記載のミリ波帯フィルタ。 The waveguides of the first waveguide and the second waveguide are:
The millimeter-wave band filter according to claim 1, wherein the millimeter-wave band filter is formed in parallel so that directions from the short-circuited one end side to the other end side are opposite to each other .
前記第1導波管と第2導波管の前記短辺側の側面の間に設けた連結管(23)により、前記第1導波管の導波路と前記第2導波管の導波路との間を所定口径の導波路で連結させて、前記第1導波管に入射された電磁波の周波数が高くなる程、前記第2導波管への伝搬割合が小さくなるように規制するミリ波帯の高域減衰方法。The waveguide of the first waveguide and the waveguide of the second waveguide are provided by a connecting tube (23) provided between the short-side surfaces of the first waveguide and the second waveguide. Are connected to each other by a waveguide having a predetermined diameter, and the higher the frequency of the electromagnetic wave incident on the first waveguide, the lower the propagation ratio to the second waveguide. Wave band high-frequency attenuation method.
前記短絡された一端側から他端側への向きが互いに反対方向となる状態で平行に形成したことを特徴とする請求項6記載のミリ波帯の高域減衰方法。7. The millimeter-wave band high-frequency attenuation method according to claim 6, wherein the short-circuited one end side to the other end side are formed in parallel so that the directions are opposite to each other.
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