JP5993389B2

JP5993389B2 - 測定装置

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Publication number: JP5993389B2
Application number: JP2014033168A
Authority: JP
Inventors: 陽平鳥海; 雄一郎奥川; 芳春広島; 高谷　和宏; 和宏高谷
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2014-02-24
Filing date: 2014-02-24
Publication date: 2016-09-14
Anticipated expiration: 2034-02-24
Also published as: JP2015159431A

Description

本発明は、電源線に漏洩する妨害波の電圧を測定するために用いられる測定装置に関する。

通信装置をはじめとする電子機器や太陽電池用の電力変換装置等において、機器または装置で発生して電源線を伝搬する妨害波電圧を測定する際、一般に、正確性および再現性を高めるために擬似電源回路網（AMN :Artificial Mains Network）が使用される。

擬似電源回路網を使用する主な目的は、試験対象装置から見た電源線のコモンモードインピーダンスを一定にすること、および試験対象装置以外の装置からの妨害波電圧を抑制して測定対象から生じる妨害波のみを測定することである。

擬似電源回路網の標準的な仕様はＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）１６-１-２で定義されている（非特許文献１）。その一例を図１に示す。

図１は測定装置１００の概略図である。図１では、９ｋＨｚ〜１５０ｋＨｚの周波数に対応する５０ Ω/５０μＨ+５ΩのＶ型擬似電源回路網１００が示されている。

図１に示すように、測定装置１００の擬似電源回路網１０１には、供給電源２００と、試験対象装置３００と、測定用受信機４００とが接続されている。試験対象装置３００には、供給電源２００からライン（電源線）１，２を介して電力が供給される。この時、試験対象装置３００から発生する妨害波電圧は、カップリングコンデンサＣ５，Ｃ６を介して測定用受信機４００に入力される。

デカップリング部１０２において、ラインＬ１は、インダクタＬ３と直列接続されており、このラインＬ１の分岐点から、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３とが直列接続されている。また、デカップリング部１０２において、ラインＬ２は、インダクタＬ４と直列接続されており、このラインＬ２の分岐点から、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ４とが直列接続されている。このデカップリング１０２の構成によって、供給電源２００から供給される電圧に含まれる妨害波電圧を抑制し、さらには、商用電源周波数（例えば５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）のみを試験対象装置３００へ通過させ、試験対象装置３００に電力を供給するようになっている。

インピーダンス調整部１０３において、ラインＬ１は、インダクタＬ１と直列接続されており、このラインＬ１の分岐点から、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とが直列接続されている。また、インピーダンス調整部１０３において、ラインＬ２は、インダクタＬ２と直列接続されており、このラインＬ２の分岐点から、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とが直列接続されている。このインピーダンス調整部１０３の構成によって、試験対象装置３００から見たインピーダンス特性が、後述する図２で示される擬似電源回路網１０１の基本回路のものと同等になるよう、パラメータ（インダクタ値、コンデンサ容量、抵抗値）が調整されるようになっている。

図１において、コンデンサＣ５の一端はライン１に接続され、他端は、測定用受信機４００または抵抗Ｒ７への切り替えスイッチと接続される。抵抗Ｒ５の一端は、コンデンサＣ５と上記切り替えスイッチとの間の分岐点で接続され、他端は接地される。

コンデンサＣ６の一端はライン２に接続され、他端は、測定用受信機４００または抵抗Ｒ７へのスイッチと接続される。抵抗Ｒ６の一端は、コンデンサＣ６と上記スイッチとの間の分岐点で接続され、他端は接地される。

図２は擬似電源回路網１０１の基本回路を示す図である。図２に示す基本回路は、５Ωの抵抗１１０と５０μＨのインダクタ１１２との直列回路と、５０Ωの抵抗１１１との並列回路で構成される。

CISPR規格に関する情報通信審議会答申（CISPR16-1シリーズ）、第二編４章「疑似電源回路網」、付則Ａ「疑似電源回路網」http://www.emcc-info.net/cispr/pdf/cispr16-1_070726.pdf CISPR16-1-2 Amendment 2, 2006-7, 4 "Artificial mains networks", Annex A "Artificial mains network"

非特許文献１の擬似電源回路網は、妨害波を測定するように構成されているものの、９ｋＨｚ未満の周波数帯域には対応していないため、９ｋＨｚ未満の妨害波電圧を正しく測定することができない。

一方、図１に示した測定装置１００を９ｋＨｚ未満の低周波域に対応させるようにした場合、下記（１）および（２）のような問題が生じる。

（１）CISPR16-1-2では、５０Ω /５０ μＨ+５ΩのＶ型擬似電源回路網のインピーダンスを図２で示した基本回路のものと同等とし、許容偏差としてインピーダンスの大きさを±２０％以内、位相角を±１１.５％以内にするよう規定している。なお、位相角については、非特許文献１では規定されていないが、ＣＩＳＰＲの最新版である非特許文献２においては規定されている。

上述した規定を満足するための部品パラメータの推奨値は、CISPR16-1-2のAnnex Aに記載されている。しかし、そのままの値では９ｋＨｚ未満の周波数帯でインピーダンスおよび位相角ともに許容偏差を超えてしまう。具体的には、４ｋＨｚ付近でインピーダンスが規定された許容偏差を上回ってしまう。

キャパシタＣ１，Ｃ２の値を大きくすればインピーダンスは下がることになるが、Ｃ１，Ｃ２の値を大きくすると商用電源周波数（例えば５０Ｈｚ/６０Ｈｚ）におけるライン１，２と、基準接地点（図１に示したグラウンド）との間のインピーダンスが低下し、商用電源周波数での漏えい電流が増加する。

９ｋＨｚ未満の周波数帯で、インピーダンスおよび位相角ともに許容偏差を得るため、仮にキャパシタＣ１，Ｃ２を規定の８μＦから７５μＦに変更した場合、商用周波数（５０Ｈｚ/６０Ｈｚ）におけるライン１，２と基準接地点との間のインピーダンスは約３４ Ωとなり、電圧が５０Ｖであれば約１.５Ａで無視できない程度の電流が流れることになる。

（２）測定用受信機４００へ接続するカップリングコンデンサＣ５，Ｃ６の容量規定値は０．２５μＦとなる。しかし、この値では９ｋＨｚ未満で電圧利得が低下するため正確な測定ができない。

一方、Ｃ５，Ｃ６の値を大きくすれば電圧利得は向上するが、値を大きくすると電源周波数帯での電圧利得も増加するため、商用電源電圧として大電圧が印加された場合、測定用受信機４００の回路が飽和する可能性が大きくなる。

本発明は、上記のような状況下においてなされたものであり、従来よりも低い周波数帯域において正確に妨害波電圧を測定するための擬似電源回路網、すなわち測定装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するための測定装置は、供給電源側の電源線から入力される妨害波を抑制し、電源周波数成分のみを試験対象装置側へ通過させるデカップリング部と、前記デカップリング部と接続され、前記試験対象装置側から見たインピーダンスを所定の特性に変換するためのインピーダンス調整部と、前記試験対象装置から生じる妨害波を測定用受信機側へ通過させるカップリングコンデンサとを備え、前記インピーダンス調整部は、前記電源線とグラウンドとの間に直列接続され、前記電源周波数成分を通過しないよう開放型帯域除去フィルタを有する。

本発明によれば、従来よりも低い周波数帯域において正確に妨害波電圧を測定することができる。

従来の擬似電源回路網の概略図である。従来の擬似電源回路網において、試験対象装置から見たインピーダンス特性の調整例を示す等価回路である。第１実施形態の測定装置の構成例を示す図である。１Ｈｚ〜１ｋＨｚの周波数とインピーダンスとの関係を示す図である。１ｋＨｚ〜１０ｋＨｚの周波数とインピーダンスとの関係を示す図である。第１実施形態の開放型帯域除去フィルタの構成例を示す図である。第２実施形態の測定装置の構成例を示す図である。第３実施形態の測定装置の構成例を示す図である。

＜第１実施形態＞
以下、本発明の測定装置の第１実施形態について説明する。

[測定装置の構成]
図３は、本実施形態の測定装置１の構成例を示す図である。この測定装置１の擬似電源回路網１０は、デカップリング部１１と、インピーダンス調整部１２と、カップリングコンデンサＣ５，Ｃ６とを備える。

デカップリング部１１は、供給電源２０側のライン（電源線）Ｌ１，Ｌ２から入力される妨害波を抑制し、電源周波数成分のみを試験対象装置３０側へ通過させるように構成されている。

インピーダンス調整部１２は、デカップリング部１１と接続され、試験対象装置３０側から見たインピーダンスを所定の特性に変換するように構成されている。

カップリングコンデンサＣ５，Ｃ６の一端は、それぞれラインＬ１，Ｌ２の分岐点と接続され、試験対象装置３０から生じる妨害波を測定用受信機４０側へ通過させるようになっている。

本実施形態において、インピーダンス調整部１２は、ラインＬ１，Ｌ２とグラウンドとの間に直列接続され、開放型帯域除去フィルタ１４，１５を有する。帯域除去フィルタ１４，１５の構成によって、電源周波数成分が通過しないようになっている。これにより、インピーダンス調整部１２内で交流漏えい電流が増加するのが抑制される。

本実施形態では、除去する帯域を電源周波数帯に設定することで、電源周波数帯のインピーダンスが高くなり、交流漏えい電流が抑制される。

除去する帯域以外においては、インピーダンスを小さくして所望のインピーダンス特性になるよう、フィルタ１４，１５の部品パラメータを調整してもよい。あるいは、インピーダンスを調整するための部品を新たに追加してもよい。

図４〜図５は、ライン１，２と基準接地点（図３で示したグラウンド）との間のインピーダンス特性のシミュレーション結果を説明するための図である。なお、図４において、横軸は１Ｈｚ〜１ｋＨｚの周波数、図５において横軸は１ｋＨｚ〜１０ｋＨｚの周波数、を示す。図４および図５の縦軸はともにインピーダンスを示す。

図４および図５の例では、電源周波数が６０Ｈｚのときに、２ｋＨｚ〜１５０ｋＨｚの妨害波電圧の測定に使用する擬似電源回路網を設計した場合の例を示している。

図４および図５において、本実施形態の測定装置１０の場合、すなわちフィルタ１４，１５を使用した場合のインピーダンス特性を実線で示している。また、図４および図５において、一点鎖線はCISPR16-1-2の推奨回路（図１）の場合のインピーダンス特性、破線は図１に示した擬似電源回路網１００のコンデンサＣ１，Ｃ２の値を大きくした場合のインピーダンス特性、を示す。

図４に示すシミュレーション結果ｄ１のように、推奨回路の場合、電源周波数（６０Ｈｚ）において、高いインピーダンスが確保できているが、測定対象周波数の２ｋＨｚ〜９ｋＨｚの帯域でもインピーダンスが全体的に高くなってしまう。また、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量を大きくした場合（図４の破線）、２ｋＨｚ〜９ｋＨｚの帯域ではインピーダンスは低く抑えられるが、電源周波数のインピーダンスが低くなるため漏えい電流が増加する。

一方、本実施形態の開放型帯域除去フィルタ１４，１５を用いた場合（実線）、図４に示すように、２ｋＨｚ〜９ｋＨｚ帯域のインピーダンスが低くなり、さらに、電源周波数の帯域だけインピーダンスを高くすることができる。

さらに、図５に示すシミュレーション結果ｄ２のように、本実施形態の開放型帯域除去フィルタ１４，１５を用いた場合（実線）、１ｋＨｚ〜１０ｋＨｚにおいて、インピーダンスはほぼ一定の値となる。

図４および図５から、本実施形態の測定装置１の場合、所望のインピーダンス特性が得られることがわかる。

［開放型帯域除去フィルタの構成例］
図６は、開放型帯域除去フィルタ１４，１５として並列共振回路を用いた場合の測定装置１を示している。図６が図３と異なるのは、開放型帯域除去フィルタ１４，１５のみであるため、開放型帯域除去フィルタ１４，１５のみについて以下説明する。

図６に示す並列共振回路１４は、インダクタＬ８とコンデンサＣ８との並列回路で構成される。並列共振回路１５は、インダクタＬ９とコンデンサＣ９との並列回路で構成される。

漏えい電流を抑制するためには、その電流の周波数を共振周波数に設定すればよい。例えば６０Ｈｚに設定することで商用周波数の漏えい電流が、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して基準接地点に流れることを防止することができる。各並列共振回路１４，１５を２つの受動素子のみで構成することで、測定装置１０の部品点数を減らし、設計を容易にすることができる。また、測定装置１の擬似電源回路網１０のコストを低く抑えることができる。

以上説明した本実施形態の測定装置１では、帯域除去フィルタ１４，１５の構成によって、インピーダンス調整部１２内で交流漏えい電流が増加するのが抑制され、従来よりも低周波数帯、例えば９ｋＨｚ未満の周波数帯において妨害波電圧を測定することができる。

＜第２実施形態＞
以下、本発明の測定装置の第２実施形態について説明する。

本実施形態の測定装置１Ａが第１実施形態（図６）と異なるのは、擬似電源回路網１０Ａにハイパスフィルタ１６，１７をさらに備えた点のみであるため、この点のみについて以下説明する。

図７は、第２実施形態の測定装置１Ａの構成例を示す図である。この測定装置１Ａでは、前述の測定装置１０と異なり、ハイパスフィルタ１６，１７をそれぞれコンデンサＣ５，Ｃ６に接続されるように構成されている。ハイパスフィルタ１６，１７は、商用電源周波数よりも高い周波数帯域を通過させる。このハイパスフィルタ１６，１７の構成によって、第１実施形態の効果を有するほか、測定用受信機４０の入力回路が飽和しない周波数帯で動作することとなり、上記入力回路の飽和を防止させる点に特徴がある。

＜第３実施形態＞
以下、本発明の測定装置の第３実施形態について説明する。

本実施形態の測定装置１Ｂが第１実施形態（図６）と異なるのは、（擬似電源回路網１０Ｂに開放型帯域除去フォルタ１８，１９をさらに備えた点のみであるため、この点のみについて以下説明する。

図８は、第３実施形態の測定装置１Ｂの構成例を示す図である。この測定装置１Ｂでは、前述の測定装置１０と異なり、開放型帯域除去フォルタ１８，１９をそれぞれコンデンサＣ５，Ｃ６に接続されるように構成されている。開放型帯域除去フォルタ１８，１９は、商用電源周波数を除去するように設定される。この開放型帯域除去フォルタ１８，１９の構成によって、第１実施形態の効果を有するほか、測定用受信機４０の入力回路が飽和しない周波数帯で動作することとなり、上記入力回路の飽和を防止させる点に特徴がある。

以上、各実施形態について詳述してきたが、具体的な構成は各実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更なども可能である。

例えば、各実施形態の測定装置１，１Ａ，１Ｂでは、図１に示した擬似電源回路網１００のコンデンサＣ１，Ｃ２に代えて、フィルタ１４，１５を挿入した場合について説明したが、コンデンサＣ１，Ｃ２を備えた状態で、さらにフィルタ１４，１５を挿入するように構成してもよい。このようにしても、所望のインピーダンス特性を実現することができる。

商用電源周波数は適宜変更することができる。

１，１Ａ，１Ｂ測定装置
１１デカップリング部
１２インピーダンス調整部
１４，１５，１８，１９開放型帯域除去フィルタ
１６，１７ハイパスフィルタ
Ｃ５，Ｃ６カップリングコンデンサ

Claims

測定装置であって、
供給電源側の電源線から入力される妨害波を抑制し、電源周波数成分のみを試験対象装置側へ通過させるデカップリング部と、
前記デカップリング部と接続され、前記試験対象装置側から見たインピーダンスを所定の特性に変換するためのインピーダンス調整部と、
前記試験対象装置から生じる妨害波を測定用受信機側へ通過させるカップリングコンデンサと
を備え、
前記インピーダンス調整部は、前記電源線とグラウンドとの間に直列接続され、前記電源周波数成分を通過しないよう開放型帯域除去フィルタを有することを特徴とする測定装置。
前記開放型帯域除去フィルタは、並列共振回路であることを特徴とする請求項１に記載の測定装置。
前記電源線と前記測定用受信機との間にハイパスフィルタをさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の測定装置。
前記電源線と前記測定用受信機との間に開放型帯域除去フィルタをさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の測定装置。