JP5992860B2 - マーチャントバラン - Google Patents

Description

本発明は、高周波電気信号を扱う回路技術、特にマーチャントバランに関するものである。

高周波回路において、差動増幅器やギルバートミキサ等の、１８０度位相差の信号を用いた回路構成（差動対）は頻繁に用いられる。差動対を用いる上で重要となる基本回路として、１８０度位相差信号生成回路（バラン）がある。特に、集積回路内部に製作可能なバランは、小型化、低コスト化が可能であり、重要である。

従来の集積回路型のバランとして、ラットレースカプラ（非特許文献１）が知られている。ラットレースカプラは、使用周波数の１／４波長の長さを持つ３つの線路と、使用周波数の３／４波長の長さを持つ１つの線路とを組み合わせた構成のバランであるが、比帯域が小さいという問題がある。

また、コプレーナ―スロット変換回路（非特許文献２）もバランとして知られている。コプレーナ―スロット変換回路は、不平衡線路であるコプレーナ線路と平衡線路であるスロット線路とをエアブリッジで接続し、バランとして用いるものであるが、スロット線路を用いるため、回路規模が大きくなるという問題、また、スロット線路の伝搬損失が大きいため、過剰損失が大きくなるという問題がある。

比帯域が大きく低損失なバランとして、結合線路を用いたマーチャントバラン（非特許文献３）が挙げられる。マーチャントバランの回路図を図１９に示す。マーチャントバランの単相入力端子をＩ／Ｏ１とし、差動出力端子をＩ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３とする。ここで、Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３は、以下に述べるように、２つの結合線路の端子であるが、端子Ｉ／Ｏ１を有する側の結合線路の端子をＩ／Ｏ２とする。マーチャントバランは、使用周波数の１／４波長の長さの第１の伝送線路Ｃ１ａおよび同じ長さの第２の伝送線路Ｃ１ｂから成る第１の結合線路Ｃ１と、使用周波数の１／４波長の長さの第３の伝送線路Ｃ２ａおよび同じ長さの第４の伝送線路Ｃ２ｂから成る第２の結合線路Ｃ２とから成っている。

第１の伝送線路Ｃ１ａの一方の端子１ａ１は、マーチャントバランの単相入力端子Ｉ／Ｏ１に接続されている。第１の伝送線路Ｃ１ａの他方の端子１ａ２と第３の伝送線路Ｃ２ａの一方の端子２ａ１とが接続されている。第３の伝送線路Ｃ２ａの他方の端子２ａ２は、開放されている。第２の伝送線路Ｃ１ｂは、単相入力端子Ｉ／Ｏ１に近い方の端子１ｂ１が接地されており、単相入力端子Ｉ／Ｏ１から遠い方の端子１ｂ２が正相側の差動出力端子Ｉ／Ｏ２に接続されている。第４の伝送線路Ｃ２ｂは、端子２ａ１に近い方の端子２ｂ１が逆相側の差動出力端子Ｉ／Ｏ３に接続され、差動出力端子Ｉ／Ｏ３から遠い方の端子２ｂ２が接地されている。

図１９のマーチャントバランの動作原理を簡単に説明する。今、差動出力端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３に完全に１８０度位相差の信号、例えば正弦波が入力されているとする。この場合に、単相信号が単相入力端子Ｉ／Ｏ１から出力されることを説明する。すなわち、マーチャントバランの、１８０度位相差信号を単相信号に変換する動作の原理を説明する。端子Ｉ／Ｏ２の信号位相を１８０度、端子Ｉ／Ｏ３の信号位相を０度とする。マーチャントバランは、２つの結合線路Ｃ１，Ｃ２より成る。両結合線路ともに、１つの端子は接地されている。

このような結合線路においては、図２０に示すように、伝送線路Ｃ２０ｂの端子２０ｂ２から入力された信号は伝送線路Ｃ２０ａの両端の端子２０ａ１，２０ａ２から出力されるが、その際に、端子２０ａ１は端子２０ｂ２に対して位相が９０度進み、端子２０ａ２には端子２０ｂ２と同位相の信号が出力されるという特徴を持つ。したがって、結合線路Ｃ１においては、端子Ｉ／Ｏ２に位相１８０度の信号が入力されると、端子１ａ１から位相２７０度の信号が出力され、端子１ａ２から位相１８０度の信号が出力される。同様に、結合線路Ｃ２においては、端子Ｉ／Ｏ３に位相０度の信号が入力されると、端子２ａ２から位相９０度の信号が出力され、端子２ａ１から位相０度の信号が出力される。これらの信号が重ね合わされた結果として、単相入力端子Ｉ／Ｏ１にどのような信号が出力されるかを考える。

まず、互いに接続されている端子１ａ２，２ａ１からは１８０度位相差の信号が出力されることになるから、ここでは信号が互いに打ち消しあう。ゆえに、端子１ａ１に出力される位相０度の信号と端子２ａ２に出力される位相９０度の信号との重ね合わせを考えればよい。今、結合線路Ｃ１，Ｃ２を構成する伝送線路Ｃ１ａ，Ｃ２ａが使用周波数の４分の１波長に相当する長さを有することに着目すれば、端子Ｉ／Ｏ３に位相０度で入力されて、端子２ａ２において９０度の位相を有していた信号は、端子１ａ１に届くまでに２つの伝送線路Ｃ２ａ，Ｃ１ａを通過するから、合計で１８０度位相が回転することが判る。したがって、端子２ａ２から端子１ａ１に届いた信号は、９０度＋１８０度で２７０度の位相を持つことが判る。この位相は、端子Ｉ／Ｏ２から入力されて端子１ａ１に出現する信号と同位相である。このため、信号の強め合いが生じて、結果として端子Ｉ／Ｏ１には単相信号が現れる。以上より、端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３に入力された１８０度位相差の信号が電力損失無く端子Ｉ／Ｏ１から単相信号として取り出されることが判る。以上がマーチャントバランの簡単な動作原理である。

マーチャントバランの特徴として、結合線路を用いた９０度移相器を用いていることが挙げられる。一般に、結合線路を用いた９０度移相器は４分の１波長線路を用いた通常の９０度移相器よりも広帯域な特性を有するから、マーチャントバランの特性は、前記のラットレースカプラよりも広帯域なものとなる。また、スロット線路を用いないために、前記のコプレーナ―スロット変換回路よりも過剰損失が少ない。

Reed J.，Wheeleer G.J.，"A Method of Analysis of Symmetrical Four-Port Networks"，IEEE Trans.Microwave Theory Tech.，vol.MTT-4，pp.246-252，June 1956 T.Hirota，Y.Tarusawa，and H.Ogawa，"Uniplanar MMIC hybrids-A proposed New MMIC structure"，IEEE Trans.Microwave Theory Tech.，vol.MTT-35，pp.576-581，June 1987 J.-X.Liu，C.-Y.Hsu，H.-R.Chuang，and C.-Y.Chen，"A 60-GHz Millimeter-wave CMOS Marchand Balun"，2007 Radio Frequency Integrated Circuits Symposium，pp.445-448，June 2007

しかしながら、マーチャントバランを実際に集積回路として用いる場合には、以下の問題点が生じる。原理的には第１の結合線路Ｃ１と第２の結合線路Ｃ２とは、端子１ａ２，２ａ１を介して距離０で接続されているが、現実にはこのような回路を作成することは難しい。なぜなら、差動出力端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３は有限の線路幅、線路間隔を持つ線路であって、これらを隣接して配置するためには、端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３間の間隔を少なくとも出力線路２本分の長さだけ確保することが必要となるからである。この場合、図２１に示すように、結合線路Ｃ１，Ｃ２の間には、最低でも出力線路２本分の長さを有する線路Ｍ１を挿入する必要が生じる。特に、出力信号を互いに電磁気結合した差動信号としてではなく、電磁気的に独立した１８０度位相差信号として取り出す場合には、出力信号の間隔を広く確保する必要があるため、線路Ｍ１の長さを十分に長くとる必要が生じる。

使用周波数が低い場合には、線路Ｍ１の長さを信号波長よりも十分小さくできるため、線路Ｍ１での信号の位相回転は問題にならないが、ミリ波帯以上の周波数帯においては、線路Ｍ１での信号の位相回転が無視できなくなり、端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３から出力される信号の等振幅および１８０度位相差が維持できなくなる。また、マーチャントバランは、端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３から出力される信号が１８０度位相差である時にインピーダンス整合が取れる回路構成であるから、上記１８０度位相差からのずれにより、マーチャントバランの反射特性も劣化し、比帯域が減少する。

以上の観点から、マーチャントバランを良好な１８０度位相差分配器として用いるためには、現実にマーチャントバランを製作する際に生じる中間線路の影響を考慮した設計が必要となる。このような設計は、設計周波数が高くなる、ミリ波・テラヘルツ波領域における回路や、高ボーレート（Baud-rate）の光通信用回路を製作する際に重要となる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、中間線路の付加に伴うマーチャントバランの性能劣化を補償し、良好な特性で動作する現実に即した形態のマーチャントバランを提供することを目的とする。

本発明のマーチャントバランは、使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第１、第２の伝送線路からなる第１の結合線路と、使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第３、第４の伝送線路からなる第２の結合線路と、前記第１の伝送線路と前記第３の伝送線路との間に挿入された中間線路と、前記第２の伝送線路と接地との間に挿入された付加線路とを備え、前記第１の伝送線路の一端の第１の端子は、マーチャントバランの単相入力端子に接続され、前記中間線路は、前記第１の伝送線路の他端の第２の端子と前記第３の伝送線路の一端の第１の端子との間に挿入され、前記第３の伝送線路の他端の第２の端子は、開放され、前記付加線路は、前記単相入力端子に近い方にある前記第２の伝送線路の第１の端子と接地との間に挿入され、前記単相入力端子から遠い方にある前記第２の伝送線路の第２の端子は、マーチャントバランの正相側の差動出力端子に接続され、前記第３の伝送線路の第１の端子に近い方にある前記第４の伝送線路の第１の端子は、マーチャントバランの逆相側の差動出力端子に接続され、前記第３の伝送線路の第１の端子から遠い方にある前記第４の伝送線路の第２の端子は、接地されていることを特徴とするものである。

また、本発明のマーチャントバランは、使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第１、第２の伝送線路からなる第１の結合線路と、使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第３、第４の伝送線路からなる第２の結合線路と、前記第１の伝送線路と前記第３の伝送線路との間に挿入された中間線路と、前記第４の伝送線路と接地との間に挿入された付加線路とを備え、前記第１の伝送線路の一端の第１の端子は、マーチャントバランの単相入力端子に接続され、前記中間線路は、前記第１の伝送線路の他端の第２の端子と前記第３の伝送線路の一端の第１の端子との間に挿入され、前記第３の伝送線路の他端の第２の端子は、開放され、前記単相入力端子に近い方にある前記第２の伝送線路の第１の端子は、接地され、前記単相入力端子から遠い方にある前記第２の伝送線路の第２の端子は、マーチャントバランの正相側の差動出力端子に接続され、前記第３の伝送線路の第１の端子に近い方にある前記第４の伝送線路の第１の端子は、マーチャントバランの逆相側の差動出力端子に接続され、前記付加線路は、前記第３の伝送線路の第１の端子から遠い方にある前記第４の伝送線路の第２の端子と接地との間に挿入されていることを特徴とするものである。

また、本発明のマーチャントバランの１構成例において、前記付加線路の長さは、前記正相側の差動出力端子から前記単相入力端子へのＳパラメータの絶対値の高周波側のカットオフ周波数と前記逆相側の差動出力端子から前記単相入力端子へのＳパラメータの絶対値の高周波側のカットオフ周波数とが同程度となるように、設定される。
また、本発明のマーチャントバランは、使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第１、第２の伝送線路からなる第１の結合線路と、使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第３、第４の伝送線路からなる第２の結合線路と、前記第１の伝送線路と前記第３の伝送線路との間に挿入された中間線路と、前記第２の伝送線路と接地との間に挿入された第１の付加線路と、前記第４の伝送線路と接地との間に挿入された第２の付加線路とを備え、前記第１の伝送線路の一端の第１の端子は、マーチャントバランの単相入力端子に接続され、前記中間線路は、前記第１の伝送線路の他端の第２の端子と前記第３の伝送線路の一端の第１の端子との間に挿入され、前記第３の伝送線路の他端の第２の端子は、開放され、前記第１の付加線路は、前記単相入力端子に近い方にある前記第２の伝送線路の第１の端子と接地との間に挿入され、前記単相入力端子から遠い方にある前記第２の伝送線路の第２の端子は、マーチャントバランの正相側の差動出力端子に接続され、前記第３の伝送線路の第１の端子に近い方にある前記第４の伝送線路の第１の端子は、マーチャントバランの逆相側の差動出力端子に接続され、前記第２の付加線路は、前記第３の伝送線路の第１の端子から遠い方にある前記第４の伝送線路の第２の端子と接地との間に挿入され、前記第１、第２の付加線路の長さは、前記正相側の差動出力端子から前記単相入力端子へのＳパラメータの絶対値の高周波側のカットオフ周波数と前記逆相側の差動出力端子から前記単相入力端子へのＳパラメータの絶対値の高周波側のカットオフ周波数とが同程度となるように、設定されることを特徴とするものである。

本発明によれば、マーチャントバランの通常接地される端子を、付加線路を介して接地することにより、中間線路の付加に伴うマーチャントバランの性能劣化を補償することができる。その結果、本発明では、良好な特性で動作する現実に即した形態のマーチャントバランを提供することができる。

本発明の第１の実施の形態に係るマーチャントバランの構成を示す図である。 図１９の従来のマーチャントバランの小信号振幅周波数特性の計算結果を示す図である。 図２１の従来のマーチャントバランの小信号振幅周波数特性の計算結果を示す図である。 図１９の従来のマーチャントバランの小信号位相周波数特性の計算結果を示す図である。 図２１の従来のマーチャントバランの小信号位相周波数特性の計算結果を示す図である。 図１９の従来のマーチャントバランに付加線路を追加した場合の小信号振幅周波数特性の計算結果を示す図である。 図１９の従来のマーチャントバランに付加線路を追加した場合の小信号位相周波数特性の計算結果を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るマーチャントバランの小信号振幅周波数特性の計算結果を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るマーチャントバランの小信号位相周波数特性の計算結果を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るマーチャントバランの比帯域を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るマーチャントバランの出力信号の振幅誤差を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るマーチャントバランの出力信号の位相誤差を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係るマーチャントバランの構成を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係るマーチャントバランの小信号振幅周波数特性の計算結果を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係るマーチャントバランの小信号位相周波数特性の計算結果を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係るマーチャントバランの構成を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係るマーチャントバランの小信号振幅周波数特性の計算結果を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係るマーチャントバランの小信号位相周波数特性の計算結果を示す図である。 従来のマーチャントバランの構成を示す図である。 １端子を接地した結合線路の動作原理を説明する図である。 中間線路を有するマーチャントバランの構成を示す図である。

［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態に係るマーチャントバランの構成を示す図である。従来と同様に、単相信号が入力される端子をＩ／Ｏ１とし、１８０度位相差信号が出力される端子をＩ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３とする。マーチャントバランは、使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第１、第２の伝送線路Ｃ１ａ，Ｃ１ｂからなる第１の結合線路Ｃ１と、使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第３、第４の伝送線路Ｃ２ａ，Ｃ２ｂからなる第２の結合線路Ｃ２とを備えている。

第１の伝送線路Ｃ１ａの一方の端子１ａ１は、マーチャントバランの単相入力端子Ｉ／Ｏ１に接続されている。第１の伝送線路Ｃ１ａの他方の端子１ａ２と第３の伝送線路Ｃ２ａの一方の端子２ａ１との間には、中間線路Ｍ１が挿入されている。第３の伝送線路Ｃ２ａの他方の端子２ａ２は、開放されている。第２の伝送線路Ｃ１ｂの２つの端子１ｂ１，１ｂ２のうち、単相入力端子Ｉ／Ｏ１に近い方の端子１ｂ１は付加線路Ｌｂ１を介して接地されており、単相入力端子Ｉ／Ｏ１から遠い方の端子１ｂ２は、正相側の差動出力端子Ｉ／Ｏ２に接続されている。第４の伝送線路Ｃ２ｂの２つの端子２ｂ１，２ｂ２のうち、端子２ａ１に近い方の端子２ｂ１は逆相側の差動出力端子Ｉ／Ｏ３に接続され、差動出力端子Ｉ／Ｏ３から遠い方の端子２ｂ２は接地されている。

なお、本発明において、線路の長さとは、信号伝送方向に沿った寸法のことを言う。例えば線路Ｃ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｍ１であれば、図１の左右方向の寸法が長さであり、線路Ｌｂ１であれば、図１の上下方向の寸法が長さである。

図２１に示した従来のマーチャントバランでは、中間線路Ｍ１で生じる信号の位相回転により、差動出力端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３に現れる出力信号の振幅誤差と１８０度からの位相誤差とが生じ、比帯域も減少することが問題であった。
本実施の形態では、この問題を解決する方法を提供する。以下の説明では、簡単のために結合線路Ｃ１，Ｃ２は同じ物理的寸法を持つと仮定するが、原理的には結合線路Ｃ１，Ｃ２の物理的寸法が異なっていても同様の議論が成立する。また、本発明は、広帯域特性を得るために結合線路部分を多段構成にしたマーチャントバラン（文献「G.Y.Chen，J.S.Sun，“Stepped Coupled Lines for Bandwidth Enhanced Balun Design”，2005 International Symposium on Antenna and Propagation (2005 ISAP)，Seoul，Korea，pp.825-828，Aug.2005」参照）にも適用できるものである。

また、入出力端子Ｉ／Ｏ１，Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３に接続されるインピーダンスは、必ずしも５０Ωに限られなくともよい。マーチャントバランの入出力端子Ｉ／Ｏ１，Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３に接続される回路のインピーダンスに整合が取れるようにマーチャントバランの回路寸法を調整することは通常可能であり、そのような場合においても、本発明を適用することは可能である。

本実施の形態の動作原理を説明する。以下の議論では、図１において、基板厚３００μｍ、特性インピーダンス１２０Ω、線路長４２５μｍのマイクロストリップ線路を用いた４個のマーチャントバランにおいて説明を行うが、原理的にはコプレーナ線路等、どのような線路形態を用いても、同様の議論が成り立つ。

単相入力端子Ｉ／Ｏ１をポート１、差動出力端子Ｉ／Ｏ２をポート２、差動出力端子Ｉ／Ｏ３をポート３として小信号解析を行った場合の、ポート１からポート２へのＳパラメータＳ２１、ポート１からポート３へのＳパラメータＳ３１の絶対値の周波数特性に着目する。図１９の従来のマーチャントバランの小信号振幅周波数特性の計算結果を図２に示し、特性インピーダンス９０Ω、線路長６０μｍの中間線路Ｍ１を有する図２１の従来のマーチャントバランの小信号振幅周波数特性の計算結果を図３に示す。また、図１９の従来のマーチャントバランの小信号位相周波数特性の計算結果を図４に示し、特性インピーダンス９０Ω、線路長６０μｍの中間線路Ｍ１を有する図２１の従来のマーチャントバランの小信号位相周波数特性の計算結果を図５に示す。

図２より、元来、マーチャントバランでは、Ｓ２１の絶対値の方がＳ３１の絶対値よりも、高周波側のカットオフ周波数が低い傾向にあることが判る。中間線路Ｍ１を付加すると、図３を見れば判るように、Ｓ２１の絶対値の高周波側のカットオフ周波数をさらに下げる効果が働き、比帯域が狭くなる。また、従来のマーチャントバランでは、Ｓ２１の絶対値がカットオフになる周波数よりも少し高い周波数である、１０５ＧＨｚ付近で、１８０度位相差の関係も崩れることが図４より判るが、中間線路Ｍ１の付加に伴い、位相関係が崩れ始める周波数も１００ＧＨｚ程度まで低下することが図５より判る。

マーチャントバランは差動出力端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３に１８０度位相差で信号が出力されるときに５０Ω整合が取れる回路であるから、位相差が１８０度からずれると、必然的に反射特性Ｓ１１も悪化する。反射特性Ｓ１１が悪化する理由は、中間線路Ｍ１での位相回転により、本来同位相であるべき端子１ａ２の信号位相と端子２ａ１の信号位相の関係が崩れることに起因する。

本実施の形態では、中間線路Ｍ１の位相回転による比帯域の減少効果を打ち消す作用をマーチャントバランに付加することで、マーチャントバランの特性を改善することを動作原理としている。具体的には、従来のマーチャントバランでは接地端子であった端子１ｂ１を、付加線路Ｌｂ１を介して接地することで、信号位相に対する中間線路Ｍ１の影響を相殺する。付加線路Ｌｂ１の相殺動作を説明するに当たり、まず、中間線路Ｍ１が無い従来のマーチャントバランに付加線路Ｌｂ１を追加した場合に、どのような特性変化をもたらすかを述べ、その特性変化が中間線路Ｍ１の付加と逆特性の効果をマーチャントバランに与えることを示す。

図１９の従来のマーチャントバランにおいて端子１ｂ１を付加線路Ｌｂ１を介して接地した場合の小信号振幅周波数特性の計算結果を図６に示し、小信号位相周波数特性の計算結果を図７に示す。ここで、付加線路Ｌｂ１は、特性インピーダンスを６１Ω、長さを４０μｍとする。図６を見れば判るように、図２に示した従来のマーチャントバランの特性よりもＳ２１の絶対値の高周波側のカットオフ周波数が高くなっていることが判る。このカットオフ周波数の上昇に伴い、マーチャントバランの高周波側での振幅ずれが解消され、マーチャントバランそのものが広帯域になっていることが判る。

また、従来のマーチャントバランにおけるＳ２１，Ｓ３１の位相関係をみると、Ｓ２１の絶対値がカットオフになる周波数付近において、信号の位相回転が正常に行われなくなり、結果として差動出力端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３間の１８０度位相差の関係も崩れていることが図４より判る。

これに対して、付加線路Ｌｂ１を用いた場合には、図７に示すように、位相回転が正常に行われなくなる周波数が、より高周波側にシフトするので、差動出力端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３間の１８０度位相差の関係が、より広帯域で維持されることが判る。このように、付加線路Ｌｂ１の付加は、マーチャントバランの動作帯域内の高周波側での振幅ずれ、および位相の１８０度からのずれを補償し、マーチャントバランそのものを広帯域化する効果があることが判る。

前記のように、中間線路Ｍ１の付加は、Ｓ２１の絶対値の高周波側のカットオフ周波数を下げる働きを持つから、上記の付加線路Ｌｂ１の効果（Ｓ２１の絶対値の高周波側のカットオフ周波数を上げる働き）とは逆の働きをマーチャントバランに付与することが判る。したがって、マーチャントバランに中間線路Ｍ１がある場合でも、付加線路Ｌｂ１を用いれば、動作を補償することができる。中間線路Ｍ１の長さが６０μｍ、付加線路Ｌｂ１の長さが４０μｍの場合の本実施の形態のマーチャントバランの小信号振幅周波数特性の計算結果を図８に示し、本実施の形態のマーチャントバランの小信号位相周波数特性の計算結果を図９に示す。上記原理に基づき、本実施の形態では、マーチャントバランの差動出力端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３に現れる出力信号の振幅誤差と１８０度からの位相誤差とが改善されていることが判る。

次に、本実施の形態の効果を、比帯域、振幅誤差、位相誤差の観点から説明する。図１０に、本実施の形態のマーチャントバランの比帯域を示す。横軸は中間線路Ｍ１の長さである。図１０の１００は付加線路Ｌｂ１の長さが０μｍの場合の比帯域、１０１は付加線路Ｌｂ１の長さが４０μｍの場合の比帯域、１０２は付加線路Ｌｂ１の長さが６０μｍの場合の比帯域を示している。なお、付加線路Ｌｂ１の長さが０μｍの場合は図２１に示した従来のマーチャントバランと同じ構成となる。ここで、比帯域は、マーチャントバランの単相入力端子Ｉ／Ｏ１における反射成分Ｓ１１が−１０ｄＢ以下になる周波数範囲を、中心周波数で規格化したものとして定義した。

図１０から判るように、付加線路Ｌｂ１の長さが０μｍの従来のマーチャントバランでは、中間線路Ｍ１の長さが大きくなるにしたがって、比帯域が悪化することが判る。一方、本実施の形態では、中間線路Ｍ１の長さに応じて付加線路Ｌｂ１の長さを適切に選べば、比帯域の悪化を抑制することができ、広帯域を維持できることが判る。例えば、中間線路Ｍ１の長さが６０μｍの場合には、付加線路Ｌｂ１の長さを４０μｍにすれば、比帯域を改善することができる。

図１１に、本実施の形態のマーチャントバランの出力信号の振幅誤差を示す。図１１の１１０は付加線路Ｌｂ１の長さが０μｍの場合の振幅誤差、１１１は付加線路Ｌｂ１の長さが４０μｍの場合の振幅誤差、１０２は付加線路Ｌｂ１の長さが６０μｍの場合の振幅誤差を示している。ここで、振幅誤差は、単相入力端子Ｉ／Ｏ１に信号を入力した場合に、差動出力端子Ｉ／Ｏ２から出力される信号の振幅と差動出力端子Ｉ／Ｏ３から出力される信号の振幅との比として定義した。振幅誤差を計算した帯域は、単相入力端子Ｉ／Ｏ１における反射成分Ｓ１１が−１０ｄＢ以下になる帯域内である。図１１は、この帯域内での最大の振幅変化を示している。

図１１から、比帯域の場合と同様に、中間線路Ｍ１の長さに応じて付加線路Ｌｂ１の長さを適切に選べば、出力信号の振幅誤差も低減できることが判る。上記同様に、中間線路Ｍ１の長さが６０μｍの場合には、付加線路Ｌｂ１の長さを４０μｍにすれば、出力信号の振幅誤差を低減することができる。

図１２に、本実施の形態のマーチャントバランの出力信号の位相誤差を示す。図１２の１２０は付加線路Ｌｂ１の長さが０μｍの場合の位相誤差、１２１は付加線路Ｌｂ１の長さが４０μｍの場合の位相誤差、１２２は付加線路Ｌｂ１の長さが６０μｍの場合の位相誤差を示している。ここで、位相誤差は、単相入力端子Ｉ／Ｏ１に信号を入力した場合に、差動出力端子Ｉ／Ｏ２から出力される信号と差動出力端子Ｉ／Ｏ３から出力される信号との位相差の、１８０度からのずれ量として定義した。位相誤差を計算した帯域は、単相入力端子Ｉ／Ｏ１における反射成分Ｓ１１が−１０ｄＢ以下になる帯域内である。図１２は、この帯域内において、差動出力端子Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３に現れる出力信号の位相差の１８０度からのずれ量の最大値を示している。

図１２から、比帯域の場合と同様に、中間線路Ｍ１の長さに応じて付加線路Ｌｂ１の長さを適切に選べば、出力信号の位相誤差も低減できることが判る。上記同様に、中間線路Ｍ１の長さが６０μｍの場合には、付加線路Ｌｂ１の長さを４０μｍにすれば、出力信号の位相誤差を低減することができる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態では、マーチャントバラン動作帯域の高周波側でのＳ２１の絶対値の低下をピーキングすることで、帯域端での出力位相差を１８０度に保ち、マーチャントバランの比帯域を維持できることを説明した。第１の実施の形態で説明したとおり、動作帯域の高周波側でＳ２１の絶対値とＳ３１の絶対値を等しくすることがマーチャントバランの振幅誤差、位相誤差およびリターンロスの低減に有効である。すなわち、第１の実施の形態では、Ｓ２１の絶対値の高周波側のカットオフ周波数をＳ３１の絶対値の高周波側のカットオフ周波数と同程度まで高めることを特徴としている。

一方、本実施の形態では、第１の実施の形態とは逆に、Ｓ３１の絶対値の高周波側のカットオフ周波数をＳ２１の絶対値の高周波側のカットオフ周波数と同程度まで落として、マーチャントバランの特性を改善する例を示す。図１３は、本実施の形態に係るマーチャントバランの構成を示す図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態では、第２の伝送線路Ｃ１ｂの端子１ｂ１を接地し、第４の伝送線路Ｃ２ｂの端子２ｂ２を、付加線路Ｌｂ２を介して接地している。これにより、Ｓ３１の絶対値の高周波側のカットオフ周波数を低くすることができる。

本実施の形態の効果も、第１の実施の形態と同様に、マーチャントバランの小信号特性解析を行うことで確認できる。中間線路Ｍ１の長さが６０μｍ、付加線路Ｌｂ２の長さが１００μｍの場合の本実施の形態のマーチャントバランの小信号振幅周波数特性の計算結果を図１４に示し、本実施の形態のマーチャントバランの小信号位相周波数特性の計算結果を図１５に示す。

図１４によれば、図２１の従来のマーチャントバランの振幅周波数特性（図３）と比較して、８０ＧＨｚの振幅誤差が大幅に低減されていることが判る。振幅誤差が大幅に減った理由は、Ｓ３１の絶対値の高周波側のカットオフ周波数をＳ２１の絶対値の高周波側のカットオフ周波数と同程度まで低下させて、これらのカットオフ周波数の不一致を改善したからである。マーチャントバランの出力信号の位相誤差についても、図２１の従来のマーチャントバランと比較して、改善されていることが図１５より判る。

本実施の形態の場合、出力信号の振幅誤差、位相誤差を改善することができるが、比帯域については第１の実施の形態と比較して、やや少なくなる。その理由は、もともと高い値を有する、Ｓ３１の絶対値のカットオフ周波数を、低い方のＳ２１の絶対値のカットオフ周波数と同じレベルまで落として、これらのカットオフ周波数の誤差を少なくしたからである。しかし、本実施の形態は、中間線路Ｍ１で負の位相回転が起こる場合には有効である。すなわち、中間線路Ｍ１として左手系の線路を用いることがあれば、本実施の形態により、第１の実施の形態と同様の広帯域化を実現することができる。

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。本実施の形態では、上記第１、第２の実施の形態を組み合わせて使用する形態を説明する。図１６は、本実施の形態に係るマーチャントバランの構成を示す図であり、図１、図１３と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態では、第１の実施の形態と同様に第２の伝送線路Ｃ１ｂの端子１ｂ１を、付加線路Ｌｂ１を介して接地し、第２の実施の形態と同様に第４の伝送線路Ｃ２ｂの端子２ｂ２を、付加線路Ｌｂ２を介して接地している。本実施の形態は、第１、第２の実施の形態よりも変数の自由度が増えるため、振幅誤差、位相誤差、および比帯域を第１、第２の実施の形態よりも大きく改善することが可能となる実用度が高い構成である。

本実施の形態は、第１の実施の形態および第２の実施の形態を併用できることに特徴がある。第１の実施の形態の特徴は、第２の伝送線路Ｃ１ｂの端子１ｂ１に設けた付加線路Ｌｂ１により、Ｓ２１の高周波側の振幅特性を改善することで、中間線路Ｍ１の影響を相殺することにあった。また、第２の実施の形態の特徴は、第４の伝送線路Ｃ２ｂの端子２ｂ２に設けた付加線路Ｌｂ２により、Ｓ３１の高周波側の振幅特性をＳ２１と同程度まで劣化させて、中間線路Ｍ１の影響を相殺することにあった。

これに対して、本実施の形態は、上記のとおり第１、第２の実施の形態を併用する形態である。第１の実施の形態では、付加線路Ｌｂ１によってＳ２１の特性をＳ３１に近づけ、第２の実施の形態では、付加線路Ｌｂ２によってＳ３１の特性をＳ２１に近づけることにより、中間線路Ｍ１の影響を相殺しているが、これに伴い、反射特性Ｓ１１の絶対値が最小になる周波数も、帯域の中心からずれることが判る。

例えば図８は第１の実施の形態のマーチャントバランの振幅周波数特性を示しているが、反射特性Ｓ１１の絶対値が最小になる周波数は８５ＧＨｚとなっている。また、図１４は第２の実施の形態のマーチャントバランの振幅周波数特性を示しているが、反射特性Ｓ１１の絶対値が最小になる周波数は５０ＧＨｚとなっている。図２に示した従来のマーチャントバランの振幅周波数特性では、反射特性Ｓ１１の絶対値が最小になる周波数が６０ＧＨｚである。したがって、第１の実施の形態では、反射特性Ｓ１１の絶対値が最小となる周波数が高域に移動し、第２の実施の形態では、反射特性Ｓ１１の絶対値が最小となる周波数が低域に移動していることになる。すなわち、反射特性Ｓ１１に着目すれば、第１、第２の実施の形態では、マーチャントバランの中心周波数が変化しているといえる。

一方、本実施の形態では、第１、第２の実施の形態の効果を重ね合わせることで、反射特性Ｓ１１の絶対値が最小となる周波数を変化させずに、中間線路Ｍ１の影響を相殺することができる。中間線路Ｍ１の長さが６０μｍ、付加線路Ｌｂ１の長さが６０μｍ、付加線路Ｌｂ２の長さが２０μｍの場合の本実施の形態のマーチャントバランの小信号振幅周波数特性の計算結果を図１７に示し、本実施の形態のマーチャントバランの小信号位相周波数特性の計算結果を図１８に示す。

図１７によれば、反射特性Ｓ１１の絶対値が最小となる周波数は６５ＧＨｚとなっており、中間線路Ｍ１および付加線路Ｌｂ１，Ｌｂ２を備えていない従来のマーチャントバランと、ほぼ同じＳ１１の特性を持っていることが判る。また、本実施の形態では、第１、第２の実施の形態と比較して変数の自由度が増えるため、Ｓ２１の絶対値とＳ３１の絶対値の不一致を、より高精度に改善できていることも判る。マーチャントバランの出力信号の位相誤差についても、大幅に改善されていることが図１８より判る。

本発明は、差動増幅器やバランス型ミキサを広帯域に動作させる場合に重要である。特に、高周波信号（ＲＦ（Radio Frequency）信号）と中間周波信号（ＩＦ（Intermediate Frequency）信号）の周波数差を十分大きくしてバランス型ミキサを使用する場合には、大きな比帯域で動作するマーチャントバランが必要となる。なぜなら、局発信号（ＬＯ（Local Oscillator）信号）の周波数を固定した場合には、ＲＦ信号の帯域幅とＩＦ信号の帯域幅は変化しないが、ＲＦ信号のＩＦ信号の中心周波数が大きく変化するため、ＩＦ信号のカバーする比帯域が非常に大きくなってしまうからである。

このような比帯域の広いＩＦ信号帯をカバーするような１８０度位相差分配器としては、マーチャントバランが有効であり、本発明を応用することができる。ＬＯ信号をＲＦ信号と同じ帯域幅だけ掃引すれば、ＩＦ信号の周波数を固定することができるため、ＩＦ信号のカバーする比帯域が非常に大きくなってしまうという問題は回避できる。しかしながら、１００ＧＨｚ以上の周波数帯においては、十分大きな信号強度を持ち、かつ位相誤差が少なく、掃引可能なＬＯ信号源は実現が非常に難しいという問題が有る。したがって、本発明は、特に１００ＧＨｚ以上のＲＦ信号を扱うバランスミキサにおいて、ＩＦ信号用の１８０度位相差合波器として有力である。

また、上記のような高周波における高性能な掃引可能ＬＯ信号源が発明された場合においても、ＬＯ信号の周波数はＲＦ信号の周波数より通常低く、その比帯域はＲＦ信号よりも広くなるため、ＬＯ信号をバランスさせてバランスミキサを構成する場合には、広帯域動作する１８０度位相差分波器が重要となる。また、一般に、測定器、スペクトル分析器には広帯域動作が求められる。特に、１００ＧＨｚ以上の信号を測定する場合、測定は導波管ベースで行われるが、スペクトラムアナライザは、ある導波管の帯域をすべてカバーすることが望まれる。

したがって、測定器のフロントエンドを構成するダウンコンバージョンミキサにおいて、ＲＦ信号をバランス構成にする場合、ＲＦ信号に対する広帯域な１８０度位相差分配器も重要となる。たとえば、Ｆ帯（９０ＧＨｚ−１４０ＧＨｚ）全域をカバーする場合、比帯域４３％で動作する１８０度位相差分配器が必要となり、ここでも本発明を利用することができる。特に、このような高い周波数帯においては、伝送線路内波長が数百μｍ程度まで短くなるため、中間線路が短くとも、発生する位相回転は無視しえなくなってくる。このような場合において、本実施の形態は非常に有効である。

本発明は、高周波電気信号を扱う回路技術に適用することができる。

Ｉ／Ｏ１…単相入力端子、Ｉ／Ｏ２，Ｉ／Ｏ３…差動出力端子、Ｃ１，Ｃ２…結合線路、Ｃ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ…伝送線路、１ａ１，１ａ２，１ｂ１，１ｂ２，２ａ１，２ａ２，２ｂ１，２ｂ２…端子、Ｍ１…中間線路、Ｌｂ１，Ｌｂ２…付加線路。

Claims (4)

1. 使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第１、第２の伝送線路からなる第１の結合線路と、
   使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第３、第４の伝送線路からなる第２の結合線路と、
   前記第１の伝送線路と前記第３の伝送線路との間に挿入された中間線路と、
   前記第２の伝送線路と接地との間に挿入された付加線路とを備え、
   前記第１の伝送線路の一端の第１の端子は、マーチャントバランの単相入力端子に接続され、
   前記中間線路は、前記第１の伝送線路の他端の第２の端子と前記第３の伝送線路の一端の第１の端子との間に挿入され、
   前記第３の伝送線路の他端の第２の端子は、開放され、
   前記付加線路は、前記単相入力端子に近い方にある前記第２の伝送線路の第１の端子と接地との間に挿入され、
   前記単相入力端子から遠い方にある前記第２の伝送線路の第２の端子は、マーチャントバランの正相側の差動出力端子に接続され、
   前記第３の伝送線路の第１の端子に近い方にある前記第４の伝送線路の第１の端子は、マーチャントバランの逆相側の差動出力端子に接続され、
   前記第３の伝送線路の第１の端子から遠い方にある前記第４の伝送線路の第２の端子は、接地されていることを特徴とするマーチャントバラン。
2. 使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第１、第２の伝送線路からなる第１の結合線路と、
   使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第３、第４の伝送線路からなる第２の結合線路と、
   前記第１の伝送線路と前記第３の伝送線路との間に挿入された中間線路と、
   前記第４の伝送線路と接地との間に挿入された付加線路とを備え、
   前記第１の伝送線路の一端の第１の端子は、マーチャントバランの単相入力端子に接続され、
   前記中間線路は、前記第１の伝送線路の他端の第２の端子と前記第３の伝送線路の一端の第１の端子との間に挿入され、
   前記第３の伝送線路の他端の第２の端子は、開放され、
   前記単相入力端子に近い方にある前記第２の伝送線路の第１の端子は、接地され、
   前記単相入力端子から遠い方にある前記第２の伝送線路の第２の端子は、マーチャントバランの正相側の差動出力端子に接続され、
   前記第３の伝送線路の第１の端子に近い方にある前記第４の伝送線路の第１の端子は、マーチャントバランの逆相側の差動出力端子に接続され、
   前記付加線路は、前記第３の伝送線路の第１の端子から遠い方にある前記第４の伝送線路の第２の端子と接地との間に挿入されていることを特徴とするマーチャントバラン。
3. 使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第１、第２の伝送線路からなる第１の結合線路と、
   使用周波数の１／４波長の長さの互いに平行に配置された第３、第４の伝送線路からなる第２の結合線路と、
   前記第１の伝送線路と前記第３の伝送線路との間に挿入された中間線路と、
   前記第２の伝送線路と接地との間に挿入された第１の付加線路と、
   前記第４の伝送線路と接地との間に挿入された第２の付加線路とを備え、
   前記第１の伝送線路の一端の第１の端子は、マーチャントバランの単相入力端子に接続され、
   前記中間線路は、前記第１の伝送線路の他端の第２の端子と前記第３の伝送線路の一端の第１の端子との間に挿入され、
   前記第３の伝送線路の他端の第２の端子は、開放され、
   前記第１の付加線路は、前記単相入力端子に近い方にある前記第２の伝送線路の第１の端子と接地との間に挿入され、
   前記単相入力端子から遠い方にある前記第２の伝送線路の第２の端子は、マーチャントバランの正相側の差動出力端子に接続され、
   前記第３の伝送線路の第１の端子に近い方にある前記第４の伝送線路の第１の端子は、マーチャントバランの逆相側の差動出力端子に接続され、
   前記第２の付加線路は、前記第３の伝送線路の第１の端子から遠い方にある前記第４の伝送線路の第２の端子と接地との間に挿入され、
   前記第１、第２の付加線路の長さは、前記正相側の差動出力端子から前記単相入力端子へのＳパラメータの絶対値の高周波側のカットオフ周波数と前記逆相側の差動出力端子から前記単相入力端子へのＳパラメータの絶対値の高周波側のカットオフ周波数とが同程度となるように、設定されることを特徴とするマーチャントバラン。
4. 請求項１または２記載のマーチャントバランにおいて、
   前記付加線路の長さは、前記正相側の差動出力端子から前記単相入力端子へのＳパラメータの絶対値の高周波側のカットオフ周波数と前記逆相側の差動出力端子から前記単相入力端子へのＳパラメータの絶対値の高周波側のカットオフ周波数とが同程度となるように、設定されることを特徴とするマーチャントバラン。