JP5978310B2 - ２００ＭＨｚ以上の帯域幅で動作するＤＣＳＱＵＩＤベースのＲＦ磁気計 - Google Patents

Description

本研究はＮＳＦ−ＳＢＩＲ契約第ＩＩＰ−０９２４６１０号により資金提供を受けた。米国政府は本発明に対して一定の権利を有する。

本発明は磁気測定に関し、詳細には、超伝導量子干渉デバイス（Ｓｕｐｅｒｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ Ｑｕａｎｔｕｍ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｄｅｖｉｃｅ）（ＳＱＵＩＤ）の磁気計を用いて行われる磁気測定に関する。

さらに、本発明は、２００ＭＨｚ以上の領域でコヒーレント磁場を感知可能なＤＣ ＳＱＵＩＤベースのＲＦ（無線周波数）磁気計に関する。

本発明はさらに、調査下のサンプルから生じるＲＦ磁束が変調磁束上に重ね合わされ、ＳＱＵＩＤの出力において二相変調されたＲＦ電圧を生成し、それがダブルロックイン技術を使用して復調され（変調磁束の周波数ω_mにおいて、およびＲＦ磁束の周波数ω_RFにおいて）、測定されたＲＦ磁場の振幅と位相に関する情報を保持する出力信号を生成する、２００ＭＨｚ（以上）の帯域幅を有するＤＣ ＳＱＵＩＤの磁気計に関する。

超伝導量子干渉デバイス（ＳＱＵＩＤ）は、そのエネルギー分解能が量子限界に接近する、最も高感度な磁場の検出器である（例えば、非特許文献１参照）。ＤＣ ＳＱＵＩＤにおける干渉路は、並列に接続された２つのジョセフソン接合により形成される。

詳細には、図１に示されるように、ＳＱＵＩＤ回路１０は、超伝導ループにおいて接続された２つのジョセフソントンネル接合１２から構成される。各ジョセフソン接合は、薄い絶縁隔壁により分離される２つの超伝導領域により形成される。電流は、臨界電流Ｉｃの最大値まで、電圧降下なしにジョセフソン接合に存在する。ＳＱＵＩＤが、ジョセフソン接合の臨界電流を超える定電流Ｉ_bでバイアスをかけられたとき、ＳＱＵＩＤループを取り囲む磁束Φにおける変化が、ＳＱＵＩＤにわたる電圧降下Ｖ_SQUIDにおける変化を生じる。

生成されたＳＱＵＩＤ電圧Ｖ_SQUIDは、ＳＱＵＩＤループを貫通する（ｔｈｒｅａｄｉｎｇ）磁束の周期的な非線形関数（Ｖ−Φ関数）である：

上式中、Ｒはジョセフソン接合の通常抵抗であり、Ｉ_bはＳＱＵＩＤバイアス電流であり、Ｉ_cはジョセフソン臨界電流であり、ΦはＳＱＵＩＤ磁束であり、

は換算プランク定数

および電子電荷ｅを有する磁束量子である。

非線形ＳＱＵＩＤ応答を線形化し、その動的範囲を増加させるために、ＳＱＵＩＤ磁気計は通常、磁束ロックループ（ｆｌｕｘ−ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ）（ＦＬＬ）レジームにおいて動作される（例えば、非特許文献２参照）。詳細には、非線形応答を線形信号に変換するために、負帰還回路１４が使用され、ＳＱＵＩＤにわたって一定の総磁束を維持するために、「誤り」フィードバック磁束をＳＱＵＩＤに印加する。ＳＱＵＩＤが磁束ロックループ（ＦＬＬ）によってｎΦ₀で「ロック」された場合、「誤り」フィードバック磁束の大きさはＳＱＵＩＤに印加される外部磁場に比例する。

最適なフィードバックシステムを得るために、変調技術が通常採用される。変調周波数ω_mで動作する発振器と発振器に応答するコイルが協同して、ＳＱＵＩＤループを貫通する磁束を変調する。約Φ₀の振幅を有する周波数ω_mで振動する磁束が、変調コイルによってＳＱＵＩＤ回路に誘導結合される。静的磁束がｎΦ₀、ｎ＝０、１、２、…と等しい場合、ＳＱＵＩＤは変調磁束の周波数２ω_mの偶数次高調波のみを生じる。これは周波数ω_mを基準とするＦＬＬ回路においてロックイン増幅器により復調され、ゼロ出力を生じる。静的磁束がｎΦ₀より大きいか小さくなった場合、ＳＱＵＩＤ電圧における基本波の存在のため、ロックイン増幅器はそれぞれ正電圧または負電圧を出力する。ロックイン増幅器の出力は積分され、変調コイルを介してＳＱＵＩＤにフィードバックされる。こうして、ＳＱＵＩＤは、フィードバック信号（「誤り」信号）が磁場の尺度としての役割を果たすゼロ検出器として働く。

ＳＱＵＩＤを室温電子機器に接続する送信線における遅延のため、ＳＱＵＩＤ磁気計の閉ループ帯域幅は基本的に２０ＭＨｚに限定される（例えば、非特許文献３参照）が、最新段階のスキームはそれを５０〜１００ＭＨｚにまで増加させることを可能にしている（例えば、非特許文献２参照）。

この制限を克服するために、ＳＱＵＩＤのＶ−Φ関数の非線形性がＲＦ磁場の調整（ｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）のために使用される、無線周波数（ＲＦ）磁場およびマイクロ波磁場を感知するための技術が設計された（例えば、非特許文献４参照）。

最近、ヒステリシスＤＣ ＳＱＵＩＤおよびパルスサンプリング（ｐｕｌｓｅｄ ｓａｍｐｌｉｎｇ）技術を使用することによってＧＨｚ磁場を測定することが可能な走査型ＳＱＵＩＤ顕微鏡が実証された（例えば、非特許文献５参照）。上記スキームの主な不利な点は、開ループ動作である。

ＳＱＵＩＤのＲＦ適用をしばしば妨げる別の問題は、測定構成の様々な部品間の容量性近接場カップリングおよび／または誘導性近接場カップリング（すなわち、「クロストーク」、「コヒーレントピックアップ（ｐｉｃｋ−ｕｐ）」）である。測定システムのサイズおよびＳＱＵＩＤと電子機器を接続するケーブルの長さが約λ≒ｌｍであるために、それらの両方がアンテナのように振る舞う。低（１０ＭＨｚ未満）周波数またはマイクロ波（＞３ＧＨｚ超）周波数における条件とは異なり、システムサイズがそれぞれλよりはるかに大きいかはるかに小さい場合、スプリアスＲＦ信号が生成され、低レベルＳＱＵＩＤ信号を覆い隠し（ｏｖｅｒｓｈａｄｏｗ）得る。その上、ＳＱＵＩＤ動的抵抗（約１Ω）とＲＦ電子機器入力（５０Ω）の間のインピーダンス不整合が、信号完全性および信号検出可能性にも影響し得る。

２００ＭＨｚ以上までのコヒーレント磁場を検出することが可能なＤＣ ＳＱＵＩＤをベースにしたＲＦ磁気計が、ＳＱＵＩＤ磁気測定法の分野において、長期にわたって必要とされている。

Ｆ． Ｗｅｌｌｓｔｏｏｄ， ｅｔ ａｌ．， "Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ＤＣ ＳＱＵＩＤ ｍａｇｎｅｔｏｍｅｔｅｒ ｗｉｔｈ ａ ｈｉｇｈ ｓｌｅｗ ｒａｔｅ，" Ｒｅｖ． Ｓｃｉ． Ｉｎｓｔｒ． ５５， ９５２， １９８４ Ｄ． Ｄｒｕｎｇ， Ｓｕｐｅｒｃｏｎｄ Ｓｃｉ． Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ， １６， １３２０， ２００３ Ｄ． Ｄｒｕｎｇ， ｅｔ ａｌ．， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ａｐｐｌ． Ｓｕｐｅｒｃｏｎｄ． １５， ７７７， ２００５ Ｒ． Ｃ． Ｂｌａｃｋ， ｅｔ ａｌ． "Ｉｍａｇｉｎｇ ｒａｄｉｏ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｆｉｅｌｄｓ ｕｓｉｎｇ ａ ｓｃａｎｎｉｎｇ ＳＱＵＩＤ ｍｉｃｒｏｓｃｏｐｅ，" Ａｐｐｌ． Ｐｈｙｓ． Ｌｅｔｔ， ６６， １２６７， １９９５ Ｊ． Ｍａｔｔｈｅｗｓ， ｅｔ ａｌ． "Ｓａｍｐｌｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ ｔｏ ｅｘｔｅｎｄ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｏｆ ｓｃａｎｎｉｎｇ ＳＱＵＩＤ ｍｉｃｒｏｓｃｏｐｅｓ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ Ａｐｐｌ． Ｓｕｐｅｒｃｏｎｄ．， １５， ６８８， ２００５

したがって、本発明の目的は、２００ＭＨｚ以上の帯域幅におけるコヒーレント磁場を検出することが可能なＤＣ ＳＱＵＩＤをベースにしたＲＦ磁気計を提供することである。

本発明の別の目的は、静的磁束をロックし、ＤＣ ＳＱＵＩＤのＶ−Φ関数の最大勾配においてＲＦ磁束に対するＡＣバイアスを作り出す磁束ロックループを使用することによりＦＬＬ（磁束ロックループ）帯域幅限界が克服されたＤＣ ＳＱＵＩＤをベースにしたＲＦ磁気計を提供することである。

本発明のさらなる目的は、調査下のサンプルから生じるＲＦ磁場が変調磁束に重ね合わせられる、２００ＭＨｚ以上の帯域幅において動作するＤＣ ＳＱＵＩＤベースのＲＦ磁気計を提供することである。ＲＦ磁束と変調磁束との重ね合わせが、二相変調されたＳＱＵＩＤ出力ＲＦ電圧の生成をもたらす。Ｖ_SQUIDは生成されたＳＱＵＩＤ電圧のＲＦ成分を２つの周波数ω_mおよびω_RFで復調するようにプロセシングされ、ＲＦ磁場の振幅および位相に関する情報を保持する低周波ＩＦ（中間周波数）信号を生成する。

一態様において、本発明は２００ＭＨｚ以上の帯域幅で動作するＲＦ磁気計システムであって、
ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路と、
前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の入力と出力の間に結合され、フィードバック磁束を前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の前記入力に誘導結合する磁束ロックループ回路と
を含むＲＦ磁気計システムである。外部準静的磁束から減算されたフィードバック磁束はｎΦ₀、ｎ＝０、１、２、…（ここで、Φ₀は磁束量子である）をもたらす。

低周波変調磁束

の電源が前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の前記入力に誘導結合され、ここでΦ_mは前記変調磁束の振幅であり、ω_mは前記変調磁束の周波数であり、

は前記変調磁束の位相である。

さらに、ＲＦ磁束

の電源は、前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の前記入力に誘導結合され、ここで、Φ_RF（ｔ）は前記ＲＦ磁束の振幅であり、ω_RFは前記ＲＦ磁束の周波数であり、

は前記ＲＦ磁束の位相である。

本主題磁気計において、前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路は、０°と１８０°の間の周波数ω_mで二相変調である出力ＲＦ電圧を生成する。

多重分離回路が前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の前記出力に結合され、前記出力ＲＦ電圧をＲＦ信号成分と低周波信号成分に分離する。ＲＦ復調回路が前記多重分離回路に結合され、前記二相変調された出力ＲＦ電圧の前記ＲＦ信号成分を受信し、測定対象の前記ＲＦ磁束を表す出力信号を生成する。

前記ＲＦ復調回路は、前記周波数ω_RFを基準とする第１の復調ユニットと、前記周波数ω_mを基準とし、前記第１の復調ユニットの出力に結合された第２の復調ユニットとを含む。二重復調スキームにより提供されるダブルロックイン機構は、前記ＲＦ ＳＱＵＩＤ電圧にコヒーレントな寄生信号を実質的に除去する。前記第２の復調ユニットは、前記ＳＱＵＩＤと関連した低周波信号のみを感知可能であり、そうしなければＲＦ磁場検出を妨げるであろう前記寄生信号を拒絶する。

前記第１の復調ユニットは、周波数ω_RFを基準とするＲＦロックイン増幅器の形式でよく、またはＲＦミキサー／乗算回路の形式でもよい。

前記第２の復調ユニットは、前記周波数ω_mを基準とする中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）（ＩＦ）ロックイン増幅器をベースにしてもよく、または乗算回路をベースにしてもよい。

前記ＦＬＬ回路は、前記多重分離回路の出力に結合され、前記多重分離回路の出力から前記低周波信号成分を受信する。前記低周波信号成分は、前記ＦＬＬ回路においてプロセシングされ、前記フィードバック磁束を生成し、これは前記外部準静的磁束から減算されたときに、ｎΦ₀の純準静的磁束をもたらす。前記磁束ロックループ（ＦＬＬ）回路は、前記周波数ω_mを基準とするＦＬＬロックイン増幅器、または乗算ユニットを含み得る。

低周波変調磁束の前記電源は、前記磁束ロックループ回路および前記第２の復調ユニットに結合される前記低周波変調磁束を生成する関数発生器を含み得る。あるいは、低周波変調磁束の前記電源は、前記ＩＦロックイン増幅器から受信した局部発振器信号を含んでいてもよい。前記第２の復調ユニットは前記ＦＬＬに結合され、変調レジームを規定する。

ＲＦ磁束の前記電源は、調査下のサンプルから生じる磁束を含み得る。加えて、ＲＦ電源が、前記第１の復調ユニットおよびＲＦ磁束の前記電源に結合され得る。本実施形態では、減衰器が、前記第１の復調ユニットと前記調査下のサンプルに結合される。あるいは、ＲＦ電力が前記変調コイルに供給され、前記変調磁束、ｎΦ₀でロックされた前記準静的磁束および前記ＲＦ磁束の重ね合わせである純磁束をもたらし得る。

変調コイルが、前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路に近接して配置され、前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路に誘導結合され、前記低周波変調磁束および前記フィードバック磁束を前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路に結合する。前記ＲＦ復調回路は、前記多重分離回路の出力に結合された少なくとも１つの平衡低雑音増幅器（ＬＮＡ）、および前記第１の復調ユニットと前記第２の復調ユニットの間に結合された増幅器を含む。前記多重分離回路は、少なくとも１つのバイアスＴ回路を含む。

前記周波数ω_m≪前記周波数ω_RFであり、前記周波数ω_mは、前記第１の復調ユニットの出力帯域幅の範囲内である。

別の態様において、本発明は、２００ＭＨｚ以上の帯域幅で動作するＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計により調査下のサンプルのＲＦ磁場を測定するための方法を構成する。本主題方法は、
（ａ）調査下のサンプルにＲＦ電力を供給するステップと、
（ｂ）低周波変調磁束

および前記調査下のサンプルから生じ、前記変調磁束（ｍｏｄｕｌａｔｉｎｇ ｆｌｕｘ）上に重ね合わせられたＲＦ磁束をＤＣ ＳＱＵＩＤ回路に誘導結合するステップであって、
ここで、Φ_m、ω_mおよび

は、それぞれ、前記変調磁束の振幅、周波数、および位相であり、Φ_RF、ω_RF、および

は、それぞれ、前記調査下のサンプルから受けた前記ＲＦ磁束の振幅、周波数、および位相であるステップと、
（ｃ）前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の出力において、前記周波数ω_mで０°と１８０°の間で二相変調された出力ＲＦ電圧を取得するステップと、
（ｄ）前記出力ＲＦ電圧をＲＦ信号成分と低周波信号成分に多重分離するステップと、
（ｅ）前記二相変調された出力ＲＦ電圧の前記ＲＦ信号成分を、それぞれω_RFおよびω_mの前記周波数を基準とする第１の復調ユニットおよび第２の復調ユニットにおいて逐次的に復調し、前記第２の復調ユニットの出力において、前記調査下のサンプルから生じる前記ＲＦ磁束を表す出力信号が得られ、ここで前記周波数ω_m≪前記周波数ω_RFであり、前記周波数ω_mが、前記第１の復調ユニットの出力帯域幅の範囲内であるステップとを含む。

前記低周波信号成分は、前記多重分離ユニットから磁束ロックループ回路に供給され、フィードバック磁束を生成し、その結果前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路は準静的磁束ｎΦ₀、ｎ＝０、１、２、…（ここで、Φ₀は磁束量子である）でロックされる。

本発明のこれらの特徴および利点そしてその他の特徴および利点が、添付の特許図面と併せて、以下の本発明の詳細な説明から明らかになろう。

ＦＬＬレジーム上で動作する先行技術のＤＣ ＳＱＵＩＤの概略ブロック図である。 本発明のＲＦ磁気計の代替的実施形態を表す電気ブロック図である。 本発明のＲＦ磁気計の代替的実施形態を表す電気ブロック図である。 本発明のＲＦ磁気計の代替的実施形態を表す電気ブロック図である。 本発明のＲＦ磁気計の代替的実施形態を表す電気ブロック図である。 本発明のＲＦ磁気計の代替的実施形態を表す電気ブロック図である。 本発明のＲＦ磁気計の代替的実施形態を表す電気ブロック図である。 周波数ω_mにおける変調磁束が、ＲＦ磁束に対するＡＣバイアスとしてのならびにＦＬＬに対する変調磁束としての役割を果たすとして示される、ＳＱＵＩＤ ＲＦ電圧に対する二相変調の原則を説明するＶ−Φ図である。 矩形波変調を有するＳＱＵＩＤ ＲＦ電圧に対する二相変調の原則を説明するＶ−Φ図である。 １９０ＭＨｚおよび変調磁束振幅Φ_m＝０．１５Φ₀で、ＲＦ磁束のいくつかの振幅について、開ループレジームにおいて測定されたＩＦ信号対静的磁束を示す図である。 １６５ＭＨｚで２ｍΦ₀のＲＦ磁束振幅について、閉ループレジームにおいて測定されたＩＦ信号対変調磁束振幅Φ_mを示す図である。 １９０ＭＨｚで閉ループレジームにおいて測定された１０ｍＶ ＲＦロックイン感度対ＲＦ磁束振幅Φ_RFでスケールしたＩＦ信号の対数−対数プロットの図である。（図中の差し込み図は線形目盛上のＩＦ信号対Φ_RFを表す）。

本発明の最終的な目標は、ＤＣ ＳＱＵＩＤを採用して、対象のサンプルから生じるＲＦ磁場の尺度である出力信号（ＩＦ信号、その後の段落において詳細に論じられる）を作り出すことである。ＳＱＵＩＤ固有の帯域幅は数百ＧＨｚの高さであり得るので、ＳＱＵＩＤそれ自体は限定因子ではない。しかしＲＦ磁場は、ＦＬＬ（磁束ロックループ）帯域幅の範囲外、すなわち２０ＭＨｚ超の周波数で振動する。このため、通常ＤＣ ＳＱＵＩＤと併せて使用される磁束ロックループは、測定されたＲＦ磁場に反応しない。

ＦＬＬ帯域幅限界を克服するために、低周波ＦＬＬは、ＤＣ ＳＱＵＩＤに対する静的磁束を同時にロックし、ならびにＤＣ ＳＱＵＩＤのＶ−Φ関数の最大勾配でＲＦ磁束に対するＡＣバイアスを作り出す機能を備える。

本主題磁気計において、調査下のサンプルから生じるＲＦ磁束は変調磁束の上に重ね合わせられる。ＲＦ磁束が印加されると、ＳＱＵＩＤは二相変調されたＲＦ電圧を出力する（以後の段落において提示されるように）、すなわち、ＳＱＵＩＤ回路により生成された出力ＲＦ電圧は、変調の第１の半周期の間０°位相を有し、変調の第２の半周期の間１８０°位相を有する。この信号はダブルロックイン増幅器技術により復調され、その結果最終的な信号（すなわち、ＩＦ信号）はＲＦ磁場の振幅および、理論上、ＲＦ磁場の位相に関する情報を保持する。

差動信号リンクに併せたダブルロックイン増幅器技術は、スプリアス信号問題を効果的に緩和する。本願の磁気計では、動作周波数はＲＦロックイン復調器の帯域幅によってのみ制限され（その後の段落において詳述される）、ＧＨｚ周波数範囲にまで延長することができる。

動作の原則
図２〜７を参照すると、ＲＦ磁気計２０は、超伝導ループ２６において接続される２つのジョセフソントンネル接合２４で構成されたＤＣ ＳＱＵＩＤ回路２２をベースにしている。ＳＱＵＩＤ回路２２が接合の臨界電流を超える定電流でバイアスをかけられたとき（電流は、臨界電流の最大値まで電圧降下なしに接合に存在する）、ＳＱＵＩＤループを貫通する磁束Φにおける変化が、本明細書においてさらにＳＱＵＩＤ応答と称される、ＳＱＵＩＤにわたる電圧降下における変化を生じる。

ＳＱＵＩＤ応答を線形化し、その動的範囲を増加させるために、ＳＱＵＩＤ磁気計を磁束ロックループ（ＦＬＬ）レジームにおいて動作させる。このレジームにおいて、磁束ロックループ（ＦＬＬ）回路２８は多重分離回路３０を介してＳＱＵＩＤ回路２２に結合される。

ＦＬＬ回路２８は、定電流Ｉ_bを生じ、ＳＱＵＩＤ回路にバイアスをかける電流源３２（本明細書において「バイアス」とも称される）と、デカップリングコンデンサ３４と、昇圧器（ｓｔｅｐ ｕｐ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）３６と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３８と、ＦＬＬロックイン増幅器４０と、フィードバック抵抗器４４と、電流加算器４６と、その後の段落において詳述されるように、ＳＱＵＩＤ回路２２に近接して配置され、変調磁束とフィードバック磁束をＳＱＵＩＤ回路２２に誘導結合する変調コイル４８とを含む。

再び図２〜７および図８〜９を参照すると、約Φ₀／４の振幅を有するω_mの周波数で振動する磁束が、ＳＱＵＩＤ回路２２に近接して配置され誘導結合される変調コイル４８によってＳＱＵＩＤ回路２２に適用される。変調周波数ω_mは、１００Ｈｚから５ＭＨｚまでの範囲内であり得る。

周波数ω_mを基準とするＦＬＬロックイン増幅器４０は、ＳＱＵＩＤ出力電圧を復調し、その出力は積分器４２によって積分され、反転され、フィードバック抵抗器４４および電流加算器４６を介して変調コイルにフィードバックされる。

ＳＱＵＩＤの準静的磁束がｎΦ₀、ｎ＝０、１、２、…、であるとき、ＳＱＵＩＤの電圧が基本波を含まないため、ＦＬＬロックイン増幅器４０のロックイン出力はゼロである。準静的磁束がｎΦ₀より大きいまたは小さい場合、ＦＬＬロックイン増幅器４０の出力はそれぞれ、正または負であり、フィードバック信号は準静的磁場Φ_DCに比例する。

変調磁束

が変調コイル４８を介してＳＱＵＩＤ回路に適用され、ＳＱＵＩＤ準静的磁束は、ｎΦ₀で「ロック」される。図８〜９を参照すると、ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路２２が、変調磁束

（これはＶ−Φ関数の最小ｎΦ₀に「ロック」される）
を有するＦＬＬ回路２８に組み込まれたことを考慮すると、ＳＱＵＩＤに対するＲＦ磁束

の適用は、ＳＱＵＩＤループを貫通する総磁束を等しくする。

Φ_RF（ｔ）＜Φ₀／４およびΦ_m〜Φ₀／４であれば、ＳＱＵＩＤは、０度（

に対して）と１８０度（

に対して）の間で、周波数ω_mで二相変調されたＲＦ電圧を出力する。すなわち、図９に示すように、例えば、矩形波変調は、ＳＱＵＩＤに各半周期についてＶ−Φ関数の最大勾配でバイアスをかけるであろう。矩形波５０は、ＦＬＬに対して誤り（フィードバック）信号を提供するのに使用される低周波変調磁束である。最初の半周期の間、変調磁束は１．２５Φ／Φ₀の値を有し、効果的にＳＱＵＩＤにＶ−Φ曲線５２の最大正勾配でバイアスをかける。変調磁束５０が０．７５Φ／Φ₀である第２の半周期の間にも、同じことが起こる。しかしここでは、ＳＱＵＩＤはＶ−Φ曲線５２の最大負勾配でバイアスをかけられる。

ＲＦ磁束５４が変調磁束５０の上に重ね合わせられた場合、ＳＱＵＩＤは、ＲＦ磁束５４の振幅を掛けた１．２５Φ／Φ₀または（０．７５Φ／Φ₀）でＶ−Φ曲線の勾配に比例する振幅を有するＲＦ電圧（「ＳＱＵＩＤ電圧」）５６を出力する。すなわち、ＲＦ磁束観点からは、ＳＱＵＩＤは、変調の第１の半周期および第２の半周期の間にそれぞれ１．２５Φ／Φ₀および０．７５Φ／Φ₀で「バイアスをかけられた」ように見える。

さらに、ＳＱＵＩＤ ＲＦ電圧５６は、図８に示されるように、曲線５６のピーク５７において、変調周波数ω_mにおいて、０度と１８０度の間で二相変調される。ＲＦ電圧は、変調の第１の半周期の間、０度相を有し（正勾配のために）、変調の第２の半周期の間、１８０度相を有する（負勾配のために）。

図２〜７を再び参照すると、多重分離回路３０において多重分離した後、ＳＱＵＩＤ電圧６０は、低周波信号成分６２とＲＦ周波数信号成分６４に分離される。多重分離回路３０は、ＳＱＵＩＤの出力ＲＦ電圧６０に対してハイパスフィルタリングを実行する単一バイアスＴ回路６６（図３に提示されるように）、または二重バイアスＴ回路６６（図２および４〜７に示されるように）を実装され得る。

出力されたＳＱＵＩＤのＲＦ電圧６０からの単離後、ＲＦ周波数信号成分６４はＲＦ復調回路６８によりプロセシングされ、ここでＲＦ周波数信号成分６４が、平衡超低雑音増幅器（ＬＮＡ）（複数可）７０によりまず増幅され、図２および４〜７に提示される実施形態に示されるように、１８０度カプラ７２により差動信号からシングルエンド信号に変換される。

カプラの出力は、周波数ω_RFを基準とするＲＦロックイン増幅器７４により復調され、この出力は、増幅器７６を介して、周波数ω_mを基準とする中間周波数（ＩＦ）ロックイン増幅器７８に供給される。適切な動作のために、ＲＦロックイン増幅器７４の出力帯域幅は、周波数ω_mより大きい、すなわち、周波数ω_mはＲＦロックイン増幅器７４の出力帯域幅の範囲内にある。

以下の段落において提示するように、ＩＦロックイン増幅器７８の同相出力Ｘ_IF（ＩＦ信号）はＲＦ磁場の振幅および位相の両方に比例する。

上式中、Ｇ_totはシステムの総利得である。

同時に、バイアスＴ回路６６のＤＣ出力（低周波信号成分６２）が、ＦＬＬ回路２８に供給され、このフィードバックがＳＱＵＩＤの静的磁束の従来の尺度をもたらす。

周波数ω_RF≫周波数ω_mにより、ＲＦ復調回路（ＲＦロックイン増幅器）７４およびＦＬＬ回路２８は、お互いに影響することなく同時に動作する。図２〜７に示されるように、復調回路（ＩＦロック印増幅器）７８（または乗算器９２）はＦＬＬ回路２８に結合され、変調レジームを決定する。例えば、矩形波変調の場合には（図９に示されるように）、ＳＱＵＩＤは、各半周期についてそれぞれＶ−Φ関数の最大勾配（正および負）でバイアスをかけられるであろう。ＳＱＵＩＤループの外で生じるスプリアスＲＦ信号は相変調を有さないので、それらはダブルロックイン技術により効率的に排除される。

図２〜３に示すように、ＲＦ電力が、ＲＦロックイン増幅器７４から可変減衰器８２を介して調査下のサンプル８０に供給される。本実施形態では、ＲＦ周波数の範囲は、５０ＭＨｚから２００ＭＨｚまでであり得る。

図３に示される本発明のＲＦ磁気計の代替的実施形態において、単一バイアスＴ回路６６、単一デカップリングコンデンサ３４、および単一ＲＦ ＬＮＡ７０を有するシングルエンド構成が、ＲＦ復調回路６８において使用される。本実施形態では、図２の１８０度カプラ７２は省略され、ＲＦ周波数帯域幅は、およそ５０ＭＨｚから２００ＭＨｚまでの範囲であり得る。

図２、３および７に示されるＲＦロックイン増幅器７４は、図４〜６に示されるように、ＲＦミキサー／乗算器８４により置き換えられてもよい。この場合、ＲＦ電源８６からのＲＦ電力は、カプラ８８を介してＲＦミキサー８４の局部発振器９０および調査下のサンプル８０に送達される。本実施形態では、ＲＦ周波数の範囲は、およそ５０ＭＨｚから２００ＧＨｚまで延長し得る。

図４および７に示されるように、バンドパスフィルタ１００が、ＲＦロックイン増幅器７４（またはＲＦミキサー８４）と増幅器７６の間に結合され得る。

図４に提示されたスキームの追加の版を示す図５を参照すると、ＩＦロックイン増幅器７８が乗算器９２で置き換えられている。本実施形態では、関数発生器９４が変調信号をＦＬＬ回路２８に、基準信号の周波数ω_mを局部発振器ＬＯを介して乗算器９２に供給する。

図５に示されたスキームの別の実施形態を示す図６を参照すると、ＦＬＬロックイン増幅器４０は乗算器９６で置き換えられている。

本主題磁気計のさらなる代替的実施形態を提示する図７を参照すると、測定スキームは、これを介してＲＦロックイン増幅器７４により生成されたＲＦ信号が、低温装置１０８内に封入されたＳＱＵＩＤ回路２２に結合される差動接続線１０２を含む。ローパスＲＦフィルタ１０３は、フィルタリングされたＲＦ信号を減衰器８２に通過させる。信号はさらに１８０度カプラ１１０において分割され差動信号になり、これは一対のバイアスＴ回路１０４に供給され、ここで差動ＲＦ信号はＦＬＬ回路２８から来る変調信号およびフィードバック信号と組み合わされる。重ね合わせられた信号は、変調コイル１０６を介してＳＱＵＩＤ回路２２に誘導結合される。減衰器８２設定を変更することにより、ＲＦ磁束の関数としてのＩＦ信号の依存性を得ることができる。
ロックインシミュレーション
本発明のダブルロックイン手法を分析的にモデル化するために、式（１）をＩ_b＞２Ｉ_cについて以下のように概算することができる。

約Φ＝ｎΦ₀（ｎ＝０、１、２、…）では、（式４）は

のように展開され得る。
ここで、

は、Φ＝（ｎ＋０．２５）Φ₀におけるＳＱＵＩＤ利得である。
以下の磁束がＳＱＵＩＤに適用される：
ＲＦ磁束

変調磁束

およびＦＬＬ欠点（ｉｍｐｅｒｆｅｃｔｉｏｎｓ）Φ_offによるｎΦ₀からの寄生の静的オフセット。

ＲＦロックイン増幅器７４の入力におけるコヒーレントスプリアスＲＦ電圧は、

である。

バイアスＴ回路６６のハイパスフィルタリング効果を考慮に入れると、ＲＦロックイン増幅器７４により観察される総電圧は：

である。
上式中、Ｇ_LNAはＬＮＡ７０電圧利得である。

（式５）にＲＦロックイン標準Ｇ_RFｓｉｎ（ω_RFｔ）を掛け、ＤＣ項および低周波項のみを保有することで、ＲＦロックイン同相出力が得られる：

上式中、Ｇ_RFはＲＦロックインの総利得である。

寄生のＤＣオフセットおよびスプリアスＲＦ電圧と関連した信号は、式８においてＤＣ項として現れるため、それらはＩＦロックイン復調１４４の後に除去される。（式８）にＩＦロックイン標準Ｇ_IFｓｉｎ（ω_mｔ）を掛けることにより、ＩＦロックイン同相出力、すなわちＩＦ信号が得られる：

上式中、Ｇ_IFはＩＦロックイン増幅器７８の総利得である。

を選択することにより、ＩＦ信号は最大化され得る：

上式中、Ｇ_TOT＝０．５Ｇ_IFＧ_RFＧ_LNAＧ_SQUIDは全システムの純利得である。

（式１０）の右辺中のＧ_TOTおよびΦ_mの両方が固定されており周知である。
実験設定
ＳＱＵＩＤ
３２ｘ３２μｍ²の有効ループ面積を有するバイクリスタル（ｂｉ−ｃｒｙｓｔａｌ）ＳｒＴｉＯ₃基板上の商業用ＹＢａ₂Ｃｕ₃Ｏ₇ＤＣ ＳＱＵＩＤおよび単一変調コイルを、オープン欠陥検出のために使用した（Ｓｔａｒ Ｃｒｙｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社）。１ｘ１ｍｍの大きさのＳＱＵＩＤ洗浄器を、先細になったサファイアロッドの端面に接着した。ＳＱＵＩＤの臨界電流は１１μＡであり、通常接合抵抗は３オームであり、接触抵抗は１オーム未満であり、自己インダクタンスは２００ｐＨであった。測定は、遮蔽なしに７７．４Ｋにおいて液体窒素浴中で行われた。
読み出し電子機器
すべての電子機器は、室温で動作させ、３つの主なセクションを含んでいた（図２〜７に示される）：同期ＲＦ復調器（ＲＦロックイン増幅器）７４（またはＲＦミキサー８４）、同期ＩＦ復調器(ＩＦロックイン増幅器)７８（または乗算器９２）、およびＦＬＬ回路２８。

図７に示される、差動信号伝達は、低レベルＲＦ信号および低レベルＡＣ信号について、ＳＱＵＩＤ回路２２および変調コイル１０６端子を２対の５０Ωステンレススチール同軸ケーブルの内部導体にワイヤボンディングすることにより実装された。この手法は、コモンモード雑音、図７に示される差動接続線１０２を排除しながら、それぞれ自然にバランスのとれた電源および負荷であるＳＱＵＩＤと変調コイルの双方を利用する。これはまた、ＳＱＵＩＤとＲＦ電子機器の間のインピーダンス不整合の問題を解決し、これにより広帯域システムにつながる。５０ｋＨｚ ＤＣ帯域幅を有するバイアスＴ回路６６は、ＲＦ信号およびＤＣ／ＡＣ信号をダイプレックス（ｄｉｐｌｅｘ）する。

ＲＦ復調器は、２対の平衡超低雑音増幅器（ＬＮＡ）７０と、１８０度ハイブリッドカプラ７２と、２００ＭＨｚＲＦ帯域幅を有するＲＦロックイン増幅器７４［ＳＲＳ８４４］とを含む。ｐ−ＨＥＭＴトランジスタを利用する特注設計のＬＮＡ７０は、２９３Ｋで５０Ωについて、２１ｄＢ電力利得、５０〜９００ＭＨｚ帯域幅、および０．６ｄＢ雑音指数（０．２５ｎＶ／√Ｈｚの入力換算雑音密度）をもたらした。ＬＮＡ７０による前増幅の後に、ＲＦ信号は、１８０度カプラ７２により差動からシングルエンドに変換され、周波数ω_RFを内部基準とするＲＦロックイン増幅器７４に供給された。ＲＦ磁場のレベルに応じて、ＲＦロックイン増幅器７４の純利得は１０³から１０⁵へと変化した。試験設定における最良の達成可能なＲＦロックイン感度は、１００μＶ（１０⁵ＲＦロックイン純利得）であり、スプリアスＲＦ信号により制限された。ＲＦロックインは、１００μｓの最小時定数を有したので、最大変調周波数ω_mは２ｋＨｚで制限された。

周波数ω_mを中心としたアクティブ低雑音バンドパスフィルタ１００を通過した後、ＲＦロックインの出力は、周波数ω_mを内部基準とするＩＦロックイン増幅器７８に供給された。ＩＦロックイン純利得は１０であり、時定数は１００から５００ｍｓまでであった。ＳＱＵＩＤ回路２２と１８０度カプラ７２の間に形成された定在波は、周波数２ω_mで振幅変調されたスプリアスＲＦ信号を生じた。スプリアスＲＦ信号は、周波数ω_mを基準とするＩＦロックイン増幅器７８により拒絶された。

ダブルロックイン技術（ＲＦロックインおよびＩＦロックイン）は、ＳＱＵＩＤを同軸ケーブルに接続する配線ループによるコヒーレントピックアップ（ｐｉｃｋ−ｕｐ）、設定全体の励起アームと検出アームの間の近接場カップリング（クロストーク）、バイアスＴのＤＣからＲＦポートへのＲＦピックアップの漏洩、ならびにＬＯ（局部発振器）からＲＦロックインのＲＦポートへのＲＦ漏洩によるスプリアスＲＦ信号を排除する。

２ｋＨｚ正弦波変調および１００Ｈｚ帯域幅を有するＦＬＬ回路２８を、容量結合された入力変換器３６、差動超低雑音前置増幅器３８、周波数ω_mを外部基準とするＦＬＬロックイン増幅器４０、積分器４２、および電流加算器４６で設計した。２オーム入力抵抗器４４が室温にある状態で、低雑音前置増幅器３８は、１０⁵の利得および２ｋＨｚにおいて＜０．５ｎＶ／√Ｈｚの電圧雑音密度を有した。
実験データおよび考察
既知の振幅のＲＦ磁束を生成するために、ＲＦロックイン内部発振器９０の減衰された出力を、差動送信線（差動接続線）１０２を介してＳＱＵＩＤ変調コイル１０６に導入した。変調コイルがフィードラインに短絡を起こさせることを考慮すると、コイルにより生成されるＲＦ磁束の振幅は

として計算され、
上式中、ａ＝２．２２２Φ₀／ｍＡは、ＳＱＵＩＤ磁束を変調コイル電流に関連付ける幾何係数であり、Ｐ_RFはＲＦ電力であり、Ζ₀＝１００Ωは図７の差動フィードライン（差動接続線）１０２の特性インピーダンスである。

復調ユニット（図４〜２および７中のＩＦロックイン増幅器７８、または図５〜６中の乗算器９２）の出力において観察されたＩＦ信号

がスプリアスＲＦ信号よりもむしろＳＱＵＩＤ ＲＦ電圧に関連していることを検証するために、１９０ＭＨｚにおける静的磁束に対するＩＦ信号の依存性を開ループレジーム（ＦＬＬなし）において取得した。

ＲＦ変調磁束およびＩＦ変調磁束の両方の振幅がΦ₀と比較して小さい場合、ＩＦ信号はＶ−Φ関数の二次導関数を表し、これはＩ_b＝２Ｉ_cにおいて、

により与えられる。

ＳＱＵＩＤを、Φ_m≒０．１Φ₀およびΦ_RF≪Φ₀の条件下で動作させた。静的磁束は、変調コイルに印加されたＤＣ電流によって生成された。図１０に示される静的磁束へのＩＦ信号の依存性は、予想通り１Φ₀の周期を有する干渉縞をもたらす。データはまた、ＩＦ信号がＲＦ磁束の振幅および位相の両方を表すことを確認する。

図１１は、閉ループレジームにおいて測定された変調磁束振幅Φ_modの関数としてのＩＦ信号を示す。ＲＦ周波数は１６５ＭＨｚであり、ＲＦ磁束振幅Φ_RF＝２ｍΦ₀であり、最適バイアス下、静的磁束はｎΦ₀、ｎ＝０、１、２、…でロックされていた。Φ_RF≪Φ₀について、図はＶ−Φ関数の一次導関数を表す。予想通り、ＩＦ信号における最大値は、点Φ_m≒０．２５Φ₀近くで起こり、ここでＶ−Φ関数は最大勾配を有し、この最大勾配の後ＩＦ信号は減少しΦ_m≧０．５Φ₀においてゼロに戻る。

図１２は、閉ループレジームにおけるＲＦ磁束の関数として測定されたＩＦ信号を示す。ＩＦ信号はＩＦロックイン入力に付され、１００μＶ ＲＦロックイン感度（１０⁵純利得）に標準化される。（Ｅｑ．３）により予測されるように、ＲＦ磁束振幅の４ディケード（ｄｅｃａｄｅ）にわたって依存性は線形であり、正確な較正に使用することができる。そのような動的範囲は、ほとんどの用途に対して十分である。

Ｇ_SQUID≒５０μＶ／Φ₀、Ｇ_LNA＝１４０、Ｇ_RF＝１０００（１０ｍＶ ＲＦロックイン感度）、Ｇ_IF＝２０、およびΦ_m≒Φ₀／４を（Ｅｑ．１０）に代入することで、本主題磁気計の小信号感度

（４４Ｖｒｍｓ／Φ₀）がもたらされ、これは実験データへの線形フィット（図１１に示される）に一致している。

小さいΦ_RFでは、ＩＦ信号依存性はＬＮＡ雑音により制限される：約４ｍＶ（２ｍＶ／√Ｈｚを参照）の観察されたＩＦ信号雑音レベルは、２．２μΦ₀／√Ｈｚの計算された上記ＬＮＡ入力換算磁束雑音密度と一致する。ＩＦ信号は、接合臨界電流の抑制のためΦ_RF≒０．２Φ₀の周辺で最大に達し、これが次にＧ_SQUIDを減少させる。Φ_RF＞Φ₀／４のより大きなＲＦ磁束でも、Φ_m＋Φ_RFがΦ₀／２を超えるため、ＦＬＬをロックのかからない状態で実行させる。

５０から２００ＭＨｚ以上までのコヒーレント磁場を検出することが可能なＤＣ ＳＱＵＩＤのＲＦ磁気計が実証された。システムは、２００ＭＨｚにおける磁束雑音密度が１０μΦ₀／√Ｈｚ未満である４桁を超えるＲＦ動的範囲を提供する。

読み出し電子機器における送信線遅延により帯域幅が制限される既存のＳＱＵＩＤ ＦＬＬとは異なり、本主題ＲＦ磁気計における上限周波数はＲＦロックイン帯域幅のみにより制限され、ディスクリート乗算器（ＲＦミキサー）を使用することによりＧＨｚ範囲にまで延長され得、ディスクリート乗算器（ＲＦミキサー）は変調周波数を増加させることも可能にする。キャリア／位相回収モジュールの実装は、未知の位相を有する調波ＲＦ信号を感知する一助となり得る。

本発明を、その特定の形式および実施形態と関連して記載してきたが、添付の特許請求の範囲において定義される本発明の精神または範囲から逸脱することなく、上で論じたもの以外の様々な改変が用いられ得ることが理解されよう。例えば、同等の要素が具体的に示され記載されたものを置換してもよく、特定の特徴をその他の特徴と独立して使用してもよく、ある場合には、要素の特定の位置を逆にしても割り込ませてもよく、これらはすべて添付の特許請求の範囲において定義される本発明の精神または範囲から逸脱することなく行われる。

１０、２２ ＳＱＵＩＤ回路
１２、２４ ジョセフソントンネル接合
１４ 負帰還回路
２０ ＲＦ磁気計
２６ 超伝導ループ
２８ 磁束ロックループ（ＦＬＬ）回路
３０ 多重分離回路
３２ バイアス
３４ デカップリングコンデンサ
３６ 昇圧器（ｓｔｅｐ ｕｐ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）
３８、７０ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
４０ ＦＬＬロックイン増幅器
４２ 積分器
４４ フィードバック抵抗器
４６ 電流加算器
４８、１０６ 変調コイル
５０ 変調磁束
５２ Ｖ−Φ曲線
５４ ＲＦ磁束
５６、６０ ＲＦ電圧（ＳＱＵＩＤ電圧）
６２ 低周波信号成分
６４ ＲＦ周波数信号成分
６６、１０４ バイアスＴ回路
６８ ＲＦ復調回路
７２、１１０ １８０度カプラ
７４ ＲＦロックイン増幅器
７６ 増幅器
７８ ＩＦロックイン増幅器
８０ サンプル
８２ 減衰器
８４ ＲＦミキサー
８６ ＲＦ電源
８８ カプラ
９０ 局部発振器
９２、９６ 乗算器
９４ 関数発生器
１００ バンドパスフィルタ
１０２ 差動接続線
１０８ 低温装置

Claims (20)

1. ２００ＭＨｚ以上の帯域幅で動作する直流（ＤＣ）超伝導量子干渉デバイス（ＳＱＵＩＤ）磁気計であって、
   ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路と、
   前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の入力に誘導結合される低周波変調磁束
   の電源であって、Φ_mは前記変調磁束の振幅であり、ω_mは前記変調磁束の周波数であり、
   は前記変調磁束の位相である、低周波変調磁束の電源と、
   前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の前記入力に誘導結合される無線周波数（ＲＦ）磁束
   の電源であって、Φ_RF（ｔ）は前記ＲＦ磁束の振幅であり、ω_RFは前記ＲＦ磁束の周波数であり、
   は前記ＲＦ磁束の位相である、無線周波数（ＲＦ）磁束の電源とを含み、
   前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路に結合された前記ＲＦ磁束および前記低周波変調磁束に応答して、前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路は０°と１８０°の間の前記周波数ω_mで二相変調された出力ＲＦ電圧を生成し、
   前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の出力に結合され、前記出力ＲＦ電圧をＲＦ信号成分と低周波信号成分に分離する多重分離回路と、
   前記二相変調された出力ＲＦ電圧の前記ＲＦ信号成分を受信し、前記ＲＦ信号成分を前記周波数ω_mおよび前記周波数ω_RFでダブルロックし、前記ＲＦ磁束を表す出力信号を生成するＲＦ復調回路であって、前記周波数ω_RFを基準とする第１の復調ユニットと、前記周波数ω_mを基準とし、前記第１の復調ユニットの出力に結合された第２の復調ユニットとを含むＲＦ復調回路と
   を含むことを特徴とするＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
2. 前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の前記入力および前記出力の間に結合され、前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の前記入力にフィードバック磁束ｎΦ₀、ｎ＝０、１、２、…（ここで、Φ₀は磁束量子である）を誘導結合する磁束ロックループ（ＦＬＬ）回路をさらに含み、
   前記ＦＬＬ回路は、前記多重分離回路の出力に結合され、前記多重分離回路の出力から前記低周波信号成分を受信し、前記低周波信号成分は、前記ＦＬＬ回路においてプロセシングされ、前記フィードバック磁束ｎΦ₀を生成し、
   前記第２の復調ユニットは、前記ＦＬＬ回路に結合され、前記低周波変調磁束を制御することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
3. 前記第１の復調ユニットは、前記周波数ω_RFを基準とするＲＦロックイン増幅器を含ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
4. 前記第１の復調ユニットは、ＲＦミキサー／乗算回路を含むことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
5. 前記第２の復調ユニットは、前記周波数ω_mを基準とする中間周波数（ＩＦ）ロックイン増幅器を含むことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
6. 前記第２の復調ユニットは、乗算回路を含むことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
7. 前記磁束ロックループ（ＦＬＬ）回路は、前記周波数ω_mを基準とするＦＬＬロックイン増幅器を含むことを特徴とする請求項２に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
8. 前記ＦＬＬ回路は、乗算器ユニットを含むことを特徴とする請求項２に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
9. 低周波変調磁束の前記電源は、前記磁束ロックループ回路および前記第２の復調ユニットに結合される前記低周波変調磁束を生成する関数発生器を含むことを特徴とする請求項２に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
10. 低周波変調磁束の前記電源は、前記ＩＦロックイン増幅器から受信した局部発振器信号を含むことを特徴とする請求項５に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
11. ＲＦ磁束の前記電源は、調査下のサンプルから生じる磁束を含むことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
12. 前記第１の復調ユニットおよびＲＦ磁束の前記電源に結合されたＲＦ電源をさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
13. 前記第１の復調ユニットと前記調査下のサンプルの間に結合された減衰器をさらに含む
    ことを特徴とする請求項１１に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
14. 前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路に近接して配置され、かつ誘導結合され、前記低周波変調磁束および前記フィードバック磁束を前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路に結合する変調コイルと、前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路に近接して配置され、かつ誘導結合され、ＲＦ磁束の前記電源から生じる前記ＲＦ磁束を前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路に結合するＲＦコイルとをさらに含むことを特徴とする請求項２に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
15. 前記ＲＦ復調回路は、前記多重分離回路の出力に結合された少なくとも１つの平衡低雑音増幅器（ＬＮＡ）、および前記第１の復調ユニットと前記第２の復調ユニットの間に結合された増幅器を含むことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
16. 前記多重分離回路は、少なくとも１つのバイアスＴ回路を含むことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
17. 前記周波数ω_m≪前記周波数ω_RFであり、
    前記周波数ω_mが、前記第１の復調ユニットの出力帯域幅の範囲内であることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ ＳＱＵＩＤ磁気計。
18. ２００ＭＨｚ以上の帯域幅で直流（ＤＣ）超伝導量子干渉デバイス（ＳＱＵＩＤ）磁気計を動作させるための方法であって、
    （ａ）調査下のサンプルに無線周波数（ＲＦ）電力を供給するステップと、
    （ｂ）前記調査下のサンプルから生じ、低周波変調磁束
    上に重ね合わせられたＲＦ磁束
    をＤＣ ＳＱＵＩＤ回路に誘導結合するステップであって、
    Φ_m、ω_mおよび
    は、それぞれ、前記変調磁束の振幅、周波数、および位相であり、Φ_RF、ω_RF、および
    は、それぞれ、前記調査下のサンプルから受けた前記ＲＦ磁束の振幅、周波数、および位相であるステップと、
    （ｃ）前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路の出力において、前記周波数ω_mで０°と１８０°の間で二相変調された出力ＲＦ電圧を取得するステップと、
    （ｄ）前記出力ＲＦ電圧をＲＦ信号成分と低周波信号成分に多重分離するステップと、
    （ｅ）前記二相変調された出力ＲＦ電圧の前記ＲＦ信号成分を、それぞれ前記周波数ω_RFおよび前記周波数ω_mを基準とする第１の復調ユニットおよび第２の復調ユニットにおいて逐次的に復調し、前記第２の復調ユニットの出力において、前記調査下のサンプルから生じる前記ＲＦ磁束を表す出力信号が得られるステップと
    を含むことを特徴とする方法。
19. 前記ステップ（ｄ）の後に、前記低周波信号成分を磁束ロックループ回路に供給し、フィードバック磁束を生成するステップと、
    前記ＤＣ ＳＱＵＩＤ回路を準静的磁束ｎΦ₀、ｎ＝０、１、２、…（ここで、Φ₀は磁束量子である）においてロックするステップと
    をさらに含むことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
20. 前記ステップ（ｅ）の後に、前記第２の復調ユニットを前記磁束ロックループ回路に結合し、前記低周波変調磁束を制御するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１９に記載の方法。