JP5925346B1 - Power converter - Google Patents
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Abstract
【課題】昇圧チョッパ回路を複数並列に備えたインターリーブ構成の回路において、ノイズを低減させつつ昇圧動作を可能とする電力変換装置を得る。【解決手段】第１のリアクトル３０１と、第１のリアクトル３０１にアノードが接続された第１のダイオード３０２と、第１のリアクトル３０１と第１のダイオード３０２が接続された第１の母線と、第２のリアクトル３０３が接続された第２の母線と、第１のダイオード３０２のアノードと前記第２の母線との間に接続された半導体スイッチ素子３０５ａと、を備えて昇圧チョッパ回路を構成すると共に、前記昇圧チョッパ回路を複数並列に接続する。【選択図】図３In a circuit having an interleave configuration including a plurality of boost chopper circuits in parallel, a power converter capable of performing a boost operation while reducing noise is obtained. A first reactor (301), a first diode (302) having an anode connected to the first reactor (301), a first bus line to which the first reactor (301) and the first diode (302) are connected, A step-up chopper circuit is configured by including a second bus connected to the second reactor 303 and a semiconductor switch element 305a connected between the anode of the first diode 302 and the second bus. At the same time, a plurality of the boost chopper circuits are connected in parallel. [Selection] Figure 3
Description
この発明は、半導体スイッチ素子をオン、オフすることにより電力変換を行う電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that performs power conversion by turning on and off a semiconductor switch element.
一般的に電力変換装置は高いスイッチング周波数で半導体スイッチ素子の駆動を行うので、半導体スイッチ素子のオンまたはオフ動作に起因する高周波のノイズを発生させ、他の電子機器の誤動作や機能停止などといった弊害を招くおそれがある。このようなノイズを抑制するために、一般的にはノイズ対策部品を備えることが考えられるが、高コスト化や大型化することになる。 In general, power conversion devices drive semiconductor switch elements at a high switching frequency, which generates high-frequency noise due to the on / off operation of the semiconductor switch elements, and causes other malfunctions such as malfunctions and function stoppage of other electronic devices. May be incurred. In order to suppress such noise, it is generally considered that a noise countermeasure component is provided, but this increases cost and size.
従来は、例えば特開２０１１−１９３５９３号公報（特許文献１）にみられるように、電源より流れ込む母線と電源へ戻っていく母線の双方にリアクトルを挿入することでコモンモードノイズを有効的に低減させ、尚且つ、双方に挿入するリアクトルのコアを共有化することで、双方のリアクトルで発生する磁束が加わり合うため、リアクトルのインダクタンスを増やすことができ、リアクトルを小型化する手法が提案されていた。 Conventionally, as seen in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2011-193593 (Patent Document 1), common mode noise is effectively reduced by inserting a reactor into both the bus flowing from the power source and the bus returning to the power source. In addition, by sharing the cores of the reactors inserted in both sides, the magnetic flux generated by both reactors is added, so that the inductance of the reactors can be increased, and a method for downsizing the reactors has been proposed. It was.
前記特許文献１では、各相に一つずつリアクトルを備え、コモンモードノイズを低減させつつ電力変換を行う電力変換装置が提案されているが、リアクトル、半導体スイッチ素子、およびダイオードを有して構成される昇圧チョッパ回路を複数並列に接続し、スイッチ電流の位相を互いにずらすことにより、出力電流のリップルを低下させ、また電流を複数に分割することで効率アップを図る、所謂、インターリーブ構成の回路にはなっていない。 Patent Document 1 proposes a power conversion device that includes one reactor for each phase and performs power conversion while reducing common mode noise. The power conversion device includes a reactor, a semiconductor switch element, and a diode. A so-called interleaved circuit that reduces the output current ripple by connecting multiple boost chopper circuits in parallel and shifting the phase of the switch current to each other, and improves the efficiency by dividing the current into multiple parts It is not.
この発明は、昇圧チョッパ回路を複数並列に備えたインターリーブ構成の回路において、ノイズを低減させつつ昇圧動作を可能とする電力変換装置を提供することを目的とするものである。 An object of the present invention is to provide a power conversion device that enables a boost operation while reducing noise in a circuit having an interleave configuration including a plurality of boost chopper circuits in parallel.
この発明による電力変換装置は、第１のリアクトルと、前記第１のリアクトルにアノードが接続された第１のダイオードと、前記第１のリアクトルと前記第１のダイオードが接続された第１の母線と、第２のリアクトルが接続された第２の母線と、前記第２のリアクトルにカソードが接続された第２のダイオードと、前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとの間に接続された半導体スイッチ素子を備えて昇圧チョッパ回路を構成すると共に、前記昇圧チョッパ回路を複数並列に接続したものである。 The power conversion device according to the present invention includes a first reactor, a first diode having an anode connected to the first reactor, and a first bus line in which the first reactor and the first diode are connected. A second bus connected to a second reactor, a second diode having a cathode connected to the second reactor, an anode of the first diode, and a cathode of the second diode together constituting the booster chopper circuit comprises a connected semiconductor switches element during, which are connected to the boost chopper circuit into a plurality parallel.
この発明の電力変換装置によれば、前記構成により、ノイズを低減させつつインターリーブ構成の回路動作を可能とする電力変換装置を得ることができる。 According to the power conversion device of the present invention, it is possible to obtain a power conversion device that enables circuit operation with an interleaved configuration while reducing noise.
以下、この発明による電力変換装置の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。尚、各図中の同一符号は、同一もしくは相当する部分を示すものである。 Hereinafter, preferred embodiments of a power conversion device according to the present invention will be described with reference to the drawings. The same reference numerals in the drawings indicate the same or corresponding parts.
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。図１に示すように、実施の形態１による電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流に変換して負荷２へ出力するための装置である。電力変換装置は整流回路３と、コンバータ回路３００と平滑コンデンサ４とを備える。交流電源１は整流回路３に接続され、整流回路３の出力側はコンバータ回路３００の入力側に接続される。コンバータ回路３００の出力側は平滑コンデンサ４に接続され、直流電力を負荷２に出力する。
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 1, the power conversion device according to Embodiment 1 is a device for converting AC power of an AC power supply 1 into DC and outputting it to a load 2. The power conversion device includes a rectifier circuit 3, a converter circuit 300, and a smoothing capacitor 4. The AC power supply 1 is connected to the rectifier circuit 3, and the output side of the rectifier circuit 3 is connected to the input side of the converter circuit 300. The output side of the converter circuit 300 is connected to the smoothing capacitor 4 and outputs DC power to the load 2.
コンバータ回路３００は、第１の昇圧チョッパ回路と第２の昇圧チョッパ回路を並列に接続して構成されている。第１の昇圧チョッパ回路は、リアクトル３０１の一端が整流回路３のプラス出力に接続され、他端がダイオード３０２のアノードに接続されると共に、リアクトル３０３の一端が整流回路３のマイナス出力に接続され、他端がダイオード３０４のカソードに接続されている。そして、ダイオード３０２のアノードとダイオード３０４のカソードとの間に半導体スイッチ素子３０５ａを備えて構成されている。また、第２の昇圧チョッパ回路は、リアクトル３０６の一端が整流回路３のプラス出力に接続され、他端がダイオード３０７のアノードに接続されると共に、リアクトル３０８の一端が整流回路３のマイナス出力に接続され、他端がダイオード３０９のカソードに接続されている。そして、ダイオード３０７のアノードとダイオード３０９のカソードとの間に半導体スイッチ素子３１０ａを備えて構成されている。尚、３０５ｂは半導体スイッチ素子３０５ａに並列接続されたダイオードを示し、３１０ｂは半導体スイッチ素子３１０ａに並列接続されたダイオードを示している。 The converter circuit 300 is configured by connecting a first boost chopper circuit and a second boost chopper circuit in parallel. In the first step-up chopper circuit, one end of the reactor 301 is connected to the positive output of the rectifier circuit 3, the other end is connected to the anode of the diode 302, and one end of the reactor 303 is connected to the negative output of the rectifier circuit 3. The other end is connected to the cathode of the diode 304. A semiconductor switch element 305 a is provided between the anode of the diode 302 and the cathode of the diode 304. In the second step-up chopper circuit, one end of the reactor 306 is connected to the positive output of the rectifier circuit 3, the other end is connected to the anode of the diode 307, and one end of the reactor 308 is connected to the negative output of the rectifier circuit 3. The other end is connected to the cathode of the diode 309. A semiconductor switch element 310 a is provided between the anode of the diode 307 and the cathode of the diode 309. Note that reference numeral 305b represents a diode connected in parallel to the semiconductor switch element 305a, and reference numeral 310b represents a diode connected in parallel to the semiconductor switch element 310a.
前記のように、コンバータ回路３００の構成は第１と第２の２つの昇圧チョッパ回路からなり、第１の昇圧チョッパ回路はリアクトル３０１、３０３、ダイオード３０２、３０４、半導体スイッチ素子３０５ａで構成され、第２の昇圧チョッパ回路はリアクトル３０６、３０８、ダイオード３０７、３０９、半導体スイッチ素子３１０ａで構成される。このように構成されたコンバータ回路３００において、リアクトル３０１、３０３、３０６
、３０８を備えた側を入力側、ダイオード３０２、３０４、３０７、３０９を備えた側を出力側とする。尚、リアクトル３０１、３０３、３０６、３０８には同一のインピーダンスを有するリアクトルを用いるが、そのインピーダンスの値は、製造誤差等によるばらつきが生じることは否めない。
As described above, the configuration of the converter circuit 300 includes the first and second boost chopper circuits, and the first boost chopper circuit includes the reactors 301 and 303, the diodes 302 and 304, and the semiconductor switch element 305a. The second boost chopper circuit includes reactors 306 and 308, diodes 307 and 309, and a semiconductor switch element 310a. In the converter circuit 300 configured as described above, the reactors 301, 303, and 306 are provided.
, 308 is an input side, and the side provided with the diodes 302, 304, 307, 309 is an output side. Although the reactors 301, 303, 306, and 308 use reactors having the same impedance, it cannot be denied that the impedance values vary due to manufacturing errors or the like.
図２に示すような一般的なインターリーブ構成の回路において、ノイズを抑制するために、整流回路３と平滑コンデンサ４のマイナスを接続している母線に単純にリアクトルを備えたのみではそのリアクトルはインターリーブの昇圧動作には寄与せず、ノイズ対策用として機能するのみである。そのため、インターリーブの昇圧動作に寄与し、且つ、ノイズ抑制を行うためには後述する図３のように、各相にそれぞれリアクトルを挿入する必要がある。このように各相にリアクトルを備えることでノイズを低減させつつインターリーブ構成の回路動作を可能とする。 In a circuit having a general interleave configuration as shown in FIG. 2, in order to suppress noise, if a reactor is simply provided on the bus line connecting the rectifier circuit 3 and the minus of the smoothing capacitor 4, the reactor is interleaved. It does not contribute to the step-up operation of the circuit and functions only as a noise countermeasure. Therefore, in order to contribute to the interleave boosting operation and to suppress noise, it is necessary to insert a reactor in each phase as shown in FIG. Thus, by providing a reactor for each phase, it is possible to operate a circuit having an interleaved configuration while reducing noise.
また、図１に示す電力変換装置では図３のように各相にリアクトルを備えた上で、更にダイオード３０４、３０９を備えている。ダイオード３０４、３０９は電流の逆流防止のためのダイオードである。例えば、リアクトル３０１、半導体スイッチ素子３０５ａを通った電流は、リアクトル３０３に流れるのが理想的であるが、ダイオード３０４がない場合にはリアクトル３０８にも流れる。そのため、リアクトル３０１、３０３、３０６、３０８に流れる電流にばらつきが生じ、リアクトルの損失が増加すると共に、制御性が悪くなるという問題が生じる。この問題はリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８のインダクタンス値がばらついた場合により大きくなる。 In addition, the power conversion device shown in FIG. 1 includes a reactor for each phase as shown in FIG. 3 and further includes diodes 304 and 309. Diodes 304 and 309 are diodes for preventing a backflow of current. For example, the current passing through the reactor 301 and the semiconductor switch element 305 a ideally flows to the reactor 303, but also flows to the reactor 308 when there is no diode 304. Therefore, the current flowing through the reactors 301, 303, 306, and 308 varies, and there is a problem that the loss of the reactor increases and the controllability deteriorates. This problem becomes more serious when the inductance values of reactors 301, 303, 306, and 308 vary.
そのためリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８に流れる電流にばらつきが起こらないように、リアクトル３０１、半導体スイッチ素子３０５ａを通った電流を確実にリアクトル３０３に流すためにダイオード３０４を備え、また、リアクトル３０６、半導体スイッチ素子３１０ａを通った電流を確実にリアクトル３０８に流すために、ダイオード３０９を備える。 Therefore, in order to prevent variations in the current flowing through the reactors 301, 303, 306, and 308, a diode 304 is provided for reliably flowing the current through the reactor 301 and the semiconductor switch element 305a to the reactor 303, and the reactor 306, A diode 309 is provided to ensure that the current passing through the semiconductor switch element 310a flows to the reactor 308.
コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０５ａ、３１０ａは、それぞれソース・ドレイン間にダイオード３０５ｂ、３１０ｂが内蔵された複数個のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体スイッチ素子で構成される。 The semiconductor switch elements 305a and 310a of the converter circuit 300 are constituted by semiconductor switch elements such as a plurality of MOSFETs (Metal Oxide Field Effect Transistors) each including a diode 305b and 310b between the source and drain.
実施の形態１による電力変換装置は前記のように構成されており、次にその動作について説明する。
まず、第１の昇圧チョッパ回路、即ち、コンバータ回路３００の２つある昇圧チョッパ回路の内の１つのであるリアクトル３０１、３０３、半導体スイッチ素子３０５ａ、ダイオード３０２、３０４、及び平滑コンデンサ４、負荷２の回路動作について説明する。
The power conversion device according to Embodiment 1 is configured as described above, and the operation thereof will be described next.
First, the first step-up chopper circuit, that is, one of the two step-up chopper circuits of the converter circuit 300, that is, the reactors 301 and 303, the semiconductor switch element 305a, the diodes 302 and 304, the smoothing capacitor 4, and the load 2 The circuit operation will be described.
最初に半導体スイッチ素子３０５ａがオンした場合には、電流はリアクトル３０１、半導体スイッチ素子３０５ａ、リアクトル３０３を流れ、エネルギーはリアクトル３０１及び３０３に蓄積される。次に、半導体スイッチ素子３０５ａがオフになると、電流はリアクトル３０１、ダイオード３０２、負荷２、ダイオード３０４、リアクトル３０３に流れ、リアクトル３０１、３０３の逆起電力によって蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ４に伝達される。 When semiconductor switch element 305 a is first turned on, current flows through reactor 301, semiconductor switch element 305 a, and reactor 303, and energy is stored in reactors 301 and 303. Next, when the semiconductor switch element 305 a is turned off, the current flows to the reactor 301, the diode 302, the load 2, the diode 304, and the reactor 303, and the energy accumulated by the back electromotive force of the reactors 301 and 303 is transmitted to the smoothing capacitor 4. Is done.
第２の昇圧チョッパ回路、即ち、図１に示す他方の昇圧チョッパ回路であるリアクトル３０６、３０８、半導体スイッチ素子３１０ａ、ダイオード３０７、３０９、平滑コンデンサ４、負荷２による回路動作も上述と同様である。尚、半導体スイッチ素子３０５ａと３１０ａは位相を１８０度ずらしてスイッチングを行う。一般的に、インターリーブ構成では位相を１８０度ずらしてスイッチングを行い、位相を１８０度ずらすことで出力の電流リップルを小さくすることができる。その際、入力電流波形が正弦波状になるように、半導体スイッチ素子のオンオフのパルス幅を制御して力率を制御し、力率改善を行うことができる。 The circuit operation by the second step-up chopper circuit, that is, the other step-up chopper circuit shown in FIG. 1, such as reactors 306 and 308, semiconductor switch element 310a, diodes 307 and 309, smoothing capacitor 4, and load 2, is the same as described above. . The semiconductor switch elements 305a and 310a are switched by shifting the phase by 180 degrees. In general, in an interleaved configuration, switching is performed with the phase shifted by 180 degrees, and the output current ripple can be reduced by shifting the phase by 180 degrees. At this time, the power factor can be improved by controlling the ON / OFF pulse width of the semiconductor switch element so that the input current waveform becomes a sine wave, thereby controlling the power factor.
ノイズには、コモンモードノイズとノーマルモードノイズの二種類のノイズが存在する。コモンモードノイズとは、一般的にグランドとパワーラインとの間の電位差により発生するノイズであり、ノーマルモードノイズとは、一般的にパワーラインの母線間の電位差により発生するノイズである。パワーラインの双方が同一のインピーダンスを持つようにリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８を挿入すると、片方の母線のみに挿入した図２の場合に比べて、コモンモードノイズを低減できる。 There are two types of noise: common mode noise and normal mode noise. Common mode noise is generally generated by a potential difference between the ground and the power line, and normal mode noise is generally noise generated by a potential difference between the bus lines of the power line. When the reactors 301, 303, 306, and 308 are inserted so that both power lines have the same impedance, common mode noise can be reduced as compared to the case of FIG. 2 in which only the power bus is inserted.
図２のように片方の母線のみにリアクトルを備えた場合、リアクトル３０１、３０６を挿入している母線側にはリアクトル３０１、３０６のインピーダンスがあり、一方のリアクトルを挿入していない母線側にはリアクトルによるインピーダンスがないため、グランドから見た双方の母線のインピーダンスが不平衡となり、パワーラインのノイズがパワーライン−グランド間の素子や浮遊容量からグランドには流れやすくなり、コモンモードノイズを生じる。 When the reactor is provided only on one bus as shown in FIG. 2, the impedance of the reactors 301 and 306 is on the side of the bus where the reactors 301 and 306 are inserted, and on the side of the bus where the one reactor is not inserted Since there is no impedance due to the reactor, the impedance of both buses viewed from the ground becomes unbalanced, and power line noise tends to flow from the power line-ground element or stray capacitance to the ground, thereby generating common mode noise.
一方、図１に示すように、双方の母線に同一のインピーダンスを有するリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８をそれぞれ挿入すると、グランドから見た双方の母線のインピーダンスが平衡化されるためコモンモードノイズは低減できる。 On the other hand, as shown in FIG. 1, when reactors 301, 303, 306, and 308 having the same impedance are inserted into both buses, the impedances of both buses viewed from the ground are balanced, so the common mode noise is Can be reduced.
上述の通り、リアクトルを平衡化させた昇圧チョッパ回路を２つ並列に備えたコンバータ回路３００のインターリーブ構成の回路を用いることでコモンモードノイズを低減させつつ昇圧動作を可能とする。 As described above, by using a circuit having an interleave configuration of the converter circuit 300 including two boost chopper circuits in which the reactors are balanced in parallel, the boost operation can be performed while reducing the common mode noise.
更に、コンバータ回路３００の２つの昇圧チョッパ回路の各相にダイオードを配置することによりリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８に流れる電流を確実に均等にし、リアクトルでの損失の増加や、制御性の悪化を防ぐことができる。また、コンバータ回路３００の入力側に整流回路３を備えることで、交流電源電圧をインターリーブ構成の回路で昇圧動作を行う際にも同じ効果が得られる。 Furthermore, by arranging a diode in each phase of the two step-up chopper circuits of the converter circuit 300, the currents flowing through the reactors 301, 303, 306, and 308 are surely equalized, increasing the loss in the reactor and deteriorating controllability. Can be prevented. Further, by providing the rectifier circuit 3 on the input side of the converter circuit 300, the same effect can be obtained when the AC power supply voltage is boosted by a circuit having an interleave configuration.
実施の形態1の前記説明においては、コンバータ回路３００にダイオード３０２、３０４、３０７、３０９を備えた構成であるが、ダイオード３０４、３０９を備えず、ダイオード３０２、３０７のみの構成であってもコモンモードノイズを低減させつつ昇圧動作が可能である。 In the description of the first embodiment, the converter circuit 300 includes the diodes 302, 304, 307, and 309. However, the converter circuit 300 does not include the diodes 304 and 309, and the diode 302 and 307 only have a common configuration. Boost operation is possible while mode noise is reduced.
コンバータ回路３００の回路は図１のように昇圧チョッパ回路を２並列した構成のみでなく、３並列以上でも同様の効果が得られる。また、リアクトルや半導体スイッチ素子、ダイオードは複数直列や並列で構成してもよい。更に、コンバータ回路３００の回路は例えば前段に整流回路を持たない回路構成や、電源にＤＣ電源を用いてもノイズを低減させつつ昇圧動作が可能である。 The circuit of the converter circuit 300 is not limited to a configuration in which two boost chopper circuits are arranged in parallel as shown in FIG. A plurality of reactors, semiconductor switch elements, and diodes may be configured in series or in parallel. Furthermore, the circuit of the converter circuit 300 can perform a boosting operation while reducing noise even when a circuit configuration without a rectifier circuit in the previous stage or a DC power source is used as a power source.
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置について説明する。図３は実施の形態２による電力変換装置の概略構成図である。
実施の形態２では、前述の実施の形態１の構成において、ダイオード３０４、３０９を取り除いた実施の形態を示すもので、この実施の形態２による電力変換装置は、リアクトル３０１、３０３のコアを共有化すると共に、リアクトル３０６、３０８のコアを共有化したものである。図３のリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８の記号についている黒点はリアクトルの巻初めを表すが、リアクトル３０１、３０３の巻初めは図３と反対にしてコアを共有化しても良い。また、リアクトル３０６、３０８の巻初めも図３と反対にしてコアを共有化しても良く、リアクトル３０１、３０３、３０６、３０８の巻初めも図３と反対にしても良い。尚、その他の構成については実施の形態１と同様であるので説明を省略する。
Embodiment 2. FIG.
Next, a power converter according to Embodiment 2 of the present invention will be described. FIG. 3 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to the second embodiment.
The second embodiment shows an embodiment in which the diodes 304 and 309 are removed from the configuration of the first embodiment, and the power conversion device according to the second embodiment shares the cores of the reactors 301 and 303. And the cores of reactors 306 and 308 are shared. The black dot attached to the symbols of reactors 301, 303, 306, and 308 in FIG. 3 represents the beginning of the reactor winding. However, the cores may be shared at the beginning of the winding of reactors 301 and 303 opposite to FIG. Further, the core of the reactors 306 and 308 may be shared at the beginning of the winding opposite to that in FIG. Since other configurations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
図３のようにリアクトルのコアを共有化することで、例えば、電流がリアクトル３０１、半導体スイッチ素子３０５ａ、リアクトル３０３を通った際にはリアクトル３０１、３０３のコアにおいて磁束が強め合うため、リアクトル３０１、３０３のインダクタンスは自己インダクタンスＬに相互インダクタンスＭを加えたものとなる。そのため、リアクトル３０１と３０３のインダクタンスの和は２Ｌ＋２Ｍとなり、リアクトルのコアを共有化していない場合（２Ｌ）に比べて大きくなる。そのためリアクトルのコアを共有化することで小型、低コスト化が可能となる。 By sharing the core of the reactor as shown in FIG. 3, for example, when current passes through the reactor 301, the semiconductor switch element 305 a, and the reactor 303, the magnetic flux intensifies in the cores of the reactors 301 and 303. , 303 is obtained by adding mutual inductance M to self-inductance L. Therefore, the sum of the inductances of the reactors 301 and 303 is 2L + 2M, which is larger than when the reactor core is not shared (2L). Therefore, by sharing the reactor core, it is possible to reduce the size and cost.
前記のように、リアクトル３０１、３０３のコアを共有化すると共に、リアクトル３０６、３０８のコアを共有化することにより、小型、低コストにコモンモードノイズを低減させつつ、インターリーブ構成の回路の昇圧動作が可能となる。 As described above, the cores of the reactors 301 and 303 are shared, and the cores of the reactors 306 and 308 are shared, so that the common mode noise is reduced at a small size and at a low cost, and the boost operation of the interleaved circuit is performed. Is possible.
実施の形態２による電力変換装置は、２つのリアクトルのコアを共有化した構成であるが、リアクトルが本実施の形態で説明したような巻き方になるように、全てのリアクトルのコアを共有化しても同様の効果が得られる。また、コンバータ回路３００の回路は昇圧チョッパ回路を２並列した構成であるが、３並列以上においても本実施の形態で説明したようにコアを共有化することで同様の効果が得られる。 The power conversion device according to the second embodiment has a configuration in which the cores of two reactors are shared, but the cores of all the reactors are shared so that the reactor is wound as described in the present embodiment. However, the same effect can be obtained. Further, the circuit of the converter circuit 300 has a configuration in which two boost chopper circuits are arranged in parallel, but the same effect can be obtained by sharing the core as described in the present embodiment even in three or more parallel circuits.
更に、本実施の形態で説明したようにコアを共有化させつつ、コンバータ回路３００の２つの昇圧チョッパ回路の各相にダイオードを配置することで、リアクトル３０１、３０３、３０６、３０８に流れる電流を確実に均等にし、リアクトルでの損失の増加や、制御性の悪化を防止しつつ、本実施の形態で説明した効果が得られる。 Furthermore, by sharing the core as described in the present embodiment and arranging a diode in each phase of the two boost chopper circuits of the converter circuit 300, the current flowing through the reactors 301, 303, 306, and 308 can be reduced. The effects described in the present embodiment can be obtained while ensuring equalization and preventing an increase in the loss in the reactor and a deterioration in controllability.
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置について説明する。図４は実施の形態３による電力変換装置の概略構成図である。
実施の形態３による電力変換装置は、前記実施の形態１の構成において、リアクトル３０１、３０６のコアを共有化すると共に、リアクトル３０３、３０８のコアを共有化したものである。コアを共有化することにより実施の形態２による電力変換装置と同様に、小型、低コスト化が可能となる。
Embodiment 3 FIG.
Next, a power converter according to Embodiment 3 of the present invention will be described. FIG. 4 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to the third embodiment.
The power conversion device according to the third embodiment shares the cores of reactors 301 and 306 and the cores of reactors 303 and 308 in the configuration of the first embodiment. By sharing the core, similar to the power conversion device according to the second embodiment, it is possible to reduce the size and cost.
実施の形態３による電力変換装置は、リアクトル３０１、３０６のコアを共有化すると共に、リアクトル３０３、３０８のコアを共有化したことで、一方の昇圧チョッパ回路での電流の変化に起因したリアクトルのコアの磁束の変化が、他方の昇圧チョッパのリアクトルのインダクタンスに影響を与える点で実施の形態２と異なる。尚、この実施の形態３においても、実施の形態２のように、ダイオード３０４、３０９を取り除いてもよく、その他の構成については実施の形態１と同様であるので説明を省略する。 In the power conversion device according to the third embodiment, the cores of reactors 301 and 306 are shared, and the cores of reactors 303 and 308 are shared, so that the reactor current caused by a change in current in one step-up chopper circuit is reduced. The difference from the second embodiment is that the change in the magnetic flux of the core affects the inductance of the reactor of the other step-up chopper. In the third embodiment as well, the diodes 304 and 309 may be removed as in the second embodiment, and the other configurations are the same as those in the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
次に、実施の形態３による電力変換装置の動作について説明する。
実施の形態３による電力変換装置は、リアクトルのコアを逆相接続で接続した場合である。逆相接続とは、図４に示すようにリアクトル３０１の黒点で示した巻初めをコンバータ回路３００の入力側、リアクトル３０６の巻初めをダイオード３０７のアノード側になるようにリアクトルのコアを共有化して接続したものである。このとき、リアクトル３０３、３０８のリアクトルのコアの共有化についても同様であるが、リアクトル３０８の巻き終わりをコンバータ回路３００の入力側、リアクトル３０３の巻き終わりをダイオード３０４のカソード側になるようにリアクトルのコアを共有化して接続してもよい。
Next, the operation of the power conversion device according to Embodiment 3 will be described.
The power conversion device according to the third embodiment is a case where the cores of the reactor are connected by reverse phase connection. In the reverse phase connection, as shown in FIG. 4, the reactor core is shared so that the winding start indicated by the black dot of the reactor 301 is the input side of the converter circuit 300 and the winding start of the reactor 306 is the anode side of the diode 307. Connected. At this time, the same applies to the sharing of the reactor cores of the reactors 303 and 308. However, the reactor 308 is turned on the input side of the converter circuit 300 and the reactor 303 is turned on the cathode side of the diode 304. These cores may be shared and connected.
実施の形態３による電力変換装置の動作は、半導体スイッチ素子３０５ａ、３１０ａのオン、オフによって第１条件から第４条件の４つの動作になる。第１条件から第４条件の電流経路を図５〜図８に示す。 The operation of the power conversion device according to the third embodiment has four operations from the first condition to the fourth condition by turning on and off the semiconductor switch elements 305a and 310a. The current path from the first condition to the fourth condition is shown in FIGS.
図５〜図８において、半導体スイッチ素子３０５ａをＳ１、３１０ａをＳ２、リアクトル３０１、３０３にかかる電圧をＶ１とし、流れる電流をｉ１とする。リアクトル３０６、３０８にかかる電圧をＶ２、流れる電流をｉ２とする。リアクトル３０１、３０３の自己インダクタンスの和をＬ１、リアクトル３０６、３０８の自己インダクタンスの和をＬ２とする。相互インダクタンスをＭとするとＶ１、Ｖ２は式（１）（２）で示される。Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌとし、式（１）（２）からｉ２を消去した式は式（３）となる。 In Figures 5-8, the semiconductor switching element 305a S2 to S1,310a a, a voltage applied to the reactor 301, 303 and V 1, the current flowing i 1. Assume that the voltage applied to the reactors 306 and 308 is V 2 and the flowing current is i 2 . Assume that the sum of the self-inductances of the reactors 301 and 303 is L 1 , and the sum of the self-inductances of the reactors 306 and 308 is L 2 . When the mutual inductance is M, V 1 and V 2 are expressed by equations (1) and (2). L 1 = L 2 = L, and the equation obtained by eliminating i 2 from the equations (1) and (2) is the equation (3).
例えば、図５に示す第１条件のとき、Ｓ１、Ｓ２共にオンであるので式（３）のＶ１とＶ２に入力電圧Ｖｉｎを代入すると式（４）となる。従って、Ｌ１における等価インダクタンスはＬ−Ｍとなる。デューティーをＤとすると、昇圧チョッパ回路の出力電圧ＶｏｕｔはＶｏｕｔ＝Ｖｉｎ／（１−Ｄ）であり、第１条件のＬ２や、図６〜図８に示す第２条件から第４条件での等価インダクタンスも同様に求めると図９に示すようになる。 For example, when in the first condition shown in FIG. 5, and substituting the input voltage Vin to V 1 and V 2 of the formula (3) because it is S1, S2 are both on the equation (4). Therefore, the equivalent inductance in the L 1 becomes L-M. When the duty is D, the output voltage Vout of the step-up chopper circuit is Vout = Vin / (1-D ), L 2 and the first condition, the second condition shown in FIGS. 6 to 8 in the fourth condition The equivalent inductance is also obtained in the same manner as shown in FIG.
一例として、Ｄ＞０．５の場合のＳ１、Ｓ２のスイッチングに対する等価インダクタンス値、電流波形の概形を図１０に示す。
実施の形態２の構成での電流波形は一般的な電流波形であり、Ｓ１、Ｓ２のスイッチング１周期の間に励磁とリセットの１つ山になるが、実施の形態３の電流波形は図１０の電流波形ｉ１、ｉ２のように２つ山となる。そのため、電流リップルの周波数は通常の２倍に見え、コアでの損失は低減される。また、各相の電流リップルの大きさも実施の形態２よりも小さくなり銅損も小さくなる利点がある。
As an example, FIG. 10 shows an outline of an equivalent inductance value and a current waveform for switching of S1 and S2 in the case of D> 0.5.
The current waveform in the configuration of the second embodiment is a general current waveform, and is one peak of excitation and reset during one switching cycle of S1 and S2. The current waveform of the third embodiment is shown in FIG. The current waveforms i 1 and i 2 are two peaks. As a result, the frequency of the current ripple appears to be twice that of normal, and the loss in the core is reduced. Further, the magnitude of the current ripple of each phase is smaller than that of the second embodiment, and there is an advantage that the copper loss is reduced.
前記は磁気結合型リアクトルを逆相接続で用いた場合であるが、コアの共有化する際に同相接続で用いた場合においても同様に、磁気結合型リアクトルを用いない場合に比べて小型、低コスト化、低損失化が可能となる。同相接続とは、リアクトル３０１、３０６の巻初め（又は巻き終わり）が共にコンバータ回路３００の入力側となるようにリアクトルのコアを共有化して接続したものである。このときリアクトル３０３、３０８のリアクトルのコアの共有化についても同様である。 The above is a case where a magnetically coupled reactor is used in reverse phase connection, but in the same way when using a common phase connection when sharing a core, it is smaller and lower in comparison with the case where a magnetically coupled reactor is not used. Cost and loss can be reduced. In-phase connection is a connection in which the cores of the reactors are shared so that the winding start (or winding end) of the reactors 301 and 306 are both on the input side of the converter circuit 300. The same applies to the sharing of reactor cores of reactors 303 and 308 at this time.
同相接続と逆相接続を比較すると、同相接続では各相での電流リップルの周波数は各相でのスイッチング周波数と同等であり、相電流は逆相接続よりも大きくなるため損失は逆相接続よりも大きくなる。しかし、同相接続の出力の合成電流リップルは、各相の電流のリップルが打ち消し合うために逆相接続よりも小さくなり、平滑コンデンサ４の容量を逆相接続よりも小さくできる利点がある。 Comparing in-phase and out-of-phase connections, the current ripple frequency in each phase is equal to the switching frequency in each phase in in-phase connection, and the phase current is larger than in out-of-phase connection, so the loss is greater than in out-of-phase connection. Also grows. However, the combined current ripple of the output of the in-phase connection is smaller than that of the anti-phase connection because the ripples of the currents of the respective phases cancel each other, and there is an advantage that the capacity of the smoothing capacitor 4 can be made smaller than that of the anti-phase connection.
実施の形態３による電力変換装置は、２つのリアクトルのコアを共有化した構成であるが、リアクトルが実施の形態３で説明したような巻き方になるように、全てのリアクトルのコアを共有化しても同様の効果が得られる。また、コンバータ回路３００の回路は昇圧チョッパ回路を２並列した構成回路であるが、３並列以上においても本実施の形態で説明したようにコアを共有化することで同様の効果が得られるが、並列数が奇数の場合よりも本実施の形態で示したように偶数の場合の方がより効果的である。 The power conversion device according to the third embodiment has a configuration in which the cores of two reactors are shared. However, the cores of all the reactors are shared so that the reactor is wound as described in the third embodiment. However, the same effect can be obtained. The circuit of the converter circuit 300 is a configuration circuit in which two step-up chopper circuits are arranged in parallel, but the same effect can be obtained by sharing the core as described in the present embodiment even in three or more parallel circuits. As shown in this embodiment, the even number is more effective than the odd number.
実施の形態３の前記説明においては、コンバータ回路３００にダイオード３０２、３０４、３０７、３０９を備えた構成であるが、ダイオード３０４、３０９を備えず、ダイオード３０２、３０７のみの構成であっても、本実施の形態で説明した効果が得られる。 In the description of the third embodiment, the converter circuit 300 includes the diodes 302, 304, 307, and 309. However, the diodes 304 and 309 are not included, and the diodes 302 and 307 alone are included. The effects described in this embodiment can be obtained.
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置について説明する。実施の形態４では、各昇圧チョッパのダイオードの何れかに炭化珪素や窒化ガリウムなどワイドギャップ半導体を材料としたダイオードを配置した場合について説明する。ここでは炭化珪素ダイオードを一例に挙げて説明する。
Embodiment 4 FIG.
Next, a power converter according to Embodiment 4 of the present invention will be described. In the fourth embodiment, a case where a diode made of a wide gap semiconductor such as silicon carbide or gallium nitride is disposed in any of the diodes of each boost chopper will be described. Here, a silicon carbide diode will be described as an example.
図１１は実施の形態４による電力変換装置の構成図である。図１１に示すような電力変換装置では、一般的には２０ｋＨｚ以上とされている高周波のスイッチング周波数にてスイッチングを行うため、電流経路の切り替わり周期が速く、ダイオードによるリカバリの損失が周波数が高い分大きい。そのため、リカバリがシリコンのダイオードよりも小さい炭化珪素のダイオードを用いることで、各スイッチングで生じるリカバリを減らし、損失の低減を行うことが可能となる。 FIG. 11 is a configuration diagram of a power conversion device according to the fourth embodiment. In the power converter as shown in FIG. 11, switching is performed at a high-frequency switching frequency, which is generally set to 20 kHz or higher, so that the current path switching period is fast and the recovery loss due to the diode is high. large. Therefore, by using a silicon carbide diode whose recovery is smaller than that of a silicon diode, it is possible to reduce recovery caused by each switching and reduce loss.
炭化珪素ダイオードは損失低減に有効であるがコストがかかる問題がある。ここでインターリーブ構成の回路のダイオードを通る電流ループを見ると図１１のようになる。そこで回路動作時の電流ループ中のダイオードの少なくとも一つが炭化珪素ダイオードとなるように炭化珪素ダイオードを合計２つ配置する。電流ループ中のダイオードの少なくとも1つにリカバリの小さい炭化珪素ダイオードを用いることで、リカバリ電流が図１１の電流ループを逆に流れるのを抑制できるため、コストを抑えつつリカバリ損失の低減が可能となる。炭化珪素ダイオード配置の組み合わせは４通りあり、それはダイオード３０２及び３０７、ダイオード３０２及び３０９、ダイオード３０４及び３０７、ダイオード３０４及び３０９である。 Although silicon carbide diodes are effective in reducing loss, there is a problem that costs are high. Here, a current loop passing through the diode of the interleaved circuit is as shown in FIG. Therefore, a total of two silicon carbide diodes are arranged so that at least one of the diodes in the current loop during circuit operation is a silicon carbide diode. By using a silicon carbide diode having a small recovery as at least one of the diodes in the current loop, it is possible to suppress the recovery current from flowing in the current loop of FIG. Become. There are four combinations of silicon carbide diode arrangements: diodes 302 and 307, diodes 302 and 309, diodes 304 and 307, and diodes 304 and 309.
昇圧チョッパ回路を２並列した構成した回路だけでなく３並列以上でも適用可能であり、昇圧チョッパ回路のダイオードの何れか一方に炭化珪素ダイオードを用いることでリカバリ損の低減効果が可能となる。例えば、リアクトル３０１、３０３、半導体スイッチ素子３０５ａ、ダイオード３０２、３０４の昇圧チョッパ回路においてはダイオード３０２もしくはダイオード３０４の何れか一方に炭化珪素ダイオードを用いることでリカバリ損の低減効果が可能となる。 The present invention can be applied not only to a circuit in which two boost chopper circuits are arranged in parallel but also to three or more parallel, and by using a silicon carbide diode as one of the diodes of the boost chopper circuit, an effect of reducing recovery loss can be achieved. For example, in the step-up chopper circuit of the reactors 301 and 303, the semiconductor switch element 305a, and the diodes 302 and 304, it is possible to reduce the recovery loss by using a silicon carbide diode for either the diode 302 or the diode 304.
実施の形態４の前記説明においては、コンバータ回路３００にダイオード３０２、３０４、３０７、３０９を備えた構成であるが、ダイオード３０４、３０９を備えず、ダイオード３０２、３０７のみの構成であっても、炭化珪素ダイオードを用いることでダイオードの損失とコモンモードノイズを低減させつつ昇圧動作が可能である。 In the description of the fourth embodiment, the converter circuit 300 includes the diodes 302, 304, 307, and 309, but the diodes 304 and 309 are not included, and the diodes 302 and 307 alone are configured. By using a silicon carbide diode, it is possible to perform a boost operation while reducing diode loss and common mode noise.
尚、前記各実施の形態では半導体スイッチ素子３０５ａ、３１０ａはＭＯＳＦＥＴとしたが、これに限ったものではなく、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等でもよい。また、ダイオード３０５ｂ、３１０ｂはＭＯＳＦＥＴに内蔵されたダイオードではなく外付けのダイオードでもよい。更にダイオード３０５ｂ、３１０ｂは備えなくてもよい。半導体スイッチ素子の材料としてはシリコンだけでなく，炭化珪素や窒化ガリウム等、ワイドギャップ半導体から成る素子を用いてもよい。 In each of the above embodiments, the semiconductor switch elements 305a and 310a are MOSFETs. However, the semiconductor switch elements 305a and 310a are not limited to this and may be IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) or the like. The diodes 305b and 310b may be external diodes instead of the diodes built in the MOSFET. Furthermore, the diodes 305b and 310b may not be provided. As a material of the semiconductor switch element, not only silicon but also an element made of a wide gap semiconductor such as silicon carbide or gallium nitride may be used.
尚、この発明は、前記実施の形態１から実施の形態４に示した構成のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、各実施の形態を適宜組み合わせたり、その構成に一部変形を加えたり、構成を一部省略することが可能である。 The present invention is not limited to the configuration shown in the first to fourth embodiments, and the embodiments may be appropriately combined or configured without departing from the spirit of the present invention. It is possible to add some deformation to the above or to partially omit the configuration.
１ 交流電源、２ 負荷、３ 整流回路、４ 平滑コンデンサ、３００ コンバータ回路、３０１、３０３、３０６、３０８ リアクトル、３０２、３０４、３０７、３０９、３０５ｂ、３１０ｂ ダイオード、３０５ａ、３１０ａ 半導体スイッチ素子。 1 AC power source, 2 load, 3 rectifier circuit, 4 smoothing capacitor, 300 converter circuit, 301, 303, 306, 308 reactor, 302, 304, 307, 309, 305b, 310b diode, 305a, 310a Semiconductor switch element.
Claims (10)
前記第１のリアクトルにアノードが接続された第１のダイオードと、
前記第１のリアクトルと前記第１のダイオードが接続された第１の母線と、
第２のリアクトルが接続された第２の母線と、
前記第２のリアクトルにカソードが接続された第２のダイオードと、
前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとの間に接続された半導体スイッチ素子と、を備えて昇圧チョッパ回路を構成すると共に、前記昇圧チョッパ回路を複数並列に接続したことを特徴とする電力変換装置。 A first reactor;
A first diode having an anode connected to the first reactor;
A first bus connected to the first reactor and the first diode;
A second bus to which a second reactor is connected;
A second diode having a cathode connected to the second reactor;
Together constituting the booster chopper circuit and a semiconductor switch element that is connected between the cathode of said first diode anode and the second diode, that connects the boost chopper circuit in parallel a plurality of The power converter characterized by this.
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