JP5905064B2 - Ｄｆｂ−ｄｍｌのための電子分散補償システム、および前置補償受信機並びに後補償受信機 - Google Patents

Description

本発明の一実施形態は、ＤＦＢ−ＤＭＬ（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ−ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｌａｓｅｒ）に関する。

最近、ＬＴＥバックホール（ｂａｃｋｈａｕｌ）市場は急激に成長しており、２０１５年までに１００万モバイル装置をサポートするものと期待されている。加入者数の増加に伴い、加入者１人あたりの費用を減少させるための努力も増加している。このような費用の相当部分はレーザ源（ｌａｓｅｒ ｓｏｕｒｃｅ）が占めている。これにより、低費用の分布帰還−直接変調レーザ（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ−ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｌａｓｅｒ：ＤＦＢ−ＤＭＬ）は、費用に効率的な光ネットワークのための優秀な候補となっている。ＤＦＢとは、レーザの活性領域が周期的に回折格子構造であるレーザダイオード（ｌａｓｅｒ ｄｉｏｄｅ）の類型である。格子はレーザに対して光学的なフィードバックを提供し、狭帯域の波長のみを反射させる。これにより、ＤＦＢは単一縦軸レージングモード（ｓｉｎｇｌｅ ｌｏｎｇｉｔｕｄｉｎａｌ ｌａｓｉｎｇ ｍｏｄｅ）を生成し、高いＱファクタ（Ｑ−ｆａｃｔｏｒ）を有する。外部変調レーザ（Ｅｘｔｅｒｎａｌｌｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｌａｓｅｒｓ：ＥＭＬｓ）に比べて直接変調レーザ（Ｄｉｒｅｃｔｌｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｌａｓｅｒｓ：ＤＭＬ）は、費用、電力消耗、および大きさにおいて多くの利点を有している。しかし、直接変調は周波数チャープ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｈｉｒｐ）現象を誘発する。データレート（ｄａｔａ ｒａｔｅ）が３Ｇｂ／ｓを超過する場合、光ファイバ分散と結合した周波数チャープはシステム性能を低下させる。これにより、周波数チャープによる問題点を補償するために多様な研究が進められている。一部の研究では、ＤＣＦ（ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｆｉｂｅｒ）とＯＳＲ（ｏｐｔｉｃａｌ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｒｅｓｈａｐｅｒ）を利用して特殊製作されたチャープ−管理レーザ（ｃｈｉｒｐ−ｍａｎａｇｅｄ ｌａｓｅｒｓ）のような光ドメインソリューションが考案された。本発明は、より少ない費用で周波数チャープによる問題点を補償するための電気的ドメインソリューションを提案する。

本発明の一実施形態に係るＤＦＢ−ＤＭＬ（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｆｅｅｄｂａｃｋ−Ｄｉｒｅｃｔｌｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｌａｓｅｒ）のための電子分散補償（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ：ＥＤＣ）システムにおいて、電子分散補償システムは、減少した線形チャープ−分散（ｃｈｉｒｐ−ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）を有する信号を送信する前置補償送信機（ｐｒｅ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）、および前記信号を受信し、非線形チャープ−分散を減少させる後補償受信機（ｐｏｓｔ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）を備える。

前置補償送信機は、メイン−タップデータ（ｍａｉｎ−ｔａｐ ｄａｔａ）とプリ−タップデータ（ｐｒｅ−ｔａｐ ｄａｔａ）を生成するツータップデータ生成部（２ ｔａｐ ｄａｔａ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）、プリ−タップデータおよびメイン−タップデータを受信し、立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ−ｅｄｇｅ）検出信号（ｄｅｔｅｃｔｏｒ ｓｉｇｎａｌ）を生成する立ち上がりパターン検出部（ｒｉｓｉｎｇ ｐａｔｔｅｒｎ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）、プリ−エンファシス（ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｓ）の量に応じて検出信号とメイン−タップデータの振幅を調整し、メイン−タップデータから検出信号を減算するプリ−ドライバ（ｐｒｅ−ｄｒｉｖｅｒｓ）、および立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）以前にプリ−エンファシスされる（ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｚｅｄ）出力データを生成する出力ドライバ（ｏｕｔｐｕｔ ｄｒｉｖｅｒ）を備える。

プリ−タップデータは、メイン−タップデータよりも０〜１サイクル以前に生成されたデータである。サイクルは、レーザチャープ（ｌａｓｅｒ ｃｈｉｒｐ）および光ファイバの距離に応じて必要なプリ−エンファシス（ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｓ）の持続時間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）によって決定されてもよい。

立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）を示すメイン−タップデータがロー（ｌｏｗ）であり、プリ−タップデータがハイ（ｈｉｇｈ）であるとき、検出信号はハイ（ｈｉｇｈ）である。

立ち上がりパターン検出部は、出力データをプリ−エンファシス（ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｚｅ）する組合せ論理（ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎａｌ ｌｏｇｉｃ）を備える。

前置補償送信機は、メイン−タップデータおよびプリ−タップデータのうち少なくとも１つのパルス持続時間（ｐｕｌｓｅ ｄｕｒａｔｉｏｎ）を広げるパルス拡張クロック生成部（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｅｎｉｎｇ ＣＬＫ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）をさらに備える。

後補償受信機は、非線形チャープ−分散（ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｃｈｉｒｐ−ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）のチルティング（ｔｉｌｔｉｎｇ）を補償するフィルタ（ｆｉｌｔｅｒｓ）を備える。

低費用ＤＦＢ−ＤＭＬのための後補償受信機は、線形チャープ−分散を補償する線形イコライザ（ｌｉｎｅａｒ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）、および非線形チャープ−分散のチルティング（ｔｉｌｔｉｎｇ）を補償する非線形イコライザ（ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）を備える。

線形イコライザはゼロ−ポールフィルタ（ｚｅｒｏ−ｐｏｌｅ ｆｉｌｔｅｒ）を備え、非線形イコライザは、乗算機（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）、ローパスフィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）、ワンゼロ−ツーポールフィルタ（ｏｎｅ ｚｅｒｏ−ｔｗｏ ｐｏｌｅ ｆｉｌｔｅｒ）、および加算器（ａｄｄｅｒ）を含む。

添付の図面は、本発明の一部として挿入されたものであり、本発明の多様な実施形態を説明するものであって、これらは本発明の詳細な説明と共に本発明の原理を説明するためのものである。
前置補償送信機および後補償受信機を備える電子分散補償（ＥＤＣ）システムの構造を示した図である。 前置補償送信機および後補償受信機を備える電子分散補償（ＥＤＣ）システムの構造を示した図である。 チャープパルス（ｃｈｉｒｐｅｄ ｐｕｌｓｅ）のラビットイヤー（ｒａｂｂｉｔ ｅａｒ）を示した図である。 前置補償送信機でラビットイヤー（ｒａｂｂｉｔ ｅａｒ）を示した図である。 前置補償送信機でラビットイヤー（ｒａｂｂｉｔ ｅａｒ）を示した図である。 本発明の一実施形態に係るラビットイヤー（ｒａｂｂｉｔ ｅａｒ）を補償するプロセスの一例を示した図である。 本発明の一実施形態に係るラビットイヤー（ｒａｂｂｉｔ ｅａｒ）を補償するプロセスの一例を示した図である。 本発明の一実施形態に係る立ち上がりエッジ以前にプリ−エンファシスのために利用される簡略化されたブロックダイアグラムの一例を示した図である。 本発明の一実施形態に係るデータ修正の一態様を示した図である。 本発明の一実施形態に係る立ち上がりパターン検出部（ｒｉｓｉｎｇ ｐａｔｔｅｒｎ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）のブロックダイアグラムの一例を示した図である。 本発明の一実施形態に係るパルス拡張のために利用される簡略化されたブロックダイアグラムの一例を示した図である。 本発明の一実施形態に係るＣＬＫ修正プロセス（ｐｒｏｃｅｓｓ）の一例を示した図である。 本発明の一実施形態に係るＣＬＫ修正プロセス（ｐｒｏｃｅｓｓ）の一例を示した図である。 本発明の一実施形態に係るパルス拡張クロック生成部のブロックダイアグラムの一例を示した図である。 本発明の一実施形態に係るチャープパルス（ｃｈｉｒｐｅｄ ｐｕｌｓｅ）のチルティング（ｔｉｌｔｉｎｇ）例を示した図である。 本発明の一実施形態に係る粒子の動きを示した図である。 本発明の一実施形態に係る粒子の動きを示した図である。 チルティングのためのＥＤＣの概念を示した図である。 チルティングのためのＥＤＣの概念を示した図である。 チルティング補償を実行するプロセスを示した図である。 送信機出力でアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）のシミュレーション結果を示した図である。 送信機出力でアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）のシミュレーション結果を示した図である。 送信機出力でアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）のシミュレーション結果を示した図である。 補償が実行されなかったアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）を示した図である。 前置補償（ｐｒｅ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）が実行されたアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）を示した図である。 後補置償（ｐｏｓｔ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）が実行されたアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）を示した図である。 前置補償および後補償すべてが実行されたアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）を示した図である。

以下の説明は、添付の図面を参照しながら詳細に説明する。本発明は互いに異なる多様な形態で実現されてもよく、ここで説明する実施形態に限定されることはない。図面において、レイヤ（ｌａｙｅｒｓ）および領域（ｒｅｇｉｏｎｓ）の大きさ、さらには相対的な大きさは、明確性のために誇張して示した。また、図面において同じ参照符号は同じ要素を示す。

図１Ａおよび図１Ｂは、提案された電子分散補償（ＥＤＣ）システムの構造を示している。図１Ａは、提案された電子分散補償（ＥＤＣ）システムの前置補償送信機（ｐｒｅ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）を示した図であり、図１Ｂは、提案された電子分散補償システムの後補償受信機（ｐｏｓｔ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）を示した図である。

ＯＳＲ（ｏｐｔｉｃａｌ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｒｅｓｈａｐｅｒ）およびＤＣＦ（ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｆｉｂｅｒ）が追加の費用を伴うため、光ドメイン接近方法（ｏｐｔｉｃａｌ ｄｏｍａｉｎ ａｐｐｒｏａｃｈ）は費用に効果的なソリューションにはならない場合がある。さらに、ＯＳＲはＤＭＬ（ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｌａｓｅｒｓ）の大きさを増加させ、ＤＣＦはチャネル損失を増加させる。他の研究では、ＦＦＥ（ｆｅｅｄ−ｆｏｒｗａｒｄ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）を利用したＥＤＣ、ＤＦＥ（ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｆｅｅｄｂａｃｋｅ ｑｕａｌｉｚｅｒ）、および直接変調に対するルックアップテーブル（Ｌｏｏｋ−Ｕｐ Ｔａｂｌｅｓ：ＬＵＴ）を利用した前置補償のような電気的ドメインソリューションを考案してもよい。

電気的ドメイン接近方法（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｄｏｍａｉｎ ａｐｐｒｏａｃｈ）は費用に効率的である。しかし、既存の電気的ドメイン方法は、ファイバ分散性（ｆｉｂｅｒ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）を補償するために考案されたものに過ぎず、チャープ（ｃｈｉｒｐ）を補償するための最適なソリューションではない。また、チャープが深刻である場合に、上述した接近方法はチャープペナルティ（ｃｈｉｒｐ ｐｅｎａｌｔｙ）を補償できないことがある。

チャープ（ｃｈｉｒｐ）と分散の間の相互作用は数学的にモデリングされてもよい。数学的モデリングに基づき、６Ｇｂ／ｓ信号でＬＴＥバックホールのためのＥＤＣが提案されてもよい。提案されたＥＤＣは、チャープを減少させるために送信機における前置補償（ｐｒｅ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）およびチャープペナルティ（ｃｈｉｒｐ ｐｅｎａｌｔｙ）を完全に除去するために、受信機における後補償（ｐｏｓｔ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）で構成されてもよい。

本発明の一実施形態によると、ＥＤＣシステムは、チャープ−分散（ｃｈｉｒｐ−ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）を減少させてもよい。直流変調は、レーザの出力電力だけではなく、発光周波数にも影響を及ぼすことがある。発光周波数の変動を周波数チャープ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｈｉｒｐ）と呼び、下記の数式（１）のように表現されてもよい。

ここで、△ｆは瞬時周波数偏差（ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｅｖｉａｔｉｏｎ）、ＰＬ（ｔ）はレーザの出力電力（ｍＷ）、αはライン向上係数（ｌｉｎｅ ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ ｆａｃｔｏｒ）、ｋ_Ａは断熱チャープ係数（ＧＨｚ／ｍＷ）であってもよい。αとｋ_Ａの値はレーザ設計に依存して変わってもよく、一般的な値はそれぞれ約３と２０ＧＨｚ／ｍＷであってもよい。一般的なＤＭＬ（ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｌａｓｅｒｓ）において、断熱チャープ（ａｄｉａｂａｔｉｃ ｃｈｉｒｐ）は支配的であってもよい。これにより、周波数偏差チャープ方程式（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｅｖｉａｔｉｏｎ ｃｈｉｒｐ ｅｑｕａｔｉｏｎ）は、下記の数式（２）のように近似化されてもよい。

分散ファイバにおいて、他の発光周波数の波形は互いに異なる速度で伝搬されてもよい。これにより、前記波形は互いに干渉を引き起こし、信号歪曲（例えば、チャープ−分散）を発生させることがある。

本発明の一実施形態によると、ＥＤＣシステムは、前置補償送信機（ｐｒｅ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）および後補償受信機（ｐｏｓｔ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）を備えてもよい。ここで、前置補償送信機は、減少した線形チャープ−分散を有する信号を送信してもよい。また、後補償受信機は前記信号を受信し、非線形チャープ−分散を減少させてもよい。

前置補償送信機は、位相補間部（ｐｈａｓｅ ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｏｒ：ＰＩ）、ツータップデータ生成部（２ ｔａｐ ｄａｔａ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）、パルス拡張クロック生成部（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｅｎｉｎｇ ＣＬＫ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）、立ち上がりパターン検出部（ｒｉｓｉｎｇ ｐａｔｔｅｒｎ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）、４：１ＭＵＸ、および出力ドライバ（ｏｕｔｐｕｔ ｄｒｉｖｅｒ）で構成されてもよい。立ち上がりパターン検出部およびパルス拡張クロック生成部は、一般的な送信機に追加されてもよい。立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ−ｅｄｇｅ）以前のプリ−エンファシス（ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｓ）はラビットイヤー（ｒａｂｂｉｔ ｅａｒ）を減少させてもよく、パルス拡張はチャープ（ｃｈｉｒｐ）によって低くなったゼロ−クロッシングポイント（ｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓｉｎｇ ｐｏｉｎｔ）を上に上げてもよい。

後補償受信機は、ラビットイヤー補償のための線形イコライザ（ｅｑｕａｌｉｚｅｒ：ＥＱ）、チルティング補償のための非線形イコライザ、一般的な高周波ブースティングイコライザ（ｔｙｐｉｃａｌ ｈｉｇｈ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｂｏｏｓｔｉｎｇ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）、およびリミットアンプ（Ｌｉｍｉｔｉｎｇ Ａｍｐ：ＬＡ）で構成されてもよい。ラビットイヤーを完全に除去するために、ラビットイヤーは受信機でモデリングされてもよく、ゼロ−ポールフィルタ（ｚｅｒｏ−ｐｏｌｅ ｆｉｌｔｅｒ）は数学的モデルから設計されてもよい。非線形チャープ分散（ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｃｈｉｒｐ−ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）およびチルティング（ｔｉｌｔｉｎｇ）は、バーガーの（Ｂｕｒｇｅｒ）方程式を利用して新たに分析されてもよく、非線形イコライザが提案されてもよい。

例えば、非線形イコライザは、乗算機（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）、ローパスフィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）、１Ｚ−２Ｐフィルタ（ｏｎｅ−ｚｅｒｏ ｔｗｏ−ｐｏｌｅ ｆｉｌｔｅｒ）、および加算器（ａｄｄｅｒ）で構成されてもよい。すべての極点（ｐｏｌｅｓ）と零点（ｚｅｒｏｓ）は、数学的モデリングに応じて位置してもよい。零点の周波数は、多様な種類の低費用ＤＭＬ（ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｌａｓｅｒｓ）を収容するために二進抵抗を調節することによって変調されてもよい。提案されたＥＤＣを使用することにより、ＬＴＥバックホールに対する拡張は３Ｇｂｐｓから６Ｇｂｐｓまで可能となり、ＦＴＴＨダウンストリーム（ｄｏｗｎｓｔｒｅａｍ）に対する送信機モジュールの費用を３０％に減少することができる。

図２は、チャープパルス（ｃｈｉｒｐｅｄ ｐｕｌｓｅ）のラビットイヤー（ｒａｂｂｉｔ ｅａｒ）を示した図である。

本発明の一実施形態によると、図２は、線形チャープ分散現象の論理的誘導を示している。図２に示すように、ラビットイヤー（ｒａｂｂｉｔ ｅａｒ）は、論理「０」と「１」の間のオーバラップ（ｏｖｅｒｌａｐ）によって発生してもよい。ラビットイヤーは以前の「０」と次の「１」の間のオーバラップによって立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）として現われてもよく、ラビットイヤーは前記立ち上がりエッジでオーバシュート（ｏｖｅｒｓｈｏｏｔ）を発生させてもよい。「０」と「１」の間の差等遅延（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｄｅｌａｙ）は、物質分散性遅延方程式（ｍａｔｅｒｉａｌ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ ｄｅｌａｙ ｅｑｕａｔｉｏｎ）を利用して計算されてもよい。

上記した数式（２）のような周波数偏差（ＧＨｚ）を数式（３）に代替すると、下記の数式（４）が得られる。

ここで、Ｄはファイバの分散係数（ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ）、ｚはファイバの長さ（ｋｍ）、は中心発光波長（ｎｍ）、ｃは光の速度を示してもよい。

ｄ（ｔ）は、分散ファイバを巡回する以前の原信号（ｏｒｉｇｉｎａｌ ｓｉｇｎａｌ）であるとしよう。前記信号は、ｄ（ｔ）＝ｄ_０（ｔ）＋ｄ_１（ｔ）のようにパルス「１」と「０」で構成されてもよい。ｄ（ｔ）が光ファイバを通過しながら、ｄ_１（ｔ）はｄ_０（ｔ）よりもΔｔ_０←→１だけさらに速く電波してもよい。これにより、受信された信号は下記の数式（５）のように表現されてもよい。

ここで、ファイバ減衰および遅延は、パルスの形状を変更しないため無視されてもよい。直観的に、ｄ_０（ｔ）は下記の数式（６）のようなｄ_１（ｔ）で表現されてもよい。

ここで、ＥＲは、「０」に対するレーザの出力電力Ｌ（ｍＷ）と「１」に対するＨの消光比（ｅｘｔｉｎｃｔｉｏｎ ｒａｔｉｏ）であってもよい。数式（５）に数式（６）を代入することにより、数式（５）は下記の数式（７）のように表現されてもよい。

数式（７）は、ｄ_１（ｔ）の加重された合計（ｗｅｉｇｈｔｅｄ ｓｕｍ）となる受信信号を示してもよい。数式（７）において、ｄ_１（ｔ）は下記の数式（８）のように表現されてもよい。

ＥＲ^２＞＞１である場合、数式（８）は下記の数式（９）のように簡単に表現されてもよい。

数式（９）を利用することにより、原信号（ｏｒｉｇｉｎａｌ ｓｉｇｎａｌ）は下記の数式（１０）の受信信号から得られてもよい。

図３は、前置補償送信機でラビットイヤー（ｒａｂｂｉｔ ｅａｒ）を示した図である。図３Ａはパルス整形（ｐｕｌｓｅ−ｓｈａｐｉｎｇ）のないラビットイヤーを示しており、図３Ｂは送信機でパルス整形を有するラビットイヤーを示している。

本発明の一実施形態によると、提案されたＥＤＣは、前置補償を利用して線形チャープ分散を減少させるために適用されてもよい。

必要なレーザの出力電力が低い場合、「０」に対するレーザの出力電力も低くなり、オーバラッピング（ｏｖｅｒｌａｐｐｉｎｇ）が問題にならないことがある。しかし、長距離送信によってチャネルの損失が高く、必要なレーザの出力電力が高い場合には「０」に対するレーザの出力電力は極めて高く、大きなオーバショット（ｏｖｅｒ ｓｈｏｏｔ）が発生することがある。オーバショット（ｏｖｅｒ ｓｈｏｏｔ）は単に信号自体を歪曲させるだけでなく、受信機において回路性能の相当な低下を招来することがある。これにより、ラビットイヤーを減少させるための送信機側ソリューションが必要となる。

図３Ａはパルス整形（ｐｕｌｓｅ ｓｈａｐｉｎｇ）のないチャープ−分散波形（ｃｈｉｒｐ−ｄｉｓｐｅｒｓｅｄ ｐｕｌｓｅ）を示しており、図３Ｂは立ち上がりエッジ以前に１ＵＩに対するパルス整形（ｐｕｌｓｅ ｓｈａｐｉｎｇ）を有するチャープ−分散波形（ｃｈｉｒｐ−ｄｉｓｐｅｒｓｅｄ ｐｕｌｓｅ）を示している。パルス整形（ｐｕｌｓｅ ｓｈａｐｉｎｇ）は、ラビットイヤーを減少させるために適した送信信号を生成してもよい。立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）以前に、Δｔ_０←→１間のプリ−エンファシス（Ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｓ）はラビットイヤーを減少させてもよい。しかし、立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）以前にプリ−エンファシス（Ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｓ）は限界がある。ＤＭＬに対して安定的なターン−オン（ｔｕｒｎ−ｏｎ）状態を保つために、立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）で以前の「０」に対する電力は０にならないことがある。これは、ラビットイヤーがパルス整形（ｐｕｌｓｅ−ｓｈａｐｉｎｇ）方法を利用して完全に除去されないことを意味してもよい。これにより、ラビットイヤーを除去するための受信機側のソリューションが必要となる。

ファイバ分散性（ｆｉｂｅｒ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）は、受信された信号のアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）のゼロ−クロッシング（ｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓｉｎｇ）を低めることができる。また、チャープによるチルティング（ｔｉｌｔｉｎｇ）は、付加的にゼロ−クロッシングを低め、受信機で最適なサンプリングポイントを探すことを妨害することができる。これにより、パルス拡張技術は、ゼロ−クロッシングポイント（ｔｈｅｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓｉｎｇ ｐｏｉｎｔ）を上げるために追加されてもよい。

図４は、本発明の一実施形態に係るラビットイヤー（ｒａｂｂｉｔ ｅａｒ）を補償するプロセス（ｐｒｏｃｅｓｓ）の一例を示した図である。

本発明の一実施形態によると、ラビットイヤー補償に対応する後補償（ｐｏｓｔ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）は、図４のように示されてもよい。図４に示すように、数式（１０）から、ｔにおける原データ（ｏｒｉｇｉｎａｌ ｄａｔａ）は、ｔから受信された信号と、ｔ−Δｔ_０←→１から過去に受信された信号の加重された合計として計算されてもよい。

図４は、数式（１０）を利用してラビットイヤーを補償するプロセス（ｐｒｏｃｅｓｓ）の一例を示した図である。図４Ａは、ラビットイヤーを除去するようにｒ（ｔ−Δｔ_０←→１）とｒ（ｔ１）の加重された合計から補償されるｄ（ｔ１）を示している。図４Ｂは、早く到着した「１」によるホール（ｈｏｌｅ）を満たすｒ（ｔ２−Δｔ_０←→１）とｒ（ｔ２）の加重された合計から補償されるｄ（ｔ２）を示している。

フーリエ変換（Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を利用することにより、数式（１０）は下記の数式（１１）の形態に変換されてもよい。

数式（１１）および近似化された数式（１２）を利用し、ラビットイヤーを緩和させるための線形イコライザ（ｌｉｎｅａｒ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）は下記の数式（１３）によって表現されてもよい。

ここで、極周波数（ｐｏｌｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）と零周波数（ｚｅｒｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）（ＧＨｚ）は下記の数式（１４）のように表現されてもよい。

図５は、本発明の一実施形態によって立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）以前にプリ−エンファシス（ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｓ）のために利用される簡略化されたブロックダイアグラムの一例を示した図である。図５Ａは立ち上がりエッジ以前にプリ−エンファシスのために利用される簡略化されたブロックダイアグラムを示しており、図５Ｂはデータ修正の図面を示している。

ツータップデータ生成部（２ ｔａｐ ｄａｔａ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）は、メイン−タップデータ（ａ ｍａｉｎ−ｔａｐ ｄａｔａ）（例えば、Ａ）とプリ−タップデータ（ｐｒｅ−ｔａｐ ｄａｔａ）（例えば、Ｂ）を生成してもよい。プリ−タップデータは、メイン−タップデータよりも予め設定されたサイクル（ｃｙｃｌｅ）以前に生成されたデータであってもよい。ここで、予め設定されたサイクルは０−サイクル以上であってもよく、１−サイクルよりも小さいか同じであってもよい。一例として、プリ−タップデータは、メイン−タップデータよりも０．５サイクル早く生成されたデータであってもよい。他の例として、プリ−タップデータは、図５Ｂに示すように、メイン−タップデータよりも１−サイクル早く生成されたデータであってもよい。

立ち上がりパターン検出部（ｒｉｓｉｎｇ ｐａｔｔｅｒｎ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）はプリ−タップデータおよびメイン−タップデータを受信し、メイン−タップデータがロー（ｌｏｗ）であり、プリ−タップデータがハイ（ｈｉｇｈ）であるときにはハイ（ｈｉｇｈ）である検出信号（例えば、Ｃ）を生成してもよい。

プリ−ドライバ（ｐｒｅ−ｄｒｉｖｅｒｓ）は、プリ−エンファシス（ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｓ）の量に応じて検出信号の振幅を調整し、メイン−タップデータから検出信号を減算してもよい。例えば、第１プリ−ドライバはプリ−エンファシスの量に応じて検出信号の振幅を調整してもよく、第２プリ−ドライバはメイン−タップデータから検出信号を減算してもよい。これにより、出力データ（例えば、Ｄ）は単に立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）以前にプリ−エンファシスされてもよく、出力ドライバは出力データを生成してもよい。

立ち上がりパターン検出部（ｒｉｓｉｎｇ ｐａｔｔｅｒｎ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）は、図５Ｃに示す組合せ論理（ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎａｌ ｌｏｇｉｃ）で構成されてもよい。立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）を意味するメイン−タップデータがロー（ｌｏｗ）であり、プリ−タップデータがハイ（ｈｉｇｈ）である場合、ＡＮＤゲートの出力はハイ（ｈｉｇｈ）になってもよい。プリ−エンファシススイッチ（ｓｗｉｔｃｈ ｆｏｒ ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｓ：ＳＷ＿ＰＥ）がロー（ｌｏｗ）である場合、立ち上がりパターン検出部はプリ−タップデータを生成してもよい。そうすると、送信機の出力は一般的なプリ−エンファシスされたデータとなる。ＳＷ＿ＰＥがハイ（ｈｉｇｈ）である場合、立ち上がりパターン検出部はライジング検出信号（ｒｉｓｉｎｇ ｄｅｔｅｃｔｏｒ ｓｉｇｎａｌ）を生成してもよい。そうすると、送信機の最終出力信号は単に立ち上がりエッジ以前にのみプリ−エンファシスされることができる。

図６は、本発明の一実施形態に係るパルス−拡張のために利用される簡略化されたブロックダイアグラムの一例を示した図である。図６Ａは、パルス−拡張のために利用される簡略化されたブロックダイアグラムを示している。データパターンにより、ＣＬＫ〜４：１ＭＵＸはパルス幅が広く調整されてもよい。図６Ｂおよび図６Ｃは、ＣＬＫ修正プロセス（ｐｒｏｃｅｓｓ）の一例を示した図である。

図７は、本発明の一実施形態に係るチャープパルス（ｃｈｉｒｐｅｄ ｐｕｌｓｅ）のチルティング（ｔｉｌｔｉｎｇ）例を示した図である。

本発明の一実施形態によると、非線形チャープ分散は、図７に示すように論理的に誘導されてもよい。チルティング（ｔｉｌｔｉｎｇ）は、パルスエッジ（ｐｕｌｓｅ ｅｄｇｅ）で論理「１」によって発生してもよい。立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）にて、レーザの出力電力が増加することにより、発光周波数は比例的に増加してもよい。これにより、立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）の後、ピース（ｐｉｅｃｅｓ）は迅速に電波されてもよく、ファイバの出力波形の立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）は、ファイバの入力波形の立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）よりも速く上昇してもよい。同じように、立ち下がりエッジ（ｆａｌｌｉｎｇ ｅｄｇｅ）の後、ピース（ｐｉｅｃｅｓ）は遅く電波されてもよく、ファイバの出力波形はファイバの入力波形よりも遅く下降してもよい。これにより、ファイバの出力波形は、図７に示すように前方に傾くようになる。

図８は、本発明の一実施形態に係る粒子の動きの一例を示した図である。図８Ａは同じ速度を有する粒子の動きを示しており、図８Ｂは粒子の電力に応じて高い速度を有する粒子の動きを示している。

バーガーの（Ｂｕｒｇｅｒ）方程式は、チャープパルス（ｃｈｉｒｐｅｄ ｐｕｌｓｅ）のチルティング（ｔｉｌｔｉｎｇ）をモデリングするために利用されてもよい。バーガーの方程式は、乱流現象のような粒子の一次元的ストリーム（ｏｎｅ−ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ ｓｔｒｅａｍ）の動きを説明してもよい。Ｐ（ｘ，ｔ）を電力フィールド（ｐｏｗｅｒ ｆｉｅｌｄｓ）としよう。ｔは時間、ｘは時間ｔにおける位置を示してもよい。そうすると、Ｐ（ｘ，ｔ）は、時間ｔおよび位置ｘで粒子の電力を示してもよい。それぞれの粒子は自身の電力を保持してもよい。時間ｔで位置ｘ（ｔ）における粒子の場合、Ｐ（ｘ（ｔ），ｔ）は一定であってもよい。時間ｔに対してＰ（ｘ（ｔ），ｔ）を偏微分することにより、バーガーの方程式（Ｂｕｒｇｅｒ’ｓ ｅｑｕａｔｉｏｎ）と呼ばれる準線形方程式（ｑｕａｓｉ−ｌｉｎｅａｒ ｅｑｕａｔｉｏｎ）が得られてもよい。

ここで、ｖはｘ方向への粒子の速度を示してもよい。

次のパルスＰ（ｘ，０）＝１−ｃｏｓ（ｘ）を考慮すると、粒子のストリームが等しい一定の速度（例えば、ｃ）を有することを示すｖ（ｘ，ｔ）＝ｃである場合、数式（１５）は下記の数式（１６）のように表現されてもよい。

この場合、粒子のストリームの動きは図８Ａに示すとおりである。粒子が同じ速度を有するため、パルスは同時に前方に移動してもよく、パルスの形状はｔ’以後に変更しなくなる。

ν（ｘ，ｔ）＝αＰ（ｘ，０）である場合、これは粒子のストリームが自身の電力に比例する異なる速度を有することを意味し、数式（１５）は下記の数式（１７）のように表現されてもよい。

この場合、粒子のストリームの動きは図８Ｂのように示されてもよい。粒子の電力が大きくなることにより、粒子はより速く動いてもよい。ｔ’以後、粒子のストリームはチャープ−分散波形（ｃｈｉｒｐ−ｄｉｓｐｅｒｓｅｄ ｐｕｌｓｅ）のように前方に傾いてもよい（ｔｉｌｔｅｄ）。これにより、チャープ−分散波形のチルティングは、バーガーの方程式（Ｂｕｒｇｅｒ’ｓ ｅｑｕａｔｉｏｎ）によってモデリングされてもよい。

分散ファイバにおいて、ＤＭＬから放出された粒子は、電力に応じて異なる速度を有してもよい。速度と電力の関係は計算されてもよい。

「０」に対する電力を有していることを仮定した粒子は、中心波長λｃから放出され、光の速度ｃで電波されてもよい。「０」に対する粒子の相対的速度を△ｖとしよう。ファイバを通過した後の差等遅延は、下記の数式（１８）のように表現されてもよい。

数式（４）に数式（１８）を代入することにより、△ｖと△Ｐの関係は下記の数式（１９）のように表現されてもよい。

結果的に、チルティング方程式（ｔｉｌｔｉｎｇ ｅｑｕａｔｉｏｎ）は、下記の数式（２０）の形態で表現されてもよい。

ここで、ｃは「０」に対するレーザの出力電力であるＰ＝Ｌにおける速度を示してもよい。

図９Ａに示すように、粒子の速度が粒子の電力に反比例する補償チャネルは、チルティングを補償するために必要となってもよい。ファイバおよび補償チャネルを通過した後、異なる電力を有するすべての粒子は同じ平均速度を有してもよい。

数式（２０）のチルティング方程式において、チルティング補償方程式は下記の数式（２１）のように表現されてもよい。

補償チャネルにおいて、電力Ｈ（ｍＷ）を有する粒子は速度βＬで電波されてもよく、同じように、電力Ｌを有する粒子は速度βＨで電波されてもよい。適切な値でβを調整することにより、電力Ｌを有する粒子は電力Ｈを有する粒子と同時に到着するようになる。

図９Ｂに示すように、電力Ｈを有する粒子と電力Ｌを有する異なる粒子は、長さがｚであるファイバと長さがｚ_ｃである補償チャネルに電波されるものと仮定してもよい。数式（４）を利用することにより、ファイバ以後の粒子間の差等遅延（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｄｅｌａｙ）は、下記の数式（２２）のように表現されてもよい。

補償チャネル以後の粒子間の差等遅延（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｄｅｌａｙ）は、下記の数式（２３）のように表現されてもよい。

粒子が同じ平均速度を有するため、△ｔ_{ｆｉｂｅｒ}は△ｔ_ｃｏｍｐと同じようにしてもよい。数式（２２）を数式（２３）と同じようにすることにより、βは下記の数式（２４）によって決定されてもよい。

今まで、信号減衰および増幅は無視されてもよかった。実際のシステムにおいて、補償チャネルにおける粒子の電力は、光チャネル（ｆｉｂｅｒ ｃｈａｎｎｅｌ）で粒子の最初の電力と同じでなくてもよい。ファイバ減衰、光検出器（Ｐｈｏｔｏ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ：ＰＤ）応答性、およびトランスインピーダンス増幅器（ＴｒａｎｓＩｍｐｅｄａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＴＩＡ）利得は、電力を変更することがある。

これは、減衰と増幅によって電力ＨがαＨとなり、同じように、電力ＬがαＬになると仮定してもよい。これによると、数式（２１）は下記の数式（２５）の形態に変更してもよい。

ここで、βは数式（２４）と同じであってもよく、αは成分パラメータから計算されたり、または電力検出器を利用して簡単に測定されてもよい。空間的量子化および逆方向オイラー（Ｅｕｌｅｒ）方法を利用することにより、数式（２５）は数式（２６）のように表現されてもよい。

数式（２６）は非線形方程式となってもよく、ボルテラ級数展開は非線形システムの表現のために広く使用されてもよい。

ここで、ボルテラ演算子○は、Ｐ_ｉ ^ｎ（ｔ）の振幅および位相がＨ_ｎ（ｓ）の振幅および位相によって修正されたことを示してもよい。フーリエ変換を利用して数式（２６）に数式（２７）を代入することにより、数式（２６）は下記の数式（２８）のように表現されてもよい。

下記の数式（２９）は、Ｐ_ｉの昇順に応じて数式（２８）から誘導されてもよい。

係数比較を利用することにより、Ｈ_ｎ（ｓ）は下記の数式（３０）のように得られてもよい。

数式（３０）をゼロ−ポールフィルタ形態に変換することにより、数式（３０）は下記の数式（３１）のように表現されてもよい。

ここで、極点（ｐｏｌｅ）と零点（ｚｅｒｏ）は下記の数式（３２）のように表現されてもよい。

結果的に、チルティング補償方程式は下記の数式（３３）の形態を有してもよい。

図１０は、チルティング補償を実行するプロセス（ｐｒｏｃｅｓｓ）を示した図である。

本発明の一実施形態によると、後補償（ｐｏｓｔ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ）受信機のフィルタは、上述した方程式によって非線形チャープ−分散のチルティングを補償してもよい。ここで、フィルタは、ローパスフィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）および１Ｚ−２Ｐフィルタ（ｏｎｅ−ｚｅｒｏ ｔｗｏ−ｐｏｌｅ ｆｉｌｔｅｒ）を備えてもよい。

本発明の一実施形態によると、シミュレーションパラメータ（ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ）は、下記のようにセットアップ（ｓｅｔ−ｕｐ）されてもよい。

例えば、ＤＭＬを誘導するために、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）フォーマットを有する６Ｇｂ／ｓの変調信号が利用されてもよい。例えば、レーザドライバ、ファイバ、光検出器（ＰＤ）、オプティズムシミューレータ（Ｏｐｔｓｉｍ ｓｉｍｕｌａｔｏｒ）のような光学構成要素が利用されてもよい。例えば、ＤＦＢ−ＤＭＬモデルは、オプティズム（Ｏｐｔｓｉｍ）から富士通（Ｆｕｊｉｔｓｕ）社製の５Ｆ１０ＮＰレーザダイオードに基づいて実現されてもよく、レーザパラメータによって調整されてもよい。高いチャープ−分散でＥＤＣの性能を検証するために、κの値は「１」と「０」の間で０．３５ｎｍの波長差を有するように発生してもよい。設計されたＤＭＬのスペクトラムは、「１」と「０」に対応する２つの区別されるピーク（ｐｅａｋ）を有してもよい。結果的に、設計されたレーザは、チャープ係数として１７．５ＧＨｚ／ｍＷを有してもよい。チャープ−分散効果に対するセットアップのために、Ｄ＝１６ｐｓ／ｋｍ／ｎｍの分散係数を有する４０ｋｍのＳＳＭＦ（ｓｔａｎｄａｒｄ ｓｉｎｇｌｅ ｍｏｄｅ ｆｉｂｅｒ）が利用されてもよい。光ファイバリンクの後、ＰＤ、０．７５倍ビット率の３ｄＢ帯域幅を有するベッセル（Ｂｅｓｓｅｌ）電気ローパスフィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）、およびトランスインピーダンスアンプ（ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄｅｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＴＩＡ）はイコライザ（ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）以前に適用されてもよい。ＥＤＣはケイデンスツール（ｃａｄｅｎｃｅ ｔｏｏｌ）で実現されてもよい。

図１１は、送信機出力でアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）のシミュレーション結果を示した図である。

図１１Ａは、パルス拡張ブロックが活性化した場合のアイダイアグラムを示している。図１１Ｂは、プリ−エンファシスブロックが活性化した場合のアイダイアグラムを示している。図１１Ｃは、２つのブロックがすべて活性化した場合のアイダイアグラムを示している。アイダイアグラムは、送信機の前置補償（ｐｒｅ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）が適切に動作することを示している。

図１２Ａは、補償が実行されなかったアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）を示している。図１２Ｂは、前置補償（ｐｒｅ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）が実行されたアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）を示している。図１２Ｃは、後補償（ｐｏｓｔ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）が実行されたアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）を示している。図１２Ｄは、前置補償および後補償すべてが実行されたアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）を示している。

図１２は、受信機でアイダイアグラムのシミュレーション結果を示している。図１２Ａは何の補償もない受信機におけるアイダイアグラムを示しており、図１２Ｂは前置補償に対するものであり、図１２Ｃは後補償に対するものであり、図１２Ｄは前置補償および後補償すべてに対するものである。図１２Ｂは、前置補償がラビットイヤーを減少させる可能性があることを示している。図１２Ｃおよび図１２Ｄにおいて、後補償はラビットイヤーおよびチルティングを除去してもよい。また、図１２Ｄは、さらに少ないジッタ（ｊｉｔｔｅｒ）を示している。前置補償および後補償がすべて活性化した場合、チャープ−分散は完全に補償されるようになる。

実施形態に係る方法は、多様なコンピュータ手段によって実行が可能なプログラム命令形態で実行され、コンピュータで読み取り可能な媒体に記録されてもよい。前記コンピュータで読み取り可能な媒体は、プログラム命令、データファイル、データ構造などを単独または組み合わせて含んでもよい。前記媒体に記録されるプログラム命令は、実施形態のために特別に設計されて構成されたものやコンピューターソフトウェアの当業者に公知されて使用が可能なものであってもよい。

本発明の思想または範囲を逸脱しない範囲内で、本発明から多様な修正および変形が可能であることは当業者にとって明白であろう。したがって、このような修正および変形は、特許請求の範囲によってのみ制限されなければならない。

Claims (10)

1. ＤＦＢ−ＤＭＬ（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｆｅｅｄｂａｃｋ−Ｄｉｒｅｃｔｌｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｌａｓｅｒ）のための電子分散補償（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ：ＥＤＣ）システムであって、
   減少した線形チャープ−分散（ｃｈｉｒｐ−ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）を有する信号を送信する前置補償送信機（ｐｒｅ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）、および
   前記信号を受信し、非線形チャープ−分散を減少させる後補償受信機（ｐｏｓｔ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）を備え、
   前記後補償受信機は、チャープパルス（ｃｈｉｒｐｅｄ ｐｕｌｓｅ）のラビットイヤーを補償する線形イコライザ、非線形チャープ−分散のチルティングを補償する非線形イコライザ、高周波ブースティングイコライザ、およびリミットアンプを含み、
   前記非線形イコライザは、乗算機、ローパスフィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）、１Ｚ−２Ｐフィルタ（ｏｎｅ−ｚｅｒｏ ｔｗｏ−ｐｏｌｅ ｆｉｌｔｅｒ）、および加算器を含む、電子分散補償システム。
2. 前記前置補償送信機は、
   メイン−タップデータ（ｍａｉｎ−ｔａｐ ｄａｔａ）とプリ−タップデータ（ｐｒｅ−ｔａｐ ｄａｔａ）を生成するツータップデータ生成部（２ ｔａｐ ｄａｔａ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）を備える、請求項１に記載の電子分散補償システム。
3. 前記プリ−タップデータは、
   前記メイン−タップデータよりも予め設定されたサイクル（ｃｙｃｌｅ）以前に生成されたデータである、請求項２に記載の電子分散補償システム。
4. 前記前置補償送信機は、
   前記プリ−タップデータおよびメイン−タップデータを受信し、検出信号（ｄｅｔｅｃｔｏｒ ｓｉｇｎａｌ）を生成する立ち上がりパターン検出部（ｒｉｓｉｎｇ ｐａｔｔｅｒｎ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）をさらに備える、請求項２に記載の電子分散補償システム。
5. 前記検出信号は、
   前記メイン−タップデータがロー（ｌｏｗ）であり、前記プリ−タップデータがハイ（ｈｉｇｈ）であるときにハイ（ｈｉｇｈ）である、請求項４に記載の電子分散補償システム。
6. 前記前置補償送信機は、
   前記メイン−タップデータから前記検出信号を減算し、プリ−エンファシス（ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｓ）の量に応じて前記検出信号の振幅を調整するプリ−ドライバ（ｐｒｅ−ｄｒｉｖｅｒｓ）をさらに備える、請求項４に記載の電子分散補償システム。
7. 前記前置補償送信機は、
   立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）以前にプリ−エンファシスされる（ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｚｅｄ）出力データを生成する出力ドライバ（ｏｕｔｐｕｔ ｄｒｉｖｅｒ）をさらに備える、請求項６に記載の電子分散補償システム。
8. 前記立ち上がりパターン検出部は、
   前記出力データをプリ−エンファシス（ｐｒｅ−ｅｍｐｈａｓｉｚｅ）する組合せ論理（ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎａｌ ｌｏｇｉｃ）を備える、請求項７に記載の電子分散補償システム。
9. 前記前置補償送信機は、
   前記メイン−タップデータおよびプリ−タップデータのうち少なくとも１つのパルス持続時間（ｐｕｌｓｅ ｄｕｒａｔｉｏｎ）を広げるパルス拡張クロック生成部（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｅｎｉｎｇ ＣＬＫ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）をさらに備える、請求項６に記載の電子分散補償システム。
10. 低費用ＤＦＢ−ＤＭＬ（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｆｅｅｄｂａｃｋ−Ｄｉｒｅｃｔｌｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｌａｓｅｒ）のための電子分散補償（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ：ＥＤＣ）システムの後補償受信機であって、
    チャープパルス（ｃｈｉｒｐｅｄ ｐｕｌｓｅ）のラビットイヤーを補償する線形イコライザ（ｌｉｎｅａｒ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）、および
    非線形チャープ−分散のチルティング（ｔｉｌｔｉｎｇ）を補償する非線形イコライザ（ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）、高周波ブースティングイコライザ、およびリミットアンプを含み、
    前記線形イコライザはゼロ−ポールフィルタ（ｚｅｒｏ−ｐｏｌｅ ｆｉｌｔｅｒ）を含み、
    前記非線形イコライザは、乗算機、ローパスフィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）、１Ｚ−２Ｐフィルタ（ｏｎｅ−ｚｅｒｏ ｔｗｏ−ｐｏｌｅ ｆｉｌｔｅｒ）、および加算器を含む、後補償受信機。

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