JP5861558B2 - COMMUNICATION DEVICE AND COMMUNICATION METHOD - Google Patents
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Description
本発明は、通信機および通信方法に関する。 The present invention relates to a communication device and a communication method.
OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing:直交周波数分割多重)方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation:逆高速フーリエ変換)を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、FFT(Fast Fourier Transformation:高速フーリエ変換)サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、PAPR(Peak-to-Average Power Ratio:ピーク対平均電力比)が高くなるという性質を持っている。PAPRが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでPAPRを低減するための技術が開発されている。 In OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) communication, an input signal is subjected to subcarrier modulation, IFFT (Inverse Fast Fourier Transformation) is performed, and a baseband signal is generated. Therefore, when the number of subcarriers increases and the FFT (Fast Fourier Transformation) size increases, a baseband signal with a large peak is generated, and the PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) ) Is high. As the PAPR increases, an amplifier having linearity in a wide range is required to transmit a signal without distortion. Therefore, techniques for reducing PAPR have been developed.
特許文献1では、PAPRを低減するため、IFFTを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。
In
OFDM方式の通信では、PAPRを低減することが課題となっている。特許文献1では、PAPRを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。また特許文献1に開示されている技術では、PAPRの低減の程度を制御することはできない。
In OFDM communication, reducing PAPR is an issue. In
本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、OFDM方式の通信において、PAPRを低減し、さらにPAPRの低減の程度を制御することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to reduce PAPR and control the degree of reduction of PAPR in OFDM communication.
上記目的を達成するため、本発明の第1の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
所定の大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが逆離散フーリエ変換を示す行列である逆変換行列と、前記逆変換行列と同じ大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが離散フーリエ変換を示す行列である変換行列とを用い、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる複数個の前記逆変換行列と、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる、前記逆変換行列より1つ少ない個数の前記変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果に前記サブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成する演算手段と、
前記演算データを合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する合成手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。
In order to achieve the above object, a communication device according to the first aspect of the present invention provides:
A communication device that communicates with other devices by orthogonal frequency division multiplex communication wireless communication,
Modulation means for modulating an input signal by a predetermined modulation method, assigning frequency components to subcarriers orthogonal to each other, and generating a subcarrier modulation signal;
A block diagonal matrix of a predetermined size, wherein the diagonal block is a matrix indicating an inverse discrete Fourier transform, and a block diagonal matrix having the same size as the inverse transform matrix, A plurality of the inverse transformation matrices having the same or different at least one of the diagonal blocks, and the size of the diagonal block using a transformation matrix whose block is a matrix indicating discrete Fourier transform Arithmetic means for generating arithmetic data by multiplying the subcarrier modulation signal by an arithmetic result obtained by multiplying a predetermined number of the transform matrices, which are the same or different from each other, and one less than the inverse transform matrix. When,
Synthesis means for generating a baseband signal based on data obtained by synthesizing the operation data;
Transmitting means for generating and transmitting a transmission signal from the baseband signal;
It is characterized by providing.
本発明の第2の観点に係る通信機は、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列手段と、
所定の大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが所定の離散フーリエ変換を示す行列である受信側変換行列と、前記受信側変換行列と同じ大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが所定の逆離散フーリエ変換を示す行列である受信側逆変換行列とを用い、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる複数個の前記受信側変換行列と、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる、前記受信側変換行列より1つ少ない個数の前記受信側逆変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果に前記並列信号を乗算してサブキャリア変調信号を生成する逆演算手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする。
The communication device according to the second aspect of the present invention is:
Receiving means for receiving a transmission signal and generating a baseband signal;
Series-parallel means for serial-parallel conversion of the baseband signal to generate a parallel signal;
A block diagonal matrix having a predetermined size, wherein the diagonal block is a matrix indicating a predetermined discrete Fourier transform, and a block diagonal matrix having the same size as the reception side conversion matrix, A plurality of reception-side transformation matrices, each of which has the same or different at least one size of the diagonal blocks, using a reception-side inverse transformation matrix whose diagonal block represents a predetermined inverse discrete Fourier transform. And the parallel result obtained by multiplying the reception block inverse matrixes in a predetermined order by the number of the reception block inverse matrixes, which is one or less than the reception block transformation matrix, having the same or different at least one of the diagonal blocks. Inverse operation means for multiplying the signal to generate a subcarrier modulation signal;
Demodulation means for demodulating the subcarrier modulation signal by a predetermined demodulation method;
It is characterized by providing.
本発明の第3の観点に係る通信方法は、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
所定の大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが逆離散フーリエ変換を示す行列である逆変換行列と、前記逆変換行列と同じ大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが離散フーリエ変換を示す行列である変換行列とを用い、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる複数個の前記逆変換行列と、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる、前記逆変換行列より1つ少ない個数の前記変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果に前記サブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成する演算ステップと、
前記演算データを合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する合成ステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。
The communication method according to the third aspect of the present invention is:
A modulation step of modulating an input signal with a predetermined modulation method, assigning frequency components to subcarriers orthogonal to each other, and generating a subcarrier modulation signal;
A block diagonal matrix of a predetermined size, wherein the diagonal block is a matrix indicating an inverse discrete Fourier transform, and a block diagonal matrix having the same size as the inverse transform matrix, A plurality of the inverse transformation matrices having the same or different at least one of the diagonal blocks, and the size of the diagonal block using a transformation matrix whose block is a matrix indicating discrete Fourier transform An operation step of generating operation data by multiplying an operation result obtained by multiplying a predetermined number of the transform matrices, which are the same or different from each other, by one less than the inverse transform matrix, by the subcarrier modulation signal. When,
A synthesis step of generating a baseband signal based on data obtained by synthesizing the operation data;
A transmission step of generating and transmitting a transmission signal from the baseband signal;
It is characterized by providing.
本発明の第4の観点に係る通信方法は、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列ステップと、
所定の大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが所定の離散フーリエ変換を示す行列である受信側変換行列と、前記受信側変換行列と同じ大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが所定の逆離散フーリエ変換を示す行列である受信側逆変換行列とを用い、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる複数個の前記受信側変換行列と、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる、前記受信側変換行列より1つ少ない個数の前記受信側逆変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果に前記並列信号を乗算してサブキャリア変調信号を生成する逆演算ステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする。
A communication method according to a fourth aspect of the present invention is:
A reception step of receiving a transmission signal and generating a baseband signal;
A serial-parallel step of serial-parallel conversion of the baseband signal to generate a parallel signal;
A block diagonal matrix having a predetermined size, wherein the diagonal block is a matrix indicating a predetermined discrete Fourier transform, and a block diagonal matrix having the same size as the reception side conversion matrix, A plurality of reception-side transformation matrices, each of which has the same or different at least one size of the diagonal blocks, using a reception-side inverse transformation matrix whose diagonal block represents a predetermined inverse discrete Fourier transform. And the parallel result obtained by multiplying the reception block inverse matrixes in a predetermined order by the number of the reception block inverse matrixes, which is one or less than the reception block transformation matrix, having the same or different at least one of the diagonal blocks. An inverse operation step of multiplying the signal to generate a subcarrier modulation signal;
A demodulation step for demodulating the subcarrier modulation signal by a predetermined demodulation method;
It is characterized by providing.
本発明によれば、OFDM方式の通信において、PAPRを低減し、さらにPAPRの低減の程度を制御することが可能になる。 According to the present invention, it is possible to reduce PAPR and further control the degree of PAPR reduction in OFDM communication.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals.
図1は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機1は、OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing:直交周波数分割多重)方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機1は、アンテナ10、変調部11、直並列変換部12、演算部13、合成部14、送信部15、およびコントローラ20を備える。
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a communication device according to an embodiment of the present invention. The
コントローラ20は、CPU(Central Processing Unit:中央処理装置)21、RAM(Random Access Memory)23、およびROM(Read-Only Memory)24を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ20から各部への信号線が省略されているが、コントローラ20は通信機1の各部にI/O(Input/Output)22を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。
The
RAM23には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ROM24は、コントローラ20が通信機1の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ20は、制御プログラムに基づいて、通信機1を制御する。
In the
図2は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機1に受信機能をもたせるため、図2に示す通信機1はさらに復調部31、並直列変換部32、逆演算部33、直並列変換部34、受信部35、および送受信切替部36を備える。送信機能および受信機能を備える図2に示す通信機1を用いて、通信機1が行う通信方法について以下に説明する。
FIG. 2 is a block diagram illustrating a different configuration example of the communication device according to the embodiment. In order to provide the above-described
変調部11は、入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を生成し、直並列変換部12に送る。変調方式として、例えばQPSK(Quadrature Phase-Shift Keying:四位相偏移変調)を用いる。直並列変換部12は、変調信号を直並列変換し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する。そして、サブキャリア変調信号を演算部13に送る。
The
演算部13は、所定の大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックがIDFT(Inverse Discrete Fourier Transformation:逆離散フーリエ変換)を示す行列である逆変換行列であって、対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる複数個の逆変換行列を用意する。ブロック対角行列とは、正方行列を行数および列数が互いに同じである所定の個数の小行列に分割し、該正方行列の対角に位置する小行列である対角ブロック以外の要素の値を0とした行列である。なお本発明で用いるブロック対角行列には、小行列が分割前の正方行列に一致する場合も含まれる、すなわち逆変換行列はIDFTを示す行列に一致してもよい。
The
演算部13は、逆変換行列と同じ大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックがDFT(Discrete Fourier Transformation:離散フーリエ変換)を示す行列である変換行列であって、対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる、逆変換行列より1つ少ない個数の変換行列を用意する。逆変換行列と同様に、変換行列はDFTを示す行列に一致してもよい。
The
演算部13は、逆変換行列と変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果にサブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成し、合成部14に送る。
The
演算部13は、例えば以下のように演算処理を行う。ここで行列の演算の表示形式について定義する。下記(1)式で表される行列Aおよび行列Bのクロネッカー積は、下記(2)式で表される。
The
上記(1)、(2)式より、行列Aおよび行列Bのクロネッカー積の各要素は、下記(3)式で表される。 From the above equations (1) and (2), each element of the Kronecker product of the matrix A and the matrix B is expressed by the following equation (3).
上記ブロック対角行列の行数および列数をNとし、IDFTまたはDFTを示す行列の行数および列数をNiとすると、Nは、下記(4)式で表される。式中のkiは自然数である。iは、逆変換行列および変換行列を一意に特定するための番号である。 The numbers of rows and columns of the block diagonal matrix is N, and the number of rows and the number of columns in the matrix indicating the IDFT or DFT and N i, N is expressed by the following equation (4). In the equation, k i is a natural number. i is a number for uniquely specifying the inverse transformation matrix and the transformation matrix.
逆変換行列は、下記(5)式で表される行数および列数がkiである単位行列Iiと行数および列数がNiであるIDFTを示す行列Fi −1のクロネッカー積で表され、変換行列は、行数および列数がkiである単位行列Iiと行数および列数がNiであるDFTを示す行列Fiのクロネッカー積で表される。逆変換行列Gi −1および変換行列Giは、下記(6)式で表される。 The inverse transformation matrix Kronecker product of matrices F i -1 showing an IDFT below (5) unit matrix I i and the number of rows and columns is the number of rows and columns is k i represented by the formula is N i The transformation matrix is represented by a Kronecker product of a unit matrix I i having the number of rows and columns k i and a matrix F i indicating a DFT having the number of rows and columns N i . The inverse transformation matrix G i −1 and the transformation matrix G i are expressed by the following equation (6).
演算部13は、演算結果が単位行列または行数および列数がNのIDFTを示す行列にならないように、例えば、それぞれkiの値が異なる、逆変換行列と変換行列とを交互に乗算した演算結果にサブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成する。サブキャリア変調信号をdとし、逆変換行列と変換行列をあわせてm個用意したとすると、演算データuは、下記(7)式で表される。
For example, the
図3および図4は、実施の形態に係る演算部が行う演算処理の例を示す図である。図3(a)は、サブキャリア変調信号の信号点配置図である。演算部13は、N=2048とし、k1=512である逆変換行列G1 −1、k2=64である変換行列G2、k3=128である逆変換行列G3 −1、k4=8である変換行列G4、k5=1である逆変換行列G5 −1、k6=2である変換行列G6、k7=16である逆変換行列G7 −1を用意する。図3(b)はG1 −1にサブキャリア変調信号を乗算した結果、図3(c)はG1 −1・G2にサブキャリア変調信号を乗算した結果、図3(d)はG1 −1・G2・G3 −1にサブキャリア変調信号を乗算した結果、図4(a)はG1 −1・G2・G3 −1・G4にサブキャリア変調信号を乗算した結果、図4(b)はG1 −1・G2・G3 −1・G4・G5 −1にサブキャリア変調信号を乗算した結果、図4(c)はG1 −1・G2・G3 −1・G4・G5 −1・G6にサブキャリア変調信号を乗算した結果、図4(d)はG1 −1・G2・G3 −1・G4・G5 −1・G6・G7 −1にサブキャリア変調信号を乗算して生成した演算データである。
3 and 4 are diagrams illustrating an example of the arithmetic processing performed by the arithmetic unit according to the embodiment. FIG. 3A is a signal point arrangement diagram of the subcarrier modulation signal. The
上述の演算を施して生成した演算データの信号点配置図は、図3(a)に示すサブキャリア変調信号の信号点配置図と比べて、各要素が分散していることがわかる。これにより、PAPR(Peak-to-Average Power Ratio:ピーク対平均電力比)を低減することができる。 It can be seen that the signal point constellation diagram of the operation data generated by performing the above-described arithmetic operation is more dispersed than the signal point constellation diagram of the subcarrier modulation signal shown in FIG. Thereby, PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) can be reduced.
合成部14は、演算データを合成し、合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する。合成部14は、ベースバンド信号を送信部15に送る。送信部15は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部36およびアンテナ10を介して他の機器に送信信号を送る。
The
図5は、実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。変調部11は、入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、直並列変換部12は、変調信号を直並列変換し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する(ステップS110)。
FIG. 5 is a flowchart illustrating an example of a transmission control operation performed by the communication device according to the embodiment. The
演算部13は、逆変換行列と変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果にサブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成する(ステップS120)。合成部14は、演算データを合成し、合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する(ステップS130)。送信部15は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部36およびアンテナ10を介して他の機器に送信信号を送る(ステップS140)。ステップS140の送信処理が完了すると、処理を終了する。
The
受信側での処理を以下に説明する。受信部35は、アンテナ10および送受信切替部36を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、直並列変換部34に送る。直並列変換部34は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成して、並列信号を逆演算部33に送る。
Processing on the receiving side will be described below. The receiving
逆演算部33は、所定の大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが所定のDFTを示す行列である受信側変換行列であって、対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる複数個の受信側変換行列を用意する。所定のDFTを示す行列とは、受信側変換行列に対応する、送信側の演算部13で用いた逆変換行列の対角ブロックであるIDFTを示す行列の逆行列であり、受信側変換行列はそれぞれ、送信側の演算部13で用いた各逆変換行列の逆行列である。
The
逆演算部33は、受信側変換行列と同じ大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが所定のIDFTを示す行列である受信側逆変換行列であって、対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる、受信側変換行列より1つ少ない個数の受信側逆変換行列を用意する。所定のIDFTを示す行列とは、受信側逆変換行列に対応する、送信側の演算部13で用いた変換行列の対角ブロックであるDFTを示す行列の逆行列であり、受信側逆変換行列はそれぞれ、送信側の演算部13で用いた各変換行列の逆行列である。
The
逆演算部33は、受信側変換行列と受信側逆変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果に並列信号を乗算してサブキャリア変調信号を生成する。逆演算部33は、送信側の演算部13で演算データを生成する際に逆変換行列と変換行列を乗算する順序と逆の順序で、該逆変換行列の逆行列である受信側変換行列と該変換行列の逆行列である受信側逆変換行列とを乗算した演算結果に並列信号を乗算する。並列信号をrとすると、並列信号rは演算データuに一致する。上記(7)式より、該演算結果に並列信号を乗算した結果であるsは、下記(8)式で表されるように、サブキャリア変調信号dに一致する。逆演算部33は、サブキャリア変調信号を並直列変換部32に送る。
The
並直列変換部32は、サブキャリア変調信号を並直列変換し、直列信号を生成して復調部31に送る。復調部31は、直列信号を所定の復調方式で復調する。例えば、復調部31は直列信号のQPSK復調を行う。これにより変調部11で変調した入力信号を復調部31で復調して出力することができる。
The parallel /
図6は、実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部35は、アンテナ10および送受信切替部36を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する(ステップS210)。直並列変換部34は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する(ステップS220)。
FIG. 6 is a flowchart illustrating an example of a reception control operation performed by the communication device according to the embodiment. The receiving
逆演算部33は、受信側変換行列と受信側逆変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果に並列信号を乗算してサブキャリア変調信号を生成する(ステップS230)。並直列変換部32は、サブキャリア変調信号を並直列変換して直列信号を生成し、復調部31は、直列信号を所定の復調方式で復調する(ステップS240)。ステップS240の復調処理が完了すると、処理を終了する。
The
以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機1によれば、OFDM通信方式において、サブキャリア変調信号に所定の演算を施して生成した演算データを合成して、ベースバンド信号を生成することでPAPRを低減することが可能となる。また後述するように、PAPRを低減し、PAPRの低減の程度を制御することが可能となる。
As described above, according to the
(具体例)
次に、シミュレーションにより実施の形態に係る発明の効果を説明する。変調方式をQPSKとし、N=2048として、PAPRのCCDF(Complementary Cumulative Distribution Function:相補累積分布関数)、すなわちPAPRの発生確率の特性を比較した。図7は、シミュレーションしたCCDFの特性を示す図である。横軸はPAPR(単位:dB)、縦軸はPAPRのCCDFである。従来技術とは、上述のような演算を加えずに、FFTサイズを2048としてサブキャリア変調信号のIFFTを行い、ベースバンド信号を生成する方法である。本実施の形態においては、図4(d)と同様に、G1 −1・G2・G3 −1・G4・G5 −1・G6・G7 −1にサブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成した。
(Concrete example)
Next, effects of the invention according to the embodiment will be described by simulation. The modulation method is QPSK, N = 2048, and the characteristics of PAPR CCDF (Complementary Cumulative Distribution Function), that is, the probability of occurrence of PAPR, are compared. FIG. 7 is a diagram showing the characteristics of the simulated CCDF. The horizontal axis is PAPR (unit: dB), and the vertical axis is PAPR CCDF. The prior art is a method of generating a baseband signal by performing IFFT of a subcarrier modulation signal with an FFT size of 2048 without adding the above-described calculation. In the present embodiment, the subcarrier modulation signal is applied to G 1 −1 · G 2 · G 3 −1 · G 4 · G 5 −1 · G 6 · G 7 −1 as in FIG. Operation data was generated by multiplication.
従来技術のPAPRのCCDF特性が太い実線のグラフであり、本実施の形態に係る発明のCCDF特性が細い実線のグラフである。図に示す範囲において、本実施の形態に係る発明のPAPRは従来技術と比べて低減されている。サブキャリア変調信号の各要素の位相が同じである同一信号を入力信号としてシミュレーションを行った場合のPAPRは、従来技術が33.1dBであるのに対し、本実施の形態に係る発明のPAPRは3.01dBとなり、PAPRが大きく改善した。 The CCDF characteristic of the PAPR of the prior art is a thick solid line graph, and the CCDF characteristic of the invention according to the present embodiment is a thin solid line graph. In the range shown in the figure, the PAPR of the invention according to the present embodiment is reduced as compared with the prior art. The PAPR when the simulation is performed using the same signal in which the phase of each element of the subcarrier modulation signal is the same as the input signal is 33.1 dB in the prior art, whereas the PAPR of the invention according to the present embodiment is The PAPR was greatly improved to 3.01 dB.
同様にBERについてのシミュレーションを行った。図8は、シミュレーションしたBER特性を示す図である。横軸はEb/No(Energy per Bit to NOise power spectral density ratio:ビットエネルギー対雑音電力密度比)、縦軸はBERである。Eb/Noの単位はdBである。従来技術のBERはプロット点を四角で表したグラフであり、本実施の形態に係る発明のBERがプロット点を三角で表したグラフである。従来技術と本実施の形態に係る発明のBERはほぼ同じであることがわかる。演算データの生成に用いる逆変換行列および変換行列を変えても、同様の結果が得られた。 Similarly, a simulation for BER was performed. FIG. 8 is a diagram showing simulated BER characteristics. The horizontal axis represents Eb / No (Energy per Bit to NOise power spectral density ratio), and the vertical axis represents BER. The unit of Eb / No is dB. The BER of the prior art is a graph in which plot points are represented by squares, and the BER of the invention according to the present embodiment is a graph in which plot points are represented by triangles. It can be seen that the BER of the prior art and the invention according to the present embodiment are substantially the same. Similar results were obtained even when the inverse transformation matrix and transformation matrix used to generate the operation data were changed.
図9、図10、および図11は、シミュレーションしたCCDFの特性を示す図である。変調方式をQPSKとし、N=2048として、本実施の形態において、逆変換行列および変換行列を変えてシミュレーションを行った。それぞれの図において、従来技術のPAPRのCCDF特性が太い実線のグラフであり、本実施の形態に係る発明のCCDF特性が細い実線のグラフである。 9, FIG. 10, and FIG. 11 are diagrams showing the characteristics of the simulated CCDF. In this embodiment, the simulation is performed by changing the inverse transformation matrix and the transformation matrix, assuming that the modulation method is QPSK and N = 2048. In each figure, the CCDF characteristic of the PAPR of the prior art is a thick solid line graph, and the CCDF characteristic of the invention according to the present embodiment is a thin solid line graph.
図9は、本実施の形態において、k1=512である逆変換行列G1 −1、k2=256である変換行列G2、k3=128である逆変換行列G3 −1、k4=2である変換行列G4、k5=1である逆変換行列G5 −1、k6=4である変換行列G6、k7=32である逆変換行列G7 −1を用い、G1 −1・G2・G3 −1・G4・G5 −1・G6・G7 −1にサブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成した場合である。同一信号を入力信号としてシミュレーションを行った場合の本実施の形態に係る発明のPAPRは、3.01dBであった。
9, in this embodiment,
図10は、本実施の形態において、k1=1024である逆変換行列G1 −1、k2=2である変換行列G2、k3=1である逆変換行列G3 −1を用い、G1 −1・G2・G3 −1にサブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成した場合である。同一信号を入力信号としてシミュレーションを行った場合の本実施の形態に係る発明のPAPRは、6.02dBであった。
10, in this embodiment, with
図11は、本実施の形態において、k1=1024である逆変換行列G1 −1、k2=512である変換行列G2、k3=256である逆変換行列G3 −1、k4=128である変換行列G4、k5=64である逆変換行列G5 −1、k6=32である変換行列G6、k7=1である逆変換行列G7 −1を用い、G1 −1・G2・G3 −1・G4・G5 −1・G6・G7 −1にサブキャリア変調信号を乗算し演算データを生成した場合である。
11, in this embodiment,
図9および図10では、従来技術と比べてPAPRが低減されているが、図11では、従来技術とほぼ同じPAPR特性を示している。したがって、逆変換行列、変換行列および逆変換行列と変換行列とを乗算する順序に基づき、PAPRが変化することがわかる。好適な逆変換行列、変換行列および逆変換行列と変換行列とを乗算する順序に基づいて演算データを生成するよう構成すればよい。 9 and 10, the PAPR is reduced as compared with the prior art, but FIG. 11 shows the PAPR characteristics almost the same as those of the prior art. Therefore, it can be seen that the PAPR changes based on the inverse transformation matrix, the transformation matrix, and the order of multiplication of the inverse transformation matrix and the transformation matrix. What is necessary is just to comprise so that calculation data may be produced | generated based on the order which multiplies a suitable inverse transformation matrix, a transformation matrix, and an inverse transformation matrix, and a transformation matrix.
上述のシミュレーションにより、サブキャリア変調信号に所定の演算を施して生成した演算データを合成して、ベースバンド信号を生成することでPAPRを低減できることがわかった。また逆変換行列、変換行列および逆変換行列と変換行列とを乗算する順序を変更することでPAPRの低減の程度を制御できることがわかった。 From the above simulation, it has been found that PAPR can be reduced by synthesizing calculation data generated by performing a predetermined calculation on the subcarrier modulation signal to generate a baseband signal. It was also found that the degree of PAPR reduction can be controlled by changing the inverse transformation matrix, the transformation matrix, and the order of multiplication of the inverse transformation matrix and the transformation matrix.
本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部11の変調方式は、QPSKに限られず、QPSK以外のPSK(Phase Shift Keying:位相偏移変調)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation:直角位相振幅変調)などを用いることができる。変調部11と直並列変換部12の順序を変えて、入力信号を直並列変換してサブキャリア信号に割り当て、並列信号の各データを所定の変調方式で変調するよう構成してもよい。その場合、受信側では復調部31と並直列変換部32の順序を変えて、復調処理を行う。
The embodiment of the present invention is not limited to the above-described embodiment. The modulation method of the
演算部13が行う演算処理は上述の実施の形態に限られない。逆変換行列と変換行列を交互に演算せずに、例えばG1 −1・G2 −1・G3にサブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成してもよい。この場合、逆演算部33はG3 −1・G2・G1に並列信号を乗算してサブキャリア変調信号を生成する。また演算部13は、対角ブロックの大きさが同じである逆変換行列または変換行列を複数用いて、例えばG1 −1・G1 −1・G2にサブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成してもよい。この場合、逆演算部33はG2 −1・G1・G1に並列信号を乗算してサブキャリア変調信号を生成する。
The arithmetic processing performed by the
1 通信機
10 アンテナ
11 変調部
12 直並列変換部
13 演算部
14 合成部
15 送信部
20 コントローラ
21 CPU
22 I/O
23 RAM
24 ROM
31 復調部
32 並直列変換部
33 逆演算部
34 直並列変換部
35 受信部
36 送受信切替部
1 communication equipment
10 Antenna
11 Modulator
12 Series-parallel converter
13 Calculation unit
14 Synthesizer
15 Transmitter
20 controller
21 CPU
22 I / O
23 RAM
24 ROM
31 Demodulator
32 Parallel to serial converter
33 Inverse operation part
34 Series-parallel converter
35 Receiver
36 Transmission / reception switching unit
Claims (4)
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
所定の大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが逆離散フーリエ変換を示す行列である逆変換行列と、前記逆変換行列と同じ大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが離散フーリエ変換を示す行列である変換行列とを用い、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる複数個の前記逆変換行列と、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる、前記逆変換行列より1つ少ない個数の前記変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果に前記サブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成する演算手段と、
前記演算データを合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する合成手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする通信機。 A communication device that communicates with other devices by orthogonal frequency division multiplex communication wireless communication,
Modulation means for modulating an input signal by a predetermined modulation method, assigning frequency components to subcarriers orthogonal to each other, and generating a subcarrier modulation signal;
A block diagonal matrix of a predetermined size, wherein the diagonal block is a matrix indicating an inverse discrete Fourier transform, and a block diagonal matrix having the same size as the inverse transform matrix, A plurality of the inverse transformation matrices having the same or different at least one of the diagonal blocks, and the size of the diagonal block using a transformation matrix whose block is a matrix indicating discrete Fourier transform Arithmetic means for generating arithmetic data by multiplying the subcarrier modulation signal by an arithmetic result obtained by multiplying a predetermined number of the transform matrices, which are the same or different from each other, and one less than the inverse transform matrix. When,
Synthesis means for generating a baseband signal based on data obtained by synthesizing the operation data;
Transmitting means for generating and transmitting a transmission signal from the baseband signal;
A communication device comprising:
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列手段と、
所定の大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが所定の離散フーリエ変換を示す行列である受信側変換行列と、前記受信側変換行列と同じ大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが所定の逆離散フーリエ変換を示す行列である受信側逆変換行列とを用い、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる複数個の前記受信側変換行列と、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる、前記受信側変換行列より1つ少ない個数の前記受信側逆変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果に前記並列信号を乗算してサブキャリア変調信号を生成する逆演算手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする通信機。 A communication device that communicates with other devices by orthogonal frequency division multiplex communication wireless communication,
Receiving means for receiving a transmission signal and generating a baseband signal;
Series-parallel means for serial-parallel conversion of the baseband signal to generate a parallel signal;
A block diagonal matrix having a predetermined size, wherein the diagonal block is a matrix indicating a predetermined discrete Fourier transform, and a block diagonal matrix having the same size as the reception side conversion matrix, A plurality of reception-side transformation matrices, each of which has the same or different at least one size of the diagonal blocks, using a reception-side inverse transformation matrix whose diagonal block represents a predetermined inverse discrete Fourier transform. And the parallel result obtained by multiplying the reception block inverse matrixes in a predetermined order by the number of the reception block inverse matrixes, which is one or less than the reception block transformation matrix, having the same or different at least one of the diagonal blocks. Inverse operation means for multiplying the signal to generate a subcarrier modulation signal;
Demodulation means for demodulating the subcarrier modulation signal by a predetermined demodulation method;
A communication device comprising:
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
所定の大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが逆離散フーリエ変換を示す行列である逆変換行列と、前記逆変換行列と同じ大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが離散フーリエ変換を示す行列である変換行列とを用い、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる複数個の前記逆変換行列と、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる、前記逆変換行列より1つ少ない個数の前記変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果に前記サブキャリア変調信号を乗算して演算データを生成する演算ステップと、
前記演算データを合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する合成ステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。 A communication method performed by a communication device that communicates with other devices by wireless communication of an orthogonal frequency division multiplex communication method,
A modulation step of modulating an input signal with a predetermined modulation method, assigning frequency components to subcarriers orthogonal to each other, and generating a subcarrier modulation signal;
A block diagonal matrix of a predetermined size, wherein the diagonal block is a matrix indicating an inverse discrete Fourier transform, and a block diagonal matrix having the same size as the inverse transform matrix, A plurality of the inverse transformation matrices having the same or different at least one of the diagonal blocks, and the size of the diagonal block using a transformation matrix whose block is a matrix indicating discrete Fourier transform An operation step of generating operation data by multiplying an operation result obtained by multiplying a predetermined number of the transform matrices, which are the same or different from each other, by one less than the inverse transform matrix, by the subcarrier modulation signal. When,
A synthesis step of generating a baseband signal based on data obtained by synthesizing the operation data;
A transmission step of generating and transmitting a transmission signal from the baseband signal;
A communication method comprising:
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列ステップと、
所定の大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが所定の離散フーリエ変換を示す行列である受信側変換行列と、前記受信側変換行列と同じ大きさのブロック対角行列であって、対角ブロックが所定の逆離散フーリエ変換を示す行列である受信側逆変換行列とを用い、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる複数個の前記受信側変換行列と、前記対角ブロックの大きさが互いに同じまたは少なくともいずれか1つが異なる、前記受信側変換行列より1つ少ない個数の前記受信側逆変換行列とを所定の順序で乗算した演算結果に前記並列信号を乗算してサブキャリア変調信号を生成する逆演算ステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。 A communication method performed by a communication device that communicates with other devices by wireless communication of an orthogonal frequency division multiplex communication method,
A reception step of receiving a transmission signal and generating a baseband signal;
A serial-parallel step of serial-parallel conversion of the baseband signal to generate a parallel signal;
A block diagonal matrix having a predetermined size, wherein the diagonal block is a matrix indicating a predetermined discrete Fourier transform, and a block diagonal matrix having the same size as the reception side conversion matrix, A plurality of reception-side transformation matrices, each of which has the same or different at least one size of the diagonal blocks, using a reception-side inverse transformation matrix whose diagonal block represents a predetermined inverse discrete Fourier transform. And the parallel result obtained by multiplying the reception block inverse matrixes in a predetermined order by the number of the reception block inverse matrixes, which is one or less than the reception block transformation matrix, having the same or different at least one of the diagonal blocks. An inverse operation step of multiplying the signal to generate a subcarrier modulation signal;
A demodulation step for demodulating the subcarrier modulation signal by a predetermined demodulation method;
A communication method comprising:
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