JP5942768B2 - COMMUNICATION DEVICE AND COMMUNICATION METHOD - Google Patents
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Description
本発明は、通信機および通信方法に関する。 The present invention relates to a communication device and a communication method.
OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing:直交周波数分割多重)方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation:逆高速フーリエ変換)を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、FFT(Fast Fourier Transformation:高速フーリエ変換)サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、PAPR(Peak-to-Average Power Ratio:ピーク対平均電力比)が高くなるという性質を持っている。PAPRが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでPAPRを低減するための技術が開発されている。 In OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) communication, an input signal is subjected to subcarrier modulation, IFFT (Inverse Fast Fourier Transformation) is performed, and a baseband signal is generated. Therefore, when the number of subcarriers increases and the FFT (Fast Fourier Transformation) size increases, a baseband signal with a large peak is generated, and the PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) ) Is high. As the PAPR increases, an amplifier having linearity in a wide range is required to transmit a signal without distortion. Therefore, techniques for reducing PAPR have been developed.
特許文献1の直交周波数分割多重通信装置では、PAPRを低減するため、IFFTを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。
In the orthogonal frequency division multiplexing communication apparatus of
OFDM方式の通信では、PAPRを低減することが課題となっている。特許文献1の直交周波数分割多重通信装置では、PAPRを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。
In OFDM communication, reducing PAPR is an issue. In the orthogonal frequency division multiplexing communication apparatus of
本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、OFDM方式の通信において、PAPRを低減し、さらにPAPRを低減するための処理を簡易化することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to reduce PAPR and simplify processing for reducing PAPR in OFDM communication.
上記目的を達成するため、本発明の第1の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を二位相偏移変調方式または四位相偏移変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
要素数が前記サブキャリア変調信号の要素数と同じである、前記変調手段で用いた変調方式に応じた所定のデータ系列を用い、前記サブキャリア変調信号の各要素を、該要素と前記データ系列の該要素と同じ位置にある要素との組み合わせに対応する所定の複素数で置き換えて、実部および虚部の絶対値が同じである演算後データを生成する演算手段と、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うIFFT手段と、
前記IFFT手段の演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号に基づき送信信号を生成して他の機器に送信する送信手段と、
を備え、
前記演算手段は、
前記サブキャリア変調信号を実部である実部変調信号と虚部である虚部変調信号に分離し、前記データ系列を実部である実部データ系列と虚部である虚部データ系列とに分解する分解手段と、
前記実部変調信号、前記虚部変調信号、前記実部データ系列、および前記虚部データ系列の各要素を該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換え、二値実部変調信号、二値虚部変調信号、二値実部データ系列、および二値虚部データ系列をそれぞれ生成する二値置換手段と、
前記二値実部変調信号の各要素と前記二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする実部XORデータを生成し、前記二値虚部変調信号の各要素と前記二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする虚部XORデータを生成するXOR演算手段と、
前記実部XORデータを実部とし、前記虚部XORデータを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して前記演算後データを生成する調整手段と、
を備えることを特徴とする。
In order to achieve the above object, a communication device according to the first aspect of the present invention provides:
A communication device that communicates with other devices by orthogonal frequency division multiplex communication wireless communication,
Modulation means for modulating an input signal by a two-phase shift keying modulation method or a four-phase shift keying modulation method, assigning frequency components to subcarriers orthogonal to each other, and generating a subcarrier modulation signal;
The number of elements is the same as the number of elements of the subcarrier modulation signal, and a predetermined data sequence corresponding to the modulation method used by the modulation means is used, and each element of the subcarrier modulation signal is assigned to the element and the data sequence. Replacing with a predetermined complex number corresponding to a combination with an element at the same position as the element, and calculating means for generating post-computation data having the same real part and imaginary part absolute values ;
IFFT means for performing inverse fast Fourier transform on the post-computation data;
Transmitting means for generating a baseband signal by combining the calculation results of the IFFT means, generating a transmission signal based on the baseband signal, and transmitting it to another device;
Equipped with a,
The computing means is
The subcarrier modulation signal is separated into a real part modulation signal that is a real part and an imaginary part modulation signal that is an imaginary part, and the data series is divided into a real part data series that is a real part and an imaginary part data series that is an imaginary part. Decomposing means for decomposing,
Each element of the real part modulation signal, the imaginary part modulation signal, the real part data series, and the imaginary part data series is replaced with 0 or 1 based on whether or not the element is equal to or greater than a threshold value, and binary Binary replacement means for generating a real part modulation signal, a binary imaginary part modulation signal, a binary real part data series, and a binary imaginary part data series, respectively;
Real part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary real part modulation signal and an element in the same position as the element of the binary real part data series is generated, and the binary imaginary XOR operation means for generating imaginary part XOR data having an exclusive OR of each element of the partial modulation signal and an element at the same position as the element of the binary imaginary part data series,
Adjustment means for generating the post-computation data by subtracting a predetermined complex number from each element of data obtained by combining the real part XOR data as a real part and the imaginary part XOR data as an imaginary part, and multiplying by a predetermined amplitude coefficient When,
The equipped and wherein the Rukoto.
好ましくは、前記演算手段は、複素平面上の実軸と虚軸を境界とする4つの領域を用い、前記サブキャリア変調信号の各要素を、該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域と前記データ系列の該要素と同じ位置にある要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域との組み合わせに対応する、前記領域を示す前記所定の複素数で置き換えて前記演算後データを生成する。 Preferably, the calculation means uses four regions having a real axis and an imaginary axis on a complex plane as boundaries, and each element of the subcarrier modulation signal belongs to a point on the complex plane corresponding to the element. The post-computation data replaced with the predetermined complex number indicating the region, corresponding to a combination of the region and the region to which the point on the complex plane corresponding to the element at the same position as the element of the data series belongs Is generated.
本発明の第2の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するFFT手段と、
要素数が前記並列信号の要素数と同じである所定の受信側データ系列を用い、前記並列信号の各要素を、該要素と前記受信側データ系列の該要素と同じ位置にある要素との組み合わせに対応する所定の複素数で置き換えて、実部および虚部の絶対値が同じである逆演算後データを生成する逆演算手段と、
前記逆演算後データを二位相偏移変調方式または四位相偏移変調方式で復調する復調手段と、
を備え、
前記逆演算手段は、
前記並列信号を実部である実部並列信号と虚部である虚部並列信号に分離し、前記受信側データ系列を実部である受信側実部データ系列と虚部である受信側虚部データ系列とに分解する受信側分解手段と、
前記実部並列信号、前記虚部並列信号、前記受信側実部データ系列、および前記受信側虚部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換え、二値実部並列信号、二値虚部並列信号、受信側二値実部データ系列、および受信側二値虚部データ系列をそれぞれ生成する受信側二値置換手段と、
前記二値実部並列信号の各要素と前記受信側二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側実部XORデータを生成し、前記二値虚部並列信号の各要素と前記受信側二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側虚部XORデータを生成する受信側XOR演算手段と、
前記受信側実部XORデータを実部とし、前記受信側虚部XORデータを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して前記逆演算後データを生成する受信側調整手段と、
を備えることを特徴とする。
The communication device according to the second aspect of the present invention is:
A communication device that communicates with other devices by orthogonal frequency division multiplex communication wireless communication,
Receiving means for receiving a transmission signal and generating a baseband signal;
FFT means for serially parallel converting the baseband signal and performing a fast Fourier transform to generate a parallel signal;
A predetermined receiving side data sequence having the same number of elements as the number of elements of the parallel signal is used, and each element of the parallel signal is combined with the element at the same position as the element of the receiving side data series Inverse operation means for generating post-inverse operation data in which the real part and the imaginary part have the same absolute value by replacing with a predetermined complex number corresponding to
Demodulating means for demodulating the post-inverse data by two-phase shift keying or four-phase shift keying,
Equipped with a,
The inverse calculation means includes
The parallel signal is separated into a real part parallel signal that is a real part and an imaginary part parallel signal that is an imaginary part, and the receiving side data series is a real side receiving side data series and a receiving side imaginary part that is an imaginary part Receiving side disassembling means for decomposing the data series;
Each element of the real part parallel signal, the imaginary part parallel signal, the reception side real part data series, and the reception side imaginary part data series is set to 0 or 1 based on whether or not the element is equal to or more than a threshold value. Receiving side binary replacement means for generating a binary real part parallel signal, a binary imaginary part parallel signal, a receiving side binary real part data series, and a receiving side binary imaginary part data series, respectively,
Receiving side real part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary real part parallel signal and an element at the same position as the element of the receiving side binary real part data series, Reception for generating receiving side imaginary part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary imaginary part parallel signal and an element at the same position as the element of the receiving side binary imaginary part data series Side XOR operation means;
The inverse real data is obtained by subtracting a predetermined complex number from each element of data obtained by combining the reception side real part XOR data as a real part and the reception side imaginary part XOR data as an imaginary part, and multiplying by a predetermined amplitude coefficient. Receiving side adjusting means for generating
The equipped and wherein the Rukoto.
好ましくは、前記逆演算手段は、複素平面上の実軸と虚軸を境界とする4つの領域を用い、前記並列信号の各要素を、該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域と前記受信側データ系列の該要素と同じ位置にある要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域との組み合わせに対応する、前記領域を示す前記所定の複素数で置き換えて前記逆演算後データを生成する。 Preferably, the inverse calculation means uses four regions having a real axis and an imaginary axis on the complex plane as boundaries, and each element of the parallel signal belongs to the point on the complex plane corresponding to the element. The inverse operation is performed by replacing the predetermined complex number indicating the region corresponding to a combination of the region and the region to which the point on the complex plane corresponding to the element at the same position as the element of the receiving data series belongs. Generate post data.
本発明の第3の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を二位相偏移変調方式または四位相偏移変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
要素数が前記サブキャリア変調信号の要素数と同じである、前記変調ステップで用いた変調方式に応じた所定のデータ系列を用い、前記サブキャリア変調信号の各要素を、該要素と前記データ系列の該要素と同じ位置にある要素との組み合わせに対応する所定の複素数で置き換えて、実部および虚部の絶対値が同じである演算後データを生成する演算ステップと、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うIFFTステップと、
前記IFFTステップの演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号に基づき送信信号を生成して他の機器に送信する送信ステップと、
を備え、
前記演算ステップは、
前記サブキャリア変調信号を実部である実部変調信号と虚部である虚部変調信号に分離し、前記データ系列を実部である実部データ系列と虚部である虚部データ系列とに分解する分解ステップと、
前記実部変調信号、前記虚部変調信号、前記実部データ系列、および前記虚部データ系列の各要素を該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換え、二値実部変調信号、二値虚部変調信号、二値実部データ系列、および二値虚部データ系列をそれぞれ生成する二値置換ステップと、
前記二値実部変調信号の各要素と前記二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする実部XORデータを生成し、前記二値虚部変調信号の各要素と前記二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする虚部XORデータを生成するXOR演算ステップと、
前記実部XORデータを実部とし、前記虚部XORデータを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して前記演算後データを生成する調整ステップと、
を備えることを特徴とする。
The communication method according to the third aspect of the present invention is:
A communication method performed by a communication device that communicates with other devices by wireless communication of an orthogonal frequency division multiplex communication method,
A modulation step of modulating an input signal by a two-phase shift keying modulation method or a four-phase shift keying modulation method, assigning frequency components to subcarriers orthogonal to each other, and generating a subcarrier modulation signal;
The number of elements is the same as the number of elements of the subcarrier modulation signal, and a predetermined data sequence corresponding to the modulation scheme used in the modulation step is used, and each element of the subcarrier modulation signal is assigned to the element and the data sequence. An operation step of generating post-computation data having the same absolute value of the real part and the imaginary part by replacing with a predetermined complex number corresponding to a combination with the element at the same position as the element;
IFFT step for performing inverse fast Fourier transform on the post-computation data;
A transmission step of generating a baseband signal by combining the operation results of the IFFT step, generating a transmission signal based on the baseband signal, and transmitting the transmission signal to another device;
Equipped with a,
The calculation step includes:
The subcarrier modulation signal is separated into a real part modulation signal that is a real part and an imaginary part modulation signal that is an imaginary part, and the data series is divided into a real part data series that is a real part and an imaginary part data series that is an imaginary part. A decomposition step to decompose;
Each element of the real part modulation signal, the imaginary part modulation signal, the real part data series, and the imaginary part data series is replaced with 0 or 1 based on whether or not the element is equal to or greater than a threshold value, and binary A binary replacement step for generating a real part modulation signal, a binary imaginary part modulation signal, a binary real part data series, and a binary imaginary part data series, respectively;
Real part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary real part modulation signal and an element in the same position as the element of the binary real part data series is generated, and the binary imaginary An XOR operation step of generating imaginary part XOR data having an exclusive OR of each element of the partial modulation signal and an element at the same position as the element of the binary imaginary part data series;
An adjustment step of subtracting a predetermined complex number from each element of data obtained by combining the real part XOR data as a real part and the imaginary part XOR data as an imaginary part, and multiplying by a predetermined amplitude coefficient to generate the post-computation data When,
The equipped and wherein the Rukoto.
好ましくは、前記演算ステップにおいて、複素平面上の実軸と虚軸を境界とする4つの領域を用い、前記サブキャリア変調信号の各要素を、該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域と前記データ系列の該要素と同じ位置にある要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域との組み合わせに対応する、前記領域を示す前記所定の複素数で置き換えて前記演算後データを生成する。 Preferably, in the calculation step, four regions having a real axis and an imaginary axis on a complex plane as boundaries are used, and each element of the subcarrier modulation signal belongs to a point on the complex plane corresponding to the element. The post-computation data replaced with the predetermined complex number indicating the region, corresponding to a combination of the region and the region to which the point on the complex plane corresponding to the element at the same position as the element of the data series belongs Is generated.
本発明の第4の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するFFTステップと、
要素数が前記並列信号の要素数と同じである所定の受信側データ系列を用い、前記並列信号の各要素を、該要素と前記受信側データ系列の該要素と同じ位置にある要素との組み合わせに対応する所定の複素数で置き換えて、実部および虚部の絶対値が同じである逆演算後データを生成する逆演算ステップと、
前記逆演算後データを二位相偏移変調方式または四位相偏移変調方式で復調する復調ステップと、
を備え、
前記逆演算ステップは、
前記並列信号を実部である実部並列信号と虚部である虚部並列信号に分離し、前記受信側データ系列を実部である受信側実部データ系列と虚部である受信側虚部データ系列とに分解する受信側分解ステップと、
前記実部並列信号、前記虚部並列信号、前記受信側実部データ系列、および前記受信側虚部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換え、二値実部並列信号、二値虚部並列信号、受信側二値実部データ系列、および受信側二値虚部データ系列をそれぞれ生成する受信側二値置換ステップと、
前記二値実部並列信号の各要素と前記受信側二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側実部XORデータを生成し、前記二値虚部並列信号の各要素と前記受信側二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側虚部XORデータを生成する受信側XOR演算ステップと、
前記受信側実部XORデータを実部とし、前記受信側虚部XORデータを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して前記逆演算後データを生成する受信側調整ステップと、
を備えることを特徴とする。
A communication method according to a fourth aspect of the present invention is:
A communication method performed by a communication device that communicates with other devices by wireless communication of an orthogonal frequency division multiplex communication method,
A reception step of receiving a transmission signal and generating a baseband signal;
An FFT step of serially parallel converting the baseband signal and performing a fast Fourier transform to generate a parallel signal;
A predetermined receiving side data sequence having the same number of elements as the number of elements of the parallel signal is used, and each element of the parallel signal is combined with the element at the same position as the element of the receiving side data series An inverse operation step for generating post-inverse data in which the absolute values of the real part and the imaginary part are the same , replacing with a predetermined complex number corresponding to
Demodulating step for demodulating the post-inverse data by a two-phase shift keying modulation method or a four-phase shift keying modulation method;
Equipped with a,
The inverse operation step includes
The parallel signal is separated into a real part parallel signal that is a real part and an imaginary part parallel signal that is an imaginary part, and the receiving side data series is a real side receiving side data series and a receiving side imaginary part that is an imaginary part A reception side decomposition step for decomposing the data series;
Each element of the real part parallel signal, the imaginary part parallel signal, the reception side real part data series, and the reception side imaginary part data series is set to 0 or 1 based on whether or not the element is equal to or more than a threshold value. A receiving side binary replacement step for generating a binary real part parallel signal, a binary imaginary part parallel signal, a receiving side binary real part data series, and a receiving side binary imaginary part data series, respectively,
Receiving side real part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary real part parallel signal and an element at the same position as the element of the receiving side binary real part data series, Reception for generating receiving side imaginary part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary imaginary part parallel signal and an element at the same position as the element of the receiving side binary imaginary part data series A side XOR operation step;
The inverse real data is obtained by subtracting a predetermined complex number from each element of data obtained by combining the reception side real part XOR data as a real part and the reception side imaginary part XOR data as an imaginary part, and multiplying by a predetermined amplitude coefficient. A receiver adjustment step that generates
The equipped and wherein the Rukoto.
好ましくは、前記逆演算ステップにおいて、複素平面上の実軸と虚軸を境界とする4つの領域を用い、前記並列信号の各要素を、該要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域と前記受信側データ系列の該要素と同じ位置にある要素に対応する前記複素平面上の点が属する前記領域との組み合わせに対応する、前記領域を示す前記所定の複素数で置き換えて前記逆演算後データを生成する。 Preferably, in the inverse operation step, four regions having a real axis and an imaginary axis on a complex plane as boundaries are used, and each element of the parallel signal is assigned to the point on the complex plane corresponding to the element. The inverse operation is performed by replacing the predetermined complex number indicating the region corresponding to a combination of the region and the region to which the point on the complex plane corresponding to the element at the same position as the element of the receiving data series belongs. Generate post data.
本発明によれば、OFDM方式の通信において、PAPRを低減し、さらにPAPRを低減するための処理を簡易化することが可能になる。 According to the present invention, it is possible to reduce the PAPR and simplify the process for reducing the PAPR in the OFDM communication.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation:逆高速フーリエ変換)は、IFFTとIDFT(Inverse Discrete Fourier Transformation:逆離散フーリエ変換)を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、IFFTの代わりに、IDFTを行うよう構成してもよい。同様にFFT(Fast Fourier Transformation:高速フーリエ変換)は、FFTとDFT(Discrete Fourier Transformation:離散フーリエ変換)を含む概念とする。またIDFTおよびDFTを行う場合は、以下の説明におけるFFTサイズとは、DFTサイズを意味する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals. In the following description, IFFT (Inverse Fast Fourier Transformation) is a concept including IFFT and IDFT (Inverse Discrete Fourier Transformation). Therefore, in the embodiment of the present invention, IDFT may be performed instead of IFFT. Similarly, FFT (Fast Fourier Transformation) is a concept including FFT and DFT (Discrete Fourier Transformation). When performing IDFT and DFT, the FFT size in the following description means the DFT size.
図1は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機1は、OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing:直交周波数分割多重)方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機1は、アンテナ10、変調部11、直並列変換部12、演算部13、IFFT部14、送信部15、およびコントローラ20を備える。
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a communication device according to an embodiment of the present invention. The
コントローラ20は、CPU(Central Processing Unit:中央処理装置)21、RAM(Random Access Memory)23、およびROM(Read-Only Memory)24を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ20から各部への信号線が省略されているが、コントローラ20は通信機1の各部にI/O(Input/Output)22を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。
The
RAM23には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ROM24は、コントローラ20が通信機1の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ20は、制御プログラムに基づいて、通信機1を制御する。
In the
図2は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機1に受信機能をもたせるため、図2に示す通信機1はさらに復調部31、並直列変換部32、逆演算部33、FFT部34、受信部35、および送受信切替部36を備える。送信機能および受信機能を備える図2に示す通信機1を用いて、通信機1が行う通信方法について以下に説明する。
FIG. 2 is a block diagram illustrating a different configuration example of the communication device according to the embodiment. In order to provide the above-described
変調部11は、入力信号をBPSK(Binary Phase-Shift Keying:二位相偏移変調)またはQPSK(Quadrature Phase-Shift Keying:四位相偏移変調)で変調し、変調信号を生成し、直並列変換部12に送る。図3は、実施の形態に係る変調部が行う変調処理の例を示す図である。図3は、変調信号の各要素を複素平面上に表したものである、括弧内の値が変調信号の各要素に対応する変調前の入力信号の値である。直並列変換部12は、変調信号を直並列変換して周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する。そして、サブキャリア変調信号を演算部13に送る。サブキャリアの数をNとすると、サブキャリア変調信号dは、下記(1)式で表される。
The
演算部13は、要素数がサブキャリア変調信号dの要素数と同じである、変調部11で用いた変調方式に応じた所定のデータ系列を用い、サブキャリア変調信号dの各要素を、該要素とデータ系列の該要素と同じ位置にある要素との組み合わせに対応する所定の複素数で置き換えて演算後データを生成する。変調部11でBPSKを用いた場合には、演算部13は少なくとも2種類の値を有する所定のデータ系列を用い、変調部11でQPSKを用いた場合には、演算部13は少なくとも4種類の値を有する所定のデータ系列を用いる。
The
演算部13は、例えば、複素平面上の実軸と虚軸を境界とする4つの領域を用い、サブキャリア変調信号dの各要素を、該要素に対応する複素平面上の点が属する領域とデータ系列の該要素と同じ位置にある要素に対応する複素平面上の点が属する領域との組み合わせに対応する所定の複素数で置き換えて演算後データを生成する。例えば実部が0以上であって虚部が0以上である領域を第1の領域とし、実部が0未満であって虚部が0以上である領域を第2の領域とし、実部が0未満であって虚部が0未満である領域を第3の領域とし、実部が0以上であって虚部が0未満である領域を第4の領域とする。所定の複素数とは、上記領域を示す複素数であって、上記領域のそれぞれに位置し、実部の絶対値と虚部の絶対値が互いに同じである複素数である。演算部13は、例えばデータ系列としてCAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いる。演算部13の動作の一例について以下に説明する。
The
図4は、実施の形態に係る演算部の構成例を示すブロック図である。演算部13は、分解部131、二値置換部132a、132b、XOR部133a、133b、および調整部134を備える。分解部131は、直並列変換部12から送られたサブキャリア変調信号dを実部である実部変調信号と虚部である虚部変調信号に分解する。サブキャリア変調信号dの各要素は、下記(2)式で表される。ただし、jは虚数単位である。分解部131は、サブキャリア変調信号dをaiの集合である実部変調信号と、biの集合である虚部変調信号とに分解する。
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the calculation unit according to the embodiment. The
また分解部131は、要素数がサブキャリア変調信号dの要素数と同じであるCAZAC系列を実部である実部データ系列と虚部である虚部データ系列とに分解する。CAZAC系列cは下記(3)式で表され、CAZAC系列cの各要素は下記(4)式で表される。分解部131は、CAZAC系列cをαiの集合である実部データ系列と、βiの集合である虚部データ系列とに分解する。
The
分解部131は、実部変調信号および実部データ系列を二値置換部132aに送り、虚部変調信号および虚部データ系列を二値置換部132bに送る。
The
二値置換部132aは、実部変調信号および実部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、二値実部変調信号および二値実部データ系列をそれぞれ生成する。二値置換部132aは、二値実部変調信号および二値実部データ系列をXOR部133aに送る。例えば二値置換部132aは、実部変調信号および実部データ系列の各要素が0未満である場合には、該要素を0で置き換え、該要素が0以上である場合には、該要素を1で置き換えて、二値実部変調信号および二値実部データ系列を生成する。
The
二値置換部132bは、二値置換部132aと同様に、虚部変調信号および虚部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、二値虚部変調信号および二値虚部データ系列をそれぞれ生成する。二値置換部132bは、二値虚部変調信号および二値虚部データ系列をXOR部133bに送る。
Similarly to the
実部変調信号、実部データ系列、虚部変調信号および虚部データ系列のそれぞれに対して上述の演算を行う際に用いる閾値は互いに異なる値でもよいが、CAZAC系列のように各要素に対応する複素平面上の点が複素平面の原点を中心とする円周上に位置するデータ系列を用いる場合には、実部データ系列および虚部データ系列についての演算で用いるそれぞれの閾値を0とするのが好ましい。 The threshold values used when performing the above-described calculation for each of the real part modulation signal, real part data series, imaginary part modulation signal, and imaginary part data series may be different from each other, but each element corresponds to a CAZAC series. When using a data series in which a point on the complex plane is located on the circumference centered on the origin of the complex plane, the respective threshold values used in the calculations for the real part data series and the imaginary part data series are set to 0. Is preferred.
XOR部133aは、二値実部変調信号の各要素と二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする実部XORデータを生成し、実部XORデータを調整部134に送る。実部XORデータgは、下記(5)式で表される。下記(5)式中の[Re(d)]thは、実部変調信号Re(d)の各要素を0または1で置き換えた結果である二値実部変調信号を表す。同様に、[Re(c)]thは、二値実部データ系列を表す。
The
XOR部133bは、二値虚部変調信号の各要素と二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする虚部XORデータを生成し、虚部XORデータを調整部134に送る。虚部XORデータhは、下記(6)式で表される。下記(6)式中の[Im(d)]thは、虚部変調信号Im(d)の各要素を0または1で置き換えた結果である二値虚部変調信号を表す。同様に、[Im(c)]thは、二値虚部データ系列を表す。
The
調整部134は、実部XORデータgを実部とし、虚部XORデータhを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して演算後データを生成し、演算後データをIFFT部14に送る。実部XORデータgの各要素の値および虚部XORデータhの各要素の値は0または1である。したがって、実部XORデータgを実部とし、虚部XORデータhを虚部として合成したデータの各要素は、0、1、1+j、jのいずれかである。
The
調整部134は、例えば該合成したデータの各要素から(1+j)/2を減算し、所定の振幅係数Ampを乗算する。演算後データkは、下記(7)式で表される。下記(7)式中のmの各要素は(1+j)/2である。上述のように演算を施して生成した演算後データkの各要素は、変調部11で生成した変調信号のように、実軸と虚軸を境界とする4つの領域のそれぞれにおいて、実部の絶対値と虚部の絶対値が互いに同じである複素数となる。そのため、従来と同様に送信前の所定の処理を施して、送信することができる。なお変調信号の各要素の絶対値と演算後データkの各要素の絶対値は異なる値でもよい。
For example, the
図5は、実施の形態に係る演算部が行う演算処理の例を示す図である。理解を容易にするため、実部変調信号に対する演算についてのみ説明する。図5(a)は実部変調信号、図5(b)は二値実部変調信号、図5(c)は実部データ系列、図5(d)は二値実部データ系列、図5(e)は実部XORデータg、図5(f)は演算後データkの実部を表す。図5(a)に示すように、変調信号の各要素の絶対値をAmpとした。二値置換部132aは、図5(a)に示す実部変調信号の各要素を、該要素が閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、図5(b)に示す二値実部変調信号を生成する。また二値置換部132aは、図5(c)に示す実部データ系列の各要素を、該要素が閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、図5(d)に示す二値実部データ系列を生成する。
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of calculation processing performed by the calculation unit according to the embodiment. In order to facilitate understanding, only the operation on the real part modulation signal will be described. 5A is a real part modulated signal, FIG. 5B is a binary real part modulated signal, FIG. 5C is a real part data series, FIG. 5D is a binary real part data series, FIG. (E) represents the real part XOR data g, and FIG. 5 (f) represents the real part of the post-computation data k. As shown in FIG. 5A, the absolute value of each element of the modulation signal is Amp. The
XOR部133aは、図5(b)に示す二値実部変調信号と、図5(d)に示す二値実部データ系列との排他的論理和を各要素とする、図5(e)に示す実部XORデータgを生成する。調整部134は、実部XORデータgを実部とし、虚部XORデータhを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して演算後データkを生成する。演算後データkの実部は、図5(f)に示す値となる。
The
サブキャリア変調信号dの各要素とデータ系列の該要素と同じ位置の要素の組み合わせにより決定される演算後データkの各要素との関係は、表1のようになる。表1においては、閾値0未満の値を−で表し、閾値0以上の値を+で表した。演算部13の処理は、上述の例に限られず、例えば表1のデータを記憶しておき、サブキャリア変調信号dの各要素とデータ系列の該要素と同じ位置の要素の組み合わせに基づいて一意に特定される値を演算後データkの各要素としてもよい。サブキャリア変調信号dの各要素とデータ系列の該要素と同じ位置の要素の組み合わせと演算後データの要素との関係は表1に限られない。サブキャリア変調信号dが取り得るある値に対して、データ系列の要素の値が異なる場合に、それぞれ対応する演算後データkの要素に対応する複素平面上の点が属する上記領域が異なるように定めればよい。
Table 1 shows the relationship between each element of the subcarrier modulation signal d and each element of the post-computation data k determined by the combination of the elements at the same positions as the elements of the data series. In Table 1, a value less than the
調整部134から演算後データkを送られたIFFT部14は、演算後データkのIFFTを行い、演算結果を送信部15に送る。送信部15は、IFFT部14の演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、ベースバンド信号から送信信号を生成して送受信切替部36およびアンテナ10を介して、他の機器に送信信号を送信する。
The
図6は、実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。変調部11は、入力信号をBPSKまたはQPSKで変調して変調信号を生成し、直並列変換部12は、変調信号を直並列変換して周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する(ステップS110)。分解部131は、サブキャリア変調信号dを実部である実部変調信号と虚部である虚部変調信号に分解し、データ系列を実部である実部データ系列と虚部である虚部データ系列とに分解する(ステップS120)。
FIG. 6 is a flowchart illustrating an example of a transmission control operation performed by the communication device according to the embodiment. The
二値置換部132aは、実部変調信号および実部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、二値実部変調信号および二値実部データ系列をそれぞれ生成し、二値置換部132bは、二値置換部132aと同様に、虚部変調信号および虚部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、二値虚部変調信号および二値虚部データ系列をそれぞれ生成する(ステップS130)。
The
XOR部133aは、二値実部変調信号の各要素と二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする実部XORデータgを生成し、XOR部133bは、二値虚部変調信号の各要素と二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする虚部XORデータhを生成する(ステップS140)。調整部134は、実部XORデータgを実部とし、虚部XORデータhを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して演算後データkを生成する(ステップS150)。
The
IFFT部14は、演算後データkのIFFTを行う(ステップS160)。送信部15は、IFFT部14の演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、ベースバンド信号から送信信号を生成して送受信切替部36およびアンテナ10を介して、他の機器に送信信号を送信する(ステップS170)。ステップS170の送信処理が完了すると、処理を終了する。
The
受信側での処理を以下に説明する。受信部35は、アンテナ10および送受信切替部36を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、直並列変換して、FFT部34に送る。FFT部34は、直並列変換されたベースバンド信号のFFTを行って並列信号を生成し、並列信号を逆演算部33に送る。
Processing on the receiving side will be described below. The receiving
逆演算部33は、要素数が並列信号の要素数と同じである所定の受信側データ系列を用い、並列信号の各要素を、該要素と受信側データ系列の該要素と同じ位置にある要素との組み合わせに対応する所定の複素数で置き換えて逆演算後データを生成する。受信側データ系列は、送信側で用いたデータ系列と同じデータ系列である。また所定の複素数とは、送信側の変調部11で用いた変調方式に対応する複素数であり、変調部11が生成した変調信号が取り得る値である。受信側では該複素数および該データ系列についての情報を予め保持しているものとする。
The
逆演算部33は、例えば、複素平面上の実軸と虚軸を境界とする4つの領域を用い、並列信号の各要素を、該要素に対応する複素平面上の点が属する領域と受信側データ系列の該要素と同じ位置にある要素に対応する複素平面上の点が属する領域との組み合わせに対応する、上記領域を示す所定の複素数で置き換えて逆演算後データを生成する。4つの領域は、送信側の演算部13で用いた4つの領域と同じであり、所定の複素数も、送信側の演算部13で用いた所定の複素数と同じである。逆演算部33の動作の一例について以下に説明する。
The
図7は、実施の形態に係る逆演算部の構成例を示すブロック図である。逆演算部33は、調整部331、XOR部332a、332b、二値置換部333a、333b、および分解部334を備える。
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of the inverse operation unit according to the embodiment. The
分解部334は、FFT部34から送られた並列信号を実部である実部並列信号と虚部である虚部並列信号に分解し、CAZAC系列cを実部である受信側実部データ系列と虚部である受信側虚部データ系列とに分解する。分解部334は、実部並列信号および受信側実部データ系列を二値置換部333aに送り、虚部並列信号および受信側虚部データ系列を二値置換部333bに送る。
The
二値置換部333aは、実部並列信号および実部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、二値実部並列信号および受信側二値実部データ系列をそれぞれ生成する。二値置換部333aは、二値実部並列信号および受信側二値実部データ系列をXOR部332aに送る。受信側二値実部データ系列の生成に用いる閾値は、送信側の二値置換部132aで二値実部データ系列の生成に用いた閾値と同じであり、受信側では予め閾値についての情報を保持しているものとする。例えば二値置換部333aは、実部並列信号および受信側実部データ系列の各要素が0未満である場合には、該要素を0で置き換え、該要素が0以上である場合には、該要素を1で置き換えて、二値実部並列信号および受信側二値実部データ系列を生成する。二値実部並列信号は、送信側のXOR部133aで生成した実部XORデータgに一致する。
The
二値置換部333bは、虚部並列信号および受信側虚部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、二値虚部並列信号および受信側二値虚部データ系列をそれぞれ生成する。二値置換部333bは、二値虚部並列信号および受信側二値虚部データ系列をXOR部332bに送る。受信側二値虚部データ系列の生成に用いる閾値は、送信側の二値置換部132bで二値虚部データ系列の生成に用いた閾値と同じであり、受信側では予め閾値についての情報を保持しているものとする。二値虚部並列信号は、送信側のXOR部133bで生成した虚部XORデータhに一致する。
The
また二値実部並列信号および二値虚部並列信号の生成に用いる閾値は、BER(Bit Error Rate:符号誤り率)の劣化を防ぐため、それぞれ0とするのが好ましい。 The threshold values used for generating the binary real part parallel signal and the binary imaginary part parallel signal are preferably set to 0 in order to prevent deterioration of BER (Bit Error Rate).
XOR部332aは、二値実部並列信号の各要素と受信側二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側実部XORデータを生成し、調整部331に送る。受信側実部XORデータwは、下記(8)式で表される。下記(8)式中の[Re(v)]thは、実部並列信号Re(v)の各要素を0または1で置き換えた結果である二値実部並列信号を表す。同様に、[Re(c)]thは、受信側二値実部データ系列を表す。二値実部並列信号[Re(v)]thは、送信側のXOR部133aで生成した実部XORデータgに一致することを用いて式を変形すると、受信側実部XORデータwは、送信側の二値置換部133aで生成した二値実部変調信号[Re(d)]thに一致する。
The
XOR部332bは、二値虚部並列信号の各要素と受信側二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側虚部XORデータを生成し、調整部331に送る。受信側虚部XORデータxは、下記(9)式で表される。下記(9)式中の[Im(v)]thは、虚部並列信号Im(v)の各要素を0または1で置き換えた結果である二値虚部並列信号を表す。同様に、[Im(c)]thは、受信側二値虚部データ系列を表す。二値虚部並列信号[Im(v)]thは、送信側のXOR部133bで生成した虚部XORデータhに一致することを用いて式を変形すると、受信側虚部XORデータxは、送信側の二値置換部132bで生成した二値虚部変調信号[Im(d)]thに一致する。
The
調整部331は、受信側実部XORデータwを実部とし、受信側虚部XORデータxを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して逆演算後データを生成し、並直列変換部32に送る。受信側実部XORデータwの各要素の値および受信側虚部XORデータxの各要素の値は0または1である。したがって、受信側実部XORデータwを実部とし、受信側虚部XORデータxを虚部として合成したデータの各要素は、0、1、1+j、jのいずれかである。
The
調整部331は、例えば該合成したデータの各要素から(1+j)/2を減算し、所定の振幅係数Ampを乗算する。逆演算後データyは、下記(10)式で表される。下記(10)式中のmの各要素は(1+j)/2である。所定の振幅係数Ampは、送信側の変調部11で生成した変調信号の各要素の絶対値である。上述のように演算を施すことで、サブキャリア変調信号dを復元することができる。
For example, the
図8は、実施の形態に係る逆演算部が行う逆演算処理の例を示す図である。理解を容易にするため、実部に対する演算についてのみ説明する。図8(a)は実部並列信号、図8(b)は二値実部並列信号、図8(c)は受信側実部データ系列、図8(d)は受信側二値実部データ系列、図8(e)は受信側実部XORデータw、図8(f)は逆演算後データyの実部を表す。二値置換部333aは、図8(a)に示す実部並列信号の各要素を、該要素が閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、図8(b)に示す二値実部並列信号を生成する。また二値置換部333aは、図8(c)に示す受信側実部データ系列の各要素を、該要素が閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、図8(d)に示す受信側二値実部データ系列を生成する。
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of an inverse operation process performed by the inverse operation unit according to the embodiment. In order to facilitate understanding, only the operation on the real part will be described. 8A is a real part parallel signal, FIG. 8B is a binary real part parallel signal, FIG. 8C is a reception side real part data series, and FIG. 8D is a reception side binary real part data. FIG. 8E shows the real part of the reception side real part XOR data w, and FIG. 8F shows the real part of the post-inverse data y. The
XOR部332aは、図8(b)に示す二値実部並列信号と、図8(d)に示す受信側二値実部データ系列との排他的論理和を各要素とする、図8(e)に示す受信側実部XORデータwを生成する。調整部331は、受信側実部XORデータwを実部とし、受信側虚部XORデータxを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して逆演算後データyを生成する。逆演算後データyの実部は、図8(f)に示す値となる。逆演算後データyの実部は、図5(a)に示す実部変調信号に一致する。
The
逆演算部33の処理は、上述の例に限られず、演算部13と同様に表1のデータを記憶しておき、並列信号の各要素とデータ系列の該要素と同じ位置の要素の組み合わせに基づいて一意に特定される値を逆演算後データyの各要素としてもよい。表1の演算後データが並列信号に該当し、表1のサブキャリア変調信号が逆演算後データyに該当する。
The processing of the
並直列変換部32は、逆演算後データyを並直列変換し、復調部31に送る。復調部31は、並直列変換されたデータをBPSKまたはQPSKで復調し、入力信号を復元する。
The parallel /
図9は、実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部35は、アンテナ10および送受信切替部36を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、直並列変換を行う(ステップS210)。FFT部34は、直並列変換されたベースバンド信号のFFTを行って並列信号を生成する(ステップS220)。
FIG. 9 is a flowchart illustrating an example of a reception control operation performed by the communication device according to the embodiment. The receiving
分解部334は、並列信号を実部である実部並列信号と虚部である虚部並列信号に分解し、受信側データ系列を実部である受信側実部データ系列と虚部である受信側虚部データ系列とに分解する(ステップS230)。二値置換部333aは、実部並列信号および受信側実部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、二値実部並列信号および受信側二値実部データ系列をそれぞれ生成し、二値置換部333bは、虚部並列信号および受信側虚部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換えて、二値虚部並列信号および受信側二値虚部データ系列をそれぞれ生成する(ステップS240)。
The decomposing
XOR部332aは、二値実部並列信号の各要素と受信側二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側実部XORデータを生成し、XOR部332bは、二値虚部並列信号の各要素と受信側二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側虚部XORデータを生成する(ステップS250)。
The
調整部331は、受信側実部XORデータwを実部とし、受信側虚部XORデータxを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して逆演算後データyを生成する(ステップS260)。並直列変換部32は、逆演算後データyを並直列変換し、復調部31に送る。復調部31は、並直列変換されたデータをBPSKまたはQPSKで復調し、入力信号を復元する(ステップS270)。ステップS270の復調処理が完了すると、処理を終了する。
The
以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機1によれば、OFDM通信方式において、サブキャリア変調信号dにデータ系列を用いて演算を施して生成した演算後データkに基づきベースバンド信号を生成することで、PAPRを低減することが可能となる。
As described above, according to
(具体例)
次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。入力信号にランダム信号を用いて、従来技術と本実施の形態に係る発明について、ベースバンド信号を生成し、PAPRの算出を繰り返すシミュレーションを行った。変調方式をQPSKとし、FFTサイズを2048として、従来技術と本実施の形態に係る発明のPAPRのCCDF(Complementary Cumulative Distribution Function:相補累積分布関数)、すなわちPAPRの発生確率の特性を比較した。従来技術とは、上述のような演算を行わずに、サブキャリア変調信号dのIFFTを行ってベースバンド信号を生成する方法である。
(Concrete example)
Next, the effect of the invention according to the present embodiment will be described by simulation. Using a random signal as an input signal, a simulation was performed for generating the baseband signal and repeatedly calculating the PAPR for the related art and the invention according to the present embodiment. The modulation method is QPSK, the FFT size is 2048, and the PAPR CCDF (Complementary Cumulative Distribution Function) of the invention according to the present embodiment, that is, the characteristics of PAPR occurrence probability are compared. The prior art is a method of generating a baseband signal by performing IFFT of the subcarrier modulation signal d without performing the above-described calculation.
図10は、実施の形態に係る通信機におけるベースバンド信号のPAPRのCCDF特性を示す図である。横軸はPAPR(単位:dB)、縦軸はPAPRのCCDFである。従来技術のPAPRのCCDF特性が細い実線のグラフである。本実施の形態に係る発明のPAPRは従来技術と比べて僅かではあるが、低減されている。 FIG. 10 is a diagram illustrating the PAPR CCDF characteristics of the baseband signal in the communication device according to the embodiment. The horizontal axis is PAPR (unit: dB), and the vertical axis is PAPR CCDF. It is a thin line graph of CCDF characteristics of PAPR of the prior art. The PAPR of the invention according to the present embodiment is slightly reduced as compared with the prior art.
BERについて同様にシミュレーションを行った。図11は、実施の形態に係る通信機におけるBER特性を示す図である。横軸はEb/No(Energy per Bit to NOise power spectral density ratio:ビットエネルギー対雑音電力密度比)、縦軸はBERである。Eb/Noの単位はdBである。従来技術のBERはプロット点を四角で表したグラフであり、本実施の形態に係る発明のBERはプロット点を三角で表したグラフである。図11に示す範囲において、従来技術のBERと本実施の形態に係る発明のBERはほぼ同じであることがわかる。 The simulation was similarly performed for BER. FIG. 11 is a diagram illustrating BER characteristics in the communication device according to the embodiment. The horizontal axis represents Eb / No (Energy per Bit to NOise power spectral density ratio), and the vertical axis represents BER. The unit of Eb / No is dB. The BER of the prior art is a graph in which plot points are represented by squares, and the BER of the invention according to the present embodiment is a graph in which plot points are represented by triangles. In the range shown in FIG. 11, it can be seen that the BER of the prior art and the BER of the invention according to the present embodiment are substantially the same.
図12は、実施の形態に係る通信機におけるベースバンド信号のPAPRの特性を示す図である。横軸は入力信号の内、値が1である要素の数であり、縦軸はPAPR(単位:dB)である。従来技術について、サブキャリア変調信号dの各要素の位相が同じ値となるような同一信号を入力信号として用いた場合、ベースバンド信号のPAPRは高くなる。入力信号の要素が全て0である場合のPAPRは33.1dBである。先頭から順に0を1に変えて、1の数を増やしていき、ベースバンド信号のPAPRについて同様のシミュレーションを行った。 FIG. 12 is a diagram illustrating PAPR characteristics of a baseband signal in the communication device according to the embodiment. The horizontal axis represents the number of elements having a value of 1 in the input signal, and the vertical axis represents PAPR (unit: dB). With respect to the prior art, when the same signal in which the phase of each element of the subcarrier modulation signal d has the same value is used as the input signal, the PAPR of the baseband signal becomes high. The PAPR when the elements of the input signal are all 0 is 33.1 dB. In order from the beginning, 0 was changed to 1, and the number of 1 was increased, and the same simulation was performed for the PAPR of the baseband signal.
従来技術のPAPRが細い実線のグラフであり、本実施の形態に係る発明のPAPRが太い実線のグラフであり、本実施の形態に係る発明における排他的論理和を算出する処理を論理積を算出する処理に変えた場合のPAPRが点線のグラフであり、本実施の形態に係る発明における排他的論理和を算出する処理を論理和を算出する処理に変えた場合のPAPRが一点鎖線のグラフである。サブキャリア変調信号dの各要素の位相が同じ値となるような同一信号に対しては、本実施の形態に係る通信機1を用いることでPAPRを低減できることがわかる。
The PAPR of the prior art is a thin solid line graph, and the PAPR of the invention according to the present embodiment is a thick solid line graph, and the process of calculating the exclusive OR in the invention according to the present embodiment is calculated as a logical product. The PAPR when the process is changed to the process to be performed is a dotted line graph, and the PAPR when the process of calculating the exclusive OR in the invention according to the present embodiment is changed to the process of calculating the logical sum is a dashed line graph. is there. It can be seen that the PAPR can be reduced by using the
次に変調方式をBPSKとし、FFTサイズを2048として、同様にシミュレーションを行った。演算部13において、実部変調信号に所定の演算を施して生成した実部XORデータgを演算後データkとして用いる場合(以下、BPSK1とする)、および実部変調信号と全ての要素の値が0である虚部変調信号とに基づき、QPSKの場合と同様に所定の演算を施して生成した演算後データkを用いる場合(以下、BPSK2とする)についてそれぞれシミュレーションを行った。
Next, a simulation was performed in the same manner with the modulation method set to BPSK and the FFT size set to 2048. In the
従来技術においてBPSKを用いる場合のサブキャリア変調信号dの各要素に対応する複素平面上の点、およびBPSK1の場合のサブキャリア変調信号dに上述の演算を施して生成した演算後データkの各要素に対応する複素平面上の点は、複素平面の実軸上の2点のいずれかに位置する。一方BPSK2の場合には、サブキャリア変調信号dに上述の演算を施して生成した演算後データkの各要素に対応する複素平面上の点は、複素平面の実軸と虚軸を境界とする4つの領域のそれぞれにおける実部の絶対値と虚部の絶対値が互いに同じである4点のいずれかに位置する。 In the prior art, each point of the post-computation data k generated by performing the above computation on the points on the complex plane corresponding to each element of the subcarrier modulation signal d in the case of using BPSK and the subcarrier modulation signal d in the case of BPSK1 The point on the complex plane corresponding to the element is located at one of two points on the real axis of the complex plane. On the other hand, in the case of BPSK2, a point on the complex plane corresponding to each element of post-computation data k generated by performing the above computation on the subcarrier modulation signal d is bounded by the real axis and the imaginary axis of the complex plane. The absolute value of the real part and the absolute value of the imaginary part in each of the four regions are located at any one of the four points.
図13は、実施の形態に係る通信機におけるベースバンド信号のPAPRのCCDF特性を示す図である。横軸はPAPR、縦軸はPAPRのCCDFである。図13(a)がBPSK1の場合、図13(b)がBPSK2の場合を表している。BPSK1の場合は、本実施の形態に係る発明のPAPRは従来技術とほぼ同じである。BPSK2の場合は、本実施の形態に係る発明のPAPRは、PAPRが10dB以上の範囲においてCCDFの値が従来技術より低く、PAPRが低減されている。 FIG. 13 is a diagram illustrating the CCDF characteristics of the PAPR of the baseband signal in the communication device according to the embodiment. The horizontal axis is PAPR, and the vertical axis is the PAPR CCDF. 13A shows the case of BPSK1, and FIG. 13B shows the case of BPSK2. In the case of BPSK1, the PAPR of the invention according to the present embodiment is almost the same as that of the prior art. In the case of BPSK2, the PAPR of the invention according to the present embodiment has a CCDF value lower than that of the prior art in the range where the PAPR is 10 dB or more, and the PAPR is reduced.
BERについて同様にシミュレーションを行った。図14は、実施の形態に係る通信機におけるBER特性を示す図である。横軸はEb/No、縦軸はBERである。図14(a)がBPSK1の場合、図14(b)がBPSK2の場合を表している。従来技術のBERはプロット点を四角で表したグラフであり、本実施の形態に係る発明のBERはBPSK1、BPSK2のいずれの場合もプロット点を三角で表したグラフである。図14に示す範囲において、従来技術のBERと本実施の形態に係る発明のBERはほぼ同じであることがわかる。 The simulation was similarly performed for BER. FIG. 14 is a diagram illustrating BER characteristics in the communication device according to the embodiment. The horizontal axis is Eb / No, and the vertical axis is BER. 14A shows the case of BPSK1, and FIG. 14B shows the case of BPSK2. The BER of the prior art is a graph in which plot points are represented by squares, and the BER of the invention according to the present embodiment is a graph in which plot points are represented by triangles in both cases of BPSK1 and BPSK2. In the range shown in FIG. 14, it can be seen that the BER of the prior art and the BER of the invention according to the present embodiment are substantially the same.
図15は、実施の形態に係る通信機におけるベースバンド信号のPAPRの特性を示す図である。図15(a)がBPSK1の場合、図15(b)がBPSK2の場合を表している。図の見方は図12と同様である。BPSK1、BPSK2のいずれの場合でも、同一信号に対して、本実施の形態に係る通信機1を用いることでPAPRを低減できることがわかる。
FIG. 15 is a diagram illustrating a PAPR characteristic of a baseband signal in the communication device according to the embodiment. 15A shows the case of BPSK1, and FIG. 15B shows the case of BPSK2. The way of viewing the figure is the same as in FIG. It can be seen that in both cases of BPSK1 and BPSK2, the PAPR can be reduced by using the
図16は、実施の形態に係る通信機におけるベースバンド信号のPAPRの特性の比較を示す図である。図15(a)に示すBPSK1の場合と図15(b)に示すBPSK2の場合との本実施の形態に係る通信機におけるベースバンド信号のPAPRの特性を比較した。BPSK1の場合のPAPRが細い実線のグラフであり、BPSK2の場合のPAPRが太い実線のグラフである。BPSK1の場合のPAPRは、BPSK2の場合と比べて低い水準にある。一方、入力信号の内、値が1である要素の数が50以下の範囲や、1900以上の範囲において、すなわち入力信号が同一信号または同一信号に近い信号である場合に、BPSK2の場合のPAPRは、BPSK1の場合と比べて低い。 FIG. 16 is a diagram illustrating a comparison of PAPR characteristics of baseband signals in the communication device according to the embodiment. The PAPR characteristics of the baseband signal in the communication apparatus according to the present embodiment were compared between the case of BPSK1 shown in FIG. 15 (a) and the case of BPSK2 shown in FIG. 15 (b). In the case of BPSK1, the PAPR is a thin solid line graph, and in the case of BPSK2, the PAPR is a thick solid line graph. The PAPR in the case of BPSK1 is at a lower level than that in the case of BPSK2. On the other hand, the PAPR in the case of BPSK2 when the number of elements having a value of 1 in the input signal is in the range of 50 or less or in the range of 1900 or more, that is, when the input signal is the same signal or a signal close to the same signal. Is lower than that of BPSK1.
上述のシミュレーションにより、本実施の形態においては、サブキャリア変調信号dにデータ系列を用いて演算を施して生成した演算後データkに基づきベースバンド信号を生成することで、PAPRを低減できることがわかった。 From the above simulation, it is found that in this embodiment, the PAPR can be reduced by generating the baseband signal based on the post-computation data k generated by performing computation using the data series on the subcarrier modulation signal d. It was.
本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。データ系列はCAZAC系列に限られず、複素平面の実軸と虚軸を境界とする4つの領域に属する、データ系列の各要素に対応する点の個数の差が所定の範囲内であるようなデータ系列であればよい。IFFT部14は、IFFTの代わりにIDFTを行うよう構成してもよいし、FFT部34は、FFTの代わりにDFTを行うよう構成してもよい。
The embodiment of the present invention is not limited to the above-described embodiment. The data series is not limited to the CAZAC series, and data such that the difference in the number of points corresponding to each element of the data series belonging to the four regions with the real and imaginary axes of the complex plane as a boundary is within a predetermined range. Any series may be used. The
1 通信機
10 アンテナ
11 変調部
12 直並列変換部
13 演算部
14 IFFT部
15 送信部
20 コントローラ
21 CPU
22 I/O
23 RAM
24 ROM
31 復調部
32 並直列変換部
33 逆演算部
34 FFT部
35 受信部
36 送受信切替部
131 分解部
132a、132b 二値置換部
133a、133b XOR部
134 調整部
331 調整部
332a、332b XOR部
333a、333b 二値置換部
334 分解部
1 communication equipment
10 Antenna
11 Modulator
12 Series-parallel converter
13 Calculation unit
14 IFFT section
15 Transmitter
20 controller
21 CPU
22 I / O
23 RAM
24 ROM
31 Demodulator
32 Parallel to serial converter
33 Inverse operation part
34 FFT section
35 Receiver
36 Transmission / reception switching unit
131
134 Adjustment unit
331
334 Disassembly part
Claims (8)
入力信号を二位相偏移変調方式または四位相偏移変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
要素数が前記サブキャリア変調信号の要素数と同じである、前記変調手段で用いた変調方式に応じた所定のデータ系列を用い、前記サブキャリア変調信号の各要素を、該要素と前記データ系列の該要素と同じ位置にある要素との組み合わせに対応する所定の複素数で置き換えて、実部および虚部の絶対値が同じである演算後データを生成する演算手段と、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うIFFT手段と、
前記IFFT手段の演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号に基づき送信信号を生成して他の機器に送信する送信手段と、
を備え、
前記演算手段は、
前記サブキャリア変調信号を実部である実部変調信号と虚部である虚部変調信号に分離し、前記データ系列を実部である実部データ系列と虚部である虚部データ系列とに分解する分解手段と、
前記実部変調信号、前記虚部変調信号、前記実部データ系列、および前記虚部データ系列の各要素を該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換え、二値実部変調信号、二値虚部変調信号、二値実部データ系列、および二値虚部データ系列をそれぞれ生成する二値置換手段と、
前記二値実部変調信号の各要素と前記二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする実部XORデータを生成し、前記二値虚部変調信号の各要素と前記二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする虚部XORデータを生成するXOR演算手段と、
前記実部XORデータを実部とし、前記虚部XORデータを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して前記演算後データを生成する調整手段と、
を備えることを特徴とする通信機。 A communication device that communicates with other devices by orthogonal frequency division multiplex communication wireless communication,
Modulation means for modulating an input signal by a two-phase shift keying modulation method or a four-phase shift keying modulation method, assigning frequency components to subcarriers orthogonal to each other, and generating a subcarrier modulation signal;
The number of elements is the same as the number of elements of the subcarrier modulation signal, and a predetermined data sequence corresponding to the modulation method used by the modulation means is used, and each element of the subcarrier modulation signal is assigned to the element and the data sequence. Replacing with a predetermined complex number corresponding to a combination with an element at the same position as the element, and calculating means for generating post-computation data having the same real part and imaginary part absolute values ;
IFFT means for performing inverse fast Fourier transform on the post-computation data;
Transmitting means for generating a baseband signal by combining the calculation results of the IFFT means, generating a transmission signal based on the baseband signal, and transmitting it to another device;
Equipped with a,
The computing means is
The subcarrier modulation signal is separated into a real part modulation signal that is a real part and an imaginary part modulation signal that is an imaginary part, and the data series is divided into a real part data series that is a real part and an imaginary part data series that is an imaginary part. Decomposing means for decomposing,
Each element of the real part modulation signal, the imaginary part modulation signal, the real part data series, and the imaginary part data series is replaced with 0 or 1 based on whether or not the element is equal to or greater than a threshold value, and binary Binary replacement means for generating a real part modulation signal, a binary imaginary part modulation signal, a binary real part data series, and a binary imaginary part data series, respectively;
Real part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary real part modulation signal and an element in the same position as the element of the binary real part data series is generated, and the binary imaginary XOR operation means for generating imaginary part XOR data having an exclusive OR of each element of the partial modulation signal and an element at the same position as the element of the binary imaginary part data series,
Adjustment means for generating the post-computation data by subtracting a predetermined complex number from each element of data obtained by combining the real part XOR data as a real part and the imaginary part XOR data as an imaginary part, and multiplying by a predetermined amplitude coefficient When,
Communicator, wherein Rukoto equipped with.
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するFFT手段と、
要素数が前記並列信号の要素数と同じである所定の受信側データ系列を用い、前記並列信号の各要素を、該要素と前記受信側データ系列の該要素と同じ位置にある要素との組み合わせに対応する所定の複素数で置き換えて、実部および虚部の絶対値が同じである逆演算後データを生成する逆演算手段と、
前記逆演算後データを二位相偏移変調方式または四位相偏移変調方式で復調する復調手段と、
を備え、
前記逆演算手段は、
前記並列信号を実部である実部並列信号と虚部である虚部並列信号に分離し、前記受信側データ系列を実部である受信側実部データ系列と虚部である受信側虚部データ系列とに分解する受信側分解手段と、
前記実部並列信号、前記虚部並列信号、前記受信側実部データ系列、および前記受信側虚部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換え、二値実部並列信号、二値虚部並列信号、受信側二値実部データ系列、および受信側二値虚部データ系列をそれぞれ生成する受信側二値置換手段と、
前記二値実部並列信号の各要素と前記受信側二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側実部XORデータを生成し、前記二値虚部並列信号の各要素と前記受信側二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側虚部XORデータを生成する受信側XOR演算手段と、
前記受信側実部XORデータを実部とし、前記受信側虚部XORデータを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して前記逆演算後データを生成する受信側調整手段と、
を備えることを特徴とする通信機。 A communication device that communicates with other devices by orthogonal frequency division multiplex communication wireless communication,
Receiving means for receiving a transmission signal and generating a baseband signal;
FFT means for serially parallel converting the baseband signal and performing a fast Fourier transform to generate a parallel signal;
A predetermined receiving side data sequence having the same number of elements as the number of elements of the parallel signal is used, and each element of the parallel signal is combined with the element at the same position as the element of the receiving side data series Inverse operation means for generating post-inverse operation data in which the real part and the imaginary part have the same absolute value by replacing with a predetermined complex number corresponding to
Demodulating means for demodulating the post-inverse data by two-phase shift keying or four-phase shift keying,
Equipped with a,
The inverse calculation means includes
The parallel signal is separated into a real part parallel signal that is a real part and an imaginary part parallel signal that is an imaginary part, and the receiving side data series is a real side receiving side data series and a receiving side imaginary part that is an imaginary part Receiving side disassembling means for decomposing the data series;
Each element of the real part parallel signal, the imaginary part parallel signal, the reception side real part data series, and the reception side imaginary part data series is set to 0 or 1 based on whether or not the element is equal to or more than a threshold value. Receiving side binary replacement means for generating a binary real part parallel signal, a binary imaginary part parallel signal, a receiving side binary real part data series, and a receiving side binary imaginary part data series, respectively,
Receiving side real part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary real part parallel signal and an element at the same position as the element of the receiving side binary real part data series, Reception for generating receiving side imaginary part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary imaginary part parallel signal and an element at the same position as the element of the receiving side binary imaginary part data series Side XOR operation means;
The inverse real data is obtained by subtracting a predetermined complex number from each element of data obtained by combining the reception side real part XOR data as a real part and the reception side imaginary part XOR data as an imaginary part, and multiplying by a predetermined amplitude coefficient. Receiving side adjusting means for generating
Communicator, wherein Rukoto equipped with.
入力信号を二位相偏移変調方式または四位相偏移変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
要素数が前記サブキャリア変調信号の要素数と同じである、前記変調ステップで用いた変調方式に応じた所定のデータ系列を用い、前記サブキャリア変調信号の各要素を、該要素と前記データ系列の該要素と同じ位置にある要素との組み合わせに対応する所定の複素数で置き換えて、実部および虚部の絶対値が同じである演算後データを生成する演算ステップと、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うIFFTステップと、
前記IFFTステップの演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号に基づき送信信号を生成して他の機器に送信する送信ステップと、
を備え、
前記演算ステップは、
前記サブキャリア変調信号を実部である実部変調信号と虚部である虚部変調信号に分離し、前記データ系列を実部である実部データ系列と虚部である虚部データ系列とに分解する分解ステップと、
前記実部変調信号、前記虚部変調信号、前記実部データ系列、および前記虚部データ系列の各要素を該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換え、二値実部変調信号、二値虚部変調信号、二値実部データ系列、および二値虚部データ系列をそれぞれ生成する二値置換ステップと、
前記二値実部変調信号の各要素と前記二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする実部XORデータを生成し、前記二値虚部変調信号の各要素と前記二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする虚部XORデータを生成するXOR演算ステップと、
前記実部XORデータを実部とし、前記虚部XORデータを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して前記演算後データを生成する調整ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。 A communication method performed by a communication device that communicates with other devices by wireless communication of an orthogonal frequency division multiplex communication method,
A modulation step of modulating an input signal by a two-phase shift keying modulation method or a four-phase shift keying modulation method, assigning frequency components to subcarriers orthogonal to each other, and generating a subcarrier modulation signal;
The number of elements is the same as the number of elements of the subcarrier modulation signal, and a predetermined data sequence corresponding to the modulation scheme used in the modulation step is used, and each element of the subcarrier modulation signal is assigned to the element and the data sequence. An operation step of generating post-computation data having the same absolute value of the real part and the imaginary part by replacing with a predetermined complex number corresponding to a combination with the element at the same position as the element;
IFFT step for performing inverse fast Fourier transform on the post-computation data;
A transmission step of generating a baseband signal by combining the operation results of the IFFT step, generating a transmission signal based on the baseband signal, and transmitting the transmission signal to another device;
Equipped with a,
The calculation step includes:
The subcarrier modulation signal is separated into a real part modulation signal that is a real part and an imaginary part modulation signal that is an imaginary part, and the data series is divided into a real part data series that is a real part and an imaginary part data series that is an imaginary part. A decomposition step to decompose;
Each element of the real part modulation signal, the imaginary part modulation signal, the real part data series, and the imaginary part data series is replaced with 0 or 1 based on whether or not the element is equal to or greater than a threshold value, and binary A binary replacement step for generating a real part modulation signal, a binary imaginary part modulation signal, a binary real part data series, and a binary imaginary part data series, respectively;
Real part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary real part modulation signal and an element in the same position as the element of the binary real part data series is generated, and the binary imaginary An XOR operation step of generating imaginary part XOR data having an exclusive OR of each element of the partial modulation signal and an element at the same position as the element of the binary imaginary part data series;
An adjustment step of subtracting a predetermined complex number from each element of data obtained by combining the real part XOR data as a real part and the imaginary part XOR data as an imaginary part, and multiplying by a predetermined amplitude coefficient to generate the post-computation data When,
Communication method comprising Rukoto equipped with.
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って並列信号を生成するFFTステップと、
要素数が前記並列信号の要素数と同じである所定の受信側データ系列を用い、前記並列信号の各要素を、該要素と前記受信側データ系列の該要素と同じ位置にある要素との組み合わせに対応する所定の複素数で置き換えて、実部および虚部の絶対値が同じである逆演算後データを生成する逆演算ステップと、
前記逆演算後データを二位相偏移変調方式または四位相偏移変調方式で復調する復調ステップと、
を備え、
前記逆演算ステップは、
前記並列信号を実部である実部並列信号と虚部である虚部並列信号に分離し、前記受信側データ系列を実部である受信側実部データ系列と虚部である受信側虚部データ系列とに分解する受信側分解ステップと、
前記実部並列信号、前記虚部並列信号、前記受信側実部データ系列、および前記受信側虚部データ系列の各要素を、該要素がそれぞれの閾値以上であるか否かに基づき0または1で置き換え、二値実部並列信号、二値虚部並列信号、受信側二値実部データ系列、および受信側二値虚部データ系列をそれぞれ生成する受信側二値置換ステップと、
前記二値実部並列信号の各要素と前記受信側二値実部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側実部XORデータを生成し、前記二値虚部並列信号の各要素と前記受信側二値虚部データ系列の該要素と同じ位置にある要素との排他的論理和を各要素とする受信側虚部XORデータを生成する受信側XOR演算ステップと、
前記受信側実部XORデータを実部とし、前記受信側虚部XORデータを虚部として合成したデータの各要素から所定の複素数を減算し、所定の振幅係数を乗算して前記逆演算後データを生成する受信側調整ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。 A communication method performed by a communication device that communicates with other devices by wireless communication of an orthogonal frequency division multiplex communication method,
A reception step of receiving a transmission signal and generating a baseband signal;
An FFT step of serially parallel converting the baseband signal and performing a fast Fourier transform to generate a parallel signal;
A predetermined receiving side data sequence having the same number of elements as the number of elements of the parallel signal is used, and each element of the parallel signal is combined with the element at the same position as the element of the receiving side data series An inverse operation step for generating post-inverse data in which the absolute values of the real part and the imaginary part are the same , replacing with a predetermined complex number corresponding to
Demodulating step for demodulating the post-inverse data by a two-phase shift keying modulation method or a four-phase shift keying modulation method;
Equipped with a,
The inverse operation step includes
The parallel signal is separated into a real part parallel signal that is a real part and an imaginary part parallel signal that is an imaginary part, and the receiving side data series is a real side receiving side data series and a receiving side imaginary part that is an imaginary part A reception side decomposition step for decomposing the data series;
Each element of the real part parallel signal, the imaginary part parallel signal, the reception side real part data series, and the reception side imaginary part data series is set to 0 or 1 based on whether or not the element is equal to or more than a threshold value. A receiving side binary replacement step for generating a binary real part parallel signal, a binary imaginary part parallel signal, a receiving side binary real part data series, and a receiving side binary imaginary part data series, respectively,
Receiving side real part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary real part parallel signal and an element at the same position as the element of the receiving side binary real part data series, Reception for generating receiving side imaginary part XOR data having each element as an exclusive OR of each element of the binary imaginary part parallel signal and an element at the same position as the element of the receiving side binary imaginary part data series A side XOR operation step;
The inverse real data is obtained by subtracting a predetermined complex number from each element of data obtained by combining the reception side real part XOR data as a real part and the reception side imaginary part XOR data as an imaginary part, and multiplying by a predetermined amplitude coefficient. A receiver adjustment step that generates
Communication method comprising Rukoto equipped with.
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