JP5860407B2 - マイクロ波装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、マイクロ波装置及び方法に関するものであり、例えばマイクロ波周波数の順方向及び反射電力を測定する装置及び方法であって、順方向及び反射電力を測定するマイクロ波電力発生システム及び方法を含むものである。そのマイクロ波装置及び方法は、産業及び医療の両方に適用することが可能である。

既知のマイクロ波発生システムの反射電力の測定は、典型的には、（ターゲット材に蓄積されるエネルギーは直接的には簡単に得ることができないことからして）、印加電力のレベルを決定するための間接的な手段として用いられている。予め定めた反射電力のレベルを越える場合には、マイクロ波発生システムは、直ちにまた安全に停止して機器の損傷を防ぎ、システムの読み違いによるデバイスの誤動作を阻止する。

医療用途では、反射電力の測定は、デバイスの故障、接続の問題、及びいくつかの誤用形態を見つけて対処する安全作用として用いることができる。反射電力を測定する利点は、追加の電力が投与されて、うっかり有害事象を生じさせることがある治療部位をユーザが検査する必要がなく、盲目的な処理をリアルタイムで監視できることにある。逆に、全く適正な医療デバイスであっても、ユーザが患者への不必要な危険で苦痛をもたらす処置を断念し、その処置を変更しなければならない欠陥品として誤解することもあった。

既知の装置では、順方向及び逆方向電力測定回路は、マイクロ波発生器に接続される負荷部品への供給エネルギー及び負荷部品からの反射エネルギーを測定するのに使用される。その測定精度は、安全性の監視用として用いることができ、又はハードウエアに損傷を与える高レベルの反射電力からマイクロ波発生装置の増幅回路を保護するために重要である。

入射マイクロ波エネルギーの一部を反射する負荷部品の場合には、不整合部品からの距離（電気的位相長）によって振幅が正弦波状に変化する電圧定在波が確立される。伝送線路の電圧最大値（波腹）と隣接する電圧最小値（波節）の比率は、反射されるエネルギーと供給エネルギーの割合に関係し、これは電圧定在波比（ＶＳＷＲ）と呼ばれている。

典型的に、マイクロ波部品は、不整合及び測定ケーブルの位相効果を精巧なソフトウエアに基づく較正技法を用いて較正する、ベクトル（振幅と位相）ネットワーク測定装置を用いて設計されて、測定される。これらの部品は、高精度の５０Ωの参照基準に対して設計され、測定される。一般的にマイクロ波部品は、参照基準とは若干異なり、ＶＳＷＲを僅かに異ならせる不整合を呈することになる。この問題は、マイクロ波部品の整合がよくない場合にのみ重要となる。医療用途の場合は、システムに対するアプリケータの整合が、ＶＳＷＲがかなりのレベルになり得る、典型的な工業部品のリターンロス−２０ｄＢ（ＶＳＷＲ １．２２：１）よりも悪くなることがよくある。

単一の動作周波数を用いるマイクロ波システムの場合、逆方向電力測定回路は、ＶＳＷＲ正弦曲線の単一点のみを測定することになる。ＶＳＷＲ正弦曲線は距離によって変化するので、伝送線路の長さの変化によって、反射電力の測定値は、ＶＳＷＲ正弦曲線のプロファイルに追従するようになる。この効果によって、逆方向電力測定回路は、位相長のみが異なる２つの同一の不整合部品に対して、ＶＳＷＲの最大値から最小値のどこであっても測定することができる。性能を示すために逆方向電力の測定に基づくシステムでは、このことは曖昧で信頼性の低い測定を意味する。

既知のマイクロ波発生システムでは、多くの場合マイクロ波電力は、電力測定に関係する電圧を提供する検出器ダイオードを用いて測定される。これらのシステムは、ベクトル（振幅と位相）試験装置を用いて、インピーダンスが高精度の５０Ω参照基準に対して、設計され測定されるマイクロ波部品を組み合わせて作られているが、完成システムは、任意形態の現場較正に関係なく、臨界測定をすると予想される。代わりに、システムの動作特性は、参照基準に対して前もって決めた個別のマイクロ波部品の特性に基づいて測定した反射信号（多くの場合、単一の位置及び周波数にて測定される）により決定される。較正を省くことは、電力測定時に、変動やケーブル位相長の効果を高める。連続波（ＣＷ）のマイクロ波発生器を用いてマイクロ波信号を発生させることもよく行われていることである。このようなＣＷ発生器は多くの場合、エネルギーを固定周波数でのみ提供できるマグネトロンに基づく技術を用いるために、マイクロ波エネルギーを、単一の固定周波数点、例えば２．４５ＧＨｚにて発生することに限定される。ＣＷの動作に関連するデバイスの物理的パラメータの変動及び較正がないことによって、測定がかなり変動することになる。

既知のシステムに見られる別のファクタには、カスケード不整合の効果がある。例えば、５０Ω終端用に設計される部品は、他の不整合部品に接続されることがあり、ケーブルのような相互接続線の電気的位相長又はアプリケータの位相長は、不整合の不確実性の原因となって無視されるか、或いは不明のものとされる。それは、マイクロ波測定でよく見過ごされる誤差の原因である。装置、特に医療装置の設計及び較正は、装置の能力を実証するために測定の不確実性を考慮する必要がある。

反射電力の測定に係わるＶＳＷＲ及び定在波の前記の効果に係わらず、負荷に供給される総電力は、負荷が一定値のものであるとすれば、ケーブルの長さの僅かな変化に無関係に、比較的一定のままとなることを理解すべきである。

検出器ダイオードに接続される方向性カプラを用いて逆方向電力を測定することは既知である。ＶＳＷＲは、測定される順方向電力と逆方向電力との比によって計算される。たいていのシステムでは、逆方向電力の定在波は、単一の周波数点として測定される。定在波の効果は、整合又は位相長のようなパラメータが変化する（多くの場合、部品の製造上の公差で起こる）までは、この単一の周波数点での測定では明らかではない。

電力測定検出回路において、カプラやインピーダンスに依存する測定部品を用いる際の制限は、多くの場合、これらのデバイスは整合終端に対して測定するのに適するようにしていることにある。方向性カプラの場合には、結合係数及び指向性は、デバイスのポートに出現するインピーダンスによって影響を受けることになる。カプラ又はインピーダンスに敏感な部品（例えばカプラ／アイソレータ）を有する他の装置を用いる検出回路の性能は、そのポートに出現する変動インピーダンスによって影響を受けることになる。

この特性は、テスト（ＤＵＴ）下のデバイスが典型的に−１４ｄＢか又はそれより良い（ＶＳＷＲ２：１）適合性を有する場合には、産業上の用途に容認できる。医療用途では、アプリケータやアンテナとの整合は、５０Ωからかなり異なり、用途に応じて−２０ｄＢ（ＶＳＷＲ１．２２：１）から−６ｄＢ（ＶＳＷＲ３．０１：１）の範囲又はそれより悪くなることがある。アプリケータ又はアンテナの実効インピーダンスはまた、インピーダンスの広範囲の変化に対応することができる測定システムを必要とする治療中の組織変化の特性としても変化しうる。これは、特に、医療システムが標準的な５０Ωの参照基準部品を用いて、反射電力を測定するように構成されている場合に、反射電力の測定にとって重要である。新規のインピーダンスに接続する場合には、セットアップは、インピーダンスが５０Ωとは異なるところで行われる反射電力測定の不確かさと信頼性の欠如を招くことになる、５０Ωの参照基準に対する、全ての測定を参照し続けることになる。このインピーダンスに関連する測定の制限はまた、本明細書に記載の周波数掃引ソースを用いるか、機械的或いは電気的に位相を掃引することによって位相変化に亘って平均値を得る他の方法によって減らすことができる。独自のインピーダンスに敏感な測定のばらつきの影響は、電力測定にさらなる独立した誤差の原因を加えることになる。

医療用途用としてマイクロ波電力の適用をモニターリングし、且つ制御するのに、反射電力の測定やＶＳＷＲｓの決定に利用するシステムは、特許文献１〜４に記載されている。

米国特許出願公開第２００９／００７６４９２号明細書 米国特許第７０７０５９５号明細書 米国特許第１１／４７９２５９号明細書 米国特許出願公開第２００８／０３１９４３４号明細書

特許文献１及び２には、位相長のようなシステムパラメータを調整すること、又は出力周波数をＶＳＷＲの最低の測定位置で動作させるように移動させることが記載され、これは最適な動作配置と見なされている。しかし、そのアプローチは、アンテナのインピーダンスが不変のままであり、また電力供給も同じままであるので、システム全体の性能が改善されないという点で欠点がある。唯一の変更点は、ＶＳＷＲ測定の基準点を、反射信号が伝送信号に対して部分的に相殺されるヌル点に移動させることである。従って、このようなシステムでは、反射電力又はＶＳＷＲの測定は信頼性を欠くことになるので、安全上重要な目的のためにこれに頼ることはできない。

本発明の第１の独立した観点では、マイクロ波装置が提供され、このマイクロ波装置は、マイクロ波信号を供給し、負荷に接続可能なマイクロ波ソースと、動作中、ソースによって供給されるマイクロ波信号の周波数を、ある周波数範囲に亘って変化させるように構成された制御手段と、マイクロ波測定を行うためのマイクロ波検出器であって、動作中、負荷からの反射マイクロ波信号及び／又は負荷マイクロ波信号を受け取って複数の測定を行うように配置され、各測定は、周波数範囲内の複数の異なる周波数の１つに対応する、マイクロ波検出器と、複数の測定から、反射マイクロ波信号の測度及び／又は伝送マイクロ波信号の測度を決定する手段とを備えている。複数のマイクロ波検出器を設けることができる。その又はそれぞれのマイクロ波検出器は、マイクロ波電力検出器を備えることができる。

ある周波数範囲に亘ってマイクロ波信号の周波数を変化させることによって、反射、及び／又は伝送マイクロ波信号のより正確な測度を得ることができる。例えば、電圧定在波の効果をより正確に決定することができる。

制御手段は、例えば負荷での又は負荷による動作を実行するため、マイクロ波ソースによって供給されるマイクロ波信号の少なくとも１つの特性を制御するように構成することができる。制御手段は、オペレーションを行っているほぼ全ての間中、マイクロ波信号の周波数を変化させるように構成することができる。オペレーションは、アブレーション又は他の加熱手術を含むことができ、例えば、生物組織に対して行うことができる。

周波数を変えること、最大と最小周波数との間で周波数を変化させることを含み、最大及び最小の周波数は、前記ある周波数範囲の最も高い周波数及び最も低い周波数である。測定手段は、反射マイクロ波の測度を決定するために、まとめて処理を行う、及び／又は複数の測定値を比較するように構成することができる。

マイクロ波ソースによって供給されるマイクロ波信号の周波数範囲のある周波数に対応する測定の実行は、その周波数での測定を含むことができる。この測定は、例えば、マイクロ波ソースによって供給されるその周波数でのマイクロ波信号の反射から生じる受信信号を測定すること、及び／又はマイクロ波ソースによるその周波数でのマイクロ波信号の供給とほぼ同時に受信される信号を測定することを含むことができる。

各測定は、反射又は伝送マイクロ波信号のみの測定を含むことができ、又は伝送信号、例えばマイクロ波ソースによって供給される信号と重畳される反射信号の測定を含むことができる。マイクロ波検出器は、反射及び適用マイクロ波放射を重畳したものを受信するように配置することができる。マイクロ波検出器は、例えば制御手段によって、複数の測定を行えるように制御することができる。

制御手段は、コントローラ、例えば適切にプログラムされたマイクロプロセッサを備えることができる。コントローラは、マイクロ波ソース又は、このマイクロ波ソースに関連する、例えば発振器、フィルタ、又は増幅器のようなマイクロ波部品へ少なくとも１つの制御信号を供給することによって、マイクロ波信号の少なくとも１つの特性を制御するように構成することができる。代替的に又は追加的に、制御手段は、掃引周波数発振器、及び／又は増幅器を備えることができる。

負荷は、例えばアプリケータ又はアンテナを備えることができる。

マイクロ波ソースは、動作中、マイクロ波ソースによって供給されるマイクロ波信号とマイクロ波信号の反射との重畳によって電圧定在波が形成されるような伝送経路を介して負荷に接続可能であり、電圧定在波（ＶＳＷ）の振幅は、伝送線路の位置によってＶＳＷの１サイクル内にて最大値と最小値の間で変化し、また、周波数範囲は、印加周波数範囲に亘る制御手段による周波数の変更が、マイクロ波検出器の位置でのＶＳＷを、少なくとも、１ＶＳＷサイクルに亘って変化させるような範囲とすることができる。

少なくとも１ＶＳＷサイクルに亘って変化させることにより、反射信号特性についてのより完全な知識を得ることができる。

マイクロ波ソースは、長さがＬの伝送線路を介して負荷に接続することができ、周波数範囲は、真空中での光速をｃとして、ｃ／２Ｌ以上の幅を有する。

このような幅の周波数範囲に亘って周波数を変化させることによって、少なくとも１ＶＳＷサイクルに亘って反射信号を測定できることが分かった。

周波数範囲の幅は、５０ＭＨｚ以上、随意２００ＭＨｚ以上、随意５００ＭＨｚ以上とすることができる。その幅によって、ＶＳＷや他の定在波、又は位相効果の正確な測定を行うことができる。

周波数範囲の幅は、１０００ＭＨｚ以下、随意５００ＭＨｚ以下とすることができる。周波数範囲の幅を制限することにより、ある状況下においては、より早く効果的な処置を行うことができる。

制御手段は、周波数範囲に亘る周波数を掃引することによってマイクロ波信号の周波数を変化させるように構成することができる。掃引は、周波数をほぼ連続的に変化させることを含むことができる。

制御手段は、前記マイクロ波信号が一連の異なる周波数を有するように制御することにより、印加周波数範囲に亘ってマイクロ波放射の周波数を変化させるように構成することができる。

一連の異なる周波数は、一連の所定周波数、及び／又は所定のアルゴリズムに従って決められる一連の周波数、及び／又はほぼランダムなシーケンスの周波数とすることができる。制御手段は、シーケンスにおいて異なる周波数間をホップするように信号を制御することができる。

制御手段は、周波数範囲に亘ってマイクロ波信号の周波数を繰り返し変化させるように構成することができる。例えば、制御手段は、周波数範囲に亘って周波数を繰り返し掃引するか、シーケンスを繰り返すことができる。

マイクロ波信号はパルス状の信号又は連続状の信号を含んでもよい。

マイクロ波信号は、パルス状の信号を含んでもよく、また制御手段は、各パルスの期間中に信号の周波数を変化するように構成することができる。制御手段は、周波数範囲に亘って信号の周波数を反復サイクルで変化させるように構成することができ、また、各サイクルの持続時間は、各パルスの持続時間未満とすることができる。各サイクルの持続時間は、各パルスの持続時間の１／１０以下とすることができる。

印加周波数範囲を得るための反射マイクロ波信号の測度は、周波数範囲を得るための反射の平均又は最大量を表すものとし、及び／又は印加周波数範囲に対して得られる伝送マイクロ波信号の測度は、周波数範囲に対して得られる伝送マイクロ波信号の平均又は最大量を表すものとする。例えば、反射マイクロ波信号の測度は、反射電力の平均値又は最大値を表すものとする。

マイクロ波検出器はさらに、ソースによって供給されるマイクロ波信号及びマイクロ波信号の反射信号を測定するように構成することができ、また、測定した供給信号や測定した反射信号から電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を決定するように構成することができる。

マイクロ波検出器は、反射とは別に、ソースによって供給されるマイクロ波信号を測定するように構成でき、又はソースによって供給されるマイクロ波信号及び反射の重畳を測定するように構成できる。

反射マイクロ波信号の測度は、例えば、周波数範囲のＶＳＷＲの最大又は平均として、周波数範囲のＶＳＷＲを含めることができる。

本装置は、反射マイクロ波信号の測度及び／又は伝送マイクロ波信号の測度と閾値とを比較するように構成された監視手段を備えることができる。

制御手段は、比較に基づいてソースによって供給されるマイクロ波信号の少なくとも１つの特性を変化させるように構成することができる。

制御手段は、比較に基づいて前記マイクロ波信号の電力を減少又は増加させるように、及び／又は比較に基づいて負荷への前記マイクロ波信号の適用を停止することによって構成することができる。

マイクロ波ソースは、内部マイクロ波信号発生器及び掃引周波数発振器を備えることができる。掃引周波数発振器は、ｃ／２Ｌ以上の掃引帯域幅を有することができる。

マイクロ波ソースは、外部マイクロ波発振器と、マイクロ波信号を供給するために外部マイクロ波発振器から信号を増幅する増幅器と、マイクロ波信号を制御するために増幅器に制御信号を適用する手段とを備えることができる。

マイクロ波検出器は、方向性カプラ、マイクロ波サーキュレータ、負荷から発生器に向かって戻される反射電力のマイクロ波検出回路、及び反射電力測定回路の少なくとも１つを備えることができる。

方向性カプラ及びマイクロ波サーキュレータは、少なくともｃ／２Ｌの動作帯域幅を有することができる。反射電力のマイクロ波検出回路は、マイクロ波検出ダイオードを備えることができる。反射電力測定回路は、反射電力信号におけるＶＳＷＲの影響を低減するためマイクロ波検波ダイオードによって供給される電圧信号に依存する周波数をサンプリングし、平均化するように構成することができる。

制御手段は、供給される平均電力を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）出力信号を供給するように構成することができる。制御手段は、信号発生器の掃引周波数よりも小さいＯＮ／ＯＦＦスイッチング周波数を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）出力信号を供給するように構成することができる。

マイクロ波ソースは、掃引周波数発振器及びマイクロ波増幅器を備えることができ、またコントロール手段は、動作中それの性能特性の線形領域でマイクロ波増幅器を駆動するように構成することができる。

従って、実質的に連続的な出力電力を有するゲイン制御が供給できる。

マイクロ波信号発生器は、例えば、スペクトラム拡散又は周波数ホッピングのような周波数掃引変調方式を有する掃引周波数発振器を備えることができる。

マイクロ波ソースは、例えばマイクロ波放射を生体組織に適用するためのプローブやアプリケータを備える負荷に接続することができる。

制御手段は動作中、たとえば、生体組織にアブレーション手術を行うためにマイクロ波信号を供給するソースを制御するように構成することができる。

負荷は、マイクロ波カプラ及びマイクロ波サーキュレータの少なくとも1つに接続することができる。

装置は、さらに、測定値を負荷インピーダンスの値に関連づける較正データを格納するための格納手段を備えることができ、また制御手段は、較正データに基づく測定値を補正するように構成することができる。

較正データの測定値は、伝送信号レベル、反射信号レベル、及び伝送信号と反射信号との比率のうち少なくとも１つを備えることができる。

制御手段は動作中、１Ｗから３００Ｗの範囲の電力を有するマイクロ波信号を供給するようにソースを制御することができる。

本発明の他の独立した観点においては、マイクロ波反射を監視する方法が提供され、この方法は、マイクロ波信号を負荷に与えるステップと、ある周波数範囲に亘って前記マイクロ波信号の周波数を変更するステップと、各々が、ソースによって供給されるマイクロ波信号の周波数範囲における複数の異なる周波数のそれぞれ１つに対応し、各々がマイクロ波信号の反射、及び／又は伝送に関わる、複数のマイクロ波測定を行うステップと、複数のマイクロ波測定から反射及び／又は伝送マイクロ波信号の測度を決定するステップとを備える。

本方法は、さらに、伝送線路を介して負荷にマイクロ波信号を供給し、電圧定在波が、動作中に伝送線路中で、ソースによって供給されるマイクロ波信号と反射マイクロ波信号との重畳によって形成されるステップを備え、電圧定在波（ＶＳＷ）の振幅は、ＶＳＷＲの１サイクル中に伝送線路の位置によって最大値と最小値の間で変化し、周波数範囲は、動作中、周波数範囲全体に亘る制御手段による周波数の変化が、マイクロ波測定位置でのＶＳＷを、少なくともＶＳＷの１サイクルに亘って変化させるような周波数範囲とするように構成することができる。

マイクロ波信号は、長さがＬである伝送線路を介して負荷に供給することができ、また、周波数範囲は、ｃを光速とするところにおいてｃ／２Ｌ以上の幅を有することができる。

本方法はさらに、周波数範囲に亘って周波数を掃引することによってマイクロ波信号の周波数を変化させるステップを備えることができる。

本方法は、一連の異なる周波数を有する信号を制御することにより、印加周波数範囲に亘ってマイクロ波信号の周波数を変化させるステップを備えることができる。

印加周波数範囲に対して得られる反射、及び／又は伝送マイクロ波信号の測度は、周波数範囲に対して得られる反射、及び／又は伝送マイクロ波信号の平均又は最大量を表すものとする。

本方法は、さらにソースによって供給されるマイクロ波信号を測定するステップを備えることができ、また、測定した供給信号と測定した反射信号から電圧定在波比（ＶＳＷＲ）と決定するステップを備えることができる。反射量の測定値は周波数範囲に対するＶＳＷＲを含むものとすることができ、これは例えば周波数範囲に対する最大又は平均のＶＳＷＲである。

本方法はさらに、反射マイクロ波信号及び／又は伝送マイクロ波信号の測度を閾値と比較するステップと、比較に基づいてソースによって供給されるマイクロ波信号の少なくとも１つの特性を変えるステップとを備えることができる。

本方法はさらに、負荷を、それぞれが既知のインピーダンスを有する複数の基準負荷と取り替えるステップと、基準負荷のそれぞれに較正測定を行うステップとを備えることができる。

較正測定は、伝送信号レベル、反射信号レベル、及び伝送と反射との比率のうち少なくとも１つを備えることができる。

本方法はさらに、較正測定に基づきマイクロ波測定に補正を適用するステップを備えることができる。

負荷は、マイクロ波カプラとマイクロ波サーキュレータの少なくとも１つに接続でき、補正は、結合係数レスポンスを線形化するようにマイクロ波測定を補償することができる。

本方法は、さらに、比較に基づいてマイクロ波信号の電力を減少し又は増加させるステップ、及び／又は比較に基づいて負荷へのマイクロ波信号の適用を停止するステップを備えることができる。

本発明の他の独立した観点においては、本明細書中に記載の方法を遂行するように実行可能な、コンピュータ読み取り可能命令を有するコンピュータプログラムが提供される。

本発明の更に独立した観点においては、マイクロ波装置が提供され、このマイクロ波装置は、マイクロ波信号を供給し、負荷に接続可能であって、動作中周波数範囲に亘ってマイクロ波信号の周波数を変更するように構成されたマイクロ波ソースと、マイクロ波測定を行うため動作中負荷から反射を受信しまた複数の測定を行うように設けられ、各測定は、周波数範囲の異なる複数の周波数の１つとそれぞれ対応するものであるマイクロ波検出器と、複数の測定から反射の測定値を決定する処理デバイスを備える。

本発明の他の独立した観点においては、反射電力測定において電圧定在波比の影響を最小限に抑えるように、マイクロ波発生器に供給される反射マイクロ波電力の測定として平均反射電力を組み合わせた掃引動作周波数を用いる、方法及び装置が提供される。

本発明の他の独立した観点においては、マイクロ波周波数電力発生器が提供され、このマイクロ波周波数電力発生器は、（Ｃ／２×ケーブル長さ）以上の掃引帯域幅を有する掃引周波数発振器を備える内部マイクロ波信号発生器、及び／又は少なくとも（Ｃ／２×ケーブル長さ）の動作帯域幅を有する増幅器、及び／又は少なくとも（Ｃ／２×ケーブル長さ）の動作帯域幅を有する方向性カプラ及びマイクロ波サーキュレータ、及び／又は負荷から発生器に向かって戻される反射電力を測定するためにマイクロ波検出ダイオードを利用する反射電力マイクロ波検出回路、及び／又は反射電力信号のＶＳＷＲの影響を減らすためのマイクロ波検出ダイオードによって供給される周波数依存電圧信号をサンプリングし、平均化する反射電力測定回路を備える。

デバイスは、供給される平均電力を制御するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）出力信号を有することができる。デバイスは、信号発生器の掃引周波数よりも小さいＯＮ／ＯＦＦスイッチング周波数を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）出力信号を有することができる。

デバイスは、連続出力電力を有するゲイン制御を許容するそれの特性性能の線形領域でマイクロ波増幅器を駆動させるように、内部掃引周波数発振器によって提供される。

デバイスは、スペクトラム拡散又は周波数ホッピングのような周波数掃引変調方式を有する掃引周波数発振器を備えるマイクロ波信号発生器を有することができる。

本発明の他の独立した観点においては、マイクロ波周波数電力発生器が提供され、このマイクロ波周波数電力発生器は、（Ｃ／２×ケーブル長さ）以上の掃引帯域幅を有する掃引周波数発振器を備える内部マイクロ波信号発生器及び／又は（Ｃ／２×ケーブル長さ）以上の掃引帯域幅を有する掃引周波数発振器を備える外部マイクロ波信号発生器、及び少なくとも（Ｃ／２×ケーブル長さ）の動作帯域幅を有する増幅器、及び少なくとも（Ｃ／２×ケーブル長さ）の動作帯域幅を有する方向性カプラ、及び負荷から発生器に向かって戻される反射電力を測定するためにマイクロ波検出ダイオードを利用する反射電力マイクロ波検出回路、及び反射電力信号のＶＳＷＲの影響を減らすためのマイクロ波検出ダイオードによって供給される周波数依存電圧信号をサンプリングし、平均化する反射電力測定回路を備える。

デバイスは、供給される平均電力を制御するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）出力信号を有することができる。デバイスは、信号発生器の掃引周波数よりも小さいＯＮ／ＯＦＦスイッチング周波数を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）出力信号を有することができる。

デバイスは、内部マイクロ波信号発生器か外部マイクロ波信号発生器かに切り換えることができる。デバイスは、連続出力電力を有するゲイン制御を許容するそれの特性性能の線形領域でマイクロ波増幅器を駆動させるように、内部掃引周波数発振器によって提供される。デバイスは、スペクトラム拡散又は周波数ホッピングのような周波数掃引変調方式を有する掃引周波数発振器によって提供される。

また、負荷のインピーダンスが順方向電力と反射電力との比率の測定値に影響を及ぼすマイクロ波発生器に対して反射マイクロ波電力を測定するための方法及び装置が提供される。

この比率は、複数のポートインピーダンスの参照基準として、例えば、方向性カプラへの入力で同じ電力が測定される電気的開回路及び電気的短絡回路において、−１．５ｄＢ、−３ｄＢ、−６ｄＢ、−１２ｄＢ、−２０ｄＢとなるインピーダンスとして測定することができる。比率とインピーダンス性能との対比は非線形であり、また制御手段を用いて補正することができ、この制御手段は、出力インピーダンスに依存しない結合係数を提供するルックアップテーブルに基づく線形の回路又はマイクロプロセッサを備えることができる。

測定した信号率は、接続されるデバイスのポートインピーダンスの決定に使用でき、またこの情報を用いて、より正確な測定を行えるようにポートインピーダンスによって影響を受ける測定信号を補正するルックアップテーブルに基づく線形の回路又はマイクロプロセッサのような制御手段として使用できる信号の発生に使用できる。

本発明の他の独立した観点においては、マイクロ波の伝送又は反射を計測する方法が提供され、この方法は、マイクロ波信号を、マイクロ波カプラ及び／又はマイクロ波サーキュレータに接続される負荷に供給するステップと、複数の異なるインピーダンス範囲の１つにおいてそれぞれがマイクロ波信号の伝送及び反射を含む、複数のマイクロ波測定を行うステップと、複数の測定から負荷インピーダンスに関連する伝送値と反射値との比率を決定するステップとを備える。本方法は、伝送反射比率と、結合係数の応答を線形化するマイクロ波カプラを用いる測定を補償する負荷インピーダンスとの対比を用いて構成することができる。

また、添付の図面を参照して、実質的に本明細書に記載の装置及び方法を提供することもできる。

本発明の一見地での特徴は、適切な任意の組み合わせにて本発明の他の見地に適用できる。例えば、装置の特徴は、方法の特徴に適用することができ、その逆も同様である。

以下、本発明の実施形態を、添付図面を参照して、非限定的な例によって記載する。

マイクロ波システムの実施形態の概略図である。 図２ａおよびｂは、時間に対する出力電力及び印加周波数の変化であって、連続波及びパルス出力の概略図である。 他の実施形態に従うマイクロ波システムの概略図である。 時間に対する出力電力及び印加周波数の変化であって、周波数ホッピング変調方式の概略図である。 印加周波数の関数として、入力インピーダンス、伝送線路インピーダンス、及び終端インピーダンスを種々組み合わせたリターンロスのグラフである。 印加周波数の関数として、入力インピーダンス、伝送線路インピーダンス、及び終端インピーダンスを種々組み合わせたリターンロスのグラフである。 印加周波数の関数として、入力インピーダンス、伝送線路インピーダンス、及び終端インピーダンスを種々組み合わせたリターンロスのグラフである。 印加周波数の関数として、入力インピーダンス、伝送線路インピーダンス、及び終端インピーダンスを種々組み合わせたリターンロスのグラフである。 印加周波数の関数として、入力インピーダンス、伝送線路インピーダンス、及び終端インピーダンスを種々組み合わせたリターンロスのグラフである。 印加周波数の関数として、入力インピーダンス、伝送線路インピーダンス、及び終端インピーダンスを種々組み合わせたリターンロスのグラフである。 印加周波数の関数として、入力インピーダンス、伝送線路インピーダンス、及び終端インピーダンスを種々組み合わせたリターンロスのグラフである。 印加周波数の関数として、入力インピーダンス、伝送線路インピーダンス、及び終端インピーダンスを種々組み合わせたリターンロスのグラフである。 ケーブルの長さの関数としての、完全なＶＳＷＲサイクルを捕捉するために必要な周波数掃引帯域幅の最小値のグラフである。 伝送線路の長さの変動の影響を説明するために実験的な測定を行うために使用する実施形態の概略図である。 種々の周波数掃引幅として、位相シフタ（ケーブル長さの変動に対応する）によって適用される位相変動の関数としての、測定された反射マイクロ波信号のグラフである。 掃引幅の関数としての、ＣＷリップルと比較した掃引リップルの測定された削減率のグラフである。 順方向及び反射電力の測定に使用する実施形態の概略図である。 標準的なマイクロ波サーキュレータの概略図である。 標準的なマイクロ波カプラの概略図である。 測定された検出電圧と電力とを線形化するために用いられる実施形態の概略図である。 測定電力（カプラから）とインピーダンスとを線形化するために用いられる実施形態の概略図である。 理論的に測定される反射電力と比較したさまざまなポートインピーダンスの関数として、１００Ｗソースからの反射電力の測定値のグラフである。 さまざまなポートインピーダンスの関数としての、ポートインピーダンスを補正した１００Ｗソースからの反射電力の測定値のグラフである。 電圧比の関数としての結合係数のグラフであり、電圧比の変化に対して結合係数を安定させるための線形および多項式補正係数の使用例を含めて図示する。 マイクロ波カプラの実施形態の概略図である。 マイクロ波カプラの方向性信号によって影響をうける反射電力の測定の概略図である。 測定された検出器信号の線形化、カーブフィッティング、又は較正のためのアナログ回路の機能を説明する図である。

図１に医療用途用のマイクロ波電力発生システムの一実施形態を示す。

このシステムはマイクロ波ソースを備え、マイクロ波ソースは、通常低電力レベル（最大＋１０ｄＢｍ）で高周波交流信号を発生するように動作可能な発振器２（ここでは、ＭＩＣＲＯＮＥＴＩＣＳ社製のＭ３５００−２０３２）と、発振器２に接続され、この低電力発振器の信号をより高い電力レベル（例えば２０−２００Ｗ）に増幅するように動作し、ＳＭＡ型或いはＮ型の同軸入力又は出力のいずれかを有する増幅器４（ここでは、ＥＭＰＯＷＥＲ社製のＢＢＭ３Ｔ６ＡＭＱ）とを備えている。任意の適切な発振器、例えば、所望の周波数範囲幅を有するならば、任意の誘電体共振発振器（ＤＲＯ）又は任意の水晶発振器（ＸＯ）を使用することができる。

増幅器４は、信号を一方向に流すことができるマイクロ波サーキュレータ６（ここでは、ＭＥＣＡ社製のＣＳ−２．５００）と、隔離されたポート（図示せず）の信号のサンプルを供給するマイクロ波カプラ（ここでは、ＭＥＣＡ社製の７２２Ｎ−３０−３．１００）に接続される。

マイクロ波カプラとマイクロ波サーキュレータ６は、伝送線路８に接続可能であって、図示した実施形態では、伝送線路８は、物理長（及び関連する電気的位相長）を有し、負荷１０に高電力エネルギーを供給するように配置されている高周波同軸ケーブル（例えば５０Ωのインピーダンスを有する、ここでは、ＨＵＢＥＲ＋ＳＵＨＮＥＲ社製のＳＵＣＯＦＬＥＸ ４００）とする。負荷１０は、例えば、抵抗負荷のようなアブソーバ（ここでは、ＭＥＣＡ社製のＮ型オス終端器：ＣＴＮ−２５０−１）、又は組織や他の物質のような吸収媒体に放射を照射するのに使用するアンテナやプローブ、アプリケータのようなエネルギー放射体（ここでは、アズウェル社製のＴＥ−１８Ｂ マイクロ波アプリケータ）とすることができる。

図１の実施形態で、負荷１０は、マイクロ波放射を生物組織に照射して、生物組織にアブレーション処置を施すプローブを備えている。他の適用可能性としては、穀物や木材パルプ、又は高含水率の他の被加工材料の乾燥のような、加熱又は乾燥のために他の物質へエネルギーを加えることを含む。同様に、マイクロ波エネルギーは、化学処理技術の一部として物質に与えるか、又はセラミックの焼結プロセスに適用することができる。

このシステムはまた、コントローラ１２を備えていて、これは、発振器及び／又は増幅器の動作を制御するように動作可能であり、これにより、マイクロ波ソースによって生成されるマイクロ波放射の１以上の特性を制御する。コントローラ１２は、マイクロ波カプラ６のポートにて順方向及び逆方向信号を測定するように動作可能な、ダイオード検出装置（ここでは、Ａｇｉｌｅｎｔ社の３３３３０Ｃ オプション００３）を有する、順方向及び逆方向電力測定回路１４、１６を備えている。動作中、順方向および逆方向電力測定回路は、標準のコンパレータ回路内でリアルタイムに測定されるか、或いはコントローラ１２によってサンプリングされ、デジタル化され（例えば、サンプルレートは２０−２００ＫＨｚとすることができる）、そして分析される、電力依存の出力電圧を供給する。

図１の実施形態に用いられる発振器、増幅器、カプラ、サーキュレータ、ケーブル及び負荷のそれぞれの詳細を、製造業者及びモデル番号を含めて上記に示したが、任意の適切な構成部品を用いることができ、実施形態は、図１につき述べた特定の部品には限定されない。

動作中、所望の電力及び周波数特性のマイクロ波信号が、コントローラ１２の制御下で、伝送線路８を経由して負荷１０に供給される。電力及び周波数特性は、通常、負荷にて又は負荷により所望な動作を遂行させるためにコントローラによって選択される。図１の実施形態では、電力及び周波数特性は、生物組織の部位にアブレーション手術を行うために、その組織部位に所望の加熱効果を提供できるように選択されている。

負荷へのマイクロ波信号の印加中、負荷から反射される印加信号の成分は、逆方向電力測定回路１４によって測定され、また、コントローラ１２によって監視される。伝送線路を介して供給される信号は、順方向電力測定回路１６によって測定される。コントローラ１２は、測定された反射及び印加信号を用いて、ＶＳＷＲの値を決定することができ、この値は負荷に対するマイクロ波発生器のインピーダンス整合の指標を与える。別の実施形態では、測定回路は、反射及び印加信号を個別に測定するというよりは、反射信号と印加信号とを重畳した信号を測定する。

決定されるＶＳＷＲの変動は、例えば、所定の閾値を越えるか又はこの値以下となることで、誤りの指標を提供することができるか、或いは、負荷での又は負荷により行われる作用の進捗の指標（例えば、組織部位のアブレーションレベル）を提供することができる。ある場合には、ＶＳＷＲの変動は、治療下の組織又は他の物質、或いは装置の部品が過熱していることを示すことができ、この場合にコントローラ１２は、マイクロ波信号の印加を停止するか、或いはマイクロ波信号の電力を減らすように構成される。従って、反射信号のレベル及び／又はＶＳＷＲの正確な測定は、装置の安全な動作にとって重要である。

図１の実施形態の特徴は、印加マイクロ波信号の周波数を、その信号の印加中と、印加及び反射信号の監視中に変化させて、印加及び反射信号を複数の印加周波数にて測定するようにマイクロ波ソースの動作を制御すべくコントローラ１２を構成することにある。

下記に詳細に説明するように、実用的なマイクロ波システムの特徴は、伝送線路上の任意の点で測定される電圧が、印加及び反射信号（これは順方向マイクロ波及び反射マイクロ波と呼ばれる）を重畳した信号であること、また、重畳した印加及び反射信号の振幅が、ＶＳＷＲの正弦曲線又は他の波形に追従して伝送路の位置によって変化することである。逆方向電力測定回路はＶＳＷＲの波形の一点のみを測定し、そしてＶＳＷＲの正弦曲線は距離によって変化するので、伝送路の長さの変化によって、反射電力測定はＶＳＷＲ正弦曲線のプロファイルに追従するようになる。この効果により、逆方向電力測定回路は、２つの同一の不整合部品に対してＶＳＷＲの最大値からＶＳＷＲの最小値までのどこでもも測定できる。

しかし、印加及び反射信号を監視している間に印加信号の周波数を変えることによって、電気的位相を測定位置で変えることができ、これは伝送線路の長さを変えるのと同様の効果を発揮する。

図１の実施形態では、コントローラ１２は、印加周波数を変化させて、測定回路が、十分なＶＳＷＲサイクルに亘って印加及び反射信号をサンプリングするように構成されている。

コントローラ１２は、サンプリングした反射信号及び／又は印加信号から決定される、反射マイクロ波放射量の測度に基づいてマイクロ波ソースの動作を制御することができる。

１つの動作モードでは、コントローラ１２は、反射放射量の測度を得るために、各周波数掃引に対して又は複数の周波数掃引に亘って得られた反射信号を平均化する。別の動作モードでは、コントローラは、各サンプリング周波数での伝送信号の振幅に対する反射信号の比を決定し、各周波数掃引に対して又は複数の周波数掃引に亘って決定された伝送信号の振幅に対する反射信号の比を平均化する。別の動作モードでは、コントローラ１２は、複数の周波数範囲に亘ってサンプリングした測定値を用いてＶＳＷＲの値を計算し、このＶＳＷＲの計算値を反射放射量の測度として使用する。

図１につき上述した実施形態において、印加するマイクロ波放射は、連続波の放射（反射電力レベルが所定の閾値を超える場合にコントローラ１２によって遮断される）である。時間に対する出力電力と印加周波数の変化を、図２ａに概略的に示す。

別の実施形態では、装置は、飽和出力電力のパルス幅変調制御を有する掃引周波数のマイクロ波ソースを備えていて、可変の出力電力制御を行う。この別の実施形態として、出力電力及び印加周波数の時間での変化を図２ｂに概略的に示す。この実施形態では、コントローラ１２は、出力電力を一時的に切り換える間（連続するＴｏｎとＴｏｆｆの間）に、２つの周波数ｆ１とｆ２との間の印加周波数を連続的に掃引して、印加信号を、パルス繰り返し周波数（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ周波数）でパルス化し、疑似平均電力レベルを提供するように構成される。掃引周波数は、印加周波数をｆ１とｆ２との間で変化させる周波数である。

ｆ１とｆ２の掃引周波数ｆｓは、通常、パルス幅変調（ＰＷＭ）のＴｏｎ／Ｔｏｆｆ周波数よりも大きい。例えば、１つの動作モードでは、１ｋＨｚのＰＷＭ Ｏｎ／Ｏｆｆ信号は、低出力電力に必要なより高いＯｆｆ／Ｏｎ 比に対応するように、ｆ１〜ｆ２の１０ｋＨｚの掃引周波数を有する。任意の適切な掃引周波数とパルス繰り返し周波数を用いることができる。通常、掃引周波数は、パルス繰り返し周波数よりも遙かに大きく、ある場合には、パルス繰り返し周波数の１０倍以上とする。

図３に示すさらに他の実施形態は、増幅器４に接続されてマイクロ波周波数の入力信号を生成する外部信号発生器２０を備えている。増幅器４は、外部信号発生器２０と掃引周波数信号発生器２からの信号を組み合わせた信号を増幅する。さらに他の実施形態では、掃引周波数の信号発生器２を省いて、外部信号発生器を、例えばＧｉｇａｔｒｏｎｉｃｓ社製の２５００Ａ、Ｈｉｔｔｉｔｅ社製のＨＭＣ−Ｔ１０００、又はＮｏｖａＳｏｕｒｃｅ社製のＧ６のような、外部掃引周波数信号発生器とする。

さらに他の実施形態では、広帯域増幅器４を、線形領域で駆動させて、飽和ＰＷＭ出力とは対照的に、可変電力連続出力信号を提供する利得制御を行うようにする。これにより、広帯域増幅器は、随意、コントローラ１２の制御下で、例えば印加マイクロ波信号に周波数掃引以外の様々なタイプの信号変調方式（例えば、スペクトラム拡散、又は周波数ホッピング）を適用することができる。

発振器と増幅器の動作条件の異なる組み合わせは、特定の特性を持つマイクロ波信号を供給するのに特に適切となるようにすることができる。例えば、内部発振器と飽和増幅器を用いて、ＰＷＭ出力電力を供給することができ、内部発振器と線形増幅器を用いて、変調方式を含む連続可変出力電力を供給することができ、外部発振器と飽和増幅器を用いて、ＰＷＭ可変出力電力を供給することができ、外部発振器とリニア増幅器を用いて、変調方式を含む連続可変出力電力を供給することができる。

このような信号変調方式の一部として、時間に対する出力電力及び印加周波数の変化の例を、図４に概略的に示す（完全な変調方式では、図４に示されたものよりももっと多くの印加周波数が供給される）。信号変調方式のそれぞれにおいて、印加マイクロ波信号の周波数は所定の周波数範囲内で時間の経過とともに変化する。周波数掃引の場合と同様に、そのような信号変調方式を使用することにより、複数の印加信号周波数に対して反射された信号をサンプリングすることができ、これにより、単一の印加信号周波数での測定よりも反射電力をより正確に測定することができる。

周波数掃引を用いて行った、いくつかの実験的測定の例、及びこのような周波数掃引が反射電力の測定に及ぼす影響を下記に詳細に説明する。実験的な測定を説明する前に、いくつかの理論的背景を説明する。

最初に、負荷インピーダンスＺ_Ｌに接続されたシステムインピーダンスＺ_０の場合を検討する。負荷インピーダンスがシステムインピーダンスに完全に整合しない限り、印加信号の一部が、負荷インピーダンスによって反射され（その反射の割合は反射係数Γで表される）、印加信号と反射信号との重畳によって作られる定在波が生成されることになり、これは電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の特性を有する。ＶＳＷＲの値は式（１）によって与えられる。

ここにおいて、

リターンロスは、次の式によって与えられる。

負荷インピーダンスが、特性インピーダンス（Ａ）を介してマイクロ波ソースに接続される終端インピーダンス（Ｂ）を含む場合を考えると、終端インピーダンスが特性インピーダンス（ほとんどの場合、５０Ω又は７５Ω）よりも大きいか又は小さいかによって、ＶＳＷＲリップルが周波数範囲全体に発生する。ＶＳＷＲ（Ｖ_１）が、ソースと特性インピーダンスとの不整合によって（反射係数Γ_Ａで）生じることになり、また他のＶＳＷＲ（Ｖ_２）が、特性インピーダンスと終端インピーダンスとの不整合により（反射係数Γ_Ｂで）生じることになる。

ＶＳＷＲリップルの最大及び最少「ピーク値」は、次のように関係づけられる。
カスケード接続のＶＳＷＲ振幅のＭＩＮ又はＭＡＸ式は、次のように定められる。
ここにおいて、
Ｖ_Ｌ ＝Ｖ_１或いはＶ_２ の何れか一方
Ｖ_Ｓ ＝Ｖ_１或いはＶ_２ の何れか他方

図５から１２には一連のグラフを示していて、理想的な回路部品に対してシミュレートした周波数とリターンロスの応答を、種々の長さのケーブル、ケーブルインピーダンス、そして終端インピーダンスの値、全てが理想的に５０Ω入力インピーダンスであるとして、−９．５４ｄＢ（ＶＳＷＲ ２：１）の終端器に接続される、リターンロスが−２０ｄＢ（ＶＳＷＲ １．２２：１）よりも良い標準ケーブルとしてプロットされている。上記の理論（不確定なミスマッチと損失は省略する）を用いると、
Ｖ_Ｌ＝２：１、Ｖ_Ｓ＝１．２２
ＶＳＷＲ ＭＡＸ＝２．４４：１＝−７．５ｄＢ （５０Ωに対して）
ＶＳＷＲ ＭＩＮ＝１．６３：１＝−１２．４ｄＢ （５０Ωに対して）

図５から１２のそれぞれにおいて、グラフは、印加周波数の関数としてリターンロスを示す。それぞれについて、グラフ上のマーカーは、測定が単一の周波数（それぞれ２．４５ＧＨｚ）で行われたとした場合に、その周波数でのＣＷ信号を測定することにより得られる結果を示す。それぞれの図において、入力インピーダンス、ケーブル長、ケーブルインピーダンス、また終端インピーダンスの値をグラフに隣接する概略の回路図中に示す。

図５の回路は、１００Ωの負荷が５０Ωのソースに直接接続していることを示す。シミュレートされた伝送線路は長さが零であり、負荷とソースの間に位相又はインピーダンスを有していない。この理想状態において、リターンロスは、周波数範囲に亘って一定である。これは、完全に校正された測定、すなわち、伝送線路の影響を取り除いた場合に類似している。

他の回路及び対応するリターンロス特性を図６及び７に示し、ここでは伝送線路長さが等しく１．５ｍとなっている。それぞれの回路において、伝送インピーダンス（５０Ω）は入力インピーダンス（５０Ω）と一致しているが、伝送線路インピーダンスとは不一致である。

図８において、入力インピーダンス（５０Ω）、伝送線路（４５Ω）、そして伝送インピーダンス（１００Ω）との間には、カスケード状のミスマッチがある。マイクロ波リターンロスリップルと周波数との結果が図８に示されていて、これは周波数範囲全体のリターンロスとＶＳＷＲリップルとを示している。

線路インピーダンス不整合がインピーダンス特性よりも大きい場合において、ＶＳＷＲリップルは、伝送インピーダンスが小さい場合、例えば４５Ω／５０Ω又は５５Ω／５０Ωとなる場合には、本来のミスマッチ値よりも低くなり、またその逆も同様となる。これは、線路インピーダンスが５０Ωよりも小さい図８において明らかであり、本来のミスマッチ値が−９．５ｄＢ（ＶＳＷＲ＝２：１）で、リップルが−７．４６ｄＢを上回っている。

線路インピーダンスが５０Ωよりも大きい場合を図９に示し、この場合リップルは−１２．１６７ｄＢへ下がり、ＶＳＷＲはまた２：１であり、さらにリップルは、本来のミスマッチ値−９．５ｄＢを下回って振幅する。

図８及び９の２つの例は、リターンロス測定における測定の不確実さの問題を浮き彫りにしている。両方とも、入力インピーダンス（５０Ω）と終端インピーダンス（１００Ω）は等しく、同じＶＳＷＲが得られるはずである。しかし、伝送線路のインピーダンスの変化が大きな影響を及ぼす。単一の周波数２．４５ＧＨｚ（例えばＣＷ動作中）で行われるリターンロス測定は、この２つの場合と全く異なる結果が生じることとなる。

従来の医療及び他のマイクロ波システムにおいて、リターンロス測定は通常、サーキュレータ、カプラそして検波ダイオードを使用して行われ、多くの場合、低リターンロス値（すなわちノード近くの値）は最適な状態であると理解されている。しかし、ノードは、測定点において順方向及び反射信号をキャンセルする結果あって、他のところでは最適な調和を示すものではないことを理解すべきである。

ケーブル又は他の伝送線路の長さの変化は、単一の測定点での測定値を変動させるので、ＶＳＷＲリップルが頻繁に変わることが見出されている。図１０から１２に示すように、これは、＋／−１％で伝送線路の長さを修正することによって説明される。図１０から１２のそれぞれにおいて、入力インピーダンス、伝送線路インピーダンス、及び終端インピーダンスの値は同じであるが、伝送線路の長さは１．５ｍ、１．５１５ｍ、１．５３ｍ間で変わっている。単一の測定点における特定の周波数（例えば２．４５ＧＨｚの固定周波数）の信号値は、＋／−１％の変化での最大値と最小値の間で変化することが示されている。これは、ケーブルの物理的な性質の小さな変化が、リターンロス測定を大幅に変えることができることを示している。

ＶＳＷＲリップルはまた、パスの長さ（電気的位相）と信号伝播速度に関係している。この関係は、ＶＳＷＲリップルの対応するポイント間の周波数差を測定することによってライン上のインピーダンス不整合の距離を計算する、既知である障害位置測定（ＤＴＦ）の性能検証や周波数領域反射率測定（ＦＤＲ）の測定技術を使用する障害解析ツールによって用いられている。この関係は、下記のようにまとめることができる。

ここにおいて、
長さ＝伝送線路の物理的な長さ
Ｖ_ｆ＝光速のａ％としてのラインの伝播速度
ｃ＝真空中の光速（ｍ／ｓ）
Ｆ_ｓ＝周波数掃引

非常に短い距離での伝播速度は測定上の影響が限られていて、長さが分かっているので、上記の式を近似して次のように整理することができる。

周波数掃引とケーブル長の関係を調べるために、さまざまなケーブル長のＶＳＷＲ性能を多くの周波数でシミュレートした。少なくとも1つの完全なＶＳＷＲのＭＡＸ−ＭＩＮサイクルを捕らえるために必要な周波数掃引を、全体のサンプルの平均値とともに記録した。その結果を図１３に示していて、１メートルから３メートルの間のケーブル長さについて、十分なＶＳＷＲサイクルを捕らえるために必要な最小の周波数掃引帯域幅を、ケーブルの長さの関数としてプロットしている。結果を、２．４５ＧＨｚ、５．８ＧＨｚ、及び１０ＧＨｚの印加周波数として別々にプロットする。

図１３に示すように、通常、ケーブル又は他の伝送線路の２倍の長さで割ったｃ（光速）の最少のサンプル帯域幅は、完全なＶＳＷＲのｍｉｎ−ｍａｘサイクルをカバーする十分なデータを必要とする。例えば一実施形態において、１ｍのケーブルは、１５０ＭＨｚの最小周波数掃引が必要となる。

最も実用的なシステムにおいて、動作周波数は固定されている（ＣＷ）が、アプリケータ（又は他の負荷）のインピーダンス整合（治療が進むにつれて変化する）とケーブル長は変化し、また部品群の寸法公差に依存することがある。最大値と最小値のレベルの違いは、測定の不確実さを示している。アプリケータの整合が減少するにつれ、これらのピークはオフセットの結果（実際のリターンロスに関連する）をより増やすことになる。

例として、図１に示すケーブルアプリケータの構成のために、仮に周波数に掃引や他の変化を与えることなく周波数を固定して動作させると、ＶＳＷＲ効果のためにケーブル長のａ２％誤差が、リターンロスの計測値を２．４５ＧＨｚにて−７．４７ｄＢから−９．５４ｄＢまで変化させることになる。率としてこれは１５％の計測誤差の可能性があり、５０Ωよりも大きくなる線路インピーダンスのケーブルによって−１２．１６７ｄＢと同じ程度に低い値で計測されるリターンロスの不確実性と相まって重大となる。これは、許容可能な性能を有する同軸ケーブルの長さの２％の誤差が、同じアプリケータに対して合計で約３０％の計測の不確実性をもたらすことになってしまう。図１に関連して上述したように、周波数に掃引や他の様々な変化を与えることによって、この誤差は大幅に減少させ、又は実質的に排除することが可能となる。

さらに、図１４に示す装置を用いて測定を行った。この装置は、図１の実施形態と同様である。掃引周波数マイクロ波ソース３０は、広帯域の３０ｄＢ方向性カプラ３４を介して可変長の伝送線路３５につながる広帯域のマイクロ波増幅器３２に接続されていて、これは、標準長さが１．５ｍの５０Ω同軸マイクロ波ケーブル１１と、リターンロスが−１２ｄＢでＶＳＷＲが１．６７：１の負荷終端器３７につながるマイクロ波位相シフタ３６（電気的位相は０〜３６０度）とを備えていた。コントローラ３８は、カプラ３４からの順方向及び逆方向信号を測定するように機能するダイオード検波デバイスを備える順方向及び反射電力測定回路（図示せず）を有する電力検出器を備えていた。

位相シフタ３６は、ケーブルの様々な電気的長さの効果をシミュレートする為に使用されていた。位相シフタ３６は、標準的なデジタル電圧計（Ｆｌｕｋｅ１７９）を用いて電力検出器の電圧を測定する間、様々な出力周波数に対して徐々に３６０度（ケーブルの長さの変化をシミュレートするために）循環する。最初、周波数掃引又は他の変化が存在しない場合に期待される性能を明らかにするために、２．４５ＧＨｚでの連続波（ＣＷ）信号が使用された。続いて、２．４５ＧＨｚを略中心とし、２．４２５ＧＨｚから２．４７５ＧＨｚの幅で掃引され、次第に２．３５ＧＨｚから２．５５ＧＨｚに増加する（従って、５０ＭＨｚから２００ＭＨｚまで変化する周波数掃引幅で）様々な周波数信号を適用した。

測定された反射マイクロ波信号は、図１５に、様々な周波数掃引幅に対する位相シフタ（ケーブル長の変化に対応する）によって適用される位相変化の関数としてプロットされている。これにより、掃引リップルの大きさは、ＣＷ測定に対して周波数掃引測定のために大幅に小さくなっていることが分かる。

ＣＷリップルと比較した掃引リップルの測定削減率を図１６に示す。さらに、掃引幅の増加はリップルを大幅に削減できることは明らかである。

例えば図１５及び１６から、測定精度の大幅な改善が、反射放射の監視の間、適用される放射の周波数に掃引や他の変化を与えることによって得られる。掃引帯域幅が増加するにつれて、位相に対して測定されるリップル偏差が減少する。これは、ＣＷ測定として得られるよりもより真に近い電力供給の測定が行われることを表していて、また、ケーブルの位相の影響を平均化するか、又は部分的に較正することに似ている。

マイクロ波電力システムの更なる実施態様を図１７ａに示し、これは、より詳細な順方向及び反射電力測定回路を示している。

このシステムは、入力ポート４２につながるマイクロ波ソース３９及びコントローラ４０を備えている。ソース３９は、既に述べたように、マイクロ波信号を入力ポートに供給することが可能であり、また、マイクロ波信号を掃引することや他の変化を与えることが可能である。コントローラ４０は、例えば、アナログ制御回路、デジタル制御回路、専用のマイクロプロセッサ又は適切にプログラムされインターフェース化されたコンピュータを備えていて、マイクロ波ソースの制御動作、例えばソース３９によって行われるマイクロ波信号の電力や周波数レベルのコントロールを制御動作することができる。コントローラ４０はまた、システムの他の部品、つまり下記に示す検出器４５、４７に接続され、また、必要に応じてこれら他の部品によって、測定値に処理を行い、格納し、補正を行うことができる。

入力ポート４２は、検出器４５及びサーキュレータ４１につながるカプラ４４に順次接続される。サーキュレータ４１は、例えばマイクロ波アプリケータのような負荷４３に接続され、また反射電力測定回路に接続される。反射電力測定回路は、検出器４７及び反射電力終端器４８につながるカプラ４６を備えている。任意の適切なデバイスは、図１及び３の実施形態に関連して記載した、例えば同一の又は類似のデバイス（例えば同一の製造者及びモデル番号）とは異なる部品として使用することができ、また様々な部品として使用することができる。

図１７ａの実施形態では、動作中にマイクロ波信号の周波数を変化させることに加えて、較正はまた、様々な異なる標準インピーダンスに接続される場合に前もって測定されるシステムの性能に従って行われる。較正データは、以下で詳細に説明するように測定値の補正に使用される。

動作中、放射電力は入力ポート４２で回路に入り、検出器４５に接続するカプラ４４によってサンプリングされて、サンプリングされた電力を電圧信号に変換する。検出器４５によって測定された信号は、順電力（又は入力電力）を意味する。

カプラ４４は、電力を負荷４３へ一方向に流す３ポートマイクロ波サーキュレータ４１へ電力を送給する。負荷４３は、例えば医療用として適用できるアプリケータ又はアンテナとすることができる。

負荷インピーダンスが５０Ωの負荷インピーダンスと異なっている場合は、サーキュレータ４１に向かって発射される電力の割合の結果によってインピーダンス不整合が生じる。サーキュレータは、反射電力を吸収する反射電力終端器４８に向けてこの反射電力を送給する。反射電力は、サンプリングされた電力を電圧信号に変換する検出器４７に接続されたカプラ４６によってサンプリングされる。検出器４７によって測定される信号は、反射電力（又は反射／戻り電力）を示す。この構成において、順方向及び反射電力間の割合は、負荷４３のインピーダンスに対応して測定できる。

マイクロ波サーキュレータ４１は、図１７ｂに示すように３つのポートを備えている。通常、電力は、第１ポート４９から第２ポート５０に転送され、反射電力は、循環する向きに第２ポート５０から第３ポート５１に戻される。サーキュレータは、ポート間（ポートの終端に関係する）を隔離するレベルを有していて、これは隣接するポート間で循環する向きに反して流れる僅かな漏れ信号５２となる。マイクロ波サーキュレータは、最適な性能を達成するためにそれぞれのポートでのインピーダンスが５０Ωであることが理想的である。しかしながら医療用として適用する場合には、アイソレーションの変化、入力整合の変化、挿入損失の変化を含むサーキュレータの性能に変化が生じる結果、ポートインピーダンスを５０Ωから大きく変えることが可能である。

マイクロ波方向性カプラ４６は、図１７ｃに示すように４つのポートを備えるデバイスである。通常、方向性カプラは、流れの方向、ここでは入力５３から出力５４への向きを基準として信号を分離する。カプラ４６は、２つの結合ポートを備えていて、１つ目は結合出力ポート５６であり、２つ目は出力ポートから反射信号を吸収する終端ポート５５（アイソレートポートとして知られている）である。

方向性カプラ４６は、サンプリングを目的として減衰されこの減衰レベルを結合係数とする結合出力５６とともに、信号を２つの成分に分割する。しかしながら、カプラは理想的ではないので、それらは信号の一部が逆方向に流れるのを許容する。結合ポート５６における反射電力に対する順電力の、出力電力間の差は方向性と呼ばれている。

しかしながら、医療用に適用する場合に最適性能を得るために、カプラは各ポートインピーダンスを５０Ωとすることが理想的であり、出力ポートインピーダンスは、結合係数の変化、整合性の変化、アイソレーションの変化、挿入損失の変化、及び方向性の変化を含むカプラの性能に変化が生じる結果、ポートインピーダンスを５０Ωから大きく変えることが可能である。別のカプラの構成は、ラインの中で同時に順方向及び反射電力測定に使用できる双方向性カプラである。これは、本質的には直列状に接続された２つのカプラを有すること、及び４つのポートと２つの隔離された内部終端ポートとを有する単一のデバイスをまとめることと同じで有り、動作は前述の記載の通りである。

検出器４５、４７は、非線形電力を、図１８ａに示すように、値を修正するためのルックアップテーブルに基づくカーブフィッティング回路やマイクロプロセッサを用いて線形化することができる電圧性能を有する。この実施形態では、較正の一部として測定された電圧を補正するために、アナログ回路のオフセットとゲインを測定された参照電力と比較する。

検出器を駆動する結合信号は、システムに与えられる負荷インピーダンスによって影響を受ける。インピーダンスと結合信号（又は測定された電力）との関係は、カプラ及びサーキュレータを含むインピーダンスに敏感な部品のネットワーク全体に影響され、この関係は通常、非線形となる。種々のインピーダンスに対して正確な電力を測定することにより、インピーダンスと結合された性能とを正すことが重要であることが見出された。

図１７ａの実施形態において、最初に較正処理を行っている間に、負荷７３の代わりに様々な既知のインピーダンスを接続し、異なるマイクロ波入力信号電力のレベル及び／又は周波数において、それぞれの既知のインピーダンスとしての測定（例えば、順方向及び反射検出電圧の測定）を行う。既知のインピーダンスはポートインピーダンス参照基準が複数あり、例えば、電気的開回路及び電気的短絡回路において、インピーダンスは−１．５ｄＢ、−３ｄＢ、−６ｄＢ、−１２ｄＢ、−２０ｄＢである。

図１８ｂに示すように、性能は、値を修正するために、カーブフィッティング回路又はマイクロプロセッサベースのルックアップテーブルを使用するコントローラ４０によって線形化することが可能である。この実施形態において、アナログ回路（図２２）のオフセットとゲインは、較正の一部として測定された信号を補正するために、セットの電力レベルとして、測定された参照インピーダンスと比較される。

順方向及び逆方向電力信号の測定は、インピーダンスに比例する信号を生成するコントローラ４０によって行うことができる。信号に関連するこのインピーダンスは、ポートインピーダンスが変化する場合に測定精度が劣らないようにすることを補償するために、出力ポートインピーダンスの変動に対して、測定される検出電圧を補正することができる。

インピーダンスに対するこの補償を行わない場合、特定のインピーダンス不整合を用いた測定電力の較正は、図１９ａに概略的に示すように、同じ単一のインピーダンス点で補正電力を測定するだけで行えるようになる。図１９ａには、測定電力５８が、１つのインピーダンス点５９において理論上の測定電力５７に一致しており、その他の部分では測定上のインピーダンスの影響によって異なっていることが示されている。

図１９ｂに示すようにインピーダンス不整合を補正する測定において、補正された測定電力６０はインピーダンスの値の全ての値において理論値５７と一致する。

図２０に補正の例を示す。図２０中、マイクロ波カプラの結合係数値６１は、順方向電力と反射電力との比の増加に伴い変化する。順方向電力と反射電力との比に追従して直線化（補償）された結合係数６３となる結合値を補正するために、多項式補正係数６２を導入する。直線状の補正係数６４は補正の近似手段として用いることができるであろう。補正係数は、図２２に示すカーブフィッティングアナログ回路を用いたマイクロ波ソース３９やルックアップテーブル（図示せず）に基づくマイクロプロセッサに関連するコントローラ４０によって生成することが可能である。

典型的な方向性カプラを図２１ａに示す。この概略図において、反射電力信号６８は固定インピーダンス不整合として出力ポート６６から戻される。漏れ信号６７はまた、方向性の結果として存在し、結合ポート６９において反射電力信号と結合する。測定は位相／周波数に敏感であるので、方向性信号７１は、測定値７３のリップルを生成する観測信号７２の変化を引き起こす反射信号７０を加えたり削除したりする。このリップルは結合ポート６９で発生するＶＳＷＲの結果である。リップル値が最大となるピークは、デバイスに対するインピーダンス不整合、方向性、結合係数、挿入損失及び他の典型的なシステムパラメータに依存する。この測定を単一の周波数（ＣＷ）で行う場合は、不確実性が適用されるため、仮に測定値が最小、最大、或いはその中間である場合には決定することができない。３６０度位相と等価である範囲に亘って周波数掃引をおこなうことにより、反射電力７４の平均値は、反射電力７５の真の測定値を復元することによって決定することができる。同様の効果が、ポート間の漏れが方向性漏れ信号として同じように作用するマイクロ波サーキュレータとして得られる。

測定された検出信号（順方向又は反射の何れか）の直線化（カーブフィッティング）又は較正としてのアナログ回路の実施形態を、図２２に示す。この機能系統図において、検出器４５又は４７からの測定電圧信号Ｐ（ＩＮ）は、回路の初期のゲインステージ７６に入り、増幅され、２つの回路に分配される。１つの回路は、線形カーブフィット７７、７８に指数関数を与え、他の回路は、線形カーブフィット７９、８０に一次関数を与える。較正調整は、出力信号を線形化する回路特性であるゲイン７７、７９及びスロープ８０又は指数７８に作用する。線形二乗回路は、リニアパワー測定（ダイオードの電力特性における単一の点から得られる）８２に基づくＰＷＭを補正し、指数回路は、電源の検波ダイオードカーブ特性に従うＣＷ（連続）測定８１を補正する。これらの回路の何れか一方を、動作モード（内部ＰＷＭ、又は増幅器４で外部から駆動するＣＷ増幅モード）に依存してリニアパワー測定値を制御システムに出力するスイッチ８３によって選択する。

カプラ及びサーキュレータは、位相及びインピーダンスの両方の影響を受けやすいデバイスであるので、固定周波数（ＣＷ）システムの位相変化に結びつくインピーダンス不整合は、測定上の不確実性が非常に大きくなる。電源測定回路にカプラ及びサーキュレータを使用する場合に、掃引周波数源を使用することでこれらの不確実性を削減することができる。反射信号の測定と反射測定値の決定は、記載した通りである。説明した実施形態はまた、伝送測定値や伝送と反射との比率の決定に用いることができることが理解されよう。

本発明は、実施例によって上述され、細部の修正は、本発明の範囲内で行うことが可能であることが理解されよう。

明細書、特許請求の範囲（必要に応じて）、及び図面に記載した各特徴は、独立して、又は任意の適切な組み合わせで提供することができる。

Claims (22)

1. マイクロ波装置であって、
   マイクロ波信号を供給し、負荷に接続可能なマイクロ波ソースと、
   電力と前記マイクロ波信号のある周波数範囲とを選択可能であり、前記負荷で又はそのそばで所望のアブレーション、加熱手術、又は他のエネルギー供給オペレーションを行う制御手段であって、選択された周波数範囲は最大周波数と最小周波数を有する制御手段と、を備え、
   前記マイクロ波ソースは、選択された電力のマイクロ波信号を前記負荷に供給し、また前記マイクロ波信号の動作周波数を選択された範囲の最大周波数と最小周波数の間で繰り返し変化させて所望のアブレーション、加熱手術、又は他のエネルギー供給オペレーションを行うものであり、
   更に前記マイクロ波装置は、マイクロ波測定を行うためのマイクロ波検出器であって、動作中、負荷からの反射マイクロ波信号、及び／又は負荷への伝送マイクロ波信号を受け取るように配置され、前記マイクロ波検出器は所望のアブレーション、加熱手術、又は他のエネルギー供給オペレーションを行う間、複数の測定を行うものであり、各測定は、前記周波数範囲内の複数の異なる周波数の１つに対応する、マイクロ波検出器と、
   前記複数の異なる周波数における複数の測定から、反射マイクロ波信号の測度、及び／又は伝送マイクロ波信号の測度を決定する手段と、を備えており、次のａ）又はｂ）
   ａ）前記決定する手段は、前記周波数範囲内の前記異なる周波数全域にわたる測定の複数を平均化するものであり、前記決定する測度は、所望のアブレーション、加熱手術、又は他のエネルギー供給オペレーションを行う間に得られた、前記周波数範囲内の異なる周波数全域にわたる反射マイクロ波信号の平均値を表すものとする手段である、
   ｂ）前記決定する手段は、前記周波数範囲内の前記異なる周波数全域にわたる測定の複数を平均化するものであり、前記決定する測度は、所望のアブレーション、加熱手術、又は他のエネルギー供給オペレーションを行う間に得られた、前記周波数範囲内の異なる周波数全域にわたる伝送マイクロ波信号の平均値を表すものとする手段である、
   の少なくとも一方である、マイクロ波装置。
2. 前記マイクロ波ソースは、動作中、伝送線路に、前記ソースによって供給される前記マイクロ波信号と前記反射マイクロ波信号との重畳によって電圧定在波が形成されるように、前記伝送線路を介して前記負荷に接続可能であり、前記電圧定在波（ＶＳＷ）の振幅は、ＶＳＷの１サイクル中に前記伝送線路の位置によって最大値と最小値の間で変化し、前記周波数範囲は、動作中、印加周波数範囲に亘る前記制御手段による前記周波数の変更が、前記マイクロ波検出器の位置での前記ＶＳＷを少なくともＶＳＷの１サイクルに亘って変化させるような範囲とする請求項１に記載の装置。
3. 前記マイクロ波ソースは、長さがＬの伝送線路を介して前記負荷に接続可能であり、前記周波数範囲は、ｃを光速として、ｃ／２Ｌ以上の幅を有する請求項１又は２に記載の装置。
4. 前記周波数範囲は、５０ＭＨｚ以上の幅を有している、請求項１〜３の何れか一項に記載の装置。
5. 前記制御手段は、前記周波数範囲に亘る前記周波数を掃引することにより、前記マイクロ波信号の前記周波数を変化させるように構成されている、請求項１〜４の何れか一項に記載の装置。
6. 前記制御手段は、前記マイクロ波信号が一連の異なる周波数を有するように制御することにより、前記印加周波数範囲に亘って前記マイクロ波信号の周波数を変化させるように構成されている請求項１〜５の何れか一項に記載の装置。
7. 前記マイクロ波信号はパルス状の信号からなり、前記制御手段は各パルスの期間中に前記周波数を変化させるように構成されている請求項１〜６のいずれか一項に記載の装置。
8. 前記制御手段は、前記印加周波数範囲に亘って前記マイクロ波信号の前記周波数を反復サイクルで変化させるように構成され、各サイクルの持続時間は各パルスの持続時間未満とする請求項７に記載の装置。
9. 前記各サイクルの持続時間は各パルスの持続時間の１／１０又はそれ未満とする請求項８に記載の装置。
10. 前記マイクロ波検出器は、前記ソースによって供給される前記マイクロ波信号及び前記マイクロ波信号の反射信号を測定し、且つ前記測定した供給信号及び前記測定した反射信号から電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を決定するように構成されている請求項１〜９の何れか一項に記載の装置。
11. 前記反射マイクロ波信号及び／又は伝送マイクロ波信号の測度を閾値と比較するように構成された監視手段をさらに備えている請求項１〜１０の何れか一項に記載の装置。
12. 前記制御手段は、前記比較に基づいて前記ソースによって供給される前記マイクロ波信号の少なくとも１つの特性を変えるように構成されている請求項１１に記載の装置。
13. 前記制御手段は、前記比較に基づいて前記マイクロ波信号の電力を減少又は増加させ、及び／又は前記比較に基づいて前記負荷への前記マイクロ波信号の適用を停止させるように構成されている請求項１２に記載の装置。
14. 前記マイクロ波ソースは、掃引周波数発振器及びマイクロ波増幅器を備え、前記制御手段は動作中、前記マイクロ波増幅器をその性能特性の線形領域において駆動させるように構成されている請求項１〜１３の何れか一項に記載の装置。
15. 前記マイクロ波ソースは、外部マイクロ波発振器と、前記マイクロ波信号を供給するように前記外部マイクロ波発振器からの信号を増幅する増幅器と、前記マイクロ波信号を制御するように前記増幅器に制御信号を供給する手段とを備えている請求項１〜１３の何れか一項に記載の装置。
16. 前記マイクロ波ソースは、プローブ又はアプリケータ、例えば生物組織にマイクロ波放射を照射するためのプローブ又はアプリケータを備えている負荷に接続可能である請求項１〜１５の何れか一項に記載の装置。
17. 前記制御手段は、動作中、マイクロ波信号を供給するように前記ソースを制御して、例えばアブレーション手術のような手術を生物組織に行うように構成されている請求項１〜１６の何れか一項に記載の装置。
18. 前記負荷は、マイクロ波カプラ及びマイクロ波サーキュレータの少なくとも１つに接続される請求項１〜１７の何れか一項に記載の装置。
19. 測定値を負荷インピーダンスの値に関連づける較正データを格納するための格納手段をさらに備え、前記制御手段は、前記較正データに基づいて前記測定値を補正するように構成されている請求項１〜１８の何れか一項に記載の装置。
20. 前記較正データが関わる測定値は、伝送信号レベル、反射信号レベル、及び伝送信号と反射信号との比率のうちの少なくとも１つからなる請求項１９に記載の装置。
21. マイクロ波の反射及び／又は伝送を監視する方法であって、
    マイクロ波信号を負荷に供給するステップと、
    ある周波数範囲に亘って前記マイクロ波信号の動作周波数を、周波数範囲の最大周波数と最小周波数の間で繰り返し変化させ、前記負荷で又はそのそばで所望のアブレーション、加熱手術、又は他のエネルギー供給オペレーションを行うステップと、
    各々が、前記周波数範囲の複数の異なる周波数のそれぞれ１つに対応し、且つ所望のアブレーション、加熱手術、又は他のエネルギー供給オペレーションを行う間、各々が前記マイクロ波信号の反射及び／又は伝送に関わる複数のマイクロ波測定を行うステップと、
    前記複数の異なる周波数における前記複数のマイクロ波測定から反射及び／又は伝送マイクロ波信号の測度を決定するステップであって、前記決定するステップは、前記周波数範囲内の異なる周波数全域にわたる測定の複数を平均することを含み、決定する測度は、次のａ）又はｂ）
    ａ）所望のアブレーション、加熱手術、又は他のエネルギー供給オペレーションを行う間、前記周波数範囲内の異なる周波数全域にわたる反射マイクロ波信号の平均値、
    ｂ）所望のアブレーション、加熱手術、又は他のエネルギー供給オペレーションを行う間、前記周波数範囲内の異なる周波数全域にわたる伝送マイクロ波信号の平均値
    の少なくとも一方を表すものとするステップ、とを有する方法。
22. 請求項２１に記載の方法を遂行するように実行可能な、コンピュータ読み取り可能命令を有するコンピュータプログラム。