JP5833192B2 - 光電気デバイス用の増幅器回路、検出装置、および光電気デバイス用の増幅器回路の駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、光電気デバイス用の増幅器回路、検出装置、および光電気デバイス用の増幅器回路の駆動方法に関する。

フォトダイオードを受信素子として用いた光電気アプリケーションにおいては、目的の信号がしばしば大きな直流（ＤＣ）信号に重畳されている。この種の典型的なアプリケーションは、たとえば光近接スイッチ、赤外（ＩＲ）遠隔制御等の光バリアである。このようなアプリケーションにおいては、大きなＤＣ成分または低周波数成分は、昼光または、たとえば電球、省エネルギー照明等の他の光源により引き起こされる。信号処理回路の必要とされる信号ダイナミックレンジを低減するために、このＤＣ成分または低周波数成分は除去されなければならない。残った信号はしばしば非常に小さく、したがってこのフォトダイオードのフロントエンド回路は低ノイズ特性を有しなければならない。

一般的なフォトダイオードのフロントエンドは、トランスインピーダンス増幅器（transimpedance amplifier，ＴＩＡ）を備えている。このトランスインピーダンス増幅器は、たとえばハイパスフィルターである、ＤＣ電流経路用の抵抗およびコンデンサを用いて、ＤＣ信号または低周波数信号から目的の信号を分離している。このような回路の欠点は、大きなＤＣ電流レンジに対して、このＤＣ電流経路の抵抗が小さくなければならないことであり、これが回路のノイズレベルを大きくしたり、またかなり大きなコンデンサを必要としたりすることである。低電圧電源を用いたアプリケーション用には、この抵抗はさらに小さくなければならない。これらの制限を克服するため、動的フィードバックループが提案されているが、これはノイズに対しかなり感度が高いものである。

本発明の課題は、より良好なノイズ特性を有し、信号処理に必要とされるダイナミックレンジが低減された増幅器回路およびこの増幅器回路の駆動方法を提供することである。

この課題は、本出願の独立請求項に記載の内容により解決される。さらなる実施形態は、従属請求項に記載されている。

本発明の１つの態様によれば、光電気デバイス用の増幅器回路は、第１および第２の増幅器入力部と１つの増幅器出力部とを有する主増幅器を備えた検出経路を備える。フィードバック経路は積分器およびバイパストランジスタを備える。この積分器は、積分器入力部を介して上記の増幅器出力部に接続されており、負のフィードバックにおけるレベルシフタを備える。バイパストランジスタは、その制御側を介して、このレベルシフタ回路に接続されており、上記の第１の増幅器入力部に接続されている。

増幅器回路は、検出器端子を介してこの回路に接続される検出器によって生成される測定電流の関数として出力電圧を供給する。接続された検出器がフォトダイオードのような光検出器の場合は、この測定電流は、光電流である。出力電圧は、ＤＣ，低周波および高周波成分のような様々な成分に対応するため、フィードバック経路を介してフィードバックされる。積分器は、フィルターに相当し、固有のフィルター定数を有する。ローパスフィルターとして実装された場合は、このフィルター定数はカットオフ周波数である。ＤＣ，低周波，および高周波なる用語は、このフィルタ定数と比較して理解される。とりわけ、積分器は、高周波成分のみをフィルターし、ＤＣおよび低周波成分を通過させるように設計されている。このようにしてこのフィードバックは高周波を遮断する。

レベルシフタ回路を用いて、積分器はレベルシフト電圧を制御する。このレベルシフト電圧に基づいて、バイパストランジスタは制御電圧を受け取り、この電圧に対応して動作する。この結果このバイパストランジスタは、第１の増幅器入力部に、レベルシフト電圧に比例したフィードバック電流を供給する。

このように、積分器は、バイパストランジスタを直接制御するのではなく、レベルシフト電圧を介して間接的に制御する。この電圧はフィードバック電流に比例し、この積分器の特性のため、基本的にＤＣおよび低周波成分のみを含んでいる。実際には、この積分器は大きなＤＣ利得および大きなＤＣ電流抑圧を有することができ、すなわち測定電流におけるＤＣ成分を除去することができる。レベルシフト電圧の生成は、低ノイズで実現することができる。さらに、このフィードバック経路のＤＣ相互コンダクタンスは、このＤＣ電流のバイパストランジスタの相互コンダクタンスへの依存性から、このＤＣ電流を変化させるが、全伝達関数の低周波側カットオフ周波数は変化させない。

これは幾つかの利点をもたらす。ここで提示する回路は、アクティブＤＣフィードバックを有し、集積回路に適している。この回路は広い範囲のＤＣまたは低周波信号を除去することができ、良好なノイズ特性を提供する。たとえばこのフィードバック経路で支配的な時定数は、伝達関数における数十ｋＨｚの範囲のカットオフ周波数および大きなＤＣ抑圧、すなわちＤＣ除去を要求する、集積回路のアプリケーションでの小さなチップ領域でかなり小さくすることが可能となる。このＤＣフィードバック経路において必要な支配的ＲＣ時定数は、ＤＣ抑圧を最大化するこのフィードバック経路のＤＣ利得に依存しないが、これはこのフィードバックの相互コンダクタンスが線形化されていないからである。実際には、通常線形化回路は、たとえば縮退抵抗等のフィードバック回路により、利得を低下させる。

好ましくはこの主増幅器は、少なくとも１つの入力端子と負の利得を有する増幅器である。このようにこの主増幅器は、必ずしも差動増幅器でなくともよい。本発明のもう１つの態様によれば、トランスインピーダンス増幅器は、上記の主増幅器と、上記の第１の増幅器入力部を増幅器出力部に接続する負のフィードバック経路におけるフィードバック抵抗と、を備える。このトランスインピーダンス増幅器は、測定電流を出力電圧に変換する。このトランスインピーダンス増幅器の利得は、上記の負のフィードバック経路のフィードバック抵抗によって設定される。

本発明のもう１つの態様によれば、積分器は、演算増幅器を備え、この演算増幅器はさらに第１の入力部を増幅器入力端子として備える。第１のコンデンサは、第１の入力部とレベルシフタ回路とに接続されている。この第１の抵抗は、上記の第１の入力部と、積分器と、レベレシフタと、に接続されている。

この積分器は、上記の出力電圧を入力として受け取る。この積分器は、フィルター装置として機能し、出力電圧における高周波成分を除去する。上記の第１のコンデンサおよび第１の抵抗により、この積分器はローパスフィルターの特性を有する。第一次近似では、この積分器は、フィルター定数、たとえば低周波側カットオフ周波数によって特徴づけることができる。このように高い周波数および低い周波数は、カットオフ周波数と比較して決定される。結果としてこの積分器は、ＤＣおよび低周波成分のみを通過させる。

本発明のもう１つの態様によれば、上記のレベルシフタ回路は、アナログのグラウンド電位に接続された第２の抵抗を備える。上記のレベルシフト電圧は、この第２の抵抗で電圧降下する。積分器は、バイパストランジスタを直接制御しないが、この第２の抵抗でのレベルシフト電圧を制御する。この電圧はフィードバック電流に比例し、低ノイズのノードである、アナログのグラウンド電位に接続されているので、特にノイズレベルが低くなっている。

本発明のもう１つの態様によれば、上記のレベルシフタ回路は、第１のカレントミラーを備える。この第１のカレントミラーは、バイパストランジスタでの制御電圧を調整する第１のミラー比を提供する。

本発明のもう１つの態様によれば、上記の第１のカレントミラーは、第１の分岐部を備え、さらにこの分岐部は、第１のトランジスタを介して低電圧電源に接続された第２の抵抗からなる直列接続部を備える。第２の抵抗および第１のトランジスタは、共に上記の第１のコンデンサに接続されている。さらに、この第１の分岐部は、カレントミラーの形態で第２の分岐部に接続されている。この第２の分岐部は、第２のトランジスタと第３のトランジスタとからなる直列接続部を備え、電源のハイ側電圧（upper supply voltage）とこの電源のロー側電圧（lower supply voltage）との間に接続されている。この第３のトランジスタの制御側は、上記の演算増幅器に接続されている。

この第２の抵抗でのレベルシフト電圧のために、この第１の分岐部を第１の電流が流れる。このカレントミラーは、第１のミラー比で定められるように、この第１の電流を第２の電流に反映する。この実施形態における第１のミラー比は、第１の電流に対する第２の電流で決定される。上記の制御電流は、この第１のミラー比に依存して設定される。

本発明のもう１つの態様によれば、上記のフィードバック経路は、第３のトランジスタとバイパストランジスタとを備える第２のカレントミラーを備える。上記の第２のカレントミラーは、共有の第３のトランジスタを介した接続のためにこの第１のミラー比に依存する第２のミラー比に基づいて、上記のフィードバック電流を設定する。実際には、この第２のミラー比は、第２の電流に対するフィードバック電流の比となるように設定されてよい。このようにしてこのフィードバック電流は、レベルシフト電圧に依存するだけでなく、この電圧の低ノイズレベルも共有している。

本発明のもう１つの態様によれば、上記の第３のトランジスタは、第３の抵抗を介してハイ側電源端子（ＶＤＤ）に接続され、および／または上記のバイパストランジスタは、第４の抵抗を介してハイ側電源端子に接続されている。第３および第４の抵抗は、上記のフィードバック電流におけるノイズレベルをさらに低減するのに用いられる。

本発明のもう１つの態様によれば、第１のフィルタは、上記の第１の抵抗と、上記の第１の抵抗と並列に接続され、かつさらに上記の積分器入力部に接続された第２のコンデンサと、を備える。このノイズ特性は、追加のフィルターを実装することによりさらに改善することが可能である。

本発明のもう１つの態様によれば、第２のフィルターは、上記の第３のトランジスタとバイパストランジスタとの間のローパスフィルターとして接続されている第３のコンデンサおよび第５の抵抗を備える。本発明のもう１つの態様によればこの第２のフィルターのポールは、上記の第１のフィルターの伝達関数のポールのゼロにより補償される。この第２のフィルターの実装は、伝達関数に追加のポールをもたらすが、これはフィードバックの安定性を保証するためにゼロ補償される。これらのフィルター抵抗およびコンデンサは、ゼロ補償のために互いに関連して調整されてよい。

本発明のもう１つの態様によれば、検出装置は、上記で説明した原理による増幅器回路を備える。さらに、光検出器、とりわけフォトダイオードは、検出器端子を介してこの増幅器入力部に接続されている。

本発明のもう１つの態様によれば、光電気デバイス用の増幅器回路を駆動する方法は、以下のステップを備える。出力電圧が測定電流の関数として供給される。この出力電圧は、負のフィードバック経路を有する積分器を用いて積分される。レベルシフト電圧が、この積分器の負のフィードバック経路に実装されたレベルシフト回路を用いることにより、この積分器によって制御される。この制御は、積分された出力電圧に依存する。次に、上記のレベルシフト電圧に依存する制御電圧を用いて、バイパストランジスタが制御される。最後に、このレベルシフト電圧に比例しているフィードバック電流を用いて、上記の測定電流が制御される。

この方法によれば、積分器は、バイパストランジスタを直接制御するのではなく、レベルシフト電圧を介して間接的に制御する。この電圧はフィードバック電流に比例し、この積分器の特性のため、基本的にＤＣおよび低周波成分のみを含んでいる。実際には、この積分器は大きなＤＣ利得と、これによる大きなＤＣ電流抑圧とを有することができ、すなわち測定電流におけるＤＣ成分を除去することができる。レベルシフト電圧の生成は、低ノイズで実現することができる。さらに、このフィードバックのＤＣ相互コンダクタンスは、このＤＣ電流のバイパストランジスタの相互コンダクタンスへの依存性から、このＤＣ電流を変化させるが、全伝達関数の低周波側カットオフ周波数は変化させない。

これは幾つかの利点をもたらす。ここで提示する方法は、アクティブＤＣフィードバックを実行する、集積回路を用いた方法に適している。この方法は広い範囲のＤＣまたは低周波信号を除去することができ、良好なノイズ特性を提供する。たとえばこのフィードバック経路で支配的な時定数は、伝達関数における数十ｋＨｚの範囲のカットオフ周波数および大きなＤＣ抑圧、すなわちＤＣ除去を要求する、集積回路のアプリケーションでの小さなチップ領域でかなり小さくすることが可能となる。このＤＣフィードバックにおいて要求される支配的ＲＣ時定数は、ＤＣ抑圧を最大化するＤＣ利得に依存しないが、これはこのフィードバックの相互コンダクタンスが線形化されていないからである。実際には、通常線形化は、たとえば縮退抵抗等のフィードバック回路により、利得を低下させる。

本発明のもう１つの態様によれば、補償は測定電流からフィードバック電流の減算を含む。

本発明のもう１つの態様によれば、制御電圧は、レベルシフト回路およびバイパストランジスタによって規定される第１および第２のミラー比を用いて、それぞれ調整される。

以下に、上記で示した原理を、例示的な実施形態が示された図を参照して説明する。

本発明で示す原理による増幅器回路の例示的な実施形態を示す図である。 本発明で示す原理による増幅器回路の例示的な実施形態の例示的な周波数特性を示す図である。 本発明で示す原理による増幅器回路の例示的なもう１つの実施形態を示す図である。

図１は、本発明で示す原理による増幅器回路の例示的な実施形態を示す。この増幅器回路は、検出経路とフィードバック経路とを備える。検出経路は、フィードバック経路に接続される第１および第２の回路ノードＮ１，Ｎ２を備える。この増幅器回路は、光素子、特にこの実施形態においてはフォトダイオードに接続されており、このフォトダイオードはロー側電源電圧ＶＳＳに逆方向に接続されている。

この検出経路は、主増幅器１を介して検出器端子ｐｄｉｎを出力端子ＯＵＴに接続しており、出力部と主増幅器１の第１の入力部１１とを接続するフィードバック抵抗ＲＴを有するトランスインピーダンス増幅器を備えている。第２の増幅器入力部１２は、アナロググラウンドＡＧＮＤに接続されている。

このフィードバック経路は、積分器２およびバイパストランジスタ３を備える。この積分器は、第１の入力部２１と第２の入力部２２とを有するトランスインピーダンス演算増幅器２４を備える。この第１の入力部２１は、第１の抵抗Ｒ１を介して上記の検出経路の第２の回路ノードＮ２に接続されている。さらに、この第１の入力部２１は、第１のコンデンサＣ１に接続されている。この第２の入力部22は、アナロググラウンドＡＧＮＤに接続されている。負のフィードバック経路は、積分器増幅器の出力部と上記のコンデンサＣ１の１つのプレートとを接続している。この接続はレベルシフタ回路２３を介して形成される。

このレベルシフタ回路２３は、第１および第２の分岐部を備え、この第１の分岐部は、第２の抵抗Ｒ２と第１のトランジスタＴ１の直列接続部を備える。この直列接続部は、第２の抵抗Ｒ２を介してアナロググラウンドＡＧＮＤに接続されており、また第１のトランジスタＴ１を介してロー側の電源電圧ＶＳＳに接続されている。第２の抵抗Ｒ２および第１のトランジスタＴ２は、共に上記の第１のコンデンサＣ１に接続されている。第１の分岐部は、さらにカレントミラーの形態で第２の分岐部に接続されている。この第２の分岐部は、第２のトランジスタＴ２，第３のトランジスタＴ３，および任意の第３の抵抗Ｒ３の直列接続部を備える。この第２の分岐部は、ハイ側電源電圧（upper supply voltage）ＶＤＤとロー側電源電圧（lower supply voltage）ＶＳＳとの間に接続されている。この第３のトランジスタＴ３の制御側は、上記の積分器２の演算増幅器２４に接続されている。

バイパストランジスタ３は、上記のレベルシフタ２３を介して、詳細にはこの第３のトランジスタＴ３の制御側を介して、積分器２に接続されている。 この接続は、バイパストランジスタ３の制御側３１を介して形成されている。このバイパストランジスタ３は、任意の第４の抵抗Ｒ４と直列に、ハイ側電源電圧ＶＤＤと上記の検出経路の第１の回路ノードＮ１との間に接続されている。

この増幅器の動作の際には、この回路はフォトダイオードＰＤに接続され、環境光または照射光が測定電流Ｉｐｄを生じる。この特定の実施形態においては、この測定電流は、光電流に対応する。この光電流は、幾つかの異なる成分を有しているが、ＤＣ電流および低周波成分は特に対象とされず、低減されるかあるいは出力電圧Ｖｏｕｔから除去される。

原則として、検出された光電流Ｉｐｄは、まず主増幅器の第１の増幅器入力部１１に印加される。この主増幅器は、フィードバック抵抗ＲＴの抵抗値に依存して、この光電流Ｉｐｄを出力電圧Ｖｏｕｔに変換するように設計されたトランスインピーダンス増幅器である。フィードバック経路は、この出力電圧Ｖｏｕｔから高周波成分を除去するように設計されており、ＤＣ成分および低周波成分のみを含むフィードバック電流Ｉｆｂを生成する。検出経路に光電流Ｉｐｄが重畳されると、これにより生じる信号は、原則として高周波成分のみを含む。

さらに詳細には、この積分器２は、フィードバック経路において、第１の抵抗Ｒ１および第１のコンデンサＣ１によって決定されるフィルター定数を有するフィルターとして動作する。この結果、高周波成分（この積分器２の時定数と比較して）は、除去され、積分された出力電圧Ｖｏｕｔは、低周波成分およびＤＣ成分のみから成っている。このように積分された出力電圧は、レベルシフタ回路２３に導入される。

この導入された電圧、アナロググラウンドＡＧＮＤのレベルおよびロー側電源電圧ＶＳＳに依存して、レベルシフト電圧ＶＲ２は、上記の第２の抵抗Ｒ２で電圧降下する。結果として、第１の電流Ｉ１は、上記の第１のトランジスタＴ１を通って流れ、鏡映された電流が、第１のミラー比Ｍ１＝Ｉ２／Ｉ１に従ってレベルシフタ２３の第２の分岐部に流れる。この結果、第２の電流Ｉ２が、このレベルシフタ回路２３の第２の分岐部を通って流れる。この第２の電流Ｉ２は、再び第２のミラー比Ｍ２＝Ｉｆｂ／Ｉ２に従って鏡映される。ここでＩｆｂはフィードバック電流である。これはバイパストランジスタ３の制御側３１に印加される制御電圧ＶＭ２を生成する。このバイパストランジスタ３は、この制御電圧に応じて動作し、上記の第４のの抵抗Ｒ４を介してこのバイパストランジスタ３を流れるフィードバック電流Ｉｆｂを生成する。このフィードバック電流Ｉｆｂは、ＤＣおよび低周波成分のみを含んでいる。

結局、この増幅器回路においては、積分器２はこのフィードバック経路においてバイパストランジスタ３を直接制御するのではなく、第２の抵抗Ｒ２でのレベルシフト電圧ＶＲ２を制御している。電圧ＶＲ２は、フィードバック電流Ｉｆｂに比例している。この積分器２の充分に大きなＤＣ利得のために、この増幅器回路は大きなＤＣ電流抑制、すなわち光電流ＩｐｄにおけるＤＣ成分の除去をもたらす。このレベルシフト回路２３は、低ノイズが可能なアナロググラウンドＡＧＮＤに抵抗を接続することを可能とする。

図２を参照して以下に説明するように、フィードバック電流のバイパストランジスタ３への依存性のために、このフィードバック経路のＤＣ相互コンダクタンスは、フィードバック電流Ｉｆｂを変化させるが、この増幅器回路の全伝達関数の低周波側カットオフ周波数ｆ１は変化させない。これは、低周波側カットオフ周波数ｆ１が抵抗とコンデンサの値のみに依存するからであり、このフィードバック経路のＤＣ相互コンダクタンスには依存しないからである。

図２は、本発明で示す原理による増幅器回路の例示的な実施形態の例示的な周波数特性を示す。この図は２つのグラフを示している。上側のグラフはフィードバック経路の相互コンダクタンスＧＭを、周波数ｆの関数として示す。下側のグラフは、増幅器回路の伝達関数を、周波数ｆの関数として示す。このＤＣ相互コンダクタンスＧＭは、第１の回路ノードＮ１での電流変化の、第２の回路ノードＮ２での電圧変化に対する比で規定される。一般的にこの相互コンダクタンスは、周波数の関数であり、ＧＭ＝ＧＭ（ｆ）である。

図１の増幅器回路に対して、フィードバック経路の相互コンダクタンスは、そのＤＣ利得に対応して以下のようになる。

ここでＧＭ_fbDCはＤＣ相互コンダクタンスであり、Ｉ_fbDCはフィードバック電流（ＤＣのみ）であり、Ｖ_outDCは出力電圧（ＤＣのみ）であり、Ａ_intDCは積分器のＤＣ利得であり、ｇｍ_T4DCはバイパストランジスタのＤＣ相互コンダクタンスである。こうして全ＤＣ相互コンダクタンスは、積分器２のＤＣ利得およびバイパストランジスタ３の相互コンダクタンスで決定される。実際、このフィードバック経路のＤＣ相互コンダクタンスＧＭ_fbDCは、フィードバック電流Ｉｆｂと共に変化する。

このフィードバックの相互コンダクタンス、および結果として出力電圧Ｖｏｕｔは、光電流Ｉｐｄの周波数ｆに依存する。積分器は基本的にフィルターであり、事実上ローパスフィルターである。一般的にローパスフィルターは、そのカットオフ周波数ｆ０で特徴づけられ、以下のようになる。

しかしながら、積分器２は或る意味変形されたローパスフィルターである。したがって、バイパストランジスタＴ４を考慮すると、結果として生じる相互コンダクタンスは、以下のようになる。

ここで、ｓはラプラス演算子であり、Ｍ１およびＭ２は上記で導入されたミラー比であり、またＲ２は第２の抵抗Ｒ２に対応する抵抗値である。なお、積分器担体の伝達関数Ｈ２（ｓ）は、以下の式で定められる。

抵抗Ｒ３およびＲ４は、ここでの議論には考慮されていない。積分器２のカットオフ周波数ｆ１での相互コンダクタンスは、もし全ループ利得が１に設定されると、以下の式で定められる（Ｒ_Tはフィードバック抵抗ＲＴの抵抗値である。）。

これらの考察から、伝達関数Z(s)が導き出される。この増幅器回路の伝達関数が下側のグラフに示されている。フィードバック経路のレベルシフト回路２３における積分器２およびカレントミラーのために、全伝達関数の低周波側カットオフ周波数ｆ１は、この積分器の時定数によってＲ１・Ｃ１，ミラー比Ｍ１とＭ２、および第２の抵抗Ｒ２の抵抗値で与えられる。この全伝達関数Ｚ（ｓ）は、以下のように計算される。

この伝達関数Z(s)は、さらに低周波側カットオフ周波数を以下のように規定する。

この結果から、この全伝達関数の低周波側カットオフ周波数ｆ１は、抵抗およびコンデンサの値とミラー比とにのみ依存し、フィードバック経路のＤＣ相互コンダクタンスには依存しないので、上記のフィードバック電流Ｉｆｂと共には変化しない。言い換えれば、この低周波側カットオフ周波数ｆ１は、ＤＣ抑圧とは無関係である。

たとえばＤＣ電流ＩＤＣを光電流Ｉｐｄの最大である２ｍＡに設定すると、ＤＣ抑圧は１０００、低周波側カットオフ周波数ｆ１は１０ｋＨｚとなり、ＲＴ＝１００ｋΩ，Ｒ２＝３．７５ｋΩ，Ｍ１＝０．２５，Ｍ２＝５２．５となる。こうして積分器２の時定数は、Ｒ１・Ｃ１＝５．５７ｍｓとなる。したがって、大きなＤＣ減衰（ＤＣ打消し）が要求される大ＤＣ電流の領域では、上記の第１のコンデンサＣ１および第１の抵抗Ｒ１はかなり小さくすることができる。

要約すると、この増幅回路は幾つかの利点を有する。ＤＣフィードバック経路におけるこの支配的なＲＣ時定数はかなり低く設定することができる。これは集積回路のアプリケーションにおける小さなチップ領域をもたらし、ここで低周波側カットオフ周波数ｆ１は、数十ｋＨｚの範囲で、伝達関数における大きなＤＣ電流抑圧（ＤＣ電流打消し）が要求されている。このＤＣフィードバック経路において要求される支配的ＲＣ時定数は、このフィードバック経路のＤＣ利得に依存せずＤＣ抑圧を最大化するが、これはこのフィードバックの相互コンダクタンスが線形化されていないからである。線形化回路は、一般的にフィードバック回路、たとえば縮退抵抗によって利得を低減する。

図３は、本発明で示す原理による増幅器回路の例示的なもう１つの実施形態を示す。この図に示す増幅器回路は、図１を参照して説明したものに対応しているが、２つ以上のフィルター構成が導入されてさらにこの増幅器回路のノイズ特性が改善されているところが異なっている。

詳細には、第１の追加フィルターは、第１の抵抗Ｒ１と、この第１の抵抗Ｒ１に並列に接続された第２のコンデンサＣ２とを備え、さらに入力部２１に接続されている。第２の追加フィルターは、第３のコンデンサＣ３と第５の抵抗Ｒ５とを備え、第３のトランジスタＴ３とバイパストランジスタ３との間にローパスフィルターとして接続されている。

これらの追加フィルターは共に、単独で使用することができ、あるいはこの実施形態で示すように一緒に使用することができる。しかしながら、このＲ５，Ｃ３のフィルターの実装は、伝達関数における追加のポールをもたらし、ゼロによって補償されなければならない。Ｒ１，Ｃ２のフィルターは、ゼロ補償のために、Ｒ５，Ｃ３のフィルターに対して調整されてよい。

フィルターパラメータ、たとえばカットオフ周波数ｆｃ１、ｆｃ２は、それぞれのフィルターの伝達関数を決定する。第１および第２のフィルターは、互いに調整され、これらのフィルターがフィードバックの安定性を維持するような位相シフトをもたらすように調整されている。用いられる位相シフトは、好ましくは１８０°より小さい。また、好ましい位相シフトは、１２０°〜１３５°の範囲である。これは、これらのカットオフ周波数ｆｃ１、ｆｃ２およびこれらに付随する抵抗とコンデンサＲ１，Ｒ５，Ｃ２，Ｃ３を選択することによって実現され、第２のフィルターＲ５，Ｃ３が１つのポールを有し、このポールが第１のフィルターＲ１，Ｃ２のゼロ点を用いて補償され得ることを確実にする。このようなゼロポール補償は、以下の式に撚って特徴付けられる。

ここでｆｃ２はゼロポール補償のカットオフ周波数を表す。この式が満足される場合、全体の伝達関数は、１個の個別のローパスフィルタが有するようなプロファイルとなる。これは第２のフィルターＲ５，Ｃ３のポールが、第１のフィルターＲ１，Ｃ２のゼロポイントによって補償されるという結果をもたらす。

このように、これらの第１および第２のフィルターは、これらが一緒になって、１つのローパスフィルターに対応する全伝達関数をもたらすように互いに調整される。この利点は、これがフィードバックを安定に維持する位相シフトを確実にすることである。用いられる位相シフトは、好ましくは１８０°より小さい。また、好ましい位相シフトは、１２０°〜１３５°の範囲である。

１ ： 主増幅器
１１ ： 増幅器入力部
１２ ： 増幅器入力部
１３ ： 増幅器出力部
２ ： 積分器
２１ ： 入力部
２２ ： 入力部
２３ ： レベルシフト回路
２４ ： 演算増幅器
２５ ： 積分器入力部
３，Ｔ４ ： バイパストランジスタ
３１ ： バイパストランジスタの制御側
ＡＧＮＤ ： アナロググラウンド
Ｃ１ ： コンデンサ
Ｃ２ ： コンデンサ
Ｃ３ ： コンデンサ
ｆ０ ： カットオフ周波数
ｆ１ ： カットオフ周波数
ｆ２ ： カットオフ周波数
Ｉ１ ： 第１の電流
Ｉ２ ： 第２の電流
Ｉｆｂ ： フィードバック電流
Ｎ１ ： 回路ノード
Ｎ２ ： 回路ノード
ＯＵＴ ： 出力端子
ＰＤ ： フォトダイオード
ｐｄｉｎ ： 検出器端子
Ｒ１ ： 抵抗
Ｒ２ ： 抵抗
Ｒ３ ： 抵抗
Ｒ４ ： 抵抗
Ｒ５ ： 抵抗
ＲＴ ： フィードバック抵抗
Ｔ１ ： トランジスタ
Ｔ２ ： トランジスタ
Ｔ３ ： トランジスタ
ＶＤＤ ： ハイ側電源電圧
ＶＯＵＴ ： 出力電圧
ＶＲ２ ： レベルシフト電圧
ＶＳＳ ： ロー側電源電圧

Claims (14)

1. 光電気デバイス用の増幅器回路であって、
   第１の増幅器入力部（１１）および第２の増幅器入力部（１２）と、増幅器出力部（１３）とを有する、測定電流（Ｉｐｄ）の関数として出力電圧（Ｖｏｕｔ）を提供する主増幅器（１）を備えた検出経路と、
   積分器（２）およびバイパストランジスタ（３）を備えたフィードバック経路と、
   を備え、
   前記積分器は、積分器入力部（２５）を介して前記増幅器出力部（１３）に接続されていると共に、レベルシフト電圧（ＶＲ２）を制御するための負のフィードバック経路におけるレベルシフト回路（２３）を備え、
   前記バイパストランジスタ（３）は、その制御側（３１）を介して前記レベルシフト回路（２３）に接続されて前記レベルシフト電圧（ＶＲ２）に基づいた制御電圧（ＶＭ２）を受け取り、前記レベルシフト電圧（ＶＲ２）に比例して、前記第２の増幅器入力部にフィードバック電流（Ｉｆｂ）を提供し、
   前記レベルシフト回路（２３）は、アナロググラウンド電位（ＡＧＮＤ）に接続された第２の抵抗（Ｒ２）を備え、
   前記レベルシフト電圧（ＶＲ２）は、前記第２の抵抗（Ｒ２）で電圧降下する、
   ことを特徴とする増幅器回路。
2. 前記主増幅器（１）は、前記第１の増幅器入力部（１１）を前記増幅器出力部（１３）に接続する負のフィードバック経路におけるフィードバック抵抗を有するトランスインピーダンス増幅器を備えることを特徴とする、請求項１に記載の増幅器回路。
3. 前記積分器（２）は、
   第１の入力部（２１）を備えた演算増幅器（２４）と、
   前記第１の入力部と前記レベルシフト回路とに接続されている第１のコンデンサと、 前記積分器入力部（２５）と、前記第１の入力部（２１）と、前記第１のコンデンサ（Ｃ１）とに接続された第１の抵抗（Ｒ１）と、
   を備えることを特徴とする、請求項１または２に記載の増幅器。
4. 前記レベルシフト回路（２３）は、第１のカレントミラーを備えることを特徴とする、請求項３に記載の増幅器回路。
5. 前記第１のカレントミラーは、
   第１のトランジスタ（Ｔ１）を介してロー側電源電圧（ＶＳＳ）に接続された第２の抵抗（Ｒ２）の直列接続部を備えた第１の分岐部であって、第２の抵抗（Ｒ２）および第１のトランジスタ（Ｔ１）が前記第１のコンデンサ（Ｃ１）に接続されており、前記第１の分岐部がカレントミラーの形態で第２の分岐部に接続されている、第１の分岐部と、
   ハイ側電源電圧（ＶＤＤ）とロー側電源電圧（ＶＳＳ）との間に接続された第２のトランジスタ（Ｔ２）および第３のトランジスタ（Ｔ３）の直列接続部を備えた第２の分岐部であって、前記第３のトランジスタ（Ｔ３）の制御側が前記演算増幅器（２４）に接続されている、第２の分岐部と、
   を備えることを特徴とする、請求項４に記載の増幅器回路。
6. 前記フィードバック経路は、前記第３のトランジスタ（Ｔ３）と前記バイパストランジスタ（３）とを備えた第２のカレントミラーを備えることを特徴とする、請求項５に記載の増幅器回路。
7. 前記第３のトランジスタ（Ｔ３）は、第３の抵抗（Ｒ３）を介して前記ハイ側電源電圧（ＶＤＤ）に接続されており、
   前記バイパストランジスタ（３）は、第４の抵抗（Ｒ４）を介して前記ハイ側電源電圧（ＶＤＤ）に接続されている、
   ことを特徴とする、請求項５または６に記載の増幅器回路。
8. 第１のフィルターが、前記第１の抵抗（Ｒ１）と、前記第１の抵抗（Ｒ１）に並列に接続された第２のコンデンサ（Ｃ２）とを備え、さらに入力部（２１）に接続されていることを特徴とする、請求項５乃至７のいずれか１項に記載の増幅器回路。
9. 第２のフィルターが、第３のコンデンサ（Ｃ３）と、前記第３のトランジスタ（Ｔ３）と前記バイパストランジスタ（３）との間のローパスフィルターとして接続された第３のコンデンサおよび第５の抵抗を備えることを特徴とする、請求項５乃至８に記載の増幅器回路。
10. 前記第２のフィルター（Ｒ５，Ｃ３）のポールは、前記第１のフィルター（Ｒ１，Ｃ２）のゼロポイントによって補償されることを特徴とする請求項９に記載の増幅器回路。
11. 請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の増幅器回路と、
    検出器端子（ｐｄｉｎ）を介して前記増幅器入力部（１１）に接続された光検出器（ＰＤ）、とりわけフォトダイオードと、
    を備えることを特徴とする検出器装置。
12. 光電気デバイス用の増幅器回路の駆動方法であって、
    測定電流（Ｉｐｄ）の関数として出力電圧（Ｖｏｕｔ）を提供するステップと、
    負のフィードバック経路を備えた積分器を用いて、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）を積分するステップと、
    前記積分器の出力電圧（Ｖｏｕｔ）に依存して、前記積分器（２）の負のフィードバック経路におけるレベルシフト回路（２３）を用いてレベルシフト電圧（ＶＲ２）を制御するステップと、
    前記レベルシフト電圧（ＶＲ２）に依存する制御電圧（ＶＭ２）を用いて、バイパストランジスタ（３）を制御するステップと、
    前記レベルシフト電圧（ＶＲ２）に比例するフィードバック電流（Ｉｆｂ）によって前記測定電流（Ｉｐｄ）の補償を行うステップと、
    を備え、
    前記レベルシフト回路（２３）は、アナロググラウンド電位（ＡＧＮＤ）に接続された第２の抵抗（Ｒ２）を備え、前記レベルシフト電圧（ＶＲ２）は、前記第２の抵抗（Ｒ２）で電圧降下する、
    ことを特徴とする方法。
13. 前記補償は、前記測定電流（Ｉｐｄ）からのフィードバック電流（Ｉｆｂ）の減算を含むことを特徴とする、請求項１２に記載の方法。
14. 前記制御電圧は、前記レベルシフト回路（２３）および前記バイパストランジスタ（３）によって規定される第１および第２のミラー比を用いて、それぞれ調整されることを特徴とする、請求項１２または１３に記載の方法。

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