JP5808644B2 - 受信装置および通信システム - Google Patents

Description

この発明は、送信装置、受信装置および通信システムに関し、特にミリ波帯の無線通信に使用される送信装置、受信装置および通信システムに関する。

近年、情報通信の大容量化に伴い、様々なブロードバンドの無線通信システムが提案されてきている。その中で、放送や通信の分野では、特に準ミリ波からミリ波帯の無線通信が注目されている。ミリ波はビームを鋭く絞ることができるので、軌道上に並んだ衛星間や地上の通信装置間での混信を防ぐことができる。さらには、特定の見通しエリアに対して、反射や混信の影響を小さくして確実に電波を送ることができる。なお、ミリ波の周波数帯域は、概ね３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ（波長１ｃｍ〜１ｍｍ）とされ、準ミリ波の周波数帯域は、概ね３ＧＨｚ〜３０ＧＨｚ（波長１０ｃｍ〜１ｃｍ）とされており、いずれもマイクロ波帯に含まれる。

以下、準ミリ波からミリ波帯の無線通信システムの一例として、特開２００３−２５８６５５号公報（特許文献１）に開示された無線送信機および無線受信機の構成について説明する。

図２１は、従来の送信装置１０００および受信装置１５００の構成を示すブロック図である。図２１（Ａ）は、特開２００３−２５８６５５号公報（特許文献１）の図４に相当する送信装置１０００の構成を示す図であり、図２１（Ｂ）は、同文献の図８に相当する受信装置１５００の構成を示す図であり、図２１（Ｃ）は、同文献の図３に相当する無線信号２０００の周波数配置を示す図である。

図２１（Ａ）を参照して、送信装置１０００は、入力部１１００、第１のアップコンバート部１２００、第２のアップコンバート部１３００、および送信アンテナ１４００により構成されている。

第１のアップコンバート部１２００は、入力される変調波信号を中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）に周波数変換する部分であり、周波数ミキサ１２０１、フィルタ１２０２、電力合成器１２０３、増幅器１２０４、電力分配器１２０５、基準信号源１２０６、および減衰器１２０７を備えている。

第１のアップコンバート部１２００には、第１のＩＦ信号ＩＦ１が入力される。この信号ＩＦ１は、例えば、直交マルチキャリア変調方式（ＯＦＤＭ変調方式）等で変調された変調波信号である。

周波数ミキサ１２０１は、入力された信号ＩＦ１と、基準信号源１２０６から出力された第１の局部発振（ＬＯ：Locally Oscillated）信号（ｆＬＯ１）とを乗積する。周波数ミキサ１２０１の直後に設けられたフィルタ１２０２は、周波数ミキサ１２０１の出力信号のうち上側波帯の信号（ｆＲＦ１）を通過選択させる。

電力分配器１２０５は、基準信号源１２０６が出力した信号（ｆＬＯ１）の一部を分配している。減衰器１２０７は、分配された一部の信号のレベルを調整する。

減衰器１２０７から出力された信号（ｆＬＯ１）は、電力合成器１２０３で、信号（ｆＲＦ１）と合流する。これにより、送信機への入力変調波信号から中間周波数信号に変換された信号（ｆＲＦ１）と基準信号となる信号（ｆＬＯ１）とが重畳された中間周波数多重信号が生成される。この中間周波数多重信号が、増幅器１２０４により増幅され、増幅された中間周波数多重信号が、第２のＩＦ信号ＩＦ２（ｆＬＯ１、ｆＲＦ１）として、第２のアップコンバート部１３００に出力される。

第２のアップコンバート部１３００は、入力された信号ＩＦ２をミリ波帯に周波数変換する部分であり、周波数ミキサ１３０１、フィルタ１３０２、増幅器１３０３、および局部発振器１３０４を備えている。

第２のアップコンバート部１３００に、第１のアップコンバート部１２００から出力された信号ＩＦ２が入力されると、周波数ミキサ１３０１は、信号（ｆＲＦ１）および信号（ｆＬＯ１）を含む中間周波数多重波信号と、局部発振器１３０４から出力された第２のＬＯ信号（ｆＬＯ２）とを乗積し、ミリ波帯へのアップコンバートを行なう。

次いで、周波数ミキサ１３０１の直後に設けられたフィルタ１３０２が、アップコンバートされた無線多重信号に対して、所望の周波数のみの無線多重信号を通過させる。これにより、図２１（Ｃ）に示すように、無線変調信号成分（ｆＲＦ１＋ｆＬＯ２）と、無線基準信号成分（ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２）とを含む無線多重波信号が生成される。この無線多重波信号が、増幅器１３０３により増幅され、増幅された無線多重波信号２０００が送信アンテナ１４００から放射される。

次に、図２１（Ｂ）を参照して、図２１（Ａ）の送信装置１０００から送信された無線多重波信号２０００を受信する受信装置１５００について説明する。受信装置１５００は、受信アンテナ１６００、第１のダウンコンバート部１７００、および第２のダウンコンバート部１８００により構成されている。

受信アンテナ１６００は、送信装置１０００の送信アンテナ１４００から送られてきた、基準信号成分（ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２）および無線変調信号成分（ｆＲＦ１＋ｆＬＯ２）から成る無線多重波信号２０００を受信する。

第１のダウンコンバート部１７００は、入力される無線多重波信号を中間周波数信号に周波数変換する部分であり、フィルタ１７０１、増幅器１７０２、周波数ミキサ１７０３、増幅器１７０４、および局部発振器１７０５を備えている。

フィルタ１７０１は必要な信号を通過させる。フィルタ１７０１を通過した信号は増幅器１７０２によって増幅される。次いで、周波数ミキサ１７０３は、局部発振器１７０５からの信号（ｆＬＯ２）で、第１の周波数変換を行なう。すなわち、基準信号成分（ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２）と無線変調信号成分（ｆＲＦ１＋ｆＬＯ２）とは、中間周波数多重波信号である第２のＩＦ信号ＩＦ２（すなわちｆＬＯ１、ｆＲＦ１）にダウンコンバートされる。この第２のＩＦ信号ＩＦ２が、増幅器１７０４により増幅され、増幅された信号ＩＦ２が第２のダウンコンバート部１８００に出力される。

第２のダウンコンバート部１８００は、入力される第２のＩＦ信号ＩＦ２を第１のＩＦ信号ＩＦ１に周波数変換する部分であり、分配器１８０１、フィルタ１８０２、フィルタ１８０３、周波数ミキサ１８０４、増幅器１８０５、および出力部１８０６を備えている。

第２のダウンコンバート部１８００に、第２のＩＦ信号ＩＦ２が入力されると、該信号は分配器１８０１で分配される。分配された一方の信号は、信号（ｆＲＦ１）のみが通過できるフィルタ１８０２を介して、周波数ミキサ１８０４に入力される。他方の信号は、信号（ｆＬＯ１）のみを抽出するフィルタ１８０３を通過し、増幅器１８０５によって増幅された後、周波数ミキサ１８０４に入力される。

周波数ミキサ１８０４は、信号（ｆＲＦ１）と信号（ｆＬＯ１）とを乗積する。これにより、信号（ｆＲＦ１）がダウンコンバートされ、第１のＩＦ信号ＩＦ１に復調される。

特開２００３−２５８６５５号公報

しかしながら、上記従来の送信装置１０００および受信装置１５００は、以下のような問題点を有している。

第１の問題点として、送信装置１０００から漏洩した局部発振信号が、受信装置１５００でダウンコンバートされた信号と混信してしまうという点が挙げられる。この問題は近距離通信の場合に顕著であり、具体的には次のような理由による。

従来装置では、送信装置１０００の局部発振周波数ｆＬＯ２と受信装置１５００の局部発振周波数ｆＬＯ２が同一の周波数であるために、第１のダウンコンバート部１７００の出力信号の周波数ＩＦ２（ｆＬＯ１，ｆＲＦ１）が、送信装置１０００の第１のアップコンバート部１２００における局部発振周波数ｆＬＯ１と同一の周波数になってしまう。このため、送信装置からの漏れ信号ｆＬＯ１，ｆＬＯ２が、スプリアス信号として放射された場合に、受信機側の局部発振信号ｆＬＯ２によってダウンコンバートされた信号ｆＬＯ１と混信が生じてしまう。スプリアス信号によるｆＬＯ２，ｆＬＯ１は、受信機側のｆＬＯ２によってダウンコンバートされた信号ｆＬＯ１とは、位相が異なる妨害波であるからである。この結果、第２のダウンコンバート部１８００で、入力信号（ｆＩＦ１）の復調・再生が困難となってしまう。

第２の問題点として、送信装置１０００および受信装置１５００に設けられた局部発振器１３０４，１７０５は、準ミリ波帯からミリ波帯の信号を発振するために周波数や出力が不安定であるという点が挙げられる。準ミリ波帯からミリ波帯の局部発振器では、発振周波数が高いため共振器のＱ値が小さくなり、温度に対する周波数安定性及び発振出力の安定性が悪くなる。特に、受信装置１５００において信号ｆＬＯ１のみを通過させるフィルタ１８０３は狭帯域特性の急峻性が要求されるが、局部発振周波数ｆＬＯ２でダウンコンバートされて生成された信号ｆＬＯ１の周波数は、不安定であるためにフィルタ１８０３の帯域からずれてしまい、第２のダウンコンバートが困難になってしまう。ミリ波帯の局部発振器は、上記Ｑ値の課題のみならず、マイクロ波トランジスタの小さい利得の領域で正帰還かけて発振していることもあり、温度依存性が大きく、高温時に送信出力および受信出力が低下してしまう、または、発振停止し、出力が出てこないという問題もある。

第３の問題点として、送信装置１０００に設けられた基準信号源１２０６および局部発振器１３０４の発振周波数、ならびに受信装置１５００に設けられた局部発振器１７０５の発振周波数の全てを所定の周波数に調整する必要があるので、それらの調整が困難であるという点が挙げられる。

具体的に説明すると、送信装置１０００では、基準信号源１２０６の発振周波数ｆＬＯ１と、局部発振器１３０４の発振周波数ｆＬＯ２の２つの周波数によって、無線周波数が決定される。このため、送信装置１０００の生産時においては、２つの周波数ｆＬＯ１およびｆＬＯ２を調整する必要があり、これらの周波数を、所定の決められた無線周波数に調整することは、時間かかるうえに精度よく決定することは困難である。

受信装置１５００では、局部発振器１７０５の発振周波数ｆＬＯ２は、２０ＧＨｚ以上の準ミリ波〜ミリ波周波数であり、所定の周波数内に調整することは難しい。特に、上記の従来の送信装置１０００および受信装置１５００の場合には、送信側の局部発振周波数ｆＬＯ２と受信側の発振周波数ｆＬＯ２をほぼ等しくする必要がある。このため、生産時の局部発振器１３０４および局部発振器１７０５の発振周波数ｆＬＯ２の調整は、極めて困難で、調整に多大時間を要してしまう。

仮にこれらの局部発振器１３０４および１７０５をＰＬＬ方式の発振器で構成したとしても、局部発振源である電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）の発振周波数が高いために、周波数安定性や感度特性の再現性が悪くなる。この結果、周囲温度の影響や回路定数のばらつきなどのために位相同期が掛からなかったり、外れたりする問題や、それに伴って、生産時の歩留まり低下という問題が生じる。

本発明は、上記の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、生産時における周波数の調整が容易であり、周波数安定性および出力安定性の高い送信装置、受信装置および通信システムを提供することである。

この発明は一局面において送信装置であって、第１の局部発振器と、第１の周波数逓倍部と、第１のアップコンバート部と、合成器と、第２のアップコンバート部とを備える。第１の局部発振器は、第１の局部発振信号を生成する。第１の周波数逓倍部は、第１の局部発振信号の周波数をＭ逓倍した第１の逓倍信号を生成する。第１のアップコンバート部は、第１の局部発振信号を用いて入力信号をアップコンバートすることによって第１の中間周波数帯信号を生成する。合成器は、第１の中間周波数帯信号と第１の局部発振信号とを合成した第１の合成信号を生成する。第２のアップコンバート部は、第１の逓倍信号を用いて第１の合成信号をアップコンバートすることによってミリ波帯の送信信号を生成する。

好ましくは、上記の送信装置は、第１のバッファアンプと第１の整合回路とをさらに備える。第１のバッファアンプは、第１の局部発振信号の周波数において所定の出力インピーダンスを有する。第１の整合回路は、第１の局部発振信号の周波数において第１の周波数逓倍部の入力側のインピーダンスを第１のバッファアンプの所定の出力インピーダンスに整合させる。第１の局部発振信号は、第１のバッファアンプによって増幅された後、第１の整合回路を介して第１の周波数逓倍部に入力される。

好ましくは、第１のアップコンバート部は、第１の局部発振信号と入力信号とを乗積する第１の周波数ミキサと、第１の周波数ミキサの出力信号の側波帯を第１の中間周波数帯信号として出力する第１のバンドパスフィルタとを含む。第２のアップコンバート部は、第１の逓倍信号と第１の合成信号とを乗積する第２の周波数ミキサと、第２の周波数ミキサの出力信号の側波帯を送信信号として出力する第２のバンドパスフィルタとを含む。

この発明は他の局面において、送信装置から送信されたミリ波帯の送信信号を受信する受信装置である。送信装置は、第１の局部発振信号を用いて入力信号をアップコンバートした第１の中間周波数帯信号を生成し、生成した第１の中間周波数帯信号と第１の局部発振信号とを合成した第１の合成信号を、第１の局部発振信号の周波数をＭ逓倍した第１の逓倍信号を用いてさらにアップコンバートすることによって送信信号を生成する。受信装置は、第２の局部発振器と、第２の周波数逓倍部と、第１のダウンコンバート部と、信号抽出部と、第２のダウンコンバート部とを備える。第２の局部発振器は、第２の局部発振信号を生成する。第２の周波数逓倍部は、第２の局部発振信号の周波数をＮ逓倍した第２の逓倍信号を生成する。第１のダウンコンバート部は、第２の逓倍信号を用いて送信信号をダウンコンバートすることによって、第２の合成信号を生成する。信号抽出部は、第２の合成信号から第３の局部発振信号と第２の中間周波数帯信号を抽出する。ここで、第３の局部発振信号は、第１の逓倍信号の周波数と第２の逓倍信号の周波数との差に応じた特定の周波数を第１の局部発振信号の周波数に加算した周波数を有する信号である。第２の中間周波数帯信号は、特定の周波数を送信装置の入力信号の周波数帯域に加算した周波数帯域を有する信号である。第２のダウンコンバート部は、信号抽出部によって抽出された第３の局部発振信号を用いて信号抽出部によって抽出された第２の中間周波数帯信号をダウンコンバートすることによって、送信装置の入力信号を復調する。

好ましくは、上記の受信装置は、第２のバッファアンプと第２の整合回路とをさらに備える。第２のバッファアンプは、第２の局部発振信号の周波数において所定の出力インピーダンスを有する。第２の整合回路は、第２の局部発振信号の周波数において第２の周波数逓倍部の入力側のインピーダンスを第２のバッファアンプの所定の出力インピーダンスに整合させる。第２の局部発振信号は、第２のバッファアンプによって増幅された後、第２の整合回路を介して第２の周波数逓倍部に入力される。

好ましくは、上記の第１のダウンコンバート部は、第２の逓倍信号と送信信号とを乗積する第３の周波数ミキサを含む。上記の信号抽出部は、分配器と、第３のバンドパスフィルタと、第１の増幅器と、第４のバンドパスフィルタと、第２の増幅器とを含む。ここで、分配器は、第２の合成信号を複数の経路に分配する。第３のバンドパスフィルタは、分配器によって分配された第２の合成信号の一部から第３の局部発振信号を抽出する。第１の増幅器は、第３のバンドパスフィルタによって抽出された第３の局部発振信号を増幅する。第４のバンドパスフィルタは、分配器によって分配された第２の合成信号の他の一部から第２の中間周波数帯信号を抽出する。第２の増幅器は、第４のバンドパスフィルタによって抽出された第２の中間周波数帯信号を増幅する。上記の第２のダウンコンバート部は、第１の増幅器による増幅後の第３の局部発振信号と第２の増幅器による増幅後の第２の中間周波数帯信号とを乗積する第４の周波数ミキサを含む。

好ましくは、第１の局部発振信号の周波数は、第２の局部発振信号の周波数と異なる。さらに、第１の逓倍信号の倍率Ｍは、第２の逓倍信号の倍率Ｎと異なる。第１の局部発振信号の周波数と同じ周波数を有する信号は、第３のバンドパスフィルタを通過しない。

この発明はさらに他の局面において、送信装置と受信装置とを備えた通信システムである。

ここで、送信装置は、第１の局部発振器と、第１の周波数逓倍部と、第１のアップコンバート部と、合成器と、第２のアップコンバート部とを含む。第１の局部発振器は、第１の局部発振信号を生成する。第１の周波数逓倍部は、第１の局部発振信号の周波数をＭ逓倍した第１の逓倍信号を生成する。第１のアップコンバート部は、第１の局部発振信号を用いて入力信号をアップコンバートすることによって第１の中間周波数帯信号を生成する。合成器は、第１の中間周波数帯信号と第１の局部発振信号とを合成した第１の合成信号を生成する。第２のアップコンバート部は、第１の逓倍信号を用いて第１の合成信号をアップコンバートすることによってミリ波帯の送信信号を生成する。

受信装置は、第２の局部発振器と、第２の周波数逓倍部と、第１のダウンコンバート部と、信号抽出部と、第２のダウンコンバート部とを含む。第２の局部発振器は、第２の局部発振信号を生成する。第２の周波数逓倍部は、第２の局部発振信号の周波数をＮ逓倍した第２の逓倍信号を生成する。第１のダウンコンバート部は、第２の逓倍信号を用いて送信信号をダウンコンバートすることによって、第２の合成信号を生成する。信号抽出部は、第２の合成信号から第３の局部発振信号と第２の中間周波数帯信号を抽出する。ここで、第３の局部発振信号は、第１の逓倍信号の周波数と第２の逓倍信号の周波数との差に応じた特定の周波数を第１の局部発振信号の周波数に加算した周波数を有する信号である。第２の中間周波数帯信号は、特定の周波数を送信装置の入力信号の周波数帯域に加算した周波数帯域を有する信号である。第２のダウンコンバート部は、信号抽出部によって抽出された第３の局部発振信号を用いて信号抽出部によって抽出された第２の中間周波数帯信号をダウンコンバートすることによって、送信装置に入力された入力信号を復調する。

好ましくは、第１および第２の局部発振器は、誘電体共振器を用いたマイクロ波発振器によって構成される。

好ましくは、送信装置に入力される入力信号は、多チャネルの信号が多重化されている信号である。

この発明によれば、送信装置におけるミリ波帯へのアップコンバートは、第１の局部発振信号をＭ逓倍した第１の逓倍信号を用いて行なわれ、受信装置におけるミリ波帯からのダウンコンバートは、第２の局部発振信号をＮ逓倍した第２の逓倍信号を用いて行なわれる。したがって、生産時における周波数の調整が容易になり、周波数安定性および出力安定性の高い送信装置、受信装置および通信システムを提供することができる。さらには、第１の逓倍信号の周波数と第２の逓倍信号の周波数を異ならせることによって、送信装置から漏洩した第１の局部発振信号と受信装置内で生成された信号とが混信する虞をなくすことができる。

この発明の実施の一形態による無線通信システム１の構成例を示す図である。 図１の送信装置１００の構成を示すブロック図である。 図２のＢＢ回路１１０に入力される入力信号Ｓ１０のスペクトラムを示す図である。 図２のＩＦ帯回路１２０から出力される合成信号Ｓ２０のスペクトラムを示す図である。 図２のミリ波ＩＣモジュール１５０から出力される送信信号Ｓ３０のスペクトラムを示す図である。 Ｍ逓倍器１５１の構成の一例を示す図である。 図１の受信装置２００の構成を示すブロック図である。 図７のミリ波ＩＣモジュール２１０から出力される合成信号Ｓ４０のスペクトラムを示す図である。 バンドパスフィルタ２３３によって抽出されたＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３の周波数スペクトラムを示す図である。 バンドパスフィルタ２３４で抽出されたＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３と第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１との合成信号のスペクトラムを示す図である。 バンドパスフィルタ２３５で抽出された第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２のスペクトラムを示す図である。 図７のベースバンド回路２５０で生成された映像信号Ｓ５０のスペクトラムを示す図である。 整合器２０５が無い場合における常温（２５℃）での受信装置２００の出力特性を示す図である。 整合器２０５が無い場合における高温（８５℃）での受信装置２００の出力特性を示す図である。 整合器２０５として０．１ｐＦのチップ部品を設けた場合における常温（２５℃）での受信装置２００の出力特性を示す図である。 整合器２０５として０．１ｐＦのチップ部品を設けた場合における高温（８５℃）での受信装置２００の出力特性を示す図である。 図２の整合器１２３が無い場合において、常温（２５℃）での送信出力（ｄＢｍ）と高温（８０℃）での送信出力とを比較して示す図である。 図２の整合器１２３を設けた場合において、常温（２５℃）での送信出力（ｄＢｍ）と高温（８０℃）での送信出力とを比較して示す図である。 送信装置１００で用いられている５ＧＨｚ帯ＤＲＯの発振周波数の温度依存性を示す図である。 受信装置２００で用いられている９ＧＨｚ帯ＤＲＯの発振周波数の温度依存性を示す図である。 従来の送信装置１０００および受信装置１５００の構成を示すブロック図である。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。

［ミリ波帯の無線通信システムの構成］
図１は、この発明の実施の一形態による無線通信システム１の構成例を示す図である。図１の無線通信システム１は、ビル・マンションなどの屋上に設けられた共同受信アンテナで受信した放送波を、各住宅内に設けられたビデオ録画機５１、テレビ受像機（TV set）５２、およびパーソナルコンピュータ（ＰＣ：Personal Computer）５３などに配信するためのシステムである。図１の例では、共同受信アンテナとして、ビル・マンションなどの屋上に地上デジタル放送用アンテナ１４、ＢＳ（Broadcasting Satellite）デジタル放送用のパラボラアンテナ２１、およびＣＳ（Communication Satellite）デジタル放送用のパラボラアンテナ３１が設けられている。各アンテナ１４，２１，３１で受信される放送波は、多チャンネルの信号が周波数多重化された多重化変調信号である。

無線通信システム１は、送信装置１００と受信装置２００とを含む。送信装置１００はビル・マンションなどの屋上に設けられている。アンテナ１４，２１，３１から出力された多重化変調信号はそれぞれ増幅器１２，２２，３２によって適当なレベルまでレベル調整された後、合成器４０によって合成される。合成された信号は、さらに、送信装置１００の駆動に必要な直流電圧（たとえば１５Ｖ）が重畳された状態で、送信装置１００の入力端子１０１に入力信号Ｓ１０として入力される。

送信装置１００は、入力信号Ｓ１０をミリ波帯（たとえば、６０ＧＨｚ帯）にアップコンバートした送信信号Ｓ３０を生成し、生成した送信信号Ｓ３０を内蔵のアンテナ１０２によって受信装置２００に向けて送信する。

受信装置２００は、各階のベランダなど、送信装置１００から見通せる位置に設置される。受信装置２００は、送信装置１００から送信されたミリ波帯の送信信号Ｓ３０を、内蔵のアンテナ２０２を介して受信し、受信した送信信号Ｓ３０をダウンコンバートすることによって元の入力信号Ｓ５０を復調する。復調された入力信号Ｓ５０は、出力端子Ｓ２０１から同軸ケーブルを介して分配器５０に出力され、分配器５０によって複数に分配された後、ビデオ録画機５１、テレビ受像機５２およびパーソナルコンピュータ５３などにそれぞれ伝送される。

［送信装置１００の構成］
図２は、図１の送信装置１００の構成を示すブロック図である。図２を参照して、送信装置１００は、ベースバンド（ＢＢ：Baseband）回路１１０と、中間周波数（ＩＦ）帯回路１２０と、ミリ波ＩＣ（Integrated Circuit）モジュール１５０と、出力ポートＰｏｕｔに接続されたアンテナ１０２とを含む。

図３は、図２のＢＢ回路１１０に入力される入力信号Ｓ１０のスペクトラムを示す図である。図３を参照して、入力信号Ｓ１０は、図１のアンテナ１１で受信した第１の映像信号（地上デジタル放送波）Ｓ１１と、図１のパラボラアンテナ２１，３１で受信した第２の映像信号（ＢＳ，ＣＳデジタル放送波）Ｓ１２とを含む。地上デジタル放送波の周波数帯ｆｂｂ１は、たとえば、４５０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚであり、ＢＳ，ＣＳデジタル放送波の周波数帯ｆｂｂ２は、たとえば、１０００ＭＨｚ〜２１００ＭＨｚである。以下、この明細書では、入力信号Ｓ１０を映像信号Ｓ１０とも称する。映像信号Ｓ１０の周波数帯ｆｂｂ（ｆｂｂ１，ｆｂｂ２を含む）をベースバンドとも称する。

再び図２を参照して、ＢＢ回路１１０は、インピーダンス変換器１１１と、増幅器１１２と、電力リミタ１１３とを含む。インピーダンス変換器１１１は、７５Ωから５０Ωにインピーダンス変換するために設けられる。増幅器１１２は、インピーダンス変換器１１１を介して入力された映像信号Ｓ１０を、適当なレベルまで増幅する。電力リミタ１１３は、増幅器１１２によって増幅された映像信号Ｓ１０を適当なレベルで電力制限する。電力リミタ１１３によって電力制限された映像信号Ｓ１０は、ＩＦ帯回路１２０に入力される。

ＩＦ帯回路１２０は、映像信号Ｓ１０をベースバンドの周波数から５ＧＨｚ帯の中間周波数帯に変換する。ＩＦ帯回路１２０は、局部発振器１２１と、信号分配部１３０と、第１のアップコンバート部１４０と、減衰器１２４と、合成器１２５と、バッファアンプ１２２と、整合器１２３とを含む。

局部発振器１２１は、一例として、誘電体共振型発振器（ＤＲＯ：Dielectric Resonator Oscillator）によって構成される。図２の場合、局部発振器１２１は、発振周波数ｆｔｌｏ＝５．５７３ＧＨｚの局部発振信号Ｓ２３を生成する。局部発振信号Ｓ２３をＩＦ帯基準信号Ｓ２３（周波数ｆｔＩＦｓｔｄ＝ｆｔｌｏ＝５．５７３ＧＨｚ）とも称する。

信号分配部１３０は、バッファアンプ１３１，１３２，１３３と、２分配器１３４，１３５とを含み、局部発振器１２１から出力された局部発振信号Ｓ２３を３分配する。３分配された第１の局部発振信号は第１のアップコンバート部１４０に入力され、第２の局部発振信号は減衰器１２４を介して合成器１２５に入力され、第３の局部発振信号はバッファアンプ１２２および整合器１２３を介してミリ波ＩＣモジュール１５０のＭ逓倍器１５１に入力される。

より詳細に説明すると、まず、局部発振器１２１から出力された局部発振信号Ｓ２３は２分配器１３４によって２分配される。２分配器１３４で分配された一方の信号は、バッファアンプ１３１によって増幅された後、２分配器１３５によってさらに分配される。そして、２分配器１３５によって分配された一方の信号はバッファアンプ１３３によって増幅された後、第１のアップコンバート部１４０に入力され、他方の信号は、減衰器１２４を介して合成器１２５に入力される。一方、２分配器１３４で分配された他方の信号は、バッファアンプ１２２および整合器１２３を介してミリ波ＩＣモジュール１５０のＭ逓倍器１５１に入力される。

第１のアップコンバート部１４０は、周波数ミキサ１４１と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）１４２と、増幅器１４３，１４５と、減衰器１４４とを含む。周波数ミキサ１４１は、ＢＢ回路１１０から入力された映像信号Ｓ１０と、信号分配部１３０を介して入力された局部発振信号Ｓ２３とを乗積する。バンドパスフィルタ１４２は、周波数ミキサ１４１の出力信号から下側波帯（ＬＳＢ：Lower Side Band）を抽出することによって中間周波数帯信号（Ｓ２１＋Ｓ２２）を生成する。抽出されたＩＦ帯映像信号（Ｓ２１＋Ｓ２２）は、増幅器１４３、減衰器１４４および増幅器１４５を順に通過することによってレベル調整された後、合成器１２５において、減衰器１２４を通過した局部発振信号Ｓ２３と合流する。これによって、ＩＦ帯映像信号（Ｓ２１＋Ｓ２２）と局部発振信号Ｓ２３とが合成された合成信号Ｓ２０が生成される。この合成信号Ｓ２０は、ミリ波ＩＣモジュール１５０に入力される。

図４は、図２のＩＦ帯回路１２０から出力される合成信号Ｓ２０のスペクトラムを示す図である。図４を参照して、合成信号Ｓ２０は、第１のＩＦ帯映像信号Ｓ２１と、第２のＩＦ帯映像信号Ｓ２２と、ＩＦ帯基準信号Ｓ２３とを含む。

第１のＩＦ帯映像信号Ｓ２１は、図３の第１の映像信号Ｓ１１（ｆｂｂ１＝４５０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）が周波数ミキサ１４１においてＩＦ帯基準信号（ｆｔＩＦｓｔｄ＝５．５７３ＧＨｚ）と乗積された後、バンドパスフィルタ１４２によって下側波帯が抽出された信号である。したがって、その周波数帯域ｆｔＩＦｂｂ１は４８０３ＭＨｚ〜５１２３ＭＨｚになる。

第２のＩＦ帯映像信号Ｓ２２は、図３の第２の映像信号Ｓ１２（ｆｂｂ２＝１０００ＭＨｚ〜２１００ＭＨｚ）が周波数ミキサ１４１においてＩＦ帯基準信号（ｆｔＩＦｓｔｄ＝５．５７３ＧＨｚ）と乗積された後、バンドパスフィルタ１４２によって下側波帯が抽出されたものである。したがって、その周波数帯域ｆｔＩＦｂｂ２は３４７３ＭＨｚ〜４５７３ＭＨｚになる。

結果として、第１のＩＦ帯映像信号Ｓ２１と第２のＩＦ帯映像信号Ｓ２２とを合わせたＩＦ帯映像信号（Ｓ２１＋Ｓ２２）の周波数帯域ｆｔＩＦｂｂは、３４７３ＭＨｚ〜５１２３ＭＨｚになり、合成信号Ｓ２０の周波数帯域は３４７３ＭＨｚ〜５５７３ＭＨｚになる。

再び図２を参照して、ミリ波ＩＣモジュール１５０は、ＩＦ帯回路１２０から出力された合成信号Ｓ２０を、ミリ波帯（たとえば、６０ＧＨｚ帯）にアップコンバートする。ミリ波ＩＣモジュール１５０は、Ｍ逓倍器１５１と、バッファアンプ１５２と、第２のアップコンバート部１６０とを含む。

Ｍ逓倍器１５１には、局部発振器１２１で生成され、信号分配部１３０で分配された局部発振信号Ｓ２３が、バッファアンプ１２２および整合器１２３を介して入力される。Ｍ逓倍器１５１は、入力された局部発振信号Ｓ２３の周波数をＭ倍した逓倍信号Ｓ９１を生成する。この実施の形態の場合、逓倍器１５１の倍率Ｍは５であるとする。したがって、逓倍信号Ｓ９１の周波数は２７．８６５ＧＨｚである。逓倍信号Ｓ９１はバッファアンプ１５２でレベル調整された後、第２のアップコンバート部１６０に入力される。

第２のアップコンバート部１６０は、周波数ミキサ１６１と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１６２と、増幅器１６３とを含む。周波数ミキサ１６１には、ＩＦ帯回路１２０の合成器１２５からの合成信号Ｓ２０と、バッファアンプ１５２からの逓倍信号Ｓ９１とが入力される。なお、周波数ミキサ１６１およびバンドパスフィルタ１６２に代えて、両者の機能を併せ持つイメージリジェクションミキサを用いてもよい。

本実施の形態の場合、周波数ミキサ１６１は、２次高調波型ミキサ（たとえば、アンチパラレルダイオードペアを用いた偶高調波ミキサ）である。したがって、周波数ミキサ１６１の内部で、逓倍信号Ｓ９１の周波数が２倍されることによって５５．７３ＧＨｚの信号が生成され、この５５．７３ＧＨｚの信号によって、合成信号Ｓ２０がアップコンバートされる。バンドパスフィルタ１６２は、周波数ミキサ１４１の出力信号から上側波帯（ＵＳＢ：Upper Side Band）を抽出することによって送信信号Ｓ３０を生成する。抽出された送信信号Ｓ３０は、増幅器１６３によってレベル調整された後、アンテナ１０２から出力される。

図５は、図２のミリ波ＩＣモジュール１５０から出力される送信信号Ｓ３０のスペクトラムを示す図である。図５を参照して、送信信号Ｓ３０は、第１のＲＦ帯映像信号Ｓ３１と、第２のＲＦ帯映像信号Ｓ３２と、ＲＦ帯基準信号Ｓ３３とを含む。

第１のＲＦ帯映像信号Ｓ３１は、図４の第１のＩＦ帯映像信号Ｓ２１（ｆｔＩＦｂｂ１＝４８０３ＭＨｚ〜５１２３ＭＨｚ）がＩＦ帯基準信号Ｓ２３の１０倍の周波数（１０×ｆｔＩＦｓｔｄ＝５５．７３ＧＨｚ）の信号によってアップコンバートされた後、バンドパスフィルタ１６２によって上側波帯が抽出された信号である。したがって、その周波数帯域ｆＲＦｂｂ１は、６０．５３ＧＨｚ〜６０．８５ＧＨｚになる。

第２のＲＦ帯映像信号Ｓ３２は、図４の第２のＩＦ帯映像信号Ｓ２２（ｆｔＩＦｂｂ２＝３４７３ＭＨｚ〜４５７３ＭＨｚ）がＩＦ帯基準信号Ｓ２３の１０倍の周波数（１０×ｆｔＩＦｓｔｄ＝５５．７３ＧＨｚ）の信号によってアップコンバートされた後、バンドパスフィルタ１６２によって上側波帯が抽出された信号である。したがって、その周波数帯域ｆＲＦｂｂ２は、５９．２０ＧＨｚ〜６０．３０ＧＨｚになる。

ＲＦ帯基準信号Ｓ３３は、図４のＩＦ帯基準信号Ｓ２３（ＦｔＩＦｓｔｄ＝５．５７３ＧＨｚ）がＩＦ帯基準信号Ｓ２３の１０倍の周波数（１０×ｆｔＩＦｓｔｄ＝５５．７３ＧＨｚ）の信号によってアップコンバートされた後、バンドパスフィルタ１６２によって上側波帯が抽出された信号である。したがって、その周波数ｆＲＦｓｔｄは、６１．３０ＧＨｚになる。

結果として、第１のＲＦ帯映像信号Ｓ３１と第２のＲＦ帯映像信号Ｓ３２とを合わせたＲＦ帯映像信号（Ｓ３１＋Ｓ３２）の周波数帯域ｆｔＲＦｂｂは、５９．２０ＧＨｚ〜６０．８５ＧＨｚになり、送信信号Ｓ３０の周波数帯域ｆＲＦは５９．２０ＧＨｚ〜６１．３０ＧＨｚになる。

［Ｍ逓倍器１５１の構成］
図６は、Ｍ逓倍器１５１の構成の一例を示す図である。以下、図６を参照して、Ｍ逓倍器１５１の構成例について説明するとともに、Ｍ逓倍器の入力側に設けられた整合器１２３の効果について説明する。

Ｍ逓倍器１５１は、入力端子３３７と、出力端子３４７と、入力整合回路３３１と、トランジスタ３３２と、伝送線路３４０と、反射型基本波信号帯抑圧回路３４１と、出力整合回路３４２と、コンデンサ３３６，３４６とを含む。上記の入力整合回路３３１は、入力信号に対して整合をとるために設けられ、伝送線路３３４とスタブ３３５とコンデンサ３３８とを含む。出力整合回路３４２は、出力信号（逓倍信号）に対して整合をとるために設けられ、伝送線路３４４とスタブ３４５とコンデンサ３４８とを含む。

Ｍ逓倍器１５１の中核となるトランジスタ３３２は、たとえば、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：High Electron Mobility Transistor）などのマイクロ波用のトランジスタによって構成される。トランジスタ３３２は、ソース（Ｓ）接地で使用され、このトランジスタ３３２を大信号で駆動することによって非線形動作させ、これによって生じた高調波信号が抽出される。したがって、図６に示すように、バッファアンプ１２２によって増幅された大振幅の局部発振信号Ｓ２３がＭ逓倍器１５１に入力される。

トランジスタ３３２のゲートＧは、入力整合回路３３１に接続される。入力整合回路３３１を構成する伝送線路３３４の一端がトランジスタ３３２のゲートＧに接続され、他端がコンデンサ３３６を介して入力端子３３７と接続される。上記の伝送線路３３４の他端にはさらにスタブ３３５の一端が接続される。スタブ３３５の他端は、コンデンサ３３８を介して接地されるとともに、ゲートバイアスを供給する電圧端子３３９となっている。

トランジスタ３３２のドレインＤは、定在波を発生する伝送線路３４０の一端に接続されている。定在波を発生させることによって、ドレインＤにかかる高調波電圧を高くし、トランジスタ３３２の入出力特性の非線形性をより大きくする。この伝送線路３４０の他端には、反射型基本波信号帯抑圧回路３４１および出力整合回路３４２が接続される。反射型基本波信号帯抑圧回路３４１は基本波の１／４波長に対応したオープンスタブ３４３によって構成される。出力整合回路３４２を構成する伝送線路３４４の一端が上記の伝送線路３４０の他端に接続され、伝送線路３４４の他端がコンデンサ３４６を介して出力端子３４７と接続される。上記の伝送線路３４４の他端にはさらに、スタブ３４５の一端と接続される。スタブ３４５の他端は、コンデンサ３４８を介して接地されるとともに、ドレインバイアスを供給するための電圧端子３４９となっている。

［バッファアンプ１２２および整合器１２３の効果］
一般に、入力周波数がマイクロ波帯の逓倍器の場合、入力整合および出力整合は概ね取れているものの、広帯域に対応させるため、あるいは、出力レベルや効率を上げるために整合が不十分である場合が多い（このため、電圧定在波比（ＶＳＷＲ：Voltage Standing Wave Ratio）がやや大きくなる）。さらに、逓倍器がＩＣ化されることによりセラミック基板上でモジュール化されている場合には、図６に示すように、ボンディングワイヤによる寄生インダクタンス３１２やセラミック基板上の配線パターンによる寄生伝送線路３１１が存在する。この寄生インダクタンス３１２および寄生伝送線路３１１によっても入力整合が悪化する。入力整合が悪化すると、入力信号がＭ逓倍器１５１の核となっているトランジスタ３３２に十分に入力されず、反射されてしまう。この結果、Ｍ逓倍器１５１からの出力信号レベルの低下を招く。

Ｍ逓倍器１５１の入力整合は、Ｍ逓倍器１５１の外部環境とりわけ周囲温度によっても変化する。具体的には、周囲温度の増加に伴って、Ｍ逓倍器１５１に設けられたトランジスタ３３２の利得や後段のバッファアンプ１５２に使用しているトランジスタの利得が低下し、トランジスタの容量成分も変化する。さらには、周囲温度の増加に伴って、出力側のインピーダンスの影響がトランジスタの入力インピーダンスに現れるようになってくる。この結果、入力整合が悪化し、Ｍ逓倍器１５１の出力が減少してしまう。

特にＭ逓倍器のように非線形デバイスの場合には、入力信号レベルの変化に対して出力信号レベルが急激に変化する点が問題となる。たとえば、入力レベルが１ｄＢの違いでも、出力側が数ｄＢ以上の違いが生じ、この傾向は逓倍次数Ｍが増加するほど顕著になる。通常、出力信号レベルは、ある入力信号レベル以上で飽和するので、出力信号レベルが十分に飽和した点（出力が飽和し始める入力信号レベルよりも３ｄＢ以上大きな入力信号レベル）が動作点として用いられる。しかしながら、周囲温度が上昇すると入力整合が悪化するために動作点がずれ、結果として、出力信号レベルが著しく低下する。

これに対して、本実施の形態による送信装置１００では、図２、図６に示すように、局部発振器１２１とＭ逓倍器１５１との間にはバッファアンプ１２２および整合器１２３が設けられる。局部発振信号Ｓ２３は、バッファアンプ１２２で増幅された後、整合器１２３を介してＭ逓倍器１５１に入力される。

バッファアンプ１２２は、Ｍ逓倍器１５１への入力信号レベルを確保するとともに、バッファアンプ１２２の入力側に設けられた局部発振器１２１のインピーダンスの影響を受けなくするために設けられる。さらには、バッファアンプ１２２を設けることによって、バッファアンプ１２２の出力インピーダンスを所定の値（通常５０Ω）に固定することができる。

整合器１２３は、局部発振信号Ｓ２３の周波数（狭帯域整合）で、Ｍ逓倍器１５１の入力側のインピーダンスをバッファアンプ１２２の出力インピーダンス（通常５０Ω）に整合するために設けられている。局部発振器１２１からＭ逓倍器１５１へ入力される局部発振信号Ｓ２３は、１つの周波数ｆｔｌｏで規定される正弦波信号であるので、整合器１２３によって、Ｍ逓倍器１５１の入力側のインピーダンスをこの周波数ｆｔｌｏで５０Ωに容易に整合（狭帯域整合）させることができる。

本実施の形態の場合には、一例として、Ｍ逓倍器１５１へ入力される局部発振信号Ｓ２３の周波数を５．５７３ＧＨｚの正弦波とし、温湿度変化を含めて、最大で帯域１０ＭＨｚとしている（５．５７３ＧＨｚ±５ＭＨｚ）。５．５７３ＧＨｚの中心周波数に対して、比帯域で２％程度である。このようにＭ逓倍器１５１への入力信号の周波数が１５ＧＨｚ程度までの信号であれば、１ｍｍ×０．５ｍｍサイズのチップ部品（インダクタおよび／またはコンデンサ）を１個〜３個使用することによって、容易にインピーダンスを５０Ωに調整するための整合器１２３を構成することができる。この整合器の構成は、前記寄生成インダクタンスや寄生伝送線路による寄生成分を、本整合器で打ち消すことを意味する。経験的に１０ＧＨｚ以下の周波数であれば、上記ボンディングワイヤや、パッケージ等の寄生線路が、直列につながっていることが入力整合を悪化させている主因であることから、この寄生成分の効果を打ち消すために、直列のコンデンサや、直列のインダクタンスで打ち消すことができる。これは、整合をとるもう一端が、前記バッファアンプ１２２で出力インピーダンス５０Ωであること、周波数が正弦波一周波数であり帯域幅が極端に狭いことから、低損失の整合器を容易に構成することができる。

このように、整合器１２３を用いて、実際に使用する局部発振周波数の周波数付近で狭帯域整合をとることにより（この局部発振周波数では極めて良好な整合、すなわち小さなＶＳＷＲになる）、環境条件、特に周囲温度が大きく変化しても、Ｍ逓倍器に効率よく局部発振信号を伝達することができる。この結果、Ｍ逓倍器１５１の入力整合の変動による出力信号レベルの変動を低減することができる。これにより、Ｍ逓倍器１５１としての温度特性、ひいては無線送信装置１００としての温度特性を向上させることができる。

［受信装置２００の構成］
図７は、図１の受信装置２００の構成を示すブロック図である。図７を参照して、受信装置２００は、入力ポートＰｉｎに接続されたアンテナ２０２と、局部発振器２０３と、バッファアンプ２０４と、整合器２０５と、ミリ波ＩＣモジュール２１０と、ＩＦ帯回路２２０と、ベースバンド（ＢＢ）回路２５０とを含む。アンテナ２０２によって図２の送信装置１００から出力された送信信号Ｓ３０が受信され、受信された送信信号Ｓ３０は、ミリ波ＩＣモジュール２１０に入力される。

局部発振器２０３は、一例として、誘電体共振型発振器（ＤＲＯ）によって構成される。図７の場合、局部発振器２０３は、発振周波数ｆｒｌｏ＝９．２６６ＧＨｚの局部発振信号Ｓ９２を生成する。バッファアンプ２０４は、局部発振器２０３で生成された局部発振信号Ｓ９２を増幅する。増幅後の局部発振信号Ｓ９２は、整合器２０５を介してミリ波ＩＣモジュール２１０のＮ逓倍器２１１に入力される。

ミリ波ＩＣモジュール２１０は、送信装置１００からのミリ波帯の送信信号Ｓ３０を、中間周波数（ＩＦ）帯にダウンコンバートする。ミリ波ＩＣモジュール２１０は、Ｎ逓倍器２１１と、バッファアンプ２１２と、増幅器２１３と、バンドパスフィルタ２１４と、第１のダウンコンバート部としての周波数ミキサ２１５とを含む。なお、バンドパスフィルタ２１４および周波数ミキサ２１５に代えて、両者の機能を併せ持つイメージリジェクションミキサを用いてもよい。

Ｎ逓倍器２１１には、バッファアンプ２０４で増幅された局部発振信号Ｓ９２が整合器２０５を介して入力される。図２の送信装置１００の場合と同様に、バッファアンプ２０４は、Ｎ逓倍器２１１への入力信号レベルを確保するとともに、所定の出力インピーダンス（通常５０Ω）に固定するために設けられている。この場合、バッファアンプ２０４の出力インピーダンスは、バッファアンプ２０４の入力側の局部発振器２０３のインピーダンスの影響を受けない。整合器２０５は、局部発振信号Ｓ９２の周波数（狭帯域整合）で、Ｎ逓倍器２１１の入力側のインピーダンスをバッファアンプ２０４の出力インピーダンス（通常５０Ω）に整合させるために設けられている。

本実施の形態の場合には一例として、Ｎ逓倍器２１１へ入力される局部発振信号Ｓ９２の周波数は、９．２６６ＧＨｚの正弦波とし、温湿度変化を含めて、最大で帯域１０ＭＨｚとしている（９．２６６ＧＨｚ±５ＭＨｚ）。９．２６６ＧＨｚの中心周波数に対して、比帯域で１％程度であるので、１ｍｍ×０．５ｍｍサイズのチップ部品（インダクタおよび／またはコンデンサ）を１個〜３個使用することによって、容易に５０Ωの狭帯域整合用の整合器２０５を構成することができる。繰り返しになるが、受信側も、この整合器の構成は、前記寄生成インダクタンスや寄生伝送線路による寄生成分を、本整合器で打ち消すことを意味する。経験的に１０ＧＨｚ以下の周波数であれば、上記ボンディングワイヤや、パッケージ等の寄生線路が、直列につながっていることが入力整合を悪化させている主因であることから、この寄生成分の効果を打ち消すために、直列のコンデンサや、直列のインダクタンスで打ち消すことができる。これは、整合をとるもう一端が、前記バッファアンプ２０４で出力インピーダンス５０Ωであること、周波数が正弦波の一周波数であり帯域幅が極端に狭いことから、低損失の整合器を容易に構成することができる。

Ｎ逓倍器２１１の逓倍率Ｎは、本実施の形態の場合には３である。すなわち、Ｎ逓倍器２１１は、局部発振信号Ｓ９２の周波数ｆｒｌｏ＝９．２６６ＧＨｚを３倍した２７．７９８ＭＨｚの周波数を有する逓倍信号Ｓ９３を生成する。生成された逓倍信号Ｓ９３は、バッファアンプ２１２でレベル調整された後、周波数ミキサ２１５に入力される。

一方、アンテナ２０２で受信したミリ波帯の送信信号Ｓ３０は、まず、増幅器２１３で増幅され、その後、バンドパスフィルタ２１４によって不要波が抑圧される。バンドパスフィルタ２１４を通過した送信信号Ｓ３０は、周波数ミキサ２１５に入力される。

本実施の形態の場合、周波数ミキサ２１５は、２次高調波型ミキサ（たとえば、アンチパラレルダイオードペアを用いた偶高調波ミキサ）である。したがって、周波数ミキサ２１５の内部で、逓倍信号Ｓ９３の周波数が２倍されることによって５５．５９６ＧＨｚの信号が生成される。この５５．５９６ＧＨｚの信号によって送信信号Ｓ３０がダウンコンバートされることにより、中間周波数（ＩＦ）帯の合成信号Ｓ４０が生成される。

図８は、図７のミリ波ＩＣモジュール２１０から出力される合成信号Ｓ４０のスペクトラムを示す図である。図８を参照して、合成信号Ｓ４０は、第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１と、第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２と、ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３とを含む。

第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１は、図５の第１のＲＦ帯映像信号Ｓ３１（ｆＲＦｂｂ１＝６０．５３ＧＨｚ〜６０．８５ＧＨｚ）が５５．５９６ＧＨｚの信号によってダウンコンバートされることによって生成された信号である。したがって、第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１の周波数帯域ｆｒＩＦｂｂ１は４９３３ＭＨｚ〜５２５４ＭＨｚになる。この値は、図４に示す第１のＩＦ帯映像信号Ｓ２１の周波数帯域（ｆｔＩＦｂｂ１＝４８０３ＭＨｚ〜５１２３ＭＨｚ）に対して、送信装置１００側の局部発振器１２１の発振周波数（ｆｔｌｏ＝５．５７３ＧＨｚ）と受信装置２００側の局部発振器２０３の発振周波数（ｆｒｌｏ＝９．２６６ＧＨｚ）とに応じて決まる特定の周波数Δｆを加算した値に等しい。この周波数Δｆは、２次高調波ミキサ２１５の２逓倍機能を考慮し、
Δｆ＝２×（５×ｆｔｌｏ−３×ｆｒｌｏ）
＝１０×ｆｔｌｏ＋６×ｆｒｌｏ＝１３１ＭＨｚ …（１）
と表わされる。すなわち、特定の周波数Δｆは、送信装置側のＭ逓倍器１５１によって逓倍された逓倍信号Ｓ９１の周波数（５×ｆｔｌｏ＝２７．８６５ＧＨｚ）と、受信装置側のＮ逓倍器２１１によって逓倍された逓倍信号Ｓ９３の周波数（３×ｆｒｌｏ＝２７．６９８）との周波数差に応じた値である。ここでは、本実施例では、２次高調波ミキサを用いているため、前記Ｍ（５）、Ｎ（３）の逓倍次数は、１０逓倍、６逓倍となっており、ここで周波数に応じた値というのは、高調波ミキサの次数を考慮したトータルの逓倍次数での周波数差のことである。

第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２は、図５の第２のＲＦ帯映像信号Ｓ３２（ｆＲＦｂｂ２＝５９．２０ＧＨｚ〜６０．３０ＧＨｚ）が５５．５９６ＧＨｚの信号によってダウンコンバートされることによって生成された信号である。したがって、その周波数帯域ｆｒＩＦｂｂ２は３６０４ＭＨｚ〜４７０４ＭＨｚになる。この値は、図４に示す第２のＩＦ帯映像信号Ｓ２２の周波数帯域（ｆｔＩＦｂｂ２＝３４７３ＭＨｚ〜４５７３ＭＨｚ）に上記の特定の周波数Δｆを加算した値になる。

ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３は、図５のＲＦ帯基準信号Ｓ３３（ｆＲＦｓｔｄ＝６１．３ＧＨｚ）が５５．５９６ＧＨｚの信号によってダウンコンバートされることによって生成された信号である。したがって、その周波数ｆｒＩＦｓｔｄは、５．７０４ＧＨｚになり、図４に示すＩＦ帯基準信号Ｓ２３の周波数（ｆｔＩＦｓｔｄ＝５．５７３ＧＨｚ）に上記の特定の周波数Δｆを加算した値になる。

以上の結果、第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１と第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２とを合わせたＩＦ帯映像信号（Ｓ４１＋Ｓ４２）の周波数帯域ｆｒＩＦｂｂは、３６０４ＭＨｚ〜５２５４ＭＨｚになり、合成信号Ｓ４０の周波数帯域は３６０４ＭＨｚ〜５７０４ＭＨｚになる。

再び図７を参照して、ＩＦ帯回路２２０は、ミリ波ＩＣモジュール２１０から出力された中間周波数帯の合成信号Ｓ４０をダウンコンバートすることによって、元の映像信号を復調する。ＩＦ帯回路２２０は、増幅器２２１と、信号抽出部２３０と、第２のダウンコンバート部としての周波数ミキサ２２２，２２３とを含む。

信号抽出部２３０は、増幅器２２１で増幅された合成信号Ｓ４０から、図８で説明したＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３、ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３と第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１との合成信号（Ｓ４１＋Ｓ４３）、および第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２を抽出する。具体的に信号抽出部２３０は、３分配器２３２と、バンドパスフィルタ２３３，２３４，２３５と、２分配器２３６と、増幅器２３７〜２４０と、減衰器２４１，２４２とを含む。

３分配器２３２は、増幅器２２１で増幅された合成信号Ｓ４０を３つの経路２３１Ａ，２３１Ｂ，２３１Ｃに分配する。第１の経路２３１Ａに分配された信号がバンドパスフィルタ２３３を通過することよってＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３が抽出される。第２の経路２３１Ｂに分配された信号がバンドパスフィルタ２３４を通過することによってＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３と第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１との合成信号（Ｓ４１＋Ｓ４３）が抽出される。第３の経路２３１Ｃに分配された信号がバンドパスフィルタ２３５を通過することによって第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２が抽出される。

図９は、バンドパスフィルタ２３３によって抽出されたＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３の周波数スペクトラムを示す図である。図９を参照して、ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３の周波数ｆｒＩＦｓｔｄは５．７０４ＧＨｚである。

ここで、本実施の形態の場合、ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３の周波数（ｆｒＩＦｓｔｄ＝５．７０４ＧＨｚ）と、送信側のＩＦ帯基準信号Ｓ２３の周波数（ｆｔＩＦｓｔｄ＝５．５７３ＧＨｚ）との周波数差は０．１３１ＧＨｚ（上式（１）のΔｆに等しい）であり、バンドパスフィルタ２３３の通過帯域幅（ＢＷ＝±１００ＭＨｚ）より大きい。このため、送信装置１００から漏洩したＩＦ帯基準信号Ｓ２３（スプリアス信号成分）は、バンドパスフィルタ２３３によって抑圧されるので、スプリアス信号成分によって映像信号の復調が妨害されることはない。

図１０は、バンドパスフィルタ２３４で抽出されたＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３と第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１との合成信号のスペクトラムを示す図である。図１０を参照して、合成信号（Ｓ４１＋Ｓ４３）の周波数帯域は、４．９３３ＧＨｚ〜５．７０４ＧＨｚである。バンドパスフィルタ２３４によって第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１を第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２に対して分離する必要があるが、ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３とは必ずしも分離しなくてよい。

図１１は、バンドパスフィルタ２３５で抽出された第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２のスペクトラムを示す図である。図１１を参照して、第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２の周波数帯域ｆｒＩＦｂｂ２は３．６０４ＧＨｚ〜４．７０４ＧＨｚである。

再び図７を参照して、バンドパスフィルタ２３３を通過したＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３は２分配器２３６によって分配される。２分配された一方の信号は増幅器２３７によってレベル調整された後、周波数ミキサ２２２に入力される。２分配された他方の信号は増幅器２３８によってレベル調整された後、周波数ミキサ２２３に入力される。すなわち、抽出されたＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３は、周波数ミキサ２２２，２２３の各々に局部発振信号として入力される。

バンドパスフィルタ２３４を通過したＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３と第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１との合成信号（Ｓ４１＋Ｓ４３）は、増幅器２３９および減衰器２４１によってレベル調整された後、周波数ミキサ２２２に入力される。周波数ミキサ２２２において、合成信号（Ｓ４１＋Ｓ４３）はＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３と乗積されることによってダウンコンバートされ、元の第１の映像信号Ｓ５１（図３のＳ１１と同じ）が復調・再生される。

バンドパスフィルタ２３５を通過した第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２は、増幅器２４０および減衰器２４２によってレベル調整された後、周波数ミキサ２２３に入力される。周波数ミキサ２２３において、第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２はＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３と乗積されることによってダウンコンバートされ、元の第２の映像信号Ｓ５２（図３のＳ１２と同じ）が復調・再生される。

ベースバンド回路２５０は、バンドパスフィルタ２５１，２５２と、減衰器２５３，３５４と、増幅器２５５，２５６と、合成器２５７とを含む。

ＩＦ帯回路２２０の周波数ミキサ２２２によって再生された第１の映像信号Ｓ５１は、バンドパスフィルタ２５１によって不要波が除去され、減衰器２５３および増幅器２５５によってレベル調整された後、合成器２５７に入力される。

ＩＦ帯回路２２０の周波数ミキサ２２３によって再生された第２の映像信号Ｓ５２は、バンドパスフィルタ２５２によって不要波が除去され、減衰器２５４および増幅器２５６によってレベル調整された後、合成器２５７に入力される。

合成器１５７は、第１の映像信号Ｓ５１と第２の映像信号Ｓ５２を合成した映像信号Ｓ５０（図２、図３の入力信号Ｓ１０と同じ）を生成し、生成した映像信号Ｓ５０を出力端子Ｓ２０１（同軸ケーブルのコネクタ）から同軸ケーブルを介して図１の分配器５０に出力する。分配器５０によって分配された映像信号Ｓ５０は、同軸ケーブルを介してビデオ録画機５１、テレビ受像機５２およびパーソナルコンピュータ５３などにそれぞれ伝送される。

図１２は、図７のベースバンド回路２５０で生成された映像信号Ｓ５０のスペクトラムを示す図である。図１２を参照して、映像信号Ｓ５０は、第１の映像信号（地上デジタル放送波）Ｓ５１と第２の映像信号（ＢＳ，ＣＳデジタル放送波）とを含む。これらの映像信号Ｓ５１，Ｓ５２は、図３に示す第１の映像信号（地上デジタル放送波）Ｓ１１と第２の映像信号（ＢＳ，ＣＳデジタル放送波）とにそれぞれ相当する。

次に、上記で説明した通信システム１（送信装置１００および受信装置２００）に特有な効果について説明する。

［効果１：周波数調整が容易なこと］
図２の送信装置１００に設けられた局部発振器１２１は１個のみであり、この１個の局部発振器１２１によって送信装置１００全体で用いられる基準信号の周波数が決定されるので、周波数調整が容易である。同様に、図７の受信装置２００に設けられた局部発振器２０３は１個のみであり、この１個の局部発振器２０３によって受信装置２００全体で用いられる基準信号の周波数が決定されるので、周波数調整が容易である。

まず、図２を参照して、送信装置１００の場合について具体的に説明する。第２のアップコンバートに用いられるミリ波帯の基準信号（逓倍信号）Ｓ９１はＭ逓倍器１５１によって生成されるので、局部発振器１２１で生成する局部発振信号Ｓ２３は１５ＧＨｚ帯以下のマイクロ波でよい。この周波数帯域の局部発振器１２１は、ミリ波帯の発振器に比べて周囲温度の変化に対する周波数安定性および出力安定性がよい。この理由は、たとえば局部発振器１２１を誘電体共振型発振器（ＤＲＯ）によって構成する場合には、ミリ波帯の場合に比べて共振器のＱ値が高いことによる。局部発振器１２１をＰＬＬ（Phase Locked Loop）発振器によって構成する場合には、ミリ波帯の場合に比べてＶＣＯ感度が小さく（したがって、Ｑ値が大きくなり）、温度に対して安定した周波数ループ回路を構成できることによる。加えて、ＤＲＯ発振器やＰＬＬ発振器は、ミリ波帯で発振させるよりも、１５ＧＨｚ帯以下のマイクロ波で発振させるほうが安価に構成できるというメリットがある。このように、局部発振器１２１の発振周波数を精度良く設定することによって、その周波数をＭ倍したミリ波帯の基準信号の周波数も精度良く設定することができる。

さらに、局部発振器１２１の発振周波数の調整も容易である。１５ＧＨｚ帯以下のマイクロ波の場合には、局部発振器１２１で生成された局部発振信号の一部は、送信装置１００の入力端子（同軸ケーブル用のコネクタ）１０１から漏洩する。送信装置１００の生産時には、この漏洩した局部発振信号を１５ＧＨｚ帯以下のマイクロ波用のスペクトラムアナライザを用いて検出することによって、局部発振器１２１の発振周波数を容易に精度良く調整することができるからである。この場合、ミリ波帯の基準信号は局部発振信号をＮ逓倍することによって生成されるので、高価なミリ波帯用のスペクトラムアナライザは必要でない。なお、ミリ波帯の局部発振器の場合には、途中の線路やコネクタでの減衰が大きいために入力端子１０１からの漏洩が小さいので、上記のような簡便な検出方法を用いることはできない。

受信装置２００の場合も同様に、局部発振器２０３は、その周波数が１５ＧＨｚ帯以下のマイクロ波でよいので、ミリ波帯の場合に比べて安価であるとともに温度の変化に対する周波数安定性および出力安定性に優れている。そして、局部発振器２０３の発振周波数を精度良く設定することによって、その周波数をＭ倍したミリ波帯の基準信号の周波数も精度良く設定することができる。さらに、局部発振器２０３の出力端子（同軸ケーブル用のコネクタ）２０１に１５ＧＨｚ帯以下のマイクロ波用のスペクトルアナライザを接続して、漏洩した局部発振信号の周波数を検出することによって、局部発振器２０３の発振周波数を容易に調整することができる。

［効果２：温度の変動に対して出力信号レベルが安定であること］
図６で説明したように、図２の局部発振器１２１とＭ逓倍器１５１の間にバッファアンプ１２２および整合器１２３を設けることによって、局部発振信号Ｓ２３の周波数において、バッファアンプ１２２の出力インピーダンス（通常５０Ω）に、Ｍ逓倍器１５１の入力側のインピーダンスに整合させることができる。これによって、Ｍ逓倍器１５１の出力信号強度の温度による変動を抑制することができる。

同様に、図７で説明したように、局部発振器２０３とＮ逓倍器２１１との間にバッファアンプ２０４および整合器２０５を設けることによって、局部発振信号Ｓ９２の周波数において、バッファアンプ２０４の出力インピーダンス（通常５０Ω）にＮ逓倍器２１１の入力側のインピーダンスを整合させることができる。これによって、Ｎ逓倍器２１１の出力信号強度の温度による変動を抑制することができる。そして、このようにＭ逓倍器１５１およびＮ逓倍器２１１の温度特性を向上させることによって、送信装置１００の出力信号レベルおよび受信装置２００の出力信号レベルを、温度の変動に対して安定させることができる。

以下、具体例を挙げて説明する。この例では、図２の整合器１２３として、チップ部品（サイズ：１ｍｍ×０．５ｍｍ）で構成された１．８ｎＨのインダクタが直列に挿入される。図７の整合器２０５として、チップ部品で構成された０．１ｐＦのコンデンサが直列に挿入される。これらのインダクタンス値および容量値は、回路基板に実装されたＭ（Ｎ）逓倍器の入力側のＳパラメータを測定することによってまたはシミュレーションによって決定する。具体的には、整合器としてのチップ部品が有る場合と無い場合とを比較するともに、常温（２５℃）と高温（８０〜８５℃程度）とを比較することによって、温度依存性ができるだけ小さくなるパラメータを見出す。以下、図１３〜図１６を参照して、受信装置２００の出力信号Ｓ５０の信号レベルの測定例について説明する。

図１３は、整合器２０５が無い場合における常温（２５℃）での受信装置２００の出力特性を示す図である。

図１４は、整合器２０５が無い場合における高温（８５℃）での受信装置２００の出力特性を示す図である。

図１５は、整合器２０５として０．１ｐＦのチップ部品を設けた場合における常温（２５℃）での受信装置２００の出力特性を示す図である。

図１６は、整合器２０５として０．１ｐＦのチップ部品を設けた場合における高温（８５℃）での受信装置２００の出力特性を示す図である。図１３〜図１６のグラフにおいて、縦軸は受信装置２００の出力信号レベル（ｄＢｍ）を示し、横軸は出力信号（ベースバンド）の周波数を示す。各グラフには、ベースバンド信号を５０ＭＨｚステップで変更したときの各ベースバンド周波数に対する出力信号レベルが示されている。下側の包絡線がノイズレベルＮＬの周波数特性を示し、上側の包絡線が信号レベルＳＬの周波数特性を示す。

図１３および図１５に示す常温の場合には、整合器無しの場合（図１３）と整合器有りの場合（図１５）とを比較して、出力信号レベルＳＬは１ｄＢ〜３ｄＢ程度の差しかない。これに対して、図１４および図１６に示す８５℃の場合には、整合器有りの場合（図１６）と整合器無しの場合（図１４）とで３０ｄＢ程度の差が生じてしまっている。すなわち、図１４に示す整合器無しの場合に大きなレベル低下が生じているのに対して、整合器２０５を設けることによって図１６に示すように３０ｄＢ程度出力信号レベルの改善が見られる。図１３〜図１６では１サンプルの場合について示したが、１００サンプル程度で同様の測定を実施すると、整合器有りの場合が整合器無しの場合に比べて３ｄＢから４０ｄＢ程度、出力信号レベルが改善されている。

次に、図１７、図１８に送信装置１００の出力信号Ｓ３０の信号レベルの測定例を示す。

図１７は、図２の整合器１２３が無い場合において、常温（２５℃）での送信出力（ｄＢｍ）と高温（８０℃）での送信出力とを比較して示す図である。

図１８は、図２の整合器１２３を設けた場合において、常温（２５℃）での送信出力（ｄＢｍ）と高温（８０℃）での送信出力とを比較して示す図である。図１７、図１８において、横軸はサンプル名で６個のサンプルを並べて示している。縦軸は、高温（８０℃）および常温（２５℃）での送信出力（ｄＢｍ）と、高温の場合から常温の場合を差し引いた出力変動量（ΔｄＢ）とを示している。

図１８に示す整合器有りの場合には、常温（２５℃）と高温（８０℃）での出力変動量は３ｄＢ以内となっている。これに対して、図１７に示す整合器無しの場合には、常温（２５℃）と高温（８０℃）での出力変動量は最大で８ｄＢ程度となっている。すなわち、常温（２５℃）では、整合器無しの場合（図１７）と有りの場合（図１８）とを比較して出力信号レベルに大差はないが、高温（８０℃）では、整合器無しの場合（図１７）には有りの場合（図１８）に比べて出力低下が大きくなっている。

以上の図１３〜図１８では、送信装置１００の温度特性と受信装置２００の温度特性とをそれぞれ単独で示した。送信装置１００と受信装置２００とを合わせた通信システム１としての温度特性は、単独の特性の重ね合わせとなる。したがって、送信装置１００に整合器１２３を設け、受信装置２００に整合器２０５を設けることによって、通信システム１の温度特性が大きく改善することが分かる。

［効果３：送信装置からのスプリアス成分によって復調信号に劣化が生じないこと］
本実施の形態の通信システム１では、図２の送信装置１００に設けられた局部発振器１２１の発振周波数ｆｔｌｏと、図７の受信装置２００に設けられた局部発振器２０３の発振周波数ｆｒｌｏとが異なる。さらに、送信側のＩＦ帯基準信号Ｓ２３の周波数ｆｔＩＦｓｔｄ（本実施の形態では５．５７３ＧＨｚ）と、受信側のＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３の周波数ｆｒＩＦｓｔｄ（本実施の形態では、５．７０４ＧＨｚ）とは、受信側のＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３を抽出するバンドパスフィルタ２３３の帯域幅（ＢＷ：±１００ＭＨｚ）以上に異なっている。

このため、本実施の形態の通信システム１で近距離通信を行なう場合、送信側のＩＦ帯基準信号Ｓ２３（周波数ｆｔＩＦｓｔｄ＝５．５７３ＧＨｚ）や、その逓倍信号（本実施の形態では、信号周波数は１０×ｆｔｌｏ＝５５．７３ＧＨｚ）がスプリアス信号として空間を伝搬してきたとしても、受信側の周波数ミキサ２１５で生成されたＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３（周波数ｆｒＩＦｓｔｄ＝５．７０４ＧＨｚ）と混信することがない。なぜなら、送信側からのスプリアス成分である周波数ｆｔＩＦｓｔｄ（本実施の形態では、５．５７３ＧＨｚ）の信号成分は、ＩＦ帯用のバンドパスフィルタ２３３で抑圧されてしまうからである。このため、受信側でＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３を精度良く抽出することができ、その結果、第１および第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４１，Ｓ４２の周波数ダウンコンバートを忠実に行なえるため、良好な受信特性を得ることができる。

［効果４：誘電体共振型発振器を用いることで周波数安定性を向上できること］
本実施の形態で局部発振器１２１，２０３として用いている誘電体共振型発振器（ＤＲＯ）は、たとえば、マイクロ波トランジスタのゲートドレイン間に設けられたコの字状の伝送線路の間に誘電体共振器が設置されたような構造を有している。このようなＤＲＯ型発振器の発振周波数は、温度が増加するにつれて発振周波数が低下する右肩下がりの温度依存性を有する。具体的な特性例を図１９、図２０に示す。

図１９は、送信装置１００で用いられている５ＧＨｚ帯ＤＲＯの発振周波数の温度依存性を示す図である。

図２０は、受信装置２００で用いられている９ＧＨｚ帯ＤＲＯの発振周波数の温度依存性を示す図である。図１９、図２０において、縦軸が発振周波数（ＧＨｚ）を示し、横軸が温度（℃）を示す。図１９に示す送信装置１００で用いられているＤＲＯの場合には、−４０℃から４０℃の範囲で、温度の増加に伴ってΔ３３ｋＨｚ／℃の割合で発振周波数が低下する。図２０に示す受信装置２００で用いられているＤＲＯの場合には、−４０℃から８０℃の範囲で、温度の増加に伴ってΔ３３ｋＨｚ／℃の割合で発振周波数が低下する。

ミリ波帯通信では、送信装置１００と受信装置２００とが見通し範囲内に配置された近距離通信が主体であるので、送信装置１００の周囲温度と受信装置２００の周囲温度とは同様の温度変化をするものと考えられる。以下で詳しく説明するように、温度変化に起因した送信側のＤＲＯの周波数変動量をΔｆｔｌｏとし、受信側のＤＲＯの周波数変動量をΔｆｒｌｏとすれば、図７の受信装置２００で生成されるＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３の周波数変動量ΔｆｒＩＦｓｔｄは、
ΔFrIFstd＝(2×M＋1)×Δftlo−(2×N＋1)×Δfrlo …(2)
と表わされる。すなわち、ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３の周波数変動量ΔｆｒＩＦｓｔｄは、送信側のＤＲＯの周波数変動量Δｆｔｌｏと受信側のＤＲＯの周波数変動量Δｆｒｌｏとを打ち消す方向である。このため、ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３は周囲温度の変化の影響を受け難くなっている。なお、上式（２）において、図２の送信装置１００に設けられた逓倍器１５１の逓倍率をＭとし、周波数ミキサ１６１を２倍波高調波ミキサとしている。さらに、図７の受信装置２００に設けられた逓倍器２１１の低倍率をＮし、周波数ミキサ２１５を２倍波高調波ミキサとしている。

受信装置２００で生成される第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１の周波数変動量ΔｆｒＩＦｂｂ１および第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２の周波数変動量ΔｆｒＩＦｂｂ２についても、上式（２）と同じ関係式で表わされる。すなわち、受信側の第１および第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４１，Ｓ４２についても周囲温度の変化の影響を受け難くなっており、この実施の形態による通信システム１は温度安定性が非常に優れたシステムとなっている。以下、さらに詳しく説明する。

（１．送信側でのＩＦ帯域へのアップコンバート）
図２、図３および図４を参照して、入力信号（映像信号）Ｓ１０（周波数ｆｂｂ）は、第１のアップコンバート部１４０によってアップコンバートされるとともに下側波帯が選択されることにより、ＩＦ帯映像信号（Ｓ２１＋Ｓ２２）に変換される。このとき、ＩＦ帯基準信号Ｓ２３の周波数をｆｔＩＦｓｔｄとすると、ＩＦ帯映像信号（Ｓ２１＋Ｓ２２）の周波数ｆｔＩＦｂｂは、
ftIFbb＝ftIFstd−fbb …(3)
で与えられる。

（２．送信側でのＲＦ帯域へのアップコンバート）
図２、図４および図５を参照して、ＩＦ帯映像信号（Ｓ２１＋Ｓ２２）は、第２のアップコンバート部１６０によってアップコンバートされるとともに上側波帯が選択されることにより、ＲＦ帯映像信号（Ｓ３１＋Ｓ３２）に変換される。この際、ＩＦ帯基準信号Ｓ２３（周波数ｆｔＩＦｓｔｄ）を５逓倍した逓倍信号Ｓ９１を用いるとともに、２倍波高調波ミキサ１６１が利用されるので、ＲＦ帯映像信号（Ｓ３１＋Ｓ３２）の周波数ｆＲＦｂｂは、
fRFbb＝ftIFbb＋10×ftIFstd
＝ftIFstd−fbb＋10×ftIFstd
＝11×ftIFstd−fbb …(4)
で与えられる。同様に、ＩＦ帯基準信号Ｓ２３も、第２のアップコンバート部１６０によってアップコンバートされるとともに上側波帯が選択されることにより、ＲＦ帯基準信号Ｓ３３に変換される。したがって、ＲＦ帯基準信号Ｓ３３の周波数ｆＲＦｓｔｄは、
fRFstd＝ftIFstd＋10×ftIFstd＝11×ftIFstd …(5)
で与えられる。

（３．受信側でのＩＦ帯へのダウンコンバート）
図７、図５および図８を参照して、ＲＦ帯映像信号（Ｓ３１＋Ｓ３２）は、周波数ミキサ２１５によってダウンコンバートされることにより、ＩＦ帯映像信号（Ｓ４１＋Ｓ４２）に変換される。この際、局部発振信号Ｓ９２（周波数ｆｒｌｏ）を３逓倍した逓倍信号Ｓ９３を用いるとともに２倍波高調波ミキサ２１５が利用されるので、ＩＦ帯映像信号（Ｓ４１＋Ｓ４２）の周波数ｆｒＩＦｂｂは、上側波帯の選択により、
frIFbb＝fRFbb−6×frlo
＝(11×ftIFstd−fbb)−6×frlo
＝11×ftIFstd−6×frlo−fbb …(6)
で与えられる。ここで、ＩＦ帯映像信号（Ｓ４１＋Ｓ４２）は、第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１（周波数ｆｒＩＦｂｂ１）と第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２（周波数ｆｒＩＦｂｂ２）が合成されたものであるので、
frIFbb1＝11×ftIFstd−6×frlo−fbb1 …(7)
frIFbb2＝11×ftIFstd−6×frlo−fbb2 …(8)
の関係が成立つ。

ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３（周波数ｆｒＩＦｓｔｄ）についても同様に、
frIFstd＝fRFstd−6×frlo
＝11×ftIFstd−6×frlo …(9)
の関係が成立つ。

（４Ａ．受信側でのＢＢ帯への第１のダウンコンバート）
図７、図８、図１２を参照して、第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１（周波数ｆｒＩＦｂｂ１）は、ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３（周波数ｆｒＩＦｓｔｄ）を用いて周波数ミキサ２２２によってダウンコンバートされることにより、第１の映像信号Ｓ５１（周波数ｆｂｂ１）に変換される。この際、下側波帯が選択されることにより、
frIFstd−frIFbb1＝(11×ftIFstd−6×frlo)−(11×ftIFstd−6×frlo−fbb1)
＝fbb1 …(10)
のように、周波数ｆｂｂ１の第１の映像信号Ｓ５１が復調される。

（４Ｂ．受信側でのＢＢ帯への第２のダウンコンバート）
図７、図８、図１２を参照して、第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２（周波数ｆｒＩＦｂｂ２）は、ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３（周波数ｆｒＩＦｓｔｄ）を用いて周波数ミキサ２２３によってダウンコンバートされることにより、第２の映像信号Ｓ５２に変換される。この際、下側波帯が選択されることにより、
frIFstd−frIFbb2＝(11×ftIFstd−6×frlo)−(11×ftIFstd−6×frlo−fbb2)
＝fbb2 …(11)
のように、周波数ｆｂｂ２の第２の映像信号Ｓ５２が復調される。

（５．周波数安定性について）
以上のように、上記４Ａ，４Ｂのダウンコンバートの過程で、送信側のＤＲＯ型発振器１２１による局部発振信号Ｓ２３の周波数ｆｔＩＦｓｔｄ（＝ｆｔｌｏ）と、受信側のＤＲＯ型発振器２０３による局部発振信号Ｓ９２の周波数ｆｒｌｏはキャンセルされる。したがって、受信側で復調された第１の映像信号Ｓ５１（周波数ｆｂｂ１）と第２の映像信号５２（周波数ｆｂｂ２）は、送受信側のＤＲＯ型の局部発振器１２１，２０３の周波数変動と位相雑音の影響は受けない構成である。

しかしながら、受信側のＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３用のバンドパスフィルタ２３３は狭帯域性が必要であり、帯域幅として±１００ＭＨｚが要求される。本システムでは局部発振信号が送信装置側で１０逓倍されるとともに受信装置側で６逓倍されるため、使用されるＤＲＯ型の局部発振器１２１，２０３の安定度は最大で±５ＭＨｚ程度必要となる。

ＤＲＯ型の局部発振器１２１，２０３の周波数安定度をそれぞれΔｆｔＩＦｓｔｄ、Δｆｒｌｏとすると、
ftIFstd＝ftIFstd'＋ΔftIFstd …(12)
frlo＝frlo'＋Δfrlo …(13)
と表わされる。ここで、ｆｔＩＦｓｒｄ’は、送信装置において温度依存性が無い場合の局部発振周波数を示し、ｆｒｌｏ’は、受信装置において温度依存性が無い場合の局部発振周波数を示す。

この場合、受信側の第１のＩＦ帯映像信号Ｓ４１の周波数ｆｒＩＦｂｂ１は、上式（７）に（１２）式および（１３）式を代入することにより、
frIFbb1＝11×ftIFstd−6×frlo−fbb1
＝11×(ftIFstd'＋ΔftIFstd)−6×(frlo'＋Δfrlo)−fbb1
＝(11×ftIFstd'−6×frlo'−fbb1)
＋(11×ΔftIFstd−6×Δfrlo) …(14)
と表わされる。

受信側の第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４２の周波数ｆｒＩＦｂｂ２は、上式（８）に（１２）式および（１３）式を代入することにより、
frIFbb1＝11×ftIFstd−6×frlo−fbb2
＝11×(ftIFstd'＋ΔftIFstd)−6×(frlo'＋Δfrlo)−fbb2
＝(11×ftIFstd'−6×frlo'−fbb2)
＋(11×ΔftIFstd−6×Δfrlo) …(15)
と表わされる。

ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３の周波数ｆｒＩＦｓｔｄは、上式（９）に（１２）式および（１３）式を代入することにより、
frIFstd＝11×ftIFstd−6×frlo
＝11×(ftIFstd'＋ΔftIFstd)−6×(frlo'＋Δfrlo)
＝(11×ftIFstd'−6×frlo')＋(11×ΔftIFstd−6×Δfrlo) …(16)
と表わされる。

以上のように受信側の第１、第２のＩＦ帯映像信号Ｓ４１，Ｓ４２およびＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３のいずれも、周波数安定性は（１１×ΔｆｔＩＦｓｔｄ−６×Δｆｒｌｏ）となる。既に説明したように、送信側のＤＲＯ型局部発振器１２１と受信側のＤＲＯ型局部発振器２０３とで、それぞれの安定性は、完全に打ち消しあうことはできないが互いに打ち消しあう方向にある。すなわち、送信側のＤＲＯ型局部発振器１２１の周波数安定性は−４０℃〜４０℃で右下がりにΔ３３ｋＨｚ／℃となり、受信側のＤＲＯ型局部発振器２０３の周波数安定性は−４０℃〜８０℃で右下がりにΔ３３ｋＨｚ／℃となる。したがって、−４０℃〜４０℃の範囲では、受信側のＩＦ帯信号の安定性はより向上することになる。４０℃以上においても送信側のＤＲＯ型局部発振器１２１の安定性は非常に高くなっているため、受信側のＤＲＯ型局部発振器２０３の周波数安定性が支配的となる。結論として、無線通信システム１は温度安定性に非常に優れたシステムであると言える。

［効果５：受信装置での寄生発振を防止できること］
図２１（Ｂ）に示す従来の受信装置１５００では、第２のダウンコンバート部１８００において、分配器１８０１および周波数ミキサ１８０４のアイソレーションが十分で無い場合には、ＩＦ帯の基準信号ｆＬＯ１が循環するループが生じる。この場合、増幅器１８０５の利得が十分に大きい場合には寄生発振が生じてしまう。

これに対して図７に示す本実施の形態による受信装置２００の場合には、周波数ミキサ２２２，２２３のアイソレーションが十分でないとしても、ＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３は減衰器２４１，２４２および増幅器２３９，２４０で減衰されるので寄生発振が生じないようになっている。

［効果６：受信感度の向上］
本実施の形態の受信装置２００では、周波数ミキサ２１５によってダウンコンバートされたＩＦ帯の合成信号Ｓ４０を増幅するための増幅器２２１が設けられる。これによって、合成信号Ｓ４０から抽出されるＩＦ帯受信基準信号Ｓ４３の出力が増大するので、受信感度特性を大きく改善することができ、この結果、信号の伝送距離を確保できる。たとえば、送信側のアンテナ１０２および受信側のアンテナ２０２の利得をそれぞれ２３ｄＢｉとしたとき、１０ｍ〜１００ｍまでの伝送距離が可能となる。

［変形例］
上記では、入力信号Ｓ１０を映像信号として説明したが、データ信号などのその他の種類の信号であっても構わない。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 通信システム、１０２，２０２ アンテナ、１１２，１４３，１４５，１６３，２１３，２２１，２３７〜２４０，２５５，２５６ 増幅器、１２５，１５７，２５７ 合成器、１３４，１３５，２３２，２３６ 分配器、１００ 送信装置、１２１ 局部発振器（ＤＲＯ）、１２２，１３１，１３２，１３３，１５２，２０４，２１１，２１２ バッファアンプ、１２３，２０５ 整合器、１３０ 信号分配部、１４０ 第１のアップコンバート部、１４１，１６１，２１５，２２２，２２３ 周波数ミキサ、１４２，１６２，２１４，２３３，２３４，２３５，２５１，２５２ バンドパスフィルタ、１５１ Ｍ逓倍器、１６０ 第２のアップコンバート部、２００ 受信装置、２３０ 信号抽出部、Ｓ１０ 入力信号（映像信号）、Ｓ５０ 映像信号、Ｓ１１，Ｓ５１ 第１の映像信号、Ｓ１２，Ｓ５２ 第２の映像信号、Ｓ２０，Ｓ４０ 合成信号、Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ４１，Ｓ４２ ＩＦ帯映像信号、Ｓ３１，Ｓ３２ ＲＦ帯映像信号、Ｓ２３ 局部発振信号（ＩＦ帯基準信号）、Ｓ３０ 送信信号、Ｓ４３ ＩＦ帯受信基準信号、Ｓ９１，Ｓ９３ 逓倍信号。

Claims (8)

1. 送信装置から送信されたミリ波帯の送信信号を受信する受信装置であって、
   前記送信装置は、第１の局部発振信号を用いて入力信号をアップコンバートした第１の中間周波数帯信号を生成し、生成した前記第１の中間周波数帯信号と前記第１の局部発振信号とを合成した第１の合成信号を、前記第１の局部発振信号の周波数をＭ逓倍した第１の逓倍信号を用いてさらにアップコンバートすることによって前記送信信号を生成し、
   前記受信装置は、
   第２の局部発振信号を生成する第２の局部発振器と、
   前記第２の局部発振信号の周波数をＮ逓倍した第２の逓倍信号を生成する第２の周波数逓倍部と、
   前記第２の逓倍信号を用いて前記送信信号をダウンコンバートすることによって、第２の合成信号を生成する第１のダウンコンバート部と、
   前記第２の合成信号から第３の局部発振信号と第２の中間周波数帯信号を抽出する信号抽出部とを備え、
   前記第１の局部発振信号の周波数は、前記第２の局部発振信号の周波数と異なり、
   前記第１の逓倍信号の倍率Ｍは、前記第２の逓倍信号の倍率Ｎと異なり、
   前記第３の局部発振信号は、前記第１の逓倍信号の周波数と前記第２の逓倍信号の周波数との差に応じた特定の周波数幅を前記第１の局部発振信号の周波数に加算した周波数を有する信号であり、
   前記第２の中間周波数帯信号は、前記特定の周波数幅を前記送信装置の前記入力信号の周波数帯域に加算した周波数帯域を有する信号であり、
   さらに、前記信号抽出部によって抽出された前記第３の局部発振信号を用いて前記信号抽出部によって抽出された前記第２の中間周波数帯信号をダウンコンバートすることによ
   って、前記送信装置の前記入力信号を復調する第２のダウンコンバート部とを備え、
   前記信号抽出部は前記第２の合成信号から前記第３の局部発振信号を抽出する第１のバンドパスフィルタを含み、
   前記第１の局部発振信号の周波数と同じ周波数を有する信号は、前記第１のバンドパスフィルタを通過しない、受信装置。
2. 前記第１のバンドパスフィルタは、前記特定の周波数幅より狭い通過帯域幅を有する、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記第２の局部発振信号の周波数において所定の出力インピーダンスを有する第１のバッファアンプと、
   前記第２の局部発振信号の周波数において前記第２の周波数逓倍部の入力側のインピーダンスを前記第１のバッファアンプの前記所定の出力インピーダンスに整合させる第１の整合回路とをさらに備え、
   前記第２の局部発振信号は、前記第１のバッファアンプによって増幅された後、前記第１の整合回路を介して前記第２の周波数逓倍部に入力される、請求項１または２に記載の受信装置。
4. 前記第１のダウンコンバート部は、前記第２の逓倍信号と前記送信信号とを乗積する第１の周波数ミキサを含み、
   前記信号抽出部は、
   前記第２の合成信号を複数の経路に分配する分配器と、
   前記分配器によって分配された前記第２の合成信号の一部から前記第３の局部発振信号を抽出する前記第１のバンドパスフィルタと、
   前記第１のバンドパスフィルタによって抽出された前記第３の局部発振信号を増幅する第１の増幅器と、
   前記分配器によって分配された前記第２の合成信号の他の一部から前記第２の中間周波数帯信号を抽出する第２のバンドパスフィルタと、
   前記第２のバンドパスフィルタによって抽出された前記第２の中間周波数帯信号を増幅する第２の増幅器とを含み、
   前記第２のダウンコンバート部は、前記第１の増幅器による増幅後の前記第３の局部発振信号と前記第２の増幅器による増幅後の前記第２の中間周波数帯信号とを乗積する第２の周波数ミキサを含む、請求項３に記載の受信装置。
5. 送信装置と受信装置とを備えた通信システムであって、
   前記送信装置は、
   第１の局部発振信号を生成する第１の局部発振器と、
   前記第１の局部発振信号の周波数をＭ逓倍した第１の逓倍信号を生成する第１の周波数逓倍部と、
   前記第１の局部発振信号を用いて入力信号をアップコンバートすることによって第１の中間周波数帯信号を生成する第１のアップコンバート部と、
   前記第１の中間周波数帯信号と前記第１の局部発振信号とを合成した第１の合成信号を生成する合成器と、
   前記第１の逓倍信号を用いて前記第１の合成信号をアップコンバートすることによってミリ波帯の送信信号を生成する第２のアップコンバート部とを含み、
   前記受信装置は、
   第２の局部発振信号を生成する第２の局部発振器と、
   前記第２の局部発振信号の周波数をＮ逓倍した第２の逓倍信号を生成する第２の周波数逓倍部と、
   前記第２の逓倍信号を用いて前記送信信号をダウンコンバートすることによって、第２の合成信号を生成する第１のダウンコンバート部と、
   前記第２の合成信号から第３の局部発振信号と第２の中間周波数帯信号を抽出する信号抽出部とを含み、
   前記第１の局部発振信号の周波数は、前記第２の局部発振信号の周波数と異なり、
   前記第１の逓倍信号の倍率Ｍは、前記第２の逓倍信号の倍率Ｎと異なり、
   前記第３の局部発振信号は、前記第１の逓倍信号の周波数と前記第２の逓倍信号の周波数との差に応じた特定の周波数幅を前記第１の局部発振信号の周波数に加算した周波数を有する信号であり、
   前記第２の中間周波数帯信号は、前記特定の周波数幅を前記送信装置の前記入力信号の周波数帯域に加算した周波数帯域を有する信号であり、
   前記受信装置は、さらに、前記信号抽出部によって抽出された前記第３の局部発振信号を用いて前記信号抽出部によって抽出された前記第２の中間周波数帯信号をダウンコンバートすることによって、前記送信装置に入力された前記入力信号を復調する第２のダウンコンバート部とを含み、
   前記信号抽出部は前記第２の合成信号から前記第３の局部発振信号を抽出する第１のバンドパスフィルタを含み、
   前記第１の局部発振信号の周波数と同じ周波数を有する信号は、前記第１のバンドパスフィルタを通過しない、通信システム。
6. 前記第１のバンドパスフィルタは、前記特定の周波数幅より狭い通過帯域幅を有する、請求項５に記載の通信システム。
7. 前記第１および第２の局部発振器は、誘電体共振器を用いたマイクロ波発振器によって構成される、請求項５または６に記載の通信システム。
8. 前記送信装置に入力される前記入力信号は、多チャネルの信号が多重化されている信号である、請求項５または６に記載の通信システム。

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