JP5796156B2

JP5796156B2 - Common mode noise filter

Info

Publication number: JP5796156B2
Application number: JP2011017540A
Authority: JP
Inventors: 吉晴大森
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2011-01-31
Filing date: 2011-01-31
Publication date: 2015-10-21
Anticipated expiration: 2031-01-31
Also published as: JP2012160810A

Description

本発明は、デジタル機器やＡＶ機器、情報通信端末等の各種電子機器に使用されるコモンモードノイズフィルタに関するものである。 The present invention relates to a common mode noise filter used in various electronic devices such as digital devices, AV devices, and information communication terminals.

従来のこの種のコモンモードノイズフィルタは、図１９に示すように、第１〜第５の絶縁体層１ａ〜１ｅと、第２の絶縁体層１ｂ上に形成された第１、第２のコイル導体２、３と、第３の絶縁体層１ｃ上に形成された第３、第４のコイル導体４、５と、第１のコイル導体２と第２のコイル導体３とを接続する第１の接続導体６と、第３のコイル導体４と第４のコイル導体５とを接続する第２の接続導体７とを備えていた。 As shown in FIG. 19, this type of conventional common mode noise filter includes first to second insulator layers 1a to 1e and first and second insulator layers 1b formed on the second insulator layer 1b. The coil conductors 2, 3 are connected to the third and fourth coil conductors 4, 5 formed on the third insulator layer 1c, and the first coil conductor 2 and the second coil conductor 3 are connected to each other. 1 connection conductor 6, and a second connection conductor 7 that connects the third coil conductor 4 and the fourth coil conductor 5.

なお、この出願の発明に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。 As prior art document information relating to the invention of this application, for example, Patent Document 1 is known.

特開２００７−１８１１６９号公報JP 2007-181169 A

近年、携帯電話等にデジタルインターフェイスが搭載され、携帯電話で通信に使われる８００ＭＨｚ帯や２ＧＨｚ帯近傍のコモンモードノイズ低減が望まれている。それ以外にも携帯電話の中では、様々なインターフェイス（ＨＤＭＩ、ＵＳＢ等）や無線機能（無線ＬＡＮ等）が搭載されており、コモンモードノイズだけでなくノーマルモードのノイズも広い周波数帯域で除去することが望まれている。 In recent years, it has been desired to reduce common mode noise in the vicinity of the 800 MHz band and the 2 GHz band, which are used for communication in mobile phones, which are equipped with digital interfaces in mobile phones and the like. In addition, various interfaces (HDMI, USB, etc.) and wireless functions (wireless LAN, etc.) are installed in mobile phones, and not only common mode noise but also normal mode noise is removed in a wide frequency band. It is hoped that.

しかしながら、上記した従来のコモンモードノイズフィルタにおいては、第１の接続導体６、第２の接続導体７を介して単にコモンモードフィルタを２つ直列接続させた特性しか得られず、コモンモードノイズの減衰量が大きく取れないという課題を有していた。 However, in the conventional common mode noise filter described above, only a characteristic in which two common mode filters are connected in series via the first connection conductor 6 and the second connection conductor 7 can be obtained. There was a problem that the amount of attenuation was not large.

また、図２０のように第１の接続導体６、第２の接続導体７ではなく位相線路８を介してコイル導体同士を直列接続させることも考えられるが、この場合、ノーマルモードノイズの減衰量が大きく取れず、さらに、高周波領域ではコモンモード減衰量が取れないという課題を有していた。 In addition, it is conceivable to connect the coil conductors in series via the phase line 8 instead of the first connection conductor 6 and the second connection conductor 7 as shown in FIG. 20, but in this case, the attenuation amount of the normal mode noise However, there is a problem that the common mode attenuation cannot be obtained in the high frequency region.

なぜなら、図２０において、第１、第３のコイル導体２、４と位相線路８との接続点から第２、第４のコイル導体３、５で構成されるコモンモードフィルタ側をみた場合、コモンインピーダンスが容量性に見える周波数領域では、図２０のコモンモードフィルタ全体は、コモンモードに対しては等価的にＬＣフィルタとして働くため、コモンモード減衰量が大きくなるが、周波数が増加し前記コモンモードインピーダンスがショート状態になる周波数より高い周波数領域になると誘導性に戻るため、等価的に１段のＬフィルタとしてしか働かなくなるとともに、各コイル導体の自己共振点を越え、これにより、コモンモード減衰量が悪くなるからである。 This is because, in FIG. 20, when the common mode filter side composed of the second and fourth coil conductors 3 and 5 is viewed from the connection point between the first and third coil conductors 2 and 4 and the phase line 8, the common In the frequency region where the impedance appears to be capacitive, the entire common mode filter of FIG. 20 acts as an LC filter equivalently to the common mode, so that the common mode attenuation increases, but the frequency increases and the common mode filter increases. When the impedance is higher than the frequency at which the impedance is short-circuited, it returns to inductivity. Therefore, it only works as a single-stage L filter, and exceeds the self-resonance point of each coil conductor. Because it gets worse.

本発明は上記従来の課題を解決するもので、コモンモードノイズおよびノーマルモードノイズを広い周波数帯域で大きく減衰させることができるコモンモードノイズフィルタを提供することを目的とするものである。 The present invention solves the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to provide a common mode noise filter capable of greatly attenuating common mode noise and normal mode noise in a wide frequency band.

上記目的を達成するために本発明は、以下の構成を有するものである。 In order to achieve the above object, the present invention has the following configuration.

本発明の請求項１に記載の発明は、積層体と、この積層体の内部に形成された第１〜第４のコイル導体と、前記積層体の端部に設けられかつ前記第１〜第４のコイル導体の一端部にそれぞれ接続された第１〜第４の外部電極と、前記第１のコイル導体と前記第２のコイル導体との間に接続された第１のローパスフィルタ部と、前記第３のコイル導体と前記第４のコイル導体との間に接続された第２のローパスフィルタ部とを備え、前記第１のコイル導体と前記第３のコイル導体とが磁気結合し、かつ前記第２のコイル導体と前記第４のコイル導体とが磁気結合するようにそれぞれ上下方向に積層するとともに、前記第１のコイル導体と第３のコイル導体とで第１のコモンモードフィルタを構成し、前記第２のコイル導体と第４のコイル導体とで第２のコモンモードフィルタを構成し、前記第１、第２のローパスフィルタ部はそれぞれ、少なくとも１つのスパイラル状のコイル部と、グランド接続された第１の金属層を有するコンデンサ部とで構成し、前記コイル部を前記第１〜第４のコイル導体よりも積層方向で外側に形成し、前記第１、第２のローパスフィルタ部で構成される１対のディファレンシャル回路の特性インピーダンスを、ディファレンシャル信号の通過周波数帯域において第１のコモンモードフィルタおよび第２のコモンモードフィルタの特性インピーダンスと略同一とし、さらに、所望の周波数において、前記第１、第３のコイル導体と前記第１、第２のローパスフィルタ部との接続点と、前記第２、第４のコイル導体と前記第１、第２のローパスフィルタ部との接続点の位相差を、０度より大きく９０度以下の範囲になるようにしたもので、この構成によれば、第１のコモンモードフィルタと第１、第２のローパスフィルタ部の接続点において、第２のコモンモードフィルタ側をみた場合のコモンモードインピーダンスを誘導性高インピーダンス状態から容量性低インピーダンス状態とすることができるため、第１のコモンモードフィルタと第１、第２のローパスフィルタ部の接続点において第２のコモンモードフィルタ側をみた場合の、第１、第２のローパスフィルタ部を含む第２のコモンモードフィルタのコモンモードインピーダンスは対地間に接続された容量性素子（キャパシタンス）として働き、これにより、コモンモードに対して、第１のコモンモードフィルタ、第１、第２のローパスフィルタ部および第２のコモンモードフィルタの直列接続回路全体としては等価的にＬＣフィルタとして働くため、大きなコモンモードの減衰量が得られ、また、さらに高い周波数領域においても、第１、第２のローパスフィルタ部の減衰効果によりコモンモード減衰量を得ることができ、これにより広い周波数帯域でコモンモードノイズ減衰特性を得ることができる。さらに、ディファレンシャルモードに対しては、第１のコモンモードフィルタ、第１、第２のローパスフィルタ部および第２のコモンモードフィルタの特性インピーダンスがディファレンシャル信号の通過帯域では整合されて接続されているため、ディファレンシャルモードの損失を抑えることができ、そして、ディファレンシャル信号の通過帯域以上の周波数領域では第１、第２のローパスフィルタ部の減衰効果によりノーマルモード減衰量をも得ることができるという作用効果を有するものである。 The invention according to claim 1 of the present invention is a laminated body, first to fourth coil conductors formed inside the laminated body, provided at an end of the laminated body, and the first to first First to fourth external electrodes respectively connected to one end portions of four coil conductors, a first low-pass filter portion connected between the first coil conductor and the second coil conductor; A second low-pass filter portion connected between the third coil conductor and the fourth coil conductor, wherein the first coil conductor and the third coil conductor are magnetically coupled, and The second coil conductor and the fourth coil conductor are stacked vertically so that they are magnetically coupled, and the first coil conductor and the third coil conductor constitute a first common mode filter. And the second coil conductor and the fourth coil conductor It constitutes a second common mode filter, the first, constituted by a capacitor portion having respective second low-pass filter portion, and at least one spiral coil portion, a first metal layer connected to ground The coil portion is formed outside the first to fourth coil conductors in the stacking direction, and the characteristic impedance of a pair of differential circuits configured by the first and second low-pass filter portions is expressed as a differential signal. The first common mode filter and the second common mode filter have substantially the same characteristic impedance in the pass frequency band of the first and third coil conductors and the first and second coil conductors at a desired frequency. a connection point between the low pass filter portion, said second, said a fourth coil conductor first, the second low-pass filter section The phase difference between the connection point, which was set to be in the range of greater 90 degrees above 0 degrees, according to this configuration, the first and the common mode filter first, at a connection point of the second low-pass filter section Since the common mode impedance when viewed from the second common mode filter side can be changed from the inductive high impedance state to the capacitive low impedance state, the first common mode filter and the first and second low pass filter units The common mode impedance of the second common mode filter including the first and second low-pass filter sections when the second common mode filter side is viewed at the connection point is a capacitive element (capacitance) connected between the ground. Thus, for the common mode, the first common mode filter, the first and second low pass filters Since the entire series connection circuit of the data unit and the second common mode filter works equivalently as an LC filter, a large common mode attenuation can be obtained, and the first and second frequencies can be obtained even in a higher frequency region. A common mode attenuation amount can be obtained by the attenuation effect of the low-pass filter section, and thereby a common mode noise attenuation characteristic can be obtained in a wide frequency band. Furthermore, the differential mode is connected in such a manner that the characteristic impedances of the first common mode filter, the first and second low-pass filter sections, and the second common mode filter are matched in the pass band of the differential signal. The loss of the differential mode can be suppressed, and the normal mode attenuation can be obtained by the attenuation effect of the first and second low-pass filter sections in the frequency region above the pass band of the differential signal. It is what you have.

本発明の請求項２に記載の発明は、特に、第１、第２のローパスフィルタ部のコイル部を少なくとも１つの非磁性体層に形成するように構成したもので、この構成によれば、コイル部が磁性体にすべて覆われていないため、磁性体の透磁率の大きな周波数依存性により低周波でのインダクタ成分が大きくなりすぎるのを防止でき、これにより、ディファレンシャルモードでの特性インピーダンスの整合調整が容易になるという作用効果を有するものである。 The invention according to claim 2 of the present invention is particularly configured to form the coil portions of the first and second low-pass filter portions in at least one nonmagnetic layer. According to this configuration, Since the coil part is not completely covered with the magnetic material, it is possible to prevent the inductor component at low frequency from becoming too large due to the large frequency dependence of the magnetic permeability of the magnetic material, thereby matching the characteristic impedance in the differential mode. This has the effect of being easy to adjust.

本発明の請求項３に記載の発明は、特に、第１、第２のローパスフィルタ部をそれぞれ、コイル部と、このコイル部に上面視にて対向する第１の金属層とで構成したもので、この構成によれば、コイル部と第１の金属層との間に浮遊容量が連続的に形成されるため、等価的に分布定数型ローパスフィルタが構成され、これにより、他の金属層を形成してコンデンサ部を構成する必要がなくなり、これにより、積層数を削減することができるため、コスト削減と薄層化を実現できるという作用効果を有するものである。 In the invention described in claim 3 of the present invention, in particular, the first and second low-pass filter portions are each composed of a coil portion and a first metal layer facing the coil portion in a top view. Thus, according to this configuration, since the stray capacitance is continuously formed between the coil portion and the first metal layer, an equivalent distributed constant type low-pass filter is configured, whereby another metal layer is formed. This eliminates the need to form the capacitor portion, thereby reducing the number of stacked layers, and thus has the effect of realizing cost reduction and thinning.

本発明の請求項４に記載の発明は、特に、第１の金属層が上面視にて第１〜第４のコイル導体を覆うようにしたもので、この構成によれば、金属層と第１〜第４のコイル導体との間に大きな浮遊容量を発生させることができるため、高周波帯域のコモンモードノイズを大きく減衰させることができるという作用効果を有するものである。 In the invention according to claim 4 of the present invention, in particular, the first metal layer covers the first to fourth coil conductors in a top view. Since a large stray capacitance can be generated between the first to fourth coil conductors, the common mode noise in the high frequency band can be greatly attenuated.

以上のように本発明のコモンモードノイズフィルタは、磁気結合された第１のコイル導体と第３のコイル導体から構成される第１のコモンモードフィルタと、磁気結合された第２のコイル導体と第４のコイル導体から構成される第２のコモンモードフィルタとの間に接続される第１、第２のローパスフィルタ部を有し、さらに、この第１、第２のローパスフィルタ部を、所望の周波数において、第１、第３のコイル導体と第１、第２のローパスフィルタ部との接続点と、第２、第４のコイル導体と第１、第２のローパスフィルタ部との接続点の位相差を、０度より大きく９０度以下の範囲になるようにしたことで位相調整機能を持たせているため、第１のコモンモードフィルタと第１、第２のローパスフィルタ部の接続点から第２のコモンモードフィルタ側をみた場合でのコモンモードインピーダンスを誘導性高インピーダンス状態から容量性低インピーダンス状態とすることができ、これにより、コモンモードに対しては第１、第２のローパスフィルタ部を含む第２のコモンモードフィルタは対地間に接続された容量性素子（キャパシタンス）として働くため、コモンモードに対して、第１のコモンモードフィルタ、第１、第２のローパスフィルタ部および第２のコモンモードフィルタの直列接続回路全体としては等価的にＬＣフィルタとして働き、さらに高い周波数領域においても、第１、第２のローパスフィルタ部の減衰効果によりコモンモード減衰量を得ることができ、これにより広い周波数帯域でコモンモードノイズ減衰特性を得ることができる。さらに、ディファレンシャルモードに対しては、第１のコモンモードフィルタ、第１、第２のローパスフィルタ部および第２のコモンモードフィルタの特性インピーダンスがディファレンシャル信号の通過帯域で整合されて接続されているためディファレンシャルモードの損失を抑えることができ、そして、ディファレンシャル信号の通過帯域以上の周波数領域では第１、第２のローパスフィルタ部の減衰効果によりノーマルモード減衰量をも得ることができるという優れた効果を奏するものである。 As described above, the common mode noise filter of the present invention includes the first common mode filter including the first coil conductor and the third coil conductor that are magnetically coupled, the second coil conductor that is magnetically coupled, First and second low-pass filter units connected between a second common mode filter composed of a fourth coil conductor, and further, the first and second low-pass filter units are provided as desired. Connection points between the first and third coil conductors and the first and second low-pass filter units, and connection points between the second and fourth coil conductors and the first and second low-pass filter units. The phase difference between the first common mode filter and the first and second low-pass filter sections is provided by providing a phase adjustment function by making the phase difference between 0 degrees and 90 degrees or less. To the second common module The common mode impedance when viewed from the defilter side can be changed from an inductive high impedance state to a capacitive low impedance state, whereby the common mode impedance includes the first and second low-pass filter portions. Since the two common mode filters function as a capacitive element (capacitance) connected between the ground, the first common mode filter, the first and second low-pass filter sections, and the second common mode are used for the common mode. The entire series-connected circuit of the filters functions as an LC filter equivalently, and even in a higher frequency range, the common mode attenuation can be obtained by the attenuation effect of the first and second low-pass filter sections, thereby wide frequency Common mode noise attenuation characteristics can be obtained in a band. Furthermore, the differential mode is connected by matching the characteristic impedances of the first common mode filter, the first and second low-pass filter sections, and the second common mode filter in the pass band of the differential signal. The loss of the differential mode can be suppressed, and the normal mode attenuation can be obtained by the attenuation effect of the first and second low-pass filter sections in the frequency region above the pass band of the differential signal. It is what you play.

本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタの分解斜視図1 is an exploded perspective view of a common mode noise filter according to Embodiment 1 of the present invention. 同コモンモードノイズフィルタの斜視図Perspective view of the common mode noise filter 同コモンモードノイズフィルタの等価回路図Equivalent circuit diagram of the common mode noise filter 同コモンモードノイズフィルタの等価回路図Equivalent circuit diagram of the common mode noise filter 同コモンモードノイズフィルタのローパスフィルタ部のみ、および位相線路接続の位相線路のみの挿入損失特性を示す図Diagram showing insertion loss characteristics of only the low-pass filter part of the common mode noise filter and only the phase line connected to the phase line 同コモンモードノイズフィルタのローパスフィルタ部のみ、および位相線路接続の位相線路のみの位相特性を示す図Diagram showing the phase characteristics of only the low-pass filter part of the common-mode noise filter and only the phase line connected to the phase line 同コモンモードノイズフィルタの第１、第２のローパスフィルタ部のみで構成された１対のディファレンシャル回路、および位相線路接続の位相線路のみで構成された１対のディファレンシャル回路のディファレンシャルモード挿入損失と周波数との関係を示す図Differential mode insertion loss and frequency of a pair of differential circuits composed only of the first and second low-pass filter sections of the common mode noise filter and a pair of differential circuits composed only of phase lines connected to the phase line Diagram showing the relationship 同コモンモードノイズフィルタの第１、第２のローパスフィルタ部のみで構成された１対のディファレンシャル回路、および位相線路接続の位相線路で構成された１対のディファレンシャル回路のコモンモード減衰特性と周波数の関係を示す図Common mode attenuation characteristics and frequency of a pair of differential circuits composed of only the first and second low-pass filter sections of the common mode noise filter and a pair of differential circuits composed of phase lines connected to the phase line Diagram showing relationship 図４における点Ａから第２のコモンモードフィルタ側を見たディファレンシャルモードのインピーダンスを示すスミスチャートSmith chart showing differential mode impedance when the second common mode filter side is viewed from point A in FIG. 図４における点Ａから第２のコモンモードフィルタ側を見たコモンモードのインピーダンスを示すスミスチャートSmith chart showing the impedance of the common mode when the second common mode filter side is viewed from the point A in FIG. 第１のコモンモードフィルタのみのディファレンシャルモードのインピーダンスを示すスミスチャートSmith chart showing differential mode impedance of only the first common mode filter 第１のコモンモードフィルタのみのコモンモードのインピーダンスを示すスミスチャートSmith chart showing common mode impedance of only the first common mode filter 本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタおよび位相線路接続で構成した場合のコモンモードノイズフィルタの周波数とディファレンシャルモード減衰量との関係を示す図The figure which shows the relationship between the frequency of a common mode noise filter at the time of comprising with the common mode noise filter and phase line connection in Embodiment 1 of this invention, and differential mode attenuation amount 本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタ、位相線路接続で構成した場合のコモンモードノイズフィルタ、および単純接続で構成した場合のコモンモードノイズフィルタの周波数とコモンモード減衰量の関係を示す図The figure which shows the common mode noise filter in Embodiment 1 of this invention, the common mode noise filter at the time of comprising with a phase line connection, and the relationship between the frequency of a common mode noise filter at the time of comprising with a simple connection, and a common mode attenuation amount 同コモンモードノイズフィルタの他の例を示す分解斜視図An exploded perspective view showing another example of the common mode noise filter 同コモンモードノイズフィルタの他の例の等価回路図Equivalent circuit diagram of another example of the common mode noise filter 同コモンモードノイズフィルタ、および同コモンモードノイズフィルタの他の例の周波数とコモンモード減衰量の関係を示す図The figure which shows the relationship of the frequency and common mode attenuation of the other example of the common mode noise filter and the common mode noise filter 本発明の実施の形態２におけるコモンモードノイズフィルタの分解斜視図The disassembled perspective view of the common mode noise filter in Embodiment 2 of this invention 従来のコモンモードノイズフィルタの分解斜視図Exploded perspective view of a conventional common mode noise filter 同コモンモードノイズフィルタにおいて位相線路を設けた場合の等価回路図Equivalent circuit diagram when phase line is provided in the common mode noise filter

（実施の形態１）
以下、実施の形態１を用いて、本発明の特に請求項１、２，４に記載の発明について説明する。 (Embodiment 1)
In the following, the first and second aspects of the present invention will be described with reference to the first embodiment.

図１は本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタの分解斜視図、図２は同コモンモードノイズフィルタの斜視図、図３、図４は同コモンモードノイズフィルタの等価回路図である。 1 is an exploded perspective view of a common mode noise filter according to Embodiment 1 of the present invention, FIG. 2 is a perspective view of the common mode noise filter, and FIGS. 3 and 4 are equivalent circuit diagrams of the common mode noise filter.

本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタは、図１、図２に示すように、積層体１０と、この積層体１０の内部に形成された第１〜第４のコイル導体１１〜１４と、前記第１のコイル導体１１と前記第２のコイル導体１２とを接続する第１のローパスフィルタ部１５と、前記第３のコイル導体１３と前記第４のコイル導体１４とを接続する第２のローパスフィルタ部１６とを備え、前記第１のコイル導体１１と前記第３のコイル導体１３とが磁気結合し、かつ前記第２のコイル導体１２と前記第４のコイル導体１４とが磁気結合するようにそれぞれ上下方向に積層するとともに、前記第１のコイル導体１１と第３のコイル導体１３とで第１のコモンモードフィルタ１７を構成し、前記第２のコイル導体１２と第４のコイル導体１４とで第２のコモンモードフィルタ１８を構成しており、第１のコモンモードフィルタ１７と第２のコモンモードフィルタ１８が第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６を介して直列に接続されている。 As shown in FIGS. 1 and 2, the common mode noise filter according to the first exemplary embodiment of the present invention includes a multilayer body 10 and first to fourth coil conductors 11 to 14 formed inside the multilayer body 10. A first low-pass filter portion 15 that connects the first coil conductor 11 and the second coil conductor 12, and a first low-pass filter portion 15 that connects the third coil conductor 13 and the fourth coil conductor 14. 2 low-pass filter sections 16, the first coil conductor 11 and the third coil conductor 13 are magnetically coupled, and the second coil conductor 12 and the fourth coil conductor 14 are magnetically coupled. The first coil conductor 11 and the third coil conductor 13 constitute a first common mode filter 17, and the second coil conductor 12 and the fourth coil conductor 11 are stacked in the vertical direction so as to be coupled. Coil guide 14 constitutes a second common mode filter 18, and the first common mode filter 17 and the second common mode filter 18 are connected in series via the first and second low-pass filter sections 15 and 16. Has been.

また、前記第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６はそれぞれ、スパイラル状のコイル部１９ａとコンデンサ部１９ｂとで構成され、このコンデンサ部１９ｂは、グランドに接続された第１の金属層２０と、前記第１、第２のコモンモードフィルタ１７、１８との間に形成された第２の金属層２１からなり、この第２の金属層２１の一部と第１の金属層２０が対向するように構成されている。 Each of the first and second low-pass filter portions 15 and 16 includes a spiral coil portion 19a and a capacitor portion 19b. The capacitor portion 19b is connected to the first metal layer 20 connected to the ground. And a second metal layer 21 formed between the first and second common mode filters 17, 18. A part of the second metal layer 21 and the first metal layer 20 are opposed to each other. Is configured to do.

上記構成において、前記第１〜第４のコイル導体１１〜１４は、積層体１０の内部において、それぞれ銀等の導電材料を渦巻状にめっきまたは印刷することにより形成されている。そして、第１、第２のコイル導体１１、１２は、ともに第１の絶縁体層２２ａの上面に形成され、第３、第４のコイル導体１３、１４は、ともに第２の絶縁体層２２ｂの上面に形成されている。なお、第１〜第４のコイル導体１１〜１４の渦巻きの中心部に磁性材料からなる磁性体部（図示せず）を設けてもよい。 The said structure WHEREIN: The said 1st-4th coil conductors 11-14 are formed in the inside of the laminated body 10 by plating or printing electrically conductive materials, such as silver, in a spiral shape, respectively. The first and second coil conductors 11 and 12 are both formed on the upper surface of the first insulator layer 22a, and the third and fourth coil conductors 13 and 14 are both the second insulator layer 22b. It is formed on the upper surface. In addition, you may provide the magnetic body part (not shown) which consists of magnetic materials in the center part of the spiral of the 1st-4th coil conductors 11-14.

さらに、前記第１〜第４のコイル導体１１〜１４の一端部１１ａ〜１４ａ（図１では第４のコイル導体１４の一端部１４ａは絶縁体層に隠れて見えない）は、それぞれ積層体１０の端部に設けられた第１〜第４の外部電極２３〜２６と接続されている。 Furthermore, the one end portions 11a to 14a of the first to fourth coil conductors 11 to 14 (in FIG. 1, the one end portion 14a of the fourth coil conductor 14 is hidden behind the insulator layer and cannot be seen) are respectively laminated bodies 10. Are connected to first to fourth external electrodes 23 to 26 provided at the end of the first electrode.

また、第１のコイル導体１１の他端部１１ｂ、第２のコイル導体１２の他端部１２ｂは、第１のローパスフィルタ部１５を介して接続されている。 The other end portion 11 b of the first coil conductor 11 and the other end portion 12 b of the second coil conductor 12 are connected via a first low-pass filter portion 15.

ここで、前記第１のローパスフィルタ部１５は、第３の絶縁体層２２ｃの上面に設けられたスパイラル状のコイル部１９ａ、およびコンデンサ部１９ｂで構成されている。そして、このコンデンサ部１９ｂは、コイル部１９ａと前記第１、第２のコモンモードフィルタ１７、１８（第１のコイル導体１１、第２のコイル導体１２）との間の第４の絶縁体層２２ｄの上面に形成された２つの第２の金属層２１、およびこの２つの第２の金属層２１とそれぞれと対向するように構成された第１の金属層２０からなる。また、この第１の金属層２０は、コイル部１９ａと２つの第２の金属層２１との間の第５の絶縁体層２２ｅの上面、および２つの第２の金属層２１と第１、第２のコイル導体１１、１２との間の第６の絶縁体層２２ｆの上面にそれぞれ形成されている。なお、第６の絶縁体層２２ｆの上面に形成された第１の金属層２０と第１の絶縁体層２２ａとの間には第７の絶縁体層２２ｇが形成されている。 Here, the first low-pass filter portion 15 includes a spiral coil portion 19a and a capacitor portion 19b provided on the upper surface of the third insulator layer 22c. And this capacitor | condenser part 19b is a 4th insulator layer between the coil part 19a and the said 1st, 2nd common mode filters 17 and 18 (the 1st coil conductor 11 and the 2nd coil conductor 12). It consists of two second metal layers 21 formed on the upper surface of 22d, and a first metal layer 20 configured to face the two second metal layers 21. In addition, the first metal layer 20 includes an upper surface of the fifth insulator layer 22e between the coil portion 19a and the two second metal layers 21, and the two second metal layers 21 and the first, It is formed on the upper surface of the sixth insulator layer 22f between the second coil conductors 11 and 12, respectively. Note that a seventh insulator layer 22g is formed between the first metal layer 20 and the first insulator layer 22a formed on the upper surface of the sixth insulator layer 22f.

このとき、第１のコイル導体１１の他端部１１ｂと第２の金属層２１とが接続され、この第２の金属層２１とコイル部１９ａとが接続され、このコイル部１９ａと他方の第２の金属層２１とが接続され、この他方の第２の金属層２１と第２のコイル導体１２の他端部１２ｂとが接続されて、第１のコイル導体１１、第２の金属層２１、コイル部１９ａ、他方の第２の金属層２１、第２のコイル導体１２の順に直列に接続される。 At this time, the other end portion 11b of the first coil conductor 11 and the second metal layer 21 are connected, the second metal layer 21 and the coil portion 19a are connected, and the coil portion 19a and the other second metal layer 21 are connected. The second metal layer 21 is connected, and the other second metal layer 21 and the other end portion 12b of the second coil conductor 12 are connected, so that the first coil conductor 11 and the second metal layer 21 are connected. The coil portion 19a, the other second metal layer 21, and the second coil conductor 12 are connected in series in this order.

また、第１のコイル導体１１の他端部１１ｂと第２の金属層２１との接続は、第１の絶縁体層２２ａ、第７の絶縁体層２２ｇ、第６の絶縁体層２２ｆに形成された第１のビア電極２７ａを介してなされる。さらに、第２の金属層２１とコイル部１９ａとの接続は、第４の絶縁体層２２ｄ、第５の絶縁体層２２ｅに形成された第２のビア電極２７ｂを介してなされる。そして、コイル部１９ａと他方の第２の金属層２１との接続は、第４の絶縁体層２２ｄ、第５の絶縁体層２２ｅに形成された第３のビア電極２７ｃを介してなされる。さらにまた、この他方の第２の金属層２１と第２のコイル導体１２の他端部１２ｂとの接続は、第１の絶縁体層２２ａ、第７の絶縁体層２２ｇ、第６の絶縁体層２２ｆに形成された第４のビア電極２７ｄを介してなされる。 Further, the connection between the other end portion 11b of the first coil conductor 11 and the second metal layer 21 is formed in the first insulator layer 22a, the seventh insulator layer 22g, and the sixth insulator layer 22f. This is done through the first via electrode 27a. Further, the connection between the second metal layer 21 and the coil portion 19a is made through the second via electrode 27b formed on the fourth insulator layer 22d and the fifth insulator layer 22e. The coil portion 19a and the other second metal layer 21 are connected via a third via electrode 27c formed on the fourth insulator layer 22d and the fifth insulator layer 22e. Furthermore, the connection between the other second metal layer 21 and the other end portion 12b of the second coil conductor 12 includes the first insulator layer 22a, the seventh insulator layer 22g, and the sixth insulator. This is done through the fourth via electrode 27d formed in the layer 22f.

さらに、第３のコイル導体１３の他端部１３ｂ、第４のコイル導体１４の他端部１４ｂは、第２のローパスフィルタ部１６を介して接続されている。 Furthermore, the other end 13 b of the third coil conductor 13 and the other end 14 b of the fourth coil conductor 14 are connected via a second low-pass filter unit 16.

ここで、前記第２のローパスフィルタ部１６は、第１のローパスフィルタ部１５と同様に、第８の絶縁体層２２ｈの上面に設けられたスパイラル状のコイル部１９ａ、およびコンデンサ部１９ｂで構成されている。そして、このコンデンサ部１９ｂは、コイル部１９ａと前記第１、第２のコモンモードフィルタ１７、１８（第３のコイル導体１３、第４のコイル導体１４）との間の第９の絶縁体層２２ｉの上面に形成された２つの第２の金属層２１、およびこの２つの第２の金属層２１と対向するように構成された第１の金属層２０からなる。また、この第１の金属層２０は、コイル部１９ａと２つの第２の金属層２１との間の第１０の絶縁体層２２ｊの上面、および２つの第２の金属層２１と第３、第４のコイル導体１３、１４との間の第１１の絶縁体層２２ｋの上面にそれぞれ形成されている。なお、第１１の絶縁体層２２ｋと第３、第４のコイル導体１３、１４との間には第１２の絶縁体層２２ｌが、コイル部１９ａの上面には第１３の絶縁体層２２ｍが形成されている。 Here, like the first low-pass filter unit 15, the second low-pass filter unit 16 includes a spiral coil unit 19a and a capacitor unit 19b provided on the upper surface of the eighth insulator layer 22h. Has been. The capacitor portion 19b includes a ninth insulator layer between the coil portion 19a and the first and second common mode filters 17 and 18 (third coil conductor 13 and fourth coil conductor 14). It consists of two second metal layers 21 formed on the upper surface of 22 i and a first metal layer 20 configured to face the two second metal layers 21. In addition, the first metal layer 20 includes an upper surface of the tenth insulator layer 22j between the coil portion 19a and the two second metal layers 21, and the two second metal layers 21 and the third, It is formed on the upper surface of the eleventh insulator layer 22k between the fourth coil conductors 13 and 14, respectively. A twelfth insulator layer 22l is provided between the eleventh insulator layer 22k and the third and fourth coil conductors 13 and 14, and a thirteenth insulator layer 22m is provided on the upper surface of the coil portion 19a. Is formed.

また、第３のコイル導体１３の他端部１３ｂと第２の金属層２１との接続は、第１２の絶縁体層２２ｌ、第１１の絶縁体層２２ｋ、第９の絶縁体層２２ｉに形成された第５のビア電極２７ｅを介してなされる。さらに、第２の金属層２１とコイル部１９ａとの接続は、第１０の絶縁体層２２ｊ、第８の絶縁体層２２ｈに形成された第６のビア電極２７ｆを介してなされる。そして、コイル部１９ａと他方の第２の金属層２１との接続は、第１０の絶縁体層２２ｊ、第８の絶縁体層２２ｈに形成された第７のビア電極２７ｇを介してなされる。さらにまた、この他方の第２の金属層２１と第４のコイル導体１４の他端部１４ｂとの接続は、第１２の絶縁体層２２ｌ、第１１の絶縁体層２２ｋ、第９の絶縁体層２２ｉに形成された第８のビア電極２７ｈを介してなされる。 Further, the connection between the other end 13b of the third coil conductor 13 and the second metal layer 21 is formed in the twelfth insulator layer 22l, the eleventh insulator layer 22k, and the ninth insulator layer 22i. This is done through the fifth via electrode 27e. Furthermore, the connection between the second metal layer 21 and the coil portion 19a is made through a sixth via electrode 27f formed in the tenth insulator layer 22j and the eighth insulator layer 22h. The coil portion 19a and the other second metal layer 21 are connected via a seventh via electrode 27g formed on the tenth insulator layer 22j and the eighth insulator layer 22h. Furthermore, the other second metal layer 21 and the other end portion 14b of the fourth coil conductor 14 are connected to the twelfth insulator layer 22l, the eleventh insulator layer 22k, and the ninth insulator. This is done via the eighth via electrode 27h formed in the layer 22i.

すなわち、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６は、それぞれコイル部１９ａによってインダクタが構成され、第１の金属層２０と第２の金属層２１とによってコンデンサ部１９ｂが２つ構成される。これにより、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６は、３素子からなるパイ型のＬＣフィルタとなっている。さらに、第１のローパスフィルタ部１５と第２のローパスフィルタ部１６の構成は略同一となっている。 That is, in each of the first and second low-pass filter sections 15 and 16, an inductor is configured by the coil section 19a, and two capacitor sections 19b are configured by the first metal layer 20 and the second metal layer 21. . Thus, the first and second low-pass filter sections 15 and 16 are pie-type LC filters including three elements. Further, the configurations of the first low-pass filter unit 15 and the second low-pass filter unit 16 are substantially the same.

なお、第２の金属層２１と第１〜第８のビア電極２７ａ〜２７ｈとが電気的に接続されないようになっている。そして、第１〜第８のビア電極２７ａ〜２７ｈは、絶縁体層の所定の位置に、レーザで孔あけ加工をし、この孔に銀を充填して形成する。ここで、図１ではビア電極の一部は絶縁体層に隠れて見えなくなっている。 The second metal layer 21 and the first to eighth via electrodes 27a to 27h are not electrically connected. The first to eighth via electrodes 27a to 27h are formed by drilling holes at predetermined positions of the insulator layer with a laser and filling the holes with silver. Here, in FIG. 1, a part of the via electrode is hidden behind the insulator layer and cannot be seen.

また、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６においては、コイル部１９ａのＬ値や第１の金属層２０と第２の金属層２１間のコンデンサ部１９ｂのＣ値を調整し、所望の周波数において、第１のコイル導体１１と第１のローパスフィルタ部１５との接続点および第３のコイル導体１３と第２のローパスフィルタ部１６との接続点（図４における点Ａ）の位相を、第２のコイル導体１２と第１のローパスフィルタ部１５との接続点および第４のコイル導体１４と第２のローパスフィルタ部１６との接続点（図４における点Ｂ）の位相よりも０度より大きくかつ９０度以下の位相量で変化させることができるように位相調整機能を持たせている。 Further, in the first and second low-pass filter portions 15 and 16, the L value of the coil portion 19a and the C value of the capacitor portion 19b between the first metal layer 20 and the second metal layer 21 are adjusted to obtain a desired value. Phase of the connection point between the first coil conductor 11 and the first low-pass filter unit 15 and the connection point between the third coil conductor 13 and the second low-pass filter unit 16 (point A in FIG. 4). The phase of the connection point between the second coil conductor 12 and the first low-pass filter unit 15 and the connection point between the fourth coil conductor 14 and the second low-pass filter unit 16 (point B in FIG. 4). A phase adjustment function is provided so that the phase can be changed by a phase amount larger than 0 degree and 90 degrees or less.

このとき、Ｌ値はコイル部１９ａの巻き数によって調整し、Ｃ値は第１の金属層２０と第２の金属層２１間の距離、第１の金属層２０と第２の金属層２１との対向面積、あるいは第１の金属層２０と第２の金属層２１との間に位置する絶縁体層の誘電率によって調整する。 At this time, the L value is adjusted by the number of turns of the coil portion 19a, the C value is a distance between the first metal layer 20 and the second metal layer 21, and the first metal layer 20 and the second metal layer 21 The dielectric constant of the insulating layer located between the first metal layer 20 and the second metal layer 21 is adjusted.

また、前記所望の周波数における位相量９０度とは、所望の周波数での誘電材料や磁性材料で構成される積層体１０内での真空中の波長を基準として波長短縮を考慮した有効的な波長で換算し、その有効波長の１／４に相当する。これは絶縁体層の種類やコモンモードノイズの減衰量を得たい周波数帯域によって変わる。 The phase amount of 90 degrees at the desired frequency is an effective wavelength considering wavelength shortening with reference to the wavelength in vacuum in the laminate 10 made of a dielectric material or magnetic material at the desired frequency. Is equivalent to ¼ of the effective wavelength. This varies depending on the type of insulator layer and the frequency band in which the attenuation of common mode noise is desired.

そして、第１のコイル導体１１と第３のコイル導体１３とが磁気結合し、第２のコイル導体１２と第４のコイル導体１４とが磁気結合するようになっており、この構成により、図３、図４に示すように、第１のコイル導体１１と第３のコイル導体１３からなる第１のコモンモードフィルタ１７と、第２のコイル導体１２と第４のコイル導体１４からなる第２のコモンモードフィルタ１８の２つのコモンモードフィルタが、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６を介して接続される。 The first coil conductor 11 and the third coil conductor 13 are magnetically coupled, and the second coil conductor 12 and the fourth coil conductor 14 are magnetically coupled. 3. As shown in FIG. 4, the first common mode filter 17 composed of the first coil conductor 11 and the third coil conductor 13 and the second composed of the second coil conductor 12 and the fourth coil conductor 14. The two common mode filters of the common mode filter 18 are connected via the first and second low-pass filter sections 15 and 16.

さらに、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６で構成される１対のディファレンシャル回路の特性インピーダンスは、ディファレンシャル信号の通過周波数帯域において第１のコモンモードフィルタ１７および第２のコモンモードフィルタ１８の特性インピーダンスと略同一になっており、これにより、ディファレンシャルモードの損失を抑えることができる。 Further, the characteristic impedance of the pair of differential circuits composed of the first and second low-pass filter sections 15 and 16 is the first common mode filter 17 and the second common mode filter 18 in the pass frequency band of the differential signal. Thus, the differential mode loss can be suppressed.

なお、第１〜第１３の絶縁体層２２ａ〜２２ｍは、シート状に構成され、第３の絶縁体層２２ｃ、第７の絶縁体層２２ｇ、第１１の絶縁体層２２ｋ、第１３の絶縁体層２２ｍは、Ｎｉ−Ｃｕ−Ｚｎフェライト等の磁性材料で形成され、他の絶縁体層は、Ｃｕ−Ｚｎフェライト等の非磁性材料により形成されている。そして、第１〜第１３の絶縁体層２２ａ〜２２ｍの枚数は、図１に示された枚数に限定されるものではない。 The first to thirteenth insulator layers 22a to 22m are formed in a sheet shape, and the third insulator layer 22c, the seventh insulator layer 22g, the eleventh insulator layer 22k, and the thirteenth insulator. The body layer 22m is made of a magnetic material such as Ni—Cu—Zn ferrite, and the other insulator layer is made of a nonmagnetic material such as Cu—Zn ferrite. The number of the first to thirteenth insulator layers 22a to 22m is not limited to the number shown in FIG.

この構成により、コイル部１９ａの片側の面が非磁性体層に接するようになり、これにより、コイル部１９ａが磁性体にすべて覆われていないため、磁性体の透磁率の大きな周波数依存性により低周波でのインダクタ成分が大きくなりすぎるのを防止でき、これにより、ディファレンシャルモードの特性インピーダンスの整合調整が容易になる。 With this configuration, one surface of the coil portion 19a comes into contact with the non-magnetic material layer, and thus the coil portion 19a is not completely covered with the magnetic material, so that the magnetic material has a large frequency dependence on the magnetic permeability. An inductor component at a low frequency can be prevented from becoming too large, which facilitates matching adjustment of the differential mode characteristic impedance.

そして、前記第１の金属層２０は、第５の絶縁体層２２ｅ、第６の絶縁体層２２ｆ、第１０の絶縁体層２２ｊ、第１１の絶縁体層２２ｋのそれぞれ上面の１箇所に銀、銅等の導電材料をめっきまたは印刷することにより、あるいは金属板、金属箔を貼り付けることによりシート状に形成されている。また、第２の金属層２１は、第４、第９の絶縁体層２２ｄ、２２ｉのそれぞれ上面の２箇所に銀、銅等の導電材料をめっきまたは印刷することにより、あるいは金属板、金属箔を貼り付けることによりシート状に形成されている。さらに、この第１の金属層２０はそれぞれ、その一部が絶縁体層の側面に露出している。そして、この第１の金属層２０は図４に示すように、グランドに接続される。また、第１の金属層２０と第２の金属層２１とは上面視または下面視により、少なくとも互いにその一部を覆うように配置されている。 The first metal layer 20 is formed of silver on one of the upper surfaces of the fifth insulator layer 22e, the sixth insulator layer 22f, the tenth insulator layer 22j, and the eleventh insulator layer 22k. It is formed into a sheet by plating or printing a conductive material such as copper, or by attaching a metal plate or metal foil. The second metal layer 21 may be formed by plating or printing a conductive material such as silver or copper on the upper surface of each of the fourth and ninth insulator layers 22d and 22i, or a metal plate or metal foil. Is formed in a sheet shape. Further, each of the first metal layers 20 is exposed on the side surface of the insulator layer. The first metal layer 20 is connected to the ground as shown in FIG. The first metal layer 20 and the second metal layer 21 are disposed so as to cover at least a part of each other when viewed from the top or the bottom.

上記した構成により、積層体１０が形成される。また、この積層体１０の両端部には、積層体１０の焼成後において、上述した第１〜第４の外部電極２３〜２６と、第１の金属層２０の一部に接続された第５、第６の外部電極２８、２９とが設けられている。さらに、前記第１〜第６の外部電極２３〜２６、２８、２９は、積層体１０の端面に銀を印刷することにより形成され、またこれらの表面にめっきによってニッケルめっき層を形成するとともに、このニッケルめっき層の表面にめっきによってすずやはんだ等の低融点金属めっき層を形成する。 With the above-described configuration, the laminate 10 is formed. Further, at both ends of the laminated body 10, after the laminated body 10 is fired, the first to fourth external electrodes 23 to 26 and the fifth metal connected to a part of the first metal layer 20 are provided. , Sixth external electrodes 28 and 29 are provided. Further, the first to sixth external electrodes 23 to 26, 28, 29 are formed by printing silver on the end face of the laminate 10, and a nickel plating layer is formed on these surfaces by plating, A low melting point metal plating layer such as tin or solder is formed on the surface of the nickel plating layer by plating.

ここで、本実施例においては、ディファレンシャルモードの信号の周波数通過帯域を１ＧＨｚの場合を考え、ディファレンシャルモードのカットオフ周波数（挿入損失が３ｄＢとなる周波数）をおよそ１ＧＨｚとなるように、また１ＧＨｚにおいて第１のコモンモードフィルタ１７と、第１のローパスフィルタ部１５、第２のローパスフィルタ部１６との接続点（図４の点Ａ）の位相を、第２のコモンモードフィルタ１８と、第１のローパスフィルタ部１５、第２のローパスフィルタ部１６との接続点（図４の点Ｂ）の位相より９０度の位相変化量とするように、図４における第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６のＬ値、Ｃ値を調整している。 Here, in the present embodiment, considering the case where the frequency passband of the differential mode signal is 1 GHz, the differential mode cutoff frequency (frequency at which the insertion loss is 3 dB) is approximately 1 GHz, and at 1 GHz. The phase of the connection point (point A in FIG. 4) between the first common mode filter 17, the first low-pass filter unit 15, and the second low-pass filter unit 16 is changed to the second common mode filter 18 and the first The first and second low-pass filter units in FIG. 4 are set to have a phase change amount of 90 degrees from the phase of the connection point (point B in FIG. 4) with the low-pass filter unit 15 and the second low-pass filter unit 16. The L and C values of 15 and 16 are adjusted.

このような調整方法のひとつとして、図４のパイ型ローパスフィルタを用いた場合を考え、図４の点Ｂからの位相変化量をθ度とした場合に、コイル部１９ａのＬ値、コンデンサ部１９ｂのＣ値は以下の式で表されることを導出した。ここで、Ｚｏはシングルエンド伝送ラインの特性インピーダンス、ｆは周波数、πは円周率を示す。
Ｌ＝Ｚｏ／（２πｆ・ｓｉｎ（２πθ／３６０））
Ｃ＝（１−ｃｏｓ（２πθ／３６０））／（Ｚｏ・２πｆ・ｓｉｎ（２πθ／３６０））
以上のように構成された本発明の実施の形態１におけるコモンモードフィルタの作用について、図５〜図１４を用いて説明する。なお、一部の図面については、比較例として、図２０に示す２つのコモンモードフィルタを位相線路を介して接続したもの（以下、「位相線路接続」とする）と、図１９に示す２つのコモンモードフィルタを単純に直列接続した位相の変化量が０度とみなせるもの（以下、「単純接続」とする）を用いる。また、この位相線路接続における位相線路も、所望の周波数において、第１、第３のコイル導体１１、１３と第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６との接続点の位相を、第２、第４のコイル導体１２、１４と第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６との接続点の位相よりも０度より大きくかつ９０度以下の位相量で変化させることができるように線路長を調整している。 As one of such adjustment methods, considering the case where the pi-type low-pass filter of FIG. 4 is used and the phase change amount from the point B of FIG. 4 is θ degrees, the L value of the coil portion 19a, the capacitor portion It was derived that the C value of 19b is expressed by the following equation. Here, Zo is the characteristic impedance of the single-ended transmission line, f is the frequency, and π is the circular ratio.
L = Zo / (2πf · sin (2πθ / 360))
C = (1-cos (2πθ / 360)) / (Zo · 2πf · sin (2πθ / 360))
The operation of the common mode filter according to the first embodiment of the present invention configured as described above will be described with reference to FIGS. For some drawings, as a comparative example, two common mode filters shown in FIG. 20 are connected via a phase line (hereinafter referred to as “phase line connection”) and two common mode filters shown in FIG. A common mode filter simply connected in series and having a phase variation of 0 degree (hereinafter referred to as “simple connection”) is used. Further, the phase line in this phase line connection also has the phase of the connection point between the first and third coil conductors 11 and 13 and the first and second low-pass filter sections 15 and 16 at the desired frequency. The line can be changed by a phase amount larger than 0 degree and 90 degrees or less than the phase of the connection point between the fourth coil conductors 12 and 14 and the first and second low-pass filter sections 15 and 16. The length is adjusted.

以下、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６のみの場合、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６のみで形成されるディファレンシャル回路の場合、このディファレンシャル回路と第２のコモンモードフィルタ１８を接続した場合、さらに第１のコモンモードフィルタ１７を接続した場合のそれぞれの作用について順をおって説明していく。 Hereinafter, in the case of only the first and second low-pass filter sections 15 and 16, in the case of a differential circuit formed only by the first and second low-pass filter sections 15 and 16, this differential circuit and the second common mode filter Each operation when the first common mode filter 17 is connected when the 18 is connected will be described in order.

まず、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６のみの作用、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６のみで形成されるディファレンシャル回路の作用について、図５〜図８を用いて以下説明する。 First, the operation of only the first and second low-pass filter sections 15 and 16 and the operation of the differential circuit formed by only the first and second low-pass filter sections 15 and 16 will be described below with reference to FIGS. explain.

図５は、１つの第１のローパスフィルタ部１５あるいは第２のローパスフィルタ部１６のみの挿入損失特性、および位相線路接続の位相線路のみの挿入損失特性を示し、図６は、１つの第１のローパスフィルタ部１５あるいは第２のローパスフィルタ部１６のみの位相特性、および位相線路接続の位相線路のみの位相特性を示している。 FIG. 5 shows the insertion loss characteristic of only one first low-pass filter unit 15 or the second low-pass filter unit 16, and the insertion loss characteristic of only the phase line connected to the phase line, and FIG. The phase characteristics of only the low-pass filter section 15 or the second low-pass filter section 16 and the phase characteristics of only the phase line connected to the phase line are shown.

図７は、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６で構成される１対のディファレンシャル回路のみのディファレンシャルモード挿入損失と周波数との関係、および位相線路接続の１対の位相線路のみで構成されるディファレンシャル回路のディファレンシャルモード挿入損失と周波数との関係を示している。図８は、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６で構成される１対のディファレンシャル回路のみのコモンモード減衰特性と周波数の関係、および位相線路接続の１対の位相線路のみで構成されるディファレンシャル回路のコモンモード減衰特性と周波数の関係を示したものである。 FIG. 7 shows the relationship between the differential mode insertion loss and the frequency of only one pair of differential circuits composed of the first and second low-pass filter sections 15 and 16, and only one pair of phase lines connected to the phase line. The relationship between the differential mode insertion loss and the frequency of the differential circuit is shown. FIG. 8 is composed only of a pair of phase lines connected to a common mode attenuation characteristic and a frequency of only a pair of differential circuits composed of the first and second low-pass filter sections 15 and 16 and a phase line connection. The relationship between the common mode attenuation characteristic and the frequency of the differential circuit is shown.

図５、図６から明らかなように、１ＧＨｚまでの周波数において、本実施の形態の第１のローパスフィルタ部１５あるいは第２のローパスフィルタ部１６は、位相線路接続と同じ位相変化を示しており、挿入損失も小さい。しかし、１ＧＨｚ以上になるとその挿入損失は、第１のローパスフィルタ部１５あるいは第２のローパスフィルタ部１６の場合は減衰量が大きくなっている。このような特性を示す位相線路で１対のディファレンシャル回路を形成した場合と１対のローパスフィルタでそれぞれディファレンシャル回路を形成した場合を考えると、図７、図８から明らかなように、従来の位相線路接続を用いた場合と比較して、本実施の形態のローパスフィルタを用いた場合、ディファレンシャルモードに対してもコモンモードに対しても１ＧＨｚ以上でより大きな減衰が得られる。 As is apparent from FIGS. 5 and 6, at frequencies up to 1 GHz, the first low-pass filter unit 15 or the second low-pass filter unit 16 of the present embodiment shows the same phase change as the phase line connection. Also, insertion loss is small. However, when the frequency becomes 1 GHz or more, the insertion loss increases in the case of the first low-pass filter unit 15 or the second low-pass filter unit 16. Considering a case where a pair of differential circuits is formed with a phase line having such characteristics and a case where a differential circuit is formed with a pair of low-pass filters, as shown in FIG. 7 and FIG. Compared with the case where line connection is used, when the low-pass filter of the present embodiment is used, greater attenuation is obtained at 1 GHz or more for both the differential mode and the common mode.

上記のように構成される１対の第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６と第２のコモンモード１８を接続した構成の作用について以下説明する。 The operation of the configuration in which the pair of first and second low-pass filter sections 15 and 16 configured as described above and the second common mode 18 are connected will be described below.

図９は、図４における点Ａ（第１のコモンモードフィルタ１７（第１、第３のコイル導体１１、１３）と第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６との接続点）から第２のコモンモードフィルタ１８側を見たディファレンシャルモードのインピーダンスを示すスミスチャート、図１０は、図４における点Ａから第２のコモンモードフィルタ１８側を見たコモンモードのインピーダンスを示すスミスチャートで、いずれも周波数を１ＭＨｚから１ＧＨｚまで変化させたものである。なお、図１０においては、本発明の効果を示すために１ＧＨｚまでの周波数のコモンモードインピーダンスを実線で示し、１ＧＨｚを越えた場合の周波数を破線で示している。 FIG. 9 shows the first point from the point A in FIG. 4 (the connection point between the first common mode filter 17 (first and third coil conductors 11 and 13) and the first and second low-pass filter units 15 and 16). FIG. 10 is a Smith chart showing the impedance of the differential mode when the second common mode filter 18 is viewed from the point A in FIG. In either case, the frequency is changed from 1 MHz to 1 GHz. In FIG. 10, in order to show the effect of the present invention, the common mode impedance of frequencies up to 1 GHz is indicated by a solid line, and the frequency when exceeding 1 GHz is indicated by a broken line.

図９から明らかなように、ディファレンシャルモードに対しては、図４の点Ａから第２のコモンモードフィルタ１８を見たディファレンシャルモードのインピーダンスは、ほぼ整合がとれていることが分かる。 As can be seen from FIG. 9, for the differential mode, the impedance of the differential mode when the second common mode filter 18 is viewed from the point A in FIG. 4 is substantially matched.

一方、コモンモードに対しては、図１０から明らかなように、図４の点Ａから第２のコモンモードフィルタ１８側を見たコモンモードのインピーダンスは、単純接続の場合は１ＧＨｚでほぼオープン状態であるが、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６を挿入した場合および位相線路接続した場合は、周波数があがると容量性低インピーダンス方向へ移行し、９０度の場合には１ＧＨｚでショート状態となることが分かる。つまり、容量性に移行した周波数から１ＧＨｚまで、図４のＡ点からみた第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６を含む第２のコモンモードフィルタ１８は、コモンモードに対して対グランド間に接続された容量素子として作用することが分かる。 On the other hand, for the common mode, as is clear from FIG. 10, the impedance of the common mode viewed from the point A in FIG. 4 to the second common mode filter 18 side is almost open at 1 GHz in the case of simple connection. However, when the first and second low-pass filter sections 15 and 16 are inserted and when the phase line is connected, when the frequency is increased, the direction shifts to the capacitive low-impedance direction, and in the case of 90 degrees, the short circuit occurs at 1 GHz. It turns out that it becomes a state. That is, the second common mode filter 18 including the first and second low-pass filter units 15 and 16 viewed from the point A in FIG. It can be seen that it acts as a capacitive element connected to.

図１１は、図４において外部電極２５、２３からみた第１のコモンモードフィルタ１７のみのディファレンシャルモードのインピーダンスを示すスミスチャート、図１２は、図４において外部電極２５、２３からみた第１のコモンモードフィルタ１７のみのコモンモードのインピーダンスを示すスミスチャートで、いずれも周波数を１ＭＨｚから１ＧＨｚまで変化させたものである。 11 is a Smith chart showing the differential mode impedance of only the first common mode filter 17 as viewed from the external electrodes 25 and 23 in FIG. 4, and FIG. 12 is a first common as viewed from the external electrodes 25 and 23 in FIG. Each of the Smith charts shows the common mode impedance of the mode filter 17 and the frequency is changed from 1 MHz to 1 GHz.

第１のコモンモードフィルタ１７のみの特性は、図１１から明らかなように、ディファレンシャルモードに対しては、ほぼ整合がとれていることが分かる。一方、コモンモードに対しては、図１２から明らかなように、コモンモードのインピーダンスは周波数が上がると誘導性のインピーダンスで高インピーダンス状態へ推移していることが分かる。 It can be seen from FIG. 11 that the characteristics of only the first common mode filter 17 are substantially matched to the differential mode. On the other hand, for the common mode, as is apparent from FIG. 12, it can be seen that the impedance of the common mode shifts to a high impedance state with an inductive impedance as the frequency increases.

次に、ディファレンシャルモード、コモンモードに対して上述したような特性を示す第１のコモンモードフィルタ１７と、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６と第２のコモンモードフィルタ１８を直列接続した本実施の形態１のコモンモードノイズフィルタの作用を、減衰特性を参照しながら説明する。 Next, the first common mode filter 17 exhibiting the characteristics as described above for the differential mode and the common mode, the first and second low-pass filter sections 15 and 16, and the second common mode filter 18 are connected in series. The operation of the common mode noise filter according to the first embodiment will be described with reference to attenuation characteristics.

図１３は、本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタおよび位相線路接続での周波数とディファレンシャルモード減衰量との関係を示す図である。図１４は、本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタ、位相線路接続、および単純接続での周波数とコモンモード減衰量の関係を示す図である。 FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the frequency at the common mode noise filter and the phase line connection and the differential mode attenuation in the first embodiment of the present invention. FIG. 14 is a diagram illustrating the relationship between the frequency and the common mode attenuation in the common mode noise filter, the phase line connection, and the simple connection according to the first embodiment of the present invention.

図１３から明らかなように、本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタにおいては、ディファレンシャルモードに対して第１のコモンモードフィルタ１７、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６および第２のコモンモードフィルタ１８が各々整合されて接続されているため、ディファレンシャル信号の通過帯域の１ＧＨｚ以下では損失が少ないが、１ＧＨｚ以上の高周波領域では、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６の減衰効果により、従来の位相線路接続よりも大きな減衰特性が得られることが分かる。 As is apparent from FIG. 13, in the common mode noise filter according to the first exemplary embodiment of the present invention, the first common mode filter 17, the first and second low-pass filter units 15 and 16, and the first low-pass filter units 15 and 16 are used for the differential mode. Since the two common mode filters 18 are connected in a matched manner, the loss is small when the differential signal pass band is 1 GHz or less, but in the high frequency region of 1 GHz or more, the first and second low-pass filter units 15 and 16 are used. It can be seen that a greater attenuation characteristic than the conventional phase line connection can be obtained due to the attenuation effect.

図１４によりコモンモードに対して、外部電極２３、２５からみた場合、１ＧＨｚまでの周波数では、前記のように第１のコモンモードフィルタ１７が誘導性素子として働き、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６と第２のコモンモードフィルタ１８を含む回路は等価的に容量性素子として働くため、本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタは、外部電極２３、２５からみた場合、コモンモードに対して等価的にＬＣフィルタとして働き、１ＧＨｚまでの周波数では図１４に示されるような大きなコモンモード減衰特性を得ることができる。コモンモードに対して１ＧＨｚでショート状態となったあとは、従来の位相線路接続では、図４のＡ点から第２のコモンモードフィルタ１８側をみた場合、１ＧＨｚを超えると誘導性へ移行し（図１０の破線で図示した状態）、コモンモード減衰量が周波数増加に伴い徐々に劣化するが、本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタは、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６の減衰効果で１ＧＨｚ以上の周波数領域でもコモンモードの減衰量を得ることができ、広い周波数帯域に渡りコモンモード減衰量を確保することができる。 When viewed from the external electrodes 23 and 25 with respect to the common mode according to FIG. 14, at the frequency up to 1 GHz, the first common mode filter 17 functions as an inductive element as described above, and the first and second low-pass filters. Since the circuit including the sections 15 and 16 and the second common mode filter 18 functions equivalently as a capacitive element, the common mode noise filter according to the first embodiment of the present invention is common when viewed from the external electrodes 23 and 25. It acts as an LC filter equivalent to the mode, and a large common mode attenuation characteristic as shown in FIG. 14 can be obtained at frequencies up to 1 GHz. After the short-circuit state at 1 GHz with respect to the common mode, in the conventional phase line connection, when the second common mode filter 18 side is viewed from the point A in FIG. 10), the common mode attenuation gradually deteriorates as the frequency increases. However, the common mode noise filter according to the first embodiment of the present invention includes the first and second low-pass filter units 15, With 16 attenuation effects, a common mode attenuation can be obtained even in a frequency region of 1 GHz or higher, and a common mode attenuation can be ensured over a wide frequency band.

なお、上記した本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタにおいては、グランド接続された第１の金属層２０が第２の金属層２１の一部を覆うように配置したものについて説明したが、図１５に示すように、第１の金属層２０が上面視にて第１〜第４のコイル導体１１〜１４の略全体も覆うようにしてもよい。 In the common mode noise filter according to the first embodiment of the present invention described above, the first metal layer 20 connected to the ground is disposed so as to cover a part of the second metal layer 21. As shown in FIG. 15, the first metal layer 20 may cover substantially the entire first to fourth coil conductors 11 to 14 in a top view.

この構成によれば、図１６に示すように、グランド接続された第１の金属層２０と第１〜第４のコイル導体１１〜１４との間に大きな浮遊容量Ｃ０が発生するため、高周波帯域のコモンモードノイズを大きく減衰させることができる。 According to this configuration, as shown in FIG. 16, a large stray capacitance C0 is generated between the first metal layer 20 connected to the ground and the first to fourth coil conductors 11 to 14. The common mode noise can be greatly attenuated.

図１７は、上記のように第１の金属層２０が上面視にて第１〜第４のコイル導体１１〜１４も覆うようにしたときにおけるコモンモードノイズフィルタの周波数とコモンモード減衰量の関係を示す図である。 FIG. 17 shows the relationship between the frequency of the common mode noise filter and the common mode attenuation when the first metal layer 20 covers the first to fourth coil conductors 11 to 14 as viewed from above. FIG.

図１７では、比較例として、図１に示す本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタの場合を示している。 In FIG. 17, the case of the common mode noise filter in Embodiment 1 of this invention shown in FIG. 1 is shown as a comparative example.

図１７から明らかなように、第１の金属層２０が上面視にて第１〜第４のコイル導体１１〜１４を覆うようにした方が、高周波帯におけるコモンモードノイズ減衰量をより大きくすることができることが分かる。 As is clear from FIG. 17, it is more common mode noise attenuation in the high frequency band when the first metal layer 20 covers the first to fourth coil conductors 11 to 14 when viewed from above. I can see that

なお、上記した本発明の実施の形態１におけるコモンモードノイズフィルタにおいては、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６をＣＬＣ構成のパイ型フィルタとしたが、ＬＣＬ構成のＴ型フィルタとしてもよく、また、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６を３素子で構成するものとしたが、素子数は３素子に限定されるものではない。 In the common mode noise filter according to the first embodiment of the present invention described above, the first and second low-pass filter sections 15 and 16 are pie-type filters having a CLC configuration, but may be T-type filters having an LCL configuration. The first and second low-pass filter sections 15 and 16 are configured by three elements, but the number of elements is not limited to three elements.

さらに、コイル部１９ａを、最外側に形成したが、第１〜第４のコイル導体１１〜１４と第１の金属層２０との間に形成してもよい。 Furthermore, although the coil portion 19 a is formed on the outermost side, it may be formed between the first to fourth coil conductors 11 to 14 and the first metal layer 20.

（実施の形態２）
以下、実施の形態２を用いて、本発明の特に請求項３に記載の発明について説明する。 (Embodiment 2)
The second aspect of the present invention will be described below with reference to the second embodiment.

図１８は本発明の実施の形態２におけるコモンモードノイズフィルタの分解斜視図である。なお、この本発明の実施の形態２においては、上記した本発明の実施の形態１と同様の構成を有するものについては、同一符号を付しており、その説明は省略する。 FIG. 18 is an exploded perspective view of the common mode noise filter according to Embodiment 2 of the present invention. In the second embodiment of the present invention, components having the same configurations as those of the first embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.

本発明の実施の形態２が上記した本発明の実施の形態１と相違する点は、図１８に示すように、第１、第２のローパスフィルタ部１５、１６をそれぞれ、スパイラル状のコイル部１９ａとグランドに接続された第１の金属層２０とを対向させ、コイル部１９ａと第１の金属層２０との間で連続的に発生する浮遊容量で分布定数型のローパスフィルタを形成した点である。 As shown in FIG. 18, the second embodiment of the present invention differs from the first embodiment of the present invention in that the first and second low-pass filter sections 15 and 16 are respectively spiral coil sections. 19a and the first metal layer 20 connected to the ground are opposed to each other, and a distributed constant type low-pass filter is formed with a stray capacitance continuously generated between the coil portion 19a and the first metal layer 20. It is.

この構成により、第２の金属層２１を形成してコンデンサ部を構成する必要がなくなるため、積層数を削減することができ、これにより、コスト削減と小型化、薄層化を実現できる。 With this configuration, it is not necessary to form the capacitor portion by forming the second metal layer 21, so that the number of stacked layers can be reduced, thereby realizing cost reduction, downsizing, and thinning.

なお、上記した本発明の実施の形態１、２におけるコモンモードノイズフィルタにおいては、第１、第２のコイル導体１１、１２を同一面上に形成し、第３、第４のコイル導体１３、１４を同一面上に形成したが、それぞれのコイル導体を別個の面に形成してもよい。 In the above-described common mode noise filters according to the first and second embodiments of the present invention, the first and second coil conductors 11 and 12 are formed on the same surface, and the third and fourth coil conductors 13 and 13 are formed. Although 14 is formed on the same surface, each coil conductor may be formed on a separate surface.

また、第１の金属層２０を２枚形成しているが、１枚だけであってもよい。 Further, although two first metal layers 20 are formed, only one may be used.

さらに、コイル部１９ａの片面を非磁性体層に接するように構成したが、両面を非磁性体層に接するように構成してもよい。この構成により、磁性体の透磁率の周波数依存の影響を受けないため、ディファレンシャルモードの整合をより取り易くなる。 Further, although one side of the coil portion 19a is configured to be in contact with the nonmagnetic layer, the both sides may be configured to be in contact with the nonmagnetic layer. With this configuration, since the magnetic permeability of the magnetic body is not affected by the frequency dependence, the differential mode can be easily matched.

そして、上述した実施の形態１、２において、点Ｂに対する点Ａでの位相変化量が、コモンモードの周波数が１ＧＨｚで９０度となる構成について説明したが、この構成でコモンモードの周波数を例えば１．３ＧＨｚとしたときの位相変化量は約１２０度となる。すなわち、実施の形態１、２では、所望の周波数が１ＧＨｚのときの位相変化量が９０度以下の場合を示したが、本発明は、図６に示すような位相特性を有し、この位相特性の線上にあれば、コモンモードの周波数が１ＧＨｚで位相変化量が９０度でなくても、本発明の内容と同義となる。 In the first and second embodiments, the configuration in which the phase change amount at the point A with respect to the point B is 90 degrees at the common mode frequency of 1 GHz has been described. When 1.3 GHz is set, the amount of phase change is about 120 degrees. That is, in the first and second embodiments, the case where the phase change amount is 90 degrees or less when the desired frequency is 1 GHz is shown, but the present invention has the phase characteristics as shown in FIG. If it is on the characteristic line, even if the frequency of the common mode is 1 GHz and the phase change amount is not 90 degrees, it is synonymous with the contents of the present invention.

本発明に係るコモンモードノイズフィルタは、コモンモードノイズおよびノーマルモードノイズを広い周波数帯域で大きく減衰させることができるという効果を有するものであり、特にデジタル機器やＡＶ機器、情報通信端末等の各種電子機器のノイズ対策として使用されるコモンモードノイズフィルタ等において有用となるものである。 The common mode noise filter according to the present invention has an effect of greatly attenuating common mode noise and normal mode noise in a wide frequency band, and in particular, various electronic devices such as digital devices, AV devices, and information communication terminals. This is useful in a common mode noise filter or the like used as a noise countermeasure for equipment.

１０積層体
１１第１のコイル導体
１２第２のコイル導体
１３第３のコイル導体
１４第４のコイル導体
１５第１のローパスフィルタ部
１６第２のローパスフィルタ部
１７第１のコモンモードフィルタ
１８第２のコモンモードフィルタ
１９ａコイル部
１９ｂコンデンサ部
２０第１の金属層
２１第２の金属層
２３〜２６第１〜第４の外部電極 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Laminated body 11 1st coil conductor 12 2nd coil conductor 13 3rd coil conductor 14 4th coil conductor 15 1st low-pass filter part 16 2nd low-pass filter part 17 1st common mode filter 18 1st Two common mode filters 19a Coil portion 19b Capacitor portion 20 First metal layer 21 Second metal layer 23-26 First to fourth external electrodes

Claims

A laminated body, first to fourth coil conductors formed inside the laminated body, and provided at an end of the laminated body and connected to one end of the first to fourth coil conductors, respectively. First to fourth external electrodes; a first low-pass filter portion connected between the first coil conductor and the second coil conductor; the third coil conductor and the fourth coil; A second low-pass filter portion connected between the conductor, the first coil conductor and the third coil conductor are magnetically coupled, and the second coil conductor and the fourth coil The first coil conductor and the third coil conductor constitute a first common mode filter so that the conductors are magnetically coupled to each other in the vertical direction, and the second coil conductor and the fourth coil conductor A second common mode filter is constructed with the coil conductor. And, wherein the first, respectively the second low-pass filter portion, and at least one spiral coil portion, constituted by a capacitor portion having a first metal layer connected to ground, the coil portion and the first A characteristic impedance of a pair of differential circuits formed outside the fourth coil conductor in the stacking direction and configured by the first and second low-pass filter portions is set to a first in a differential signal pass frequency band. The characteristic impedance of the common mode filter and the second common mode filter is substantially the same, and at a desired frequency, a connection point between the first and third coil conductors and the first and second low-pass filter sections The phase difference at the connection point between the second and fourth coil conductors and the first and second low-pass filter sections is greater than 0 degrees. Common mode noise filter was set to 0 ° or less.

2. The common mode noise filter according to claim 1, wherein the coil portions of the first and second low-pass filter portions are formed in at least one nonmagnetic layer.

The common mode noise filter according to claim 1, wherein each of the first and second low-pass filter portions is constituted by a coil portion and a first metal layer facing the coil portion in a top view.

The common mode noise filter according to claim 1, wherein the first metal layer covers the first to fourth coil conductors in a top view.