JP5782453B2 - 適応検出閾値の定義 - Google Patents
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Description
図4に、送信が無線チャネル21上で送信側22から無線機器24へ行われる通信システム20の例示的非限定的実施形態を示す。図4の通信システム20の送信側22は信号ソース26から信号を受け取る。信号ソース26から得られる信号は、(サービスセルなどから得られる)ユーザデータ信号および/または位置決め測定に使用される信号といった多種類のものとすることができる。任意選択で、個々の実施態様に応じて、送信側22は、シリアル/パラレル変換やチャネル符号化やインターリービングといった任意選択の機能を果たすことによって、信号ソース26から得られる信号を操作することができる前処理セクション28を備える。送信側22は、(任意選択で符号化され、かつ/またはインターリーブされてもよい)信号を、制御信号、同期信号、フレーミング信号、パイロット信号といった他の信号と結合する結合器30を備える。図4では、そのような制御信号、同期信号、フレーミング信号、およびパイロット信号が、別の信号ソース32から印加され、または受け取られるものとして示されている。
図6Aを参照して理解される一例示的実施形態において、相関器100TDは、時間領域における相関和を求め、相関和を使用して相関器出力値を導出するように構成されている。図6Bを参照して理解される別の例示的実施形態において、相関器100FDは、周波数領域における相関和を求め、相関和を使用して相関器出力値を導出するように構成されている。
図6Aの相関器100TDは、逆高速フーリエ変換(IFFT)部112、逆高速フーリエ変換(IFFT)部114、信号反転接合部115、高速フーリエ変換(FFT)部116、高速フーリエ変換(FFT)部118、要素別乗算部120、逆高速フーリエ変換(IFFT)部121、コヒーレント累積(複素加算)部122、および非コヒーレント累積部126を備える。逆高速フーリエ変換(IFFT)部112は、受信機98の周波数領域Yl(μ)出力を獲得し、逆高速フーリエ変換を行い、それによって時間領域信号yl(k)を提供するように接続され、動作する。逆高速フーリエ変換(IFFT)部114は、基準信号の複製の時間領域バージョンsl(k)を信号反転接合部115へ提供するように接続され、動作する。次いで高速フーリエ変換(FFT)部116を使用して、ゼロパディングが加えられ、信号反転接合部115の出力sl *(−k)の高速フーリエ変換が行われる。高速フーリエ変換(FFT)部118は、ゼロパディングを加え、逆高速フーリエ変換(IFFT)112から受け取られる信号yl(k)の高速フーリエ変換が行うのに使用される。高速フーリエ変換(FFT)部116と高速フーリエ変換(FFT)部118との周波数領域出力は要素別乗算部120に印加され、要素別乗算部120は逆高速フーリエ変換(IFFT)部121にRl(μ)を出力する。逆高速フーリエ変換(IFFT)部121は信号Rl(μ)の逆高速フーリエ変換を行って信号rl(t)を得、信号rl(t)はコヒーレント累積(複素加算)部122に印加される。コヒーレント累積(複素加算)部122はさらに、時間領域信号r(t)[「時間領域相関和」ともいう]を、非コヒーレント累積部(絶対値の二乗)126へ出力する。非コヒーレント累積部126は、複素数値のr(t)を受け取り、各項の絶対値の二乗を行い、すべてのmについての結果を合計する。非コヒーレント累積部126の出力は時間領域相関器出力ρ(t)である。
sl(k)、k=−Ncp,…,N−1かつl=0,…,Nl−1 式1
式1において、Ncpはサイクリックプレフィックス長であり、sl(k)は式2で定義される。
sl(k)=sl(k+N)、k=−Ncp,…,−1 式2
式中、el(k)は、分散N0を有する加法性複素ガウス雑音であり、τは、簡単にするためにサンプルの数として想定される伝搬遅延である。
式4において、sl *(k)は、シンボルlにおける信号sの第kのサンプルの共役複素数であり、Wは、時間サンプルの数としてカウントされる探索窓サイズである。式4の時間領域フィルタは、信号反転接合部115、高速フーリエ変換(FFT)部116、高速フーリエ変換(FFT)部118、要素別乗算部120、逆高速フーリエ変換(IFFT)121、およびコヒーレント累積(複素加算)部122によって実施される。
式6において、項νは、分散PsNlN0を有する複素ガウス分布を用いて近似することができる。hl(k)(t−τ)=h(t−τ)、l=0,…,Nl−1であると仮定すると、二乗絶対値相関器出力の期待値は、式7で示されるような値になる。
E(|r(t)|2)=(NlPs|h(t−τ)|)2+PsNlN0 式7
式8において、
は雑音電力N0の推定値を表す。
(NlPs|h(t−τ)|)2>>PsNlN0 式9
言い換えると、(t)は、処理利得PsNlを含むSNRにほぼ等しい。その場合、チャネルの第1のパスの推定到着時刻は、式11で与えられ、到着検出器102BのPRS時刻によって推論される。
τ=min{t}、制約条件ρ(t)>λに従う 式11
式26において、α∈[0,1]であり、i(k)はQPSK変調信号であり、ν(k)は複素ガウス信号である。入力として式26だけが供給されるときの式8で記述される相関器の統計をシミュレーションで調べた。図10に、特定の所望のフォールスアラーム率について結果として得られる検出閾値を示す。シミュレートされたシステムは、6つのリソースブロック(RB)と最大4つの位置決めサブフレームを使用するLTEシステムである。図10から、検出閾値は、優勢であるのが非ガウス干渉かそれともガウス雑音かに応じて数dB変動することがわかる。
したがって、適応閾値選択器106は、時間領域で動作する図6Aの相関器100TDといった相関器と共に利用することもできるが、図6Bに示すようないくつかの実施形態では、相関器が周波数領域において動作することが好ましい。
式12において、sl()Nは、インデックスのモジュロNが取られることを意味する。ここで、長さNcpのサイクリックプレフィックスを使用するために、k=1,…,Ncpについてs(−k)=s(N−k)である。そのため、K+τ≦Ncpである限り、巡回畳み込み(12)は線形畳み込み(3)に等しい。
で定義される。上記の表記法を用いて、式12のyl(k)のFFTを式14として定義することができる。
Yl(μ)=Hl(μ)FFT(sl(k−τ))+El(μ) 式14
FFTの別の特性は、
x(k−τ)=x(k−τ)N,k=0,…,N−1 式15
である限り、FFT(x(k−τ))=e−i2πτ/NΧ(μ)であるというものであり、これは、サイクリックプレフィックス(2)の使用によるsl(k)についての場合である。したがって、
Yl(μ)=Hl(μ)Sl(μ)e−i2πτ/N+El(μ) 式16
である。ここで、式(16)を既知のPRSシンボルSl(μ)と掛け合わせると、第1のOFDMシンボルが副搬送波にPRSシンボルを有する場合には特性|Sl(μ)|=1であり、そうでない場合にはSl()=0であり、そのため、第1のOFDMシンボルが副搬送波にPRSシンボルを有する場合には、
Rl(μ)=Yl(μ)Sl *(μ)=Hl(μ)e−i2πτ/N+Sl *(μ)El(μ) 式17
であり、そうでない場合にはRl(μ)=0である。
式18において、Nは、副搬送波においてコヒーレントに累積されるPRSシンボルの数である。PRSを含まないOFDMシンボル/副搬送波について、対応するR()は0に設定される。どのOFDMシンボルにもPRSを含まない副搬送波について、Cm()は0に設定される。Cm(μ)と等価な時間領域の値は、式19で示すように逆高速フーリエ変換(IFFT)を適用することによって得られる。また式19は、基本的には、図6Aのコヒーレント累積部122の動作を表す。
ρ(t)の値が閾値と比較され、いずれかのρ(t)の値が閾値より大きい場合には、例えば前述のように、第1のピークの位置を補間するためにより細かい探索が行われる。閾値を導出するための既存の手法と提案する手法とを以下で論じる。
3.1 適応閾値選択:ガウス雑音
信号が検出されるのに十分な電力を有するという保証がないため、閾値はフォールスアラームを回避するように選択されるべきである。式19における入力としてガウス雑音だけを仮定すると、項
は、
rm(t)=xre+xim 式22
として分布し、式中、xreとximとは、それぞれ、相関項rm(t)の実部と虚部とを表す
分布変数である。したがって、式20のρ(t)はガウス変数の二乗の和である。これは、
が(2M)分布することを意味する。
が得られ、式中、lは、第1のOFDMシンボルにPRSシンボルがある場合の周波数インデックスであり、Lsym(l)は、第1のOFDMシンボルにおけるPRSシンボルの数である。ここで、Lはコヒーレントに累積される基準信号リソース要素の総数である。検出変数として、
を取る場合、任意の時間遅延tについて、*を検出閾値とするλ(t)>λ*である場合には、信号は遅延tにおいて存在すると表明される。(24)の(t)は、おおよそ、
として分布し、式中、ν〜(2M)である。次いで、確率がPfaを所望のフォールスアラームとする1−Pfaである(2M)の累積分布のレベルを決定することができる。雑音電力N0は、式24を使用して検出器変数によって正規化されるときに消えることに留意されたい。その場合所望の閾値は、
であり、式中、chi2inνは1−Pfaレベルにおける(2M)についての累積分布関数の逆である。
式27で与えられる閾値は、雑音が純粋にガウス熱雑音であるときに当てはまる。また、実際には、雑音は、例えば、干渉信号が別のQPSK変調信号である場合など、強い同じ場所に位置する干渉源からも発生し得る。
式29の項Vl()は、2つのQPSKシンボルの積である。LTEにおけるQPSKシンボルは、シンボルアルファベット、
から取られる。したがって、2つのQPSKシンボルの積は、集合(+1,−1,+i,−i)中の値を取る。セクション3.1の手順および表記に従って、式(24)で与えられる検出器出力の統計が、入力として式(28)の干渉源だけを想定して導出される。考察を簡略化するために、統計を(0)について、すなわち、ゼロ遅延についてのみ評価する。この事例では、IFFT演算は、純粋な加算からなる。(一般性を失わずに)さらに簡略化するために、受信QPSKシンボルを、コンステレーションが、
になるように45度回転する。まず、副搬送波領域のコヒーレント累積和が、
になる。図2を参照すると、1サブフレーム当たりの1副搬送波当たりのPRSシンボルの数は0、1、または2とすることができることがわかる。したがって、N=0、Nc/14、またはNc/7である。N1で、1サブフレーム当たり1つのPRSシンボルを含む副搬送波からのPRSシンボルの総数を表し、N2で、1サブフレーム当たり2つのPRSシンボルを含む副搬送波からのPRSシンボルの総数を表すとする。すべての副搬送波上の(30)の和は、t=0において評価される逆高速フーリエ変換(IFFT)をもたらす。この和の実部は、
で表され、式中、X1、X2はアルファベット
から取られる。したがって、
は二項分布する。すなわち、
である。
であるため、ここで式31を、
と書き換えることができる。K=2K1+K2とし、
と定義する。その場合、k=0,…,2N1+N2について、
であり、式中、合計は、k1=0,…,N1、k2=0,…,N2について行われる。ここで、確率
を、
として容易に定義することができる。よって式34の確率
は、
について明示的に算出することができる。
r2 n,im(0)がr2 n,re(0)と同じ確率分布関数有することが容易に理解される。次に留意すべきことは、rm,re(0)とrm,im(0)とが独立であり、ゼロ平均のものであるため、検出器変数(24)は、和、
として書き換えることができ、式中、各項r2 n,re(0)とr2 n,im(0)の統計は式32〜式34を使用して求めることができることである。
として求めることができる。
によって決まり、Mは基準信号のOFDMセグメントの整数の数であり、各セグメントはNc個のOFDMシンボルからなり、Ncは基準信号の整数累積長であり、N1は1サブフレーム当たり1つのPRSシンボルを含む副搬送波からのPRSシンボルの総数であり、N2は1サブフレーム当たり2つのPRSシンボルを含む副搬送波からのPRSシンボルの総数を表し、FQPSK(1−Pfa;M,Nc,N1,N2)は(1−Pfa)に依存する累積密度関数であり、Pfaはフォールスアラーム値であることが示されている。添え字「QPSK」が使用されているのは、付加雑音がQPSK変調干渉源のみからなるときにこの閾値が適用できることを強調するためである。
最終的に閾値を決定するためには、式26で使用される雑音重み係数αが推定される必要がある。αの推定値を計算するには、e(k)の四次モーメントを調べる。本明細書で使用する場合、e(k)は、無線チャネルから受信される受信チャネル伝搬信号など、時間または周波数領域における「受信信号」と同じである。ガウス変数については、E|e(k)|4=2N0 2であり、QPSKシンボルについては、E|e(k)|4=N0 2である。検出変数として、適応閾値選択器106は、e(k)の正規化四次モーメントの推定値を以下のように計算する。
式37において、合計は、第1のOFDMシンボルにPRSシンボルがある場合のすべての周波数インデックスlに及ぶものである(式23と比較されたい)。zと との間の関係は、
z=l+22 式38
と示すことができ、そのため、αの推定値は二次方程式38の一乗根になり、すなわち、間隔[0,1]に位置し、
である。zの推定値を使用して、推定雑音重み係数が得られる。推定されたものを使用して、適応閾値選択器106は、例えば、純粋な雑音閾値noise−(式27)と純粋な干渉閾値QPSK(式36)との間の線形補間などによって、適応閾値を選択することができる。一般に、純粋な雑音閾値は、すべての受信干渉および雑音が(前述の例ではガウス分布に従う)ランダム信号からなるという仮説に基づいて定義され、純粋な干渉閾値は、受信されたすべての干渉および雑音が既知の変調(前述の例ではQPSK)の信号で構成されるという仮説に基づいて定義される。適応閾値選択器106は、式39aに従って適応閾値を得る。
また補間も、線形閾値電力値をデシベル値へ変換することなどにより、対数領域において行うことができる。
1つの最終的な態様がフォールスアラーム率Pfaの選択である。Pfaは、式25による前述の閾値計算への入力変数であることに留意されたい。Pfaの値は、例えば、UEが測定するよう指図されるeNBの数や、期待されるタイミングにおける初期不確実性の量などによって決まる。
Pfpos=1−(1−PfNB)ncells〜ncellsPfNB 式40
で与えられる。
Pfa〜Pfpos/(ncellsW) 式41
として求めることができる。
であることに留意されたい。その結果、
になる。よって、到着不確実性窓の時間の幅は、
である。よってUEは、
の異なる偏移にわたって探索する必要があり、式中、Tsはサンプリング間隔である。
LTE位置決め基準信号(PRS)を使用した到着時刻推定についての提案の方式を、システムシミュレーションによって評価した。システムシミュレーションの仮説は、参照により本明細書に組み込まれる、「3GPP TSG−RAN WG4 Meeting #52bis,R4−094089,Miyazaki,Japan,October 12−October 16,2009」に記載されるとおりとした。セクション3.1に記載したガウス雑音に基づく方式(「noise」)、セクション3.2のQPSK干渉に基づく方法(「qpsk」)、およびセクション3.3で概説した適応方式(「adaptive」)の3つの検出閾値方式を試験した。
本明細書で開示する技術は、干渉源/雑音特性の解析に基づいて適応検出閾値を導出するための方法および装置に関するものである。本明細書で開示する技術は、固定された(最新技術の)閾値が使用される事例と比べてフォールスアラームの低減と検出確率の向上の両方を実現する。強い干渉源によるフォールスアラームは、1つの強い干渉源が優勢であることが検出されるときに検出閾値を増大させることにより低減される。信号が雑音のみによって損なわれるときには、閾値は低減され、それによって弱い信号の検出が可能になる。
Claims (29)
- 無線送信機(22)から無線チャネル(21)上で基準信号を受信する無線機器(24)であって、
前記無線チャネル(21)から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル(21)から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供するように構成された相関器(100)と、
前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出するように構成された検出器(102)と、
前記閾値を、純粋な雑音閾値と純粋な干渉閾値との間の補間を行うことによって、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも1つの推定値に適合させるように構成された閾値選択器(106)と、
を備える、無線機器(24)。 - 前記閾値選択器(106)が、線形補間として、または対数領域における補間として、前記補間を行うように構成されている、請求項1に記載の無線機器。
- 無線送信機(22)から無線チャネル(21)上で基準信号を受信する無線機器(24)であって、
前記無線チャネル(21)から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル(21)から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供するように構成された相関器(100)と、
前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出するように構成された検出器(102)と、
雑音重み係数の少なくとも1つの推定値を使用して純粋な雑音閾値と純粋な干渉閾値との間の雑音加重補間を行うことによって、前記閾値を、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも1つの推定値に適合させるように構成されている閾値選択器(106)と、
を備える、無線機器。 - 前記閾値選択器(106)が、前記無線チャネル(21)からのチャネル伝搬信号の正規化四次モーメントの少なくとも1つの推定値に基づいて前記雑音重み係数の前記少なくとも1つの推定値を求めるように構成されている、請求項3に記載の無線機器。
- 前記純粋な雑音閾値が、1−Pfaレベルにおける累積分布関数(2M)の逆によって決まり、Mは前記基準信号のOFDMセグメントの整数の数であり、Pfaはフォールスアラーム値である、請求項1又は3に記載の無線機器。
- 無線送信機(22)から無線チャネル(21)上で基準信号を受信する無線機器(24)であって、
前記無線チャネル(21)から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル(21)から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供するように構成された相関器(100)と、
前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出するように構成された検出器(102)と、
量子化ガウス分布を倍率変更し、倍率変更された二項分布で畳み込むことによって、前記閾値を、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも1つの推定値に適合させるように構成されている閾値選択器(106)と、
を備える、無線機器。 - 前記相関器(100)と前記検出器(102)と前記閾値選択器(106)とを含むように構成された電子回路をさらに備える、請求項1から7のいずれか一項に記載の無線機器。
- 前記検出器(102)が、前記基準信号の到着時刻を推定するようにさらに構成されている、請求項1から7のいずれか一項に記載の無線機器。
- 前記検出器(102)が、2つの異なる基地局からの基準信号間の到着時間差に基づいて、基準信号時間差(RSTD)測定値を獲得するようにさらに構成されている、請求項1から7のいずれか一項に記載の無線機器。
- 少なくとも前記基準信号を使用して前記無線機器(24)の地理的位置を決定するように構成された基準信号解析器(108)をさらに備える、請求項1から7のいずれか一項に記載の無線機器。
- 前記無線機器(24)が、ロングタームエボルーション(LTE)位置決めプロトコル(LPP)プロトコルを使用して、進化型サービス移動体位置検出センター(E−SMLC)に基準信号時間差(RSTD)測定値を送るように構成されている、請求項1から7のいずれか一項に記載の無線機器。
- 前記基準信号が位置決め基準信号(PRS)である、請求項1から7のいずれか一項に記載の無線機器。
- 前記相関器(100)が、時間領域における相互相関を行うように構成されており、さらには前記相互相関を使用して前記相関器出力値を導出するように構成されている、請求項1から7のいずれか一項に記載の無線機器。
- 前記相関器(100)が、周波数領域における相互相関を行うように構成されており、さらには前記相互相関を使用して前記相関器出力値を導出するように構成されている、請求項1から7のいずれか一項に記載の無線機器。
- 前記相関器(100)が、
周波数領域における遅延出力信号と周波数領域における前記基準信号の複素共役複製とを使用して、周波数領域積を提供するように構成された要素別乗算部と、
前記周波数領域積の複素加算を行って周波数領域積の和を提供するように構成されたコヒーレント累積部と、
前記周波数領域積の和を時間領域の積の和へ変換するように構成された逆高速フーリエ変換(IFFT)と、
前記時間領域の積の和を使用して相関器出力を提供するように構成された非コヒーレント累積部と
を備える、請求項15に記載の無線機器。 - 送信機(22)から無線チャネル(21)上で基準信号を受信する無線機器(24)を動作させる方法であって、
(1)前記無線チャネル(21)から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル(21)から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供することと、
(2)前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出することと、
(3)前記閾値を、純粋な雑音閾値と純粋な干渉閾値との間の補間を行うことによって、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも1つの推定値に適合させることと、
を含む、方法。 - 前記補間を、線形補間として、または対数領域における補間として行うことをさらに含む、請求項17に記載の方法。
- 送信機(22)から無線チャネル(21)上で基準信号を受信する無線機器(24)を動作させる方法であって、
(1)前記無線チャネル(21)から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル(21)から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供することと、
(2)前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出することと、
(3)雑音重み係数の少なくとも1つの推定値を使用して純粋な雑音閾値と純粋な干渉閾値との間の雑音加重補間を行うことによって、前記閾値を、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも1つの推定値に適合させることと、を含む、方法。 - 前記無線チャネル(21)からのチャネル伝搬信号の正規化四次モーメントの少なくとも1つの推定値に基づいて、前記雑音重み係数の前記少なくとも1つの推定値を求めることをさらに含む、請求項19に記載の方法。
- 前記純粋な雑音閾値が1−Pfaレベルにおける累積分布関数(2M)の逆によって決まり、Mは前記基準信号のOFDMセグメントの整数の数であり、Pfaはフォールスアラーム値である、請求項17又は19に記載の方法。
- 送信機(22)から無線チャネル(21)上で基準信号を受信する無線機器(24)を動作させる方法であって、
(1)前記無線チャネル(21)から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル(21)から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供することと、
(2)前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出することと、
(3)量子化ガウス分布を倍率変更し、倍率変更された二項分布で畳み込むことによって、前記閾値を、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも1つの推定値に適合させることと、を含む、方法。 - さらに、電子回路を使用して動作(1)〜(3)を行う、請求項17から23のいずれか一項に記載の方法。
- 前記基準信号の到着時刻を推定することをさらに含む、請求項17から23のいずれか一項に記載の方法。
- 少なくとも前記基準信号を使用して地理的位置を決定することをさらに含む、請求項17から23のいずれか一項に記載の方法。
- 時間領域における相互相関を行うこと、および前記相互相関を使用して前記相関器出力値を導出することをさらに含む、請求項17から23のいずれか一項に記載の方法。
- 周波数領域における相互相関を行うこと、および前記相互相関を使用して前記相関器出力値を導出することをさらに含む、請求項17から23のいずれか一項に記載の方法。
- 周波数領域における遅延出力信号と周波数領域における前記基準信号の複素共役複製とを使用して周波数領域積を提供することと、
前記周波数領域積の複素加算を行って周波数領域積の和を提供することと、
前記周波数領域積の和を時間領域の積の和へ変換することと、
前記時間領域の積の和を使用して相関器出力を提供することと
をさらに含む、請求項28に記載の方法。
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