JP5753826B2

JP5753826B2 - マイクロ波信号発生器およびその周波数制御方法

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Publication number: JP5753826B2
Application number: JP2012195733A
Authority: JP
Inventors: 誠範待鳥; 滝沢　正則; 正則滝沢
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2012-09-06
Filing date: 2012-09-06
Publication date: 2015-07-22
Anticipated expiration: 2032-09-06
Also published as: JP2014053710A

Description

本発明は、光遅延線を用いた周波数弁別に基づいて位相雑音の抑圧制御を行う周波数可変のマイクロ波信号発生器において、低位相雑音で広帯域に周波数を可変できるようにするための技術に関する。この信号発生器は、各種信号発生装置の信号源や、スペアナの局部発振器などに利用可能である。

広帯域に周波数が可変なマイクロ波信号発生器の発振源として、ＹＩＧ発振器（ＹＩＧ Tuned Oscillator ; ＹＴＯ）が広く用いられている。ＹＩＧ（Yttrium Iron Garnet）はフェリ磁性結晶であり、印加される磁場に応じて、数ＧＨｚ〜数１０ＧＨｚの範囲で強磁性共鳴を生じる。これを利用したものがＹＩＧ発振器であり、マイクロ波帯で電気的に（機械式ではなく）、１オクターブ程度の可変範囲が得られる唯一の実用的な発振器である。

このＹＩＧ発振器などの位相雑音を低減するための技術として、光遅延線を周波数弁別に用いたマイクロ波信号発生器（特許文献１）が知られている。

図７は、特許文献１の代表図であり、発振器（OSCILLATOR）２０の出力によって強度変調された光源（LASER OR LED）２２の出力光は、光ファイバ遅延線(FIBER OPTIC DELAY LINE)２４を通過した後増幅されて、光検出器(PHOTO DETECTOR)２６で受光される。

この受光信号は、遅延の過程で加わる歪と雑音を無視すれば、発振器の出力に遅延を与えたものであり、この受光信号と元の信号を約９０度の位相差でアナログミキサを用いた位相比較器に入力してミキシングすれば、その低周波成分として位相差にほぼ比例した電圧が得られる。この操作は位相シフタ（ADJUSTABLE PHAE SHIFTER）３２、位相比較器(PHASE DETECTOR)２８で行われる。

仮に、発振器出力が完全な正弦波とすれば、遅延した信号と元の信号の位相差は常に一定である。しかし、現実には発振器出力の位相が揺らぐため、位相比較器２８の出力電圧も変動する。したがって、位相比較器の出力電圧の変動が極力小さくなるようにフィードバック制御することで、位相雑音を低減することができる。

この回路において、光源２２、光ファイバ遅延線２４、光検出器２６および位相比較器２８から成る系は、信号の周波数変化に応じて出力電圧が変化する周波数弁別器として動作していると言える。

いま、振幅を１に規格化して、発振器出力Ｓｏが、
Ｓｏ＝cos ２πｆｔ（＝cos ωｔ）
であるとき、遅延τを受けた遅延信号Ｓｄは、
Ｓｄ＝cos ２πｆ（ｔ−τ）＝ cos （２πｆｔ−２πｆτ）
であるから、発振器出力Ｓｏと位相比較器に入力される参照信号Ｓｒとが同相とすれば、
それらに対する遅延信号Ｓｄの位相差は（−２πｆτ）である。

この位相差は、定義範囲を０〜２πに限定すると、図８の（ａ）に示すように、周波数ｆが１／τ増加する毎に２πから０まで単調減少変化する。

そして、このような位相差をもつ信号を位相比較器のミキサで乗算して、低周波成分（ここではＤＣ成分）を取り出すと、図８の（ｂ）の弁別曲線のように、周波数１／τを一周期とする余弦関数cos ２πｆτに比例した出力Ｌが得られる。

ここで、図８の（ａ）に示しているように、位相比較器に入力される参照信号Ｓｒが発振器出力Ｓｏに対して位相差θを持つものとすると、発振器出力Ｓｏに対する遅延信号Ｓｄの位相差がθ±π／２のときに、参照信号Ｓｒと遅延信号Ｓｄの位相差が±π／２となって、位相比較器の出力Ｌが０になる。

そして、図８の（ｂ）のように、位相比較器の出力Ｌが増大したときに右下がりの矢印のように周波数を高くし、逆に位相比較器の出力Ｌが減少したときに左上がりの矢印のように周波数を低くする方向のフィードバック制御を適切に行うと、弁別曲線の負のスロープが０を切る点Ｒに周波数が安定化される。

言い換えれば、発振器の周波数は、位相差がθ−π／２となる周波数に安定化される。（制御の極性を逆にすれば、正のスロープのゼロクロス点に安定化される。）負のスロープのゼロクロス点は多数あるが、通常、制御を開始する時点で自走周波数に最も近い点に安定化される。

そして、図８の（ａ）の状態からθを例えば増加させると、それに応じて位相差θ−π／２が増加するが、これは周波数ｆを下げる方向の変化であるから、弁別曲線が図８の（ｂ）の状態から（ｃ）のようにθの増加分だけ周波数が下がるようにシフトして、その増加したθに対して位相差がθ−π／２となるゼロクロス点Ｒ′の周波数に安定化されることになる。

また、発振器出力Ｓｏの周波数がｆ_０のときに遅延信号Ｓｄと参照信号Ｓｒの位相差が９０度であるようにθが調整されている状態（位相比較器の出力Ｌが０の状態）で、発振器出力Ｓｏの周波数がΔｆだけ変化したとすると、遅延時間がτであれば、参照信号Ｓｒと遅延信号Ｓｄの位相差は２πΔｆτとなり、検波出力Ｌは、sin ２πΔｆτ に比例する量となる。

つまり、遅延時間τが大きいほど、周波数変化Δｆに対して検波出力は敏感となって位相雑音を抑圧する効果が大きくなる。実際にＹＩＧ発振器などの位相雑音をさらに低減するためには、通常、数１００ｍ以上、時間にして１μｓ程度以上の遅延が必要になるが、このような遅延線を同軸ケーブルで実現すると、体積が大きく、かつ、伝搬損失も大きくなり、現実的ではないため、上記のように光ファイバ遅延線による遅延を行っている。

このような構成の信号発生器について、所定範囲内で周波数を変化させる方法は、次の２つに大別される。

その一つの方法は、位相比較器の出力Ｌが０になるようなフィードバック制御を常に行いながら、位相シフタの移相量を変化させる方法である。

この場合、移相量の変化が２πΔｆτに対応するため、図８の（ａ）に示したように２πの移相量変化を与えると発振周波数は１／τ変化する。この方法では、常に移相量変化と周波数変化は１対１に対応する。以下、この方法を「連続可変」と呼ぶことにする。

この「連続可変」の場合、図９のように周波数変化Δｆが制御される。つまり、シフタ移相量をΔφ変化させると、遅延位相がφ_０＋Δφとなるように発振周波数が制御され、発振周波数はΔｆ＝Δφ／（２πτ）だけ変化することになる。つまり、シフタ移相量の変化Δφに対して、発振周波数の変化Δｆは一意に定まる。

もう一つの方法は、位相比較器の出力Ｌが０になるようなフィードバック制御を一時的に停止して、発振周波数と移相量を変え、その後に位相比較器の出力Ｌが０になるようなフィードバック制御を再開する方法である。

この場合、前記したsin ２πΔｆτの周期性から、ある移相量に対して発振周波数がｆであるとき、ｆ＋１／τなども発振周波数として許容される。以下、この方法を「不連続可変」と呼ぶことにする。

この「不連続可変」の場合、図１０のような過程を経ることになり、
Δｆ＝（Δφ＋２πＮ）／（２πτ）＝Δφ／（２πτ）＋Ｎ／τ Ｎ：整数
の関係を満たす複数のΔｆを取り得る。したがって、シフタ移相量の変化に対して発振周波数は不連続に変化することがある。

米国特許第５２０４６４０

前記した特許文献１の構成で、上記「連続可変」を行うと、ライン・ストレッチャーのような機械的な位相シフタの移相量が有限であることから、数１０ＭＨｚ程度までの周波数可変幅しか得られない。

一方、上記「不連続可変」では、位相シフタの移相量は周波数可変範囲の制限にならないが、同じ移相量に対して１／τの整数倍の周波数不定性が内在しており、ＹＩＧ発振器のような周波数再現性（ヒステリシス）が数ＭＨｚ程度の発振器に適用すると、所望の周波数に対して１／τ（例えば、１ＭＨｚ程度）の整数倍だけ離れた周波数に誤設定されてしまうことがある。

また、周波数設定を変える毎に制御を中断して、自走状態に入るため、滑らかな周波数変化（連続的な周波数掃引）を実現できない。

このように、ＹＩＧ発振器に特許文献１の技術を適用するだけでは、１オクターブ程度以上（例えば、３ＧＨｚ〜８ＧＨｚ）の広い周波数可変範囲と、低位相雑音を実現することが困難であった。

本発明は、上記課題を解決し、広い周波数可変範囲と低位相雑音を実現したマイクロ波信号発生器およびその周波数制御方法を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１のマイクロ波信号発生器は、
制御信号の電圧に応じた周波数でマイクロ波帯の信号を周波数可変に発振出力するＹＩＧ発振器（４１）と、
前記ＹＩＧ発振器の出力信号を周波数弁別する周波数弁別器（５０′）と、
前記ＹＩＧ発振器の出力周波数を指定する情報を設定する周波数設定器（６５、６５′）と、
前記周波数弁別器の出力と前記周波数設定器の設定情報とに基づいて生成した前記制御信号を前記ＹＩＧ発振器に与える制御部（６０′）とを有するマイクロ波信号発生器であって、
前記周波数弁別器が、
前記ＹＩＧ発振器の出力で強度変調された光を所定長の光ファイバ遅延線に伝搬させて所定の遅延を与えてから電気信号に戻して出力する遅延回路（５１）と、
入力信号をＩ、Ｑ信号で直交変調する直交変調器を有し、前記ＹＩＧ発振器の出力または前記遅延回路の出力の位相を任意に推移させる可変移相器（７１）と、
前記ＹＩＧ発振器の出力と前記遅延回路の出力のうち前記可変移相器による移相を受けない出力と、前記可変移相器の出力との位相比較を行う位相比較器（７２）とを有し、
前記制御部は、前記位相比較器の出力と前記設定情報とを用いた演算を行い、前記ＹＩＧ発振器の出力周波数が前記設定情報に対応した値となり、且つ前記ＹＩＧ発振器の位相変動を抑圧させる方向に変化する信号を前記制御信号として求めて前記ＹＩＧ発振器へ与えるとともに、そのために必要な前記Ｉ、Ｑ信号を算出して前記可変移相器に与えることを特徴とする。

また、本発明の請求項２のマイクロ波信号発生器は、請求項１記載のマイクロ波信号発生器において、
前記周波数設定器は、前記ＹＩＧ発振器の出力周波数を指定値近傍に設定するための設定電圧（Ｖset ）を含む設定情報を前記制御部に与え、
前記制御部は、前記位相比較器の出力から前記ＹＩＧ発振器の位相変動を抑圧させるための信号成分を算出し、該信号成分と前記設定電圧との加算結果を前記制御信号として前記ＹＩＧ発振器に与えることを特徴とする。

また、本発明の請求項３のマイクロ波信号発生器は、請求項２記載のマイクロ波信号発生器において、
前記制御部は、前記位相比較器の出力を受け、該出力の所定周波数以下の成分を０に近づけるための前記Ｉ、Ｑ信号を求めて前記可変移相器に与えるＩＱ信号発生器（６４）を備えていることを特徴とする。

また、本発明の請求項４のマイクロ波信号発生器は、請求項２記載のマイクロ波信号発生器において、
前記周波数設定器は、前記ＹＩＧ発振器の出力周波数に対応した前記遅延回路の移相量（θ）を設定情報として前記制御部に与え、
前記制御部は、前記周波数設定器から与えられた前記移相量を受け、該移相量に対応する前記Ｉ、Ｑ信号を求めて前記可変移相器に与えるＩＱ信号発生器（６４′）を備えていることを特徴とする。

また、本発明の請求項５のマイクロ波信号発生器の周波数制御方法は、
制御信号の電圧に応じた周波数でマイクロ波帯の信号を周波数可変に発振出力するＹＩＧ発振器（４１）の出力に対する周波数弁別処理を行い、その処理結果と前記ＹＩＧ発振器の出力周波数を指定する設定情報とに基づいて生成した前記制御信号で前記ＹＩＧ発振器を制御するマイクロ波信号発生器の周波数制御方法であって、
前記周波数弁別処理が、
前記ＹＩＧ発振器の出力で強度変調された光を所定長の光ファイバ遅延線に伝搬させて所定の遅延を与えてから電気信号に戻して出力する遅延処理と、
Ｉ、Ｑ信号を用いた直交変調演算処理により、前記ＹＩＧ発振器の出力または前記遅延処理された信号の位相を任意に推移させる可変移相処理と、
前記ＹＩＧ発振器の出力と前記遅延処理された信号のうち前記可変移相処理を受けない信号と、前記可変移相処理を受けた信号との位相比較する位相比較処理とを含み、
前記位相比較処理で得られた出力と前記設定情報とを用いた演算を行い、前記ＹＩＧ発振器の出力周波数が前記設定情報に対応した値となり、且つ前記ＹＩＧ発振器の位相変動を抑圧させる方向に変化する信号を前記制御信号として求めて前記ＹＩＧ発振器へ与えるとともに、そのために前記可変位相処理で必要な前記Ｉ、Ｑ信号を算出する制御処理を行うことを特徴とする。

上記したように、本発明の請求項１のマイクロ波信号発生器は、周波数弁別器を、光ファイバ遅延線を用いた遅延回路と、直交変調器からなる可変移相器と、位相比較器とで構成し、その位相比較器の出力と設定情報とを用いた演算を行って生成した制御信号をＹＩＧ発振器に与えるとともに、そのために必要なＩ、Ｑ信号を算出して可変移相器に与えることで、ＹＩＧ発振器の出力周波数の設定および位相変動を抑制している。

このように、演算処理で得られたＩ、Ｑ信号を直交変調器からなる可変移相器に設定することで移相処理を行っているので、ライン・ストレッチャー等の位相シフタのような機械的な制約がなく、低位相雑音で広い範囲の周波数可変が可能となる。

本発明の第１の実施形態の構成図本発明の第２の実施形態の構成図本発明の第３の実施形態の構成図第３の実施形態の要部構成図第３の実施形態の要部構成図本発明の第４の実施形態の構成図従来装置の構成図従来装置の動作説明図従来装置の動作説明図従来装置の動作説明図

（第１の実施形態）
以下、図面に基づいて本発明の第１の実施形態を説明する。
図１は、本発明を適用したマイクロ波信号発生器４０の構成を示している。

このマイクロ波信号発生器４０は、ＹＩＧ発振器４１、カプラ４２、周波数弁別器５０、制御部６０、周波数設定器６５を有している。

ＹＩＧ発振器（ＹＴＯ）４１は、数ＧＨｚ〜数１０ＧＨｚのマイクロ波帯の信号を広い範囲（例えば１オクターブ以上）で周波数可変に出力する。この発振器出力Ｓｏの一部は、カプラ４２を介してこの信号発生器４０の出力信号として出力され、一部は、カプラ４２から周波数弁別器５０に入力される。

周波数変別器５０は、遅延回路５１と直交検波器５６によって構成されている。遅延回路５１は、レーザダイオード等からなる光源５２、光変調器５３、光遅延線５４、受光器５５からなり、光源５２から光変調器５３に入射された光を、発振器出力Ｓｏで強度変調して、その出射光を光遅延線５４に伝搬させてから受光器５５に入射させて電気信号Ｓｄに戻して出力する。

なお、光変調器５３の具体的な構成は任意であるが、ここでは、入射光を２分岐して二つの導波路を伝搬させて合波する構造の光路が、印加電界に応じて屈折率が変化する電気光効果を有する基板に形成され、その二つの導波路の少なくとも一方に所定振幅の信号電界を与えることで、信号によって強度変調された光を出射させる、所謂ＬＮ変調器を用いている。

直交検波器５６は、カプラ４１および光変調器５２を経由して入力される参照信号Ｓｒに対する遅延回路５１の出力Ｓｄの同相成分Ｉと直交相成分Ｑを求めるためのもので、参照信号Ｓｒを２分岐してその一方を９０度移相器５７で移相し、この９０度移相した信号Ｓｒ(90)と移相しない信号Ｓｒ(0)をアナログミキサ型の位相比較器５８、５９にそれぞれ入力し、遅延回路５１の出力Ｓｄについては、２分岐して二つの位相比較器５８、５９に同相に与えている。

この直交検波器５６は、同一周波数の２信号を与えたときに、一方の信号を基準にして他方の信号に含まれる同相成分と直交成分にそれぞれ比例した出力Ｉ、Ｑを出力する。そして、この出力Ｉ、Ｑから２信号の位相差を特定することができる。

簡単のため、振幅は規格化されているものとすると、直交する参照信号Ｓｒ(0)、Ｓｒ(90)を、それぞれ、
Ｓｒ(0)＝cosωt
Ｓｒ(90)＝sinωt
とし、遅延信号Ｓｄを、
Ｓｄ＝cos(ωt＋φ)＝cos ωt・cos φ−sin ωt・sin φ
とすると、これらを乗算して低周波成分を取り出せば（途中計算省略）、
Ｉ＝cos φ
Ｑ＝sin φ
の直交成分が得られる。

このようにして同相成分Ｉ、直交相成分Ｑが分かれば、参照信号と遅延信号の位相差φを特定することができる。

そして、それらを係数として、
Ｉ・sin θ＋Ｑ・cosθ＝sin θ・cos φ＋cos θ・sin φ＝sin (θ＋φ)
のように、位相を回転することができる。この演算の結果sin (θ＋φ)は、前記した従来装置において位相シフタで−θだけ位相を回転させた参照信号sin (ωｔ−θ)と、遅延信号Ｓｄとを位相比較したことと等価である。

このことは、
Ｓｄ＝cos(ωt＋φ)
＝cos ［(ωt−θ)＋θ＋φ］
＝cos(ωt−θ)・cos (θ＋φ)−sin (ωt−θ)・sin (θ＋φ)
と書けるため、sin(ωt−θ)の係数が抽出されることからもわかる。

制御部６０は、直交検波器５６の出力Ｉ、Ｑと、後述する周波数設定器６５によって設定された出力周波数を指定する情報（θ、Ｖset ）とを用いた演算を行い、直交検波器５６の出力で特定される位相差が所定値に近づく方向に変化する制御信号ＶｃをＹＩＧ発振器４１に与えて、ＹＩＧ発振器４１の出力周波数の設定情報に対応した周波数からの周波数変動および位相変動を抑制する。

この実施例における制御部６０は、演算器６１、ループフィルタ６２および加算器６３によって構成される。演算器６１は、直交検波器５６の出力と所望の出力周波数ｆset に応じた移相量θを設定情報として受け、前記した位相回転の演算、つまり、
Ｉ・sin θ＋Ｑ・cos θ＝sin (θ＋φ)
を行う。

ここで、移相量θは数値（デジタルデータ）、アナログ値（電圧）、同相・直交相アナログ値（cos θ、sin θに相当する電圧）のいずれの形態でも入力することができ、これに応じて、演算器６１の内部構成も、デジタル乗算、デジタルフィルタおよびＤ／Ａ変換器を用いた構成、あるいはアナログ乗算器を用いた構成などが採用できる。

また、演算処理による位相回転であるから、移相量θは任意に増減でき、機械式の位相シフタ（ライン・ストレッチャー）のような可動範囲による制限はない。

ループフィルタ６２は、演算器６１の出力信号Ｖに対して不要な高周波成分を除去するとともにループ安定化のための高域側帯域制限処理を行ってその処理結果の信号Ｖ′を加算器６３に出力する。加算器６３は、この信号Ｖ′と周波数設定器６５からの設定電圧Ｖset とを加算し、これを制御信号ＶｃとしてＹＩＧ発振器４１に与える。

周波数設定器６５が加算器６３に与える設定電圧Ｖset は、ＹＩＧ発振器４１の発振周波数がｆset となるような直流電圧であり、演算器６１に与える移相量θは、発振周波数がｆset のときにＩ、Ｑ成分から算出される位相差φ（の符号を変えたもの）が取るべき値であって、周波数弁別器の構成または予め実測された結果に基づいて定められ、設定電圧Ｖsetと共に発振周波数ｆset に対応づけされて予めテーブル等に記憶されている。

制御部６０は、初期状態で帰還制御を停止させ、ループフィルタ６２の出力を加算器６３に入力させない状態（Ｖ′＝０、Ｖｃ＝Ｖset ）で、設定電圧Ｖset を制御信号ＶｃとしてＹＩＧ発振器４１に与え、その発振周波数をｆset の近傍に設定する。

その後、位相差φが（−θ）に一致するような帰還制御を開始し、φを（−θ）に静定させ、sin (θ＋φ)を０に近づける。このとき、φの変化Δφが小さい範囲で（φ＝−θ＋Δφ, Δφ≪１）、sin (θ＋φ)＝sin (Δφ)≒Δφとなるから、以後このΔφが常に０に近づくようにＹＩＧ発振器４１が帰還制御される。その結果として、自走状態のＹＩＧ発振器４１がもつ位相揺らぎ（周波数揺らぎ）を低減することができる。

上記のように構成されているから、実施形態のマイクロ波信号発生器４０は、出力したい周波数ｆset に対応した移相情報θと設定電圧Ｖset を与えることで、広い周波数可変範囲にわたって低位相雑音のマイクロ波信号を出力することができる。

（第２の実施形態）
なお、前記第１の実施形態の制御部を、図２に示すように変形することもできる。
即ち、周波数設定器６５′が出力周波数に対応した直流の設定電圧Ｖset だけを出力するように構成し、位相差φに対応して演算器６１′から出力される信号Ｖのうち、所定の周波数帯をバンドパス型のループフィルタ６２′で抽出し、加算器６３で周波数設定器６５の設定電圧Ｖset と加算してＹＩＧ発振器４１に制御信号Ｖｃとして与える。

ループフィルタ６２′の高域遮断特性は第１の実施形態を示す図１のループフィルタ６２と同様に安定な帰還制御を実現するように設定される。また、低域遮断特性は、直流成分を取り除くために設定され、例えばその遮断周波数を１ｋＨｚとする。

この実施形態の演算器６１′は次の演算を行い、入力されたＩ、Ｑから出力信号Ｖを得る。

Ｖ＝Ｑ・Ｉ_Ｌ−Ｉ・Ｑ_Ｌ
ただし、Ｉ_Ｌ、Ｑ_Ｌは、Ｉ、Ｑの低周波成分で、例えば遮断周波数１ｋＨｚのＬＰＦ出力とする。

なお、この出力信号Ｖなどは適宜増幅されていてもよく、上記演算はアナログ演算処理でも、Ａ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器を用いたデジタル演算処理であってもよい。

この出力信号Ｖは、位相差φの変化の高周波成分（例えば１ｋＨｚ以上）を表している。即ち、位相差の低周波成分をφ_Ｌ、高周波成分をΔφ、振幅は規格化されているものとして、
Ｉ＝cos (φ_Ｌ＋Δφ)、Ｉ_Ｌ＝cos(φ_Ｌ)
Ｑ＝sin (φ_Ｌ＋Δφ)、Ｑ_Ｌ＝sin(φ_Ｌ)
と書ける。

よって、出力信号Ｖは、
Ｖ＝sin (φ_Ｌ＋Δφ) cos (φ_Ｌ)−cos(φ_Ｌ＋Δφ) sin (φ_Ｌ)
＝sin (Δφ)≒Δφ
となる。この位相差の高周波成分Δφは、ループフィルタ６２′を通過して設定電圧Ｖset に加算されてＹＩＧ発振器４１に帰還され、位相揺らぎを抑圧する。

この制御方式では、ループフィルタ６２′が直流成分を帰還しないため、発振周波数は、設定電圧Ｖset のみによって定まる。つまり、ＹＩＧ発振器４１の特性によって周波数が定まることになる。したがって、この第２の実施形態は、周波数設定器６５′を除けば、外部からの制御電圧（Ｖset）に応じて発振周波数が変わる電圧制御発振器（ＶＣＯ）として機能し、ＰＬＬシンセサイザのＶＣＯとして有用である。

（第３の実施形態）
前記した第１、２の実施形態では、周波数弁別器５０において、参照信号Ｓｒに対する遅延信号Ｓｄの位相差を特定するために直交検波器５６を用いていたが、図３に示すマイクロ波信号発生器４０′の周波数弁別器５０′のように、直交変調器からなる可変位相器７１と位相比較器７２を用いて構成しても、前記第１、第２の実施形態と同等の効果が得られる。

このマイクロ波信号発生器４０′の周波数弁別器５０′は、直交変調器型の可変移相器７１で、ＹＩＧ発振器４１の出力（実際には参照信号Ｓｒ）と遅延信号Ｓｄとの位相を、Ｉ、Ｑ信号で特定される位相分に推移させて位相比較器７２に入力させている。なお、ここでは可変移相器７１に参照信号Ｓｒを入力し、その出力と遅延信号とを位相比較器７２に入力しているが、遅延信号Ｓｄを可変移相器７１に入力し、その出力と参照信号Ｓｒとを位相比較器７２に入力してもよい。

可変移相器７１を構成する直交変調器は、前記直交検波器と同様に、２つのミキサと０度ハイブリッドカプラ、９０度ハイブリッドカプラなどを用いて構成されており、入力信号をcos ωｔとし、Ｉ、Ｑ信号を、
Ｉ＝Ａ cosφ
Ｑ＝Ａ sinφ
とすると、変調器出力は、
Ａcos φ・cosωｔ−Ａsin φ・sin ωｔ＝Ａcos (ωｔ＋φ)
となって、入力信号の位相をφだけシフトしたものになる。

例えば、φ＝Ωｔ（Ω；角周波数，ｔ；時間）のように変化させればＲＦ入力に対するＲＦ出力の位相は持続的に回転することになる。

ただし、ＩＣ化された直交変調器の場合、その帯域は２ＧＨｚ程度しかないため、それ以上の周波数帯の発振器を実現するためには、補助的なミキシングが必要になる。図４はその構成例を示すものであり、ＹＴＯ構成の局部発振器７１ａからのローカル信号Ｌｃ、ミキサ７１ｂおよびローパスフィルタ７１ｃを用いて、入力信号をダウンコンバートしてから、直交変調器７１ｄに入力し、Ｉ、Ｑ信号で直交変調する。そしてその出力を、ローカル信号Ｌｃ、ミキサ７１ｅおよびバンドパスフィルタ７１ｆを用いて元の周波数帯にアップコンバートすることで、全体としては数ＧＨｚ以上の高い周波数で直交変調処理を行うことができる。

可変移相器７１によって位相がシフトされた参照信号Ｓｒ′は、遅延信号Ｓｄとともにアナログミキサ型の位相比較器７２に入力され、その位相差に応じた低周波成分が制御部６０′に出力される。

制御部６０′は、可変移相器７１へのＩ、Ｑ信号とＹＩＧ発振器４１への制御信号Ｖｃとを制御して、ＹＩＧ発振器４１の出力周波数の設定情報に対応した周波数からの変動を抑制している。

この実施例の制御部６０′は、可変移相器７１の移相量を制御するためのＩ、Ｑ信号を出力するＩＱ信号発生器６４、ループフィルタ６２′および加算器６３によって構成されており、位相比較器７２の出力のうち、所定周波数（例えば１ｋＨｚ）以上の低周波成分は位相雑音抑圧のために、バンドパス型のループフィルタ６２′および加算器６３を介してＹＩＧ発振器４１の制御信号Ｖｃに帰還し、所定周波数未満の成分は、周波数弁別の動作点を保持するためにＩＱ信号発生器６４によってＩ、Ｑ信号に変換されて、可変移相器７１の直交変調器７１ｄに帰還する。

ＩＱ信号発生器６４は、図５に示すように、位相比較器７２の出力Ｖの所定周波数未満の低周波成分をローパスフィルタ６４ａで抽出してＡ／Ｄ変換器６４ｂでデジタル値に変換し、その値が０に近づくように現在の位相を増減制御する。演算器６４ｃはこの位相からcos 成分、sin 成分を算出して、それを２チャンネル構成のＤ／Ａ変換器６４ｄでアナログのＩ、Ｑ信号にそれぞれ変換して可変移相器７１に与える。

このようにすることで、設定周波数が変化しても位相比較器７２に入力される参照信号Ｓｒ′と遅延信号Ｓｄの位相差が９０度に保たれ、最良の周波数弁別感度を維持することができる。

そして、この状態を維持しながら、制御部６０′の加算器６３に対して、出力周波数に対応した設定電圧Ｖset を周波数設定器６５′から与えて、加算器６３の出力を制御信号Ｖｃとして与えることで、ＹＩＧ発振器４１の出力周波数を、所望周波数に保持した状態で、その周波数揺らぎ、位相揺らぎを抑圧することができる。

（第４の実施形態）
図３に示した第３の実施形態では、位相比較器７２の出力をＩ、Ｑ信号発生器６４に与えて、参照信号Ｓｒ′と遅延信号Ｓｄの位相差を９０度に保つようにフィードバック制御していたが、図６のように構成してもよい。

即ち、第１の実施形態と同様に、周波数設定器６５から指定周波数に対応した移相量θをＩＱ信号発生器６４′に与えて、その移相量θに対応するＩ、Ｑ信号を生成して可変移相器７１に入力するとともに、位相比較器７２の出力からローパス型のループフィルタ６２によりそのＤＣ成分を抽出して加算器６２に与え、周波数設定器６５からの設定電圧Ｖset との加算出力を制御信号ＶｃとしてＹＩＧ発振器４１に帰還してもよい。この場合の制御部６０の処理手順は、前記第１実施形態と同様である。

前記各実施形態では、強度変調光を生成する構成として、光源５２から出射された光を光変調器５３で強度変調する間接変調の例を示したが、光源としてのレーザダイオードの注入電流に変調を掛けることで強度変調光を生成する直接変調方式を採用してもよい。

また、位相比較のための参照信号Ｓｒとして光変調器５３を通過した信号を用いているが、光変調器５３に与える信号の通過出力は終端し、発振器出力Ｓｏを別に分岐して参照信号Ｓｒとしてもよい。

４０、４０′……マイクロ波信号発生器、４１……ＹＩＧ発振器、４２……カプラ、５０……周波数弁別器、５１……遅延回路、５２……光源、５３……光変調器、５４……光ファイバ遅延線、５５……受光器、５６……位相比較部、５７……９０度移相器、５８、５９……位相比較器、６０、６０′……制御部、６１、６１′……演算器、６２、６２′……ループフィルタ、６３……加算器、６４、６４′……ＩＱ信号発生器、６５……周波数設定器、７１……可変移相器、７２……位相比較器

Claims

制御信号の電圧に応じた周波数でマイクロ波帯の信号を周波数可変に発振出力するＹＩＧ発振器（４１）と、
前記ＹＩＧ発振器の出力信号を周波数弁別する周波数弁別器（５０′）と、
前記ＹＩＧ発振器の出力周波数を指定する情報を設定する周波数設定器（６５、６５′）と、
前記周波数弁別器の出力と前記周波数設定器の設定情報とに基づいて生成した前記制御信号を前記ＹＩＧ発振器に与える制御部（６０′）とを有するマイクロ波信号発生器であって、
前記周波数弁別器が、
前記ＹＩＧ発振器の出力で強度変調された光を所定長の光ファイバ遅延線に伝搬させて所定の遅延を与えてから電気信号に戻して出力する遅延回路（５１）と、
入力信号をＩ、Ｑ信号で直交変調する直交変調器を有し、前記ＹＩＧ発振器の出力または前記遅延回路の出力の位相を任意に推移させる可変移相器（７１）と、
前記ＹＩＧ発振器の出力と前記遅延回路の出力のうち前記可変移相器による移相を受けない出力と、前記可変移相器の出力との位相比較を行う位相比較器（７２）とを有し、
前記制御部は、前記位相比較器の出力と前記設定情報とを用いた演算を行い、前記ＹＩＧ発振器の出力周波数が前記設定情報に対応した値となり、且つ前記ＹＩＧ発振器の位相変動を抑圧させる方向に変化する信号を前記制御信号として求めて前記ＹＩＧ発振器へ与えるとともに、そのために必要な前記Ｉ、Ｑ信号を算出して前記可変移相器に与えることを特徴とするマイクロ波信号発生器。
前記周波数設定器は、前記ＹＩＧ発振器の出力周波数を指定値近傍に設定するための設定電圧（Ｖset ）を含む設定情報を前記制御部に与え、
前記制御部は、前記位相比較器の出力から前記ＹＩＧ発振器の位相変動を抑圧させるための信号成分を算出し、該信号成分と前記設定電圧との加算結果を前記制御信号として前記ＹＩＧ発振器に与えることを特徴とする請求項１記載のマイクロ波信号発生器。
前記制御部は、前記位相比較器の出力を受け、該出力の所定周波数以下の成分を０に近づけるための前記Ｉ、Ｑ信号を求めて前記可変移相器に与えるＩＱ信号発生器（６４）を備えていることを特徴とする請求項２記載のマイクロ波信号発生器。
前記周波数設定器は、前記ＹＩＧ発振器の出力周波数に対応した前記遅延回路の移相量（θ）を設定情報として前記制御部に与え、
前記制御部は、前記周波数設定器から与えられた前記移相量を受け、該移相量に対応する前記Ｉ、Ｑ信号を求めて前記可変移相器に与えるＩＱ信号発生器（６４′）を備えていることを特徴とする請求項２記載のマイクロ波信号発生器。
制御信号の電圧に応じた周波数でマイクロ波帯の信号を周波数可変に発振出力するＹＩＧ発振器（４１）の出力に対する周波数弁別処理を行い、その処理結果と前記ＹＩＧ発振器の出力周波数を指定する設定情報とに基づいて生成した前記制御信号で前記ＹＩＧ発振器を制御するマイクロ波信号発生器の周波数制御方法であって、
前記周波数弁別処理が、
前記ＹＩＧ発振器の出力で強度変調された光を所定長の光ファイバ遅延線に伝搬させて所定の遅延を与えてから電気信号に戻して出力する遅延処理と、
Ｉ、Ｑ信号を用いた直交変調演算処理により、前記ＹＩＧ発振器の出力または前記遅延処理された信号の位相を任意に推移させる可変移相処理と、
前記ＹＩＧ発振器の出力と前記遅延処理された信号のうち前記可変移相処理を受けない信号と、前記可変移相処理を受けた信号との位相比較する位相比較処理とを含み、
前記位相比較処理で得られた出力と前記設定情報とを用いた演算を行い、前記ＹＩＧ発振器の出力周波数が前記設定情報に対応した値となり、且つ前記ＹＩＧ発振器の位相変動を抑圧させる方向に変化する信号を前記制御信号として求めて前記ＹＩＧ発振器へ与えるとともに、そのために前記可変位相処理で必要な前記Ｉ、Ｑ信号を算出する制御処理を行うことを特徴とするマイクロ波信号発生器の周波数制御方法。