JP5701409B2

JP5701409B2 - 分数分周型周波数シンセサイザのループゲイン変化における位相跳躍に対する相殺システム

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Publication number: JP5701409B2
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Description

本発明は、一般に、位相ロックループに基づく周波数シンセサイザの分野に関し、詳細には、分数分周型周波数シンセサイザのループゲイン変化における位相跳躍に対する相殺システムの分野に関する。

現行の位相ロックループ（ＰＬＬ）ベースの周波数シンセサイザは、基準周波数からプログラムすることができる周波数を用いて信号を生成するのに使用され得るフィードバックシステムである。このような周波数シンセサイザは、出力信号と入力基準周波数の間の何らかの位相差の割合を示す誤差信号を生成するための位相検出器および電荷ポンプを備える場合がある。さらに、現行の周波数シンセサイザは、生成される出力信号が周波数シンセサイザへの入力基準周波数と同期するように、誤差信号をローパスフィルタに供給して、次いで電圧制御発振器（ＶＣＯ）に供給するための機能も含んでいる場合がある。現行の周波数シンセサイザは、誤差信号が生成され得るように、ＶＣＯからの出力を位相周波数検出器の入力に戻す負帰還ループの方法を利用することがあり、ＶＣＯからの出力信号を入力基準周波数に結合する。いくつかの現行の周波数シンセサイザでは、入力基準周波数の整数倍を生成するために、出力信号が周波数分周器回路に供給され得る。

現行の周波数シンセサイザが生成することができるのは、入力基準周波数の整数倍の周波数だけである。このような制約を回避するために、周波数シンセサイザは、小数値を得るように、周波数サイクル当りの分割の値を調節するための変調器をさらに含んでもよい。このような周波数シンセサイザは、分数分周型周波数シンセサイザと称される。分数分周型周波数シンセサイザは、その周波数が次式の形となる信号を生成することができ、

ここで、ＩＮＴ、ＦＲＡＣ、およびＭＯＤが整数であり、したがって、Ｆ_ｖｃｏは必ずしも基準周波数Ｆ_{ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ}の整数倍ではない。既存の変調は、位相周波数検出器の入力で時間差を連続的に生成することができ、これが、次に電荷ポンプによって電荷量に変換される。したがって、電荷ポンプの電流をスイッチングするとき、時間差の電荷量への変換係数の不連続性によって、位相擾乱および位相ロックの喪失が生じる可能性がある。いくつかの方法は、スイッチング時間における位相不連続を最小化するように、変調器の正確な状態を制御することに頼ることがある。しかし、このような方法は、変調器の状態の何らかの制約なしでは位相不連続を補償することができない。さらに、このような方法は、変調器に対する初期化値を有するルックアップ表をチャネル単位で含んでいる必要がある。

したがって、本発明は、ループゲインの変化による位相不連続に対する相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザを実現するためのシステムおよび方法を対象とし、これは、関連した技術の限界および短所による１つまたは複数の問題を実質的に回避するものである。

一実施形態では、電荷ポンプの電流値の変化を伴うループゲインの変化による位相不連続に対する相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザが提供され、この分数分周型周波数シンセサイザは、位相検出器と、電流可変電荷ポンプと、同調信号をもたらすためのループフィルタと、ＶＣＯ出力信号を供給するための、同調信号によって制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、分周された信号をもたらすための分周器と、分数分周機能のために変調信号を生成するための変調器とを備え、位相検出器は、基準周波数で振動する基準信号を受け取るための第１の入力と、電圧制御発振器から、分周された信号を受け取るための、分周器を通った後の第２の入力とを含み、位相検出器および電流可変電荷ポンプは、第１の入力の位相と第２の入力の位相を比較して、電荷ポンプの電流をオン／オフするように構成され、位相不連続に対する相殺システムは、変調器の内部で実現され、変調器は、電流可変電荷ポンプの電流値によって定義される追加の入力を有する。

さらなる実施形態では、電荷ポンプの電流値の変化を伴うループゲインの変化による位相不連続に対する相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザを実現する方法が提供され、この方法は、基準周波数で振動する第１の入力信号を受け取るステップと、電圧制御発振器（ＶＣＯ）からフィードバックされる、分周器を通った後の第２の入力信号を受け取るステップと、位相検出器および電流可変電荷ポンプにおいて第１の入力信号の位相と第２の入力信号の位相を比較して、電荷ポンプの電流をオン／オフするステップであって、位相不連続に対する相殺システムが、変調器の内部で実現され、この変調器が、電流可変電荷ポンプの電流値によって定義される追加の入力を有する、ステップと、同調信号をもたらすためのループフィルタにおいて電荷ポンプの電流を受け取るステップと、ＶＣＯ出力信号を供給するための電圧制御発振器において同調信号を受け取るステップと、分周された信号をもたらすための分周器においてＶＣＯの出力信号を受け取るステップと、変調信号を生成するための変調器において、分周された信号を受け取るステップとを含む。

さらに別の実施形態では、変調器は、変調信号を生成するための少なくとも１つのアキュムレータを備える。

さらなる実施形態では、電荷ポンプの電流値の変化を伴うループゲインの変化による位相不連続に対する相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの変調器が提供され、この変調器は、変調器向けの通常の入力として入力信号を受け取るための第１のアキュムレータと、電荷ポンプの電流値の変化を伴うループゲイン変化による位相不連続を補償するように構成された補償信号および第１のアキュムレータからの第１の出力を受け取るための第２のアキュムレータと、第２のアキュムレータから第２の出力を受け取るための第３のアキュムレータと、電流可変の電荷ポンプの電流値によって定義される補償値を受け取り、第２のアキュムレータに補償信号を出力するための相殺システムとを備える。

さらに別の実施形態では、第１のアキュムレータ、第２のアキュムレータおよび第３のアキュムレータのそれぞれが、加算器およびレジスタをさらに備える。

さらに別の実施形態では、相殺システムは、マルチプレクサ、信号スイッチ、加算器、およびレジスタをさらに備える。

さらに別の実施形態では、補償値は、初期状態および最終状態において、２つの状態の電流可変電荷ポンプの電流値に依拠する。

さらに別の実施形態では、補償信号は次式を満たすものであり、

ここで、ｋｓは電荷ポンプの電流のサイクルインデックスであり、Ｉ_ｃｐ０は初期状態における電荷ポンプの電流値であり、Ｉ_ｃｐ１は最終状態における電荷ポンプ電流値であり、Ｂ［ｋｓ−１］は（ｋｓ−１）番目のサイクルにおける第２のアキュムレータの出力信号であって、ｃＣ［ｋｓ］はｋｓ番目のサイクルにおける第３のアキュムレータの出力信号である。

さらに別の実施形態では、本発明により、電荷ポンプの電流値の変化を伴うループゲインの変化による位相不連続に対する相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの変調器を使用して実施される方法が提供され、この方法は、第１のアキュムレータにおいて、変調器向けの通常の入力として入力信号を受け取るステップと、第２のアキュムレータにおいて、補償信号および第１のアキュムレータからの第１の出力を受け取るステップと、第３のアキュムレータにおいて、第２のアキュムレータから第２の出力を受け取るステップと、相殺システムにおいて、変更可能な電荷ポンプの電流値によって定義される補償値を受け取り、補償信号を第２のアキュムレータに出力するステップとを含む。

さらに別の実施形態では、補償値は、初期状態および最終状態において、２つの状態の変更可能な電荷ポンプの電流値に依拠する。

前述の概要および以下の詳細な説明は、どちらも例示の説明であり、特許請求される本発明のさらなる説明を提供するように意図されていることを理解されたい。

添付図面は、本発明のさらなる理解を提供するために含まれており、本明細書に組み込まれてその一部分を構成し、本発明の実施形態を示し、説明と一緒に、本発明の原理について説明するのに役立つ。

本発明による相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの例示的実施形態を示す図である。本発明による分数分周型周波数シンセサイザの変調器の例示的実施形態を示す図である。電荷ポンプの電流の変化によって生じ得る平均位相の不連続を例示的に示すグラフである。本発明による相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの変調器を例示的に示す図である。本発明による例示的分数分周型周波数シンセサイザの方法のステップを示す図である。本発明による例示的変調器の方法のステップを示す図である。本発明による分数分周変調と関連した信号図を例示的に示す図である。分数分周型周波数シンセサイザの高速ロック系列中の例示的位相軌跡を示すグラフである。

次に、各実施形態が詳細に参照され、それらの実例が添付図面で示される。以下の詳細な説明では、本明細書に提示される主題の理解を支援するために、多数の限定的でない特定の詳細が説明される。しかし、本発明の範囲から逸脱することなく、さまざまな代替形態が用いられてもよく、これらの特定の詳細なしで主題が実施され得ることが当業者には明らかであろう。例えば、本明細書に提示される主題は、任意のタイプの分数分周型周波数シンセサイザに対して実施され得ることが当業者には明らであろう。

図１は、ループフィルタ１０４が位相検出器および電荷ポンプ１０２に対して直列の、本発明による分数分周型周波数シンセサイザの例示的実施形態１００を示す。この例示的実施形態１００では、基準クロック信号１０１が、分周器１０７からの分周されたＶＣＯ出力信号（output divided VCO signal）１０８とともに、位相検出器および電荷ポンプ１０２への入力になり得る。位相検出器および電荷ポンプ１０２は、基準クロック信号１０１と分周されたＶＣＯ出力信号１０８の間の位相差を検出して、誤差出力信号１０３に変換してもよい。位相検出器および電荷ポンプ１０２からの誤差出力信号１０３は、ＶＣＯ１０５への同調電圧入力を生成するために、ループフィルタ１０４によって積分されてもよい。ループフィルタ１０４は、一般に受動回路である。ループフィルタ１０４は、電荷ポンプの１０２の電流のパルスをフィルタリングすることにより、ＶＣＯ出力信号１０９のスペクトル純度を改善し得る。ＶＣＯ１０５からの第１の出力信号１０９は、例えば、ＶＣＯ１０５に接続されたデバイスに対する入力として用いられてもよい。ＶＣＯ１０５からの第２の出力信号１０６は、分周器１０７を通る負帰還ループ回路を作るために、位相検出器および電荷ポンプ１０２への入力として用いられてもよい。

いくつかの実施形態では、分周器１０７の分周比は、変調器１１０からの出力信号によってサイクル毎に調節されてもよい。変調器１１０は、そのクロック入力信号として、分周されたＶＣＯ信号１０８を用いることが可能である。変調器１１０によって生成されたデジタル信号１１１が、所定の整数Ｎに付加されて、分周器１０７の分周比制御入力に供給され得る。結果として、分周器の平均の分周比は整数でなくてもよく、また、ＶＣＯの出力信号１０９の周波数は、必ずしも基準周波数１０１の整数倍でなくてもよい。

図２は、分数分周型周波数シンセサイザの変調器の例示的実施形態２００を示す。いくつかの実施形態では、変調器１１０は、変調信号を生成するための少なくとも１つのアキュムレータを備えてもよい。各アキュムレータは、少なくとも１つの加算器および１つのレジスタを備えてもよい。例えば、図２では、アキュムレータＡは、加算器２１０およびレジスタ２２０を含んでいる。図２に示された変調器の構成から、変調器１１０の入力信号２０１の初期の整数値がＦＲＡＣであると想定すると、ｋ番目のサイクルにおける生成された変調信号２０７は次式で得ることができ、
ΔＮ_{ｄｉｖｉｄｅｒ}［ｋ］＝ｃＡ［ｋ−２］＋ｃＢ［ｋ−１］−ｃＢ［ｋ−２］＋ｃＣ［ｋ］−２×ｃＣ［ｋ−１］＋ｃＣ［ｋ−２］
ここでΔＮ_{ｄｉｖｉｄｅｒ}［ｋ］は、ｋ番目のサイクルで生成される変調信号２０７であり、ｃＡ［ｋ］、ｃＢ［ｋ］、およびｃＣ［ｋ］は、それぞれ３つのアキュムレータＡ、Ｂ、およびＣの２０４、２０５、および２０６のキャリー出力信号である。

この周波数シンセサイザでは、ｋ番目のサイクルにおける分周器１０７からの出力に分周されたＶＣＯ信号１０８の周期は次式で表現され得て、

ここで、図１に示されるように、Ｔ_{ｄｉｖｉｄｅｒ}［ｋ］はｋ番目のサイクルにおける分周器１０７からの分周されたＶＣＯ信号１０８の周期であり、Ｎは分周器１０７への所定の整数入力であり、ｆ_ｖｃｏはＶＣＯの出力信号１０９の周波数である。

図１に示されるような位相検出器および電荷ポンプ１０２、ループフィルタ１０４および電圧制御発振器の構成から、ｆ_ｖｃｏは次式で導出され得て、

ここで、ｆ_{ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ}は基準ロック周波数１０１である。

次いで、ｋ番目のサイクルでは、時間差ｅ_ＰＦＤ［ｋ］が、位相検出器および電荷ポンプ１０２の入力において次式のように生じ得る。

分周器１０７によってカウントされる周期の絶対数は、現在の時刻までのすべての瞬時カウントの合計であるので、ＶＣＯが一定の周波数で動作すると想定すれば、時間差ｅ_ＰＦＤ［ｋ］は、次式のように、すべての過ぎたサイクルからの時間差の合計とすることができる。

この合計は、次式のように整理し直すことができる。

別々の項を考えると、
ｍ≦０のときｃＢ［ｍ］＝０であるため、

であり、同様に、

である。

図２に示されるアキュムレータＡの構成から次式が得られ、
Ａ［ｍ−１］＋ＦＲＡＣ＝Ａ［ｍ］＋ｃＡ［ｍ］×２^ｎ
次いで、２倍の遅延（two times delay）の表現が次式のように書き直されてよく、
ＦＲＡＣ−ｃＡ［ｍ−２］×２^ｎ＝Ａ［ｍ−２］−Ａ［ｍ−３］、ここでＡ［ｍ］はｋ番目のサイクルにおける第１のアキュムレータＡの出力信号２１１である。

ｍ≦０のときＡ［ｍ］＝０であるため、次式が得られる。

すべての項を合計して、次式が得られる。

位相検出器の入力における時間差ｅ_ＰＦＤ［ｋ］は、電荷ポンプによって電荷に変換されてもよい。位相検出器および電荷ポンプ１２０の出力信号１０３は、ｋ番目のサイクルにおける瞬時位相誤差に比例し、ここでＩ_ｃｐ［ｋ］は、ｋ番目のサイクルにおけるプログラムされた電荷ポンプの電流である。

合成された位相の像を構築するために、ｋ番目のサイクルにおける瞬時位相誤差をすべて合計して、次式を得る。

ここで、Λは積分定数である。

位相ロックループがロックされるとき、合計Φ［ｋ］は定義された値とすることができる。したがって、ΔΦ［ｋ］の平均はゼロであり、Φ［ｋ］は、有限の平均値

のまわりで斬進的に変化し（is evolving）、この式は変調からの絶対平均位相（absolute mean phase）を表す。

電圧制御発振器に擾乱が生じないように、平均値

は電荷ポンプのスイッチングの前後で一定のままでなければならない。しかし、変調器出力の将来の系列（future sequence）は、スイッチング時点（switching point）では未知であり得て、将来の平均位相値であり得る。この問題を回避するために、系列のスペクトルの特性に頼ることができる。例えば、系列のパワーが主として高周波に存在することが分かれば、電荷ポンプの電流が一定のとき、より大きな系列の切捨て部分（truncated parts）が同一の平均位相をもたらし得ると推測することができる。したがって、いくつかの実施形態では、電荷ポンプのスイッチングの前後で全体の系列についての連続性を求めるのでなく、初期のＩ_ｃｐ（→Ｉ_ｃｐ０）における既知の過去の系列と最終のＩ_ｃｐ（→Ｉ_ｃｐ１）における同一の系列との比較に基づいて補償値を計算することができる。

図３は、電荷ポンプの電流の変化によって生じ得る平均位相の不連続の例示的なグラフを示す。一番上のグラフ３０１は、初期の電荷ポンプ設定におけるシグマデルタ変調による位相の軌跡（実線）と、変化がない場合に考えられる軌跡（点線）とを示す。この位相は、その平均値（水平線）のまわりで漸進的に変化する。中央のグラフ３０２は、最終的な電荷ポンプ設定を用いた変化の前に存在していたと考えられる位相軌跡（点線）と、変化後の位相軌跡（実線）とを示す。ここでも、平均位相は水平線で示されている。一番下の図３０３は、変化のあたりの実際の位相軌跡を説明している。位相は、スイッチング時点で連続であり、したがって、電荷ポンプの初期設定の実線と最終設定の実線がつながっている。しかし、このことが平均位相の不連続を引き起こす。

Ｉ_ｃｐ［ｋ］＝Ｉ_ｃｐ０である初期の系列が一定であると考え、図３に示された初期の位相軌跡は次式で得られる。

Ｉ_ｃｐ［ｋ］＝Ｉ_ｃｐ１である同一の系列が一定であると考え、図３に示された最終の位相軌跡は次式で得られる。

電荷ポンプのスイッチングの前後で、位相がΦ_１［ｋｓ］＝（Ｉ）＝Φ_０［ｋｓ］（ここで、ｋｓはＩ_ｃｐ０からＩ_ｃｐ１へのスイッチングに対応する）と連続であれば、

が得られる。

次にそれぞれの平均位相を計算して、

および、

を得る。

本発明の一実施形態では、電荷ポンプのスイッチングの後に補償されることになる平均位相の不連続は、図３に示されるように

となる。

ｅ_ＰＦＤ［ｋ］の計算から、

に対する閉形式（closed-form）の表現は、

となる。

第２のアキュムレータＢの構成から、Ｂ［ｋ］＋Ａ［ｋ］＝Ｂ［ｋ＋１］＋ｃＢ［ｋ＋１］×２^ｎ、次いでＡ［ｋ−２］＝Ｂ［ｋ−１］−Ｂ［ｋ−２］＋ｃＢ［ｋ−１］×２^ｎが得られ、ここで、Ｂ［ｍ］は、図２に示されたｋ番目のサイクルにおける第２のアキュムレータＢの出力信号２１２である。

の閉形式の表現の計算から、

が得られ、ここで、Ｂ［０］＝ｃＢ［０］＝０は、それぞれの新規の再ロック位相における変調器の初期化条件とすることができる。

の閉形式の表現は、最終的には次式で表され得る。

したがって、平均位相の不連続の表現は次式となる。

電荷ポンプのスイッチの後の位相は次式となる。

平均位相間の不連続を補償するために、電荷ポンプのスイッチの後にΦ_１［ｋ］にオフセットを付加することが可能である。いくつかの実施形態では、これは、第２のアキュムレータＢに対してオフセットＢ_ｃｏｍｐを付加することによって達成することができ、

となり、ここで

である。

と、２つの項を同一視することにより、次式が得られる。

上記の表現は、次ように書き直すことができる。

第３のアキュムレータＣの構成から、Ｃ［ｋ］＋Ｂ［ｋ］＝Ｃ［ｋ＋１］＋ｃＣ［ｋ＋１］×２^ｎ、次いで、−Ｂ［ｋ−１］＋ｃＣ［ｋ］×２^ｎ＝Ｃ［ｋ−１］−Ｃ［ｋ］が得られ、ここで、Ｃ［ｍ］は、図２のｋ番目のサイクルにおける第１のアキュムレータＣの出力信号２１３である。したがって

となる。

最終的に、第２のアキュムレータＢに加えられる補償信号Ｂ_ｃｏｍｐは次式で表現され、

ここで、ｋｓは、電荷ポンプの電流がＩ_ｃｐ０からＩ_ｃｐ１にスイッチングするサイクルのインデックスである。

図４は、本発明による相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの変調器の例示的実施形態４００を示す。いくつかの実施形態では、相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの変調器は、入力信号４０１を受け取るための第１のアキュムレータＡと、第１のアキュムレータから補償信号４１３および第１の出力信号４０２を受け取るための第２のアキュムレータＢと、第２のアキュムレータから第２の出力信号４０３を受け取るための第３のアキュムレータＣと、補償値４０９を受け取り、補償信号４１３を第２のアキュムレータＢに出力するための相殺システムＤであって、ループゲインの変化による位相不連続を補償するように構成されている相殺システムＤとを備える。いくつかの実施形態では、第１のアキュムレータＡ、第２のアキュムレータＢおよび第３のアキュムレータＣそれぞれが、少なくとも１つの加算器および１つのレジスタを備え、例えば、図４のアキュムレータＡは、加算器４１０およびレジスタ４２０を含んでいる。いくつかの実施形態では、相殺システムＤは、マルチプレクサ４３０、信号スイッチ４３１、少なくとも１つの加算器および少なくとも１つのレジスタをさらに備える。相殺システムＤに入力される補償値は、初期状態および最終状態における電荷ポンプの信号に依拠する。いくつかの実施形態では、補償値４０９は次式のように構成され、

図５は本発明による例示の分数分周型周波数シンセサイザの方法のステップを示す。分数分周型周波数シンセサイザの方法のステップは、基準周波数で振動する第１の入力信号を受け取るステップ５０１と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）から、分周器を通った後の第２の入力信号を受け取るステップ５０２と、位相検出器および電流可変電荷ポンプにおいて第１の入力信号の位相と第２の入力信号の位相を比較して、電荷ポンプの電流をオン／オフするステップ５０３であって、位相不連続に対する相殺システムが変調器の内部で実現され、変調器が、電流可変電荷ポンプの電流値によって定義される追加の入力を有する、ステップ５０３と、同調信号をもたらすためのループフィルタにおいて、電荷ポンプの信号を受け取るステップ５０４と、ＶＣＯ出力信号をもたらすためのＶＣＯにおいて、同調信号を受け取るステップ５０５と、分周されたＶＣＯ信号をもたらすための分周器において、ＶＣＯ出力信号を受け取るステップ５０６と、変調信号を生成するための変調器において、分周されたＶＣＯ信号を受け取るステップ５０７とを含む。

図６は、本発明による例示の変調器の方法のステップを示す。この変調器の方法のステップは、第１のアキュムレータにおいて、変調器用の通常の入力として入力信号を受け取るステップ６０１と、第２のアキュムレータにおいて、補償信号および第１のアキュムレータから出力された第１の入力を受け取るステップ６０２と、第３のアキュムレータにおいて、第２のアキュムレータからの第２の出力を受け取るステップ６０３と、相殺システムにおいて、変更可能な電荷ポンプの電流値によって定義された補償値を受け取り、第２のアキュムレータに補償信号を出力するステップ６０４とを含む。

いくつかの実施形態では、平均位相の不連続の相殺は、変調器で、分数分周変調に対して電荷ポンプの電流の変化によって生成された位相不連続が、変調器の状態に対するいかなる制約もなく、完全にデジタル的に補償され得るように実施される。さらに、本発明の実施形態では、ルックアップ表は不要である。

いくつかの実施形態では、電荷ポンプの電流をＩ_ｃｐ０からＩ_ｃｐ１にスイッチングする間、ロック状態を維持しなければならない（平均位相の連続性）分数分周型周波数シンセサイザでは、３次のＭＡＳＨ１−１−１変調器が使用される。しかし、分数分周型周波数シンセサイザでは２次のＭＡＳＨ１−１変調器が使用されてもよい。２次のＭＡＳＨ１−１変調器の場合には、位相不連続に対する補償値が次式のように構成され、

ここで、第２のアキュムレータの平均

は、デジタルローパスフィルタを使用して好都合に推定することができる。

図７は、本発明による分数分周変調と関連した信号図の例示的な図７００を示す。例示的な図７００には、分周器の値の信号７０１と、先行の（advance）分周されたＶＣＯ信号を示す７０２と、分数の値を表す遅延７０３と、基準クロック信号７０４と、同調電圧信号７０５との間の関係が示されている。先行７０２および遅延７０４の表現を有する分周されたＶＣＯ信号の値は、分数分周変調された信号を得るための次式を用いて得ることができる。

図８は、分数分周型周波数シンセサイザの高速ロック系列の位相軌跡の例示的なグラフ８００を示す。例示的なグラフ８００では、電荷ポンプの電流をスイッチングするとき、位相跳躍の振幅は変調器の状態に依拠し、電荷注入の系列８０１における不連続により、位相ロックの喪失が生じ得る。図８には２つのグラフがあり、それらは補償のないＰＬＬに関するものである。電荷ポンプの電流が変化するとき、次いでもたらされる位相誤差が最小限の誤差要件を満たすか満たさないかといったことは、変調器の状態次第である。

本発明の趣旨または範囲から逸脱することなく、本発明のさまざまな変更形態および変形形態が作製され得ることが、当業者には明らかであろう。したがって、本発明は、本発明の変更形態および変形形態が、添付の特許請求の範囲およびそれらの等価物の範囲に入る場合には、それらを対象として含むように意図されている。

Claims

電荷ポンプの電流値の変化を伴うループゲインの変化による位相不連続に対する相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザであって、
位相検出器と、
電流可変電荷ポンプと、
同調信号をもたらすためのループフィルタと、
ＶＣＯ出力信号を供給するための、前記同調信号によって制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、
分周された信号をもたらすための分周器と、
分数分周機能のために変調信号を生成するための変調器と
を備え、
前記位相検出器が、
基準周波数で振動する基準信号を受け取るための第１の入力と、
電圧制御発振器から前記分周された信号を受け取るための、分周器を通った後の第２の入力とを含み、
前記位相検出器および電流可変電荷ポンプが、前記第１の入力の位相と前記第２の入力の位相を比較して、電荷ポンプの電流をオン／オフするように構成され、位相不連続に対する前記相殺システムが、前記変調器の内部で実現され、前記変調器が、電流可変電荷ポンプの電流値によって定義される追加の入力を有することを特徴とする分数分周型周波数シンセサイザ。
前記変調器が、前記変調信号を生成するための少なくとも１つのアキュムレータを備えることを特徴とする請求項１に記載の相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザ。
電荷ポンプの電流値の変化を伴うループゲインの変化による位相不連続に対する相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザを実現する方法であって、
基準周波数で振動する第１の入力信号を受け取るステップと、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）からフィードバックされる、分周器を通った後の第２の入力信号を受け取るステップと、
位相検出器および電流可変電荷ポンプにおいて前記第１の入力信号の位相と前記第２の入力信号の位相を比較して、電荷ポンプの電流をオン／オフするステップであって、位相不連続に対する前記相殺システムが、前記変調器の内部で実現され、前記変調器が、前記電流可変電荷ポンプの電流値によって定義される追加の入力を有する、ステップと、
同調信号をもたらすためのループフィルタにおいて、前記電荷ポンプの電流を受け取るステップと、
ＶＣＯ出力信号を供給するための前記電圧制御発振器において、前記同調信号を受け取るステップと、
分周された信号をもたらすための前記分周器において、前記ＶＣＯの出力信号を受け取るステップと、
変調信号を生成するための変調器において、前記分周された信号を受け取るステップと
を含むことを特徴とする方法。
前記変調器が、前記変調信号を生成するための少なくとも１つのアキュムレータを備えることを特徴とする請求項３に記載の方法。
電荷ポンプの電流値の変化を伴うループゲインの変化による位相不連続に対する相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの変調器であって、
変調器向けの通常の入力として入力信号を受け取るための第１のアキュムレータと、
電荷ポンプの電流値の変化を伴うループゲイン変化による前記位相不連続を補償するように構成された補償信号および前記第１のアキュムレータからの第１の出力を受け取るための第２のアキュムレータと、
前記第２のアキュムレータから第２の出力を受け取るための第３のアキュムレータと、
前記電流可変の変更可能な電荷ポンプの電流値によって定義される補償値を受け取り、前記第２のアキュムレータに前記補償信号を出力するための相殺システムと
を備えることを特徴とする変調器。
前記第１のアキュムレータ、前記第２のアキュムレータおよび前記第３のアキュムレータのそれぞれが、加算器およびレジスタをさらに備えることを特徴とする請求項５に記載の相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの変調器。
前記相殺システムが、マルチプレクサ、信号スイッチ、加算器、およびレジスタをさらに備えることを特徴とする請求項５に記載の相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの変調器。
前記補償値が、初期状態および最終状態において、２つの状態の電流可変電荷ポンプの電流値に依拠することを特徴とする請求項５に記載の相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの変調器。
前記補償信号が次式を満足し、
ここで、ｋｓは電荷ポンプ電流のサイクルのインデックスであり、Ｉ_ｃｐ０は初期状態における電荷ポンプ電流値であり、Ｉ_ｃｐ１は最終状態における電荷ポンプ電流値であり、Ｂ［ｋｓ−１］は（ｋｓ−１）番目のサイクルにおける前記第２のアキュムレータの出力信号であって、ｃＣ［ｋｓ］はｋｓ番目のサイクルにおける前記第３のアキュムレータの出力信号であることを特徴とする請求項５に記載の相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの変調器。
電荷ポンプの電流値の変化を伴うループゲインの変化による位相不連続に対する相殺システムを有する分数分周型周波数シンセサイザの変調器を使用して実施される方法であって、
第１のアキュムレータにおいて、変調器向けの通常の入力として入力信号を受け取るステップと、
第２のアキュムレータにおいて、補償信号および前記第１のアキュムレータからの第１の出力を受け取るステップと、
第３のアキュムレータにおいて、前記第２のアキュムレータから第２の出力を受け取るステップと、
相殺システムにおいて、変更可能な電荷ポンプの電流値によって定義される補償値を受け取り、前記補償信号を前記第２のアキュムレータに出力するステップと
を含むことを特徴とする方法。
前記第１のアキュムレータ、前記第２のアキュムレータおよび前記第３のアキュムレータのそれぞれが、加算器およびレジスタをさらに備えることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
前記相殺システムが、マルチプレクサ、信号スイッチ、加算器、およびレジスタをさらに備えることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
前記補償値が、初期状態および最終状態において、２つの状態の可変電荷ポンプの電流値に依拠することを特徴とする請求項１０に記載の方法。
前記補償信号が次式を満足し、
ここで、ｋｓは電荷ポンプ電流のサイクルのインデックスであり、Ｉ_ｃｐ０は初期状態における電荷ポンプ電流値であり、Ｉ_ｃｐ１は最終状態における電荷ポンプ電流値であり、Ｂ［ｋｓ−１］は（ｋｓ−１）番目のサイクルにおける前記第２のアキュムレータの出力信号であって、ｃＣ［ｋｓ］はｋｓ番目のサイクルにおける前記第３のアキュムレータの出力信号であることを特徴とする請求項１０に記載の方法。