JP5699987B2 - 漏洩同軸ケーブル - Google Patents

Description

本発明は、外部導体上に空けられた周期的なスロット配列により漏洩電波を放射する漏洩同軸ケーブルに関するものである。

ケーブルの長手方向（軸方向）に対し傾斜した漏洩電波放射用の複数のスロットを、外部導体上にケーブルの長手方向に沿って周期的に形成し、高周波信号を入力したときに電磁波を放射するよう構成した漏洩同軸ケーブルが知られている（例えば、特許文献１，２参照）。漏洩同軸ケーブルは、列車無線、防災用無線、さらには放送用無線等、幅広い用途で使用されている。

従来の漏洩同軸ケーブルでは、外部導体の直径が入力信号波長の０．１２倍以下であることが一般的であり、このような領域において、漏洩同軸ケーブルからの放射強度は広帯域な周波数に対して緩やかな変化を持つことが知られている。

特開２００３−２７３６４１号公報 特開平７−１３１２３６号公報 特開２００９−４９４８号公報

しかしながら、近年、無線システムにおける情報量の増加に伴い、例えば、漏洩同軸ケーブルを適用した小電力データ伝送システム（無線ＬＡＮ）等においては、より高い周波数で漏洩同軸ケーブルを使用する需要が増加してきており、このような場合、入力信号の周波数が高くなるので、外部導体の直径が入力信号波長の０．１２倍よりも大きくなることがある。

外部導体の直径が入力信号波長の０．１２倍よりも大きくなると、漏洩同軸ケーブルの外部導体に形成されたスロット上に電磁波が伝播するようになり、スロット長とスロット上を伝播する電磁波の半波長の整数倍とが等しくなるときに、スロットが共振を起こしてしまう（例えば特許文献３参照）。スロットが共振を起こすと、漏洩同軸ケーブルの放射損失が増大し、それに伴い漏洩同軸ケーブルの伝送損失が増大してしまう。

このように、外部導体の直径が入力信号波長の０．１２倍よりも大きくなると、スロット上に電磁波が伝播するようになり、スロット共振現象が起こる可能性が生じる。その結果、漏洩同軸ケーブルの放射損失および伝送損失が急峻な周波数特性となり、従来のような広帯域性が失われてしまう。

本発明は上記事情に鑑み為されたものであり、外部導体の直径が入力信号波長の０．１２倍よりも大きい条件の下でも、広帯域な周波数で使用可能な漏洩同軸ケーブルを提供することを目的とする。

本発明は上記目的を達成するために創案されたものであり、内部導体の外周に、絶縁体、外部導体、外皮を順次設けてなり、前記外部導体に、漏洩電波放射用の複数のスロットが長手方向に沿って周期的に形成され、前記外部導体の直径が入力信号波長の０．１２倍よりも大きく、前記外皮の比誘電率に応じた前記スロットの長さ方向に伝播する電磁波の波長をλ_slot、前記スロットの長さを２Ｌとしたときに、下式（１）
ｎ×λ_slot／２＝２Ｌ （ｎ＝１，２，３，・・・） ・・・（１）
を満たす比誘電率をε_rreとしたとき、前記外皮として、下式（２）
ε _r0＜ε_rre×０．５ ・・・（２）
を満たす比誘電率ε_r0のものを用いる漏洩同軸ケーブルにおいて、前記λ _slot は、前記スロット上を伝播する電磁波の位相定数をβ _slot とすると、下式（６）で表され、
λ _slot ＝２π／β _slot ・・・（６）
前記β _slot は、自由空間中の端数をｋ、真空中の誘電率をε ₀ 、真空中の透磁率をμ ₀ 、前記スロット上における実効比誘電率をε _reff 、単位長さあたりの前記スロットのインダクタンスをＬ、単位長さあたりの前記スロットの容量をＣ、前記スロットの長手方向に直角な面内に伝播する電磁波の位相定数をβ _t とすると、下式（７）で表され、
前記ε _reff は、前記ε _r0 及び前記絶縁体の比誘電率であるεriを用い、下式（８）で表され、
ε _reff ＝（ε _ri ＋ε _r0 ）／２ ・・・（８）
前記ε _rre は、前記（８）式を代入した前記（７）式を前記（６）式に代入した式において、前記（１）式を満たすε _r0 の値である漏洩同軸ケーブルである。

下式（３）
λ_slot／２＝２Ｌ ・・・（３）
を満たす比誘電率をε_rre1としたとき、前記外皮として、下式（４）
ε_r0＜ε_rre1×０．５ ・・・（４）
を満たす比誘電率ε_r0のものを用いてもよい。

本発明によれば、外部導体の直径が入力信号波長の０．１２倍よりも大きい条件の下でも、広帯域な周波数で使用可能な漏洩同軸ケーブルを提供できる。

本発明の一実施の形態に係る漏洩同軸ケーブルの斜視図である。 本発明の実施例１の漏洩同軸ケーブルにおける放射損失の外皮比誘電率特性を示すグラフ図である。 本発明の実施例２の漏洩同軸ケーブルにおける放射損失の外皮比誘電率特性を示すグラフ図である。 本発明の実施例３の漏洩同軸ケーブルにおける放射損失の外皮比誘電率特性を示すグラフ図である。 本発明の実施例４の漏洩同軸ケーブルにおける放射損失の外皮比誘電率特性を示すグラフ図である。 本発明の実施例１の漏洩同軸ケーブルにおいて、外皮の比誘電率を２．３としたときの放射損失の周波数特性を示すグラフ図である。

以下、本発明の実施の形態を添付図面にしたがって説明する。

図１は、本実施の形態に係る漏洩同軸ケーブルの斜視図である。

図１に示すように、漏洩同軸ケーブル１は、内部導体２の外周に、絶縁体３、外部導体４、外皮５を順次設けてなり、外部導体４に、漏洩電波放射用の複数のスロット６が長手方向に沿って周期的に形成されている。

本実施の形態では、図示右上から左下にかけて斜めに形成されたスロット６ａと、図示左上から右下にかけて斜めに形成されたスロット６ｂの２種類のスロット６ｂを形成しており、ケーブル長手方向に沿って４つのスロット６ａと４つのスロット６ｂを交互に形成し、８つのスロット６を１周期として周期的にスロット６を形成しているが、スロット６の形状や１周期のスロット数はこれに限定されるものではない。また、内部導体２，絶縁体３，外部導体４，外皮５に用いる材質についても、特に限定するものではない。

本実施の形態においては、外部導体４の直径は、入力信号波長の０．１２倍よりも大きいとする。つまり、本実施の形態に係る漏洩同軸ケーブル１は、外部導体４の直径を２Ｄ、入力信号波長をλとすると、下式（５）
２Ｄ／λ＞０．１２ ・・・（５）
を満たしている。

さて、本実施の形態に係る漏洩同軸ケーブル１は、外皮５の比誘電率に応じたスロット６の長さ方向に伝播する電磁波の波長をλ_slot、スロットの長さを２Ｌとしたときに、下式（１）
ｎ×λ_slot／２＝２Ｌ （ｎ＝１，２，３，・・・） ・・・（１）
を満たす比誘電率をε_rreとしたとき、外皮５として、下式（２）
ε_r0＞ε_rre×１．５ または ε_r0＜ε_rre×０．５ ・・・（２）
を満たす比誘電率ε_r0のものを用いる。

比誘電率ε_rreは、スロット長とスロット６上を伝播する電磁波の半波長の整数倍とが等しくなるとき、つまりスロット６が共振を起こすときの外皮５の比誘電率である。したがって、本実施の形態では、外皮５として、比誘電率ε_r0がスロット共振時の外皮５の比誘電率ε_rreの±５０％の領域（０．５ε_rre〜１．５ε_rre）に含まれないものを用いる、と換言することもできる。

外皮５の比誘電率ε_r0として、スロット共振時の外皮５の比誘電率ε_rreの±５０％の領域を除外するのは、ε_r0＝ε_rreのときのみならずその周辺の領域、すなわちε_rreに対して±５０％の領域において放射損失が増大してしまうためである。

ここで、スロット共振時の外皮５の比誘電率ε_rreについて説明しておく。

スロット６の長さ方向に伝播する電磁波の波長λ_slotは、スロット６上を伝播する電磁波の位相定数をβ_slotとすると、下式（６）
λ_slot＝２π／β_slot ・・・（６）
で表すことができる。

また、スロット６上を伝播する電磁波の位相定数β_slotは、自由空間中の端数をｋ、真空中の誘電率をε₀、真空中の透磁率をμ₀、スロット６上における実効比誘電率をε_reff、単位長さあたりのスロット６のインダクタンスをＬ、単位長さあたりのスロット６の容量をＣ、スロット６の長手方向に直角な面内に伝播する電磁波の位相定数をβ_tとすると、［数１］に示す式（７）で表すことができる。

[数１]

式（７）における実効比誘電率ε_reffは、絶縁体の比誘電率ε_riと外皮５の比誘電率ε_r0の平均値としている。つまり、実効比誘電率ε_reffは、下式（８）
ε_reff＝（ε_ri＋ε_r0）／２ ・・・（８）
で表される。

また、式（７）におけるインダクタンスＬ、および容量Ｃは、下式（９），（１０）
Ｌ＝μ₀（πａ²） ・・・（９）
Ｃ＝Ｃ_i＋Ｃ₀ ・・・（１０）
で表される。式（１０）におけるＣ_iはスロット６の単位長あたりの円筒内部を見た容量（外部導体４の内側に形成される容量）、Ｃ₀はスロット６の単位長あたりの円筒外部を見た容量（外部導体４の外側に形成される容量）であり、それぞれ［数２］に示す式（１１），（１２）で表される。なお、ここでは、外部導体４の直径を２ａ、スロット幅を２ｄとしている。また、Ｈ_α ⁽²⁾はα次の第２種ハンケル関数を示し、Ｈ_α ⁽²⁾’はＨ_α ⁽²⁾の導関数を示している。

さらに、式（７）における位相定数β_tは、［数３］に示す式（１３）で表される。この式（１３）には容量Ｃが含まれているが、上述の式（１０），（１１），（１２）を参照すると、容量Ｃを表す式内にも位相定数β_tが含まれるため、位相定数β_tは逐次近似法によって解を得ることができる。

スロット共振時の外皮５の比誘電率ε_rreとは、上述の式（６）〜（１２）で得られるスロット６の長さ方向に伝播する電磁波の波長λ_slotが、下式（１）
ｎ×λ_slot／２＝２Ｌ （ｎ＝１，２，３，・・・） ・・・（１）
を満たすときの外皮５の比誘電率ε_r0の値である。

このスロット共振時の比誘電率ε_rreを避け、かつ、スロット共振時の外皮５の比誘電率ε_rreに対し±５０％の領域となる値を除いた比誘電率ε_r0の外皮５を用いることで、スロット共振の影響を抑制し、放射損失を抑制することが可能となる。

なお、式（１）においてｎ＝１とした下式（３）
λ_slot／２＝２Ｌ ・・・（３）
を満たす比誘電率をε_rre1とすると、この比誘電率ε_rre1よりも小さい値の比誘電率ε_r0の外皮５を用いれば、入力信号周波数以下の周波数では、入力信号波長がスロット長よりも必然的に長くなるため、スロット６が共振することはなくなる。よって、より望ましくは、外皮５として、比誘電率ε_rre1の−５０％よりも小さい値、すなわち下式（４）
ε_r0＜ε_rre1×０．５ ・・・（４）
を満たす比誘電率ε_r0のものを用いることが望ましい。

以上説明したように、本実施の形態に係る漏洩同軸ケーブル１では、下式（１）
ｎ×λ_slot／２＝２Ｌ （ｎ＝１，２，３，・・・） ・・・（１）
を満たす比誘電率をε_rreとしたとき、外皮５として、下式（２）
ε_r0＞ε_rre×１．５ または ε_r0＜ε_rre×０．５ ・・・（２）
を満たす比誘電率ε_r0のものを用いている。

これにより、スロット６上を伝播する電磁波の半波長の整数倍と、スロット長とを不一致にさせることができ、スロット共振を回避することが可能になる。その結果、放射損失および伝送損失を抑制して緩やかな周波数特性とし、外部導体４の直径が入力信号波長の０．１２倍よりも大きい条件の下でも、広帯域な周波数で使用可能な漏洩同軸ケーブル１を実現できる。その結果、細径の漏洩同軸ケーブル１を用いて超高周波信号、例えば１０ＧＨｚの信号を送受信することが挙げられる。

なお、スロット６の長さを変更することでもスロット共振を回避することが可能であるが、この場合、例えば１０ＧＨｚの信号を送受信する場合、１０ＧＨｚの半波長となる１５ｍｍよりも短い（１５ｍｍ×０．５よりも短い）スロットを使用するか、もしくは長い（１５ｍｍ×１．５よりも長い）スロット６を使用することになる。スロット６を短くする場合は、外部導体４にスロット６を打ち抜き加工する際に、金型の寸法が微細となってしまうため、金型の機械的強度が落ちてしまう。他方、外部導体４の直径には限界があるため、スロット６を長くすることには限界がある。将来的な更なる情報量の増加と伝送速度の増加を考慮すると、スロット６の長さを変化させて共振を回避することが困難となる可能性は非常に高い。本発明によれば、スロット６の長さを変えることなく、外皮５の比誘電率ε_r0を変化させるのみでスロット共振を回避することができ、今後の技術の発展に大きく貢献するものであると言える。

本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加え得ることは勿論である。

外部導体４の直径２ａを４２ｍｍ、スロット６の幅２ｄを３ｍｍ、絶縁体３の比誘電率ε_riを１．２４、入力信号周波数ｆを２４００ＭＨｚとし、スロット６の長さ２Ｌを３０ｍｍ（実施例１）、３５ｍｍ（実施例２）、４０ｍｍ（実施例３）、４５ｍｍ（実施例４）と変化させて、スロット共振時（ｎ＝１）の外皮５の比誘電率ε_rreを計算した。計算結果を表１に示す。

また、実施例１〜４の漏洩同軸ケーブル１について、外皮５の比誘電率ε_r0を変化させたときの放射損失の特性、すなわち放射損失の外皮比誘電率特性をシミュレーションにより求めた。シミュレータとしては、電磁界解析ソフトＳｏｎｎｅｔ（ソネット技研製、登録商標）を使用した。シミュレーション結果を図２〜５にそれぞれ示す。

図２〜５に示すように、実施例１〜４の漏洩同軸ケーブル１では、放射損失が最大点を示す外皮５の比誘電率ε_r0は、概ね、スロット共振時（ｎ＝１）の外皮５の比誘電率ε_rreの計算結果と一致している。なお、図２〜５において、放射損失が最大点を示す外皮５の比誘電率ε_r0とε_rreの計算結果との間に若干のずれがあるように見えるのは、外皮５の比誘電率ε_r0が整数（ε_r0＝１，２，３、・・・）であるときのみシミュレーションを行ったためである。

また、図２〜５より、ε_r0＝ε_rreのときのみならず、ε_rreに対して±５０％の領域で同様に放射損失が増大していることが分かる。つまり、ε_rreに対して±５０％の領域を除く比誘電率ε_r0の外皮５を備えることで、スロット共振の影響を回避した漏洩同軸ケーブル１を実現できる。

次に、実施例１の漏洩同軸ケーブル１に対して、スロット共振時（ｎ＝１）の比誘電率ε_rre以下の外皮５を使用したときの漏洩同軸ケーブル１の放射損失の周波数特性をシミュレーションにより求めた。ここでは、外皮５の比誘電率を２．３とし、シミュレータとして電磁界解析ソフトＳｏｎｎｅｔ（ソネット技研製、登録商標）を使用した。シミュレーション結果を図６に示す。

図６に示すように、計算により求めたｎ＝１についてのε_rre（ここでは７．５）より小さい値の外皮の比誘電率ε_r0を適用すれば、入力信号周波数（ここでは２４００ＭＨｚ）以下の周波数では、入力信号波長がスロット長よりも必然的に長くなるため、スロット６が共振することはない。よって、図２におけるスロット共振時（ε_rreに対して±５０％の領域）に見られるような明らかな放射損失の増加はなく、広帯域で緩やかな放射損失特性が得られる。

１ 漏洩同軸ケーブル
２ 内部導体
３ 絶縁体
４ 外部導体
５ 外皮
６ スロット

Claims (2)

1. 内部導体の外周に、絶縁体、外部導体、外皮を順次設けてなり、前記外部導体に、漏洩電波放射用の複数のスロットが長手方向に沿って周期的に形成され、
   前記外部導体の直径が入力信号波長の０．１２倍よりも大きく、
   前記外皮の比誘電率に応じた前記スロットの長さ方向に伝播する電磁波の波長をλ_slot、前記スロットの長さを２Ｌとしたときに、下式（１）
   ｎ×λ_slot／２＝２Ｌ （ｎ＝１，２，３，・・・） ・・・（１）
   を満たす比誘電率をε_rreとしたとき、前記外皮として、下式（２）
   ε _r0＜ε_rre×０．５ ・・・（２）
   を満たす比誘電率ε_r0のものを用いる漏洩同軸ケーブルにおいて、
   前記λ _slot は、前記スロット上を伝播する電磁波の位相定数をβ _slot とすると、下式（６）で表され、
   λ _slot ＝２π／β _slot ・・・（６）
   前記β _slot は、自由空間中の端数をｋ、真空中の誘電率をε ₀ 、真空中の透磁率をμ ₀ 、前記スロット上における実効比誘電率をε _reff 、単位長さあたりの前記スロットのインダクタンスをＬ、単位長さあたりの前記スロットの容量をＣ、前記スロットの長手方向に直角な面内に伝播する電磁波の位相定数をβ _t とすると、下式（７）で表され、
   前記ε _reff は、前記ε _r0 及び前記絶縁体の比誘電率であるεriを用い、下式（８）で表され、
   ε _reff ＝（ε _ri ＋ε _r0 ）／２ ・・・（８）
   前記ε _rre は、前記（８）式を代入した前記（７）式を前記（６）式に代入した式において、前記（１）式を満たすε _r0 の値である
   ことを特徴とする漏洩同軸ケーブル。
2. 下式（３）
   λ_slot／２＝２Ｌ ・・・（３）
   を満たす比誘電率をε_rre1としたとき、前記外皮として、下式（４）
   ε_r0＜ε_rre1×０．５ ・・・（４）
   を満たす比誘電率ε_r0のものを用いる
   請求項１記載の漏洩同軸ケーブル。