JP5693700B2 - Vibration body drive circuit - Google Patents
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Description
本発明は、振動体の駆動回路に関するものである。 The present invention relates to a driving circuit for a vibrating body .
振動型アクチュエータは、圧電素子等の電気−機械エネルギー変換素子に交番電圧を印加することによって、該素子に高周波振動を発生させ、その振動エネルギーを連続的な機械運動として取り出すように構成された、非電磁駆動式のアクチュエータである。発生する振動の種類によって、定圧波型と進行波型とに分けられる。 The vibration type actuator is configured to generate high-frequency vibration in the element by applying an alternating voltage to an electro-mechanical energy conversion element such as a piezoelectric element, and to extract the vibration energy as continuous mechanical motion. This is a non-electromagnetic drive actuator. Depending on the type of vibration generated, it can be divided into a constant pressure wave type and a traveling wave type.
図１６は従来の進行波型の振動型アクチュエータの駆動回路を示したものである（特許文献１参照）。振動体１０１は圧電素子と弾性体との結合体から成り、駆動電極１０１ａ，１０１ｂを介して圧電素子に交番電圧が印加される。発振器６０１は駆動周波数に応じた交番信号を発生し、スイッチング回路６０２は発振器６０１からの交番信号によりスイッチング素子がオン・オフ制御されて、交番電圧を出力させる。スイッチング回路６０２には不図示の直流電圧源が接続され、交番電圧を発生するための直流電圧が供給される。 FIG. 16 shows a driving circuit of a conventional traveling wave type vibration actuator (see Patent Document 1). The vibrating body 101 is composed of a combination of a piezoelectric element and an elastic body, and an alternating voltage is applied to the piezoelectric element via the drive electrodes 101a and 101b. The oscillator 601 generates an alternating signal corresponding to the driving frequency, and the switching circuit 602 controls the switching element to be turned on / off by the alternating signal from the oscillator 601 and outputs an alternating voltage. A DC voltage source (not shown) is connected to the switching circuit 602 and supplied with a DC voltage for generating an alternating voltage.
図１６に示したアクチュエータは２相駆動であり、各相に加えられる交番電圧の位相が９０°移相器６０３で±９０°ずれる以外は第１と第２相間で差がないので、６０４で示す１相部分のみについて説明する。 The actuator shown in FIG. 16 is a two-phase drive, and there is no difference between the first and second phases except that the phase of the alternating voltage applied to each phase is shifted by ± 90 ° by the 90 ° phase shifter 603. Only the one-phase portion shown will be described.
スイッチング回路６０２から出力された交番電圧Ｖｉは、トランス４０１の１次側コイル４０１ａに印加され、トランス４０１の１次側コイル４０１ａと２次側コイル４０１ｂの巻線比に応じて昇圧される。昇圧された交番電圧Ｖｏの波形は、トランスの２次側コイル４０１ｂに直列に接続されたインダクタ１０２によって高調波成分が除去され、駆動電極１０１ａに印加される。特許文献１では、トランス４０１の１次側コイル４０１ａにキャパシタ１０３を直列に接続し、キャパシタ１０３と１次側コイル４０１ａとで直列共振させて、交番電圧Ｖｏの周波数特性にピークを持たせることを特徴としている。さらに、キャパシタ１０３とトランス１次側コイル４０１ａとによる直列共振周波数を、振動体１０１の共振周波数に一致させている。このように構成することにより、振動体１０１の共振周波数が変わってしまった場合においても、駆動周波数を制御することによって交番電圧Ｖｏを調整でき、消費電力を低減することができる。 The alternating voltage Vi output from the switching circuit 602 is applied to the primary coil 401a of the transformer 401, and is boosted according to the winding ratio between the primary coil 401a and the secondary coil 401b of the transformer 401. From the boosted waveform of the alternating voltage Vo, the harmonic component is removed by the inductor 102 connected in series to the secondary coil 401b of the transformer, and the waveform is applied to the drive electrode 101a. In Patent Document 1, the capacitor 103 is connected in series to the primary side coil 401a of the transformer 401, and the capacitor 103 and the primary side coil 401a are caused to resonate in series so that the frequency characteristic of the alternating voltage Vo has a peak. It is a feature. Further, the series resonance frequency of the capacitor 103 and the transformer primary side coil 401 a is made to coincide with the resonance frequency of the vibrating body 101. With this configuration, even when the resonance frequency of the vibrating body 101 has changed, the alternating voltage Vo can be adjusted by controlling the drive frequency, and power consumption can be reduced.
しかし、従来の進行波型の振動体の駆動回路は、起動から所望の回転数までの使用する周波数域において、振動体１０１に印加する交番電圧Ｖｏの変化、即ち、交番電圧Ｖｏの周波数特性における傾きが振動体１０１の共振周波数付近で大きくなる。この為、所望の駆動速度に対する追従性を悪化する方向に電圧振幅の増減が生じてしまい、制御性を悪化させる。そこで、本発明は、起動から所望の回転数までの使用する周波数域において、駆動周波数に対する出力電圧の変動が小さい駆動回路を提供することを目的とする。 However, the driving circuit of the conventional traveling wave type vibrator, the frequency range to be used from the start to the desired rotational speed, the change of the alternating voltage Vo applied to the vibrating body 101, i.e., in the frequency characteristic of the alternating voltage Vo The inclination increases near the resonance frequency of the vibrating body 101. For this reason, the voltage amplitude increases or decreases in the direction of deteriorating the followability with respect to the desired driving speed, and the controllability is deteriorated. Accordingly, an object of the present invention is to provide a drive circuit in which the fluctuation of the output voltage with respect to the drive frequency is small in the frequency range used from the start to the desired rotation speed.
本発明の一様態は、電気−機械エネルギー変換素子を備え、前記電気−機械エネルギー変換素子に交番電圧を印加することによって振動波を発生する振動体の駆動回路であって、
１次側コイルに交番電圧が印加され、２次側コイルに前記電気−機械エネルギー変換素子が並列に接続されているトランスと、前記１次側コイルに直列に接続されたインダクタと、を備え、
前記交番電圧の周波数を変化させて前記振動体の駆動を制御し、
少なくとも、前記インダクタ、前記トランス、及び前記電気−機械エネルギー変換素子の静電容量とによる電気共振のピーク周波数をｆｅ、前記振動体の駆動周波数をｆｄとした場合に、ｆｄ＜ｆｅ＜１．５・ｆｄを満たす振動体の駆動回路に関する。
One aspect of the present invention is a driving circuit for a vibrating body that includes an electro-mechanical energy conversion element and generates an oscillation wave by applying an alternating voltage to the electro-mechanical energy conversion element.
A transformer in which an alternating voltage is applied to the primary side coil and the electro-mechanical energy conversion element is connected in parallel to the secondary side coil; and an inductor connected in series to the primary side coil,
Controlling the driving of the vibrator by changing the frequency of the alternating voltage;
When the peak frequency of electrical resonance due to at least the inductor, the transformer, and the capacitance of the electromechanical energy conversion element is fe and the drive frequency of the vibrating body is fd, fd < fe <1.5 - regarding the driving circuit of the vibrator satisfying fd.
本発明によれば、起動から所望の回転数までの使用する周波数域において、駆動周波数に対する出力電圧の変動が小さい駆動回路を提供することができ、周波数制御において制御性を向上することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to provide a drive circuit in which the fluctuation of the output voltage with respect to the drive frequency is small in the frequency range used from the start to the desired rotation speed, and it is possible to improve controllability in frequency control. Become.
本発明の振動型アクチュエータの駆動回路について、図面を参照しながら説明する。本発明の駆動回路は、次のような振動型アクチュエータに適用される。即ち、本発明の駆動回路が駆動する振動型アクチュエータは、圧電素子等の電気−機械エネルギー変換素子と電気−機械エネルギー変換素子に接合する弾性体とを備える振動体と、弾性体に加圧接触して振動体に対して相対的に移動する移動体と、を有する。電気−機械エネルギー変換素子には、位相の異なる複数の交番電圧が各々印加され、弾性体に振動波を発生させる。弾性体は、生じた振動波により弾性体の駆動部（移動体との接触部）に楕円運動を生じ、この楕円運動によって移動体は振動体に対して相対的に移動する。 The drive circuit for the vibration type actuator of the present invention will be described with reference to the drawings. The drive circuit of the present invention is applied to the following vibration type actuator. That is, the vibration type actuator driven by the drive circuit of the present invention includes a vibrating body including an electromechanical energy conversion element such as a piezoelectric element and an elastic body joined to the electromechanical energy conversion element, and a pressure contact with the elastic body. And a moving body that moves relative to the vibrating body. A plurality of alternating voltages having different phases are respectively applied to the electro-mechanical energy conversion element to generate a vibration wave in the elastic body. The elastic body generates an elliptical motion in the drive unit (contact portion with the moving body) of the elastic body due to the generated vibration wave, and the moving body moves relative to the vibrating body by the elliptical motion.
本実施形態は、電気−機械エネルギー変換素子である圧電素子を２相に分けて駆動する２相駆動における回路を例にとって説明する。２相駆動の場合、各相に加えられる交番電圧の位相が９０°移相器６０３で±９０°ずれる以外は第１と第２相間で差がないので、１相部分のみ（図１６で示すところの６０４に対応する部分）について以後説明する。尚、本発明は２相駆動に限定されるものではなく、４相以上の進行波型のアクチュエータや、定在波型のアクチュエータの駆動回路にも適用できる。また、交番信号を発生する発振器、スイッチング回路についても、発明の本質に関わるものではなく、特に限定されない。従って、図１６で示すところの交番電圧Ｖｉから振動体１０１に印加される交番電圧Ｖｏまでの駆動回路についてのみ、以後説明する。 In the present embodiment, a circuit in two-phase driving in which a piezoelectric element that is an electro-mechanical energy conversion element is driven in two phases will be described as an example. In the case of two-phase driving, there is no difference between the first and second phases except that the phase of the alternating voltage applied to each phase is shifted by ± 90 ° by the 90 ° phase shifter 603, so only one phase portion (shown in FIG. 16) The portion corresponding to 604) will be described below. The present invention is not limited to the two-phase drive, and can be applied to a drive circuit of a traveling wave type actuator having four or more phases or a standing wave type actuator. Further, the oscillator and the switching circuit for generating the alternating signal are not related to the essence of the invention and are not particularly limited. Accordingly, only the driving circuit from the alternating voltage Vi shown in FIG. 16 to the alternating voltage Vo applied to the vibrating body 101 will be described below.
（第１の実施形態）
（振動体に直列にインダクタとキャパシタを接続する例）
図１を用いて第１の実施形態の駆動回路を説明する。図１（ａ）は第１の実施形態における振動型アクチュエータの駆動回路を示す図である。駆動回路の構成として、インダクタ１０２とキャパシタ１０３とが振動体１０１に直列に（つまり電気−機械エネルギー変換素子に直列に）接続されている。ここで、インダクタ１０２としては、コイル等のインダクタンス素子を用いることができる。また、キャパシタ１０３としてはフィルムコンデンサ等の静電容量素子を用いることができる。本発明の特徴は、インダクタ１０２とキャパシタ１０３とによる直列共振周波数を、振動体１０１の共振周波数とほぼ一致させることにある。
(First embodiment)
(Example of connecting an inductor and capacitor in series with a vibrating body)
The drive circuit of the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 1A is a diagram showing a drive circuit for a vibration type actuator according to the first embodiment. As a configuration of the drive circuit, an inductor 102 and a capacitor 103 are connected in series with the vibrating body 101 (that is, in series with the electromechanical energy conversion element). Here, as the inductor 102, an inductance element such as a coil can be used. As the capacitor 103, a capacitive element such as a film capacitor can be used. A feature of the present invention is that the series resonance frequency of the inductor 102 and the capacitor 103 is substantially matched with the resonance frequency of the vibrating body 101.
ここで、振動体１０１の等価回路について図１（ｂ）を用いて説明する。図１（ｂ）は、１相部分の振動体１０１を等価回路で表わしたものである。振動体１０１の等価回路は、機械的振動部分のＲＬＣ直列回路（自己インダクタンスＬｍの等価コイル３０１ｂ、静電容量Ｃｍの等価コンデンサ３０１ｃ、抵抗値Ｒｍの等価抵抗３０１ｄ）と、ＲＬＣ直列回路に並列に接続された振動体１０１の固有静電容量Ｃｄのコンデンサ３０１ａと、により構成される。 Here, an equivalent circuit of the vibrating body 101 will be described with reference to FIG. FIG. 1B shows an equivalent circuit of the vibrating body 101 of the one-phase portion. The equivalent circuit of the vibrating body 101 includes an RLC series circuit (an equivalent coil 301b having a self-inductance Lm, an equivalent capacitor 301c having a capacitance Cm, and an equivalent resistor 301d having a resistance value Rm) in parallel with the RLC series circuit. And a capacitor 301a having a specific capacitance Cd of the connected vibrator 101.
本発明において、インダクタ１０２とキャパシタ１０３とによる直列共振周波数をｆｓとし、振動体１０１の共振周波数をｆｍと定義する。インダクタ１０２の自己インダクタンスをＬ、キャパシタ１０３の静電容量をＣとすると、 In the present invention, the series resonance frequency of the inductor 102 and the capacitor 103 is defined as fs, and the resonance frequency of the vibrating body 101 is defined as fm. When the self-inductance of the inductor 102 is L and the capacitance of the capacitor 103 is C,
となる。上記ｆｓとｆｍをほぼ一致させることで、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることが可能となる。 It becomes. By making fs and fm substantially coincide with each other, the frequency characteristic of the alternating voltage Vo in the vicinity of fm can be made smooth.
図１（ｃ）に、インダクタ１０２とキャパシタ１０３による直列共振周波数を、振動体１０１の共振周波数と一致させた場合における、交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果を示す。このシミュレーションでは、インダクタ１０２の自己インダクタンスＬを２ｍＨ、キャパシタ１０３の静電容量Ｃを６．５ｎＦ、等価コイル３０１ｂの自己インダクタンスＬｍを０．１Ｈ、等価コンデンサ３０１ｃの静電容量Ｃｍを１３０ｐＦとした。図１（ｃ）の縦軸は、入力側の交番電圧Ｖｉに対する出力側の交番電圧Ｖｏの振幅のゲインを表している。例えば、振幅のゲインが３の場合、Ｖｉの振幅が１００Ｖであれば、Ｖｏの振幅は３００Ｖとなる。図１（ｃ）に示されるように、ｆｓとｆｍを一致させることで、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることが可能となる。ｆｍ近傍で交番電圧Ｖｏの振幅変化が生じる原因は振動体１０１の機械的振動部分の自己インダクタンスＬｍと静電容量Ｃｍによってインピーダンスの変化が生じているためである。これに対して、本発明では、ｆｓとｆｍを一致させることで、振動体１０１の機械的振動部分のインピーダンスに対してマッチング（整合）を取ることができる。よって、結果として交番電圧Ｖｏの振幅変化を低減することができるものと考えられる。さらに、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることで、負荷（等価抵抗３０１ｄ）やインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動を低減することができる。これは、振動体１０１の機械的振動部分のインピーダンスに対してマッチング（整合）を取っているため、ｆｍ近傍では素子のばらつきに対して周波数特性が影響を受けにくくなっているものと考えられる。 FIG. 1C shows a simulation result showing the frequency characteristics of the alternating voltage Vo when the series resonance frequency of the inductor 102 and the capacitor 103 is matched with the resonance frequency of the vibrating body 101. In this simulation, the self-inductance L of the inductor 102 is 2 mH, the capacitance C of the capacitor 103 is 6.5 nF, the self-inductance Lm of the equivalent coil 301 b is 0.1 H, and the capacitance Cm of the equivalent capacitor 301 c is 130 pF. The vertical axis in FIG. 1C represents the gain of the amplitude of the output side alternating voltage Vo with respect to the input side alternating voltage Vi. For example, when the amplitude gain is 3, if the amplitude of Vi is 100V, the amplitude of Vo is 300V. As shown in FIG. 1C, by making fs and fm coincide with each other, the frequency characteristic of the alternating voltage Vo near fm can be made smooth. The reason why the amplitude of the alternating voltage Vo changes near fm is that the impedance changes due to the self-inductance Lm and the capacitance Cm of the mechanical vibration portion of the vibrating body 101. On the other hand, in the present invention, matching (matching) can be achieved with respect to the impedance of the mechanical vibration portion of the vibrating body 101 by matching fs and fm. Therefore, as a result, it is considered that the change in the amplitude of the alternating voltage Vo can be reduced. Furthermore, by smoothing the frequency characteristics of the alternating voltage Vo near fm, fluctuations in the alternating voltage Vo due to variations in the load (equivalent resistance 301d) and the inductor 102 can be reduced. This is considered to be because the frequency characteristics are less affected by variations in the elements in the vicinity of fm because matching is performed with respect to the impedance of the mechanical vibration portion of the vibrating body 101.
また、インダクタ１０２と、キャパシタ１０３及び振動体１０１のコンデンサ３０１ａの電気共振を用いて、交番電圧Ｖｏの振幅は、ある周波数でピークを持つように設定される。この交番電圧Ｖｏのピーク周波数をｆｅと定義すると、図１（ｃ）に示すように、ｆｅをｆｍより高い周波数に設定することで、ｆｍからｆｅの間の周波数域において、振動体１０１の駆動周波数ｆｄを変えても電圧変動の少ない周波数特性を得ることができる。 Further, the amplitude of the alternating voltage Vo is set to have a peak at a certain frequency by using the electrical resonance of the inductor 102, the capacitor 103, and the capacitor 301a of the vibrating body 101. When the peak frequency of this alternating voltage Vo is defined as fe, as shown in FIG. 1 (c), by setting fe to a frequency higher than fm, the vibrator 101 is driven in a frequency range between fm and fe. Even if the frequency fd is changed, frequency characteristics with little voltage fluctuation can be obtained.
（比較例１：振動体に直列にインダクタのみ接続する例）
ここで、図２を用いて、振動体１０１に直列にインダクタ１０２のみが接続された場合について説明する。図２（ａ）は振動体１０１に直列にインダクタ１０２のみが接続された駆動回路を示す図である。図２（ｂ）は、図２（ａ）の回路を用いた場合の交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果である。交番電圧Ｖｏの振幅は、インダクタ１０２と振動体１０１のコンデンサ３０１ａとの電気共振を用いて、ある周波数でピークを持つように設定される。具体的には、インダクタ１０２の自己インダクタンスＬを１．２３ｍＨ、振動体１０１のコンデンサ３０１ａの固有静電容量Ｃｄを３．５ｎＦとして、Ｖｏのピーク周波数ｆｅが７６．７０７ｋＨｚとなるように設定した。また、振動体１０１の共振周波数ｆｍは４４．１４２Ｈｚとした。図２（ｂ）の結果から分かるように、交番電圧Ｖｏの周波数特性はｆｍの前後で大きく電圧変動が生じており、制御性が悪化してしまう。また、交番電圧Ｖｏの傾きが振動体１０１の共振周波数ｆｍからＶｏのピーク周波数ｆｅにかけて急峻な為、駆動周波数の高域側で高電圧が出力されてしまう。この為、駆動回路に用いるスイッチング素子等に高い耐圧が要求され、コストアップを招くことになる。さらに、負荷（等価抵抗３０１ｄ）とインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動も大きくなる。
(Comparative example 1: Example in which only an inductor is connected in series to a vibrating body)
Here, a case where only the inductor 102 is connected in series to the vibrating body 101 will be described with reference to FIG. FIG. 2A is a diagram showing a drive circuit in which only the inductor 102 is connected in series to the vibrating body 101. FIG. 2B is a simulation result showing frequency characteristics of the alternating voltage Vo when the circuit of FIG. The amplitude of the alternating voltage Vo is set to have a peak at a certain frequency by using electrical resonance between the inductor 102 and the capacitor 301a of the vibrating body 101. Specifically, the self-inductance L of the inductor 102 is set to 1.23 mH, the specific capacitance Cd of the capacitor 301a of the vibrating body 101 is set to 3.5 nF, and the Vo peak frequency fe is set to 76.707 kHz. The resonance frequency fm of the vibrating body 101 was 44.142 Hz. As can be seen from the result of FIG. 2B, the frequency characteristics of the alternating voltage Vo greatly fluctuate before and after fm, and the controllability deteriorates. Further, since the gradient of the alternating voltage Vo is steep from the resonance frequency fm of the vibrating body 101 to the peak frequency fe of Vo, a high voltage is output on the high frequency side of the drive frequency. For this reason, a high withstand voltage is required for the switching elements used in the drive circuit, resulting in an increase in cost. Furthermore, the variation of the alternating voltage Vo due to variations in the load (equivalent resistance 301d) and the inductor 102 also increases.
（ｆｓとｆｍとの関係の許容範囲）
本発明は、振動体１０１に直列に接続されているインダクタ１０２とキャパシタ１０３とによる直列共振周波数ｆｓを、振動体１０１の共振周波数ｆｍに完全に一致させなくてもよい。つまりｆｓとｆｍとを、ある範囲内の近い値に設定することで、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることができる。但し、ｆｓはｆｍに近い程、その効果は大きくなる。
(Acceptable range of relationship between fs and fm)
In the present invention, the series resonance frequency fs due to the inductor 102 and the capacitor 103 connected in series to the vibrating body 101 may not be completely matched with the resonance frequency fm of the vibrating body 101. That is, by setting fs and fm to close values within a certain range, the frequency characteristics of the alternating voltage Vo in the vicinity of fm can be made smooth. However, the effect is greater as fs is closer to fm.
本発明では、効果の得られるｆｓの範囲を求める為に、振動体１０１の共振周波数ｆｍ近傍における交番電圧Ｖｏの位相変化に着目した。図３（ａ）は、交番電圧Ｖｏの位相を示すシミュレーション結果である。横軸は周波数であり、共振周波数ｆｍを４４．１４２ｋＨｚとして、４０ｋＨｚから４８ｋＨｚまでのＶｏの位相の変化を示す。このシミュレーションでは、図１（ａ）の駆動回路を用いて、インダクタ１０２とキャパシタ１０３による直列共振周波数ｆｓのｆｍに対する比（ｆｓ／ｆｍとする）を０．７３から１．２の範囲で変化させ、これをプロットした。ここで、ピーク周波数ｆｅは常に６１．７９８ｋＨｚ（＝１．４・ｆｍ）になるようにＬとＣの値を各々調整して、ｆｓ／ｆｍを変化させた。ピーク周波数ｆｅを一定にする理由は、ｆｅの値によって振動体１０１の共振周波数ｆｍ近傍でのＶｏの振幅が大きく変わってしまう為である。また、比較をする上での基準となる従来の構成としては図２（ａ）の回路を用いて計算し、この結果をプロットした。この場合のインダクタ１０２の自己インダクタンスＬは１．９７ｍＨとし、交番電圧Ｖｏのピーク周波数ｆｅを６１．７９８ｋＨｚ（＝１．４・ｆｍ）になるよう設定した。 In the present invention, attention is paid to the phase change of the alternating voltage Vo in the vicinity of the resonance frequency fm of the vibrating body 101 in order to obtain the effective fs range. FIG. 3A is a simulation result showing the phase of the alternating voltage Vo. The horizontal axis represents the frequency, and shows the change in the phase of Vo from 40 kHz to 48 kHz with the resonance frequency fm being 44.142 kHz. In this simulation, using the drive circuit of FIG. 1A, the ratio of the series resonance frequency fs by the inductor 102 and the capacitor 103 to fm (referred to as fs / fm) is changed in the range of 0.73 to 1.2. This was plotted. Here, fs / fm was changed by adjusting the values of L and C so that the peak frequency fe was always 61.798 kHz (= 1.4 · fm). The reason for making the peak frequency fe constant is that the amplitude of Vo in the vicinity of the resonance frequency fm of the vibrating body 101 varies greatly depending on the value of fe. In addition, as a conventional configuration serving as a reference for comparison, calculation was performed using the circuit of FIG. 2A, and the result was plotted. In this case, the self-inductance L of the inductor 102 was set to 1.97 mH, and the peak frequency fe of the alternating voltage Vo was set to 61.798 kHz (= 1.4 · fm).
図３（ａ）より、従来の構成のＶｏは最大で６０°近く位相が遅れてしまうことがわかる。これに対して、ｆｓ／ｆｍ＝１となる場合は、Ｖｏの位相変化はほとんど生じない。なお、ｆｓ／ｆｍ＝１の場合、インダクタ１０２の自己インダクタンスＬは４．１７ｍＨ、キャパシタ１０３の静電容量Ｃは３．１２ｎＦである。傾向としては、ｆｓ／ｆｍ＜１となる程、負側に位相の変化が大きくなり、ｆｓ／ｆｍ＞１となる程、正側に位相の変化が大きくなる。 From FIG. 3A, it can be seen that the phase of Vo in the conventional configuration is delayed by about 60 ° at the maximum. On the other hand, when fs / fm = 1, the phase change of Vo hardly occurs. When fs / fm = 1, the self-inductance L of the inductor 102 is 4.17 mH, and the capacitance C of the capacitor 103 is 3.12 nF. As a tendency, the fs / fm <1 increases the phase change to the negative side, and the fs / fm> 1 increases the phase change to the positive side.
図３（ｂ）は、図３（ａ）の交番電圧Ｖｏの位相変化と交番電圧Ｖｏの振幅変動の関係を調べるために、周波数に応じた交番電圧Ｖｏの変化を示すシミュレーションを行った結果である。シミュレーション条件は図３（ａ）と同様であり、ｆｓ／ｆｍを０．７３から１．２の範囲で変化させたものと、従来の構成と、を比較し、これをプロットした。図３（ｂ）で示した位相の変化量と、図３（ａ）で示す電圧の変動量の傾向は対応している事がわかる。つまり、Ｖｏの位相の変化が大きい程、Ｖｏの振幅変動は大きくなる。 FIG. 3B shows the result of a simulation showing the change of the alternating voltage Vo according to the frequency in order to investigate the relationship between the phase change of the alternating voltage Vo and the amplitude fluctuation of the alternating voltage Vo in FIG. is there. The simulation conditions are the same as those in FIG. 3A, and a comparison was made between a case where fs / fm was changed in the range of 0.73 to 1.2 and a conventional configuration, and this was plotted. It can be seen that the phase change amount shown in FIG. 3B corresponds to the tendency of the voltage fluctuation amount shown in FIG. That is, the greater the change in the phase of Vo, the greater the amplitude fluctuation of Vo.
図４は、ｆｓ／ｆｍの変化に応じた、従来の構成に対する位相変化量の割合を示すシミュレーション結果である。横軸はｆｓ／ｆｍであり、振動体１０１の共振周波数ｆｍに対するｆｓの比である。縦軸は従来の構成に対する位相変化量の割合であり、次のように計算した。まず、従来の構成を用いた場合のＶｏの位相変化量の絶対値を４０ｋＨｚから４８ｋＨｚの範囲で計算し、最大値を検出した。これを「従来の構成の位相最大変化量」とする。続いて、図１（ａ）の構成において、ｆｓ／ｆｍをパラメータとして、Ｖｏの位相変化量の絶対値を４０ｋＨｚから４８ｋＨｚの範囲で計算し、最大値を検出した。これを「ｆｓ／ｆｍに応じた位相最大変化量」とする。従来の構成に対する位相変化量の割合は、両者の比を計算し、
「ｆｓ／ｆｍに応じた位相最大変化量」／「従来の構成の位相最大変化量」
として、これを縦軸とした。
FIG. 4 is a simulation result showing a ratio of a phase change amount with respect to a conventional configuration according to a change in fs / fm. The horizontal axis is fs / fm, which is the ratio of fs to the resonance frequency fm of the vibrating body 101. The vertical axis represents the ratio of the amount of phase change with respect to the conventional configuration, and was calculated as follows. First, the absolute value of the phase change amount of Vo in the case of using the conventional configuration was calculated in the range of 40 kHz to 48 kHz, and the maximum value was detected. This is referred to as “the maximum phase change amount of the conventional configuration”. Subsequently, in the configuration of FIG. 1A, the absolute value of the phase change amount of Vo was calculated in the range of 40 kHz to 48 kHz using fs / fm as a parameter, and the maximum value was detected. This is defined as “the maximum phase change amount according to fs / fm”. The ratio of the amount of phase change relative to the conventional configuration is calculated by calculating the ratio between the two.
“Maximum amount of phase change according to fs / fm” / “Maximum amount of phase change of conventional configuration”
This is taken as the vertical axis.
本発明では、図４のように従来の構成に対する位相変化量の割合が半分となる条件を閾値と定義して、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることができる範囲を求めた。この結果、ｆｓ／ｆｍの効果の得られる範囲は、
０．７３・ｆｍ＜ｆｓ＜１．２・ｆｍ
となった。上記範囲は、ピーク周波数ｆｅを６１．７９８ｋＨｚ（＝１．４・ｆｍ）、振動体１０１のコンデンサ３０１ａの固有静電容量Ｃｄを３．５ｎＦとして計算したが、ピーク周波数ｆｅや固有静電容量Ｃｄの値を変えても、ほぼ同等の計算結果となる。なお、振動体１０１における等価コイル３０１ｂの自己インダクタンスＬｍは０．１Ｈ、等価コンデンサ３０１ｃの静電容量Ｃｍは１３０ｐＦ、等価抵抗３０１ｄの抵抗値Ｒｍは１ｋΩとして計算した。
In the present invention, as shown in FIG. 4, the condition that the ratio of the amount of phase change with respect to the conventional configuration is halved is defined as a threshold value, and a range in which the frequency characteristic of the alternating voltage Vo near fm can be smoothed is obtained. It was. As a result, the range where the effect of fs / fm can be obtained is
0.73 · fm <fs <1.2 · fm
It became. In the above range, the peak frequency fe was calculated as 61.798 kHz (= 1.4 · fm), and the specific capacitance Cd of the capacitor 301a of the vibrating body 101 was calculated as 3.5 nF, but the peak frequency fe and the specific capacitance Cd were calculated. Even if the value of is changed, almost the same calculation result is obtained. Note that the self-inductance Lm of the equivalent coil 301b in the vibrating body 101 is 0.1H, the capacitance Cm of the equivalent capacitor 301c is 130 pF, and the resistance value Rm of the equivalent resistor 301d is 1 kΩ.
よって、上記範囲に従って、交番電圧Ｖｏの位相差の変化量を半分以下に抑えることにより、従来と比較してＶｏの変動量も概ね半分以下に抑えることが可能となる。つまり、ｆｓとｆｍとを完全に一致させなくとも、上記ｆｓとｆｍの関係を満たすことにより、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性を従来に比べてなだらかにすることができる。また、位相遅れの改善との相乗効果によって、制御特性はより安定化される。 Therefore, by suppressing the amount of change in the phase difference of the alternating voltage Vo to half or less according to the above range, the amount of change in Vo can be suppressed to approximately half or less compared to the conventional case. That is, even if fs and fm are not completely matched, the frequency characteristic of the alternating voltage Vo in the vicinity of fm can be made smoother than before by satisfying the relationship between fs and fm. Further, the control characteristics are further stabilized by a synergistic effect with the improvement of the phase delay.
実際に、上記ｆｓとｆｍの関係を満たす場合（直列共振周波数ｆｓが振動体１０１の共振周波数ｆｍより小さい場合）における、交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果を図５に示す。シミュレーションは図１（ａ）の回路構成を用いて行なった。図５より、従来（図２（ｂ））に比べて交番電圧Ｖｏの共振周波数ｆｍ近傍での変動は小さい。振動体１０１の共振周波数は４４．１４２ｋＨｚとした。ここで、キャパシタ１０３の値を１０％大きくすることで、直列共振周波数ｆｓの値を０．９５・ｆｍ、即ちｆｍより約２ｋＨｚ小さい４２．０８７ｋＨｚに設定した。このように、ｆｓとｆｍを完全に一致させなくとも、交番電圧Ｖｏの共振周波数ｆｍ近傍での変動を低減することができる。 FIG. 5 shows a simulation result showing the frequency characteristics of the alternating voltage Vo when the relationship between fs and fm is actually satisfied (when the series resonance frequency fs is smaller than the resonance frequency fm of the vibrating body 101). The simulation was performed using the circuit configuration of FIG. From FIG. 5, the fluctuation of the alternating voltage Vo in the vicinity of the resonance frequency fm is small as compared with the conventional case (FIG. 2B). The resonance frequency of the vibrating body 101 was 44.142 kHz. Here, by increasing the value of the capacitor 103 by 10%, the value of the series resonance frequency fs was set to 0.95 · fm, that is, 42.087 kHz which is about 2 kHz lower than fm. Thus, even if fs and fm are not completely matched, fluctuations in the vicinity of the resonance frequency fm of the alternating voltage Vo can be reduced.
（インダクタ１０２のインダクタンスＬと、キャパシタ１０３の静電容量Ｃの値の決め方）
次に、インダクタ１０２とキャパシタ１０３の値の決め方について説明する。直列共振周波数ｆｓはインダクタ１０２のインダクタンスＬとキャパシタ１０３の静電容量Ｃとの積によって決まるので、同じｆｓでも、組み合わせは多数存在する。これに対しては、交番電圧Ｖｏのピーク周波数ｆｅを最初に決めることで、１つの組み合わせを求めることができる。
(How to determine the inductance L of the inductor 102 and the capacitance C of the capacitor 103)
Next, how to determine the values of the inductor 102 and the capacitor 103 will be described. Since the series resonance frequency fs is determined by the product of the inductance L of the inductor 102 and the capacitance C of the capacitor 103, there are many combinations even with the same fs. In contrast, one combination can be obtained by first determining the peak frequency fe of the alternating voltage Vo.
Ｖｏのピーク周波数ｆｅは、インダクタ１０２のインダクタンスＬとキャパシタ１０３の静電容量Ｃ、そして振動体１０１のコンデンサ３０１ａの固有静電容量Ｃｄから算出することができる。ピーク周波数ｆｅの式は、 The peak frequency fe of Vo can be calculated from the inductance L of the inductor 102, the capacitance C of the capacitor 103, and the intrinsic capacitance Cd of the capacitor 301a of the vibrating body 101. The expression for the peak frequency fe is
となる。ここで、実際のピーク周波数ｆｅを計算するには、振動体１０１を等価的にキャパシタと見なし、機械的振動部分のＲＬＣ直列回路の影響を考慮したＣｄ’を用いて計算する必要がある。例えば、機械的振動部分のＲＬＣ直列回路の影響が１３４ｐＦの容量変化に相当する場合には、
Ｃｄ’＝Ｃｄ−１３４ｐＦ
として計算することが出来る。
It becomes. Here, in order to calculate the actual peak frequency fe, it is necessary to regard the vibrating body 101 equivalently as a capacitor and calculate it using Cd ′ in consideration of the influence of the RLC series circuit of the mechanical vibration portion. For example, when the influence of the RLC series circuit of the mechanical vibration portion corresponds to a capacitance change of 134 pF,
Cd ′ = Cd−134 pF
Can be calculated as
ピーク周波数ｆｅの式より、ｆｅの値を決めることによって、各々のＬとＣの関数を求めることができる。図６は、ピーク周波数ｆｅに応じたインダクタ１０２のインダクタンスＬとキャパシタ１０３の静電容量Ｃとの関係を示す図である。横軸がＣの値、縦軸がＬの値である。ｆｅが１．４・ｆｍ、１．５・ｆｍ、２・ｆｍの場合における、（式１−３）より求まるＬとＣの値を各々プロットした。さらに、ＬとＣの積ＬＣがＬｍＣｍとなる場合、即ち直列共振周波数ｆｓがｆｍと一致する場合のプロットも示した。上述したように、Ｌｍは等価コイル３０１ｂの自己インダクタンス、Ｃｍは等価コンデンサ３０１ｃの静電容量を示す。図より、ｆｅを固定した場合のインダクタとキャパシタの関数は、ＬＣ＝ＬｍＣｍとなる関数と１つの点で交差する。この点が、ｆｓがｆｍと一致する最適なインダクタンスＬと静電容量Ｃの値である。例えば、ｆｅが１．４・ｆｍの場合、Ｌは４．１７ｍＨ、Ｃは３．１２ｎＦである。 By determining the value of fe from the expression of the peak frequency fe, the functions of L and C can be obtained. FIG. 6 is a diagram illustrating the relationship between the inductance L of the inductor 102 and the capacitance C of the capacitor 103 according to the peak frequency fe. The horizontal axis is the value of C, and the vertical axis is the value of L. When fe is 1.4 · fm, 1.5 · fm, and 2 · fm, the values of L and C obtained from (Equation 1-3) are plotted. Furthermore, a plot is also shown when the product LC of L and C is LmCm, that is, when the series resonance frequency fs matches fm. As described above, Lm represents the self-inductance of the equivalent coil 301b, and Cm represents the capacitance of the equivalent capacitor 301c. From the figure, the function of the inductor and the capacitor when fe is fixed intersects with the function of LC = LmCm at one point. This is the optimum value of inductance L and capacitance C at which fs matches fm. For example, when fe is 1.4 · fm, L is 4.17 mH and C is 3.12 nF.
次に、ｆｅの値について説明する。本発明において、ピーク周波数ｆｅの条件は、振動体１０１の駆動周波数をｆｄとすると、
ｆｅ＜１．５・ｆｄ
の関係を満たすように設定することが好ましい。この理由を次に説明する。
Next, the value of fe will be described. In the present invention, the condition of the peak frequency fe is that the drive frequency of the vibrating body 101 is fd.
fe <1.5 · fd
It is preferable to set so as to satisfy the relationship. The reason for this will be described next.
図７は、ｆｅ＜１．５・ｆｄを満たす場合の交番電圧Ｖｏの周波数特性を示す図である。２・ｆｄは、駆動周波数ｆｄの２次高調波周波数である。交番電圧Ｖｏの波形には、２次高調波成分や３次高調波成分が極力少ないｓｉｎ波が求められる。実機における交番電圧Ｖｏの駆動波形はパルス・デューティが正確な５０％ではないので、特に２次高調波成分を落とす必要がある。従って、ピーク周波数ｆｅを１．５・ｆｄより低い値に設定することで、２次高調波成分の周波数２・ｆｄの交番電圧Ｖｏの振幅を駆動周波数ｆｄより小さくすることができる。例えば、駆動周波数ｆｄを４６ｋＨｚとした場合、１．５・ｆｄは６９ｋＨｚである。この場合、インダクタ１０２のインダクタンスＬを４ｍＨ、キャパシタ１０３の静電容量Ｃを３．２５ｎＦに設定すれば、ピーク周波数ｆｅは６１．３ｋＨｚとなり、上記条件を満たすことができる。 FIG. 7 is a diagram illustrating the frequency characteristics of the alternating voltage Vo when fe <1.5 · fd is satisfied. 2 · fd is the second harmonic frequency of the drive frequency fd. For the waveform of the alternating voltage Vo, a sin wave having as few secondary harmonic components and tertiary harmonic components as possible is required. Since the drive waveform of the alternating voltage Vo in the actual machine does not have an accurate pulse duty of 50%, it is particularly necessary to reduce the second harmonic component. Therefore, by setting the peak frequency fe to a value lower than 1.5 · fd, the amplitude of the alternating voltage Vo at the frequency 2 · fd of the second harmonic component can be made smaller than the drive frequency fd. For example, when the drive frequency fd is 46 kHz, 1.5 · fd is 69 kHz. In this case, if the inductance L of the inductor 102 is set to 4 mH and the capacitance C of the capacitor 103 is set to 3.25 nF, the peak frequency fe is 61.3 kHz, and the above condition can be satisfied.
（第１の実施形態における変形例）
図８は本発明の第１の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路のその他の構成例を示す図である。振動体１０１に対して、並列共振用インダクタ２０１が並列に接続されている。並列共振用インダクタ２０１を振動体１０１のコンデンサ３０１ａ（固有静電容量Ｃｄ）との間で並列共振を起こすことにより、負荷（等価抵抗３０１ｄ）やインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動をさらに低減することができる。また、本変形例の場合のｆｓは（式１−１）と同じ式から求められる。
(Modification in the first embodiment)
FIG. 8 is a diagram showing another configuration example of the drive circuit for the vibration type actuator in the first embodiment of the present invention. A parallel resonance inductor 201 is connected in parallel to the vibrating body 101. By causing parallel resonance between the parallel resonance inductor 201 and the capacitor 301a (specific capacitance Cd) of the vibrating body 101, fluctuations in the alternating voltage Vo due to variations in the load (equivalent resistance 301d) and the inductor 102 are further reduced. can do. Moreover, fs in the case of this modification is calculated | required from the same formula as (Formula 1-1).
（第２の実施形態）
次に、図９を用いて本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態は、トランスを用いて昇圧する点が第１の実施形態と異なる。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment differs from the first embodiment in that the voltage is boosted using a transformer.
図９（ａ）は本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路を示す図である。駆動回路の構成は、振動体１０１にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続されている（つまり、電気−機械エネルギー変換素子にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続されている）。また、トランス１次側コイル４０１ａに直列にキャパシタ１０３が接続されている。ここで、キャパシタ１０３にはフィルムコンデンサ等の静電容量素子を用いることができる。また、トランス４０１の結合を弱めることで、トランス１次側コイル４０１ａの漏洩インダクタンスと、トランス２次側コイル４０１ｂの漏洩インダクタンスをインダクタとして用いることができる。この漏洩インダクタンスは、図においてインダクタ１０２ａ（トランス１次側コイル４０１ａの漏洩インダクタンス）、１０２ｂ（トランス２次側コイル４０１ｂの漏洩インダクタンス）として等価的に示している。この２つの漏洩インダクタンスとキャパシタ１０３とにより、直列共振を形成する。尚、キャパシタ１０３は、トランス１次側コイル４０１ａの下側に図９（ａ）では接続されているが、上側に接続しても良い。ここで、１次側の漏洩インダクタンス１０２ａと２次側の漏洩インダクタンス１０２ｂとキャパシタ１０３とによる直列共振周波数をｆｓとし、振動体１０１の共振周波数をｆｍと定義する。トランス１次側コイル４０１ａの漏洩インダクタンス１０２ａをＬ１、トランス２次側コイル４０１ｂの漏洩インダクタンス１０２ｂをＬ２、２次側コイル４０１ｂの１次側コイル４０１ａに対する巻線比をＮ、キャパシタ１０３をＣとすると、 FIG. 9A is a diagram showing a drive circuit for a vibration type actuator according to the second embodiment of the present invention. The configuration of the drive circuit is such that the secondary coil 401b of the transformer 401 is connected in parallel to the vibrating body 101 (that is, the secondary coil 401b of the transformer 401 is connected in parallel to the electromechanical energy conversion element. ). A capacitor 103 is connected in series to the transformer primary coil 401a. Here, a capacitive element such as a film capacitor can be used for the capacitor 103. Further, by weakening the coupling of the transformer 401, the leakage inductance of the transformer primary coil 401a and the leakage inductance of the transformer secondary coil 401b can be used as inductors. This leakage inductance is equivalently shown as an inductor 102a (leakage inductance of the transformer primary coil 401a) and 102b (leakage inductance of the transformer secondary coil 401b) in the figure. These two leakage inductances and the capacitor 103 form a series resonance. The capacitor 103 is connected to the lower side of the transformer primary side coil 401a in FIG. 9A, but may be connected to the upper side. Here, the series resonance frequency of the primary side leakage inductance 102a, the secondary side leakage inductance 102b, and the capacitor 103 is defined as fs, and the resonance frequency of the vibrating body 101 is defined as fm. The leakage inductance 102a of the transformer primary coil 401a L 1, the turns ratio for the primary coil 401a of the leakage inductance 102b of the transformer secondary coil 401b L 2, the secondary coil 401b N, a capacitor 103 C Then,
となる。上記したように、Ｌｍ、Ｃｍは振動体１０１の機械的な振動の等価回路定数であり、Ｌｍは等価コイル３０１ｂの自己インダクタンス、Ｃｍは等価コンデンサ３０１ｃの静電容量を示す。 It becomes. As described above, Lm and Cm are equivalent circuit constants of mechanical vibration of the vibrating body 101, Lm is the self-inductance of the equivalent coil 301b, and Cm is the capacitance of the equivalent capacitor 301c.
図９（ｂ）は直列共振周波数ｆｓを、振動体１０１の共振周波数ｆｍと一致させた場合における、交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果である。図９（ｂ）より、第１の実施形態と同様に、ｆｓとｆｍを一致させることで、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることが可能となる。Ｌは２０μＨ（＝Ｌ１＋Ｌ２／Ｎ２）、Ｃは６５０ｎＦ、Ｌｍは０．１Ｈ、Ｃｍは１３０ｐＦとした。ここで、巻線比Ｎ＝１０とする。さらに、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることで、負荷（等価抵抗３０１ｄ）やインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動を低減することができる。また、交番電圧Ｖｏのピーク周波数をｆｅと定義すると、図のように、ｆｍより高い周波数に設定することで、ｆｍからｆｅの間の周波数域において、駆動周波数を変えても電圧変動の少ない周波数特性を得ることができる。ただし、トランスを用いた構成の場合、インダクタ１０２とキャパシタ１０３を接続することによって、振動体１０１の共振周波数ｆｍより低域側にも、交番電圧Ｖｏはピークを持っている。つまり、ｆｍの前後で交番電圧Ｖｏはピークを２つ持っている。本発明では、高域側のピークをｆｅとして定義する。 FIG. 9B is a simulation result showing the frequency characteristics of the alternating voltage Vo when the series resonance frequency fs is matched with the resonance frequency fm of the vibrating body 101. As shown in FIG. 9B, the frequency characteristics of the alternating voltage Vo in the vicinity of fm can be made smooth by matching fs and fm, as in the first embodiment. L was 20 μH (= L 1 + L 2 / N 2 ), C was 650 nF, Lm was 0.1 H, and Cm was 130 pF. Here, the winding ratio N = 10. Furthermore, by smoothing the frequency characteristics of the alternating voltage Vo near fm, fluctuations in the alternating voltage Vo due to variations in the load (equivalent resistance 301d) and the inductor 102 can be reduced. Further, when the peak frequency of the alternating voltage Vo is defined as fe, as shown in the figure, by setting the frequency higher than fm, a frequency with little voltage fluctuation even if the drive frequency is changed in the frequency range between fm and fe. Characteristics can be obtained. However, in the case of the configuration using the transformer, the alternating voltage Vo has a peak also on the lower frequency side than the resonance frequency fm of the vibrating body 101 by connecting the inductor 102 and the capacitor 103. That is, the alternating voltage Vo has two peaks before and after fm. In the present invention, the peak on the high frequency side is defined as fe.
直列共振周波数ｆｓは、第１の実施形態と同様に、振動体１０１の共振周波数ｆｍに完全に一致させなくとも、以下の範囲でｆｍに近い値に設定することで、上記の効果を得ることができる。
０．７３・ｆｍ＜ｆｓ＜１．２・ｆｍ
Similar to the first embodiment, the series resonance frequency fs can be set to a value close to fm in the following range without obtaining the same effect as the resonance frequency fm of the vibrating body 101 to obtain the above effect. Can do.
0.73 · fm <fs <1.2 · fm
上記範囲に設定することで、交番電圧Ｖｏの変動量の低減と、位相遅れの改善による相乗効果によって、制御特性は安定化される。 By setting to the above range, the control characteristics are stabilized by a synergistic effect by reducing the fluctuation amount of the alternating voltage Vo and improving the phase delay.
ここで、トランスを用いる構成の場合、インダクタ１０２とキャパシタ１０３をトランスの１次側と２次側のどちらに接続するかによって、ｆｓの算出式におけるＬＣに係る係数が異なる。構成としては、以下の４つに大別される。
（１）トランスの１次側にＬＣが接続される構成。
（２）トランスの２次側にＬＣが接続される構成。
（３）トランスの１次側にＬ、トランスの２次側にＣが接続される構成。
（４）トランスの１次側にＣ、トランスの２次側にＬが接続される構成。
Here, in the case of a configuration using a transformer, the coefficient relating to LC in the calculation formula of fs differs depending on whether the inductor 102 and the capacitor 103 are connected to the primary side or the secondary side of the transformer. The configuration is roughly divided into the following four.
(1) A configuration in which an LC is connected to the primary side of the transformer.
(2) A configuration in which an LC is connected to the secondary side of the transformer.
(3) A configuration in which L is connected to the primary side of the transformer and C is connected to the secondary side of the transformer.
(4) A configuration in which C is connected to the primary side of the transformer and L is connected to the secondary side of the transformer.
上記、（１）と（２）については、ＬＣに係る係数は１である。これに対して、（３）は、Ｎ２・ＬＣである。これは、１次側のＬは２次側に換算すると、トランスの巻線比Ｎの２乗に相当するからである。また、（４）は、（１／Ｎ２）・ＬＣである。これは、１次側のＣは２次側に換算すると、トランスの巻線比Ｎの２乗分の１に相当するからである。 For the above (1) and (2), the coefficient relating to LC is 1. On the other hand, (3) is N 2 · LC. This is because L on the primary side corresponds to the square of the winding ratio N of the transformer when converted to the secondary side. Further, (4) is (1 / N 2 ) · LC. This is because the primary side C, when converted to the secondary side, corresponds to 1 / square of the winding ratio N of the transformer.
次に、直列共振周波数ｆｓが振動体１０１の共振周波数ｆｍより小さい場合における、交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果を図１０（ｂ）に示す。このシミュレーションは、後述の図１０（ａ）の回路を用いて行った。振動体１０１の共振周波数は４４．１４２ｋＨｚとした。また、キャパシタ１０３の値を１０％大きくすることで、直列共振周波数ｆｓの値を０．９５・ｆｍ、即ちｆｍより約２ｋＨｚ小さい４２．０８７ｋＨｚに設定した。図１０（ｂ）に示すように、ｆｓとｆｍとは完全に一致させなくとも、交番電圧Ｖｏの共振周波数ｆｍ近傍での変動が低減される。 Next, a simulation result showing the frequency characteristics of the alternating voltage Vo when the series resonance frequency fs is smaller than the resonance frequency fm of the vibrating body 101 is shown in FIG. This simulation was performed using the circuit shown in FIG. The resonance frequency of the vibrating body 101 was 44.142 kHz. Further, by increasing the value of the capacitor 103 by 10%, the value of the series resonance frequency fs was set to 0.95 · fm, that is, 42.087 kHz which is about 2 kHz lower than fm. As shown in FIG. 10B, even if fs and fm do not completely match, the fluctuation of the alternating voltage Vo near the resonance frequency fm is reduced.
インダクタ１０２とキャパシタ１０３の値の決め方については、第１の実施形態と同様である。即ち、交番電圧Ｖｏのピーク周波数ｆｅを最初に決めることで、１つの組合せを求めることができる。 The method for determining the values of the inductor 102 and the capacitor 103 is the same as in the first embodiment. That is, one combination can be obtained by first determining the peak frequency fe of the alternating voltage Vo.
また、ピーク周波数ｆｅは、振動体１０１の駆動周波数をｆｄとすると、第１の実施形態と同様に、
ｆｅ＜１．５・ｆｄ
の関係を満たすように設定する。このように設定することで、図７に示すように、２次高調波成分を低減することができる。例えば、駆動周波数ｆｄを４６ｋＨｚとした場合、１．５・ｆｄは６９ｋＨｚである。この場合、図５の回路において、インダクタ１０２のインダクタンスＬを４０μＨ、キャパシタ１０３の静電容量Ｃを０．３２５μＦと設定すれば、ピーク周波数ｆｅは６１．３ｋＨｚとなり、上記条件を満たすことができる。
Further, the peak frequency fe is the same as in the first embodiment when the drive frequency of the vibrating body 101 is fd.
fe <1.5 · fd
Set to satisfy the relationship. By setting in this way, the second harmonic component can be reduced as shown in FIG. For example, when the drive frequency fd is 46 kHz, 1.5 · fd is 69 kHz. In this case, in the circuit of FIG. 5, if the inductance L of the inductor 102 is set to 40 μH and the capacitance C of the capacitor 103 is set to 0.325 μF, the peak frequency fe is 61.3 kHz, and the above condition can be satisfied.
（第２の実施形態の変形例１）
前述した図１０（ａ）は、第２の実施形態における振動型アクチュエータの駆動回路の変形例１を示す図である。駆動回路の構成は、振動体１０１にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続され、トランス１次側コイル４０１ａに直列にインダクタ１０２とキャパシタ１０３が接続されている。尚、インダクタ１０２とキャパシタ１０３は、トランス１次側コイル４０１ａに直列に接続されていれば、図に示した構成以外のものであっても良い。インダクタ１０２はトランス４０１の１次側に接続することで、２次側に接続する場合よりもインダクタンス値を１／Ｎ２の小さい素子を用いることができる。ここで、Ｎは巻線比である。また、キャパシタ１０３は、トランス４０１の１次側に接続することで、２次側に接続する場合よりも１／Ｎの耐圧を有する素子を用いることができる。
(Modification 1 of 2nd Embodiment)
FIG. 10A described above is a diagram illustrating a first modification of the drive circuit for the vibration actuator according to the second embodiment. In the configuration of the drive circuit, the secondary coil 401b of the transformer 401 is connected in parallel to the vibrating body 101, and the inductor 102 and the capacitor 103 are connected in series to the transformer primary coil 401a. The inductor 102 and the capacitor 103 may have a configuration other than that shown in the figure as long as they are connected in series to the transformer primary coil 401a. By connecting the inductor 102 to the primary side of the transformer 401, an element having an inductance value smaller than 1 / N 2 can be used as compared with the case where it is connected to the secondary side. Here, N is a winding ratio. Further, the capacitor 103 can be connected to the primary side of the transformer 401 so that an element having a withstand voltage of 1 / N can be used as compared with the case of connecting to the secondary side.
インダクタ１０２をＬ、キャパシタ１０３をＣとすると、直列共振周波数をｆｓは（式１−１）と同様であり、 When the inductor 102 is L and the capacitor 103 is C, the series resonance frequency fs is the same as in (Equation 1-1),
となる。これを振動体１０１の共振周波数ｆｍと略一致させることにより、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることが可能となる。さらに、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることで、負荷（振動体１０１の機械的振動の等価抵抗３０１ｄ）やインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動を低減することができる。この交番電圧Ｖｏの変動の低減の効果を図１１に示す。図１１は、図１０（ａ）の回路を用いて、負荷のばらつきとインダクタ１０２のばらつきとによる交番電圧Ｖｏの変動の様子を計算によりシミュレーションした結果である。図１１（ａ）は負荷のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動の様子を示すシミュレーション結果である。振動体１０１の共振周波数ｆｍ付近での変動を説明するので、横軸の周波数は４０ｋＨｚから５０ｋＨｚまでを示した。負荷のばらつきは±２０％とし、振動体１０１を等価回路で表したときの等価抵抗値Ｒｍのばらつきとして計算した。図１１（ａ）の結果より、負荷のばらつきの影響がほとんど無いことが分かる。従って、制御性を向上することが可能となる。 It becomes. By making this substantially coincide with the resonance frequency fm of the vibrating body 101, the frequency characteristic of the alternating voltage Vo near fm can be made smooth. Furthermore, by smoothing the frequency characteristics of the alternating voltage Vo near fm, fluctuations in the alternating voltage Vo due to variations in the load (equivalent resistance 301d of the mechanical vibration of the vibrating body 101) and the inductor 102 can be reduced. . FIG. 11 shows the effect of reducing the fluctuation of the alternating voltage Vo. FIG. 11 shows a simulation result of calculation of the variation of the alternating voltage Vo due to the load variation and the inductor 102 variation using the circuit of FIG. FIG. 11A is a simulation result showing a change in the alternating voltage Vo due to load variations. Since the fluctuation of the vibrating body 101 near the resonance frequency fm will be described, the frequency on the horizontal axis is from 40 kHz to 50 kHz. The variation in the load was set to ± 20%, and the variation was calculated as the variation in the equivalent resistance value Rm when the vibrating body 101 was represented by an equivalent circuit. From the result of FIG. 11A, it can be seen that there is almost no influence of load variation. Therefore, controllability can be improved.
続いて、図１１（ｂ）はインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動の様子を示すシミュレーション結果である。インダクタ１０２のばらつきは±２０％として計算した。図１１（ｂ）の結果より、インダクタ１０２のばらつきの影響に対する交番電圧Ｖ０の変動が小さいことが分かる。２相分以上の駆動回路を用いた場合、このようなインダクタ１０２によるばらつきの影響が少ないので、進行波ムラを低減することが可能となる。 Next, FIG. 11B is a simulation result showing how the alternating voltage Vo varies due to variations in the inductor 102. The variation of the inductor 102 was calculated as ± 20%. From the result of FIG. 11B, it can be seen that the variation of the alternating voltage V0 with respect to the influence of the variation of the inductor 102 is small. When a driving circuit for two phases or more is used, the influence of such variation due to the inductor 102 is small, and thus traveling wave unevenness can be reduced.
尚、本発明において、トランス４０１は漏洩インダクタンスを有するものでも良いが、その場合は直列共振周波数ｆｓと振動体１０１の共振周波数ｆｍが略一致するよう、漏洩インダクタンスを加味して計算する必要がある。 In the present invention, the transformer 401 may have a leakage inductance. In that case, however, it is necessary to perform calculation with the leakage inductance so that the series resonance frequency fs and the resonance frequency fm of the vibrating body 101 substantially coincide. .
（第２の実施形態の変形例２）
図１２（ａ）は、本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路の変形例２を示す図である。駆動回路の構成は、振動体１０１にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続され、トランス１次側コイル４０１ａに直列にキャパシタ１０３が接続され、トランス２次側コイル４０１ｂに直列にインダクタ１０２が接続されている。インダクタ１０２はトランス４０１の２次側に接続することで、１次側に接続する場合よりも電流許容値を１／Ｎと小さい素子を用いることができる。ここで、Ｎは巻線比である。インダクタ１０２のインダクタンスをＬ、キャパシタ１０３の静電容量をＣとすると、直列共振周波数をｆｓは、
(Modification 2 of the second embodiment)
FIG. 12A is a diagram showing a second modification of the drive circuit for the vibration type actuator in the second embodiment of the present invention. The drive circuit is configured such that the secondary coil 401b of the transformer 401 is connected in parallel to the vibrator 101, the capacitor 103 is connected in series to the transformer primary coil 401a, and the inductor 102 is connected in series to the transformer secondary coil 401b. Is connected. By connecting the inductor 102 to the secondary side of the transformer 401, an element having a current allowable value as small as 1 / N can be used as compared with the case where it is connected to the primary side. Here, N is a winding ratio. When the inductance of the inductor 102 is L and the capacitance of the capacitor 103 is C, the series resonance frequency fs is
となる。これを振動体１０１の共振周波数ｆｍと略一致させることにより、今までの形態と同様に、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかになり、負荷（等価抵抗３０１ｄ）やインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動も低減することができる。 It becomes. By making this substantially coincide with the resonance frequency fm of the vibrating body 101, the frequency characteristic of the alternating voltage Vo in the vicinity of fm becomes smooth as in the previous embodiments, and variations in the load (equivalent resistance 301d) and the inductor 102 vary. The fluctuation of the alternating voltage Vo due to can also be reduced.
（第２の実施形態の変形例３）
図１２（ｂ）は、本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路の変形例３を示す図である。駆動回路の構成は、振動体１０１にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続され、トランス１次側コイル４０１ａに直列にインダクタ１０２が接続され、トランス２次側コイル４０１ｂに直列にキャパシタ１０３が接続されている。インダクタ１０２はトランス４０１の１次側に接続することで、２次側に接続する場合よりもインダクタンスが１／Ｎ２と小さい素子を用いることができる。また、キャパシタ１０も、トランス４０１の２次側に接続することで、１次側に接続する場合よりもキャパシタンスが１／Ｎ２と小さい素子を用いることができる。この場合の直列共振周波数をｆｓは、
(Modification 3 of the second embodiment)
FIG. 12B is a diagram showing a third modification of the drive circuit for the vibration actuator in the second embodiment of the present invention. The drive circuit is configured such that the secondary coil 401b of the transformer 401 is connected in parallel to the vibrating body 101, the inductor 102 is connected in series to the transformer primary coil 401a, and the capacitor 103 is connected in series to the transformer secondary coil 401b. Is connected. By connecting the inductor 102 to the primary side of the transformer 401, an element having an inductance as small as 1 / N 2 can be used as compared with the case where it is connected to the secondary side. Also, the capacitor 10 can be connected to the secondary side of the transformer 401 to use an element having a smaller capacitance of 1 / N 2 than the case of connecting to the primary side. In this case, fs is the series resonance frequency.
となる。これを振動体１０１の共振周波数ｆｍと一致させれば良い。 It becomes. This may be matched with the resonance frequency fm of the vibrating body 101.
（第２の実施形態の変形例４）
図１２（ｃ）は、本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路の変形例４を示す図である。駆動回路の構成は、振動体１０１にトランス４０１の２次側コイル４０１ｂが並列に接続され、トランス２次側コイル４０１ｂに直列にインダクタ１０２とキャパシタ１０３が接続されている。インダクタ１０２はトランス４０１の２次側に接続することで、１次側に接続する場合よりも電流許容値を１／Ｎと小さい素子を用いることができる。また、キャパシタ１０３も、トランス４０１の２次側に接続することで、１次側に接続する場合よりもキャパシタンスが１／Ｎ２と小さい素子を用いることができる。この場合の直列共振周波数をｆｓは、
(Modification 4 of the second embodiment)
FIG. 12C is a diagram illustrating a fourth modification of the drive circuit for the vibration actuator in the second embodiment of the present invention. The drive circuit is configured such that the secondary coil 401b of the transformer 401 is connected in parallel to the vibrating body 101, and the inductor 102 and the capacitor 103 are connected in series to the transformer secondary coil 401b. By connecting the inductor 102 to the secondary side of the transformer 401, an element having a current allowable value as small as 1 / N can be used as compared with the case where it is connected to the primary side. Further, by connecting the capacitor 103 to the secondary side of the transformer 401, an element having a smaller capacitance of 1 / N 2 than that in the case of connecting to the primary side can be used. In this case, fs is the series resonance frequency.
となる。これを振動体１０１の共振周波数ｆｍと一致させれば良い。 It becomes. This may be matched with the resonance frequency fm of the vibrating body 101.
（第２の実施形態の変形例５）
図１２（ｄ）は、本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路の変形例５を示す図である。トランス１次側コイル４０１ａに抵抗２８０１が並列に接続されている。ここで、上述したように、第２の実施形態及びその変形例１〜４のように、トランスを用いた構成の場合、インダクタ１０２とキャパシタ１０３を接続することによって、ｆｍの前後で交番電圧Ｖｏはピークを２つ有する。しかしながら、本変形例では、抵抗２８０１によって、低域側のピークを低減することができる。低域側のピークを低減すると、周波数の低い外乱や負荷変動の影響を低減することが可能になる。
(Modification 5 of the second embodiment)
FIG. 12D is a diagram showing a fifth modification example of the drive circuit for the vibration type actuator according to the second embodiment of the present invention. A resistor 2801 is connected in parallel to the transformer primary coil 401a. Here, as described above, in the case of the configuration using the transformer as in the second embodiment and the modifications 1 to 4 thereof, the alternating voltage Vo is before and after fm by connecting the inductor 102 and the capacitor 103. Has two peaks. However, in this modification, the low frequency side peak can be reduced by the resistor 2801. If the peak on the low frequency side is reduced, it is possible to reduce the influence of low frequency disturbances and load fluctuations.
（第２の実施形態の変形例６）
図１２（ｅ）は、本発明の第２の実施形態における、振動型アクチュエータの駆動回路の変形例６を示す図である。トランス１次側コイル４０１ａに抵抗２８０１と並列共振用インダクタ２９０１が並列に接続されている。本変形例においても、並列共振用インダクタ２９０１によって、より効果的に低域側のピークを低減することができる。また、変形例６の場合のｆｓは、（式２−５）と同じ式から求められる。
(Modification 6 of the second embodiment)
FIG. 12E is a diagram illustrating a sixth modification of the drive circuit for the vibration type actuator according to the second embodiment of the present invention. A resistor 2801 and a parallel resonance inductor 2901 are connected in parallel to the transformer primary coil 401a. Also in this modification, the low-frequency peak can be reduced more effectively by the parallel resonance inductor 2901. Moreover, fs in the case of the modification 6 is calculated | required from the same formula as (Formula 2-5).
（比較例２：振動体に直列にインダクタのみ接続する例）
次に、図１３を用いて、トランスを用い、振動体１０１には直列にインダクタ１０２のみが接続された場合について説明する。図１３（ａ）は，従来のトランスを使用する場合の振動型アクチュエータの駆動回路を示す図である。回路の構成は、トランスの２次側にインダクタ１０２が振動体１０１に直列に接続されている。図１３（ｂ）は図１３（ａ）の回路における、トランス４０１の２次側に出力される交番電圧Ｖｏの周波数特性を示すシミュレーション結果である。ここで、インダクタ１０２のインダクタンスは１．２３ｍＨ、交番電圧Ｖｏのピーク周波数は７６．７０７ｋＨｚ、振動体１０１の共振周波数は４４．１４２ｋＨｚとなるように設定した。図１３（ｂ）より、交番電圧Ｖｏの周波数特性はｆｍの前後で大きく電圧変動が生じており、制御性が悪化してしまう。また、交番電圧Ｖｏの傾きが振動体１０１の共振周波数ｆｍからＶｏのピーク周波数ｆｅにかけて急峻な為、駆動周波数の高域側で高電圧が出力されてしまう。この為、駆動回路に用いるスイッチング素子等に高い耐圧が要求され、コストアップを招くことになる。
(Comparative example 2: Example in which only an inductor is connected in series to a vibrating body)
Next, a case where a transformer is used and only the inductor 102 is connected in series to the vibrating body 101 will be described with reference to FIG. FIG. 13A is a diagram showing a drive circuit for a vibration type actuator when a conventional transformer is used. In the circuit configuration, an inductor 102 is connected in series to the vibrating body 101 on the secondary side of the transformer. FIG. 13B is a simulation result showing the frequency characteristics of the alternating voltage Vo output to the secondary side of the transformer 401 in the circuit of FIG. Here, the inductance of the inductor 102 was set to 1.23 mH, the peak frequency of the alternating voltage Vo was set to 76.707 kHz, and the resonance frequency of the vibrating body 101 was set to 44.142 kHz. From FIG. 13 (b), the frequency characteristics of the alternating voltage Vo have a large voltage fluctuation before and after fm, and the controllability deteriorates. Further, since the gradient of the alternating voltage Vo is steep from the resonance frequency fm of the vibrating body 101 to the peak frequency fe of Vo, a high voltage is output on the high frequency side of the drive frequency. For this reason, a high withstand voltage is required for the switching elements used in the drive circuit, resulting in an increase in cost.
次に、図１３（ａ）の回路を用いた場合の、負荷（等価抵抗３０１ｄ）とインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動をシミュレーションした結果を図１４に示す。 Next, FIG. 14 shows a result of simulating fluctuations in the alternating voltage Vo due to variations in the load (equivalent resistance 301d) and the inductor 102 when the circuit of FIG. 13A is used.
図１４（ａ）は負荷のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動を示すシミュレーション結果である。振動体１０１の共振周波数付近での変動を説明する為、横軸の周波数領域は４０ｋＨｚから５０ｋＨｚまでを示している。負荷のばらつきは±２０％とし、振動体１０１の等価回路における機械的振動の等価抵抗のばらつきとして計算した。図１４（ａ）の結果より、負荷のばらつきの影響で交番電圧Ｖｏの周波数特性が変化することがわかった。これによって、制御性が悪化する。 FIG. 14A shows a simulation result showing the variation of the alternating voltage Vo due to the variation of the load. In order to explain the fluctuation in the vicinity of the resonance frequency of the vibrating body 101, the frequency region on the horizontal axis indicates from 40 kHz to 50 kHz. The variation in load was set to ± 20%, and this was calculated as the variation in equivalent resistance of mechanical vibration in the equivalent circuit of the vibrating body 101. From the result of FIG. 14A, it was found that the frequency characteristic of the alternating voltage Vo changes due to the influence of load variation. Thereby, controllability deteriorates.
続いて、図１４（ｂ）はインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動を示すシミュレーション結果である。インダクタ１０２としてコイルを用いた場合を想定して、そのばらつきを±２０％として計算した。結果より、インダクタ１０２のばらつきの影響で交番電圧Ｖｏの周波数特性が変化してしまう。２相分以上の駆動回路において、コイルにこのようなばらつきがある場合、互いに異なる交番電圧Ｖｏを出力してしまうことになる。つまり、図６における振動体１０１の駆動電極１０１ａと１０１ｂには各々異なる振幅の交番電圧Ｖｏが同時に印加されるので、進行波ムラを生じてしまう。 Next, FIG. 14B is a simulation result showing fluctuations in the alternating voltage Vo due to variations in the inductor 102. Assuming the case where a coil is used as the inductor 102, the variation was calculated as ± 20%. As a result, the frequency characteristics of the alternating voltage Vo change due to the influence of the variation of the inductor 102. In a drive circuit for two or more phases, when there is such a variation in the coils, different alternating voltages Vo are output. That is, since alternating voltages Vo having different amplitudes are simultaneously applied to the drive electrodes 101a and 101b of the vibrating body 101 in FIG. 6, traveling wave unevenness occurs.
（比較例３：キャパシタ１０３とトランス１次側コイル４０１ａとによる直列共振周波数を、ｆｍに一致させた場合）
次に、特許文献１のように、キャパシタ１０３とトランス１次側コイル４０１ａとによる直列共振周波数を、振動体１０１の共振周波数ｆｍに一致させた場合の、トランス４０１の２次側に出力される交番電圧Ｖｏの周波数特性をシミュレーションした。結果を図１５に示す。シミュレーションは、図１６の回路６０４を用いて行った。トランス４０１は、漏洩インダクタンスの無い理想的な結合（結合係数が１）を有するものとした。ここで、トランス１次側コイル４０１ａのインダクタンスを１５０μＨ、トランス２次側コイル４０１ｂのインダクタンスを１５ｍＨとした。また、トランス４０１の１次側に接続するキャパシタ１０３のキャパシタンスは８６．７ｎＦ、トランス２次側コイル４０１ｂに接続するインダクタ１０２のインダクタンスは１ｍＨとした。そして、振動体１０１の共振周波数ｆｍは４４．１４２Ｈｚとした。参考までに、キャパシタ１０３とインダクタ１０２による直列共振周波数は１７０．９６ｋＨｚであり、ｆｍとは大きく異なっている。また、交番電圧Ｖｏのピーク周波数ｆｅは１９０．９２７ｋＨｚである。
(Comparative example 3: When the series resonance frequency by the capacitor 103 and the transformer primary side coil 401a is matched with fm)
Next, as in Patent Document 1, it is output to the secondary side of the transformer 401 when the series resonance frequency of the capacitor 103 and the transformer primary coil 401a is matched with the resonance frequency fm of the vibrating body 101. The frequency characteristics of the alternating voltage Vo were simulated. The results are shown in FIG. The simulation was performed using the circuit 604 in FIG. The transformer 401 has ideal coupling (coupling coefficient is 1) without leakage inductance. Here, the inductance of the transformer primary coil 401a is 150 μH, and the inductance of the transformer secondary coil 401b is 15 mH. The capacitance of the capacitor 103 connected to the primary side of the transformer 401 was 86.7 nF, and the inductance of the inductor 102 connected to the transformer secondary side coil 401b was 1 mH. And the resonant frequency fm of the vibrating body 101 was 44.142 Hz. For reference, the series resonance frequency of the capacitor 103 and the inductor 102 is 170.96 kHz, which is greatly different from fm. The peak frequency fe of the alternating voltage Vo is 190.927 kHz.
図１５より、交番電圧Ｖｏの周波数特性は、ｆｍの前後で大きく電圧変動が生じている。また、交番電圧Ｖｏの位相変化に着目すると、ｆｍの前後の周波数で大きく変化することがわかった。このように、特許文献１は、トランス１次側コイル４０１ａとキャパシタ１０３による直列共振にのみ言及したものである。即ち、キャパシタ１０３とインダクタ１０２による直列共振周波数を、意図的に調整していないため、ｆｍの前後で周波数が大きく変動してしまう。また、交番電圧Ｖｏの傾きが振動体１０１の共振周波数ｆｍからＶｏのピーク周波数ｆｅにかけて急峻な為、駆動周波数の高域側で高電圧が出力されてしまう。この為、駆動回路に用いるスイッチング素子等に高い耐圧が要求され、コストアップを招くことになる。さらに、負荷（等価抵抗３０１ｄ）とインダクタ１０２のばらつきによる交番電圧Ｖｏの変動も大きくなる。 From FIG. 15, the frequency characteristic of the alternating voltage Vo has a large voltage fluctuation before and after fm. Further, when attention is paid to the phase change of the alternating voltage Vo, it is found that the frequency changes largely at frequencies around fm. As described above, Patent Document 1 refers only to series resonance by the transformer primary coil 401 a and the capacitor 103. That is, since the series resonance frequency by the capacitor 103 and the inductor 102 is not intentionally adjusted, the frequency largely fluctuates before and after fm. Further, since the gradient of the alternating voltage Vo is steep from the resonance frequency fm of the vibrating body 101 to the peak frequency fe of Vo, a high voltage is output on the high frequency side of the drive frequency. For this reason, a high withstand voltage is required for the switching elements used in the drive circuit, resulting in an increase in cost. Furthermore, the variation of the alternating voltage Vo due to variations in the load (equivalent resistance 301d) and the inductor 102 also increases.
ただし、図１６の回路構成自体は、本発明に適用することができ、０．７３・ｆｍ＜ｆｓ＜１．２・ｆｍの範囲に設定することで、ｆｍ近傍での交番電圧Ｖｏの周波数特性をなだらかにすることができる。 However, the circuit configuration itself of FIG. 16 can be applied to the present invention, and the frequency characteristic of the alternating voltage Vo in the vicinity of fm is set by setting the range of 0.73 · fm <fs <1.2 · fm. Can be made smooth.
１０１ 振動体
１０２ インダクタＬ
１０２ａ トランス１次側コイルの漏洩インダクタンス
１０２ｂ トランス２次側コイルの漏洩インダクタンス
１０３ キャパシタＣ
２０１ 並列共振用キャパシタ
３０１ａ 振動体の固有静電容量Ｃｄ
３０１ｂ 機械的な振動の等価回路定数Ｌｍ
３０１ｃ 機械的な振動の等価回路定数Ｃｍ
３０１ｄ 機械的な振動の等価回路定数Ｒｍ
４０１ トランス
４０１ａ トランス１次側コイル
４０１ｂ トランス２次側コイル
６０１ 発振器
６０２ スイッチング回路
６０３ ９０°移相器
６０４ １相部分
２８０１ 抵抗
２９０１ 並列共振用インダクタ
101 Vibrating body 102 Inductor L
102a Leakage inductance of transformer primary coil 102b Leakage inductance of transformer secondary coil 103 Capacitor C
201 Capacitor for parallel resonance 301a Specific capacitance Cd of vibrating body
301b Equivalent circuit constant Lm of mechanical vibration
301c Equivalent circuit constant Cm of mechanical vibration
301d Equivalent circuit constant Rm of mechanical vibration
401 Transformer 401a Transformer primary coil 401b Transformer secondary coil 601 Oscillator 602 Switching circuit 603 90 ° phase shifter 604 1 phase portion 2801 Resistance 2901 Inductor for parallel resonance
Claims (5)
１次側コイルに交番電圧が印加され、２次側コイルに前記電気−機械エネルギー変換素子が並列に接続されているトランスと、
前記１次側コイルに直列に接続されたインダクタと、
を備え、
前記交番電圧の周波数を変化させて前記振動体の駆動を制御し、
少なくとも、前記インダクタ、前記トランス、及び前記電気−機械エネルギー変換素子の静電容量とによる電気共振のピーク周波数をｆｅ、前記振動体の駆動周波数をｆｄとした場合に、
ｆｄ＜ｆｅ＜１．５・ｆｄを満たすことを特徴とする振動体の駆動回路。 A drive circuit for a vibrating body comprising an electro-mechanical energy conversion element and generating a vibration wave by applying an alternating voltage to the electro-mechanical energy conversion element,
A transformer in which an alternating voltage is applied to the primary coil, and the electro-mechanical energy conversion element is connected in parallel to the secondary coil;
An inductor connected in series to the primary coil;
With
Controlling the driving of the vibrator by changing the frequency of the alternating voltage;
At least when the peak frequency of electrical resonance due to the inductor, the transformer, and the capacitance of the electro-mechanical energy conversion element is fe, and the drive frequency of the vibrator is fd,
A driving circuit for a vibrating body, wherein fd < fe <1.5 · fd is satisfied.
ｆｍ＜ｆｅ
を満たすことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の振動体の駆動回路。 When the resonance frequency of the vibrating body is fm,
fm <fe
5. The drive circuit for a vibrating body according to claim 1, wherein:
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