JP5645741B2 - Power supply device and lighting device - Google Patents
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Description
この発明は、光源回路などの負荷回路に対して電力を供給する電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device that supplies power to a load circuit such as a light source circuit.
力率改善回路と、電力変換回路との二段構成の電源装置が知られている。
力率改善回路は、電源装置の入力の力率を改善する回路であり、例えば昇圧コンバータ回路などが用いられる。
電力変換回路は、電源装置が出力する電力を調整するための回路であり、例えば、負荷回路を流れる電流を一定に保つ定電流駆動動作をする。電力変換回路には、例えばバックコンバータ回路やフライバックコンバータ回路、その他の直流直流変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ回路）などが用いられる。
2. Description of the Related Art A two-stage power supply device including a power factor correction circuit and a power conversion circuit is known.
The power factor correction circuit is a circuit that improves the power factor of the input of the power supply device, and for example, a boost converter circuit or the like is used.
The power conversion circuit is a circuit for adjusting the power output from the power supply device, and performs, for example, a constant current driving operation that keeps the current flowing through the load circuit constant. As the power conversion circuit, for example, a buck converter circuit, a flyback converter circuit, other DC / DC conversion circuits (DC / DC converter circuits), and the like are used.
例えば、負荷回路が、発光ダイオード（以下「ＬＥＤ」と呼ぶ。）や有機エレクトロルミネッセンス（以下「有機ＥＬ」と呼ぶ。）などの光源を有する光源回路である照明装置において、光源の明るさを調整する調光機能を有する場合など、電源装置が負荷回路に対して供給する電力を広い範囲で変えられる構成である場合、電源装置が負荷回路に対して供給する電力が小さくなると、力率改善回路による力率改善効果が小さくなり、電源装置の力率が低下する場合がある。
また、省エネルギーのため、電源装置における電力損失をできるだけ抑える必要がある。
この発明は、例えば上記のような課題を解決するためになされたものであり、負荷回路に対して供給する電力が小さい場合でも、力率の低下を防ぎつつ、電源装置における電力損失を抑えることを目的とする。
For example, in a lighting device in which a load circuit is a light source circuit having a light source such as a light emitting diode (hereinafter referred to as “LED”) or organic electroluminescence (hereinafter referred to as “organic EL”), the brightness of the light source is adjusted. When the power supplied from the power supply device to the load circuit is varied over a wide range, such as when the power supply device has a dimming function, the power factor correction circuit reduces the power supplied from the power supply device to the load circuit. In some cases, the power factor improvement effect due to the power supply is reduced, and the power factor of the power supply device is reduced.
Moreover, in order to save energy, it is necessary to suppress power loss in the power supply device as much as possible.
The present invention has been made to solve the above-described problems, for example, and suppresses power loss in a power supply device while preventing a decrease in power factor even when power supplied to a load circuit is small. With the goal.
この発明にかかる電源装置は、
力率改善回路と、制御回路とを有し、
上記力率改善回路は、交流電圧を入力し、入力した交流電圧を直流電圧に変換して、変換した直流電圧を出力するとともに、入力する交流電流の力率を高め、
上記制御回路は、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値を制御し、上記力率改善回路が出力する直流電流の電流値が小さいほど、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値を高くすることを特徴とする。
The power supply device according to the present invention is
A power factor correction circuit and a control circuit;
The power factor correction circuit receives an AC voltage, converts the input AC voltage into a DC voltage, outputs the converted DC voltage, and increases the power factor of the input AC current.
The control circuit controls the voltage value of the DC voltage output by the power factor correction circuit. The smaller the current value of the DC current output by the power factor correction circuit, the lower the DC voltage output by the power factor correction circuit. The voltage value is increased.
この発明にかかる電源装置によれば、上記力率改善回路が出力する直流電流の電流値が小さいほど、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値を高くするので、負荷回路に対して供給する電力が小さい場合でも、力率の低下を防ぎつつ、電源装置における電力損失を抑えることができる。 According to the power supply device of the present invention, the smaller the current value of the DC current output from the power factor correction circuit, the higher the voltage value of the DC voltage output from the power factor correction circuit. Even when the power to be supplied is small, it is possible to suppress power loss in the power supply device while preventing the power factor from decreasing.
実施の形態１．
実施の形態１について、図１〜図４を用いて説明する。
Embodiment 1 FIG.
The first embodiment will be described with reference to FIGS.
図１は、この実施の形態における照明装置８００の全体構成の一例を示す概要図である。
FIG. 1 is a schematic diagram showing an example of the overall configuration of
照明装置８００は、商用電源などの交流電源ＡＣから交流電力の供給を受けて、ＬＥＤや有機ＥＬなどの光源を点灯する。照明装置８００が入力する交流電圧は、例えば周波数が５０Ｈｚ〜６０Ｈｚ、電圧実効値が８５Ｖ〜２６５Ｖである。また、照明装置８００は、調光器８２０が出力した調光信号を入力する。調光信号（供給電力指示信号）は、照明装置８００の光源を点灯する調光度を指示する信号である。調光信号は、例えばパルス幅変調された矩形波信号であり、パルス幅が調光度を表わす。照明装置８００は、入力した調光信号が指示する調光度にしたがって、光源を点灯する。照明装置８００は、例えば、電源回路１００（電源装置）と、光源回路８１０（負荷回路）とを有する。
光源回路８１０は、直流電流により点灯する光源（発光素子）を有する。光源回路８１０は、電源回路１００が出力した直流電流を入力し、入力した直流電流により光源を点灯する。
The
The
電源回路１００は、交流電源ＡＣから供給された交流電圧を入力し、入力した交流電圧を光源回路８１０に対して供給する直流電流に変換して、変換した直流電流を出力する。電源回路１００は、例えば、力率改善回路１１０と、電力変換回路１３０と、制御回路１４０と、調光信号入力回路１８０とを有する。
力率改善回路１１０は、交流電源ＡＣから供給される交流電圧を直流電圧に変換して、変換した直流電圧を出力する。力率改善回路１１０は、制御回路１４０からの指示にしたがって、変換する直流電圧の電圧値（生成電圧）を調整するとともに、電源回路１００の入力の力率を高め、１に近づける。
制御回路１４０（生成電圧設定回路）は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧値や力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値などに基づいて、力率改善回路１１０が変換する直流電圧の電圧目標値を決定し、決定した電圧目標値に力率改善回路１１０が生成する直流電圧の電圧値が一致するよう、力率改善回路１１０を制御する。
電力変換回路１３０は、力率改善回路１１０が出力した直流電圧を入力し、入力した直流電圧を降圧して電圧値の異なる直流電圧に変換し、変換した直流電圧を、電源回路１００の出力電圧として出力する。電力変換回路１３０は、調光信号入力回路１８０からの指示にしたがって、電力変換回路１３０が出力する直流電流の電流値が、電流目標値に一致するよう調整する。
調光信号入力回路１８０（調光回路）は、調光器８２０が出力した調光信号を入力し、入力した調光信号が表わす調光度で光源を点灯するために光源回路８１０の光源に流すべき電流の目標値を決定し、決定した電流目標値を表わす信号を出力する。調光信号入力回路１８０が出力した信号は、電力変換回路１３０が入力し、入力した信号が表わす電流目標値に、変換する直流電流の電流値を一致させる。
これにより、電源回路１００は、光源回路８１０を定電流駆動する。
The
The power
The control circuit 140 (generated voltage setting circuit) is converted by the power
The
The dimming signal input circuit 180 (dimming circuit) receives the dimming signal output from the dimmer 820 and flows it to the light source of the
As a result, the
図２は、この実施の形態における電源回路１００などの詳細な構成の一例を示す回路図である。
FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a detailed configuration of the
光源回路８１０は、光源として、例えば複数のＬＥＤを有する。複数のＬＥＤは、例えば、互いに直列に電気接続している。このため、複数のＬＥＤには、同じ電流が流れる。複数のＬＥＤを調光信号入力回路１８０が決定した電流目標値の電流が流れることにより、複数のＬＥＤが、調光信号が指示する調光度で点灯する。
The
力率改善回路１１０は、例えば、全波整流回路ＤＢ１１と、アクロスザラインコンデンサＣ１２と、昇圧回路１２０とを有する。
全波整流回路ＤＢ１１（整流回路）は、交流電源ＡＣから交流電圧を入力し、入力した交流電圧を全波整流して電圧波形を脈流に変換し、変換した脈流電圧を出力する。全波整流回路ＤＢ１１は、例えば、４つの整流素子を有する。４つの整流素子は、例えば半導体ダイオードであり、ブリッジ接続されている。
アクロスザラインコンデンサＣ１２は、静電容量が比較的小さい（例えば０．１μＦ）コンデンサであり、全波整流回路ＤＢ１１の出力に接続されている。アクロスザラインコンデンサＣ１２は、高周波ノイズをカットする。
昇圧回路１２０（狭義の力率改善回路、昇圧コンバータ回路）は、全波整流回路ＤＢ１１が出力した脈流電圧を入力して、入力した脈流電圧を昇圧して直流電圧に変換し、変換した直流電圧を、力率改善回路１１０の出力電圧として出力する。また、昇圧回路１２０は、入力する脈流電流の電流値の包絡線の波形を、入力する脈流電圧の電圧値の波形に近似させることにより、電源回路１００の入力の力率を高める。昇圧回路１２０の入力は、アクロスザラインコンデンサＣ１２と並列に、全波整流回路ＤＢ１１に電気接続している。昇圧回路１２０は、例えば、ブーストコンバータ回路であり、チョークコイルＬ２１（トランス）と、スイッチＱ２２（スイッチング素子）と、整流素子Ｄ２３と、平滑コンデンサＣ２４と、電圧検出回路１２５と、電流検出回路１２６と、制御ＩＣ１２７と、グランド配線ＧＮＤとを有する。グランド配線ＧＮＤは、電源回路１００のなかの基準電位を有する。スイッチＱ２２は、例えばＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどの半導体スイッチやその他の電気的スイッチ、リレーなどの機械式スイッチ、その他の機構によるスイッチなどを有し、制御信号にしたがってオンオフする。整流素子Ｄ２３は、例えば半導体ダイオードなどである。平滑コンデンサＣ２４は、比較的静電容量の大きいコンデンサであり、例えば電解コンデンサなどの極性を有するコンデンサや、極性を有さないコンデンサである。
電圧検出回路１２５は、昇圧回路１２０の一対の入力端子の間の電位差（昇圧回路１２０の入力電圧）の瞬時値を検出して、検出した電圧の瞬時値を表わす信号（電圧検出信号）を出力する。電圧検出回路１２５は、例えば、互いに直列に電気接続した比較的抵抗値が大きい２つの抵抗（分圧抵抗）を有し、２つの抵抗の抵抗値の比によって定まる分圧比により、昇圧回路１２０の入力電圧を分圧した電圧を生成し、電圧検出信号として出力する。
電流検出回路１２６は、チョークコイルＬ２１を流れる電流（昇圧回路１２０の入力電流）の瞬時値を検出して、検出した電流の瞬時値を表わす信号（電流検出信号）を出力する。電流検出回路１２６は、例えば、チョークコイルＬ２１と同じコアに巻かれるなどして磁気結合した巻線を有し、チョークコイルＬ２１と巻線との巻数比により、チョークコイルＬ２１を流れる電流に比例する電圧を生成し、電流検出信号として出力する。
制御ＩＣ１２７は、例えば、集積回路やマイクロコンピュータ（以下「マイコン」と呼ぶ。）であり、スイッチＱ２２のオンオフを制御する制御信号を生成する。
昇圧回路１２０の入力端子の一つと、チョークコイルＬ２１の一端とが電気接続している。昇圧回路１２０のもう一つの入力端子と、スイッチＱ２２の一端と、グランド配線ＧＮＤと、平滑コンデンサＣ２４の一端と、昇圧回路１２０の出力端子の一つとが電気接続している。昇圧回路１２０のもう一つの出力端子と、整流素子Ｄ２３の一端と、平滑コンデンサＣ２４のもう一端とが電気接続している。チョークコイルＬ２１のもう一端と、スイッチＱ２２のもう一端と、整流素子Ｄ２３のもう一端とが電気接続している。スイッチＱ２２は、制御ＩＣ１２７が生成した制御信号にしたがってオンオフする。整流素子Ｄ２３の向きは、全波整流回路ＤＢ１１の出力に対して順方向である。平滑コンデンサＣ２４が極性を有するコンデンサである場合、平滑コンデンサＣ２４の向きは、全波整流回路ＤＢ１１の出力に対して順方向である。
The power
The full wave rectifier circuit DB11 (rectifier circuit) receives an AC voltage from the AC power supply AC, performs full wave rectification on the input AC voltage, converts the voltage waveform into a pulsating current, and outputs the converted pulsating voltage. The full-wave rectifier circuit DB11 has, for example, four rectifier elements. The four rectifying elements are, for example, semiconductor diodes and are bridge-connected.
The across-the-line capacitor C12 is a capacitor having a relatively small capacitance (for example, 0.1 μF), and is connected to the output of the full-wave rectifier circuit DB11. The across-the-line capacitor C12 cuts high frequency noise.
The step-up circuit 120 (power factor correction circuit in a narrow sense, step-up converter circuit) receives the pulsating voltage output from the full-wave rectifier circuit DB11, boosts the input pulsating voltage, converts it to a DC voltage, and converts it. The DC voltage is output as the output voltage of the power
The
The
The
One of the input terminals of the
制御ＩＣ１２７は、制御回路１４０による制御にしたがって、電圧検出回路１２５が出力した電圧検出信号と、電流検出回路１２６が出力した電流検出信号とに基づいて、スイッチＱ２２のオンオフを制御する。例えば、制御ＩＣ１２７は、制御回路１４０からの指示に基づいて、チョークコイルＬ２１を流れる電流の基準値を調整する。力率改善回路１１０が生成した直流電圧の電圧値が目標電圧値より高い場合、制御ＩＣ１２７は、基準値を下げる。逆に、力率改善回路１１０が生成した直流電圧の電圧値が目標電圧値より低い場合、制御ＩＣ１２７は、基準値を上げる。制御ＩＣ１２７は、調整した基準値と、昇圧回路１２０の入力電圧の瞬時値に比例する係数との積を算出して、閾値とする。制御ＩＣ１２７がスイッチＱ２２をオンにすると、チョークコイルＬ２１を流れる電流が増えていく。制御ＩＣ１２７は、チョークコイルＬ２１を流れる電流が、算出した閾値に達したとき、スイッチＱ２２をオフにする。制御ＩＣ１２７は、チョークコイルＬ２１を流れる電流が０になったとき、再びスイッチＱ２２をオンにする。制御ＩＣ１２７がこれを繰り返すことにより、チョークコイルＬ２１を流れる電流は、比較的高い周波数（例えば数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）の三角波となり、その包絡線は、昇圧回路１２０の入力電圧の波形に近似した波形になる。チョークコイルＬ２１を流れる電流により平滑コンデンサＣ２４が充電され、昇圧回路１２０の入力電圧のピーク値よりも高い電圧が平滑コンデンサＣ２４の両端に発生する。
The
電力変換回路１３０（降圧コンバータ回路）は、例えば、バックコンバータ回路であり、スイッチＱ３１と、整流素子Ｄ３２（還流ダイオード）と、チョークコイルＬ３３と、平滑コンデンサＣ３４と、電流検出回路１３５と、比較器１３７と、制御ＩＣ１３９とを有する。電力変換回路１３０の一対の入力端子は、力率改善回路１１０（昇圧回路１２０）の一対の出力端子に電気接続している。スイッチＱ３１は、例えばＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどの半導体スイッチやその他の電気的スイッチ、リレーなどの機械式スイッチ、その他の機構によるスイッチなどを有し、制御信号にしたがってオンオフする。なお、スイッチＱ３１は、制御信号の基準電位を変換するため、例えばパルストランスやフォトカプラなどの絶縁伝送回路を有する構成であってもよい。整流素子Ｄ３２は、例えば半導体ダイオードである。平滑コンデンサＣ３４は、比較的静電容量が大きいコンデンサであり、例えば電解コンデンサなどの極性を有するコンデンサや、極性を有さないコンデンサなどである。
電流検出回路１３５（帰還回路）は、電力変換回路１３０が出力する直流電流の電流値を検出して、検出した電流値を表わす信号（電流検出信号）を出力する。電流検出回路１３５は、例えば、光源回路８１０と直列に電気接続された比較的抵抗値が小さい抵抗（電流検出抵抗）を有し、抵抗を流れる電流に比例する電圧を生成し、電流検出信号として出力する。
比較器１３７（帰還回路）は、例えばエラーアンプ（誤差増幅器）やマイコンなどであり、電流検出回路１３５が出力した電流検出信号と、調光信号入力回路１８０が出力した信号とを入力し、電流検出回路１３５が検出した電流値と、調光信号入力回路１８０が決定した電流目標値とを比較して、どちらが大きいかを表わす信号を生成して、出力する。
制御ＩＣ１３９は、例えば集積回路やマイコンなどであり、スイッチＱ３１のオンオフを制御する制御信号を生成する。
電力変換回路１３０の入力端子の一つと、スイッチＱ３１の一端とが電気接続している。電力変換回路１３０のもう一つの入力端子と、整流素子Ｄ３２の一端と、平滑コンデンサＣ３４の一端と、電力変換回路１３０の出力端子の一つとが電気接続している。電力変換回路１３０のもう一つの出力端子と、チョークコイルＬ３３の一端と、平滑コンデンサＣ３４のもう一端とが電気接続している。スイッチＱ３１のもう一端と、整流素子Ｄ３２のもう一端と、チョークコイルＬ３３のもう一端とが電気接続している。整流素子Ｄ３２の向きは、力率改善回路１１０の出力に対して逆方向である。平滑コンデンサＣ３４が極性を有するコンデンサである場合、平滑コンデンサＣ３４の向きは、力率改善回路１１０の出力に対して順方向である。
The power conversion circuit 130 (step-down converter circuit) is, for example, a buck converter circuit, and includes a switch Q31, a rectifying element D32 (freewheeling diode), a choke coil L33, a smoothing capacitor C34, a
Current detection circuit 135 (feedback circuit) detects the current value of the direct current output from
The comparator 137 (feedback circuit) is, for example, an error amplifier (error amplifier) or a microcomputer, and receives the current detection signal output from the
The
One of the input terminals of the
制御ＩＣ１３９は、比較器１３７が出力した信号に基づいて、スイッチＱ３１をオンにするオン時間を調整する。例えば、電力変換回路１３０が出力した直流電流の電流値が目標電流値より大きい場合、制御ＩＣ１３９は、オン時間を短くする。逆に、電力変換回路１３０が出力した直流電流の電流値が目標電流値より小さい場合、制御ＩＣ１３９は、オン時間を長くする。制御ＩＣ１３９がスイッチＱ３１をオンにすると、チョークコイルＬ３３を流れる電流が増えていく。制御ＩＣ１３９は、スイッチＱ３１をオンにしてからの経過時間が、調整したオン時間に達したとき、スイッチＱ３１をオフにする。制御ＩＣ１３９は、スイッチＱ３１をオンにしてからの経過時間が、所定の時間に達したとき、スイッチＱ３１を再びオンにする。制御ＩＣ１３９は、これを比較的高い周波数（例えば数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）で繰り返す。チョークコイルＬ３３を流れる電流により、平滑コンデンサＣ３４が充電され、電力変換回路１３０の入力電圧よりも低い電圧が平滑コンデンサＣ３４の両端に発生する。電力変換回路１３０が出力する直流電流の電流値が、電流目標値に一致するよう、平滑コンデンサＣ３４の両端電圧（すなわち、電力変換回路１３０が出力する直流電圧の電圧値）が調整される。これにより、光源回路８１０を流れる電流の電流値が、電流目標値に一致するので、電源回路１００は、定電流駆動回路として動作する。
例えば光源の周囲温度などの条件により光源の順方向降下電圧が変化するため、光源回路８１０に印加すべき光源電圧ＶＬ（負荷電圧）は変化する。電力変換回路１３０は、光源回路８１０を流れる電流をフィードバックして、光源電圧ＶＬを調整するので、電流目標値の電流が光源回路８１０を流れる。
The
For example, since the forward voltage drop of the light source changes depending on conditions such as the ambient temperature of the light source, the light source voltage V L (load voltage) to be applied to the
調光信号入力回路１８０は、例えば、制御ＩＣ１８１と、絶縁伝送回路１８２と、全波整流回路ＤＢ８３とを有する。
全波整流回路ＤＢ８３は、調光器８２０が出力した調光信号を入力し、全波整流する。調光器８２０と電源回路１００との間の配線により、調光信号の極性が逆になる場合があるので、これを正すためである。全波整流回路ＤＢ８３は、例えば４つの整流素子を有する。４つの整流素子は、例えば半導体ダイオードであり、ブリッジ接続されている。
絶縁伝送回路１８２は、全波整流回路ＤＢ８３が全波整流した調光信号を入力し、電気的に絶縁しつつ、調光信号を伝送する。調光器８２０のなかの基準電位と、電源回路１００のなかの基準電位とが異なる可能性があるからである。絶縁伝送回路１８２は、例えば、フォトカプラやパルストランスなどである。
制御ＩＣ１８１は、例えば集積回路やマイコンなどである。制御ＩＣ１８１は、絶縁伝送回路１８２が伝送した調光信号を入力し、入力した調光信号に基づいて電流目標値を算出し、算出した電流目標値を表わす信号を出力する。制御ＩＣ１８１が出力する信号は、例えば、電圧値（平均値や実効値など）やデューティ比などにより、算出した電流目標値を表わす。例えば、制御ＩＣ１８１が出力する信号の電圧平均値が高いほど、電流目標値が大きいことを表わす。
The dimming
The full wave rectification circuit DB83 receives the dimming signal output from the dimmer 820 and performs full wave rectification. This is because the polarity of the dimming signal may be reversed due to the wiring between the dimmer 820 and the
The insulated transmission circuit 182 receives the dimming signal that has been full-wave rectified by the full-wave rectification circuit DB83, and transmits the dimming signal while being electrically insulated. This is because the reference potential in the dimmer 820 and the reference potential in the
The control IC 181 is, for example, an integrated circuit or a microcomputer. The control IC 181 receives the dimming signal transmitted by the insulated transmission circuit 182, calculates a current target value based on the input dimming signal, and outputs a signal representing the calculated current target value. The signal output from the control IC 181 represents the calculated current target value by, for example, a voltage value (average value, effective value, etc.), a duty ratio, or the like. For example, the higher the voltage average value of the signal output from the control IC 181, the larger the current target value.
制御回路１４０は、例えば、アナログ部品やデジタル部品などにより構成される回路や集積回路やマイコンなどである。制御回路１４０は、以下の条件を満たす範囲内で、力率改善回路１１０が生成する直流電圧の電圧目標値をなるべく低い値に決定する。力率改善回路１１０が生成する直流電圧の電圧値が低い方が、力率改善回路１１０や電力変換回路１３０の変換効率が高くなるからである。
第一の条件は、光源回路８１０に電流目標値の電流が流れたとき光源回路８１０の両端に生じる電圧（負荷電圧）よりも、電圧目標値が高いことである。電力変換回路１３０が出力する直流電圧の電圧値は、電力変換回路１３０が入力した直流電圧の電圧値よりも高くならないからである。例えば、光源回路８１０が、順方向降下電圧が３ＶのＬＥＤを光源とし、５０個の光源を直列に電気接続した回路である場合、負荷電圧は、１５０Ｖ（＝３Ｖ×５０個）である。なお、電流検出回路１３５における電圧降下がある場合には、その分も見込んで、電圧目標値を更に高くする必要がある。例えば、電流検出回路１３５における電圧降下が０．５Ｖであれば、電圧目標値は、１５０．５Ｖ（＝１５０Ｖ＋０．５Ｖ）より高い必要がある。
第二の条件は、力率改善回路１１０が入力した交流電圧の電圧ピーク値よりも、電圧目標値が高いことである。昇圧回路１２０が出力する直流電圧の電圧値を、昇圧回路１２０が入力する脈流電圧の電圧値より低くしようとすると、昇圧回路１２０がうまく動作せず、力率が悪くなるからである。商用電源から供給される交流電圧の電圧値は、例えば、日本の場合、１００Ｖ（公称実効値。以下同じ。）と２００Ｖとの２種類があり、海外も含めると、１００Ｖ〜２５４Ｖの範囲である。実際の電圧値には、±１０％程度の誤差が見込まれるので、電源回路１００は、８５Ｖ〜２８０Ｖの電圧実効値を有する交流電圧に対応できる必要がある。
第三の条件は、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さいほど、電圧目標値を高くすることである。力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧値が高いと、力率改善回路１１０の変換効率は下がるが力率は良くなる。力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さいと力率が悪くなるので、これを補うためである。
The
The first condition is that the voltage target value is higher than the voltage (load voltage) generated at both ends of the
The second condition is that the voltage target value is higher than the voltage peak value of the AC voltage input by the power
The third condition is to increase the voltage target value as the current value of the direct current output from the power
制御回路１４０は、力率改善回路１１０が出力した直流電圧の電圧値と、決定した電圧目標値とのうち、どちらが大きいかを表わす信号を生成し、生成した信号を出力する。例えば、制御回路１４０が生成する信号は、電圧値が所定の電圧基準値より高いか低いかによって、力率改善回路１１０が出力した直流電圧の電圧値が電圧目標値より大きいか小さいかを表わす。制御回路１４０が生成する信号の電圧値が所定の電圧基準値より高い場合は、力率改善回路１１０が出力した直流電圧の電圧値が電圧目標値より大きいことを表わし、制御回路１４０が生成する信号の電圧値が所定の電圧基準値より低い場合は、力率改善回路１１０が出力した直流電圧の電圧値が電圧目標値より小さいことを表わす。
制御ＩＣ１２７は、制御回路１４０が出力した信号にしたがって、制御回路１４０が生成する信号は、電圧値が所定の電圧基準値より高いか低いかを判断し、動作する。
The
なお、制御ＩＣ１２７、制御回路１４０、比較器１３７、制御ＩＣ１３９及び制御ＩＣ１８１がマイコンにより構成される場合、これらは独立している必要はなく、１つのマイコンで構成してもよい。
When the
図３は、この実施の形態における力率改善回路１１０の特性の一例を示す特性図である。
横軸は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値を示す。縦軸は、制御回路１４０が決定する、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を示す。破線５７１は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値の最小値を表わし、例えば約１２０Ｖ（＝８５Ｖ×√２）である。破線５７２は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値の最大値を表わし、例えば約３９６Ｖ（＝２８０Ｖ×√２）である。破線５７３は、光源回路８１０を流れる電流が電流目標値に一致するとき光源回路８１０の両端に発生する電圧の最大値を表わし、例えば約１５０Ｖである。破線５７４は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値と、制御回路１４０が決定する電圧目標値とが等しい場合を表わし、参考のために示している。実線５１１及び破線５４１は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値と、制御回路１４０が決定する電圧目標値との関係を表わす。実線５１１は、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が大きい場合を表わし、破線５４１は、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さい場合を表わす。
FIG. 3 is a characteristic diagram showing an example of characteristics of the power
The horizontal axis indicates the voltage peak value of the AC voltage input by the power
例えば、制御回路１４０は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値と、光源回路８１０の両端電圧最大値とのうち大きいほうに、オフセット値を加えた値を、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値とする。オフセット値は、正の値であり、制御回路１４０は、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さいほど、オフセット値を大きくする。
For example, the
図４は、この実施の形態における力率改善回路１１０の特性の別の例を示す特性図である。
FIG. 4 is a characteristic diagram showing another example of the characteristic of the power
例えば、制御回路１４０は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値と、光源回路８１０の両端電圧最大値とのうち大きいほうに、係数を乗じた値を、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値とする。係数は、１以上の値であり、制御回路１４０は、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さいほど、係数を大きくする。
For example, the
図５は、この実施の形態における力率改善回路１１０の特性の更に別の例を示す特性図である。
破線５７９は、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の目標電圧値の最大値を表わす。破線５８０は、照明装置８００が入力する交流電圧の電圧ピーク値のうち、最も使用頻度が高い交流電圧の電圧ピーク値Ｖｔｇを表わす。
FIG. 5 is a characteristic diagram showing still another example of the characteristic of the power
Dashed
例えば、制御回路１４０は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値の最大値付近で、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の目標電圧値を飽和させる。また、制御回路１４０は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値のうち、最も多く使用する電圧ピーク値Ｖｔｇの付近において、力率改善回路１１０が入力する入力ピーク値に対する、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値の変化量を小さくする。
For example, the
例えば、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値の最大値が約３５９Ｖ（＝２５４Ｖ×√２）、照明装置８００が入力する交流電圧の電圧ピーク値のうち、最も多く用いる電圧Ｖｔｇが約２８３Ｖ（＝２００Ｖ×√２）である場合、制御回路１４０は、入力ピーク値３５９Ｖ付近で目標電圧値を飽和させ、入力ピーク値２８３Ｖ付近で目標電圧値の傾きを小さくする。
For example, the maximum value of the voltage peak value of the AC voltage input by the power
海外などの電圧が不安定な地域では、例えば電圧実効値２８０Ｖ以上といった、想定以上に高い交流電圧の電圧が、力率改善回路１１０に入力される可能性がある。力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値の最大値付近で、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の目標電圧値を飽和させることにより、このような高い交流電圧の電圧が力率改善回路１１０に入力された場合であっても、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値が一定の電圧値以上にならないようにすれば、力率改善回路１１０の出力部分の電子部品の耐圧を下げることができ、部品コストを削減することができる。
In regions where the voltage is unstable such as overseas, there is a possibility that an AC voltage higher than expected, such as a voltage effective value of 280 V or higher, is input to the power
また、商用電源から供給される交流電圧の電圧値には、±１０％程度の誤差が見込まれ、負荷状況により電圧値が変動する。また、力率改善回路１１０が、例えば昇圧回路１２０を有するような構成の場合、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧値は、スイッチＱ２２のオン時間によって決まる。力率改善回路１１０が、例えば昇圧回路１２０を有するような構成の場合、スイッチＱ２２のオン時間あるいはオンデューティを急変させると、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧値が、増減させたい方向と逆方向に振れるもしくは不安定になるといった現象が生じる場合がある。力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧値のうち、最も多く用いる電圧値付近で、目標電圧値の変化量を小さくすることにより、交流電圧の電圧値に変動があった場合の、力率改善回路１１０の安定性を高めることができる。
Further, an error of about ± 10% is expected in the voltage value of the AC voltage supplied from the commercial power source, and the voltage value varies depending on the load condition. Further, when the power
調光信号入力回路１８０が入力する調光信号が表わす調光度が高く、電源回路１００が出力する直流電流が大きい場合は、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が大きくなる。その場合、制御回路１４０は、電圧目標値を小さくするので、電源回路１００の効率が高くなる。
また、調光信号入力回路１８０が入力する調光信号が表わす調光度が低く、電源回路１００が出力する直流電流が小さい場合は、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さくなる。その場合、制御回路１４０は、電圧目標値を大きくするので、電源回路１００の力率が低くなるのを防ぐことができる。
When the dimming degree represented by the dimming signal input by the dimming
In addition, when the dimming degree represented by the dimming signal input by the dimming
このように、制御回路１４０が、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を変えることにより、電源回路１００の力率の低下を抑えつつ、電源回路１００における電力損失を減らすことができる。
As described above, the
電源回路１００は、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値より高い値にするので、電圧値の異なる交流電源ＡＣに幅広く対応することができる。
電源回路１００は、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を、光源回路８１０を流れる電流が電流目標値である場合における光源回路８１０の両端電圧より高い値にするので、光源回路８１０を定電流駆動することができる。
電源回路１００は、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さいほど、高い値にするので、力率の低下、電流高調波の増加、制御動作異常による光源のちらつきなどを防ぐことができる。
電源回路１００は、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を、上記条件を満たす範囲内でなるべく低い値にするので、力率改善回路１１０の昇圧比が低くなり、電力損失を抑えることができる。
The
The
The
Since the
昇圧回路１２０における電力損失には、例えば制御ＩＣ１２７の消費電力やスイッチＱ２２のスイッチング損失やチョークコイルＬ２１における損失などがある。昇圧回路１２０の昇圧比（入力電圧の電圧実効値に対する出力電圧の電圧実効値の比）が大きいほど、チョークコイルＬ２１が取り扱う電力が大きくなり、スイッチＱ２２のスイッチング損失やチョークコイルＬ２１における損失が大きくなり、昇圧回路１２０の電力損失が大きくなる。
また、光源電圧（負荷電圧）は、光源回路８１０を構成する光源の光出力によってほぼ決まるため、昇圧回路１２０の出力電圧が大きいほど、電力変換回路１３０の降圧比（出力電圧の電圧実効値に対する入力電圧の電圧実効値の比）が大きくなる。そのため、昇圧回路１２０の出力電圧が大きいほど、チョークコイルＬ３３が取り扱う電力が大きくなり、スイッチＱ３１やチョークコイルＬ３３における損失が大きくなり、電力変換回路１３０の電力損失が大きくなる。
このため、力率の低下や光源のちらつきが発生しない範囲内で、昇圧回路１２０の出力電圧をなるべく低くすることにより、昇圧回路１２０の昇圧比及び電力変換回路１３０の降圧比が小さくなり、電力損失を低減することができる。
The power loss in the
Further, since the light source voltage (load voltage) is almost determined by the light output of the light source constituting the
Therefore, by reducing the output voltage of the
また、調光により光出力を減少させた場合に、昇圧回路１２０の出力電圧を高くするので、調光時に力率改善回路１１０に流れる電流を増加させることができる。これにより、昇圧回路１２０が間欠発振するなどの異常動作を防ぐことができ、光源のちらつきを防ぐことができる。
Further, when the light output is decreased by dimming, the output voltage of the
また、例えばＬＥＤなどの光源が開放故障するなどして、光源回路８１０に電流が流れなくなった場合、電力変換回路１３０が光源回路８１０に電流を流そうとして、電力変換回路１３０が出力する直流電圧の電圧値が、電力変換回路１３０が生成できる最大電圧になる可能性がある。電力変換回路１３０は、降圧型回路なので、入力した直流電圧の電圧値より高い電圧を生成することはできない。このため、電力変換回路１３０が出力する直流電圧の電圧値は、昇圧回路１２０が出力する直流電圧の電圧値を超えることはない。
電源回路１００は、力率の低下や光源のちらつきが発生しない範囲内で、昇圧回路１２０の出力電圧をなるべく低くするので、使用者および照明器具設置者に最も接近した部分である光源回路８１０の両端電圧が高くなるのを防ぐことができ、安全性が高まる。
In addition, for example, when a light source such as an LED breaks down and the current stops flowing through the
Since the
制御回路１４０が、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の目標電圧値を変えることにより、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の目標電圧値を固定とした場合に比べ、昇圧回路１２０の昇圧比を低く抑えることができるので、チョークコイルＬ２１を小型化することができ、部品コストの削減、実装面積の削減による電源回路基板の小型化などを行うことができる。
The
また、例えば図５のように、制御回路１４０が、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値の最大値付近で、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の目標電圧値を飽和させることにより、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値が想定以上の高電圧となった場合であっても、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の目標電圧値が、破線５７９で示した飽和電圧以下となるため、力率改善回路１１０の出力部分の電子部品の耐圧を下げることができ、部品コストを削減することができる。
For example, as shown in FIG. 5, the
また、例えば図５のように、制御回路１４０が、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値のうち、最も多く使用する電圧ピーク値Ｖｔｇの付近において、目標電圧値の傾き（変化率）を小さくすることにより、Ｖｔｇ付近におけるスイッチＱ２２のオン時間あるいはオンデューティの変動を小さくすることができるため、交流電圧の電圧値に変動があった場合の、力率改善回路１１０の安定性を高めることができる。
For example, as shown in FIG. 5, the
この実施の形態における生成電圧設定回路（制御回路１４０）は、力率改善回路（１１０）が生成する直流電圧の電圧値として、上記力率改善回路が入力する入力電圧のピーク値よりも高い電圧を設定し、加えて、照明装置の消費電力が小さいほど、力率改善回路が生成する直流電圧値を高くする。 The generated voltage setting circuit (control circuit 140) in this embodiment has a voltage value higher than the peak value of the input voltage input by the power factor correction circuit as the voltage value of the DC voltage generated by the power factor correction circuit (110). In addition, as the power consumption of the lighting device is smaller, the DC voltage value generated by the power factor correction circuit is increased.
これにより、電源回路が広い範囲の電源電圧に対応できるよう構成する場合でも、力率改善回路の昇圧比を低く抑えることができ、電力損失を抑えることができる。また、調光時においても力率の向上、高調波の低減および調光時の光源ちらつき防止を行うことができる。 As a result, even when the power supply circuit is configured to support a wide range of power supply voltages, the step-up ratio of the power factor correction circuit can be kept low, and power loss can be suppressed. Further, the power factor can be improved, harmonics can be reduced, and the light source can be prevented from flickering during dimming.
この実施の形態における照明装置（８００）は、上記電源回路（１００）と、光源回路（８１０）とを有する。
上記光源回路は、上記電源回路に対する負荷回路として上記電源回路に接続され、上記電源回路が生成した電圧により点灯する光源を有する。
The lighting device (800) in this embodiment includes the power supply circuit (100) and the light source circuit (810).
The light source circuit includes a light source that is connected to the power supply circuit as a load circuit for the power supply circuit and is lit by a voltage generated by the power supply circuit.
これにより、電源回路が広い範囲の電源電圧に対応できるよう構成する場合でも、力率改善回路の昇圧比を低く抑えることができ、電力損失を抑えることができる。また、調光時においても力率の向上、高調波の低減および調光時の光源ちらつき防止を行うことができる。 As a result, even when the power supply circuit is configured to support a wide range of power supply voltages, the step-up ratio of the power factor correction circuit can be kept low, and power loss can be suppressed. Further, the power factor can be improved, harmonics can be reduced, and the light source can be prevented from flickering during dimming.
実施の形態２．
実施の形態２について、図６〜図１１を用いて説明する。
なお、実施の形態１と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
この実施の形態では、制御回路１４０の具体的な構成の一例について説明する。
Embodiment 2. FIG.
The second embodiment will be described with reference to FIGS.
In addition, about the part which is common in Embodiment 1, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
In this embodiment, an example of a specific configuration of the
図６は、この実施の形態における制御回路１４０の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the
制御回路１４０は、例えば、入力電圧検出回路１５０と、生成電圧検出回路１６０とを有する。
入力電圧検出回路１５０は、昇圧回路１２０の入力電圧を検出する。入力電圧検出回路１５０は、例えば、３つの抵抗Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５５と、整流素子Ｄ５３と、コンデンサＣ５４とを有する。整流素子Ｄ５３は、例えば、半導体ダイオードである。コンデンサＣ５４は、例えば、電解コンデンサやその他のコンデンサである。
入力電圧検出回路１５０の入力端子は、昇圧回路１２０の入力端子の一つ（高電位側）に電気接続している。入力電圧検出回路１５０の入力端子と、抵抗Ｒ５１の一端とが電気接続している。抵抗Ｒ５１のもう一端と、抵抗Ｒ５２の一端と、整流素子Ｄ５３の一端とが電気接続している。整流素子Ｄ５３のもう一端と、コンデンサＣ５４の一端と、抵抗Ｒ５５の一端と、入力電圧検出回路１５０の出力端子とが電気接続している。抵抗Ｒ５２のもう一端と、コンデンサＣ５４のもう一端と、抵抗Ｒ５５のもう一端とは、グランド配線ＧＮＤに電気接続している。整流素子Ｄ５３の向きは、２つの抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点からコンデンサＣ５４のほうへ電流が流れる向きである。コンデンサＣ５４が電解コンデンサなど極性を有するコンデンサである場合、コンデンサＣ５４の向きは、整流素子Ｄ５３を流れる電流によって充電される向きである。
The
The input
The input terminal of the input
生成電圧検出回路１６０は、昇圧回路１２０の出力電圧に基づいて、昇圧回路１２０の出力電圧（力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧値）と電圧目標値とのうち、どちらが大きいかを表わす信号を生成する。生成電圧検出回路１６０は、例えば、抵抗Ｒ６１と、可変抵抗回路１６２とを有する。可変抵抗回路１６２は、制御信号にしたがって抵抗値が変化する回路である。
生成電圧検出回路１６０の入力端子は、昇圧回路１２０の出力端子の一つ（高電位側）に電気接続している。生成電圧検出回路１６０の出力端子は、昇圧回路１２０の制御ＩＣ１２７に電気接続している。生成電圧検出回路１６０の入力端子と、抵抗Ｒ６１の一端とが電気接続している。抵抗Ｒ６１のもう一端と、可変抵抗回路１６２の一端と、生成電圧検出回路１６０の出力端子とが電気接続している。可変抵抗回路１６２のもう一端は、グランド配線ＧＮＤに電気接続している。可変抵抗回路１６２が制御信号を入力する制御端子は、入力電圧検出回路１５０の出力端子に電気接続している。なお、抵抗Ｒ６１と、可変抵抗回路１６２との接続順序を逆にして、可変抵抗回路１６２を生成電圧検出回路１６０の入力端子側に電気接続し、抵抗Ｒ６１をグランド配線ＧＮＤ側に電気接続する構成であってもよい。
Based on the output voltage of the
The input terminal of the generated
図７は、この実施の形態における入力電圧検出回路１５０の動作の一例を示す波形図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧を示す。実線５１２，５１３は、入力電圧検出回路１５０が入力する昇圧回路１２０の入力電圧を表わす。破線５４２，５４３は、入力電圧検出回路１５０が出力するコンデンサＣ５４の両端電圧を表わす。なお、実線５１２，５１３と、破線５４２，５４３とでは、縦軸のスケールが異なる。実線５１２及び破線５４２は、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が大きい場合を表わす。実線５１３及び破線５４３は、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さい場合を表わす。
FIG. 7 is a waveform diagram showing an example of the operation of the input
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents voltage.
力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さい場合、アクロスザラインコンデンサＣ１２に充電された電荷が完全に放電されず、昇圧回路１２０が入力する脈流電圧の電圧最小値が大きくなる。
２つの抵抗Ｒ５１，Ｒ５２は、昇圧回路１２０が入力する脈流電圧の電圧値を分圧する。分圧した電圧がコンデンサＣ５４の両端電圧より高いと、整流素子Ｄ５３がオンになり、整流素子Ｄ５３を電流が流れて、コンデンサＣ５４を充電する。抵抗Ｒ５５には、コンデンサＣ５４の両端電圧に比例する電流が流れて、コンデンサＣ５４を放電する。コンデンサＣ５４の両端電圧は、整流素子Ｄ５３を流れる充電電流と、抵抗Ｒ５５を流れる放電電流とが釣り合う電圧値で安定する。このため、力率改善回路１１０が入力する脈流電圧の電圧積分値が大きいほど、コンデンサＣ５４の両端電圧は大きくなる。
力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が大きい場合、昇圧回路１２０が入力する脈流電圧の最小値が小さくなるので、力率改善回路１１０が入力する脈流電圧の電圧積分値が小さくなり、コンデンサＣ５４の両端電圧は低くなる。これに対し、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さい場合、昇圧回路１２０が入力する脈流電圧の最小値が大きくなるので、力率改善回路１１０が入力する脈流電圧の電圧積分値が大きくなり、コンデンサＣ５４の両端電圧は高くなる。
When the current value of the direct current output by the power
The two resistors R51 and R52 divide the voltage value of the pulsating voltage input by the
When the current value of the direct current output by the power
抵抗Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５５それぞれの抵抗値をＲ１，Ｒ２，Ｒ３、それぞれの両端電圧の瞬時値をｖ１，ｖ２，ｖ３、それぞれを流れる電流の瞬時値をｉ１，ｉ２，ｉ３とする。昇圧回路１２０の入力電圧の瞬時値をｖｉとする。整流素子Ｄ５３の順方向降下電圧をｖＤ、整流素子Ｄ５３を流れる電流の瞬時値をｉＤとする。
ｖ３＜ｖｉ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）−ｖＤのとき、整流素子Ｄ５３がオンになる。このとき、ｖ２＝ｖ３＋ｖＤだから、ｉ２＝（ｖ３＋ｖＤ）／Ｒ２である。また、ｖ１＝ｖｉ−ｖ２＝ｖｉ−（ｖ３＋ｖＤ）だから、ｉ１＝（ｖｉ−ｖ３−ｖＤ）／Ｒ１である。したがって、ｉＤ＝ｉ１−ｉ２＝（ｖｉ−ｖ３−ｖＤ）／Ｒ１−（ｖ３＋ｖＤ）／Ｒ２＝ｖｉ／Ｒ１−（ｖ３＋ｖＤ）・（１／Ｒ１＋１／Ｒ２）である。
また、ｉ３＝ｖ３／Ｒ３である。
Resistance R51, R52, R55 R 1 each resistance value, R 2, R 3, the instantaneous value of the respective voltages across v 1, v 2, v 3 , the instantaneous value of the current flowing through each i 1, i 2 , I 3 . Assume that the instantaneous value of the input voltage of the
When v 3 <v i · R 2 / (R 1 + R 2 ) −v D , the rectifier element D53 is turned on. At this time, since v 2 = v 3 + v D , i 2 = (v 3 + v D ) / R 2 . Further, v 1 = v i -v 2 = v i - (v 3 + v D) So, a i 1 = (v i -v 3 -v D) / R 1. Therefore, i D = i 1 -i 2 = (v i -v 3 -v D) / R 1 - (v 3 + v D) / R 2 = v i / R 1 - (v 3 + v D) · (1 / R 1 + 1 / R 2 ).
Further, i 3 = v 3 / R 3 .
例えば、Ｒ１＝６８０ｋΩ、Ｒ２＝７．５ｋΩに設定したとする。また、ｖＤ＝０．６Ｖとする。交流電源ＡＣから供給される交流電圧の電圧実効値が８５Ｖの場合、ｖｉの最大値は約１２０Ｖだから、ｖ３は、０．７１Ｖ未満になる。また、交流電源ＡＣから供給される交流電圧の電圧実効値が２６５Ｖの場合、ｖｉの最大値は約３７５Ｖだから、ｖ３は、３．４９Ｖ未満になる。 For example, assume that R 1 = 680 kΩ and R 2 = 7.5 kΩ are set. In addition, the v D = 0.6V. When the voltage effective value of the AC voltage supplied from the AC power source AC is 85 V, the maximum value of v i is about 120V So, v 3 is less than 0.71V. Further, when the voltage effective value of the AC voltage supplied from the AC power source AC is 265V, the maximum value of v i is about 375V So, v 3 is less than 3.49V.
図８は、この実施の形態における入力電圧検出回路１５０が出力する制御信号の電圧値の一例を示す図である。
FIG. 8 is a diagram showing an example of the voltage value of the control signal output by the input
電源電圧は、交流電源ＡＣから供給される交流電圧の電圧実効値である。調光度は、調光信号入力回路１８０が入力する調光信号が表わす調光度である。調光度が高いほど、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が大きくなる。
交流電源ＡＣから供給される交流電圧の電圧実効値が高いほど、入力電圧検出回路１５０が出力する制御信号の電圧値は高くなり、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さいほど、入力電圧検出回路１５０が出力する制御信号の電圧値は高くなる。
The power supply voltage is a voltage effective value of the AC voltage supplied from the AC power supply AC. The dimming degree is a dimming degree represented by the dimming signal input by the dimming
The higher the effective voltage value of the AC voltage supplied from the AC power supply AC is, the higher the voltage value of the control signal output from the input
なお、整流素子Ｄ５３は、コンデンサＣ５４を放電する電流が、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２などを流れるのを防ぐ働きをするものであり、特に、交流電源ＡＣから供給される交流電圧の電圧瞬時値が０に近いとき、コンデンサＣ５４を放電する電流によりアクロスザラインコンデンサＣ１２が充電されるなどして力率改善回路１１０の動作に影響を与えるのを防ぐ。入力電圧検出回路１５０は、整流素子Ｄ５３に代えて、例えばフォトカプラなど、同様の働きをする他の構成を有してもよい。
The rectifying element D53 functions to prevent the current that discharges the capacitor C54 from flowing through the resistors R51 and R52, and in particular, the instantaneous voltage value of the AC voltage supplied from the AC power supply AC is zero. When close, the across the line capacitor C12 is charged by the current that discharges the capacitor C54, thereby preventing the operation of the power
生成電圧検出回路１６０が昇圧回路１２０に対して出力する信号は、可変抵抗回路１６２の両端電圧であり、所定の電圧基準値より高いか低いかによって、昇圧回路１２０の出力電圧と電圧目標値とのうち、どちらが大きいかを表わす。可変抵抗回路１６２の両端電圧は、昇圧回路１２０が出力した直流電圧の電圧値を、抵抗Ｒ６１と、可変抵抗回路１６２とで分圧した電圧である。可変抵抗回路１６２の抵抗値が変わると分圧比が変化する。可変抵抗回路１６２の抵抗値が小さいほど、昇圧回路１２０の出力電圧が大きくないと、可変抵抗回路１６２の両端電圧が電圧基準値に一致しない。すなわち、可変抵抗回路１６２の抵抗値が小さいほど、電圧目標値が高くなる。
The signal output from the generated
可変抵抗回路１６２は、制御信号として入力するコンデンサＣ５４の両端電圧が高いほど、抵抗値が小さくなる。
このため、力率改善回路１１０が入力する脈流電圧の電圧ピーク値が大きいほど、コンデンサＣ５４の両端電圧が高くなるので、可変抵抗回路１６２の抵抗値が小さくなり、電圧目標値が高くなる。また、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さいほど、コンデンサＣ５４の両端電圧が高くなるので、可変抵抗回路１６２の抵抗値が小さくなり、電圧目標値が高くなる。
The resistance value of the
For this reason, the larger the voltage peak value of the pulsating voltage input by the power
なお、抵抗Ｒ６１と可変抵抗回路１６２との接続順序を逆にして、可変抵抗回路１６２を高電位側、抵抗Ｒ６１を低電位側に電気接続する構成の場合、可変抵抗回路１６２は、制御信号として入力するコンデンサＣ５４の両端電圧が高いほど、抵抗値が大きくなる構成とする。
In the case where the connection order of the resistor R61 and the
図９は、この実施の形態における可変抵抗回路１６２の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 9 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the
可変抵抗回路１６２は、例えば、２つの抵抗Ｒ６３，Ｒ６４と、トランジスタＱ６５とを有する。トランジスタＱ６５は、制御信号にしたがって抵抗値が変化する。トランジスタＱ６５は、例えば、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどである。抵抗Ｒ６４と、トランジスタＱ６５とは、互いに直列に電気接続している。抵抗Ｒ６４とトランジスタＱ６５との直列回路と、抵抗Ｒ６３とは、互いに並列に電気接続している。トランジスタＱ６５のゲート端子は、生成電圧検出回路１６０の制御入力端子に電気接続している。トランジスタＱ６５は、入力電圧検出回路１５０が出力した信号の電圧値にしたがって、抵抗値が変化する。
なお、可変抵抗回路１６２は、トランジスタＱ６５に代えて、ボリュームなど機械的な可変抵抗やその他の機構により、制御信号にしたがって抵抗値が変化する部品を有する構成であってもよい。また、抵抗Ｒ６４とトランジスタＱ６５との接続順序は、逆である構成であってもよい。
The
Note that the
図１０は、この実施の形態における可変抵抗回路１６２の特性の一例を示す特性図である。
横軸は、電圧を示す。縦軸は、抵抗を示す。実線５１６は、可変抵抗回路１６２が入力する制御信号の電圧値と、可変抵抗回路１６２の抵抗値との関係を表わす。破線５７５は、抵抗Ｒ６３の抵抗値を表わす。破線５７６は、２つの抵抗Ｒ６３，Ｒ６４の並列回路の合成抵抗値を表わす。破線５７７は、トランジスタＱ６５のカットオフ電圧を表わす。破線５７８は、トランジスタＱ６５の飽和電圧を表わす。
FIG. 10 is a characteristic diagram showing an example of the characteristic of the
The horizontal axis represents voltage. The vertical axis represents resistance. A
制御信号の電圧値がトランジスタＱ６５のカットオフ電圧より小さい場合（カットオフ領域）、トランジスタＱ６５がオフになるので、可変抵抗回路１６２の抵抗値は、抵抗Ｒ６３の抵抗値とほぼ等しい。
制御信号の電圧値がトランジスタＱ６５の飽和電圧より大きい場合（飽和領域）、トランジスタＱ６５がオンになるので、可変抵抗回路１６２の抵抗値は、抵抗Ｒ６３と抵抗Ｒ６４との並列回路の合成抵抗値とほぼ等しい。
制御信号の電圧値がトランジスタＱ６５のカットオフ電圧より大きく飽和電圧より小さい場合（抵抗領域、線形領域）、制御信号の電圧値が大きいほどトランジスタＱ６５の等価抵抗値が小さくなるので、制御信号の電圧値が大きいほど、可変抵抗回路１６２の抵抗値が小さくなる。
When the voltage value of the control signal is smaller than the cut-off voltage of the transistor Q65 (cut-off region), the transistor Q65 is turned off, so that the resistance value of the
When the voltage value of the control signal is larger than the saturation voltage of the transistor Q65 (saturation region), the transistor Q65 is turned on. Therefore, the resistance value of the
When the voltage value of the control signal is larger than the cutoff voltage of the transistor Q65 and smaller than the saturation voltage (resistance region, linear region), the larger the control signal voltage value, the smaller the equivalent resistance value of the transistor Q65. The larger the value is, the smaller the resistance value of the
入力電圧検出回路１５０は、出力する信号の電圧値の範囲が、トランジスタＱ６５が抵抗領域になる範囲と、少なくとも一部重なる範囲となるように、各素子の回路定数を設定しておく。これにより、入力電圧検出回路１５０が出力する信号の電圧値の変化に伴って、トランジスタＱ６５の等価抵抗値が連続的に変化する。
The input
これにより、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値の変化や力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値の変化に伴って、入力電圧検出回路１５０が出力する信号の電圧値が変化すると、それにしたがって、可変抵抗回路１６２の抵抗値が変化する。力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値が大きくなり、または、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さくなると、可変抵抗回路１６２の抵抗値が小さくなり、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値が大きくなる。これにより、電源回路１００の力率の低下を抑えつつ、電源回路１００における電力損失を減らすことができる。
Thus, the voltage of the signal output from the input
力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値が最も小さくなるのは、可変抵抗回路１６２の抵抗値が最も大きいときである。トランジスタＱ６５がオフのとき、可変抵抗回路１６２の抵抗値は、最も大きくなり、抵抗Ｒ６３の抵抗値とほぼ等しい値になる。抵抗Ｒ６１及び抵抗Ｒ６３の抵抗値の比は、このときの分圧比によって定まる電圧目標値が、光源回路８１０の両端電圧最大値より大きくなるように設定する。
The voltage target value of the DC voltage output from the power
例えば、抵抗Ｒ６１の抵抗値を１ＭΩ、抵抗Ｒ６３の抵抗値を１５ｋΩ、抵抗Ｒ６４の抵抗値を１０ｋΩに設定する。また、生成電圧検出回路１６０が昇圧回路１２０に対して出力する信号の電圧基準値を２．５Ｖとする。その場合、可変抵抗回路１６２の抵抗値は、６ｋΩ〜１５ｋΩの範囲内で変化するので、電圧目標値は、１６９Ｖ〜４１９Ｖの範囲内で変化する。
For example, the resistance value of the resistor R61 is set to 1 MΩ, the resistance value of the resistor R63 is set to 15 kΩ, and the resistance value of the resistor R64 is set to 10 kΩ. Further, the voltage reference value of the signal output from the generated
可変抵抗回路１６２の特性が、この図に示すような特性となるので、力率改善回路１１０の特性は、例えば、実施の形態１で説明した図５のような特性となる。ここで、Ｖｔｇは、例えば２８３Ｖ（＝２００Ｖ×√２）に設定する。また、電圧目標値は、例えば４１９Ｖで飽和するように設定する。
Since the characteristic of the
図１１は、この実施の形態における制御回路１４０が決定する電圧目標値の一例を示す図である。
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a voltage target value determined by the
電源電圧は、交流電源ＡＣから供給される交流電圧の電圧実効値およびピーク値（括弧内）である。調光度は、調光信号入力回路１８０が入力する調光信号が表わす調光度である。調光度が高いほど、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が大きくなる。
交流電源ＡＣから供給される交流電圧の電圧実効値が高いほど、制御回路１４０が決定する電圧目標値は高くなり、常に、交流電源ＡＣから供給される交流電圧のピーク値より大きい。また、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さいほど、制御回路１４０が決定する電圧目標値は高くなる。
The power supply voltage is a voltage effective value and a peak value (in parentheses) of the AC voltage supplied from the AC power supply AC. The dimming degree is a dimming degree represented by the dimming signal input by the dimming
As the voltage effective value of the AC voltage supplied from the AC power supply AC is higher, the voltage target value determined by the
このように、制御回路１４０が、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を変えることにより、電源回路１００の力率の低下を抑えつつ、電源回路１００における電力損失を減らすことができる。
As described above, the
また、制御回路１４０が、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を変えることにより、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を固定とした場合に比べ、昇圧回路１２０の昇圧比を低く抑えることができるので、チョークコイルＬ２１を小型化することができ、部品コストの削減、実装面積の削減による電源回路基板の小型化などを行うことができる。
In addition, the
また、制御回路１４０が、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値の最大値付近で、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の目標電圧値を飽和させることにより、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値が想定以上の高電圧となった場合であっても、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値が、破線５７９で示した飽和電圧以下となるため、力率改善回路１１０の出力部分の電子部品の耐圧を下げることができ、部品コストを削減することができる。
Further, the
また、制御回路１４０が、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値のうち、最も多く使用する電圧ピーク値Ｖｔｇにおいて、目標電圧値の傾き（変化率）を小さくする場合、Ｖｔｇ付近におけるスイッチＱ２２のオン時間あるいはオンデューティの変動を小さくすることができるため、交流電圧の電圧値に変動があった場合の、力率改善回路１１０の安定性を高めることができる。
Further, when the
また、制御回路１４０が、少数の受動部品（ディスクリート部品）で構成されているので、制御回路１４０の製造コスト（部品コストなど）を抑えることができる。
なお、制御回路１４０は、例えばオペアンプやマイコン等の集積回路を使って構成してもよい。
In addition, since the
The
この実施の形態における電源回路（１００）は、力率改善回路（１１０）と、調光回路（調光信号入力回路１８０）と、生成電圧設定回路（制御回路１４０）とを有する。
上記力率改善回路は、入力した入力電圧から直流電圧を生成するとともに、入力する入力電流の波形を制御して、入力の力率を高める。
上記調光回路は、光源の光出力の目標値を生成する。
上記生成電圧設定回路は、上記力率改善回路が入力する入力電圧の電圧情報に基づいて、上記力率改善回路が生成する直流電圧の電圧値を設定する。
The power supply circuit (100) in this embodiment includes a power factor correction circuit (110), a dimming circuit (dimming signal input circuit 180), and a generation voltage setting circuit (control circuit 140).
The power factor correction circuit generates a DC voltage from the input voltage that is input, and controls the waveform of the input current that is input to increase the input power factor.
The dimming circuit generates a target value of the light output of the light source.
The generated voltage setting circuit sets a voltage value of a DC voltage generated by the power factor correction circuit based on voltage information of an input voltage input by the power factor correction circuit.
なお、「入力電圧の電圧情報」とは、例えば、入力電圧の最大値、最小値、実効値、平均値、波形、入力電圧に含まれる高調波成分の大きさ、入力電圧に含まれる直流成分の大きさ、入力電圧に含まれる交流成分の大きさなど、入力電圧を観測することによって得られる情報のことである。 The “voltage information of the input voltage” means, for example, the maximum value, minimum value, effective value, average value, waveform, magnitude of the harmonic component included in the input voltage, and DC component included in the input voltage. And the information obtained by observing the input voltage, such as the magnitude of the alternating current component included in the input voltage.
これにより、電源回路が広い範囲の電源電圧に対応できるよう構成する場合でも、力率改善回路の昇圧比を低く抑えることができ、電力損失を抑えることができる。また、調光時においても力率の向上、高調波ノイズの低減および調光時に光源が発する光がちらつくのを防止することができる。 As a result, even when the power supply circuit is configured to support a wide range of power supply voltages, the step-up ratio of the power factor correction circuit can be kept low, and power loss can be suppressed. In addition, it is possible to improve the power factor, reduce harmonic noise, and prevent the light emitted from the light source from flickering during dimming.
実施の形態３．
実施の形態３について、図１２を用いて説明する。
なお、実施の形態１及び実施の形態２と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
この実施の形態では、入力電圧検出回路１５０の具体的な構成の別の例について説明する。
Embodiment 3 FIG.
The third embodiment will be described with reference to FIG.
In addition, about the part which is common in Embodiment 1 and Embodiment 2, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
In this embodiment, another example of a specific configuration of the input
図１２は、この実施の形態における入力電圧検出回路１５０の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 12 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the input
生成電圧検出回路１６０は、実施の形態２で説明した構成と同様である。入力電圧検出回路１５０は、例えば、２つの抵抗Ｒ５１，Ｒ５２と、整流素子Ｄ５３とを有する。実施の形態２で説明した入力電圧検出回路１５０と比較すると、入力電圧検出回路１５０は、コンデンサＣ５４及び抵抗Ｒ５５を有さない。
The generated
生成電圧検出回路１６０の制御入力端子の入力容量が大きい場合、これをコンデンサＣ５４の代わりとして用いることができる。例えば、生成電圧検出回路１６０が図９で説明した構成であり、トランジスタＱ６５がＭＯＳＦＥＴであって、ゲート端子の入力容量が大きい場合などである。
同様に、生成電圧検出回路１６０の制御入力端子の入力抵抗を、抵抗Ｒ５５の代わりとして用いることができる。
抵抗Ｒ５１及び抵抗Ｒ５２の抵抗値は、生成電圧検出回路１６０の制御入力端子の入力容量及び入力抵抗に基づいて設定する。
When the input capacitance of the control input terminal of the generated
Similarly, the input resistance of the control input terminal of the generated
The resistance values of the resistor R51 and the resistor R52 are set based on the input capacitance and input resistance of the control input terminal of the generated
このような構成とすることにより、電源回路１００の部品数を削減できるので、電源回路１００を小型化することができ、電源回路１００の製造コスト（部品コストや組立てコストなど）を削減することができる。
With such a configuration, the number of components of the
なお、コンデンサＣ５４及び抵抗Ｒ５５の両方をなくすのではなく、いずれか一方を残す構成であってもよい。 Note that the capacitor C54 and the resistor R55 may not be eliminated, but either one may be left.
これにより、コンデンサＣ５４及び抵抗Ｒ５６の削減による部品コストの削減、実装面積の削減による電源回路基板の小型化などを行うことができる。 Thereby, it is possible to reduce the component cost by reducing the capacitor C54 and the resistor R56, and to reduce the size of the power circuit board by reducing the mounting area.
実施の形態４．
実施の形態４について、図１３を用いて説明する。
なお、実施の形態１〜実施の形態３と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
この実施の形態では、入力電圧検出回路１５０の具体的な構成の更に別の例について説明する。
The fourth embodiment will be described with reference to FIG.
In addition, about the part which is common in Embodiment 1- Embodiment 3, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
In this embodiment, another example of the specific configuration of the input
図１３は、この実施の形態における電源回路１００の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 13 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the
昇圧回路１２０の電圧検出回路１２５は、例えば、２つの抵抗Ｒ２８，Ｒ２９を有する。２つの抵抗Ｒ２８，Ｒ２９は、互いに直列に電気接続していて、２つの抵抗Ｒ２８，Ｒ２９の抵抗値によって定まる分圧比により昇圧回路１２０の入力電圧を分圧した電圧を生成して、電圧検出信号として出力する。
入力電圧検出回路１５０は、例えば、整流素子Ｄ５３と、コンデンサＣ５４と、抵抗Ｒ５５とを有する。実施の形態２で説明した構成と比較すると、入力電圧検出回路１５０は、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２を有さない。
The
The input
電圧検出回路１２５の抵抗Ｒ２８，Ｒ２９は、実施の形態２における入力電圧検出回路１５０の抵抗Ｒ５１，Ｒ５２としての役割を兼ねている。２つの抵抗Ｒ２８，Ｒ２９の抵抗値の比が、実施の形態２における２つの抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の抵抗値の比と同じであれば、このように、電圧検出回路１２５が生成した電圧検出信号を利用することができる。これにより、電源回路１００の部品数を削減することができるので、電源回路１００を小型化することができ、電源回路１００の製造コスト（部品コスト及び組立てコスト）を削減することができる。
The resistors R28 and R29 of the
なお、実施の形態３と同様、コンデンサＣ５４及び抵抗Ｒ５５の両方あるいはそのうちのいずれかは、なくてもよい。 As in the third embodiment, both or either of the capacitor C54 and the resistor R55 may be omitted.
これにより、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の削減による部品コストの削減、実装面積の削減による電源回路基板の小型化などを行うことができる。 As a result, it is possible to reduce component costs by reducing the resistors R51 and R52 and downsizing the power circuit board by reducing the mounting area.
実施の形態５．
実施の形態５について、図１４〜図１５を用いて説明する。
なお、実施の形態１〜実施の形態４と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
この実施の形態では、制御回路１４０の構成の別の例について説明する。
The fifth embodiment will be described with reference to FIGS.
In addition, about the part which is common in Embodiment 1-
In this embodiment, another example of the configuration of the
図１４は、この実施の形態における制御回路１４０の構成の一例を示す構成図である。
制御回路１４０は、入力電圧検出回路１５０と、生成電圧検出回路１６０と、レベル変換回路１７０とを有する。入力電圧検出回路１５０及び生成電圧検出回路１６０は、実施の形態２〜実施の形態４で説明した構成と同様である。レベル変換回路１７０は、入力電圧検出回路１５０が出力した信号のレベルを変換して、生成電圧検出回路１６０に対して伝達する。レベル変換回路１７０は、例えば、入力電圧検出回路１５０が出力した信号の電圧値から所定のシフト電圧値を差し引いた電圧値を有する信号を生成する。
FIG. 14 is a block diagram showing an example of the configuration of the
The
図１５は、この実施の形態におけるレベル変換回路１７０の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 15 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the
レベル変換回路１７０は、例えば、定電圧素子Ｚ７１と、抵抗Ｒ７２とを有する。定電圧素子Ｚ７１は、両端電圧が所定の電圧閾値に達するとオンになり、両端電圧がほぼ一定になる。定電圧素子Ｚ７１は、例えばツェナーダイオードである。
定電圧素子Ｚ７１の一端と、入力電圧検出回路１５０の出力端子とが電気接続している。定電圧素子Ｚ７１のもう一端と、抵抗Ｒ７２の一端と、生成電圧検出回路１６０の制御入力端子とが電気接続している。抵抗Ｒ７２のもう一端と、グランド配線ＧＮＤとが電気接続している。定電圧素子Ｚ７１の向きは、入力電圧検出回路１５０の側の電位が生成電圧検出回路１６０の側の電位よりも高くなる向きである。
The
One end of the constant voltage element Z71 and the output terminal of the input
入力電圧検出回路１５０が出力する信号の電圧値が、定電圧素子Ｚ７１の電圧閾値（ツェナー電圧）より大きくなると、定電圧素子Ｚ７１がオンになり、生成電圧検出回路１６０の制御入力端子の電位は、入力電圧検出回路１５０が出力した信号の電圧値から、定電圧素子Ｚ７１の電圧閾値を差し引いた電圧値になる。
なお、抵抗Ｒ７２は、生成電圧検出回路１６０の制御入力端子の電位を安定させるためのプルダウン抵抗であり、比較的大きい抵抗値を有する。また、抵抗Ｒ７２は、なくてもよい。
When the voltage value of the signal output from the input
The resistor R72 is a pull-down resistor for stabilizing the potential of the control input terminal of the generated
レベル変換回路１７０があることにより、可変抵抗回路１６２の抵抗値が連続的に変化する制御信号の電圧範囲と比べて、レベル変換回路１７０のシフト電圧値（例えば、定電圧素子Ｚ７１の電圧閾値）の分、入力電圧検出回路１５０の制御信号の電圧範囲を高く設定することができる。これにより、ノイズの影響などによる誤動作を防ぐことができる。
Since the
例えば、生成電圧検出回路１６０が、図９で説明した構成であり、トランジスタＱ６５が、カットオフ電圧が０．５４Ｖ、飽和電圧が０．８７Ｖである低電圧駆動ＦＥＴであるとする。また、定電圧素子Ｚ７１の電圧閾値（レベル変換回路１７０のシフト電圧値）が４．７Ｖであるとする。実施の形態２〜実施の形態４で説明した構成では、入力電圧検出回路１５０が出力する信号の電圧範囲が例えば０．５４Ｖ〜０．８７Ｖの範囲となるよう、入力電圧検出回路１５０の回路定数を設定するところ、この実施の形態では、入力電圧検出回路１５０が出力する信号の電圧範囲が、それより４．７Ｖ大きい５．２４Ｖ〜５．５７Ｖの範囲となるよう、入力電圧検出回路１５０の回路定数を設定することができる。
For example, it is assumed that the generated
入力電圧検出回路１５０が出力する信号の電圧範囲が異なる場合、レベル変換回路１７０のシフト電圧値を変えれば、生成電圧検出回路１６０が入力する制御信号の電圧範囲に合わせることができる。このため、トランジスタＱ６５の特性などによる拘束がなくなり、入力電圧検出回路１５０の設計自由度が高くなる。
また、レベル変換回路１７０を設けることにより、電圧検出回路１２５が生成する電圧検出信号の電圧レベルと、生成電圧検出回路１６０が入力する制御信号の電圧レベルとが異なる場合でも、入力電圧検出回路１５０を実施の形態４で説明した構成とすることができる。
If the voltage range of the signal output from the input
Further, by providing the
これにより、トランジスタＱ６５に低電圧駆動ＦＥＴなどの低い電圧で動作する素子を用いた場合などであっても、入力電圧検出回路１５０が出力する信号の電圧範囲（入力検出電圧）を高くすることができ、ノイズの影響を抑制することができる。
また、２つの抵抗Ｒ５１，Ｒ５２（入力分圧回路）の分圧比を任意に設定することができる。
Thereby, even when an element that operates at a low voltage such as a low-voltage drive FET is used as the transistor Q65, the voltage range (input detection voltage) of the signal output from the input
Further, the voltage dividing ratio between the two resistors R51 and R52 (input voltage dividing circuit) can be arbitrarily set.
実施の形態６．
実施の形態６について、図１６を用いて説明する。
なお、実施の形態１〜実施の形態５と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
この実施の形態では、生成電圧検出回路１６０の具体的な構成の別の例について説明する。
Embodiment 6 FIG.
The sixth embodiment will be described with reference to FIG.
In addition, about the part which is common in Embodiment 1-
In this embodiment, another example of a specific configuration of the generated
図１６は、この実施の形態における生成電圧検出回路１６０の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 16 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the generated
入力電圧検出回路１５０は、実施の形態２〜実施の形態５で説明した構成と同様である。
生成電圧検出回路１６０は、例えば、２つの抵抗Ｒ６１，Ｒ６３と、比較器１６６とを有する。
２つの抵抗Ｒ６１，Ｒ６３は、互いに直列に電気接続していて、２つの抵抗Ｒ６１，Ｒ６３の抵抗値によって定まる分圧比により力率改善回路１１０の出力電圧を分圧した電圧を生成する。
比較器１６６は、例えばエラーアンプ（誤差増幅器）やマイコンなどであり、２つの抵抗Ｒ６１，Ｒ６３が生成した電圧と、入力電圧検出回路１５０が出力した信号の電圧値とを比較して、どちらが大きいかを表わす信号を生成し、昇圧回路１２０に対する信号として出力する。
The input
The generated
The two resistors R61 and R63 are electrically connected in series with each other, and generate a voltage obtained by dividing the output voltage of the power
The
入力電圧検出回路１５０が生成する信号の電圧値と、２つの抵抗Ｒ６１，Ｒ６３が分圧した電圧とを比較器１６６が比較することにより、制御回路１４０は、力率改善回路１１０の出力電圧と電圧目標値とのうちどちらが大きいかを表わす信号を生成する。すなわち、入力電圧検出回路１５０は、電圧目標値に、２つの抵抗Ｒ６１，Ｒ６３の分圧比を乗じた値を電圧値とする信号を生成する。
When the
入力電圧検出回路１５０が生成する信号の電圧値は、交流電源ＡＣから供給される交流電圧の電圧値が大きいほど大きくなる。また、調光度が低く、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さくなると、昇圧回路１２０の入力電圧の最小値が大きくなるので、入力電圧検出回路１５０が生成する信号の電圧値が高くなる。これにより、電源回路１００の力率の低下を抑えつつ、電源回路１００における電力損失を減らすことができる。
The voltage value of the signal generated by the input
また、比較器１６６の増幅度を変化させることにより、昇圧回路１２０の出力電圧を可変可能な範囲に対する、昇圧回路１２０の入力電圧（電圧ピーク値）の範囲（幅）を変化させることができる。これにより、例えば、より広い範囲の入力電圧に対して出力電圧を変化させることができる。
Further, by changing the amplification degree of the
なお、制御回路１４０は、実施の形態５と同様に、入力電圧検出回路１５０と生成電圧検出回路１６０との間に、レベル変換回路１７０を有する構成であってもよい。
Note that the
これにより、実施の形態２で説明した生成電圧検出回路１６０のトランジスタＱ６５の抵抗領域に対応するゲート−ソース間電圧の電圧幅などの拘束を受けることなく、電圧目標値が変化する昇圧回路１２０の入力電圧の範囲を変化させることができる。また、昇圧回路１２０の入力電圧のピーク値に対する電圧目標値の変化割合も任意に設定することができる。そのため、より広い入力電圧の範囲で電圧目標値を変化させることができ、昇圧回路１２０の入力電圧に対する、電圧目標値の変化割合を任意に設定することができる。
As a result, the voltage target value of the
実施の形態７．
実施の形態７について、図１７〜図２０を用いて説明する。
なお、実施の形態１〜実施の形態６と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
この実施の形態では、入力電圧検出回路１５０の構成の別の例について説明する。
Embodiment 7 FIG.
The seventh embodiment will be described with reference to FIGS.
In addition, about the part which is common in Embodiment 1- Embodiment 6, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
In this embodiment, another example of the configuration of the input
図１７は、この実施の形態における入力電圧検出回路１５０の構成の一例を示す構成図である。
FIG. 17 is a configuration diagram showing an example of the configuration of the input
入力電圧検出回路１５０は、例えば、電圧値検出回路１５６と、歪み量検出回路１９０と、信号生成回路１５７とを有する。
電圧値検出回路１５６は、昇圧回路１２０の入力電圧の電圧値を検出して、検出した電圧値を表わす信号を出力する。電圧値検出回路１５６が検出する電圧値は、例えば、ピーク値、実効値、平均値などである。
歪み量検出回路１９０（歪み検出回路）は、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量を検出して、検出した歪み量を表わす信号を出力する。歪み量とは、昇圧回路１２０の入力電圧の波形が、正弦波を全波整流した波形から、どの程度離れているかを表わす指標である。
信号生成回路１５７（電圧加減算器）は、電圧値検出回路１５６が出力した信号と、歪み量検出回路１９０が出力した信号とに基づいて、生成電圧検出回路１６０に対する信号を生成する。信号生成回路１５７は、例えば、電圧値検出回路１５６が検出した電圧値が高いほど、電圧目標値が高くなる信号を生成し、歪み量検出回路１９０が検出した歪み量が大きいほど、電圧目標値が高くなる信号を生成する。
The input
Voltage
The distortion amount detection circuit 190 (distortion detection circuit) detects the distortion amount of the input voltage of the
The signal generation circuit 157 (voltage adder / subtractor) generates a signal for the generated
実施の形態２でも述べたように、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さい場合、アクロスザラインコンデンサＣ１２に充電された電荷が完全に放電されず、昇圧回路１２０が入力する脈流電圧の電圧最小値が大きくなる。このため、歪み量検出回路１９０が検出する歪み量が大きくなる。
すなわち、制御回路１４０は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧値が高いほど、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を高くし、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さいほど、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を高くする。
As described in the second embodiment, when the current value of the direct current output from the power
That is, the
図１８は、この実施の形態における入力電圧検出回路１５０の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 18 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the input
電圧値検出回路１５６は、例えば、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５５と、整流素子Ｄ５３と、コンデンサＣ５４とを有する。なお、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２は、歪み量検出回路１９０と共通の部品である。電圧値検出回路１５６の構成は、実施の形態２で説明した入力電圧検出回路１５０の構成と同様であるが、抵抗Ｒ５５の抵抗値が、実施の形態２の入力電圧検出回路１５０よりも大きい。これにより、コンデンサＣ５４を放電する電流が少なくなるので、電圧値検出回路１５６は、昇圧回路１２０の入力電圧のピーク値を検出する。電圧値検出回路１５６は、検出したピーク値に比例する電圧値を有する信号を出力する。
なお、電圧値検出回路１５６は、実施の形態３や実施の形態４で説明した入力電圧検出回路１５０の構成と同様の構成であってもよい。
The voltage
The voltage
歪み量検出回路１９０は、例えば、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ９５と、コンデンサＣ９１，Ｃ９４と、整流素子Ｄ９２，Ｄ９３とを有する。上述したように、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２は、電圧値検出回路１５６と共通の部品である。２つの抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点と、コンデンサＣ９１の一端とが電気接続している。コンデンサＣ９１のもう一端と、整流素子Ｄ９２の一端と、整流素子Ｄ９３の一端とが電気接続している。整流素子Ｄ９３のもう一端と、コンデンサＣ９４の一端と、抵抗Ｒ９５の一端とが電気接続している。整流素子Ｄ９２のもう一端と、コンデンサＣ９４のもう一端と、抵抗Ｒ９５のもう一端と、グランド配線ＧＮＤとが電気接続している。整流素子Ｄ９２の向きは、コンデンサＣ９１を放電する電流が流れる向きである。整流素子Ｄ９３の向きは、コンデンサＣ９１，Ｃ９４を充電する電流が流れる向きである。歪み量検出回路１９０は、昇圧回路１２０の入力電圧のピーク−ピーク値を検出し、検出したピーク−ピーク値にほぼ比例する電圧値を有する信号を出力する。昇圧回路１２０の入力電圧の波形が正弦波を全波整流した波形と一致している場合、昇圧回路１２０の入力電圧のピーク−ピーク値は、昇圧回路１２０の入力電圧のピーク値に等しい。これに対し、昇圧回路１２０の入力電圧の波形が歪んで、昇圧回路１２０の入力電圧の最小値が大きくなると、その分、昇圧回路１２０の入力電圧のピーク−ピーク値は、小さくなる。したがって、この例における歪み量検出回路１９０が出力する信号は、電圧値が高いほど歪み量が小さく、電圧値が低いほど歪み量が大きいことを表わす。
なお、歪み量検出回路１９０は、コンデンサＣ９１の一端を、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点ではなく、昇圧回路１２０の入力端子の一つ（高電位側）や、実施の形態４の図１３で説明した入力電圧検出回路１５０と同様に昇圧回路１２０の電圧検出回路１２５の抵抗Ｒ２８，Ｒ２９の接続点に接続する構成であってもよい。また、歪み量検出回路１９０は、入力電圧検出回路１５０の抵抗Ｒ５１，Ｒ５２とは別に分圧回路を設ける構成であってもよい。また、歪み量検出回路１９０は、整流素子Ｄ９２を有しない構成であってもよい。また、歪み量検出回路１９０は、出力する信号を増幅する増幅器（例えば非反転増幅回路や差動増幅回路など）や、出力する信号を減衰させる減衰器（例えば分圧回路など）を有し、出力する信号の電圧範囲を調整する構成であってもよい。また、信号生成回路１５７の入力端子から逆流する電流が、歪み量検出回路１９０の動作に影響するのを防ぐため、整流素子や、フォトカプラなどの絶縁伝送回路が、歪み量検出回路１９０と信号生成回路１５７との間に介在する構成であってもよい。
The distortion
In the distortion
信号生成回路１５７は、電圧値検出回路１５６が出力した信号の電圧値に所定の係数ａを乗じた積と、歪み量検出回路１９０が出力した信号の電圧値に所定の係数ｂを乗じた積との合計値を算出し、算出した合計値を電圧値として有する信号を出力する。ただし、ａは正の値であり、ｂは負の値である。したがって、昇圧回路１２０の入力電圧のピーク値が大きいほど、信号生成回路１５７が出力する信号の電圧値が高くなり、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量が大きいほど、信号生成回路１５７が出力する信号の電圧値が高くなる。
The
図１９は、この実施の形態における入力電圧検出回路１５０の動作の一例を示す波形図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧を示す。実線５１２，５１３は、入力電圧検出回路１５０が入力する昇圧回路１２０の入力電圧を表わす。破線５４６，５４７は、抵抗Ｒ５２の両端電圧を表わす。実線５１８，５１９は、整流素子Ｄ９２の両端電圧を表わす。破線５４８，５４９は、歪み量検出回路１９０が出力するコンデンサＣ９４の両端電圧を表わす。なお、実線５１２，５１３と、実線５１８，５１９及び破線５４６〜５４９とでは、縦軸のスケールが異なる。実線５１２，５１８及び破線５４６，５４８は、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が大きい場合を表わす。実線５１３，５１９及び破線５４７，５４９は、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さい場合を表わす。
FIG. 19 is a waveform diagram showing an example of the operation of the input
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents voltage.
抵抗Ｒ５２の両端電圧は、昇圧回路１２０の入力電圧に、２つの抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の分圧比を乗じた値にほぼ等しい。ただし、昇圧回路１２０の入力電圧の最大値付近では、整流素子Ｄ９３がオンになり、コンデンサＣ９１，Ｃ９４を充電する電流が流れる分、抵抗Ｒ５２を流れる電流が減り、抵抗Ｒ５２の両端電圧は低くなる。また、昇圧回路１２０の入力電圧の最小値付近では、整流素子Ｄ９２がオンになり、コンデンサＣ９１を放電する電流が流れる分、抵抗Ｒ５２を流れる電流が増え、抵抗Ｒ５２の両端電圧は高くなる。コンデンサＣ９１の両端電圧は、整流素子Ｄ９３がオンになったときに流れる充電電流と、整流素子Ｄ９２がオンになったときに流れる放電電流とが釣り合う電圧値でほぼ安定する。整流素子Ｄ９２の両端電圧は、抵抗Ｒ５２の両端電圧から、コンデンサＣ９１の両端電圧を差し引いた値であるから、整流素子Ｄ９２の両端電圧の波形は、抵抗Ｒ５２の両端電圧の波形を平行移動して、最小値をほぼ０にした波形となる。
コンデンサＣ９４の両端電圧は、整流素子Ｄ９３がオンになったときに流れる充電電流と、抵抗Ｒ９５を介して流れる放電電流とが釣り合う電圧でほぼ安定する。抵抗Ｒ９５の抵抗値が大きければ、抵抗Ｒ９５を介して流れる放電電流が小さくなるので、コンデンサＣ９４の両端電圧は、整流素子Ｄ９２の両端電圧のピーク値にほぼ等しくなる。
このようにして、歪み量検出回路１９０は、昇圧回路１２０の入力電圧のピーク−ピーク値にほぼ比例する電圧を生成する。歪み量検出回路１９０は、昇圧回路１２０の入力電圧に含まれる交流成分の大きさを検出し、昇圧回路１２０の入力電圧に含まれる交流成分の大きさに応じた信号を出力する。
The voltage across the resistor R52 is substantially equal to the value obtained by multiplying the input voltage of the
The voltage across the capacitor C94 is almost stabilized at a voltage that balances the charging current that flows when the rectifying element D93 is turned on and the discharging current that flows through the resistor R95. If the resistance value of the resistor R95 is large, the discharge current flowing through the resistor R95 is small, so that the voltage across the capacitor C94 is substantially equal to the peak value of the voltage across the rectifier element D92.
In this manner, the distortion
図２０は、この実施の形態における信号生成回路１５７の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 20 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the
信号生成回路１５７は、例えば、減算回路であり、４つの抵抗Ｒ７６〜Ｒ７９と、オペアンプ１５８とを有する。
電圧値検出回路１５６の出力端子と、抵抗Ｒ７６の一端とが電気接続している。抵抗Ｒ７６のもう一端と、抵抗Ｒ７７の一端と、オペアンプ１５８の正入力端子とが電気接続している。抵抗Ｒ７７のもう一端と、グランド配線ＧＮＤとが電気接続している。歪み量検出回路１９０の出力端子と、抵抗Ｒ７８の一端とが電気接続している。抵抗Ｒ７８のもう一端と、抵抗Ｒ７９の一端と、オペアンプ１５８の負入力端子とが電気接続している。抵抗Ｒ７９のもう一端と、オペアンプ１５８の出力端子と、生成電圧検出回路１６０の制御入力端子とが電気接続している。
The
The output terminal of the voltage
抵抗Ｒ７６〜Ｒ７９の抵抗値を、それぞれＲ６〜Ｒ９とし、電圧値検出回路１５６が出力する信号の電圧値をｖ１、歪み量検出回路１９０が出力する信号の電圧値をｖ２、オペアンプ１５８が出力する信号の電圧値をｖ３とすると、
ａ ＝ Ｒ６／（Ｒ６＋Ｒ７）・Ｒ９／Ｒ８
ｂ ＝ −Ｒ９／Ｒ８
ｖ３ ＝ ａ・ｖ１ ＋ ｂ・ｖ２
となる。
The resistance of the resistor R76～R79, respectively and R 6 to R 9, a voltage value of the signal output by the voltage
a = R 6 / (R 6 + R 7 ) · R 9 / R 8
b = −R 9 / R 8
v 3 = a · v 1 + b · v 2
It becomes.
このように、昇圧回路１２０の入力電圧の電圧値を検出する回路とは別に、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量を検出する回路を設け、２つの回路の検出結果に基づいて、電圧目標値を決定するので、電圧目標値に対する歪み量の影響度合いを任意に設定することができる。これにより、電源回路１００の力率の低下を抑えつつ、電源回路１００における電力損失を減らすことができる。
As described above, a circuit for detecting the amount of distortion of the input voltage of the
なお、信号生成回路１５７は、オペアンプ１５８などを用いず、受動部品（ディスクリート部品）のみで構成してもよい。
Note that the
この実施の形態における生成電圧設定回路（制御回路１４０）は、力率改善回路（昇圧回路１２０）が入力する入力電圧情報に基づき、上記力率改善回路が入力する入力電圧の歪み量が大きいほど、上記力率改善回路が生成する直流電圧の電圧値を高くする。 In the generated voltage setting circuit (control circuit 140) in this embodiment, the larger the distortion amount of the input voltage input by the power factor correction circuit is, based on the input voltage information input by the power factor correction circuit (boost circuit 120). The voltage value of the DC voltage generated by the power factor correction circuit is increased.
これにより、調光時においても力率の向上、高調波ノイズの低減、調光時に光源が発する光のちらつき防止を行うことができる。 Thereby, the power factor can be improved, harmonic noise can be reduced even during dimming, and flickering of light emitted from the light source during dimming can be prevented.
電源回路１００は、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量を、昇圧回路１２０の入力電圧の電圧値の高さとは独立して検出し、増幅または減衰することにより、入力電圧の電圧値の高さに対する電圧目標値の変化割合と、調光による光出力の減少量に対する電圧目標値の変化割合とを、それぞれ独立して設定することができる。
The
歪み量検出回路１９０は、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量を検出して、増幅または減衰し、歪み量に応じた信号を出力する。昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量は、調光により光出力を減少させるほど大きくなるため、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量が大きくなるほど力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を高くすることにより、調光時の高調波の増加、力率の低下、発光素子のちらつきを抑制することができる。
The distortion
実施の形態８．
実施の形態８について、図２１〜図２２を用いて説明する。
なお、実施の形態１〜実施の形態７と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
この実施の形態では、歪み量検出回路１９０の具体的な構成の別の例として、昇圧回路１２０の入力電圧の最小値を検出する構成について説明する。
Embodiment 8 FIG.
The eighth embodiment will be described with reference to FIGS.
In addition, about the part which is common in Embodiment 1- Embodiment 7, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
In this embodiment, a configuration for detecting the minimum value of the input voltage of the
図２１は、この実施の形態における歪み量検出回路１９０の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 21 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the distortion
歪み量検出回路１９０は、例えば、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ９５と、整流素子Ｄ９３と、コンデンサＣ９４とを有する。なお、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２は、実施の形態７と同様、電圧値検出回路１５６と共通する部品であってもよいし、電圧値検出回路１５６とは別に設けたものであってもよい。
昇圧回路１２０の入力端子の一つ（高電位側）と、抵抗Ｒ５１の一端と、抵抗Ｒ９５の一端とが電気接続している。抵抗Ｒ５１のもう一端と、抵抗Ｒ５２の一端と、整流素子Ｄ９３の一端とが電気接続している。整流素子Ｄ９３のもう一端と、抵抗Ｒ９５のもう一端と、コンデンサＣ９４の一端と、信号生成回路１５７の入力端子とが電気接続している。抵抗Ｒ５２のもう一端と、コンデンサＣ９４のもう一端と、グランド配線ＧＮＤとが電気接続している。整流素子Ｄ９３の向きは、コンデンサＣ９４を放電する電流が流れる向きである。
The distortion
One input terminal (high potential side) of the
コンデンサＣ９４は、抵抗Ｒ９５を介して流れる電流により充電される。コンデンサＣ９４の両端電圧が、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の抵抗値によって定まる分圧比により昇圧回路１２０の入力電圧を分圧した電圧より高くなると、整流素子Ｄ９３がオンになり、コンデンサＣ９４を放電する電流が流れる。これにより、コンデンサＣ９４の両端電圧は、昇圧回路１２０の入力電圧の最小値にほぼ比例する電圧値になる。すなわち、歪み量検出回路１９０は、昇圧回路１２０の入力電圧の最小値を検出し、検出した最小値にほぼ比例する電圧値を有する信号を出力する。昇圧回路１２０の入力電圧の最小値が大きいほど歪み量が大きいので、この例における歪み量検出回路１９０が出力する信号は、電圧値が高いほど歪み量が大きく、電圧値が低いほど歪み量が小さいことを表わす。
Capacitor C94 is charged by the current flowing through resistor R95. When the voltage across the capacitor C94 becomes higher than the voltage obtained by dividing the input voltage of the
図２２は、この実施の形態における信号生成回路１５７の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 22 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the
信号生成回路１５７は、例えば、非反転加算回路であり、抵抗Ｒ７６〜Ｒ７９と、オペアンプ１５８とを有する。
電圧値検出回路１５６の出力端子と、抵抗Ｒ７６の一端とが電気接続している。歪み量検出回路１９０の出力端子と、抵抗Ｒ７７の一端とが電気接続している。抵抗Ｒ７６のもう一端と、抵抗Ｒ７７のもう一端と、オペアンプ１５８の正入力端子とが電気接続している。抵抗Ｒ７８の一端と、抵抗Ｒ７９の一端と、オペアンプ１５８の負入力端子とが電気接続している。抵抗Ｒ７９のもう一端と、オペアンプ１５８の出力端子と、生成電圧検出回路１６０の入力端子とが電気接続している。抵抗Ｒ７８のもう一端と、グランド配線ＧＮＤとが電気接続している。
The
The output terminal of the voltage
抵抗Ｒ７６〜Ｒ７９の抵抗値を、それぞれＲ６〜Ｒ９とし、電圧値検出回路１５６が出力する信号の電圧値をｖ１、歪み量検出回路１９０が出力する信号の電圧値をｖ２、オペアンプ１５８が出力する信号の電圧値をｖ３とすると、
ａ ＝ Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）・（Ｒ８＋Ｒ９）／Ｒ８
ｂ ＝ Ｒ６／（Ｒ６＋Ｒ７）・（Ｒ８＋Ｒ９）／Ｒ８
ｖ３ ＝ ａ・ｖ１ ＋ ｂ・ｖ２
となる。
The resistance of the resistor R76～R79, respectively and R 6 to R 9, a voltage value of the signal output by the voltage
a = R 7 / (R 6 + R 7) · (R 8 + R 9) / R 8
b = R 6 / (R 6 + R 7 ) · (R 8 + R 9 ) / R 8
v 3 = a · v 1 + b · v 2
It becomes.
歪み量検出回路１９０が生成する信号は、電圧値が高いほど歪み量が大きいことを表わすので、信号生成回路１５７における係数ｂは、実施の形態７と異なり、正の値に設定する。これにより、歪み量が大きいほど、電圧目標値が高くなる。
The signal generated by the
このように、歪み量検出回路１９０が、昇圧回路１２０の入力電圧の最小値を検出する構成でも、実施の形態７と同様の効果を奏する。これにより、電源回路１００の力率の低下を抑えつつ、電源回路１００における電力損失を減らすことができる。
Thus, even when the distortion
実施の形態９．
実施の形態９について、図２３を用いて説明する。
なお、実施の形態１〜実施の形態８と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
この実施の形態では、歪み量検出回路１９０の具体的な構成の更に別の例として、昇圧回路１２０の入力電圧の高調波成分を検出する構成について説明する。
Embodiment 9 FIG.
Embodiment 9 will be described with reference to FIG.
In addition, about the part which is common in Embodiment 1- Embodiment 8, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
In this embodiment, a configuration for detecting a harmonic component of the input voltage of the
図２３は、この実施の形態における歪み量検出回路１９０の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 23 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the distortion
歪み量検出回路１９０は、例えば、高調波検出回路１９６を有する。高調波検出回路１９６は、昇圧回路１２０の入力電圧の高調波成分を検出し、基本波成分に対する高調波成分の割合を表わす信号を出力する。
昇圧回路１２０の入力電圧の最小値が大きくなると、昇圧回路１２０の入力電圧の基本波成分は小さくなるが、高調波成分は、それほど小さくならない。このため、基本波成分に対する高調波成分の割合は、大きくなる。すなわち、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量が大きいほど、歪み量検出回路１９０が出力する信号が表わす基本波成分に対する高調波成分の割合が大きくなる。
The distortion
When the minimum value of the input voltage of the
このように、歪み量検出回路１９０が、昇圧回路１２０の入力電圧の高調波成分を検出する構成でも、実施の形態７や実施の形態８と同様の効果を奏する。これにより、電源回路１００の力率の低下を抑えつつ、電源回路１００における電力損失を減らすことができる。
Thus, even when the distortion
以上のように、歪み量検出回路１９０は、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量に対応して変化する量を検出することにより、歪み量を検出する。歪み量に対応して変化する量には、例えば、昇圧回路１２０の入力電圧の電圧波形の谷における電圧値の高さ、昇圧回路１２０の入力電圧の直流成分に対する交流成分の振幅の比、昇圧回路１２０の入力電圧に含まれる高調波の割合などがある。歪み量が大きいほど、昇圧回路１２０の入力電圧の電圧波形の谷における電圧値は高くなり、昇圧回路１２０の入力電圧の直流成分に対する交流成分の振幅の比は小さくなり、昇圧回路１２０の入力電圧に含まれる高調波の割合は大きくなる。歪み量検出回路１９０は、これらの量のうちいずれの量を検出する構成であってもよいし、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量に対応して変化するそれ以外の量を検出する構成であってもよい。あるいは、歪み量検出回路１９０は、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量に対応して変化する複数の量を検出する構成であってもよい。また、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量に対応して変化する複数の量を、それぞれ検出する複数の歪み量検出回路１９０を設ける構成であってもよい。その場合、信号生成回路１５７は、複数の歪み量検出回路１９０が出力した信号の電圧値を、加算・減算して、生成電圧検出回路１６０に対する信号を生成する。
As described above, the distortion
歪み量検出回路１９０が出力する信号は、検出した歪み量が大きいほど高い電圧値を有する信号であってもよいし、検出した歪み量が大きいほど低い電圧値を有する信号であってもよい。歪み量検出回路１９０が出力する信号の種類に応じて、信号生成回路１５７を、加算回路として構成し、あるいは、減算回路として構成すればよい。
The signal output from the distortion
実施の形態１０．
実施の形態１０について、図２４を用いて説明する。
なお、実施の形態１〜実施の形態９と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
この実施の形態では、歪み量検出回路１９０が、検出した歪み量を、出力する信号の電圧値によって表わすのではなく、出力する信号の電流値によって表わす構成について説明する。
Embodiment 10 FIG.
The tenth embodiment will be described with reference to FIG.
In addition, about the part which is common in Embodiment 1- Embodiment 9, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
In this embodiment, a configuration in which the distortion
図２４は、この実施の形態における入力電圧検出回路１５０及び生成電圧検出回路１６０の構成の一例を示す回路図である。
生成電圧検出回路１６０は、実施の形態２で説明した構成と同様である。
入力電圧検出回路１５０は、電圧値検出回路１５６と、歪み量検出回路１９０とを有する。実施の形態７で説明した構成と比較すると、信号生成回路１５７がない点が異なる。
電圧値検出回路１５６は、実施の形態７で説明した構成と同様である。
歪み量検出回路１９０は、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量を表わす信号を出力する。歪み量検出回路１９０が出力する信号は、電圧値ではなく、電流値で歪み量を表わす。歪み量検出回路１９０が出力する電流が大きいほど、歪み量が小さいことを表わす。
歪み量検出回路１９０の出力端子は、生成電圧検出回路１６０の抵抗Ｒ６１と可変抵抗回路１６２との接続点に電気接続している。歪み量検出回路１９０が出力した電流は、可変抵抗回路１６２を流れる。したがって、歪み量検出回路１９０が出力する電流が大きいほど、可変抵抗回路１６２の両端電圧が高くなる。
歪み量検出回路１９０が検出した歪み量が大きいほど、歪み量検出回路１９０が出力する電流が小さくなり、可変抵抗回路１６２の両端電圧が低くなるので、昇圧回路１２０が出力する直流電圧の電圧目標値は、大きくなる。
FIG. 24 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the input
The generated
The input
The voltage
The distortion
The output terminal of the distortion
The greater the amount of distortion detected by the distortion
このように、歪み量検出回路１９０が出力する信号が、電流値により歪み量を表わす構成でも、実施の形態７〜実施の形態９と同様の効果を奏する。これにより、電源回路１００の力率の低下を抑えつつ、電源回路１００における電力損失を減らすことができる。また、調光時の高調波ノイズの増加、力率の低下、調光時に光源が発する光のちらつきなどを防止することができる。
また、実施の形態７〜実施の形態９で説明した信号生成回路１５７を設ける必要がないので、電源回路１００の部品数を削減することができ、電源回路１００を小型化し、製造コスト（部品コストや組立てコストなど）を抑えることができる。
Thus, even when the signal output from the distortion
Further, since it is not necessary to provide the
同様に、電圧値検出回路１５６が、出力する信号の電流値により、検出した昇圧回路１２０の入力電圧の電圧値を表わす構成であってもよい。その場合、電圧値検出回路１５６の出力端子は、歪み量検出回路１９０と同様にして、生成電圧検出回路１６０に接続する。電圧値検出回路１５６及び歪み量検出回路１９０が、両方とも、電流値によって値を表わす構成である場合、可変抵抗回路１６２に代えて、抵抗値が固定された固定抵抗を設ける構成であってもよい。
Similarly, the voltage
これにより、昇圧回路１２０の入力電圧の歪み量を、昇圧回路１２０の入力電圧の電圧値の高さとは独立して検出し、増幅または減衰することにより、昇圧回路１２０の入力電圧の電圧値の高さに対する、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧値の変化割合と、調光による光出力の減少量に対する、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧値の変化割合とを、独立して設定することができる。
Thus, the amount of distortion of the input voltage of the
実施の形態１１．
実施の形態１１について、図２５〜図２７を用いて説明する。
なお、実施の形態１〜実施の形態１０と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
この実施の形態では、電源回路１００が、昇圧回路１２０が入力する脈流電圧の電圧波形ではなく、調光信号入力回路１８０が入力する調光信号が表わす調光度に基づいて、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を決定する構成について説明する。
Embodiment 11 FIG.
The eleventh embodiment will be described with reference to FIGS.
In addition, about the part which is common in Embodiment 1- Embodiment 10, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
In this embodiment, the
図２５は、この実施の形態における照明装置８００の全体構成の一例を示す概要図である。
FIG. 25 is a schematic diagram showing an example of the overall configuration of
調光信号入力回路１８０は、入力した調光信号が表わす調光度に基づいて、調光度によって変化する値を表わす信号を生成して出力する。調光度によって変化する値は、調光度そのものであってもよいし、調光信号入力回路１８０が調光度に基づいて決定した電流目標値であってもよいし、その他の値であってもよい。調光信号入力回路１８０は、入力した調光信号をそのまま出力する構成であってもよいし、電力変換回路１３０に対して出力する信号（電流目標値を表わす信号）を流用する構成であってもよい。あるいは、調光信号入力回路１８０は、例えば、実施の形態１の図２で説明した全波整流回路ＤＢ８３の出力電圧や、絶縁伝送回路１８２の出力電圧などを出力する構成であってもよい。
制御回路１４０は、調光信号入力回路１８０が出力した、調光度によって変化する値を表わす信号を入力する。制御回路１４０は、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧値と、調光信号入力回路１８０が出力した信号が表わす値とに基づいて、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を決定する。調光度が小さい（光源が暗い）ほど、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値は小さくなる。制御回路１４０は、調光度が小さい（光源が暗い）ほど、電圧目標値を高くする。
The dimming
The
図２６は、この実施の形態における制御回路１４０の構成の一例を示す構成図である。
FIG. 26 is a block diagram showing an example of the configuration of the
制御回路１４０は、例えば、入力電圧検出回路１５０と、生成電圧検出回路１６０とを有する。
生成電圧検出回路１６０は、実施の形態２〜実施の形態１０で説明した構成と同様である。
入力電圧検出回路１５０は、電圧値検出回路１５６と、調光検出回路１９９と、信号生成回路１５７とを有する。電圧値検出回路１５６は、実施の形態７〜実施の形態１０で説明した構成と同様である。
調光検出回路１９９は、調光信号入力回路１８０が出力した、調光度によって変化する値を表わす信号を入力し、入力した信号が表わす調光度に対応する電圧目標値の補正量を算出して、算出した補正量を表わす信号を生成し、出力する。調光検出回路１９９が算出する補正量は、例えば、正の値であり、調光度が大きい（明るい）ほど小さくなる。
信号生成回路１５７は、電圧値検出回路１５６が出力した信号と、調光検出回路１９９が出力した信号とに基づいて、生成電圧検出回路１６０に対する信号を生成する。信号生成回路１５７は、例えば、電圧値検出回路１５６が検出した電圧値が高いほど、電圧目標値が高くなる信号を生成し、調光検出回路１９９が算出した補正量が大きいほど、電圧目標値が高くなる信号を生成する。
The
The generated
The input
The dimming
The
なお、入力電圧検出回路１５０は、調光検出回路１９９を設けず、調光信号入力回路１８０が出力した信号を、そのまま、信号生成回路１５７が入力する構成であってもよい。
The input
図２７は、この実施の形態における調光検出回路１９９の構成の一例を示す回路図である。
FIG. 27 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the dimming
調光検出回路１９９は、例えば、整流素子Ｄ９３と、コンデンサＣ９４と、抵抗Ｒ９５とを有する。
調光信号入力回路１８０の出力端子と、整流素子Ｄ９３の一端とが電気接続している。整流素子Ｄ９３のもう一端と、コンデンサＣ９４の一端と、抵抗Ｒ９５の一端と、信号生成回路１５７の入力端子とが電気接続している。コンデンサＣ９４のもう一端と、抵抗Ｒ９５のもう一端と、グランド配線ＧＮＤとが電気接続している。整流素子Ｄ９３の向きは、コンデンサＣ９４を充電する電流が流れる向きである。
調光信号入力回路１８０が出力する信号の電圧値が、コンデンサＣ９４の両端電圧より高くなると、整流素子Ｄ９３がオンになり、コンデンサＣ９４を充電する電流が流れる。また、抵抗Ｒ９５を介して、コンデンサＣ９４を放電する電流が流れる。コンデンサＣ９４の両端電圧の平均値は、整流素子Ｄ９３を介して流れる充電電流と、抵抗Ｒ９５を介して流れる放電電流とが釣り合う電圧値になる。したがって、調光検出回路１９９は、調光信号入力回路１８０が出力した信号の電圧値（平均値、最大値など）にほぼ等しい電圧値を有する信号を出力する。
なお、調光検出回路１９９は、出力する信号を増幅する増幅器（例えば非反転増幅回路や差動増幅回路など）や、出力する信号を減衰させる減衰器（例えば分圧回路など）を有し、出力する信号の電圧範囲を調整する構成であってもよい。また、信号生成回路１５７の入力端子から逆流する電流が、調光検出回路１９９の動作に影響するのを防ぐため、整流素子や、フォトカプラなどの絶縁伝送回路が、調光検出回路１９９と信号生成回路１５７との間に介在する構成であってもよい。
The dimming
The output terminal of the dimming
When the voltage value of the signal output from the dimming
The dimming
調光検出回路１９９が入力する信号が、電圧値により電流目標値を表わす信号であり、電圧値が高いほど電流目標値が高いことを表わす場合、調光度が大きい（明るい）ほど、調光検出回路１９９が入力する信号の電圧値が高くなる。したがって、調光度が大きい（明るい）ほど、調光検出回路１９９が出力する信号の電圧値が高くなる。
信号生成回路１５７は、調光検出回路１９９が出力した信号の電圧値が高いほど、電圧目標値が低くなる信号を生成する。これにより、調光信号入力回路１８０が入力した調光信号が表わす調光度が小さく（暗く）、その結果として、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が小さくなる場合に、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値が大きくなる。調光により光出力を減少させるほど、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値が高くなるため、調光が深くなるほど力率改善回路１１０における消費電力が大きくなり、調光時の高調波ノイズの増加、力率の低下、調光時に光源が発する光のちらつきを防止することができる。
The signal input to the dimming
The
力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が変化した結果として、昇圧回路１２０が入力する脈流電圧の電圧波形に基づいて、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を決定する代わりに、このように、力率改善回路１１０が出力する直流電流の電流値が変化する原因である、調光信号入力回路１８０が入力した調光信号が表わす調光度に基づいて、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を決定する構成としても、実施の形態２〜実施の形態１０で説明した構成と、同様の効果を奏する。これにより、電源回路１００の力率の低下を抑えつつ、電源回路１００における電力損失を減らすことができる。
As a result of the change in the current value of the direct current output from the power
なお、調光検出回路１９９が出力する信号は、電圧値により補正量を表わすのではなく、電流値により補正量を表わす構成であってもよい。その場合、調光検出回路１９９は、例えば、実施の形態１０で説明した歪み量検出回路１９０と同様にして、生成電圧検出回路１６０に接続する。
また、入力電圧検出回路１５０は、実施の形態７〜実施の形態９で説明した歪み量検出回路１９０を有する構成であってもよい。
Note that the signal output from the dimming
Further, the input
調光検出回路１９９は、調光情報を検出して増幅または減衰し、調光による光出力の減少量に応じた信号を出力する。調光により光出力が減少するほど、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を高くすることにより、調光時の高調波の増加、力率の低下、調光時に光源が発する光のちらつきを抑制することができる。
The dimming
この実施の形態における電源回路（１００）は、力率改善回路（１１０）と、調光回路（調光信号入力回路１８０）と、生成電圧設定回路（制御回路１４０）とを有する。
上記力率改善回路は、入力した入力電圧から直流電圧を生成するとともに、入力する入力電流の波形を制御して、入力の力率を高める。
上記調光回路は、光源の光出力の目標値を生成する。
上記生成電圧設定回路は、調光情報に基づいて、上記力率改善回路が生成する直流電圧の電圧値を設定する。
The power supply circuit (100) in this embodiment includes a power factor correction circuit (110), a dimming circuit (dimming signal input circuit 180), and a generation voltage setting circuit (control circuit 140).
The power factor correction circuit generates a DC voltage from the input voltage that is input, and controls the waveform of the input current that is input to increase the input power factor.
The dimming circuit generates a target value of the light output of the light source.
The generated voltage setting circuit sets a voltage value of a DC voltage generated by the power factor correction circuit based on dimming information.
なお、「調光情報」とは、例えば、調光信号入力回路１８０の入力信号、出力信号、内部信号など、調光信号が表わす調光度によって変化する光源の光出力の減少量に応じて変化する量（電圧値、電流値など）のことである。
The “dimming information” refers to, for example, an input signal of the dimming
これにより、電源回路が広い範囲の電源電圧に対応できるよう構成する場合でも、力率改善回路の昇圧比を低く抑えることができ、電力損失を抑えることができる。また、調光時においても力率を向上し、高調波ノイズを低減し、調光時に光源が発する光のちらつきを抑制することができる。 As a result, even when the power supply circuit is configured to support a wide range of power supply voltages, the step-up ratio of the power factor correction circuit can be kept low, and power loss can be suppressed. Further, the power factor can be improved even during dimming, harmonic noise can be reduced, and flickering of light emitted from the light source during dimming can be suppressed.
上記生成電圧設定回路（制御回路１４０）は、上記力率改善回路（１１０）が生成する直流電圧の電圧値として、上記力率改善回路が入力する入力電圧のピーク値よりも高い電圧を設定し、加えて、調光により光出力を減少させるほど、力率改善回路が生成する直流電圧値を高くする。 The generated voltage setting circuit (control circuit 140) sets a voltage higher than the peak value of the input voltage input by the power factor correction circuit as the voltage value of the DC voltage generated by the power factor correction circuit (110). In addition, the DC voltage value generated by the power factor correction circuit is increased as the light output is decreased by dimming.
これにより、電源回路が広い範囲の電源電圧に対応できるよう構成する場合でも、力率改善回路の昇圧比を低く抑えることができ、電力損失を抑えることができる。また、調光時においても力率を向上し、高調波ノイズを低減し、調光時に光源が発する光がちらつくのを防止することができる。 As a result, even when the power supply circuit is configured to support a wide range of power supply voltages, the step-up ratio of the power factor correction circuit can be kept low, and power loss can be suppressed. Further, the power factor can be improved even during dimming, harmonic noise can be reduced, and light emitted from the light source during dimming can be prevented from flickering.
上記生成電圧設定回路（制御回路１４０）は、調光情報に基づき、調光により光出力を減少させるほど、上記力率改善回路（１１０）が生成する直流電圧の電圧値を高くする。 The generated voltage setting circuit (control circuit 140) increases the voltage value of the DC voltage generated by the power factor correction circuit (110) as the light output is decreased by dimming based on the dimming information.
これにより、調光時においても力率の向上、高調波の低減及び光源のちらつき防止を行うことができる。また、調光情報を、昇圧回路１２０の入力電圧の電圧値の高さとは独立して検出し、増幅または減衰することにより、昇圧回路１２０の入力電圧の電圧値の高さに対する、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧値の変化割合と、調光による光出力の減少量に対する、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧値の変化割合とを、それぞれ独立して設定することができる。
Thereby, the power factor can be improved, harmonics can be reduced, and the light source can be prevented from flickering even during dimming. Further, the dimming information is detected independently of the high voltage value of the input voltage of the
以上、各実施の形態で説明した構成は一例であり、他の構成であってもよい。例えば、異なる実施の形態で説明した構成を組み合わせた構成であってもよいし、本質的でない部分の構成を、他の構成で置き換えた構成であってもよい。 As described above, the configuration described in each embodiment is an example, and another configuration may be used. For example, the structure which combined the structure demonstrated in different embodiment may be sufficient, and the structure which replaced the structure of the non-essential part with the other structure may be sufficient.
以上説明した電源装置（電源回路１００）は、力率改善回路（１１０）と、制御回路（１４０）とを有する。
上記力率改善回路は、交流電圧を入力し、入力した交流電圧を直流電圧に変換して、変換した直流電圧を出力するとともに、入力する交流電流の力率を高める。
上記制御回路は、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値を制御し、上記力率改善回路が出力する直流電流の電流値が小さいほど、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値を高くする。
The power supply apparatus (power supply circuit 100) described above includes a power factor correction circuit (110) and a control circuit (140).
The power factor correction circuit receives an AC voltage, converts the input AC voltage into a DC voltage, outputs the converted DC voltage, and increases the power factor of the input AC current.
The control circuit controls the voltage value of the DC voltage output by the power factor correction circuit. The smaller the current value of the DC current output by the power factor correction circuit, the lower the DC voltage output by the power factor correction circuit. Increase the voltage value.
これにより、力率改善回路が出力する直流電流の電流値が小さい場合における電源装置の力率の低下を防ぐことができる。 Thereby, it is possible to prevent the power factor of the power supply device from being lowered when the current value of the direct current output from the power factor correction circuit is small.
上記制御回路（１４０）は、上記力率改善回路（１１０）が入力する交流電圧の電圧値が高いほど、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値を高くする。 The control circuit (140) increases the voltage value of the DC voltage output from the power factor correction circuit as the voltage value of the AC voltage input from the power factor correction circuit (110) increases.
これにより、力率改善回路を正常に動作させることができ、電源装置の力率の低下を防ぐことができる。 Thereby, a power factor improvement circuit can be operated normally, and the fall of the power factor of a power supply device can be prevented.
また、これにより、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値を固定とした場合に比べ、昇圧回路１２０の昇圧比を低く抑えることができるので、チョークコイルＬ２１を小型化することができ、部品コストの削減、実装面積の削減による電源回路基板の小型化などを行うことができる。
In addition, as a result, the boost ratio of the
上記電源装置（電源回路１００）は、更に、電力変換回路（１３０）を有する。
上記電力変換回路は、上記力率改善回路（１１０）が出力した直流電圧を入力し、入力した直流電圧を負荷回路に対して供給する電圧に変換して、変換した電圧を出力し、上記負荷回路に対して供給する電力を指示する供給電力指示信号を入力し、入力した供給電力指示信号に基づいて、出力する電流を調整する。
The power supply device (power supply circuit 100) further includes a power conversion circuit (130).
The power conversion circuit receives the DC voltage output from the power factor correction circuit (110), converts the input DC voltage to a voltage supplied to the load circuit, outputs the converted voltage, and outputs the converted voltage. A supply power instruction signal for instructing power to be supplied to the circuit is input, and the output current is adjusted based on the input supply power instruction signal.
これにより、電源装置が出力する電力を調整することができる。 Thereby, the electric power which a power supply device outputs can be adjusted.
上記制御回路（１４０）は、上記電力変換回路（１３０）が入力する供給電力指示信号が指示する電力が少ないほど、上記力率改善回路（１１０）が出力する直流電圧の電圧値を高くする。 The control circuit (140) increases the voltage value of the DC voltage output by the power factor correction circuit (110) as the power indicated by the supply power instruction signal input by the power conversion circuit (130) decreases.
これにより、電源装置が負荷回路に対して供給する電力が小さく、力率改善回路が出力する直流電流の電流値が小さい場合における電源装置の力率の低下を防ぐことができる。 Thereby, it is possible to prevent the power factor of the power supply device from being lowered when the power supplied from the power supply device to the load circuit is small and the current value of the direct current output from the power factor correction circuit is small.
上記力率改善回路（１１０）は、全波整流回路（ＤＢ１１）と、コンデンサ（アクロスザラインコンデンサＣ１２）と、昇圧回路（１２０）とを有する。
上記全波整流回路は、上記交流電圧を全波整流して電圧波形が脈流の電圧に変換する。
上記コンデンサは、上記全波整流回路の出力に電気接続して、ノイズを除去する。
上記昇圧回路は、上記全波整流回路が変換した電圧を昇圧して直流電圧に変換する。
上記制御回路（１４０）は、上記コンデンサの両端電圧に基づいて、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値を制御する。
The power factor correction circuit (110) includes a full-wave rectifier circuit (DB11), a capacitor (across the line capacitor C12), and a booster circuit (120).
The full-wave rectifier circuit performs full-wave rectification on the AC voltage and converts the voltage waveform into a pulsating voltage.
The capacitor is electrically connected to the output of the full-wave rectifier circuit to remove noise.
The booster circuit boosts the voltage converted by the full-wave rectifier circuit and converts it into a DC voltage.
The control circuit (140) controls the voltage value of the DC voltage output from the power factor correction circuit based on the voltage across the capacitor.
これにより、力率改善回路が出力する直流電流の電流値が小さく、コンデンサの両端電圧波形が変化した場合における電源装置の力率の低下を防ぐことができる。 As a result, it is possible to prevent the power factor of the power supply device from being lowered when the current value of the direct current output from the power factor correction circuit is small and the voltage waveform across the capacitor changes.
上記制御回路（１４０）は、例えば、力率改善回路（１１０）が入力する交流電圧の電圧ピーク値の最大値（所定の電圧想定最大値）付近で、力率改善回路が出力する直流電圧の電圧目標値を飽和させる。
すなわち、上記制御回路は、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値を、所定の電圧最大値より低い範囲内で制御する。
上記電圧最大値は、上記力率改善回路が入力する交流電圧の電圧ピーク値として想定される最大値より大きい値である。例えば、上記力率改善回路が入力する交流電圧の電圧実効値として想定される標準値が最大２５４Ｖであり、誤差±１０％が見込まれる場合、想定最大実効値は約２８０Ｖ（＝２５４Ｖ×１．１）であるから、想定最大ピーク値は約３９５Ｖ（＝２８０Ｖ×√２）である。この場合、電圧最大値は、例えば４１９Ｖとする。
The control circuit (140) is, for example, the DC voltage output by the power factor correction circuit in the vicinity of the maximum value (predetermined predetermined voltage maximum value) of the voltage peak value of the AC voltage input by the power factor correction circuit (110). Saturate the voltage target value.
That is, the control circuit controls the voltage value of the DC voltage output from the power factor correction circuit within a range lower than a predetermined maximum voltage value.
The maximum voltage value is a value larger than the maximum value assumed as the voltage peak value of the AC voltage input by the power factor correction circuit. For example, when the standard value assumed as the voltage effective value of the AC voltage input by the power factor correction circuit is 254 V at the maximum and an error of ± 10% is expected, the assumed maximum effective value is approximately 280 V (= 254 V × 1. 1), the assumed maximum peak value is about 395 V (= 280 V × √2). In this case, the maximum voltage value is, for example, 419V.
これにより、力率改善回路１１０が入力する交流電圧の電圧ピーク値が想定以上の高電圧となった場合であっても、力率改善回路１１０が出力する直流電圧の電圧目標値が、一定電圧値（電圧最大値）以下となるため、力率改善回路１１０の出力部分の電子部品の耐圧を下げることができ、部品コストを削減することができる。
Thus, even when the voltage peak value of the AC voltage input to the power
上記制御回路（１４０）は、例えば、力率改善回路（１１０）が入力する交流電圧の電圧ピーク値のうち、最も多く使用する電圧ピーク値Ｖｔｇ付近（所定の電圧範囲内）において、力率改善回路が入力する入力ピーク値に対する、力率改善回路が出力する直流電圧の電圧目標値の変化量を小さくする。
すなわち、上記制御回路は、上記力率改善回路が入力する交流電圧の電圧値が所定の電圧範囲内である場合に、上記力率改善回路が入力する交流電圧の電圧値が上記所定の電圧範囲と異なる電圧範囲内である場合よりも、上記力率改善回路が入力する交流電圧の電圧値の変化に対する、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値の変化率を小さくする。
上記所定の電圧範囲は、上記力率改善回路が入力する交流電圧の電圧値として最も頻度が高いと想定される電圧値を基準とし、想定される誤差を乗じた電圧範囲を含む範囲である。例えば、上記力率改善回路が入力する交流電圧の電圧値として最も頻度が高いと想定される電圧実効値の標準値が２００Ｖであり、想定される誤差が±１０％である場合、上記所定の電圧範囲は、１８０Ｖ（＝２００Ｖ×０．９）〜２２０Ｖ（＝２００Ｖ×１．１）の電圧範囲を含み、例えば８５Ｖ〜２２０Ｖ（実効値）とする。
また、上記所定の電圧範囲と異なる電圧範囲は、上記所定の電圧範囲よりも高い電圧値であって、上記力率改善回路が入力する交流電圧の電圧値として想定される最大値よりも低い電圧値を含む範囲である。例えば、上記力率改善回路が入力する交流電圧の電圧実効値として想定される標準値が最大２５４Ｖであり、誤差±１０％が見込まれる場合、想定最大実効値は約２８０Ｖ（＝２５４Ｖ×１．１）である。この場合、所定の電圧範囲と異なる電圧範囲は、例えば２２０Ｖ〜２５０Ｖ（実効値）とする。
For example, the control circuit (140) has a power factor in the vicinity of the voltage peak value V tg that is used most frequently (within a predetermined voltage range) among the voltage peak values of the AC voltage input by the power factor correction circuit (110). The amount of change in the voltage target value of the DC voltage output from the power factor correction circuit with respect to the input peak value input by the improvement circuit is reduced.
That is, when the voltage value of the AC voltage input by the power factor correction circuit is within a predetermined voltage range, the control circuit determines that the voltage value of the AC voltage input by the power factor correction circuit is within the predetermined voltage range. The rate of change in the voltage value of the DC voltage output by the power factor correction circuit is reduced with respect to the change in the voltage value of the AC voltage input by the power factor correction circuit.
The predetermined voltage range is a range including a voltage range obtained by multiplying an assumed error on the basis of a voltage value assumed to be the most frequent as the voltage value of the AC voltage input by the power factor correction circuit. For example, when the standard value of the effective voltage value assumed to be the most frequent as the voltage value of the AC voltage input by the power factor correction circuit is 200 V and the assumed error is ± 10%, the predetermined value The voltage range includes a voltage range of 180 V (= 200 V × 0.9) to 220 V (= 200 V × 1.1), for example, 85 V to 220 V (effective value).
The voltage range different from the predetermined voltage range is a voltage value higher than the predetermined voltage range and lower than a maximum value assumed as the voltage value of the AC voltage input by the power factor correction circuit. A range that includes a value. For example, when the standard value assumed as the voltage effective value of the AC voltage input by the power factor correction circuit is 254 V at the maximum and an error of ± 10% is expected, the assumed maximum effective value is approximately 280 V (= 254 V × 1. 1). In this case, the voltage range different from the predetermined voltage range is, for example, 220V to 250V (effective value).
これにより、Ｖｔｇ付近におけるスイッチＱ２２のオン時間あるいはオンデューティの変動を小さくすることができるため、交流電圧の電圧値に変動があった場合の、力率改善回路１１０の安定性を高めることができる。
As a result, it is possible to reduce the variation in the on-time or on-duty of the switch Q22 in the vicinity of V tg , so that the stability of the power
以上説明した照明装置（８００）は、
上記電源装置（電源回路１００）と、
上記電源装置から供給される電力により点灯する光源を有する負荷回路（光源回路８１０）とを有する。
The lighting device (800) described above is
The power supply device (power supply circuit 100);
A load circuit (light source circuit 810) having a light source that is lit by power supplied from the power supply device.
これにより、照明装置の力率の低下を防ぎつつ、照明装置の電力効率を向上し、光源を安定して点灯することができる。 Thereby, the power efficiency of an illuminating device can be improved and the light source can be lighted stably, preventing the fall of the power factor of an illuminating device.
１００ 電源回路、１１０ 力率改善回路、１２０ 昇圧回路、１２５ 電圧検出回路、１２６，１３５ 電流検出回路、１２７，１３９，１８１ 制御ＩＣ、１３０ 電力変換回路、１３７，１６６ 比較器、１４０ 制御回路、１５０ 入力電圧検出回路、１５６ 電圧値検出回路、１５７ 信号生成回路、１５８ オペアンプ、１６０ 生成電圧検出回路、１６２ 可変抵抗回路、１７０ レベル変換回路、１８０ 調光信号入力回路、１８２ 絶縁伝送回路、１９０ 歪み量検出回路、１９６ 高調波検出回路、１９９ 調光検出回路、５１１〜５１３，５１６〜５１９ 実線、５４１〜５４９ 破線、５７１〜５８０ 破線、８００ 照明装置、８１０ 光源回路、８２０ 調光器、ＡＣ 交流電源、Ｃ１２ アクロスザラインコンデンサ、Ｃ２４，Ｃ３４ 平滑コンデンサ、Ｃ５４，Ｃ９１，Ｃ９４ コンデンサ、Ｄ２３，Ｄ３２，Ｄ５３，Ｄ９２，Ｄ９３ 整流素子、ＤＢ１１，ＤＢ８３ 全波整流回路、ＧＮＤ グランド配線、Ｌ２１，Ｌ３３ チョークコイル、Ｑ２２，Ｑ３１ スイッチ、Ｑ６５ トランジスタ、Ｒ２８，Ｒ２９，Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５５，Ｒ６１，Ｒ６３，Ｒ６４，Ｒ７２，Ｒ７６，Ｒ７７，Ｒ７８，Ｒ７９，Ｒ９５ 抵抗、Ｚ７１ 定電圧素子。
DESCRIPTION OF
Claims (7)
上記力率改善回路は、交流電圧を入力し、入力した交流電圧を直流電圧に変換して、変換した直流電圧を出力するとともに、入力する交流電流の力率を高め、
上記制御回路は、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値を制御し、上記力率改善回路が出力する直流電流の電流値が小さいほど、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値を高くし、
上記電力変換回路は、上記力率改善回路が出力した直流電圧を入力し、入力した直流電圧を負荷回路に対して供給する電圧に変換して、変換した電圧を出力し、上記負荷回路に対して供給する電力を指示する供給電力指示信号を入力し、入力した供給電力指示信号に基づいて、出力する電流を調整することを特徴とする電源装置。 A power factor correction circuit, a control circuit, and a power conversion circuit ;
The power factor correction circuit receives an AC voltage, converts the input AC voltage into a DC voltage, outputs the converted DC voltage, and increases the power factor of the input AC current.
The control circuit controls the voltage value of the DC voltage output by the power factor correction circuit. The smaller the current value of the DC current output by the power factor correction circuit, the lower the DC voltage output by the power factor correction circuit. Increase the voltage value ,
The power conversion circuit receives the DC voltage output from the power factor correction circuit, converts the input DC voltage to a voltage supplied to the load circuit, outputs the converted voltage, and outputs the converted voltage to the load circuit. A power supply apparatus, wherein a power supply instruction signal for instructing power to be supplied is input, and an output current is adjusted based on the input power supply instruction signal .
上記全波整流回路は、上記交流電圧を全波整流して電圧波形が脈流の電圧に変換し、
上記コンデンサは、上記全波整流回路の出力に電気接続して、ノイズを除去し、
上記昇圧回路は、上記全波整流回路が変換した電圧を昇圧して直流電圧に変換し、
上記制御回路は、上記コンデンサの両端電圧に基づいて、上記力率改善回路が出力する直流電圧の電圧値を制御することを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電源装置。 The power factor correction circuit has a full-wave rectifier circuit, a capacitor, and a booster circuit,
The full wave rectifier circuit performs full wave rectification on the AC voltage to convert the voltage waveform into a pulsating voltage,
The capacitor is electrically connected to the output of the full-wave rectifier circuit to remove noise,
The booster circuit boosts the voltage converted by the full-wave rectifier circuit and converts it into a DC voltage,
The control circuit, based on the voltage across the capacitor, the power supply device according to any one of 4 claim, wherein the controller controls the voltage value of the DC voltage which the power factor correction circuit outputs .
上記電源装置から供給される電力により点灯する光源を有する負荷回路とを有することを特徴とする照明装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 6 ,
A lighting device comprising: a load circuit having a light source that is turned on by power supplied from the power supply device.
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