JPH09103076A - Dc power supply device - Google Patents

Dc power supply device

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JPH09103076A
JPH09103076A JP25874695A JP25874695A JPH09103076A JP H09103076 A JPH09103076 A JP H09103076A JP 25874695 A JP25874695 A JP 25874695A JP 25874695 A JP25874695 A JP 25874695A JP H09103076 A JPH09103076 A JP H09103076A
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JP
Japan
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voltage
output
circuit
input
power supply
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Application number
JP25874695A
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Japanese (ja)
Inventor
Takeo Shigemori
武夫 重森
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Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a DC power supply device, in which loss by the on- resistance of a switching element is reduced even in a wide input, which can output DC voltage higher than the peak value of AC input voltage with high efficiency and to which practical load can be connected. SOLUTION: A power-factor improving circuit 6A is constituted so as to satisfy Vo =a.E1 (a: a positive constant) in 0<=E1 <=85V and Vo =b+c.E1 (b, c: the positive constants and a>c) in 85V<=E1 respectively in the relationship of AC input voltage E1 and DC output voltage Vo . Loss Pon by the on resistance of a switching element Q1 is increased with the reduction of the peak value E1 P/Vo of input voltage to output voltage. When output voltage Vo is kept constant, loss Pon is maximized at minimum AC input voltage, but loss Pon at minimum AC input voltage E1 is lowered by varying output voltage Vo in response to the fluctuation of input voltage E1 .

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源装置に関
し、より詳しくは、力率改善回路の改良に関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC power supply device, and more particularly to improvement of a power factor correction circuit.

【0002】[0002]

【従来の技術】従来の直流電源装置の回路を図5に示
す。
2. Description of the Related Art A circuit of a conventional DC power supply device is shown in FIG.

【0003】同図に示す直流電源装置1Cは、商用の交
流入力電圧E1 が印加される一対の交流電源端子2a,
2bと、高周波除去用フィルタ(FIL1 )3と、整流
ブリッジダイオード(DB1 )4と、負荷として例えば
DC/DCコンバータ5が接続される直流出力端子5
a,5bと、力率改善回路6Cとを有して構成されてい
る。
The DC power supply device 1C shown in FIG. 1 includes a pair of AC power supply terminals 2a, to which a commercial AC input voltage E 1 is applied.
2b, a high frequency removing filter (FIL 1 ) 3, a rectifying bridge diode (DB 1 ) 4, and a DC output terminal 5 to which, for example, a DC / DC converter 5 is connected as a load.
a and 5b, and a power factor correction circuit 6C.

【0004】力率改善回路6Cは、チョークコイル
1 ,MOSFETからなるスイッチング素子Q1 ,逆
流阻止用ダイオードD1 及び平滑コンデンサC1 から構
成された昇圧回路7と、抵抗R1 ,R2 からなる交流電
圧波形検出回路8と、電流検出抵抗R3 と、抵抗R4
5 からなる出力電圧検出回路9と、スイッチング素子
1 を制御するスイッチング素子制御回路10Cとを具
備している。
The power factor correction circuit 6C is composed of a choke coil L 1 , a switching element Q 1 composed of a MOSFET, a reverse current blocking diode D 1 and a smoothing capacitor C 1 , and resistors R 1 and R 2. AC voltage waveform detection circuit 8, a current detection resistor R 3 , a resistor R 4 ,
The output voltage detection circuit 9 composed of R 5 and the switching element control circuit 10C for controlling the switching element Q 1 are provided.

【0005】スイッチング素子制御回路10Cは、第1
のオペアンプ(A1 )12,乗算器13,第2のオペア
ンプ(A2 )14,フリップフロップ15及び発振回路
16を備えている。
The switching element control circuit 10C has a first
The operational amplifier (A 1 ) 12, the multiplier 13, the second operational amplifier (A 2 ) 14, the flip-flop 15 and the oscillation circuit 16 are provided.

【0006】このような力率改善回路6Cにおいて、昇
圧回路7の直流出力電圧Vo は、第1のオペアンプ12
で基準電圧Vref と比較され、その差電圧は、交流入力
電流I1 を交流入力電圧E1 に追従させるための脈流信
号Isin と乗算される。スイッチング素子Q1 に流れる
電流は、電流検出抵抗R3 で検出されて乗算器13の出
力で制御される。この結果、交流入力電流I1 を交流入
力電圧E1 に追従させながら、直流出力電圧Vo は交流
入力電圧のピーク値E1Pより高い電圧で制御される。
[0006] In such a power factor correction circuit 6C, the DC output voltage V o of the booster circuit 7, the first operational amplifier 12
Is compared with a reference voltage V ref, and the difference voltage is multiplied by a pulsating current signal I sin for causing the AC input current I 1 to follow the AC input voltage E 1 . The current flowing through the switching element Q 1 is detected by the current detection resistor R 3 and controlled by the output of the multiplier 13. As a result, while follow the AC input current I 1 to the AC input voltage E 1, the DC output voltage V o is controlled at higher than the peak value E 1P of the AC input voltage voltage.

【0007】ここで、スイッチング素子Q1 のオン抵抗
による損失を考え、この損失をPonとすると、 Pon=I1P 2 ・(1/2−(4E1P)/(3πVo ))・Ron …(1) 但し、I1P:交流入力電流のピーク値 E1P:交流入力電圧のピーク値 Vo :直流出力電圧 となり、E1P/Vo が小さくなる程、損失Ponは大きく
なる。
Here, considering the loss due to the on-resistance of the switching element Q 1 , and letting this loss be P on , P on = I 1P 2 · (1 / 2− (4E 1P ) / (3πV o )) · R on (1) However, I 1P : peak value of AC input current E 1P : peak value of AC input voltage V o : DC output voltage, and loss E on increases as E 1P / V o decreases.

【0008】[0008]

【発明が解決しようとする課題】この力率改善回路6C
は、昇圧回路7を有しているから、直流出力電圧Vo
交流入力電圧のピーク値E1Pより高くなければならず、
例えば、AC264V入力の場合、入力電圧のピーク値
1Pは1.41×264=373Vとなり、要求される
出力電圧Vo を390Vとすると、出力電圧Vo に対す
る入力電圧のピーク値E1Pの割合E1P/Vo は、 E1P/Vo =373/390=0.96 となり、AC264V入力の場合の損失Pon1 は、 Pon1 =0.094×I1P1 2 ・Ron となる。
This power factor correction circuit 6C
Is because they have a step-up circuit 7, the DC output voltage V o has to be higher than the peak value E 1P of the AC input voltage,
For example, in the case of AC 264V input, the peak value E 1P of the input voltage is 1.41 × 264 = 373V, and when the required output voltage V o is 390V, the ratio of the peak value E 1P of the input voltage to the output voltage V o . E 1P / V o is, E 1P / V o = 373 /390 = 0.96 , and the loss P on1 case of AC264V input becomes P on1 = 0.094 × I 1P1 2 · R on.

【0009】一方、この力率改善回路6Cが、AC10
0V(AC85乃至132V)及びAC200V(AC
170乃至264V)の入力に対応した「ワイド入力対
応」であるとすると、例えばAC85V入力の場合は、 E1P/Vo =1.41×85/390=0.31 Pon2 =0.369×I1P2 2 ・Ron AC264V入力に対するAC85V入力の損失の割合
on2 /Pon1 は、約I1P2 /I1P1 =264/85で
あるから、 Pon2 /Pon1 =0.396×(264/85)2 ・I1P1 2 ・Ron /(0.094I1P1 2 ・Ron) =0.396×(264/85)2 /0.094 =40.6 となり、効率が極端に悪くなるという問題があった。
On the other hand, the power factor correction circuit 6C is
0V (AC85 to 132V) and AC200V (AC
When corresponding to the input 170 to 264V) is "Wide Input corresponding", for example in the case of AC85V input, E 1P / V o = 1.41 × 85/390 = 0.31 P on2 = 0.369 × since the ratio P on2 / P on1 loss of AC85V input to I 1P2 2 · R on AC264V input is about I 1P2 / I 1P1 = 264/ 85, P on2 / P on1 = 0.396 × (264/85 ) 2 · I 1P1 2 · R on /(0.094I 1P1 2 · R on ) = 0.396 × (264/85) 2 /0.094=40.6, which causes a problem of extremely poor efficiency. there were.

【0010】そこで、本発明は、上記に鑑みたものであ
り、ワイド入力の場合でも、スイッチング素子のオン抵
抗による損失を低減し、交流入力電圧のピーク値より高
い直流電圧を高効率で出力でき、しかも実用的な負荷を
接続することができる直流電源装置を提供することを目
的とする。
Therefore, the present invention has been made in view of the above, and it is possible to output a DC voltage higher than the peak value of the AC input voltage with high efficiency, even in the case of a wide input, by reducing the loss due to the ON resistance of the switching element. Moreover, it is an object of the present invention to provide a DC power supply device capable of connecting a practical load.

【0011】[0011]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、Vm 以上の交流入力電圧E1 が印加される
交流電源端子と、この交流電源端子に接続された整流回
路と、直流出力端子と、前記整流回路と前記直流出力端
子との間に昇圧回路を接続してなる力率改善回路とを有
する直流電源装置において、交流入力電圧E1 と前記昇
圧回路の直流出力電圧Vo との関係が、0≦E1 ≦Vn
(Vn ≦Vm )において Vo =a・E1 (a:正の定数) の関係式、Vn ≦E1 において Vo =b+c・E1 (b,c:正の定数、かつa>
c) の関係式を各々満たすよう前記力率改善回路を構成した
ことを特徴とする。
To achieve the above object, the present invention provides an AC power supply terminal to which an AC input voltage E 1 of V m or more is applied, and a rectifying circuit connected to the AC power supply terminal. In a DC power supply device having a DC output terminal and a power factor correction circuit having a booster circuit connected between the rectifier circuit and the DC output terminal, an AC input voltage E 1 and a DC output voltage V of the booster circuit are provided. The relationship with o is 0 ≦ E 1 ≦ V n
In (V n ≦ V m ), the relational expression of V o = a · E 1 (a: positive constant), and in V n ≦ E 1 V o = b + c · E 1 (b, c: positive constant and a >
The power factor correction circuit is configured so as to satisfy the respective relational expressions of c).

【0012】スイッチング素子Q1 のオン抵抗による損
失Ponは、 Pon=I1P 2 ・(1/2−(4E1P)/(3πVo ))・Ron 但し、I1P:交流入力電流のピーク値 E1P:交流入力電圧のピーク値 Vo :直流出力電圧 となり、E1P/Vo が小さくなる程、損失Ponは大きく
なる。
The loss P on due to the on resistance of the switching element Q 1 is P on = I 1P 2 · (1 / 2− (4E 1P ) / (3πV o )) · R on, where I 1P is the AC input current. Peak value E 1P : peak value of AC input voltage V o : DC output voltage, and loss P on increases as E 1P / V o decreases.

【0013】従って、出力電圧Vo を一定とすると、最
小の入力電圧E1 において損失Ponが最大となる。
Therefore, if the output voltage V o is constant, the loss P on becomes maximum at the minimum input voltage E 1 .

【0014】そこで、Vn ≦E1 においてVo =b+c
・E1 を満たすよう力率改善回路を構成することによ
り、入力電圧E1 の変動に応じて出力電圧Vo を変動さ
せて、最小の入力電圧E1 における損失Ponを小さくす
る。
Therefore, when V n ≤E 1 , V o = b + c
· By configuring the power factor correction circuit to satisfy E 1, by varying the output voltage V o in response to variations in the input voltage E 1, to reduce the loss P on at the minimum input voltage E 1.

【0015】また、定数a,b,cを適宜選択すること
により、交流入力電圧のピーク値E1Pより高い直流出力
電圧Vo が得られ、交流入力電圧E1 の変動幅に対し、
直流出力電圧Vo の変動幅を小さくすることで、負荷と
して実用的なDC/DCコンバータ等を接続することが
できる。
Further, by properly selecting the constants a, b, and c, a DC output voltage V o higher than the peak value E 1P of the AC input voltage can be obtained, and with respect to the fluctuation range of the AC input voltage E 1 ,
By reducing the fluctuation width of the DC output voltage V o, a practical DC / DC converter or the like can be connected as a load.

【0016】また、前記関係式を満たすようにするため
に、前記力率改善回路は、前記整流回路の出力を平滑す
る平滑回路と、この平滑回路の出力側に直列に接続され
た2つの抵抗及びツェナーダイオードと、前記2つの抵
抗間の接続点を一方の入力端子に接続するとともに、前
記出力電圧Vo に比例した電圧を他方の入力端子に印加
したオペアンプとを備えたものでもよく、前記整流回路
の出力を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力側に
直列に接続された2つの抵抗と、前記2つの抵抗間の接
続点を一方の入力端子に接続するとともに、前記出力電
圧Vo に比例した電圧を他方の入力端子に印加した前段
のオペアンプと、この前段のオペアンプの出力を一方の
入力端子に印加するとともに、基準電圧を他方の入力端
子に印加した後段のオペアンプとを備えたものでもよ
い。
In order to satisfy the relational expression, the power factor correction circuit smoothes the output of the rectifier circuit, and two resistors connected in series to the output side of the smoothing circuit. and a Zener diode, thereby connecting the connecting point between the two resistors to one input terminal, may be those of the voltage proportional to the output voltage V o with an operational amplifier that is applied to the other input terminal, wherein A smoothing circuit for smoothing the output of the rectifying circuit, two resistors connected in series on the output side of the smoothing circuit, and a connection point between the two resistors are connected to one input terminal and the output voltage V The operational amplifier of the previous stage that applied a voltage proportional to o to the other input terminal, and the output of this operational amplifier of the previous stage was applied to one input terminal, and the reference voltage was applied to the other input terminal. It may have an operational amplifier.

【0017】[0017]

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して詳細に説明する。
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

【0018】図1は本発明の実施の第1の形態に係る直
流電源装置の回路図である。
FIG. 1 is a circuit diagram of a DC power supply device according to a first embodiment of the present invention.

【0019】本直流電源装置1Aは、例えば50Hzの
商用の交流入力電圧E1 が印加される一対の交流電源端
子2a,2bと、この交流電源端子2a,2bに接続さ
れた高周波除去用フィルタ(FIL1 )3と、この高周
波除去用フィルタ3の後段に接続された整流ブリッジダ
イオード(DB1 )4と、負荷として例えばDC/DC
コンバータ5が接続される一対の直流出力端子5a,5
bと、整流ブリッジダイオード4と直流出力端子5a,
5bとの間に接続された力率改善回路6Aとを有して構
成されている。
The DC power supply device 1A of the present invention includes, for example, a pair of AC power supply terminals 2a and 2b to which a commercial AC input voltage E 1 of 50 Hz is applied, and a high frequency removing filter (which is connected to the AC power supply terminals 2a and 2b). FIL 1 ) 3, a rectifying bridge diode (DB 1 ) 4 connected to the subsequent stage of the high frequency removing filter 3, and a load such as DC / DC
A pair of DC output terminals 5a, 5 to which the converter 5 is connected
b, the rectifying bridge diode 4, the DC output terminal 5a,
5b and a power factor correction circuit 6A connected to the power source 5b.

【0020】力率改善回路6Aは、チョークコイル
1 ,MOSFETからなるスイッチング素子Q1 ,逆
流阻止用ダイオードD1 及び平滑コンデンサC1 から構
成された昇圧回路7と、整流ブリッジダイオード4の出
力段から脈流信号Isin を検出する抵抗R1 ,R2 から
なる交流電圧波形検出回路8と、スイッチング素子Q1
に流れる電流を検出する電流検出抵抗R3 と、直流出力
端子5a,5b間に接続された抵抗R4 ,R5 からなる
出力電圧検出回路9と、スイッチング素子Q1 を制御す
るスイッチング素子制御回路10Aとを具備している。
The power factor correction circuit 6A includes a booster circuit 7 composed of a choke coil L 1 , a switching element Q 1 composed of a MOSFET, a reverse current blocking diode D 1 and a smoothing capacitor C 1, and an output stage of a rectifying bridge diode 4. AC voltage waveform detection circuit 8 consisting of resistors R 1 and R 2 for detecting pulsating current signal Isin from switching element Q 1
In a current detection resistor R 3 for detecting a current flowing through the DC output terminals 5a, and the output voltage detection circuit 9 composed of a resistor R 4, R 5 connected between 5b, the switching element control circuit for controlling the switching element Q 1 It has 10A.

【0021】スイッチング素子制御回路10Aは、整流
ブリッジダイオード4の出力に接続されたダイオードD
a及びコンデンサCaからなる平滑回路11と、コンデ
ンサCaの電圧を分圧する抵抗Ra,Rbと、抵抗Rb
に直列に接続されたツェナーダイオードDbと、抵抗R
aと抵抗Rbとの接続点をプラス側入力端子に接続する
とともに、出力電圧検出回路9の抵抗R4 と抵抗R5
の接続点をマイナス側入力端子に接続した第1のオペア
ンプ(A1 )12と、交流電圧波形検出回路8からの脈
流信号Isin と第1のオペアンプ12の出力とを乗算す
る乗算器13と、乗算器13の出力側をプラス側入力端
子に接続するとともに、スイッチング素子Q1 と電流検
出抵抗R3 との接続点をマイナス側入力端子に接続した
第2のオペアンプ(A2 )14と、スイッチング素子Q
1 の制御端子(ゲート)に出力端子Qを接続するととも
に、第2のオペアンプ14の出力をセット端子Sに接続
したフリップフロップ15と、フリップフロップ15の
リセット端子Rにリセット信号を入力する発振回路16
とを備えている。
The switching element control circuit 10A includes a diode D connected to the output of the rectifying bridge diode 4.
a and a capacitor Ca, a smoothing circuit 11, resistors Ra and Rb for dividing the voltage of the capacitor Ca, and a resistor Rb.
Zener diode Db connected in series with the resistor R
The first operational amplifier (A 1) in which the connection point between a and the resistor Rb is connected to the plus side input terminal, and the connection point between the resistors R 4 and R 5 of the output voltage detection circuit 9 is connected to the minus side input terminal ) 12, a multiplier 13 for multiplying the pulsating current signal Isin from the AC voltage waveform detection circuit 8 and the output of the first operational amplifier 12, an output side of the multiplier 13 is connected to a plus side input terminal, and switching is performed. The second operational amplifier (A 2 ) 14 in which the connection point between the element Q 1 and the current detection resistor R 3 is connected to the negative side input terminal, and the switching element Q
The flip-flop 15 in which the output terminal Q is connected to the control terminal (gate) 1 and the output of the second operational amplifier 14 is connected to the set terminal S, and the oscillation circuit for inputting the reset signal to the reset terminal R of the flip-flop 15 16
And

【0022】次に、本直流電源装置1Aの動作を説明す
る。
Next, the operation of the DC power supply device 1A will be described.

【0023】電源スイッチSの接続により一対の電源端
子2a,2bにAC電圧E1 が印加されると、全波整流
電圧波形が整流ブリッジダイオード4の出力段に得られ
る。
When the AC voltage E 1 is applied to the pair of power supply terminals 2a and 2b by connecting the power switch S, a full-wave rectified voltage waveform is obtained at the output stage of the rectifying bridge diode 4.

【0024】整流ブリッジダイオード4の出力段に電圧
が得られると、この電圧に基づき発振回路16からフリ
ップフロップ15のリセット端子Rにリセット信号が与
えられ、フリップフロップ15の出力端子Qによってス
イッチング素子Q1 がオンになる。
When a voltage is obtained at the output stage of the rectifying bridge diode 4, a reset signal is given from the oscillation circuit 16 to the reset terminal R of the flip-flop 15 based on this voltage, and the switching element Q is output by the output terminal Q of the flip-flop 15. 1 turns on.

【0025】スイッチング素子Q1 がオンになると、チ
ョークコイルL1 とスイッチング素子Q1 とから成る回
路に電流が流れ、チョークコイルL1 にエネルギが蓄積
される。チョークコイルL1 の電流は、スイッチング素
子Q1 のオン期間に徐々に増大する。
When the switching element Q 1 is turned on, a current flows through the circuit composed of the choke coil L 1 and the switching element Q 1, and energy is accumulated in the choke coil L 1 . The current of the choke coil L 1 gradually increases during the ON period of the switching element Q 1 .

【0026】このオン期間の電流は、電流検出抵抗R3
で検出され、第2のオペアンプ14のマイナス側入力端
子に入力され、乗算器13から与えられる入力電源電圧
対応の正弦波と比較され、電流検出抵抗R3 で検出され
た電流の三角波が正弦波に達した時に第2のオペアンプ
14の出力が転換し、フリップフロップ15のセット端
子Sにセット信号が与えられ、フリップフロップ15の
Q出力が低レベルとなってスイッチング素子Q1 がオフ
に変化する。
The current during this ON period is the current detection resistor R 3
Is detected by, and is input to the negative side input terminal of the second operational amplifier 14, is compared with the sine wave corresponding to the input power supply voltage given from the multiplier 13, and the triangular wave of the current detected by the current detection resistor R 3 is a sine wave. When the output of the second operational amplifier 14 is reached, the set signal is given to the set terminal S of the flip-flop 15, the Q output of the flip-flop 15 becomes low level, and the switching element Q 1 is turned off. .

【0027】スイッチング素子Q1 のオフ期間には、チ
ョークコイルL1 に蓄積されたエネルギが、ダイオード
1 を介してコンデンサC1 に移される。この時、電源
電圧にチョークコイルL1 の電圧を加算した電圧でコン
デンサD1 が充電され、コンデンサC1 は交流入力電圧
1 よりも高い電圧に充電される。
[0027] The OFF period of the switching element Q 1, the energy stored in the choke coil L 1 is transferred to the capacitor C 1 through the diode D 1. At this time, the capacitor D 1 is charged with a voltage obtained by adding the voltage of the choke coil L 1 to the power supply voltage, and the capacitor C 1 is charged with a voltage higher than the AC input voltage E 1 .

【0028】また、スイッチング素子Q1 のオフ期間に
は、チョークコイルL1 の電流が時間と共に減少し、チ
ョークコイルL1 のエネルギーの放出が終了すると、発
振回路16からフリップフロップ15のリセット端子R
にリセット信号が与えられ、再びスイッチング素子Q1
がオンになる。
Further, in the OFF period of the switching element Q 1, and decreases with the current of the choke coil L 1 time, the release of energy of the choke coil L 1 is completed, a reset terminal R of the flip-flop 15 from the oscillation circuit 16
To the switching element Q 1 again.
Turns on.

【0029】ところで、整流ブリッジダイオード4で整
流された電圧は、ダイオードDaとコンデンサCaとか
らなる平滑回路11で平滑される。コンデンサCaの電
圧V1 が抵抗Ra,Rbにより分圧され、抵抗Rb及び
ツェナーダイオードDb間の電圧V2 が第1のオペアン
プ12のプラス側入力端子に入力される。出力電圧Vo
を出力電圧検出回路9の抵抗R4 ,R5 で分圧したセン
ス電圧Vs は、第1のオペアンプ12のマイナス側入力
端子に入力される。
By the way, the voltage rectified by the rectifying bridge diode 4 is smoothed by the smoothing circuit 11 including the diode Da and the capacitor Ca. The voltage V 1 of the capacitor Ca is divided by the resistors Ra and Rb, and the voltage V 2 between the resistor Rb and the Zener diode Db is input to the positive side input terminal of the first operational amplifier 12. Output voltage V o
The sense voltage V s obtained by dividing the voltage by the resistors R 4 and R 5 of the output voltage detection circuit 9 is input to the negative side input terminal of the first operational amplifier 12.

【0030】すなわち、センス電圧Vs を基準電圧と比
較するのではなく、第1のオペアンプ12のプラス側入
力端子への入力電圧V2 と比較されて制御されるため、
出力電圧Vo は、入力電圧V2 の変化に応じて変化す
る。電圧V1 は、図2に示すように、AC入力電圧E1
の大きさに応じて高くなり、入力電圧V2 は、電圧V1
がツェナーダイオードDbのツェナー電圧Vz を越える
迄は、V2 =V1 で上昇するが、ツェナー電圧Vz を越
えると、 V2 =k1 +k2 ・V1 …(2) となる。但し、k1 =Vz ・(Ra−rz)/(Ra+
Rb) k2 =(Rb+rz)/(Ra+Rb) rz:ツェナーダイオードDbの動作抵抗
That is, the sense voltage V s is not compared with the reference voltage, but is compared with the input voltage V 2 to the plus side input terminal of the first operational amplifier 12, and the control is performed.
The output voltage V o varies in response to changes in the input voltage V 2. The voltage V 1 is equal to the AC input voltage E 1 as shown in FIG.
The input voltage V 2 becomes higher than the voltage V 1
Rises at V 2 = V 1 until the voltage exceeds the zener voltage V z of the zener diode Db, but when it exceeds the zener voltage V z , V 2 = k 1 + k 2 · V 1 (2) However, k 1 = V z · (Ra−rz) / (Ra +
Rb) k 2 = (Rb + rz) / (Ra + Rb) rz: operating resistance of Zener diode Db

【0031】この入力電圧V2 の特性を利用して図3に
示すように、AC入力電圧E1 と昇圧回路6Aの出力電
圧Vo との関係が、0≦E1 ≦Vn )において Vo =a・E1 (a:正の定数) の関係式、Vb ≦E1 において Vo =b+c・E1 (b,c:正の定数、かつa>
c) の関係式を各々満たすように力率改善回路10Aを設計
することができる。例えば、AC入力電圧E1 =264
Vのとき、出力電圧Vo =390Vとし、AC入力電圧
1 =85Vのとき、出力電圧Vo =250Vとなるよ
う設計することができる。なお、Vn は最小の入力電圧
(85V)Vm 以下に設定してもよい。
Utilizing this characteristic of the input voltage V 2 , as shown in FIG. 3, the relationship between the AC input voltage E 1 and the output voltage V o of the booster circuit 6A is V when 0 ≦ E 1 ≦ V n ). o = a · E 1 (a: positive constant), where V b ≦ E 1 V o = b + c · E 1 (b, c: positive constant, and a>
The power factor correction circuit 10A can be designed so as to satisfy the respective relational expressions of c). For example, AC input voltage E 1 = 264
It can be designed so that the output voltage V o = 390 V when V, and the output voltage V o = 250 V when the AC input voltage E 1 = 85 V. Note that V n may be set to the minimum input voltage (85 V) V m or less.

【0032】このような上記第1の形態に係る直流電源
装置1Aによれば、交流入力電圧E1 が下がると、直流
出力電圧Vo も下がるようにしているので、例えば、A
C入力電圧E1 がAC85VからAC264Vまで変動
する場合に、出力電圧Vo をDC250VからDC39
0Vまで変動するように設計したとすると、AC入力電
圧E1 がAC85Vの場合におけるスイッチング素子Q
1 のオン抵抗による損失Pon3 は、 Pon3 =0.296×I1p 2 ・Ron となり、AC入力電圧E1 がAC85Vで出力電圧Vo
が390Vの場合の損失Pon2 と比べて約20%下げる
ことができる。
According to the DC power supply device 1A according to the first embodiment, when the AC input voltage E 1 decreases, the DC output voltage V o also decreases.
When the C input voltage E 1 varies from AC85V to AC264V, the output voltage V o from 250V DC DC39
If it is designed to fluctuate to 0V, the switching element Q when the AC input voltage E 1 is AC85V
The loss P on3 due to the ON resistance of 1 is P on3 = 0.296 × I 1p 2 · R on , and the AC input voltage E 1 is AC85V and the output voltage V o
There can be lowered by about 20% compared to the loss P on2 in the case of 390 V.

【0033】また、AC入力電圧E1 の変動幅(264
−85)/264=67.8%に対し、出力電圧Vo
変動幅(390−250)/390=35.9%を小さ
くしているので、負荷として実用的なDC/DCコンバ
ータ5を使用することができる。
Further, the fluctuation range of the AC input voltage E 1 (264
-85) /264=67.8Pasento respect, since the smaller the fluctuation range (390-250) /390=35.9Pasento output voltage V o, the practical DC / DC converter 5 as a load Can be used.

【0034】また、AC入力電流I1 をAC入力電圧E
1 に追従させながら、出力電圧Voを交流入力電圧のピ
ーク値E1Pより常に高い電圧に制御している。
Further, the AC input current I 1 is converted to the AC input voltage E
While following the 1, and controls the output voltage V o is always higher voltage than the peak value E 1P of the AC input voltage.

【0035】また、力率改善回路制御用ICの出力電圧
制御用オペアンプの基準電圧が、外部から変えられる場
合か、又は独自にICを組む場合に有効となる。
Further, it is effective when the reference voltage of the output voltage control operational amplifier of the power factor correction circuit control IC can be changed externally or when the IC is assembled independently.

【0036】図4は本発明の実施の第2の形態に係る直
流電源装置の回路図である。
FIG. 4 is a circuit diagram of a DC power supply device according to the second embodiment of the present invention.

【0037】本直流電源装置1Bのスイッチング素子制
御回路10Bは、図1に示す直流電源装置1Aのスイッ
チング素子制御回路10AからツェナーダイオードDb
を省き、第3のオペアンプ(A3 )17を追加し、この
第3のオペアンプ17のマイナス側入力端子にセンス電
圧Vs を印加するとともに、第3のオペアンプ17のプ
ラス側入力端子に抵抗Rbによる分圧電圧Vinを印加
し、第1のオペアンプ12のプラス側入力端子に基準電
圧Vref を印加するとともに、第1のオペアンプ12の
マイナス側入力端子に第3のオペアンプ17の出力を印
加したものである。
The switching element control circuit 10B of the present DC power supply apparatus 1B is the same as the switching element control circuit 10A of the DC power supply apparatus 1A shown in FIG.
Is omitted, a third operational amplifier (A 3 ) 17 is added, the sense voltage V s is applied to the negative side input terminal of the third operational amplifier 17, and the resistance Rb is applied to the positive side input terminal of the third operational amplifier 17. applying a by divided voltage V in, is applied with the reference voltage V ref to the positive input terminal of the first operational amplifier 12, applies the output of the third operational amplifier 17 to the negative input terminal of the first operational amplifier 12 It was done.

【0038】追加した第3のオペアンプ17の出力電圧
3 は、センス電圧Vs に対し、交流入力電圧E1 に応
じて変化するコンデンサCaの電圧V1 を分圧した電圧
inだけマイナスした出力となる。この出力電圧V3
基準電圧Vref で制御されるため、出力電圧Vo は、 Vo =k3 ・Vref +k4 ・V1 …(3) となる。但し、k3 ,k4 は定数。
The output voltage V 3 of the added third operational amplifier 17 is subtracted from the sense voltage V s by the voltage V in obtained by dividing the voltage V 1 of the capacitor Ca which changes according to the AC input voltage E 1 . It becomes an output. Since the output voltage V 3 is controlled by the reference voltage V ref , the output voltage V o is V o = k 3 · V ref + k 4 · V 1 (3) However, k 3 and k 4 are constants.

【0039】この式(3) は前記式(2) と同一な形をして
おり、第1の形態と同様に設計することができる。
The formula (3) has the same form as the formula (2), and can be designed in the same manner as the first form.

【0040】また、図5で示した従来例の構成に対し、
平滑回路11,第3のオペアンプ17等を付加しただけ
なので、図5の従来例で使用するICでも実現可能であ
る。
Further, in contrast to the configuration of the conventional example shown in FIG.
Since only the smoothing circuit 11 and the third operational amplifier 17 are added, the IC used in the conventional example of FIG. 5 can be realized.

【0041】なお、第3のオペアンプ17は、Vs 信号
に対し、Vin信号を減算する回路の一例であり、これを
実現するための回路は例えばディスクリートで組んでも
実現可能である。
The third operational amplifier 17 is an example of a circuit that subtracts the V in signal from the V s signal, and a circuit for realizing this can be realized by a discrete structure.

【0042】[0042]

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、直
流出力電圧を交流入力電圧のレベルに応じて変動させる
ようにしたので、ワイド入力の場合でも、スイッチング
素子のオン抵抗による損失を低減し、交流入力電圧のピ
ーク値より高い直流電圧を高効率で出力できる力率改善
回路を実現することができる。
As described above in detail, according to the present invention, the DC output voltage is changed according to the level of the AC input voltage, so that the loss due to the ON resistance of the switching element is prevented even in the wide input. It is possible to realize a power factor correction circuit that can reduce the DC voltage higher than the peak value of the AC input voltage with high efficiency.

【0043】また、交流入力電圧の変動幅に対し、直流
出力電圧の変動幅を小さくすることができるので、負荷
として実用的なDC/DCコンバータ等を接続すること
ができる。
Further, since the fluctuation range of the DC output voltage can be made smaller than the fluctuation range of the AC input voltage, it is possible to connect a practical DC / DC converter or the like as a load.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の実施の第1の形態に係る直流電源装置
の回路図
FIG. 1 is a circuit diagram of a DC power supply device according to a first embodiment of the present invention.

【図2】V2 の特性図FIG. 2 V 2 characteristic diagram

【図3】Vo の特性図[Fig. 3] Characteristic diagram of V o

【図4】本発明の実施の第2の形態に係る直流電源装置
の回路図
FIG. 4 is a circuit diagram of a DC power supply device according to a second embodiment of the present invention.

【図5】従来の直流電源装置の回路図FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional DC power supply device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1A,1B 直流電源装置 2a,2b 交流電源端子 3 高周波除去用フィルタ(FIL1 ) 4 整流ブリッジダイオード(DB1 ) 5 DC/DCコンバータ 5a,5b 直流出力端子 6A,6B 力率改善回路 7 昇圧回路 8 交流電圧波形検出回路 9 出力電圧検出回路 10A,10B スイッチング素子制御回路 11 平滑回路 12 第1のオペアンプ 13 乗算器 14 第2のオペアンプ 15 フリップフロップ 16 発振回路 Db ツェナーダイオード Ra,Rb 抵抗 Q1 スイッチング素子1A, 1B DC power supply device 2a, 2b AC power supply terminal 3 High frequency removing filter (FIL 1 ) 4 Rectifying bridge diode (DB 1 ) 5 DC / DC converter 5a, 5b DC output terminal 6A, 6B Power factor improving circuit 7 Step-up circuit 8 AC voltage waveform detection circuit 9 Output voltage detection circuit 10A, 10B Switching element control circuit 11 Smoothing circuit 12 First operational amplifier 13 Multiplier 14 Second operational amplifier 15 Flip-flop 16 Oscillation circuit Db Zener diode Ra, Rb Resistance Q 1 switching element

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 Vm 以上の交流入力電圧E1 が印加され
る交流電源端子と、この交流電源端子に接続された整流
回路と、直流出力端子と、前記整流回路と前記直流出力
端子との間に昇圧回路を接続してなる力率改善回路とを
有する直流電源装置において、 交流入力電圧E1 と前記昇圧回路の直流出力電圧Vo
の関係が、0≦E1 ≦Vn (Vn ≦Vm )において Vo =a・E1 (a:正の定数) の関係式、Vn ≦E1 において Vo =b+c・E1 (b,c:正の定数、かつa>
c) の関係式を各々満たすよう前記力率改善回路を構成した
ことを特徴とする直流電源装置。
1. An AC power supply terminal to which an AC input voltage E 1 of V m or more is applied, a rectifier circuit connected to the AC power supply terminal, a DC output terminal, and the rectifier circuit and the DC output terminal. in direct-current power supply and a power factor improvement circuit formed by connecting a boosting circuit between the relationship of the AC input voltage E 1 and the DC output voltage V o of the booster circuit, 0 ≦ E 1 ≦ V n (V In the case of n ≦ V m ), the relational expression of V o = a · E 1 (a: positive constant), in the case of V n ≦ E 1 V o = b + c · E 1 (b, c: positive constant, and a>
A DC power supply device characterized in that the power factor correction circuit is configured so as to satisfy the respective relational expressions of c).
【請求項2】 前記力率改善回路は、前記整流回路の出
力を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力側に直列
に接続された2つの抵抗及びツェナーダイオードと、前
記2つの抵抗間の接続点を一方の入力端子に接続すると
ともに、前記出力電圧Vo に比例した電圧を他方の入力
端子に印加したオペアンプとを備えたことを特徴とする
請求項1記載の直流電源装置。
2. The power factor correction circuit includes a smoothing circuit for smoothing an output of the rectifier circuit, two resistors and a zener diode connected in series to an output side of the smoothing circuit, and a resistor between the two resistors. thereby connecting the connection point to the one input terminal, a DC power supply device according to claim 1, characterized by comprising an operational amplifier which applies a voltage proportional to the output voltage V o to the other input terminal.
【請求項3】 前記力率改善回路は、前記整流回路の出
力を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力側に直列
に接続された2つの抵抗と、前記2つの抵抗間の接続点
を一方の入力端子に接続するとともに、前記出力電圧V
o に比例した電圧を他方の入力端子に印加した前段のオ
ペアンプと、この前段のオペアンプの出力を一方の入力
端子に印加するとともに、基準電圧を他方の入力端子に
印加した後段のオペアンプとを備えたことを特徴とする
請求項1記載の直流電源装置。
3. The power factor correction circuit includes a smoothing circuit for smoothing the output of the rectifier circuit, two resistors connected in series on the output side of the smoothing circuit, and a connection point between the two resistors. The output voltage V is connected to one of the input terminals.
Equipped with a front-stage operational amplifier that applies a voltage proportional to o to the other input terminal, and a rear-stage operational amplifier that applies the output of this front-stage operational amplifier to one input terminal and a reference voltage to the other input terminal. The DC power supply device according to claim 1, wherein
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010213423A (en) * 2009-03-09 2010-09-24 Nec Wireless Networks Ltd Power factor improving circuit
JP2012226917A (en) * 2011-04-18 2012-11-15 Mitsubishi Electric Corp Power supply device and illumination device

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