JP5645613B2 - 無線通信システム、送信機および受信機 - Google Patents

Description

本発明は、伝搬路を推定する無線通信システムに関する。

従来、無線通信では、複数の反射波により発生するマルチパスフェージングに起因して通信品質が著しく劣化する問題がある。そのマルチパスフェージングの対策として、周波数軸上で直交関係を有する複数のサブキャリアを用いて通信を行うＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重化）方式が注目されている。

ＯＦＤＭ方式は、同一伝送レートのシングルキャリア方式に比べてシンボル時間が極めて長くなり、その結果、マルチパスフェージングの影響を受けにくいという特徴がある。

しかしながら、マルチパス環境下では、伝搬路において各々のサブキャリアが振幅および位相の変化を受けるため、受信機側でこれを補償する必要がある。そのため、送信機側は、ＯＦＤＭのサブキャリアの一部または全部を用いて、パイロット信号（振幅および位相が既知の信号）を送信する。受信機側では、受信したこれらのパイロット信号から各々のサブキャリアが伝搬路において受けた変化、すなわち伝搬路の周波数応答を推定する。これを伝搬路推定と呼び、この結果を用いて受信信号を補償する。

パイロット信号を送信するサブキャリアを、パイロットサブキャリアという。ＯＦＤＭブロック内で、一定間隔でパイロットサブキャリアを配置するＳＰ（Scattered Pilot：スキャタードパイロット）と呼ばれる方法がある。ＳＰでは、受信機側は、パイロット信号を用いてパイロットサブキャリアでの伝搬路推定値は得られるが、他のサブキャリアの伝搬路推定値を得ることができない。そのため、これらのサブキャリアでの伝搬路推定値は、パイロットサブキャリアの伝搬路推定値を用いて、周波数軸方向の補間処理により推定する必要がある。

このような補間処理について、下記非特許文献１では、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いて周波数軸方向の補間処理を行う方法が開示されている。この方法では、ＯＦＤＭのサブキャリア数をＭ、ＦＦＴポイント数をＮ（Ｎ≧Ｍ）とし、１ＯＦＤＭブロックのパイロットサブキャリア数をＭｐとした場合、Ｍｐ個のサブキャリアでの伝搬路推定値を求め、その後、以下に示す周波数軸方向の補間処理によりＭ個の全サブキャリアの伝搬路推定値を求めることができる。

具体的に、補間処理の手順として、まず、Ｍｐ個の伝搬路推定値を要素とするＭｐ×１次元ベクトルＨ１に対し、以下のように窓関数ｗ（ｉ）を乗算し、Ｍｐ×１次元ベクトルＨ２を得る。
Ｈ２（ｉ）＝Ｈ１（ｉ）×ｗ（ｉ） （０≦ｉ＜Ｍｐ）
Ｈ１（ｉ）、Ｈ２（ｉ）は各々Ｍｐ×１次元ベクトルＨ１、Ｈ２の第ｉ成分である。また、窓関数ｗ（ｉ）としてはハニング窓を使用する。Ｈ２に対し、ＭポイントＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を行い、時間領域でのチャネル応答を示すＭ×１次元ベクトルＨ３を得る。このＨ３に対し、ＮポイントＦＦＴを行うことで周波数領域での伝搬路推定値を示すＮ×１次元ベクトルＨ４を得る。そして、Ｈ４に対し窓関数ｗ（ｉ）の影響を除去する系列ｖ（ｉ）を以下のように乗算し、周波数軸方向の補間処理が完了した伝搬路推定値を示すＮ×１次元ベクトルＨ５を得ることができる。
Ｈ５（ｉ）＝Ｈ４（ｉ）×ｖ（ｉ） （０≦ｉ＜Ｎ）
Ｈ４（ｉ）、Ｈ５（ｉ）は、各々Ｎ×１次元ベクトルＨ４、Ｈ５の第ｉ成分である。

B.Yang, Z.Cao, K.B.Letaief, "Analysis of low-complexity windowed DFT-based MMSE channel estimator for OFDM systems," IEEE Trans. on Commun., vol.49, no.11, pp.1977-1987, Nov. 2001.

しかしながら、上記従来の技術によれば、マルチパスフェージング環境下では、伝搬路特性は激しく変動するため、上記のような補間処理では正しい伝搬路推定値が得られず、実際の伝搬路特性との誤差が大きくなると考えられる。特に周波数選択性フェージングチャネル環境下においては、隣接するサブキャリア間の伝搬路特性は大きく異なる可能性があり、補間処理により得られる伝搬路推定値と実際の伝搬路特性との間の推定誤差が大きくなると考えられる、という問題があった。

このような場合、全サブキャリアをパイロットサブキャリアとし、周波数軸方向の補間処理を行わずに全サブキャリアの伝搬路推定値を得る方法が考えられる。しかしながら、周波数軸方向の補間処理が不要となるため伝搬路推定誤差を小さくすることが可能であるが、データ信号を送信するサブキャリア数が減少するため、データ送信効率が低下する、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、データ送信効率を低下させることなく、周波数軸方向の補間処理なしに全サブキャリアの伝搬路の推定が可能な無線通信システムを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、無線通信を行う送信機および受信機から構成される無線通信システムであって、前記送信機は、送信ブロック内の複数のサブキャリアのうち１つのサブキャリアにパイロット信号を配置し、当該パイロット信号を配置したサブキャリアの低周波数側に位置する所定の数のサブキャリアおよび高周波数側に位置する所定の数のサブキャリアをｎｕｌｌとするパイロット多重手段と、前記パイロット多重手段からの出力信号に対して位相回転系列を乗算し、帯域内で拡散された信号に変換する位相回転系列手段と、前記位相回転系列手段から出力された信号を前記受信機へ送信する送信手段と、を備え、前記受信機は、前記送信機から送信された信号を受信する受信手段と、受信信号に対して位相逆回転系列を乗算して、拡散信号から周波数毎のサブキャリアに変換し、変換した周波数毎のサブキャリアの信号から、前記パイロット信号が配置されたサブキャリア位置の信号と、前記サブキャリア位置の信号から前記所定の数の遅延波の信号とを、パイロット信号の応答として抽出するパイロット抽出手段と、抽出したパイロット信号の応答を用いて前記送信機との間の伝搬路を推定する伝搬路推定手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、データ送信効率を低下させることなく、周波数軸方向の補間処理なしに全サブキャリアの伝搬路を推定できる、という効果を奏する。

図１は、無線通信システムの構成例を示す図である。 図２は、送信機の構成例を示す図である。 図３は、送信ブロックの構成例を示す図である。 図４は、φ_k（ｎ）の周波数スペクトルを示す図である。 図５は、θ（ｎ）乗算前および乗算後の出力信号ｓ（ｎ）を示す図である。 図６は、θ（ｎ）を乗算する場合の第ｋサブキャリアの変化を示す図である。 図７は、周波数方向におけるサブキャリアの配置を示す図である。 図８は、第ｋ、第ｋ−１サブキャリアを示す図である。 図９は、周波数方向におけるサブキャリアの配置を示す図である。 図１０は、受信機の構成例を示す図である。 図１１は、周波数方向におけるサブキャリアの配置を示す図である。 図１２は、周波数方向におけるサブキャリアの配置を示す図である。 図１３は、周波数方向におけるサブキャリアの配置を示す図である。 図１４は、送信機の構成例を示す図である。 図１５は、受信機の構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる無線通信システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態の無線通信システムの構成例を示す図である。無線通信システムは、送信機１０と、受信機２０と、から構成される。送信機１０と受信機２０との間でＯＦＤＭ方式による通信を行い、受信機２０において伝搬路の推定を行う。具体的に、送信機１０、受信機２０のそれぞれについて説明する。

図２は、本実施の形態の無線通信システムにおける送信機１０の構成例を示す図である。送信機１０は、変調部１００と、パイロット多重部１０１と、ＩＦＦＴ部１０２と、位相回転系列θ乗算部１０３と、ＣＰ（Cyclic Prefix）付加部１０４と、波形整形フィルタ部１０５と、周波数変換部１０６と、送信アンテナ１０７と、を備える。

変調部１００は、送信データを一次変調する。パイロット多重部１０１は、パイロット信号を配置する送信ブロックに対してパイロット信号を多重する。ＩＦＦＴ部１０２は、ＩＤＦＴ（Inverse Division Fourier Transform）処理を行って、ＯＦＤＭ信号を生成する。位相回転系列θ乗算部１０３は、ＯＦＤＭ信号に位相回転系列を乗算する。ＣＰ付加部１０４は、データ末尾の所定のシンボルをデータの前に付加する。波形整形フィルタ部１０５は、ＣＰ付加後の信号を波形整形する。周波数変換部１０６は、波形整形後の信号を周波数変換する。送信アンテナ１０７は、周波数変換後の信号を受信機２０に向けて送信する。

図３は、送信ブロックの構成例を示す図である。図３に示すように１つの送信ブロックは、Ｎシンボルのデータと、ＮｃｐシンボルのＣＰと、から構成される。ＣＰは、データの末尾のＮｃｐシンボルをコピーしたものである。

図２を用いて送信機１０の動作について説明する。まず、変調部１００において、送信データの一次変調を行う。その後、パイロット信号を配置する送信ブロック（パイロットブロックと呼ぶ）であれば、パイロット多重部１０１が、パイロット信号を多重する。なお、パイロット信号を配置する送信ブロックでない場合（データブロックと呼ぶ）、パイロット多重部１０１は、その送信ブロックに対して特に何も行わない。パイロット信号を多重する場合の多重方法の詳細については後述する。その後、ＩＦＦＴ部１０２において、ＮポイントＩＤＦＴを行い、ＯＦＤＭ信号ｓ（ｎ）（０≦ｎ＜Ｎ)を生成する。

ここで、ＯＦＤＭ信号ｓ（ｎ）の生成処理について説明する。一例として、Ｎ本のサブキャリアを、低周波数のものから順に、第０サブキャリア、第１サブキャリア、…、第Ｎ−１サブキャリアとする。Ｎ本のサブキャリアのうち、送信機１０と受信機２０から構成される無線通信システムにおける有効サブキャリア数をＭ（≦Ｎ）とすると、Ｍシンボルのデータがパイロット多重部１０１からＩＦＦＴ部１０２へ入力されるので、ＩＦＦＴ部１０２では、Ｎ−Ｍ個の０パディングを行うことで、Ｎシンボルの系列Ｓ［ｋ］（０≦ｋ＜Ｎ）を生成する。そして、ＩＦＦＴ部１０２は、シンボル数Ｎの系列Ｓ［ｋ］に対してＩＤＦＴを実施し、ｓ（ｎ）を生成する。これより、ｓ（ｎ）とＳ［ｋ］には次式（１）のような関係が成り立つ。ただしｊは虚数単位である。

位相回転系列θ乗算部１０３は、次式（２）に示す長さＮの位相回転系列θをＩＦＦＴ部１０２からの出力信号、すなわちＯＦＤＭ信号ｓ（ｎ）に乗算し、出力信号ｘ（ｎ）を得る（式（３）参照）。

ｘ（ｎ）＝ｓ（ｎ）・θ（ｎ） （０≦ｎ＜Ｎ）…（３）

この系列θ(n)はチャープ系列と呼ばれ、定数の振幅を持ち、時間に対して周波数が変化する系列である。なお、式（２）はθ（ｎ）の一例であり、θ（ｎ）としては他のチャープ系列であってもよい。例えば、次式（２）´のようにすることも可能である。

また、式（２）、式（３）は時間に対して線形的に周波数が変化するチャープ系列の例であるが、必ずしも線形的な変化である必要はなく、時間に対して周波数がどのように変化するものであってもよいものとする。また、θ(n)はチャープ系列ではなく、ポリフェーズ系列、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列であってもよい。以下、これらを総称して位相回転系列と呼ぶこととする。本実施の形態では、θ（ｎ）として、一例として式（２）で表されるものを使用するが、これに限定されるものではない。

式（１）、式（３）より、ｘ（ｎ）は次式（４）のように表すことができる。

ここで、φ_k（ｎ）もまた位相回転系列となる。図４は、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）により得られるφ_k（ｎ）の周波数スペクトルを示す図である。図４は、Ｎ＝６４、ｋ＝０の場合の例である。図４に示すように、φ_k（ｎ）は帯域内の全周波数成分を持ち、また、その周波数スペクトルは一定となる。そのため、Ｓ［ｋ］φ_k（ｎ）もまた帯域内の全周波数成分を持ち、第ｋサブキャリアでの送信信号Ｓ［ｋ］を帯域内に拡散したものと言える。そして、それらをＮ個全てのサブキャリアについて重ね合わせたものが送信信号ｘ（ｎ）となる。

図５は、θ（ｎ）乗算前および乗算後の出力信号ｓ（ｎ）を示す図である。図５（ａ）がθ（ｎ）乗算前の出力信号ｓ（ｎ）を示し、図５（ｂ）がθ（ｎ）乗算後の出力信号ｘ（ｎ）を示す。このように、θ（ｎ）を乗算することによって、送信信号が周波数軸上で拡散、すなわち、サブキャリアが重ね合わせられた状態となる。

また、ｓ（ｎ）にθ（ｎ）を乗算することで信号が拡散されることは、図６を用いて説明することもできる。図６は、θ（ｎ）を乗算する場合の第ｋサブキャリアの変化を示す図である。θ（ｎ）を乗算する前は、図６（ａ）に示すように第ｋサブキャリアの信号の周波数は一定である。しかし、θ（ｎ）が式（２）に示すように時間と共に周波数の大きくなる系列であるため、θ（ｎ）を乗算することで、第ｋサブキャリアの信号もまた、図６（ｂ）に示すように時間と共に周波数が大きくなる。ただし、帯域内の最高周波数（第Ｎ−１サブキャリアの周波数）まで到達すると、帯域内の最低周波数（第０サブキャリアの周波数）まで戻る。よって、第ｋサブキャリアの信号は図６（ｂ）に示すように、１送信ブロックの間に帯域内の全周波数をスイープする。他のサブキャリアの信号も同様に、１送信ブロックの間に帯域内の全周波数をスイープすることになる。

このように、各サブキャリア成分Ｓ［ｋ］が帯域内の全周波数に拡散されて送信されるため、各Ｓ［ｋ］は帯域内の全周波数の伝搬路変動の影響を受ける。そのため、Ｎサブキャリアの中の１つをパイロットサブキャリアとしておけば、そのパイロット信号を用いることで、周波数軸方向の補間処理を行うことなく、全周波数の伝搬路推定が可能になると考えられる。

ＣＰ付加部１０４は、位相回転系列θ乗算部１０３からの出力信号ｘ（ｎ）を入力し、図３に示す送信ブロックとなるように、Ｎシンボルのデータのうちの末尾Ｎｃｐシンボルをデータの前にＣＰとして付加する。そして、波形整形フィルタ部１０５が、ＣＰ付加部１０４からの出力信号を入力して波形整形を行い、周波数変換部１０６が周波数変換する。その後、送信アンテナ１０７が、周波数変換部１０６からの出力信号を入力し、受信機２０に向けて送信する。ＣＰ付加部１０４から送信アンテナ１０７までは、一般的な送信機と同様の送信手段である。

上記のように送信される信号に対し、受信機２０ではＣＰ除去後にθ（ｎ）の逆変換に相当する演算を行い、ＤＦＴすることで、各サブキャリアでの受信信号が得られると考えられる。受信機２０の詳細な動作については後述するが、ここでは、送信機１０の送信アンテナ１０７より送信された信号が、受信機２０でどのような信号として見えるかを説明する。

伝搬環境として、遅延波が送信シンボル時間間隔でＰパス到来する（Ｐ＋１）パスモデルを想定した場合の受信信号について説明する。第ｎシンボル時間（０≦ｎ＜Ｎ）におけるＣＰ除去後の受信信号ｙ（ｎ）は次式（５）で表される。

ただし、ｈ_pは第ｐパス（０≦ｐ≦Ｐ）の伝搬路インパルス応答を表し、ｗ（ｎ）は雑音信号である。また、ｍｏｄは剰余を表す。ここで、式（５）に式（４）を代入して整理すると、次式（６）となる。

この受信信号ｙ（ｎ）に対し、θ（ｎ）の逆変換に相当するθ^-1（ｎ）を乗じることで、θ（ｎ）による位相回転を解いた受信信号ｒ（ｎ）が得られ、これをＤＦＴすることで各サブキャリアでの受信信号Ｒ［ｋ］が得られると考えられる。ここで、θ^-1（ｎ）＝１／θ（ｎ）（０≦ｎ＜Ｎ）である。θ（ｎ）が式（２）で表される場合、θ^-1（ｎ）は式（７）のように表すことができる。

前述のように、θ（ｎ）として式（２）以外のものも使用可能であるが、その場合も、θ^-1（ｎ）＝１／θ（ｎ）（０≦ｎ＜Ｎ）により求まるθ^-1（ｎ）を利用すればよい。θ^-1（ｎ）が式（７）となる場合、ｒ（ｎ）は以下の式（８）のようになる。

ここで、（ｋ−ｐ）ｍｏｄＮを改めてｋとすると、ｒ（ｎ）は式（９）のようになる。

よって、受信信号ｒ（ｎ）をＤＦＴして得られるＲ［ｋ］は式（１０）のようになる。

ここで、Ｆ［・］はＤＦＴを表し、Ｗ［ｋ］は第ｋサブキャリアでの雑音を表す（０≦ｋ＜Ｎ）。

式(１０)において、右辺第一項は、以下のＰ＋１個の信号の重ね合わせとなっている。第ｋサブキャリアでの送信信号の先行波、第（ｋ+１）ｍｏｄＮサブキャリアでの送信信号の１シンボル遅延波、…、第（ｋ＋Ｐ）ｍｏｄＮサブキャリアでの送信信号のＰシンボル遅延波、つまり、第ｋサブキャリアでの受信信号は、第ｋ〜（ｋ＋Ｐ）ｍｏｄＮサブキャリアでの送信信号の重ね合わせとなる。よって、第ｋサブキャリアでの送信信号の応答は、受信機２０では、第ｋ〜（ｋ−Ｐ）ｍｏｄＮサブキャリアにパス毎に分散して現れることになる。図７は、周波数方向におけるサブキャリアの配置を示す図である。サブキャリア番号０〜Ｎ−１までのサブキャリアを示すものである。このように、第ｋサブキャリアの送信信号のｐシンボル遅延波は、第（ｋ−Ｐ）ｍｏｄＮサブキャリアに現れる。この第ｋサブキャリアから第（ｋ−Ｐ）ｍｏｄＮサブキャリアまでの範囲が、第ｋサブキャリアの送信信号の応答となる。

なお、同様のことは、図８を用いても説明することができる。図８は、第ｋ、第ｋ−１サブキャリアを示す図である。第ｋサブキャリアの送信信号の先行波は、図６(ｂ)と同様、図８の実線で表される。このとき、第ｋサブキャリアの１シンボル遅延波は、先行波を図８のように時間軸方向に１シンボル分シフトしたものとなる。これは、第（ｋ−１）ｍｏｄＮサブキャリアよりスイープの始まる信号となるため、受信機２０では、第（ｋ−１）ｍｏｄＮサブキャリアの信号として見えてしまう。図８では簡単のため先行波と１シンボル遅延波しか書いていないが、同様に考えれば、ｐシンボル遅延波は図８の先行波を時間軸方向にｐシンボル分シフトしたものとなる。これは、第（ｋ−ｐ）ｍｏｄＮサブキャリアよりスイープの始まる信号となるため、受信機２０では、第（ｋ−ｐ）ｍｏｄＮサブキャリアの信号として見えてしまうことになる。

つぎに、パイロット多重部１０１におけるパイロット信号を多重する方法について詳細に説明する。前述のように位相回転系列による拡散を行う場合、Ｎサブキャリアの中の１つにパイロット信号を配置すれば、そのパイロット信号を用いてその送信ブロックでの全周波数の伝搬路推定が可能になる。ここで、第ｑサブキャリアをパイロットサブキャリアとした場合、前述のようにパイロット信号の応答は、受信機２０では第ｑ〜（ｑ−Ｐ）ｍｏｄＮサブキャリアに現れる。伝搬路推定のためには受信機２０でパイロット信号の応答を得る必要があり、そのためには、これらのサブキャリアに第ｑサブキャリア以外のサブキャリアの送信信号の応答が現れてはならない。このことから、送信機１０で第ｑサブキャリアをパイロットサブキャリアとする際、次の２つの制約条件が発生する。

（１）第（ｑ−ｉ）ｍｏｄＮサブキャリア（１≦ｉ≦Ｐ）は、ｎｕｌｌとしなければならない。もし、第（ｑ−ｉ）ｍｏｄＮサブキャリアで信号を送信した場合、パイロットサブキャリアのｉシンボル遅延波の応答と混ざることになり、両者を分離できず、正確なパイロット信号の応答が得られないからである。ただし、Ｐ＝０の場合、１≦ｉ≦Ｐに該当するｉが存在しないため、ｎｕｌｌとすべきサブキャリアは存在しない。

（２）第（ｑ＋ｉ）ｍｏｄＮサブキャリア（１≦ｉ≦Ｐ）は、ｎｕｌｌとしなければならない。もし、第（ｑ＋ｉ）ｍｏｄＮサブキャリアで信号を送信した場合、そのｉシンボル以上の遅延波の応答がパイロットサブキャリアの応答と混ざることになり、両者を分離できず、正確なパイロット信号の応答が得られないからである。ただし、Ｐ＝０の場合、１≦ｉ≦Ｐに該当するｉが存在しないため、ｎｕｌｌとすべきサブキャリアは存在しない。

以上のことから、パイロット多重部１０１は、次のようにパイロット信号を配置する。

（１）パイロットサブキャリアは１つでよいため、第ｑサブキャリア（０≦ｑ＜Ｎ）にのみパイロット信号を配置する。

（２）第（ｑ−ｉ）ｍｏｄＮサブキャリア（１≦ｉ≦Ｎ＿ｎ＿１）、および第（ｑ＋ｉ）ｍｏｄＮサブキャリア（１≦ｉ≦Ｎ＿ｎ＿２）はｎｕｌｌとする。Ｎ＿ｎ＿１、Ｎ＿ｎ＿２は０以上の整数であるが、Ｎ＿ｎ＿１＝０の場合、１≦ｉ≦Ｎ＿ｎ＿１に該当するｉが存在しないため、ｎｕｌｌとすべき第（ｑ−ｉ）ｍｏｄＮサブキャリアは存在しない。同様に、Ｎ＿ｎ＿２＝０の場合、１≦ｉ≦Ｎ＿ｎ＿２に該当するｉが存在しないため、ｎｕｌｌとすべき第（ｑ＋ｉ）ｍｏｄＮサブキャリアは存在しない。そのため、上記ｉの範囲を、（１≦ｉ≦Ｎ＿ｎ＿１）、（１≦ｉ≦Ｎ＿ｎ＿２）とする。

Ｎ＿ｎ＿１、Ｎ＿ｎ＿２の決定方法としては様々な方法が考えられる。無線通信システムで想定する最大遅延シンボル数が既知であり、これをＰ´とするとき、Ｎ＿ｎ＿１＝Ｎ＿ｎ＿２＝Ｐ´とする方法が最も簡単な方法として考えられる。

または、関数ｆ＿ｎ＿１、ｆ＿ｎ＿２を定義し、これを用いて式（１１）のように求める方法が考えられる。このとき、ｆ＿ｎ＿１およびｆ＿ｎ＿２は、単調増加関数であることが望ましい。

他の方法として、ＣＰ長Ｎｃｐは遅延波の最大遅延シンボル数を考慮して決定されることから、Ｎｃｐより決定する方法が考えられる。最も簡単な方法として、Ｎ＿ｎ＿１＝Ｎ＿ｎ＿２＝Ｎｃｐとすることが考えられる。

または、関数ｆ＿ｎ＿１＿ｃｐ、ｆ＿ｎ＿２＿ｃｐを定義し、これを用いて式（１２）のように求める方法が考えられる。このとき、ｆ＿ｎ＿１＿ｃｐおよびｆ＿ｎ＿２＿ｃｐは、単調増加関数であることが望ましい。

なお、Ｎ＿ｎ＿１、Ｎ＿ｎ＿２の求め方はこれらに限定するものではなく、他のどのような方法であってもよい。

Ｎ＿ｎ＿１、Ｎ＿ｎ＿２を決定し、パイロットを配置した様子を図９に示す。図９は、周波数方向におけるサブキャリアの配置を示す図である。サブキャリア番号＃ｑがパイロットサブキャリアである場合、データ信号を送信するサブキャリアとの間に、Ｎ＿ｎ＿１個およびＮ＿ｎ＿２個のｎｕｌｌとなるサブキャリアを配置する状態を示すものである。

ここで、パイロットサブキャリアの両側のＮ＿ｎ＿１＋Ｎ＿ｎ＿２個のサブキャリアがｎｕｌｌとなるため、送信機１０では、その分の電力をパイロットサブキャリアに使用することが可能である。よって、パイロットサブキャリアは他のデータ信号を送信するサブキャリアよりも送信電力を大きくしてもよい。最大で、他のサブキャリアの（Ｎ＿ｎ＿１＋Ｎ＿ｎ＿２＋１）倍の電力とすることが可能である。なお、パイロットサブキャリアのみならず、他のデータ信号を送信するサブキャリアの電力を大きくしてもよい。

つぎに、受信機２０の動作について説明する。図１０は、本実施の形態の無線通信システムにおける受信機２０の構成例を示す図である。受信機２０は、受信アンテナ２００と、周波数変換部２０１と、波形整形フィルタ部２０２と、ＣＰ除去部２０３と、伝搬路推定部内位相逆回転系列θ^-1乗算部２０４と、伝搬路推定部内ＦＦＴ部２０５と、パイロット信号抽出部２０６と、周波数領域位相回転系列Φ乗算部２０７と、伝搬路推定値計算部２０８と、歪補償部内ＦＦＴ部２０９と、周波数領域等化部２１０と、ＩＦＦＴ部２１１と、復調用位相逆回転系列θ^-1乗算部２１２と、復調用ＦＦＴ部２１３と、復調部２１４と、を備える。

また、伝搬路推定部内位相逆回転系列θ^-1乗算部２０４と、伝搬路推定部内ＦＦＴ部２０５と、パイロット信号抽出部２０６と、周波数領域位相回転系列Φ乗算部２０７と、伝搬路推定値計算部２０８と、から伝搬路推定部２２１を構成し、歪補償部内ＦＦＴ部２０９と、周波数領域等化部２１０と、ＩＦＦＴ部２１１と、から伝搬路歪補償部２２２を構成する。

受信アンテナ２００は、送信機１０からの信号を受信する。周波数変換部２０１は、ベースバンド信号に周波数変換する。波形整形フィルタ部２０２は、ベースバンド信号を波形整形する。ＣＰ除去部２０３は、送信機１０で付加されたＣＰを除去する。

伝搬路推定部内位相逆回転系列θ^-1乗算部２０４は、ＣＰ除去後の信号に位相逆回転系列を乗算する。伝搬路推定部内ＦＦＴ部２０５は、位相逆回転系列乗算後の信号をＤＦＴ処理する。パイロット信号抽出部２０６は、パイロットの応答を取り出す。周波数領域位相回転系列Φ乗算部２０７は、位相回転系列を乗算し、乗算結果を加算する。伝搬路推定値計算部２０８は、各サブキャリアの伝搬路推定値を計算する。また、上記伝搬路推定部内位相逆回転系列θ^-1乗算部２０４から伝搬路推定値計算部２０８までの処理を、伝搬路推定部２２１として行う。

歪補償部内ＦＦＴ部２０９は、ＣＰ除去後の受信信号をＤＦＴ処理し、周波数領域の信号に変換する。周波数領域等化部２１０は、歪補償部内ＦＦＴ部２０９および伝搬路推定値計算部２０８からの出力を用いて周波数領域等化処理を行う。ＩＦＦＴ部２１１は、周波数領域等化処理後の信号をＩＤＦＴ処理する。また、上記歪補償部内ＦＦＴ部２０９からＩＦＦＴ部２１１までの処理を、伝搬路歪補償部２２２として行う。

復調用位相逆回転系列θ^-1乗算部２１２は、位相逆回転系列を乗算する。復調用ＦＦＴ部２１３は、ＤＦＴ処理を行い、各サブキャリアでの受信信号を得る。復調部２１４は、復調処理を行う。

つづいて、受信機２０の動作について説明する。受信機２０では、まず、受信アンテナ２００で信号を受信すると、周波数変換部２０１が、ベースバンド信号に周波数変換する。周波数変換部２０１からの出力を、波形整形フィルタ部２０２がフィルタリングし、その後、ＣＰ除去部２０３で、ＣＰを除去し、ＣＰが除去されたシンボルを抽出する。このＣＰ除去後の信号をｙ（ｎ）（０≦ｎ＜Ｎ）とする。受信アンテナ２００からＣＰ除去部２０３までは、一般的な受信機と同様の受信手段である。

つぎに、伝搬路推定部２２１の動作について説明する。送・受信信号ｘ（ｎ）、ｙ（ｎ）内のパイロット信号成分をｕ（ｎ）、ｖ（ｎ）、それらをＤＦＴすることで求まる周波数領域の信号をＵ［ｋ］、Ｖ［ｋ］とする。このとき、第ｋサブキャリアにおける伝搬路推定値Ｈ´［ｋ］はＵ［ｋ］、Ｖ［ｋ］を用いて計算することが可能である。

送信機１０において第ｑサブキャリアにパイロット信号を配置した場合、ｕ（ｎ）は式（４）より以下の式（１３）のようになる。

さらに、これをＤＦＴしてＵ［ｋ］を得ることができる（式（１４）参照）。

ただしΦ_q［ｋ］は、以下の式（１５）のとおりである。

このように、Ｕ［ｋ］は、パイロット信号Ｓ［ｑ］およびφ_q［ｋ］より、予め計算してメモリに記憶しておくことが可能である。Ｈ´［ｋ］計算時にメモリから読み出すようにすればよい。

位相逆回転系列θ^-1乗算部２０４では、ＣＰ除去部２０３からの出力ｙ（ｎ）にθ^-1（ｎ）を乗算し、式（８）または式（９）で表されるｒ（ｎ）を得る。伝搬路推定部内ＦＦＴ部２０５では、このｒ（ｎ）をＮポイントＤＦＴし、式（１０）で表されるＲ［ｋ］を得る。パイロット信号抽出部２０６は、Ｒ［ｋ］（０≦ｋ＜Ｎ）より、パイロット信号の応答のみを取り出す。すなわち、Ｎ＿ｒｅｓ＋１個の信号Ｒ［（ｑ−ｉ）ｍｏｄＮ］（０≦ｉ≦Ｎ＿ｒｅｓ）を取り出す。ここで、Ｎ＿ｒｅｓは、パイロット信号抽出部２０６で想定する最大遅延シンボル数である。Ｎ＿ｒｅｓは０以上の整数であり、Ｎ＿ｒｅｓ≦Ｎ＿ｎ＿１である必要がある。

Ｎ＿ｒｅｓの決定方法としては様々な方法が考えられる。例えば、無線通信システムで想定する最大遅延シンボル数が既知であり、これをＰ´とするとき、Ｎ＿ｒｅｓ＝Ｐ´とする方法が最も簡単な方法として考えられる。

または、関数ｆ＿ｒｅｓを定義し、これを用いて式（１６）のように求める方法が考えられる。このとき、ｆ＿ｒｅｓは、単調増加関数であることが望ましい。

他の方法として、ＣＰ長Ｎｃｐは遅延波の最大遅延シンボル数を考慮して決定されることから、Ｎｃｐより決定する方法が考えられる。最も簡単な方法として、Ｎ＿ｒｅｓ＝Ｎｃｐとすることが考えられる。

または、関数ｆ＿ｒｅｓ＿ｃｐを定義し、これを用いて式（１７）のように求める方法が考えられる。このとき、ｆ＿ｒｅｓ＿ｃｐは、単調増加関数であることが望ましい。

Ｎ＿ｒｅｓの求め方はこれらに限定するものではなく、他のどのような方法であってもよい。このようにして、パイロット信号抽出部２０６は、Ｎ＿ｒｅｓ＋１個の信号を抽出し出力する。

周波数領域位相回転系列Φ乗算部２０７では、パイロット信号抽出部２０６からのＮ＿ｒｅｓ＋１個の出力Ｒ［（ｑ−ｉ）ｍｏｄＮ］（０≦ｉ≦Ｎ＿ｒｅｓ）各々に対し、周波数領域の位相回転系列Φ_l［ｋ］を乗算し、それらの乗算結果を加算する。ここで、Φ_l［ｋ］は式（１８）のように表すことができる。

つまり、Φ_l［ｋ］はφ_l（ｎ）の周波数領域での表現であり、Φ_l［ｋ］を乗じることは、周波数領域での拡散を行うことを意味する。

ここで、各Ｒ［（ｑ−ｉ）ｍｏｄＮ］（０≦ｉ≦Ｎ＿ｒｅｓ）に対し、各々対応するΦ_(q-i)modN［ｋ］を乗算する必要がある。そして、それらを加算することで周波数領域位相回転系列Φ乗算部２０７の出力、すなわち、Ｖ［ｋ］を得ることができる。これは、次式(１９)で表される。

伝搬路推定値計算部２０８の動作について説明する。送信ブロックがパイロットブロックの場合、周波数領域位相回転系列Φ乗算部２０７からＶ［ｋ］が出力されるので、このＶ［ｋ］、およびメモリから読み出したＵ［ｋ］を用いて各サブキャリアでの伝搬路推定値Ｈ´［ｋ］を計算する。この計算方法としては様々な方法が考えられ、特定の方法に限定されるものではない。例えば、ＺＦ（Zero Forcing）基準により計算する場合は、式（２０）のように求まる。

また、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準により計算する場合は、式（２１）のように求まる。

ここで、Ｕ^*［ｋ］はＵ［ｋ］の複素共役を表す。また、ＣＮ［ｋ］は第ｋサブキャリアでの推定ＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）である。このようにして得られた伝搬路推定値Ｈ´［ｋ］（０≦ｋ＜Ｎ）が伝搬路推定値計算部２０８より出力される。

一方、送信ブロックがデータブロックである場合、この送信ブロックにはパイロット信号が存在しないため、他のパイロットブロックでの伝搬路推定値を用いて時間軸方向の補間処理等を行って、伝搬路推定値を求めるようにする。以上が伝搬路推定部２２１における伝搬路の推定動作となる。

つづいて、伝搬路歪補償部２２２の動作について説明する。まず、歪補償部内ＦＦＴ部２０９は、ＣＰ除去後の受信信号ｙ（ｎ）をＮポイントＤＦＴにより周波数領域の信号Ｙ［ｋ］に変換し出力する。そして、周波数領域等化部２１０は、歪補償部内ＦＦＴ部２０９からの出力Ｙ［ｋ］、伝搬路推定値計算部２０８からの出力Ｈ´［ｋ］を用いて周波数領域等化処理を行う。

まず、周波数領域等化部２１０では、Ｈ´［ｋ］より等化係数Ｗ［ｋ］（０≦ｋ＜Ｎ）を求める。この求め方として様々な方法が考えられ、特定の方法に限定されるものではない。例えば、ＺＦ基準により計算する場合は、式（２２）のように求まる。

また、ＭＭＳＥ基準により計算する場合は、式（２３）のように求まる。

ここで、Ｈ^*´［ｋ］はＨ´［ｋ］の複素共役を表す。また、ＣＮ［ｋ］は第ｋサブキャリアでの推定ＣＮＲである。このＷ［ｋ］により、以下の式（２４）により等化処理が行われる。

周波数領域等化部２１０は、こうして得られたＹ´［ｋ］を出力する。そして、ＩＦＦＴ部２１１が、Ｙ´［ｋ］に対してＮポイントＩＤＦＴ処理を行い、時間領域信号ｙ´（ｎ）を出力する。

復調用位相逆回転系列θ^-1乗算部２１２は、伝搬路推定部内位相逆回転系列θ^-1乗算部２０４と同様に、ｙ´（ｎ）に対してθ^-1（ｎ）を以下の式のように乗算し、出力信号ｒ´（ｎ）を得る。

復調用ＦＦＴ部２１３は、復調用位相逆回転系列θ⁻¹乗算部２１２より出力されるｒ´（ｎ）に対し、ＮポイントＤＦＴを行い、各サブキャリアでの受信信号を得る。ここで、周波数領域等化処理により遅延波の影響が既に除去されているため、第ｋサブキャリア（０≦ｋ＜Ｎ）には、送信機１０にて第ｋサブキャリアで送信した信号の応答のみが現れる。このＤＦＴ後の信号が復調用ＦＦＴ部２１３から出力され、復調部２１４が復調処理を行う。

なお、上記の説明ではｎｕｌｌとするサブキャリア数Ｎ＿ｎ＿１、Ｎ＿ｎ＿２、および受信機２０でのＮ＿ｒｅｓは常に一定としていたが、これに限定するものではない。伝搬環境は時間と共に変化するため、最大遅延シンボル数は伝搬環境の変化に応じて変化すると考えられる。そこで、Ｎ＿ｎ＿１、Ｎ＿ｎ＿２、およびＮ＿ｒｅｓを伝搬環境の変化に応じて適応制御するようにしてもよい。例えば、受信機２０において遅延プロファイルを測定し、その測定結果を元にＮ＿ｒｅｓを適応制御する。さらに、その測定結果を受信機２０から送信機１０にフィードバックし、送信機１０では、その情報に応じてｎｕｌｌとするサブキャリア数Ｎ＿ｎ＿１、Ｎ＿ｎ＿２を適応制御する方法が考えられる。

ここで、本実施の形態と、背景技術で述べたスキャタードパイロットを用いる場合との差を、具体的に数値を用いて説明する。例えば、Ｎ＝１２８、有効サブキャリア数をＭ＝１２８、想定する遅延波の最大遅延シンボル数Ｐ´が７の場合を考える。Ｎ＿ｎ＿１＝Ｎ＿ｎ＿２＝７とすると、本実施の形態において、パイロット信号を送信するＯＦＤＭブロックは、パイロットサブキャリア数：１、ｎｕｌｌサブキャリア数：７×２＝１４、データを送信するサブキャリア数：１２８−１−１４＝１１３となる。

一方、背景技術で述べたスキャタードパイロットの場合、例えば、２サブキャリア間隔でパイロット信号を挿入すると、パイロットサブキャリア数：１２８÷２＝６４、ｎｕｌｌサブキャリア数：０、データを送信するサブキャリア数：１２８−６４−０＝６４となる。

このように、データを送信可能なサブキャリア数は本実施の形態のほうが多く、データ送信効率がよいことが分かる。また、スキャタードパイロットでは、データを送信する６４個のサブキャリアについては周波数軸方向の補間処理により伝搬路推定値を求めるため、誤差が大きい。一方、本実施の形態の方法では、１２８個全てのサブキャリアの伝搬路推定値を周波数軸方向の補間処理なしで求めることが可能であり、誤差を小さくできる。

以上説明したように、本実施の形態では、ＯＦＤＭ方式でデータの送受信を行う無線通信システムにおいて、送信機１０では、１つのパイロットサブキャリアの信号を位相回転により帯域内の全周波数に拡散させて送信し、受信機２０では、帯域内の全周波数に拡散されたパイロットサブキャリアを用いることにより、周波数軸方向での補間処理を行うことなく、送信ブロックの全サブキャリアの伝搬路推定値を得ることとした。これにより、周波数軸方向の補間処理なしに全サブキャリアの伝搬路を推定でき、伝搬路変動に起因する伝搬路推定誤差を小さくすることが可能であり、ＢＥＲ（Bit Error Ratio）特性等の受信品質が向上することができる。

また、１つのパイロットサブキャリアとＮ＿ｎ＿１＋Ｎ＿ｎ＿２個のｎｕｌｌサブキャリアのみで伝搬路推定を行うため、他のサブキャリアではデータ信号の送信が可能である。これにより、データ信号伝送効率を下げず、高精度な伝搬路推定を行うことができる。

また、パイロット信号を配置する送信ブロックでＮ＿ｎ＿１＋Ｎ＿ｎ＿２個のｎｕｌｌサブキャリアが必要であるが、その分の電力を他のサブキャリアの送信電力に使用することが可能である。これにより、受信ＣＮＲが良くなり、ＢＥＲ特性等の受信品質が向上することができる。

また、各サブキャリアの信号が帯域内の全周波数に拡散されて送信するため、各サブキャリアが、帯域内の全ての周波数での伝搬路特性の影響を受ける。これにより、周波数ダイバーシチ効果が得られ、ＢＥＲ特性等の受信品質を向上することができる。

なお、ＤＦＴ処理、ＩＤＦＴ処理を行う際、ポイント数が２のべき乗である場合には、ＤＦＴ処理に替えてＦＦＴ処理を、ＩＤＦＴ処理に替えてＩＦＦＴ処理を行うことも可能である。

実施の形態２．
実施の形態１では、１つのパイロットサブキャリアで伝搬路推定を行うが、雑音の影響等により、理想的な伝搬路推定値を得ることができない場合がある。そのため、本実施の形態では、雑音の影響を低減するために、複数のパイロット信号を用いる場合について説明する。本実施の形態の送信機１０、受信機２０の構成は実施の形態１と同じである。実施の形態１と異なる部分について説明する。

送信機１０では、パイロット多重部１０１の動作のみが実施の形態１と異なる。本実施の形態では、パイロット信号を配置する際、図１１のように複数のパイロット信号を配置する。図１１は、周波数方向におけるサブキャリアの配置を示す図である。サブキャリア番号＃ｑ１〜＃ｑＡがパイロットサブキャリアである。

パイロット信号の個数をＡ（ＡはＮよりも小さい２以上の自然数）個とし、第ｑ_iサブキャリアでｉ番目のパイロット信号を送信するとする。ただし、０≦ｑ₁＜ｑ₂＜…＜ｑ_A＜Ｎとなるように、第１パイロットから第Ａパイロットを命名する。このときに、以下のようにする必要がある。

（１）第ｑ_iサブキャリアと第ｑ_i-1サブキャリアの間にはＮ＿ｎ＿ｉ個のサブキャリアがあり、これらはｎｕｌｌとする（２≦ｉ≦Ａ）。

（２）第（ｑ_l−１）ｍｏｄＮ〜第（ｑ_l−Ｎ＿ｎ＿ｌ）ｍｏｄＮサブキャリアをｎｕｌｌとする。

（３）第（ｑ_A＋１）ｍｏｄＮ〜第（ｑ_A＋Ｎ＿ｎ＿（Ａ＋１））ｍｏｄＮサブキャリアをｎｕｌｌとする。

なお、Ｎ＿ｎ＿ｉ（１≦ｉ≦Ａ＋１）は各々０以上の整数である。

Ｎ＿ｎ＿ｉ（１≦ｉ≦Ａ＋１）の決定方法としては様々な方法が考えられる。無線通信システムで想定する最大遅延シンボル数が既知であり、これをＰ´とするとき、Ｎ＿ｎ＿ｉ＝Ｐ´とする方法が最も簡単な方法として考えられる。

または、関数ｆ＿ｎ＿ｉ（１≦ｉ≦Ａ＋１）を定義し、これを用いて式（２６）のように求める方法が考えられる。このとき、各ｆ＿ｎ＿ｉは、単調増加関数であることが望ましい。

他の方法として、ＣＰ長Ｎｃｐは遅延波の最大遅延シンボル数を考慮して決定されることから、Ｎｃｐより決定する方法が考えられる。最も簡単な方法として、Ｎ＿ｎ＿ｉ＝Ｎｃｐとすることが考えられる。

または、関数ｆ＿ｎ＿ｉ＿ｃｐ（１≦ｉ≦Ａ＋１）を定義し、これを用いて式（２７）のように求める方法が考えられる。このとき、ｆ＿ｎ＿ｉ＿ｃｐは、単調増加関数であることが望ましい。

なお、Ｎ＿ｎ＿ｉの求め方はこれらに限定するものではなく、他のどのような方法であってもよい。

ここで、ΣＮ＿ｎ＿ｉ（Σの下側に「ｉ＝１」が、Σの上側に「Ａ＋１」が付きます）個のサブキャリアがｎｕｌｌとなるため、送信機１０では、その分の電力をパイロットサブキャリアに使用することが可能である。よって、パイロットサブキャリアは他のデータ信号を送信するサブキャリアよりも送信電力を大きくしてもよい。なお、パイロットサブキャリアのみならず、他のデータ信号を送信するサブキャリアの電力を大きくしてもよい。

つぎに、受信機２０の動作について説明する。パイロットブロックにパイロット信号がＡ個あるため、各々を用いてＡ通りの伝搬路推定値を求める。以下、ｊ番目のパイロット信号（１≦ｊ≦Ａ）を用いて伝搬路推定値を求める場合について説明する。

パイロット信号抽出部２０６は、Ｒ［ｋ］（０≦ｋ＜Ｎ）より、ｊ番目のパイロット信号の応答のみを取り出す。すなわち、１＋Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊ個（１≦ｊ≦Ａ）の信号Ｒ［（ｑ_j−ｉ）ｍｏｄＮ］（０≦ｉ≦Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊ）を取り出す。ここで、Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊは、パイロット信号抽出部２０６でｊ番目のパイロット信号による伝搬路推定値を求める際に想定する最大遅延シンボル数である。Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊは０以上の整数であり、Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊ≦Ｎ＿ｎ＿ｊである必要がある。

Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊの決定方法としては様々な方法が考えられる。例えば、無線通信システムで想定する最大遅延シンボル数が既知であり、これをＰ´とするとき、Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊ＝Ｐ´とする方法が最も簡単な方法として考えられる。

または、関数ｆ＿ｒｅｓ＿ｊを定義し、これを用いて式（２８）のように求める方法が考えられる。このとき、ｆ＿ｒｅｓ＿ｊは、単調増加関数であることが望ましい。

他の方法として、ＣＰ長Ｎｃｐは遅延波の最大遅延シンボル数を考慮して決定されることから、Ｎｃｐより決定する方法が考えられる。最も簡単な方法として、Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊ＝Ｎｃｐとすることが考えられる。

または、関数ｆ＿ｒｅｓ＿ｃｐを定義し、これを用いて式（２９）のように求める方法が考えられる。このとき、ｆ＿ｒｅｓ＿ｃｐは、単調増加関数であることが望ましい。

Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊの求め方はこれらに限定するものではなく、他のどのような方法であってもよい。このようにして、パイロット信号抽出部２０６は、１＋Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊ個の信号を抽出し出力する。

周波数領域位相回転系列Φ乗算部２０７では、パイロット信号抽出部２０６からの１＋Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊ個の出力Ｒ［（ｑ_j−ｉ）ｍｏｄＮ］（０≦ｉ≦Ｎ＿ｒｅｓ＿ｊ）各々に対し、実施の形態１と同様に周波数領域の位相回転系列Φ_l［ｋ］を乗算し、それらの乗算結果を加算し、伝搬路推定値計算部２０８に出力する。

伝搬路推定値計算部２０８は、実施の形態１と同じ方法で、ｊ番目のパイロット信号による伝搬路推定値を求める。これを、Ｈ_j´［ｋ］（０≦ｋ＜Ｎ）とする。以上がｊ番目のパイロット信号による伝搬路推定値Ｈ_j´［ｋ］の求め方となるが、同様の方法により、１〜Ａ番目のパイロットによる伝搬路推定値Ｈ₁´［ｋ］、Ｈ₂´［ｋ］、…、Ｈ_A´［ｋ］（０≦ｋ＜Ｎ）を全て求める。

伝搬路推定値計算部２０８は、さらに、Ａ個の伝搬路推定値の平均化処理を行う。つまり、以下の式（３０）によりＨ´［ｋ］を計算する。

これはＡ個の伝搬路推定値の平均値を求めることになる。また、式（３０）により求める以外の方法として、加重平均を求めるようにしてもよい。

なお、関数ｆａｖｅ（）を定義し、以下の式（３１）のようにＨ´［ｋ］を求めても良い。

伝搬路推定値計算部２０８は、このようにして求めたＨ´［ｋ］を歪補償部内ＦＦＴ部２０９に出力する。

なお、上記の説明ではｎｕｌｌとするサブキャリア数Ｎ＿ｎ＿１〜Ｎ＿ｎ＿（Ａ＋１）、および受信機２０でのＮ＿ｒｅｓ＿１〜Ｎ＿ｒｅｓ＿Ａは常に一定としていたが、これに限定するものではない。伝搬環境は時間と共に変化するため、最大遅延シンボル数は伝搬環境の変化に応じて変化すると考えられる。そこで、Ｎ＿ｎ＿１〜Ｎ＿ｎ＿（Ａ＋１）、Ｎ＿ｒｅｓ＿１〜Ｎ＿ｒｅｓ＿Ａを伝搬環境の変化に応じて適応制御するようにしてもよい。例えば、受信機２０において遅延プロファイルを測定し、その測定結果を元にＮ＿ｒｅｓ＿１〜Ｎ＿ｒｅｓ＿Ａを適応制御する。さらに、その測定結果を受信機２０から送信機１０にフィードバックし、送信機１０では、その情報に応じてｎｕｌｌとするサブキャリア数Ｎ＿ｎ＿１〜Ｎ＿ｎ＿（Ａ＋１）を適応制御する方法が考えられる。

以上説明したように、本実施の形態では、複数のパイロット信号を用いて複数の伝搬路推定値を求め、これらを平均化することとした。これにより、伝搬路推定値内の雑音成分が平均化されて小さくなり、伝搬路推定値における雑音による推定誤差を小さくすることができる。

実施の形態３．
本実施の形態では、複数ユーザからの信号を多重する場合について説明する。本実施の形態の送信機１０、受信機２０の構成は実施の形態１と同じである。実施の形態１と異なる部分について説明する。

本実施の形態では、複数ユーザからの信号が多重されている場合を考え、ＤＦＴによりＦＳＫ（Frequency Shift Keying）信号を作成して通信する場合を考える。

まず、送信機１０の動作について説明する。Ｎ個のサブキャリアのうち、Ｂ個のサブキャリアが、あるユーザに割り当てられているとする。

データブロックの場合、このユーザは変調部１００にて、送信するデータに応じてＢ個のうちの１サブキャリアのみ非０とし、残りのＮ−１サブキャリアは０とする。つまり、本実施の形態はＦＳＫであるため、どのサブキャリアでデータを送るかによって情報を伝達する。これはＢ値ＦＳＫであり、１送信ブロックでｌｏｇ₂Ｂビットの情報が送られることになる。パイロット多重部１０１では何もせず、変調部１００の出力がそのままＩＦＦＴ部１０２への入力となる。

一方、パイロットブロックでは、データは送らず、パイロット信号のみを配置する。よって、変調部１００は全てのサブキャリアを０として出力する。パイロット多重部１０１では、予め送信機１０・受信機２０間で決定された１サブキャリアにパイロット信号を配置する。送信機１０の他の部分の動作については、実施の形態１と同様である。

つづいて、受信機２０の動作について説明する。受信機２０は復調部２１４の動作のみが実施の形態１と異なるため、この部分のみ説明する。

パイロットブロックの場合、データは何も送られていないため、復調部２１４は何もしない。データブロックの場合、送信機１０ではＮ本のサブキャリアのうちのいずれか１つを非０としてデータを送信しているので、受信機２０では、それがどのサブキャリアであるかを閾値判定などにより検出し、その情報を元に送信されたデータを得る。

ここで、前述のように、本実施の形態では複数ユーザの送信データを多重している。多重されるユーザ数をＣ（≧１）とし、第ｉユーザ（１≦ｉ≦Ｃ）に割当てられるサブキャリア数をＢ＿ｉとする。よって、第ｉユーザはＢ＿ｉ値ＦＳＫによりデータを送信する。ただし、第ｉユーザは第（ｉ＋１）ユーザよりも低い周波数のサブキャリアが割り当てられているようにする。このとき、受信機２０で異なるユーザの送信信号が混じらないようにするために（同一サブキャリアに現れないようにするために）、図１２に示すように、各ユーザに割当てるサブキャリアを設定する。図１２は、周波数方向におけるサブキャリアの配置を示す図である。ユーザに割り当てられたサブキャリア、およびユーザに割り当てられていないサブキャリアを示す。図１２から、以下のことがいえる。

（１）第ｉユーザのサブキャリアと第（ｉ＋１）ユーザのサブキャリアの間にはＮ＿ｕ＿（ｉ＋１）個以上のｎｕｌｌサブキャリアがあるようにする（１≦ｉ≦Ｃ−１）。

（２）第１ユーザのサブキャリアよりも低周波側にあるｎｕｌｌサブキャリア数（図１２の※１）と第Ｃユーザのサブキャリアよりも高周波側にあるｎｕｌｌサブキャリア数（図１２の※２）の和がＮ＿ｎ＿１以上となるようにする。

なお、Ｎ＿ｕ＿ｉ（１≦ｉ≦Ｃ）は０以上の整数である。０の場合は、該当する場所にｎｕｌｌサブキャリアを配置しないことも可能である。

Ｎ＿ｕ＿ｉ（１≦ｉ≦Ｃ）の決定方法としては様々な方法が考えられる。無線通信システムで想定する最大遅延シンボル数が既知であり、これをＰ´とするとき、Ｎ＿ｕ＿ｉ＝Ｐ´（１≦ｉ≦Ｃ）とする方法が最も簡単な方法として考えられる。

または、関数ｆ＿ｕ＿ｉ（１≦ｉ≦Ｃ）を定義し、これを用いて式（３２）のように求める方法が考えられる。このとき、ｆ＿ｕ＿ｉは、各々単調増加関数であることが望ましい。

他の方法として、ＣＰ長Ｎｃｐは遅延波の最大遅延シンボル数を考慮して決定されることから、Ｎｃｐより決定する方法が考えられる。最も簡単な方法として、Ｎ＿ｕ＿ｉ＝Ｎｃｐ（１≦ｉ≦Ｃ）とすることが考えられる。

または、関数ｆ＿ｕ＿ｉ＿ｃｐ（１≦ｉ≦Ｃ）を定義し、これを用いて式（３３）のように求める方法が考えられる。このとき、ｆ＿ｕ＿ｉ＿ｃｐは、各々単調増加関数であることが望ましい。

なお、Ｎ＿ｕ＿ｉの求め方はこれらに限定するものではなく、他のどのような方法であってもよい。

このようにすることで、遅延波が存在する場合であっても、各ユーザの信号が混ざらないように多重して送信することが可能である。

以上説明したように、本実施の形態では、複数のユーザ信号を送信する場合、遅延波の想定最大遅延シンボル数、またはＣＰ長に応じて各ユーザに割り当てられたサブキャリア間に配置するヌルサブキャリア数を決定するようにした。これにより、実施の形態１と同様の効果に加え、各ユーザの信号が干渉し合わないように、ユーザ信号を多重して送信することができる。

実施の形態４．
本実施の形態では、複数ユーザからの信号を多重する場合について説明する。本実施の形態の送信機１０、受信機２０の構成は実施の形態２と同じである。実施の形態２と異なる部分について説明する。

本実施の形態では、複数ユーザからの信号が多重されている場合を考え、ＤＦＴによりＦＳＫ信号を作成して通信する場合を考える。

まず、送信機１０の動作について説明する。Ｎ個のサブキャリアのうち、Ｂ個のサブキャリアが、あるユーザに割り当てられているとする。

データブロックの場合、このユーザは変調部１００にて、送信するデータに応じてＢ個のうちの１サブキャリアのみ非０とし、残りのＮ−１サブキャリアは０とする。つまり、本実施の形態はＦＳＫであるため、どのサブキャリアでデータを送るかによって情報を伝達する。これはＢ値ＦＳＫであり、１送信ブロックでｌｏｇ₂Ｂビットの情報が送られることになる。パイロット多重部１０１では何もせず、変調部１００の出力がそのままＩＦＦＴ部１０２への入力となる。

一方、パイロットブロックでは、データは送らず、パイロット信号のみを配置する。よって、変調部１００は全てのサブキャリアを０として出力する。パイロット多重部１０１では、予め送信機１０・受信機２０で決定された１サブキャリアにパイロット信号を配置する。送信機１０の他の部分の動作については、実施の形態２と同様である。

つづいて、受信機２０の動作について説明する。受信機２０は復調部２１４の動作のみが実施の形態２と異なるため、この部分のみ説明する。

パイロットブロックの場合、データは何も送られていないため、復調部２１４は何もしない。データブロックの場合、送信機１０ではＮ本のサブキャリアのうちのいずれか１つを非０としてデータを送信しているので、受信機１０では、それがどのサブキャリアであるかを閾値判定などにより検出し、その情報を元に送信されたデータを得る。

なお、複数ユーザの送信データを多重しているが、各ユーザ信号が混ざらないように多重して送信するためのｎｕｌｌサブキャリアの配置については、実施の形態３で説明した内容と同じである。

以上説明したように、本実施の形態では、複数のユーザ信号を送信する場合、遅延波の想定最大遅延シンボル数、またはＣＰ長に応じて各ユーザに割り当てられたサブキャリア間に配置するヌルサブキャリア数を決定するようにした。これにより、実施の形態２と同様の効果に加え、各ユーザの信号が干渉し合わないように、ユーザ信号を多重して送信することができる。

実施の形態５．
本実施の形態では、複数ユーザからの信号を多重する場合に、各ユーザが１個のサブキャリアのみを用いてＰＳＫ（Phase Shift Keying）またはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）により通信する場合について説明する。本実施の形態の送信機１０、受信機２０の構成は実施の形態３と同じである。実施の形態３と異なる部分について説明する。

まず、送信機１０の動作について説明する。Ｎ個のサブキャリアのうち、１個のサブキャリアが、あるユーザに割り当てられているとする。

データブロックの場合、このユーザは変調部１００にて、ＰＳＫまたはＱＡＭによる変調を行い、変調後のシンボルを自身が割り当られているサブキャリアに乗せ、パイロット多重部１０１に出力する。パイロット多重部１０１では何もせず、変調部１００の出力がそのままＩＦＦＴ部１０２への入力となる。

一方、パイロットブロックの場合は、実施の形態３と同様の動作である。また、送信機１０の他の部分の動作も、実施の形態３と同様となる。

つづいて、受信機２０の動作について説明する。受信機２０は復調部２１４の動作のみが実施の形態３と異なるため、この部分のみ説明する。

パイロットブロックの場合、データは何も送られていないため、復調部２１４は何もしない。データブロックの場合、Ｎ本のサブキャリアのうちの１つにデータが乗っているので、そのサブキャリアのみを復調し、送信されたデータを得る。

ここで、前述のように、本実施の形態では複数ユーザの送信データを多重している。多重されるユーザ数をＣ（≧１）とする。ただし、第ｉユーザは第（ｉ＋１）ユーザよりも低い周波数のサブキャリアが割り当てられているようにする。このとき、受信機２０で異なるユーザの送信信号が混じらないようにするために（同一サブキャリアに現れないようにするために）、図１３のように、各ユーザに割当てるサブキャリアを設定する。図１３は、周波数方向におけるサブキャリアの配置を示す図である。ユーザに割り当てられたサブキャリア、およびユーザに割り当てられていないサブキャリアを示す。図１３から、以下のことがいえる。

（１）第ｉユーザのサブキャリアと第（ｉ＋１）ユーザのサブキャリアの間にはＮ＿ｕ＿（ｉ＋１）個以上のｎｕｌｌサブキャリアがあるようにする（１≦ｉ≦Ｃ−１）。

（２）第１ユーザのサブキャリアよりも低周波側にあるｎｕｌｌサブキャリア数（図１３の※１）と第Ｃユーザのサブキャリアよりも高周波側にあるｎｕｌｌサブキャリア数（図１３の※２）の和がＮ＿ｕ＿１以上となるようにする。

なお、Ｎ＿ｕ＿ｉ（１≦ｉ≦Ｃ）は０以上の整数である。０の場合は、該当する場所にｎｕｌｌサブキャリアを配置しないことも可能である。

Ｎ＿ｕ＿ｉ（１≦ｉ≦Ｃ）の決定方法としては様々な方法が考えられる。無線通信システムで想定する最大遅延シンボル数が既知であり、これをＰ´とするとき、Ｎ＿ｕ＿ｉ＝Ｐ´（１≦ｉ≦Ｃ）とする方法が最も簡単な方法として考えられる。

または、関数ｆ＿ｕ＿ｉ（１≦ｉ≦Ｃ）を定義し、これを用いて式（３４）のように求める方法が考えられる。このとき、ｆ＿ｕ＿ｉは、各々単調増加関数であることが望ましい。

他の方法として、ＣＰ長Ｎｃｐは遅延波の最大遅延シンボル数を考慮して決定されることから、Ｎｃｐより決定する方法が考えられる。最も簡単な方法として、Ｎ＿ｕ＿ｉ＝Ｎｃｐ（１≦ｉ≦Ｃ）とすることが考えられる。

または、関数ｆ＿ｕ＿ｉ＿ｃｐ（１≦ｉ≦Ｃ）を定義し、これを用いて式（３５）のように求める方法が考えられる。このとき、ｆ＿ｕ＿ｉ＿ｃｐは、各々単調増加関数であることが望ましい。

なお、Ｎ＿ｕ＿ｉの求め方はこれらに限定するものではなく、他のどのような方法であってもよい。

このようにすることで、遅延波が存在する場合であっても、各ユーザの信号が混ざらないように多重して送信することが可能である。

以上説明したように、本実施の形態では、複数のユーザ信号を送信する場合、遅延波の想定最大遅延シンボル数、またはＣＰ長に応じて各ユーザに割り当てられたサブキャリア間に配置するヌルサブキャリア数を決定するようにした。これにより、実施の形態３と同様の効果を得ることができる。

実施の形態６．
本実施の形態では、複数ユーザからの信号を多重する場合に、各ユーザが１個のサブキャリアのみを用いてＰＳＫまたはＱＡＭにより通信する場合について説明する。本実施の形態の送信機１０、受信機２０の構成は実施の形態４と同じである。実施の形態４と異なる部分について説明する。

まず、送信機１０の動作について説明する。Ｎ個のサブキャリアのうち、１個のサブキャリアが、あるユーザに割り当てられているとする。

データブロックの場合、このユーザは変調部１００にて、ＰＳＫまたはＱＡＭによる変調を行い、変調後のシンボルを自身が割り当られているサブキャリアに乗せ、パイロット多重部１０１に出力する。パイロット多重部１０１では何もせず、変調部１００の出力がそのままＩＦＦＴ部１０２への入力となる。

一方、パイロットブロックの場合は、実施の形態４と同様の動作である。また、送信機１０の他の部分の動作も、実施の形態４と同様となる。

つづいて、受信機２０の動作について説明する。受信機２０は復調部２１４の動作のみが実施の形態４と異なるため、この部分のみ説明する。

パイロットブロックの場合、データは何も送られていないため、復調部２１４は何もしない。データブロックの場合、Ｎ本のサブキャリアのうちの１つにデータが乗っているので、そのサブキャリアのみを復調し、送信されたデータを得る。

なお、複数ユーザの送信データを多重しているが、各ユーザ信号が混ざらないように多重して送信するためのｎｕｌｌサブキャリアの配置については、実施の形態５で説明した内容と同じである。

以上説明したように、本実施の形態では、複数のユーザ信号を送信する場合、遅延波の想定最大遅延シンボル数、またはＣＰ長に応じて各ユーザに割り当てられたサブキャリア間に配置するヌルサブキャリア数を決定するようにした。これにより、実施の形態４と同様の効果を得ることができる。

実施の形態７．
本実施の形態ではＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier Frequency Domain Equalization）により通信を行う場合に、実施の形態１の方法を適用して説明する。なお、ＳＣ−ＦＤＥは、ＳＣ−ＯＦＤＭ、ＤＦＴ−Ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭとも呼ばれる。また、ユーザ多重を行う場合はＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access）とも呼ばれ、このような場合も本実施の形態で説明する内容を適用することができる。実施の形態１と異なる部分について説明する。

図１４は、本実施の形態の送信機１１の構成例を示す図である。実施の形態１の構成（図２参照）にＤＦＴ部３００を追加している。ＤＦＴ部３００は、ＤＦＴ処理により周波数領域の信号に変換する。

図１５は、本実施の形態の受信機２１の構成例を示す図である。実施の形態１の構成（図１０参照）にＩＤＦＴ部４００を追加している。ＩＤＦＴ部４００は、ＩＤＦＴ処理により時間領域の信号に変換する。

無線通信システムの構成は、図１と同様である。図１において、送信機１０を送信機１１に置き換え、受信機２０を受信機２１に置き換えたものが、本実施の形態における無線通信システムとなる。

まず、送信機１１の動作について説明する。送信機１１では、ＤＦＴ部３００の動作のみが実施の形態１と異なるため、この部分のみ説明する。ＤＦＴ部３００では、変調部１００から入力した１送信ブロック分の信号をＤＦＴ処理によって時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、変換後の信号をパイロット多重部１０１へ出力する。

つづいて、受信機２１の動作について説明する。受信機２１では、ＩＤＦＴ部４００の動作のみが実施の形態１と異なるため、この部分のみ説明する。ＩＤＦＴ部４００では、復調用ＦＦＴ部２１３から１送信ブロック分の周波数領域での受信信号を入力し、これに対してＩＤＦＴ処理を行って時間領域の信号に変換し、変換後の信号を復調部２１４へ出力する。

このように、周波数領域の信号についても時間領域の信号と同様に扱うことができる。

以上説明したように、本実施の形態では、送信機１１で時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、受信機２１で周波数領域の信号から時間領域の信号に変換することとした。このような場合でも、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

実施の形態８．
本実施の形態ではＳＣ−ＦＤＥにより通信を行う場合に、実施の形態２の方法を適用して説明する。なお、ＳＣ−ＦＤＥは、ＳＣ−ＯＦＤＭ、ＤＦＴ−Ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭとも呼ばれる。また、ユーザ多重を行う場合はＳＣ−ＦＤＭＡとも呼ばれ、このような場合も本実施の形態で説明する内容を適用することができる。実施の形態２と異なる部分について説明する。

図１４は、本実施の形態の送信機１１の構成例を示す図である。実施の形態１の構成（図２参照）にＤＦＴ部３００を追加している。ＤＦＴ部３００は、ＤＦＴ処理により周波数領域の信号に変換する。

図１５は、本実施の形態の受信機２１の構成例を示す図である。実施の形態１の構成（図１０参照）にＩＤＦＴ部４００を追加している。ＩＤＦＴ部４００は、ＩＤＦＴ処理により時間領域の信号に変換する。

無線通信システムの構成は、図１と同様である。図１において、送信機１０を送信機１１に置き換え、受信機２０を受信機２１に置き換えたものが、本実施の形態における無線通信システムとなる。

まず、送信機１１の動作について説明する。送信機１１では、ＤＦＴ部３００の動作のみが実施の形態１と異なるため、この部分のみ説明する。ＤＦＴ部３００では、変調部１００から入力した１送信ブロック分の信号をＤＦＴ処理によって時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、変換後の信号をパイロット多重部１０１へ出力する。

つづいて、受信機２１の動作について説明する。受信機２１では、ＩＤＦＴ部４００の動作のみが実施の形態１と異なるため、この部分のみ説明する。ＩＤＦＴ部４００では、復調用ＦＦＴ部２１３から１送信ブロック分の周波数領域での受信信号を入力し、これに対してＩＤＦＴ処理を行って時間領域の信号に変換し、変換後の信号を復調部２１４へ出力する。

このように、周波数領域の信号についても時間領域の信号と同様に扱うことができる。

以上説明したように、本実施の形態では、送信機１１で時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、受信機２１で周波数領域の信号から時間領域の信号に変換することとした。このような場合でも、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。

以上のように、本発明にかかる無線通信システムは、伝搬路の推定に有用であり、特に、ＯＦＤＭ方式の通信に適している。

１０、１１ 送信機
２０、２１ 受信機
１００ 変調部
１０１ パイロット多重部
１０２ ＩＦＦＴ部
１０３ 位相回転系列θ乗算部
１０４ ＣＰ付加部
１０５ 波形整形フィルタ部
１０６ 周波数変換部
１０７ 送信アンテナ
２００ 受信アンテナ
２０１ 周波数変換部
２０２ 波形整形フィルタ部
２０３ ＣＰ除去部
２０４ 伝搬路推定部内位相逆回転系列θ^-1乗算部
２０５ 伝搬路推定部内ＦＦＴ部
２０６ パイロット信号抽出部
２０７ 周波数領域位相回転系列Φ乗算部
２０８ 伝搬路推定値計算部
２０９ 歪補償部内ＦＦＴ部
２１０ 周波数領域等化部
２１１ ＩＦＦＴ部
２１２ 復調用位相逆回転系列θ^-1乗算部
２１３ 復調用ＦＦＴ部
２１４ 復調部
２２１ 伝搬路推定部
２２２ 伝搬路歪補償部
３００ ＤＦＴ部
４００ ＩＤＦＴ部

Claims (36)

1. 無線通信を行う送信機および受信機から構成される無線通信システムであって、
   前記送信機は、
   送信ブロック内の複数のサブキャリアのうち１つのサブキャリアにパイロット信号を配置し、当該パイロット信号を配置したサブキャリアの低周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリアおよび高周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリアをｎｕｌｌとするパイロット多重手段と、
   前記パイロット多重手段からの出力信号に対して位相回転系列を乗算し、帯域内で拡散された信号に変換する位相回転系列手段と、
   前記位相回転系列手段から出力された信号を前記受信機へ送信する送信手段と、
   を備え、
   前記受信機は、
   前記送信機から送信された信号を受信する受信手段と、
   受信信号に対して位相逆回転系列を乗算して、拡散信号から周波数毎のサブキャリアに変換し、変換した周波数毎のサブキャリアの信号から、前記パイロット信号が配置されたサブキャリア位置の信号と、前記サブキャリア位置の信号から前記所定の数の遅延波の信号とを、パイロット信号の応答として抽出するパイロット抽出手段と、
   抽出したパイロット信号の応答を用いて前記送信機との間の伝搬路を推定する伝搬路推定手段と、
   を備えることを特徴とする無線通信システム。
2. 前記伝搬路推定手段は、前記送信機との間で既知である送信信号のパイロット成分をＤＦＴした信号と、前記抽出したパイロット信号の応答を拡散した信号と、に基づいて伝搬路を推定する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
3. 無線通信を行う送信機および受信機から構成される無線通信システムであって、
   前記送信機は、
   送信ブロック内のＮ個のサブキャリアのうちのＡ個（Ｎ、Ａは自然数であって、ＡはＮより小さい２以上の自然数）のサブキャリアにパイロット信号を配置し、パイロット信号が配置されたサブキャリアの間のサブキャリア、パイロット信号が配置されたサブキャリアのうち最も低い周波数のサブキャリアの低周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリア、およびパイロット信号が配置されたサブキャリアのうち最も高い周波数のサブキャリアの高周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリア、をｎｕｌｌとするパイロット多重手段と、
   前記パイロット多重手段からの出力信号に対して位相回転系列を乗算し、帯域内で拡散された信号に変換する位相回転系列手段と、
   前記位相回転系列手段から出力された信号を前記受信機へ送信する送信手段と、
   を備え、
   前記受信機は、
   前記送信機から送信された信号を受信する受信手段と、
   受信信号に対して位相逆回転系列を乗算して、拡散信号から周波数毎のサブキャリアに変換し、変換した周波数毎のサブキャリアの信号から、前記パイロット信号が配置されたサブキャリア位置の信号と、前記サブキャリア位置の信号から前記所定の数の遅延波の信号とを、前記各Ａ個のパイロット信号のそれぞれについて、パイロット信号の応答として抽出するパイロット抽出手段と、
   抽出したＡ個のパイロット信号の応答を用いて前記送信機との間の伝搬路を推定する伝搬路推定手段と、
   を備えることを特徴とする無線通信システム。
4. 前記伝搬路推定手段は、前記送信機との間で既知である送信信号のパイロット成分をＤＦＴした信号と、前記抽出したパイロット信号の応答を拡散した信号と、に基づいてパイロット信号ごとに求めた伝搬路推定値を平均して伝搬路を推定する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の無線通信システム。
5. 前記所定の数を、想定される最大遅延シンボル数に基づいて規定する、
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の無線通信システム。
6. 前記所定の数を、前記送信ブロックに付加するＣＰ（Cyclic Prefix）長に基づいて規定する、
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の無線通信システム。
7. 前記送信手段は、
   ｎｕｌｌとしたサブキャリアで使用可能な送信電力を、パイロット信号を多重したパイロットサブキャリアに付加し、当該パイロットサブキャリアの送信電力を大きくする、
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の無線通信システム。
8. 前記送信手段は、
   ｎｕｌｌとしたサブキャリアで使用可能な送信電力を、前記ｎｕｌｌとしたサブキャリア以外のサブキャリアに付加し、当該ｎｕｌｌとしたサブキャリア以外のサブキャリアの送信電力を大きくする、
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の無線通信システム。
9. 前記送信機は、さらに、
   送信ブロック内のサブキャリアを複数のユーザに割り当て、各ユーザに割り当てたサブキャリアの間にはｎｕｌｌとするサブキャリアを配置し、各ユーザに割り当てたサブキャリアのうちの１つをＦＳＫ信号とするデータブロック、および、パイロット信号を配置するための送信ブロックであって全てのサブキャリアを０とするパイロットブロック、を生成して前記パイロット多重手段へ出力する変調手段、
   を備え、
   前記受信機は、さらに、
   前記データブロックから、ＦＳＫ信号のサブキャリアを検出して復調する復調手段、
   を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の無線通信システム。
10. 前記送信機は、さらに、
    送信ブロック内のサブキャリアを複数のユーザに割り当て、各ユーザに割り当てたサブキャリアの間にはｎｕｌｌとするサブキャリアを配置し、各ユーザに割り当てたサブキャリアのうちの１つをＰＳＫ信号とするデータブロック、および、パイロット信号を配置するための送信ブロックであって全てのサブキャリアを０とするパイロットブロック、を生成して前記パイロット多重手段へ出力する変調手段、
    を備え、
    前記受信機は、さらに、
    前記データブロックから、ＰＳＫ信号のサブキャリアを検出して復調する復調手段、
    を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の無線通信システム。
11. 前記送信機は、さらに、
    送信ブロック内のサブキャリアを複数のユーザに割り当て、各ユーザに割り当てたサブキャリアの間にはｎｕｌｌとするサブキャリアを配置し、各ユーザに割り当てたサブキャリアのうちの１つをＱＡＭ信号とするデータブロック、および、パイロット信号を配置するための送信ブロックであって全てのサブキャリアを０とするパイロットブロック、を生成して前記パイロット多重手段へ出力する変調手段、
    を備え、
    前記受信機は、さらに、
    前記データブロックから、ＱＡＭ信号のサブキャリアを検出して復調する復調手段、
    を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の無線通信システム。
12. 前記変調手段は、各ユーザに割り当てたサブキャリア間にあるｎｕｌｌのサブキャリア数を、想定される最大遅延シンボル数に基づいて規定する、
    ことを特徴とする請求項９、１０または１１に記載の無線通信システム。
13. 前記変調手段は、各ユーザに割り当てたサブキャリア間にあるｎｕｌｌのサブキャリア数を、前記送信ブロックに付加するＣＰ長に基づいて規定する、
    ことを特徴とする請求項９、１０または１１に記載の無線通信システム。
14. 前記送信機は、さらに、
    前記パイロット多重手段に入力される信号を、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換するＤＦＴ手段、
    を備え、
    前記受信機は、さらに、
    前記伝搬路推定手段から出力された信号を、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換するＩＤＦＴ手段、
    を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の無線通信システム。
15. 無線通信を行う送信機および受信機から構成される無線通信システムにおける前記送信機であって、
    送信ブロック内の複数のサブキャリアのうち１つのサブキャリアにパイロット信号を配置し、当該パイロット信号を配置したサブキャリアの低周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリアおよび高周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリアをｎｕｌｌとするパイロット多重手段と、
    前記パイロット多重手段からの出力信号に対して位相回転系列を乗算し、帯域内で拡散された信号に変換する位相回転系列手段と、
    前記位相回転系列手段から出力された信号を前記受信機へ送信する送信手段と、
    を備えることを特徴とする送信機。
16. 無線通信を行う送信機および受信機から構成される無線通信システムにおける前記送信機であって、
    送信ブロック内のＮ個のサブキャリアのうちのＡ個（Ｎ、Ａは自然数であって、ＡはＮより小さい２以上の自然数）のサブキャリアにパイロット信号を配置し、パイロット信号が配置されたサブキャリアの間のサブキャリア、パイロット信号が配置されたサブキャリアのうち最も低い周波数のサブキャリアの低周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリア、およびパイロット信号が配置されたサブキャリアのうち最も高い周波数のサブキャリアの高周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリア、をｎｕｌｌとするパイロット多重手段と、
    前記パイロット多重手段からの出力信号に対して位相回転系列を乗算し、帯域内で拡散された信号に変換する位相回転系列手段と、
    前記位相回転系列手段から出力された信号を前記受信機へ送信する送信手段と、
    を備えることを特徴とする送信機。
17. 前記所定の数を、想定される最大遅延シンボル数に基づいて規定する、
    ことを特徴とする請求項１５または１６に記載の送信機。
18. 前記所定の数を、前記送信ブロックに付加するＣＰ（Cyclic Prefix）長に基づいて規定する、
    ことを特徴とする請求項１５または１６に記載の送信機。
19. 前記送信手段は、
    ｎｕｌｌとしたサブキャリアで使用可能な送信電力を、パイロット信号を多重したパイロットサブキャリアに付加し、当該パイロットサブキャリアの送信電力を大きくする、
    ことを特徴とする請求項１５〜１８のいずれか１つに記載の送信機。
20. 前記送信手段は、
    ｎｕｌｌとしたサブキャリアで使用可能な送信電力を、前記ｎｕｌｌとしたサブキャリア以外のサブキャリアに付加し、当該ｎｕｌｌとしたサブキャリア以外のサブキャリアの送信電力を大きくする、
    ことを特徴とする請求項１５〜１８のいずれか１つに記載の送信機。
21. さらに、
    送信ブロック内のサブキャリアを複数のユーザに割り当て、各ユーザに割り当てたサブキャリアの間にはｎｕｌｌとするサブキャリアを配置し、各ユーザに割り当てたサブキャリアのうちの１つをＦＳＫ信号とするデータブロック、および、パイロット信号を配置するための送信ブロックであって全てのサブキャリアを０とするパイロットブロック、を生成して前記パイロット多重手段へ出力する変調手段、
    を備えることを特徴とする請求項１５〜２０のいずれか１つに記載の送信機。
22. さらに、
    送信ブロック内のサブキャリアを複数のユーザに割り当て、各ユーザに割り当てたサブキャリアの間にはｎｕｌｌとするサブキャリアを配置し、各ユーザに割り当てたサブキャリアのうちの１つをＰＳＫ信号とするデータブロック、および、パイロット信号を配置するための送信ブロックであって全てのサブキャリアを０とするパイロットブロック、を生成して前記パイロット多重手段へ出力する変調手段、
    を備えることを特徴とする請求項１５〜２０のいずれか１つに記載の送信機。
23. さらに、
    送信ブロック内のサブキャリアを複数のユーザに割り当て、各ユーザに割り当てたサブキャリアの間にはｎｕｌｌとするサブキャリアを配置し、各ユーザに割り当てたサブキャリアのうちの１つをＱＡＭ信号とするデータブロック、および、パイロット信号を配置するための送信ブロックであって全てのサブキャリアを０とするパイロットブロック、を生成して前記パイロット多重手段へ出力する変調手段、
    を備えることを特徴とする請求項１５〜２０のいずれか１つに記載の送信機。
24. 前記変調手段は、各ユーザに割り当てたサブキャリア間にあるｎｕｌｌのサブキャリア数を、想定される最大遅延シンボル数に基づいて規定する、
    ことを特徴とする請求項２１、２２または２３に記載の送信機。
25. 前記変調手段は、各ユーザに割り当てたサブキャリア間にあるｎｕｌｌのサブキャリア数を、前記送信ブロックに付加するＣＰ長に基づいて規定する、
    ことを特徴とする請求項２１、２２または２３に記載の送信機。
26. さらに、
    前記パイロット多重手段に入力される信号を、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換するＤＦＴ手段、
    を備えることを特徴とする請求項１５〜２０のいずれか１つに記載の送信機。
27. 無線通信を行う送信機および受信機から構成される無線通信システムにおける前記受信機であって、
    前記送信機が、送信ブロック内において、複数のサブキャリアのうち１つのサブキャリアにパイロット信号を配置し、周波数方向において、当該パイロット信号を配置したサブキャリアの低周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリアおよび高周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリアをｎｕｌｌとしている場合に、
    前記送信機から送信された信号を受信する受信手段と、
    受信信号に対して位相逆回転系列を乗算して、拡散信号から周波数毎のサブキャリアに変換し、変換した周波数毎のサブキャリアの信号から、前記送信機においてパイロット信号が配置されたサブキャリア位置の信号と、前記サブキャリア位置の信号から前記所定の数の遅延波の信号とを、パイロット信号の応答として抽出するパイロット抽出手段と、
    抽出したパイロット信号の応答を用いて前記送信機との間の伝搬路を推定する伝搬路推定手段と、
    を備えることを特徴とする受信機。
28. 前記伝搬路推定手段は、前記送信機との間で既知である送信信号のパイロット成分をＤＦＴした信号と、前記抽出したパイロット信号の応答を拡散した信号と、に基づいて伝搬路を推定する、
    ことを特徴とする請求項２７に記載の受信機。
29. 無線通信を行う送信機および受信機から構成される無線通信システムにおける前記受信機であって、
    前記送信機が、送信ブロック内のＮ個のサブキャリアのうちのＡ個（Ｎ、Ａは自然数であって、ＡはＮより小さい２以上の自然数）のサブキャリアにパイロット信号を配置し、周波数方向において、パイロット信号が配置されたサブキャリアの間のサブキャリア、パイロット信号が配置されたサブキャリアのうち最も低い周波数のサブキャリアの低周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリア、およびパイロット信号が配置されたサブキャリアのうち最も高い周波数のサブキャリアの高周波数側であってデータ信号との間の所定の数のサブキャリア、をｎｕｌｌとしている場合に、
    前記送信機から送信された信号を受信する受信手段と、
    受信信号に対して位相逆回転系列を乗算して、拡散信号から周波数毎のサブキャリアに変換し、変換した周波数毎のサブキャリアの信号から、前記送信機においてパイロット信号が配置されたサブキャリア位置の信号と、前記サブキャリア位置の信号から前記所定の数の遅延波の信号とを、前記各Ａ個のパイロット信号のそれぞれについて、パイロット信号の応答として抽出するパイロット抽出手段と、
    抽出したＡ個のパイロット信号の応答を用いて前記送信機との間の伝搬路を推定する伝搬路推定手段と、
    を備えることを特徴とする受信機。
30. 前記伝搬路推定手段は、前記送信機との間で既知である送信信号のパイロット成分をＤＦＴした信号と、前記抽出したパイロット信号の応答を拡散した信号と、に基づいてパイロット信号ごとに求めた伝搬路推定値を平均して伝搬路を推定する、
    ことを特徴とする請求項２９に記載の受信機。
31. 前記所定の数を、想定される最大遅延シンボル数に基づいて規定する、
    ことを特徴とする請求項２７〜３０のいずれか１つに記載の受信機。
32. 前記所定の数を、前記送信ブロックに付加するＣＰ（Cyclic Prefix）長に基づいて規定する、
    ことを特徴とする請求項２７〜３０のいずれか１つに記載の受信機。
33. 前記送信機が、送信ブロック内のサブキャリアを複数のユーザに割り当て、各ユーザに割り当てたサブキャリアの間にはｎｕｌｌとするサブキャリアを配置し、各ユーザに割り当てたサブキャリアのうちの１つをＦＳＫ信号とするデータブロックを送信する場合に、 さらに、
    前記データブロックから、ＦＳＫ信号のサブキャリアを検出して復調する復調手段、
    を備えることを特徴とする請求項２７〜３２のいずれか１つに記載の受信機。
34. 前記送信機が、送信ブロック内のサブキャリアを複数のユーザに割り当て、各ユーザに割り当てたサブキャリアの間にはｎｕｌｌとするサブキャリアを配置し、各ユーザに割り当てたサブキャリアのうちの１つをＰＳＫ信号とするデータブロックを送信する場合に、
    さらに、
    前記データブロックから、ＰＳＫ信号のサブキャリアを検出して復調する復調手段、
    を備えることを特徴とする請求項２７〜３２のいずれか１つに記載の受信機。
35. 前記送信機が、送信ブロック内のサブキャリアを複数のユーザに割り当て、各ユーザに割り当てたサブキャリアの間にはｎｕｌｌとするサブキャリアを配置し、各ユーザに割り当てたサブキャリアのうちの１つをＱＡＭ信号とするデータブロックを送信する場合に、
    さらに、
    前記データブロックから、ＱＡＭ信号のサブキャリアを検出して復調する復調手段、
    を備えることを特徴とする請求項２７〜３２のいずれか１つに記載の受信機。
36. さらに、
    前記伝搬路推定手段から出力された信号を、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換するＩＤＦＴ手段、
    を備えることを特徴とする請求項２７〜３２のいずれか１つに記載の受信機。

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