JP5628174B2 - 位相ベースの感知 - Google Patents

Description

本発明は、感知パラメータを判定するために問い合わせ信号の位相の変化を利用するセンサに関し、より具体的には、これに限定されないが、光ファイバ干渉感知に関する。本発明は、震動探査の分野において特定の有用性を見出す。

特定のタイプの光ファイバセンサは、感知パラメータがファイバに緊張をかけるような方法で配置された、光ファイバを採用する。その他の配置も可能であるが、通常、ファイバはコイル状に配置される。このような緊張は、そのファイバの光信号伝播の位相を変化させ、この変化は、干渉計測技術によって検出されることが可能である。このタイプの変換器の様々な異なる配置が先に提案されており、その多くは、可変芯またはマンドレルに巻き付けられた光ファイバのコイルを有し、感知された振動などの感知パラメータに応答して、これが半径方向に膨張または収縮する。

このような光ファイバセンサは、非常に高い感度を有することができ、感知変換器で電力を使用せずに完全にパッシブであるという利点を有する。このようなセンサは、比較的多重化しやすいために、大きなセンサアレイが必要とされる用途において一般的であることもわかっている。

そのような用途の一例は、石油およびガス探査産業における震動探査であり、この用途では、海底の下の地層からの入射パルスの反射を感知するために、数百または数千もの振動センサおよび／またはハイドロホンを含む高多重アレイが使用されることが可能である。規則的にそのようなアレイをサンプリングすることで、既存のまたは潜在的な新規埋蔵量に関する三次元時間経過データを提供する。

より詳細には、高振幅震源（通常は空気銃）を規則的な間隔で発射しながら、知られているまたは潜在的な油田の上方を曳航され、震源とともに曳航されるかまたは海底に配置されたセンサを使用して、震源からの反射戻りが監視される。最初にセンサに当たるときの空気銃からの直接信号、および非常に低い振幅を有する、油田内の地下形状から反射される震動戻りの両方を直接的に測定可能であることが望ましい。

感知へのこのアプローチに伴う問題は、与えられたサンプリングレートで、特定の振幅閾値を超える信号が、位相に基づいて感知された情報を歪曲させること、および復調処理の不具合を引き起こす可能性があることである。一般には過負荷またはオーバースケーリングと称されるこの効果は、測定された信号の周波数に依存する。震動計測システムにおいて、これは、特にそのパルスが（通常はアレイ上を通過するときに水上艦から曳航される空気銃によって）センサの付近で発生したときに、入射パルスの直接到着に関する具体的な問題を生じる可能性がある。オーバースケールによって生じる可能性のある歪みを伴わずにこの入射パルスを記録できることが望ましい。

本出願者の同時係属国際特許出願ＰＣＴ／ＧＢ２００８／０００８３０号明細書は、変換器（または変換器の多重アレイ）によって問い合わせ信号にかけられる時間に対する位相の微分を決定する装置および技術を記載している。この技術は、微分センサ技術（ＤＳＴ）と称される。

信号が測定されている２回の間の差は通常、測定されている信号の継続期間よりもはるかに小さくなるので、位相の変化率、または微分は一般的に、信号自体よりもはるかに小さい振幅を有する。こうしてＤＳＴは、より低い感度測定を提供する。たとえば、そのエネルギーの大部分がおよそ８００Ｈｚに集中している信号では、その信号の微分は一般的に、２００ｎｓの２つの測定時間の間の期間で少なくとも６０ｄＢで減衰される。

国際出願ＰＣＴ／ＧＢ２００８／０００８３０号明細書は、異なる光戻り方法およびアーキテクチャを使用し、分離が異なる光パルス対を採用することによって異なる振幅を有する微分信号を生成する複数の手段を記載しており、分離の長さがチャネルの振幅を決定する。この結果、８００Ｈｚでおよそ５０ｄＢ低い（「中ＤＳＴ」と記載される）および８００Ｈｚで３８ｄＢ低い（「長ＤＳＴ」と記載される）レベルの微分出力となる。

微分信号のレベルは、パルスがセンサを通過する時の間の時間差に比例する。この時間差を減少することは、微分信号のレベルを降下させるが、しかし測定可能な動的信号の最大レベルを上昇させる。しかしながら、上述の多重アレイのパルス対の間の最小時間差に対する実際的な制限がある。

本発明の目的は、改良された感知方法および装置を提供することであり、本発明の特定の実施形態の目的は、多重光ファイバセンサアレイを使用して感知する、改良された方法および装置を提供することである。

本発明の第一の態様によれば、位相ベース変換器に問い合わせる方法が提供され、前記変換器は感知パラメータに応答して信号伝播の位相の変化を提供し、前記方法は、前記変換器を通じて伝播された単一パルス信号周波数を受信するステップと、単一パルス信号の遅延バージョンおよび非遅延バージョンを合成するステップと、前記合成から前記信号の時間における位相の変化率の測定値を判定するステップと、を含む。

微分信号のレベルは、パルスがセンサを通過する時の間の時間差に比例する。この時間差を減少することは、微分信号のレベルを低下させるが、しかし測定可能な動的信号の最大レベルを上昇させる。したがって、非常に大きな動的信号を測定するためには、非常に短い時間分離を必要とする。

先に提案された微分信号を取得する技術において、上述のように、パルス対がアレイに入力され、パルス間の時間分離は、結果的に生じる感度のレベルを決定することができる。多くの実際的な検討のために、ほぼ１００ｎｓ程度の最小幅を光パルスが有することが望ましい場合が多い。したがって、パルス間の最小時間差も１００ｎｓであり、そうでなければ２つのパルスを再整合するために出力干渉計が使用されることは不可能である。

しかしながら本発明において、単一パルスのみがセンサまたはセンサのアレイから受信される必要があり、パルス対の配置によって印加された緊張は緩められる。このように、受信された信号は、非常に短期間だけ遅延されたバージョンと合成されることが可能であり、１００ｎｓ未満または５０ｎｓ未満の遅延が実現可能である。以下に記載される例では、１０ｎｓ以下の遅延が使用される。

受信された信号は、典型的な実施形態において、実質的に矩形波パルスである。パルスはたとえばパルス列の一部であってもよいが、しかし各受信パルスは、合成される非遅延バージョンと一時的に重複するように少しだけ遅延されることが可能である。言い換えると、同じパルスの一時的不整合バージョン同士が合成されるように、遅延はパルス継続期間未満である。

実施形態において、パルスは単一周波数を含むことになる。微分情報を示す動的信号の抽出を容易にするために、遅延バージョンの周波数は、実施形態において非遅延バージョンの周波数に対してシフトする。受信された信号を遅延および合成するために干渉計が使用される場合、干渉計のそれぞれのアームにおいて、信号の周波数シフトを異ならせることが可能である。

感知パラメータの実際の値は、測定された微分値を積分することによって再構成されることが可能である。しかしながら、システムノイズによってノイズフロアが決定される場合には、ノイズフロアは実質的に位相情報およびその微分の両方にとって同じであり、微分信号はより低いＳＮ比の影響を受ける。

後により詳細に記載されるように、変換器の出力の瞬時周波数（位相の変化率に依存する）が、信号がサンプリングされる速度によって決定されるナイキスト周波数範囲から外れるときに過負荷が発生する。ナイキスト範囲から外れるいずれの瞬時周波数も、その範囲の限界で折り返して範囲内に戻る。感知された信号の振幅および周波数に応じて、情報は、複数回にわたってナイキスト周波数限界の周りで折り返されるかまたは巻き付けられてもよい。発明者らは、情報が何回巻き付けられたかを、またはそれによって情報がナイキスト限界を超過する因子を決定するために、本情報の実施形態において測定された微分情報が使用されることが可能であることが分かってきている。これは、改善されたＳＮ比を有する信号を、測定された微分信号を積分することによって与えられるものに提供するために直接測定されたパラメータ値を修正させる。

本発明は、実質的に添付図面を参照して本明細書に記載されるような、方法、装置、および／または使用にまで及ぶ。

本発明の一態様におけるいずれの特徴も、いずれかの適切な組合せにおいて、本発明の別の態様に適用されてもよい。具体的には、方法態様が装置態様に適用されてもよく、その逆でもよい。

以下の添付図面を参照して、例示のみによって、本発明の好適な特徴がここで記載される。

知られているタイプの光ファイバセンサパッケージを示す。 図１のパッケージに適した問い合わせ波形である。 図１に示されるタイプのパッケージからの典型的な応答を示す。 図１に示されるタイプのパッケージからの典型的な応答を示す。 図１に示されるタイプのパッケージからの典型的な応答を示す。 本発明の一態様による、光ファイバパッケージに問い合わせるシステムを示す。 図４のシステムから取得可能な出力を示す。 本発明の一実施形態による配置を示す。 図６の配置の出力を示す。 本発明のさらなる実施形態による配置を示す。 複数の出力を生成することが可能な配置を示す。 図９のシステムの一部の機能を示す。

図１を参照すると、単一長の光ファイバ１３から形成されて直列に配置された４つの個別の光ファイバ感知コイル１０４、１０６、１０８、１１０を含む、全体として１０２で示される、知られているタイプの光ファイバセンサパッケージが、模式的に示されている。光ファイバ１１２の一部分は、パッケージ入力／出力（ｉ／ｏ）ファイバとして機能する。ファイバ合成ミラー１１４、１１６、１１８、１２０、１２２は、各々のコイルがその各末端でファイバ合成ミラーを合成させるようにそれに沿ったそれぞれの位置で光ファイバ１３に合成されている。ファイバブラッググレーティングのように、各センサの前後から光の一部を反射するその他の手段が、ファイバ合成ミラーの代わりに使用されることも可能である。そのようなパッケージの大規模アレイは、ともに合成されて、たとえば時間経過震動画像を提供するために、多重化を利用して定期的に問い合わせられることが可能である。

図２を参照すると、図１のパッケージ１０２の問い合わせは、一対の問い合わせ光パルス２０２、２０４をパッケージｉ／ｏファイバ１１２内に導入することによって実行されてもよい。パルス２０２、２０４はそれぞれの周波数ω_１、ω_２を有し、パルス２０４はパルス２０２に対してτ＝２Ｌ／ｃだけ遅延され、Ｌはセンサ中のコイルの長さであり、ｃはファイバにおける光パルスの速度である。

図３は、各々の入力パルス対によって形成される出力を考慮して、パッケージの光出力応答を示す。図３ａでは、任意の時間基準に関して測定された５つの出力パルス３０１、３０２、３０３、３０４、および３０５を生成するために、パッケージに到着する最初のパルス２０２が５つのファイバ合成ミラーの各々から反射される。同様に、図３ｂを見ると、パルス２０４が、同じ任意の時間基準に関する５つの時間遅延出力パルス３２２、３２３、３２４、３２５、および３２６を生成する。入力パルスは単一のコイルを通る飛行時間の２倍だけ遅延し、パルスは同じファイバ上に存在するので、図３ｃに示される６つのパルス３３１、３３２、３３３、３３４、３３５、および３３６を生成するために、２組の出力が重複される。パルス３３２から３３５（斜線で示される）が、２つの隣接するミラーの間のコイルを（２回）通過したパルスと通過していないパルスとの合成に相当することは、理解される。さらに、異なる周波数を有する入力パルス２０２および２０４のため、合成されたパルスは異なる周波数を有する。合成されたパルスの間の周波数差の効果は、位相情報が変調される搬送波周波数の生成である。したがって、位相検出は、そのコイルによってかけられる位相変化を決定するために使用されることが可能であり、それゆえに、感知パラメータの測定は、当該技術分野において知られているように取得される。

φ（ｔ）が感知パラメータであるとすると、上述のタイプのセンサから戻ってくる一連のパルスを測定するために使用される光検出器から取得された信号は、ｃｏｓ（ω_ｃｔ＋φ（ｔ））として記述されることが可能であり、すなわち感知された情報は、周波数ω_ｃの搬送波信号に重ねられた位相変化として表される。搬送波から位相信号を復調するために、当業者にとって知られている技術が使用されることが可能である。搬送波周波数は一般的にナイキスト周波数の半分となるように選択され、これはサンプリング周波数の半分である。１つのサンプルが各戻り光パルスで生成されることが普通であり、したがってサンプリング周波数は、パルス対がアレイ内に送信される速度である。例示によれば、サンプリング周波数はおよそ３２０ｋＨｚであってもよく、ナイキスト周波数をおよそ１６０ｋＨｚとし、搬送波周波数をおよそ８０ｋＨｚとする。サンプリング周波数は一般的に、多くの因子の中でも特に、センサ（複数可）のタイプおよび配置に依存する実際的な上限を有する。

位相変調搬送波の瞬時周波数がナイキスト帯域から外れたとき、すなわち

または

のときに、オーバースケール状態が発生し、ここでω_Ｎおよびω_ｃはそれぞれナイキストおよび搬送波周波数である。実際にはこの結果として、周波数空間での限界の１つの周りで折り返すかまたは巻き付けることによって、瞬時周波数のエイリアシングでナイキスト帯域内に戻す。感知パラメータの大きさおよび周波数に応じて、瞬時周波数は複数回巻き付けられることが可能である。感知パラメータがおおむねφ（ｔ）＝φ_０ｃｏｓω_ｍｔとしてモデリングされるとすると、ω_Ｎ＝２ω_ｃの通常の状態は時々

として表されるので、オーバースケールの状態は生じない。

図４は、国際出願ＰＣＴ／ＧＢ２００８／０００８３０号明細書に記載されるセンサパッケージの問い合わせを示す。パッケージ４０２は、音響光学変調器４０４によって生成される一対のパルスによって問い合わせられる。一連の出力パルスは、分岐点４０６で分岐され、アイソレータ４０８を通過して、４１０で示される出力干渉計まで通される。図４の方式においては、入力パルス間の遅延は、出力干渉計の遅延コイル４１２を通る光の飛行時間の２倍になるように配置されている。記載された実施形態はマイケルソン干渉計を採用しているが、当業の読者ならば、アームのうちの１つに遅延コイルを備えるマッハツェンダ型干渉計が等しく使用され得ることを認識する。この場合、入力パルス間の分離を干渉計のアームのうちの１つにある遅延コイルを通る飛行時間と全く同じになるように配置することで、同等の測定をなし得るようにする。

図５は、干渉計４１０から出力される成分パルス列を示す。パルス列５０２は、ミラーＢからＥまでの先行入力パルス（下付き文字１で示される）の出力を示し、これは干渉計の遅延アーム（Ｙで示される）から生じる。パルス列５０４は、ミラーＢからＥまでの遅れ入力パルス（下付き文字２で示される）の出力を示し、これは干渉計の非遅延アーム（Ｘで示される）から生じる。このようにして、干渉計４１０が、いずれもパッケージ４０２の同じ感知コイル（複数可）を、ただし異なる時点で、通過してきたパルス対を一時的に整合および干渉することがわかる。言い換えると、ファイバ合成ミラーＢからＥで反射され、関連する感知コイル上で情報を収集する各パルスは（ミラーＡで反射されたパルスは感知コイルを通過していない）、後に同じ光路を通って同じ情報を収集するパルスと合成する。パルスの整合は、合成された各々の対のうちの１つが先行入力パルス（下付き文字１）からの反射となり、もう一方が遅れ入力パルス（下付き文字２）からの反射となるようになっている。このように、対になったパルスは、上述のように、位相を搬送波信号上に復調させる周波数差を有する。

したがって、干渉計の出力は、通常は直接測定される位相の実際の値とは対照的に位相値の微分を示す。このように上述の用語を使用すると、変換器から戻ってくる信号が、ｃｏｓ（ω_ｃｔ＋φ（ｔ））であって、φ（ｔ）が感知パラメータの測定値である場合、図４に示されるシステムは、

で表される値、または戻り信号の瞬時周波数を導く。

ｔ＝１を中心として合成された出力パルスを考慮すると、これは、異なる２つの時点で、ミラーＢから反射された、すなわち感知ループＡＢを通ってきた、２つのパルスの合成を示すことが理解される。したがって、コイルＡＢによって感知されたパラメータの微分は、このパルスに含まれ、このパルスから決定され得る。同様に、ｔ＝２において干渉計から出力されたパルスは、いずれも感知ループＡＢおよびＢＣの二重通過を実行した、パルスの合成となる。一旦微分値がこのパルスから抽出されると、（上記で取得される）感知ループＡＢの微分値を減じることによって、感知ループＢＣの微分値が得られる。このようにして、パッケージ４０２内の各感知ループの微分値を得ることができる。

図６において、変換器または変換器アレイから戻ってくる単一パルスは、アイソレータ６０２を通過して、全体として６０４で示されている出力干渉計に進入する。干渉計の１つのアームの遅延６０６は、パルス継続期間よりも少ない量だけ遅延したパルスのバージョンを生成する。この遅延バージョンは、干渉計における（干渉計の別のアームからの）非遅延バージョンと合成し、その結果生じる信号は、復調のために６０８において出力される。

図７は、図６の装置の効果を示す。１００ｎｓの継続期間を有する入力パルスが、一例として取り上げられる。このようなパルスに適した干渉計遅延は、１ｍの遅延コイルによって実現され得るおよそ１０ｎｓである。干渉計の非遅延アームによって生成されるパルスは７０２で示されており、対応する遅延パルスは７０４である。遅延はパルス継続期間よりも短いので、パルスが時間的に重複することがわかる。時点ｔにおける２つのパルスの間の干渉からなる測定値を考慮すると、遅延パルスのサンプリングされた部分は、現在干渉しているのと同等の非遅延のサンプリングされた部分より１０ｎｓ前に変換器を通過してしまうことが、理解される。

図４および図５を参照して記載された方法において、位相は、一般的には約５０ｋＨｚの、わずかな周波数差を有する２つのパルスの干渉によって、獲得される。パルスが干渉するとき、この周波数差は、動的信号が後に変調する搬送波信号を発生させ、動的信号を抽出しやすくする。しかしながら、図６および図７に示される配置のため、２つの干渉パルスは、単一周波数のみを有する単一パルスのバージョンなので、同じ周波数を有する。したがって、動的信号の抽出を困難にする搬送波信号は存在しない。

図８は、この困難を解決する配置を示す。出力干渉計８０４は、両方のアームに音響光学変調器（ＡＯＭ）８１０および８１２を含む。ＡＯＭの１つはｆ１の連続ＲＦ信号によって駆動され、もう一方はｆ２で駆動される。光がＡＯＭを通過するたびに、その周波数はＲＦ駆動周波数だけシフトされる。光はＡＯＭ中を二重通過するので、２つのアームから戻ってくるパルスは、２（ｆ１−ｆ２）だけ周波数が異なる。ｆ１−ｆ２＝２５ｋＨｚであれば、２つの出力パルスは５０ｋＨｚだけ異なり、したがって５０ｋＨｚ搬送波が通常通り生成される。

微分信号のレベルは、パルスがセンサを通過するときの間の時間差に比例する。先の例において、微分信号は、図４および図５を参照して上述された微分手法を用いて実際に実現可能な最小値よりも短い１０ｎｓの時間遅延に基づいて生成される。その結果として、より大きい動的信号が測定されることができる。１ｍの経路差を、したがって遅延をより小さい値に減少することによって、さらに大きい信号を測定することが可能となる。

レベルが上昇した動的信号は調整されるが、本発明の実施形態は、正常信号がわずかに過負荷になっただけのときに特に低くなる、低下したＳＮＲを経験することになる。正常信号の直接的な再構成（国際出願ＰＣＴ／ＧＢ２００８／０００８３０号明細書に記載）がその後問題となる可能性があり、そのため図９の配置が提案される。

図９のシステムは、各感知コイルが４０ｍの光ファイバを含む、一連のセンサからの出力を受信するようになっている。この場合、各センサを通る光の二重通過は、およそ４００ｎｓかかる。５０ｋＨｚ異なる周波数における一連の光パルス対がアレイ内に送信され、１対における２つのパルスの分離は２００ｎｓである。センサからの戻り光は、スプリッタ９０２において分割される。戻り光の半分は、２０ｍ（〜２００ｎｓ）経路不均衡９０５を含む干渉計９０４まで通り、その後正常および標準の両方の微分信号を測定するために、光検出器９０６に出力される。

干渉計９０４は、図１０に示されるようなパルス列を生成するために（ＸおよびＹはそれぞれ干渉計の非遅延および遅延アームを表す）、国際出願ＰＣＴ／ＧＢ２００８／０００８３０号明細書に記載されるように動作する。

先行および遅れ（下付き文字１および２で示される）パルスの変換器パッケージの同じ反射体（Ａ、Ｂ、で示される）からの反射は、パルス列１００４および１００６から見たときに、図５を参照して記載されたのと実質的に同じように整合および干渉される。したがってこれは、各センサコイルに（累積的に）微分または「低感度」情報を提供する。さらに、先行および遅れパルスのパッケージの隣接する反射体からの反射は、図３に示されるのと基本的に同じ形状のパルス列１００２および１００８から見たときに、整合および干渉され、直接または「高感度」パラメータ値を有する出力パルスを形成するために合成する。したがって干渉計９０４は、交互パルス列の形状の２つの異なる感度を有する出力を生成する。周波数差を有するパルスは、感知された情報が５０Ｈｚ搬送波上に変調されて、知られている方法で直接的に抽出されることができるように干渉される。

戻り光のもう半分は、実質的に図６に関連して記載されたように、スプリッタ９０２から、２つのＡＯＭ９１２および９１４ならびに１ｍ経路不均衡９１６を含む干渉計９０８まで、次に光検出器９１０上まで通る。

いずれかの干渉計を通過する前には、対になった２つの光パルスからの反射は重複せず、そのため単一の戻りパルスとして扱われることが可能であり、干渉計９０８は、５０Ｈｚ搬送波上に変調された「超低感度」微分位相を生成するために先に記載されたように機能する。これは、超低感度情報を抽出するために単一パルスのみが使用されても、変換器パッケージに入力される２つのパルスを排除することはないという原則を示す。全ての信号は変調された５０ｋＨｚ搬送波なので、これらは各々が、同じ方法を用いて復調されることが可能である。

その結果、図９の配置は、同じ変換器パッケージによって感知されたパラメータを示す３つの出力を生成するが、これらは全て感度が異なり、測定される信号振幅の非常に広い範囲を可能にする。この結果は、一対の時間隔パルスを含む単一の問い合わせ波形から達成される。

本発明は純粋に例示によって上記に記載されており、本発明の範囲を逸脱することなく詳細の変更がなされ得ることは理解される。

震動探査に適した光ファイバセンサパッケージが記載されてきたが、本発明が、代替用途で採用されるその他のタイプの位相ベース変換器にも等しく適用可能であることは、当業者によって理解される。例としては、アクティブソナーシステムにおける光ファイバハイドロホンの使用、および自由空間光干渉計を使用する表面振動の測定を含む。

本明細書、ならびに（適切な場合には）請求項および図面に開示された各々の特徴は、独立して、またはいずれかの適切な組合せで、提供されてもよい。

Claims (24)

1. 位相ベース変換器に問い合わせる方法であって、前記変換器が、反射する手段を有する光ファイバセンサを備え、感知パラメータに応答して信号伝播の位相の変化を提供し、前記方法が、
   前記変換器を通じて伝播される単一パルス信号を、光ファイバによって受信するステップと、
   単一パルス信号の遅延バージョンを生成する干渉計を使用して、前記単一パルス信号の遅延バージョンおよび非遅延バージョンを合成するステップと、
   前記合成から、前記信号の時間における位相の変化率の測定値を判定するステップと、を含む方法。
2. 非遅延バージョンの周波数に対して遅延バージョンの周波数をシフトさせるステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
3. 方法が信号に出力干渉計を通過させるステップを含む、請求項１または２に記載の方法。
4. 受信された単一パルス信号が一連のパルスの一部である、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
5. 前記遅延バージョンが、パルス継続期間よりも短い時間だけ遅延する、請求項４に記載の方法。
6. 前記遅延バージョンが、１００ｎｓ未満だけ遅延する、請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
7. 前記単一パルス信号が単一周波数を含む、請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
8. 前記測定された位相変化率に基づいて位相値を取得するステップをさらに含む、請求項１から７のいずれか一項に記載の方法。
9. 位相値を取得するステップが、前記測定された位相変化率を問い合わせるステップを含む、請求項８に記載の方法。
10. 前記変換器が少なくとも１つの固有光ファイバセンサを含む、請求項１から９のいずれか一項に記載の方法。
11. 前記変換器が、２つ以上のセンサを含むセンサパッケージを含む、請求項１０に記載の方法。
12. 前記パッケージが単一の入力／出力ファイバを含む、請求項１１に記載の方法。
13. 位相ベース変換器に問い合わせるシステムであって、前記変換器が感知パラメータに応答して信号電波の位相の変化を提供し、前記システムが、
    入力信号に応答して前記変換器から出力される単一パルス信号を受信する受信器と、
    前記出力信号の遅延バージョンを生成するための遅延を含み、前記出力信号の位相変化率の測定値を決定するために、前記出力信号を前記遅延出力信号と合成させるようになっていて、前記遅延が前記単一パルス信号の継続期間よりも短い時間を有する、位相検出器と、を含む、システム。
14. 前記位相検出器が、非遅延バージョンの周波数に対して遅延バージョンの周波数をシフトさせるための周波数シフタを含む、請求項１３に記載のシステム。
15. 受信された単一パルス信号が一連のパルスの一部である、請求項１３または１４に記載のシステム。
16. 前記遅延が１００ｎｓ未満の時間を有する、請求項１３から１５のいずれか一項に記載のシステム。
17. 前記変換器に入力信号を提供するための信号源をさらに含む、請求項１３から１６のいずれか一項に記載のシステム。
18. 前記入力信号が一連の単一周波数パルスを含む、請求項１７に記載のシステム。
19. 前記入力信号が、一連の一時的間隔パルス対を含む、請求項１７に記載のシステム。
20. 位相ベース変換器に問い合わせる方法であって、前記変換器が感知パラメータに応答して信号伝播の位相の変化を提供し、前記方法が、
    前記変換器を通じて伝播される単一周波数を有する信号を受信するステップと、
    受信した単一周波数信号の遅延バージョンおよび非遅延バージョンを合成するステップと、
    前記合成から、前記信号の時間における位相の変化率の測定値を判定するステップと、を含む、方法。
21. 変換器から受信した信号が搬送波周波数を有し、前記信号のピーク瞬時周波数の大きさが搬送波周波数の大きさと同じかまたはそれより大きい、請求項１から１２または２０のいずれか一項に記載の方法。
22. 位相ベース変換器が、ハイドロホン、受振器、または加速時計のうちの１つである、請求項１から１２または２０および２１のいずれか一項に記載の方法。
23. 請求項１から１２または２０から２２のいずれか一項に記載の多重光ファイバ震動計アレイに問い合わせる、方法。
24. 前記アレイから戻ってくるオーバースケール震動信号を回復するための、請求項２３に記載の方法。

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