JP5578234B2 - Switching power supply device, power supply system using the same, and electronic device - Google Patents

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Description

本発明はスイッチング電源装置に関し、特に損失を低減する技術に関する。   The present invention relates to a switching power supply device, and more particularly to a technique for reducing loss.

近年、様々な電子装置の電源としてスイッチング電源が広く用いられている。また、スイッチング電源は電力効率が高いので多用されている。   In recent years, switching power supplies have been widely used as power supplies for various electronic devices. Switching power supplies are frequently used because of their high power efficiency.

スイッチング電源は、スイッチング素子の開閉動作により入力電力を調整し、所望の出力電圧に変換する。そのスイッチング素子の開閉動作に伴う急激な電圧変化により、ダイオードの逆方向電流（以下、リカバリ電流と称す）や、素子の寄生容量へ流れる電流が生じる。これらの電流がトランスや基板パターンのインダクタンスへ流れることで、それらのインダクタンスにエネルギーが蓄積する。そして、このエネルギーが原因で、スイッチング素子にサージ電圧が発生する。サージ電圧がスイッチング素子の耐圧を超えると、素子が破壊する。   The switching power supply adjusts input power by switching operation of the switching element and converts it to a desired output voltage. Due to the rapid voltage change accompanying the switching operation of the switching element, a reverse current of the diode (hereinafter referred to as a recovery current) and a current flowing to the parasitic capacitance of the element are generated. When these currents flow to the inductances of the transformer and the substrate pattern, energy is accumulated in those inductances. This energy causes a surge voltage in the switching element. When the surge voltage exceeds the breakdown voltage of the switching element, the element is destroyed.

サージ電圧の原因であるダイオードのリカバリ電流を低減する従来技術が、特許文献１で開示されている。この従来技術を用いれば、サージ電圧を低減し、スイッチング素子の破壊を防止できる。一方、一般にスイッチング素子は耐圧が低いものほど抵抗が小さいので、耐圧が低くて低抵抗なスイッチング素子を用いて素子の損失を低減し、電源回路の損失を低減することができる。   A conventional technique for reducing the recovery current of a diode that is a cause of a surge voltage is disclosed in Patent Document 1. By using this conventional technique, the surge voltage can be reduced and the switching element can be prevented from being destroyed. On the other hand, since the switching element generally has a lower resistance as the breakdown voltage is lower, the switching element having a lower breakdown voltage and a lower resistance can be used to reduce the loss of the element and the loss of the power supply circuit.

特開２００９−２７３２３０号公報JP 2009-273230 A

特許文献１の従来技術では、整流補助回路内の補助スイッチ素子Ｑ１がオンしてＣ１の電荷を放電する際に、前記補助スイッチＱ１がハードスイッチングを起こし、スイッチング損失が発生する問題点がある。一方、サージ電圧の原因であるスイッチング素子の寄生容量への充電電流については対策されておらず、サージ電圧を低減するには不十分である。   In the prior art of Patent Document 1, when the auxiliary switch element Q1 in the rectifying auxiliary circuit is turned on to discharge the charge of C1, the auxiliary switch Q1 causes hard switching and switching loss occurs. On the other hand, no countermeasure is taken against the charging current to the parasitic capacitance of the switching element which is the cause of the surge voltage, which is insufficient to reduce the surge voltage.

そこで、本発明における課題は、サージ電圧を十分低減する手段を実現して、損失の少ないスイッチング電源装置を提供することである。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a switching power supply device that realizes means for sufficiently reducing a surge voltage and has a small loss.

本発明は、スイッチング電源装置において、整流回路に並列に接続する補助回路を備え、前記補助回路は電圧源、補助インダクタ，補助スイッチング素子の直列接続体で構成されたことを特徴とする。   The present invention is characterized in that the switching power supply device includes an auxiliary circuit connected in parallel to the rectifier circuit, and the auxiliary circuit is constituted by a series connection body of a voltage source, an auxiliary inductor, and an auxiliary switching element.

本発明によれば、損失の少ないスイッチング電源装置を提供することができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, a switching power supply device with little loss can be provided.

本発明の第１の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。1 is a configuration diagram of a switching power supply device according to a first embodiment of the present invention. FIG. 図１において、補助回路１１０を付加しない場合の電圧電流波形図。FIG. 2 is a voltage / current waveform diagram when the auxiliary circuit 110 is not added in FIG. 1. 図１において、補助回路１１０を利用した場合の電圧電流波形図。FIG. 1 is a voltage / current waveform diagram when an auxiliary circuit 110 is used in FIG. 1. 本発明の第２の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。The block diagram of the switching power supply device by 2nd Example of this invention. 図４における電圧電流波形図。Voltage current waveform diagram in FIG. 補助回路１１０における電圧源１１の構成図。The block diagram of the voltage source 11 in the auxiliary circuit 110. FIG. 補助回路１１０の構成図。The block diagram of the auxiliary circuit 110. FIG. 本発明の第５の実施例による電源システムの構成図。The block diagram of the power supply system by the 5th Example of this invention. 本発明の第６の実施例による電子装置の構成図。The block diagram of the electronic device by the 6th Example of this invention.

以下、本発明について実施例を挙げながら説明する。   Hereinafter, the present invention will be described with reference to examples.

図１は、本発明の第１の実施例によるスイッチング電源装置１の回路構成図である。   FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a switching power supply device 1 according to a first embodiment of the present invention.

スイッチング電源装置１の１次側について説明する。直流電源１０には、入力端子１０ａと１０ｂを介して、バイパスコンデンサ６０，スイッチング素子２０と２１の直列接続体およびスイッチング素子２２と２３の直列接続体が接続される。スイッチング素子２０〜２３には、それぞれ、フリーホイールダイオード４０〜４３が接続される。スイッチング素子２０と２１の接続点と、スイッチング素子２２と２３の接続点がトランス７０の１次巻線７０ａの両端へ接続される。   The primary side of the switching power supply device 1 will be described. The DC power source 10 is connected to the bypass capacitor 60, the series connection body of the switching elements 20 and 21 and the series connection body of the switching elements 22 and 23 via the input terminals 10a and 10b. Free wheel diodes 40 to 43 are connected to the switching elements 20 to 23, respectively. A connection point between the switching elements 20 and 21 and a connection point between the switching elements 22 and 23 are connected to both ends of the primary winding 70 a of the transformer 70.

スイッチング電源装置１の２次側について説明する。２次側には、電源装置の基板のパターンなどによって形成されるインダクタンス成分である寄生インダクタ７５を配している。この寄生インダクタ７５には、トランス７０の漏れインダクタや１次側のスイッチング素子２０〜２３をソフトスイッチング動作させる目的で挿入する共振インダクタも含まれる。   The secondary side of the switching power supply device 1 will be described. On the secondary side, a parasitic inductor 75, which is an inductance component formed by the pattern of the substrate of the power supply device, is disposed. The parasitic inductor 75 includes a leakage inductor of the transformer 70 and a resonant inductor inserted for the purpose of causing the switching elements 20 to 23 on the primary side to perform a soft switching operation.

続いて、スイッチング電源装置１の２次側の接続について説明する。トランス７０の２次巻線７０ｂの一端には、寄生インダクタ７５が接続される。前記寄生インダクタ７５と前記２次巻線７０ｂの直列接続体の両端には、それぞれ、スイッチング素子２４と２５の出力端子の一端であるドレイン端子が接続される。前記スイッチング素子２４と２５は、それぞれの出力端子の一端であるソース端子同士が接続される。スイッチング素子２４と２５の出力端子には、それぞれ、整流ダイオード４４と４５が並列接続される。整流ダイオード４４と４５の出力端子であるカソード端子とアノード端子は、それぞれ、スイッチング素子２４と２５のドレイン端子とソース端子に接続される。また、スイッチング素子２４と２５のドレイン端子とソース端子の間には、それぞれ、寄生容量６４と６５が形成される。寄生容量６４は、スイッチング素子２４のドレイン端子とソース端子間の寄生容量と、整流ダイオード４４のカソード端子とアノード端子間の寄生容量を合わせた容量である。同様に寄生容量６５は、スイッチング素子２５のドレイン端子とソース端子間の寄生容量と、整流ダイオード４５のカソード端子とアノード端子間の寄生容量を合わせた容量である。   Next, the connection on the secondary side of the switching power supply device 1 will be described. A parasitic inductor 75 is connected to one end of the secondary winding 70 b of the transformer 70. A drain terminal which is one end of the output terminals of the switching elements 24 and 25 is connected to both ends of the series connection body of the parasitic inductor 75 and the secondary winding 70b, respectively. The switching elements 24 and 25 are connected to each other at the source terminals which are one ends of the respective output terminals. Rectifier diodes 44 and 45 are connected in parallel to the output terminals of the switching elements 24 and 25, respectively. The cathode terminal and the anode terminal which are output terminals of the rectifier diodes 44 and 45 are connected to the drain terminal and the source terminal of the switching elements 24 and 25, respectively. Further, parasitic capacitances 64 and 65 are formed between the drain terminal and the source terminal of the switching elements 24 and 25, respectively. The parasitic capacitance 64 is a capacitance that combines the parasitic capacitance between the drain terminal and the source terminal of the switching element 24 and the parasitic capacitance between the cathode terminal and the anode terminal of the rectifier diode 44. Similarly, the parasitic capacitance 65 is a capacitance obtained by combining the parasitic capacitance between the drain terminal and the source terminal of the switching element 25 and the parasitic capacitance between the cathode terminal and the anode terminal of the rectifier diode 45.

ここで、前述したバイパスコンデンサ６０，スイッチング素子２０〜２３，フリーホイールダイオード４０〜４３，トランス７０は、直流電源１０の直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換回路を構成する。前記直流交流変換回路の出力は、２次巻線７０ｂの両端である。また、スイッチング素子２４と２５、整流ダイオード４４と４５は、前記直流交流変換回路から出力された交流電圧を整流する整流回路を構成する。つまり整流回路はスイッチング素子２４と、整流ダイオード４４を並列に接続した１組の並列接続体と、スイッチング素子２５と、整流ダイオード４５を並列に接続した１組の並列接続体の、並列接続体２組の一端を直列に接続し、一方の並列接続体の他端及び他方並列接続体の他端を直流交流変換回路の出力端にそれぞれ接続している。前記整流回路の後段に、平滑インダクタ７２と７３、平滑コンデンサ６１で構成された平滑回路が接続される。前記平滑回路は、前記整流回路の出力電圧を直流に平滑する。前記整流回路と前記平滑回路の接続に関しては、以下の通りである。平滑インダクタ７２と７３の直列接続体の両端が、それぞれ、スイッチング素子２４と２５のドレイン端子に接続され、前記平滑インダクタ７２と７３の接続点が、平滑コンデンサ６１の正極に接続される。スイッチング素子２４と２５のソース端子が平滑コンデンサ６１の負極へ接続される。前記平滑コンデンサ６１の両端が、出力端子８０ａと８０ｂを介して負荷８０へ接続される。   Here, the bypass capacitor 60, the switching elements 20 to 23, the free wheel diodes 40 to 43, and the transformer 70 described above constitute a DC / AC conversion circuit that converts the DC voltage of the DC power supply 10 into an AC voltage. The output of the DC / AC conversion circuit is at both ends of the secondary winding 70b. The switching elements 24 and 25 and the rectifier diodes 44 and 45 constitute a rectifier circuit that rectifies the AC voltage output from the DC / AC converter circuit. That is, the rectifier circuit includes a parallel connection body 2 including a switching element 24, a set of parallel connection bodies in which the rectification diodes 44 are connected in parallel, and a set of parallel connection bodies in which the switching element 25 and the rectification diode 45 are connected in parallel. One end of the set is connected in series, and the other end of one parallel connection body and the other end of the other parallel connection body are connected to the output end of the DC / AC conversion circuit. A smoothing circuit including smoothing inductors 72 and 73 and a smoothing capacitor 61 is connected to the subsequent stage of the rectifier circuit. The smoothing circuit smoothes the output voltage of the rectifier circuit to a direct current. The connection between the rectifier circuit and the smoothing circuit is as follows. Both ends of the series connection body of the smoothing inductors 72 and 73 are connected to the drain terminals of the switching elements 24 and 25, respectively, and the connection point of the smoothing inductors 72 and 73 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 61. The source terminals of the switching elements 24 and 25 are connected to the negative electrode of the smoothing capacitor 61. Both ends of the smoothing capacitor 61 are connected to the load 80 via output terminals 80a and 80b.

スイッチング電源装置１には、入力側および出力側の電圧を検出するために、入力端子１０ａと１０ｂに電圧検出手段１０１が接続され、出力端子８０ａと８０ｂに電圧検出手段１０４が接続される。そして、電圧検出手段１０１，１０４は制御手段１００に接続される。また、制御手段１００にスイッチング素子２０〜２５のゲートが接続される。制御手段１００は、電圧検出手段１０１からの入力電圧値と電圧検出手段１０４からの出力電圧値をもとにして、所望の出力電圧が得られるように、スイッチング素子２０〜２５を制御する。   In the switching power supply 1, voltage detection means 101 is connected to input terminals 10 a and 10 b, and voltage detection means 104 is connected to output terminals 80 a and 80 b in order to detect input side and output side voltages. The voltage detection means 101 and 104 are connected to the control means 100. Further, the gates of the switching elements 20 to 25 are connected to the control means 100. The control unit 100 controls the switching elements 20 to 25 based on the input voltage value from the voltage detection unit 101 and the output voltage value from the voltage detection unit 104 so that a desired output voltage is obtained.

更に図１では、前述した回路構成に、本発明に関わる補助回路１１０が接続される。補助回路１１０の構成を以下に説明する。補助スイッチング素子２６，ダイオード３８，補助インダクタ７４，電圧源１１が直列接続され、その直列接続体の補助スイッチング素子２６のソース端子がスイッチング素子２４のドレイン端子に接続され、電圧源１１の負極がスイッチング素子２４のソース端子へ接続される。そして、補助スイッチング素子２７とダイオード３９が直列接続され、その直列接続体の補助スイッチング素子２７のソース端子がスイッチング素子２５のドレイン端子に接続され、ダイオード３９のアノード端子がダイオード３８のアノード端子に接続される。補助スイッチング素子２６と２７には、それぞれ、フリーホイールダイオード４６と４７が接続される。   Further, in FIG. 1, an auxiliary circuit 110 according to the present invention is connected to the circuit configuration described above. The configuration of the auxiliary circuit 110 will be described below. The auxiliary switching element 26, the diode 38, the auxiliary inductor 74, and the voltage source 11 are connected in series, the source terminal of the auxiliary switching element 26 of the series connection body is connected to the drain terminal of the switching element 24, and the negative electrode of the voltage source 11 is switched. Connected to the source terminal of the element 24. The auxiliary switching element 27 and the diode 39 are connected in series, the source terminal of the auxiliary switching element 27 of the series connection body is connected to the drain terminal of the switching element 25, and the anode terminal of the diode 39 is connected to the anode terminal of the diode 38. Is done. Freewheel diodes 46 and 47 are connected to the auxiliary switching elements 26 and 27, respectively.

スイッチング電源装置１では、補助回路１１０を制御するために、スイッチング素子２４と２５の出力端子には、それぞれ、スイッチング素子２４と２５の出力端子間の電圧を検出する電圧検出手段１０２と１０３が接続される。また、補助スイッチング素子２６と２７の制御端子であるゲート端子は制御手段１００に接続される。制御手段１００は、電圧検出手段１０２と１０３から得たスイッチング素子２４と２５の出力端子間の電圧値をもとにして、後述するスイッチング素子２４と２５の出力端子間に発生するサージ電圧を低減するように、補助スイッチング素子２６と２７を制御する。   In the switching power supply device 1, in order to control the auxiliary circuit 110, voltage detection means 102 and 103 for detecting the voltage between the output terminals of the switching elements 24 and 25 are connected to the output terminals of the switching elements 24 and 25, respectively. Is done. Further, gate terminals which are control terminals of the auxiliary switching elements 26 and 27 are connected to the control means 100. The control means 100 reduces the surge voltage generated between the output terminals of the switching elements 24 and 25, which will be described later, based on the voltage value between the output terminals of the switching elements 24 and 25 obtained from the voltage detection means 102 and 103. Thus, the auxiliary switching elements 26 and 27 are controlled.

なお、フリーホイールダイオード４０〜４３，４６，４７、および整流ダイオード４４と４５は、スイッチング素子２０〜２７がＭＯＳＦＥＴの場合、ボディダイオードを使用できる。一方、補助スイッチング素子２６と２７に逆耐圧を有し逆電流を阻止できる素子を使用した場合、ダイオード３８と３９を省略することが可能である。また一方で、スイッチング素子２０〜２７は、ＭＯＳＦＥＴに限らずＩＧＢＴやその他の絶縁ゲート半導体装置，バイポーラトランジスタなども使用可能である。   The free wheel diodes 40 to 43, 46 and 47 and the rectifier diodes 44 and 45 can be body diodes when the switching elements 20 to 27 are MOSFETs. On the other hand, the diodes 38 and 39 can be omitted when the auxiliary switching elements 26 and 27 are elements having a reverse breakdown voltage and capable of blocking a reverse current. On the other hand, the switching elements 20 to 27 are not limited to MOSFETs, but may be IGBTs, other insulated gate semiconductor devices, bipolar transistors, or the like.

本実施例の動作について説明する。まず、本発明に関わる補助回路１１０を付加しない場合の動作を説明する。   The operation of this embodiment will be described. First, the operation when the auxiliary circuit 110 according to the present invention is not added will be described.

（補助回路１１０を付加しない場合の動作）
図１において、補助回路１１０を付加しない場合の各部の電圧電流波形を図２に示す。図２において、Ｖｇ（２０）〜Ｖｇ（２５）はスイッチング素子２０〜２５のゲート駆動電圧である。また、Ｖｔは前記直流交流変換回路の出力である２次巻線７０ｂの両端の電圧であり、Ｉｔは２次巻線７０ｂおよび寄生インダクタ７５の電流である。そして、Ｉｔと同じ個所に点線で示したＩ（７２）は平滑インダクタ７２の電流である。ＩｄとＶｄは、スイッチング素子２５と整流ダイオード４５で構成された並列接続体における、それぞれ電流と電圧である。なお、Ｉｄには寄生容量６５に流れる電流も含まれる。以下、図２を参照しながら説明する。(Operation when the auxiliary circuit 110 is not added)
FIG. 2 shows voltage / current waveforms at various parts when the auxiliary circuit 110 is not added in FIG. In FIG. 2, Vg (20) to Vg (25) are gate drive voltages of the switching elements 20 to 25. Vt is the voltage across the secondary winding 70b, which is the output of the DC / AC conversion circuit, and It is the current in the secondary winding 70b and the parasitic inductor 75. In addition, I (72) indicated by a dotted line at the same location as It is the current of the smoothing inductor 72. Id and Vd are a current and a voltage, respectively, in the parallel connection body constituted by the switching element 25 and the rectifier diode 45. Note that Id includes a current flowing through the parasitic capacitance 65. Hereinafter, a description will be given with reference to FIG.

Ｖｇ（２０）とＶｇ（２３）のオン状態が重なっている期間（Ａ）およびＶｇ（２１）とＶｇ（２２）のオン状態が重なっている期間（Ｃ）に、前記直流交流変換回路の出力電圧Ｖｔは、それぞれ、正と負の電圧になる。この期間（Ａ）と（Ｃ）の間に、１次側から２次側へ電力が伝達される。一方、期間（Ｂ）と（Ｄ）では、Ｖｔはゼロとなり、１次巻線７０ａの両端は短絡されているのと等価である。従って、期間（Ｂ）と（Ｄ）では、１次側から２次側へ電力は伝達されない。一方、スイッチング素子２４と２５には、それぞれ、Ｖｇ（２４）とＶｇ（２５）に示す駆動電圧が印加され、同期整流が行われる。   The output of the DC / AC converter circuit during a period (A) in which the ON states of Vg (20) and Vg (23) overlap and a period (C) in which the ON states of Vg (21) and Vg (22) overlap. The voltage Vt becomes a positive voltage and a negative voltage, respectively. During this period (A) and (C), power is transmitted from the primary side to the secondary side. On the other hand, in the periods (B) and (D), Vt becomes zero, which is equivalent to both ends of the primary winding 70a being short-circuited. Accordingly, power is not transmitted from the primary side to the secondary side in the periods (B) and (D). On the other hand, driving voltages indicated by Vg (24) and Vg (25) are applied to the switching elements 24 and 25, respectively, and synchronous rectification is performed.

期間（Ｂ）から（Ｃ）または期間（Ｄ）から（Ａ）に切り替わり、Ｉｔが正から負または負から正に切り替わった後、スイッチング素子２４と２５の出力端子間にサージ電圧が発生する場合がある。前述の通り、サージ電圧がスイッチング素子の耐圧を超えると、スイッチング素子が破壊する。   When a surge voltage is generated between the output terminals of the switching elements 24 and 25 after switching from period (B) to (C) or period (D) to (A) and switching It from positive to negative or from negative to positive. There is. As described above, when the surge voltage exceeds the breakdown voltage of the switching element, the switching element is destroyed.

ここから、期間（Ｄ）から（Ａ）に動作が切り替わり、スイッチング素子２５の出力端子間にサージ電圧が発生するときの動作を説明する。   From here, the operation when the operation is switched from the period (D) to (A) and a surge voltage is generated between the output terminals of the switching element 25 will be described.

１次側が短絡される期間（Ｄ）において、１次側では、１次巻線７０ａ→スイッチング素子２１→スイッチング素子２３の経路で電流が流れる。２次側では、２次巻線７０ｂ→平滑インダクタ７３→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２５→寄生インダクタ７５の経路で電流が流れる。また、平滑インダクタ７２と７３が電流を流し続けようとするため、平滑インダクタ７２→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２５の経路と、平滑インダクタ７３→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。   In the period (D) in which the primary side is short-circuited, on the primary side, a current flows through the path of the primary winding 70 a → the switching element 21 → the switching element 23. On the secondary side, current flows through a path of the secondary winding 70 b → smoothing inductor 73 → smoothing capacitor 61 → switching element 25 → parasitic inductor 75. Further, since the smoothing inductors 72 and 73 continue to flow current, current flows through the path of the smoothing inductor 72 → the smoothing capacitor 61 → the switching element 25 and the path of the smoothing inductor 73 → the smoothing capacitor 61 → the switching element 24.

次に、期間（Ｄ）から期間（Ａ）に切り替わる際の動作を説明する。期間（Ｄ）の終わりに、２次側ではスイッチング素子２５がオフして、平滑インダクタ７２→平滑コンデンサ６１→整流ダイオード４５の経路と、平滑インダクタ７３→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。そして、期間（Ａ）になると、１次側ではスイッチング素子２１がオフし、スイッチング素子２０がオンして、トランス７０の１次巻線７０ａに電圧が印加され、２次巻線７０ｂの電圧Ｖｔが正となる。この電圧Ｖｔが寄生インダクタ７５を介して、スイッチング素子２５と整流ダイオード４５の出力端子間に印加される。一方、整流ダイオード４５には順方向電流が流れていたことから、その内部に蓄積キャリアが存在している。このため、蓄積キャリアを放電する間、整流ダイオード４５にはカソード端子からアノード端子の方向へＩｄに示すような大きなリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流が流れることで、２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→整流ダイオード４５→スイッチング素子２４の経路に大きな電流が流れ、寄生インダクタ７５にはＩｔに示すような平滑インダクタ電流Ｉ（７２）を大きく上回る電流が流れる。これらの動作により、寄生インダクタ７５にエネルギーが蓄積する。   Next, an operation when switching from the period (D) to the period (A) will be described. At the end of the period (D), the switching element 25 is turned off on the secondary side, and the current flows through the path of the smoothing inductor 72 → the smoothing capacitor 61 → the rectifier diode 45 and the path of the smoothing inductor 73 → the smoothing capacitor 61 → the switching element 24. Flows. In the period (A), the switching element 21 is turned off on the primary side, the switching element 20 is turned on, a voltage is applied to the primary winding 70a of the transformer 70, and the voltage Vt of the secondary winding 70b. Becomes positive. This voltage Vt is applied between the switching element 25 and the output terminal of the rectifier diode 45 via the parasitic inductor 75. On the other hand, since forward current flows through the rectifier diode 45, accumulated carriers are present therein. Therefore, a large recovery current as indicated by Id flows from the cathode terminal to the anode terminal through the rectifier diode 45 while discharging the accumulated carriers. When this recovery current flows, a large current flows through the path of the secondary winding 70b → parasitic inductor 75 → rectifier diode 45 → switching element 24, and the smoothing inductor current I (72) as indicated by It in the parasitic inductor 75. Current that greatly exceeds the current flows. Through these operations, energy is accumulated in the parasitic inductor 75.

次に、蓄積キャリアの放電が終わって整流ダイオード４５がオフすると、２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→寄生容量６５→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。つまり、整流ダイオード４５がオフしても、寄生容量６５に電流が流れて、Ｉｔに示すように寄生インダクタ７５に流れる電流は更に増加する。そして、寄生インダクタ７５に更にエネルギーが蓄積する。一方、寄生容量６５に電流が流れると、スイッチング素子２５の出力端子間の電圧であるＶｄが上昇する。そして、ＶｔとＶｄが等しくなると、寄生インダクタ７５の電流の増加が止まる。   Next, when the discharge of the accumulated carriers ends and the rectifier diode 45 is turned off, a current flows through the path of the secondary winding 70 b → the parasitic inductor 75 → the parasitic capacitance 65 → the switching element 24. That is, even if the rectifier diode 45 is turned off, a current flows through the parasitic capacitor 65, and the current flowing through the parasitic inductor 75 further increases as indicated by It. Further, energy is further accumulated in the parasitic inductor 75. On the other hand, when a current flows through the parasitic capacitance 65, Vd that is a voltage between the output terminals of the switching element 25 increases. And when Vt and Vd become equal, the increase in the current of the parasitic inductor 75 stops.

その後、寄生インダクタ７５が、整流ダイオード４５のリカバリ電流と寄生容量６５に流れる電流によって蓄積したエネルギーを放出して、スイッチング素子２５および整流ダイオード４５の出力端子間にサージ電圧が発生する。   Thereafter, the parasitic inductor 75 releases the energy accumulated by the recovery current of the rectifier diode 45 and the current flowing through the parasitic capacitance 65, and a surge voltage is generated between the switching element 25 and the output terminal of the rectifier diode 45.

また次に、期間（Ｂ）から（Ｃ）に動作が切り替わり、スイッチング素子２４の出力端子間にサージ電圧が発生するときの動作を説明する。１次側が短絡される期間（Ｂ）において、１次側では、１次巻線７０ａ→スイッチング素子２２→スイッチング素子２０の経路で電流が流れる。２次側では、２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→平滑インダクタ７２→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。また、平滑インダクタ７２と７３が電流を流し続けようとするため、平滑インダクタ７２→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２５の経路と、平滑インダクタ７３→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。   Next, the operation when the operation is switched from the period (B) to (C) and a surge voltage is generated between the output terminals of the switching element 24 will be described. In the period (B) in which the primary side is short-circuited, a current flows through the path of the primary winding 70 a → the switching element 22 → the switching element 20 on the primary side. On the secondary side, a current flows through a path of the secondary winding 70 b → the parasitic inductor 75 → the smoothing inductor 72 → the smoothing capacitor 61 → the switching element 24. Further, since the smoothing inductors 72 and 73 continue to flow current, current flows through the path of the smoothing inductor 72 → the smoothing capacitor 61 → the switching element 25 and the path of the smoothing inductor 73 → the smoothing capacitor 61 → the switching element 24.

次に、期間（Ｂ）から期間（Ｃ）に切り替わる際の動作を説明する。期間（Ｂ）の終わりに、２次側ではスイッチング素子２４がオフして、平滑インダクタ７３→平滑コンデンサ６１→整流ダイオード４４の経路と、平滑インダクタ７２→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２５の経路で電流が流れる。そして、期間（Ｃ）になると、１次側ではスイッチング素子２０がオフし、スイッチング素子２１がオンして、トランス７０の１次巻線７０ａに電圧が印加され、２次巻線７０ｂの電圧Ｖｔが負となる。この電圧Ｖｔが寄生インダクタ７５を介して、スイッチング素子２４と整流ダイオード４４の出力端子間に印加される。一方、整流ダイオード４４には順方向電流が流れていたことから、その内部に蓄積キャリアが存在している。このため、蓄積キャリアを放電する間、整流ダイオード４４にはカソード端子からアノード端子の方向へ大きなリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流が流れることで、２次巻線７０ｂ→整流ダイオード４４→スイッチング素子２５→寄生インダクタ７５の経路に大きな電流が流れる。これらの動作により、寄生インダクタ７５にエネルギーが蓄積する。   Next, an operation when switching from the period (B) to the period (C) will be described. At the end of the period (B), the switching element 24 is turned off on the secondary side, and the current flows through the path of the smoothing inductor 73 → the smoothing capacitor 61 → the rectifier diode 44 and the path of the smoothing inductor 72 → the smoothing capacitor 61 → the switching element 25. Flows. In the period (C), the switching element 20 is turned off on the primary side, the switching element 21 is turned on, a voltage is applied to the primary winding 70a of the transformer 70, and the voltage Vt of the secondary winding 70b. Becomes negative. This voltage Vt is applied between the switching element 24 and the output terminal of the rectifier diode 44 via the parasitic inductor 75. On the other hand, since forward current flows through the rectifier diode 44, there are accumulated carriers therein. For this reason, a large recovery current flows through the rectifier diode 44 from the cathode terminal to the anode terminal while discharging the accumulated carriers. When this recovery current flows, a large current flows through the path of the secondary winding 70 b → the rectifier diode 44 → the switching element 25 → the parasitic inductor 75. Through these operations, energy is accumulated in the parasitic inductor 75.

次に、蓄積キャリアの放電が終わって整流ダイオード４４がオフすると、２次巻線７０ｂ→寄生容量６４→スイッチング素子２５→寄生インダクタ７５の経路で電流が流れる。つまり、整流ダイオード４４がオフしても、寄生容量６４に電流が流れて、Ｉｔに示すように寄生インダクタ７５に流れる電流は更に負の方向に増加する。そして、寄生インダクタ７５に更にエネルギーが蓄積する。一方、寄生容量６４に電流が流れると、スイッチング素子２４の出力端子間の電圧が上昇する。そして、２次巻線７０ｂの電圧とスイッチング素子２４の出力端子間の電圧が等しくなると、寄生インダクタ７５の電流の負側の増加が止まる。   Next, when the discharge of the accumulated carriers is finished and the rectifier diode 44 is turned off, a current flows through the path of the secondary winding 70b → the parasitic capacitance 64 → the switching element 25 → the parasitic inductor 75. That is, even when the rectifier diode 44 is turned off, a current flows through the parasitic capacitor 64, and the current flowing through the parasitic inductor 75 further increases in the negative direction as indicated by It. Further, energy is further accumulated in the parasitic inductor 75. On the other hand, when a current flows through the parasitic capacitor 64, the voltage between the output terminals of the switching element 24 increases. When the voltage of the secondary winding 70b and the voltage between the output terminals of the switching element 24 become equal, the increase in the negative current of the parasitic inductor 75 stops.

その後、寄生インダクタ７５が、整流ダイオード４４のリカバリ電流と寄生容量６４に流れる電流によって蓄積したエネルギーを放出して、スイッチング素子２４および整流ダイオード４４の出力端子間にサージ電圧が発生する。   Thereafter, the parasitic inductor 75 releases the energy accumulated by the recovery current of the rectifier diode 44 and the current flowing through the parasitic capacitance 64, and a surge voltage is generated between the switching element 24 and the output terminal of the rectifier diode 44.

なお、このように期間（Ｂ）から（Ｃ）に切り替わるときの動作は、期間（Ｄ）から（Ａ）に切り替わる動作の対称動作となっている。   Note that the operation when switching from the period (B) to (C) is a symmetrical operation of the operation switching from the period (D) to (A).

（補助回路１１０を利用した場合の動作）
次に、本発明に関わる補助回路１１０を利用した場合の動作を説明する。(Operation when the auxiliary circuit 110 is used)
Next, the operation when the auxiliary circuit 110 according to the present invention is used will be described.

図３は、補助回路１１０を利用した場合の各部の電圧電流波形である。図２と同一部分については同符号を付しており、その説明は省略する。図３において、Ｖｇ（２６）とＶｇ（２７）は、それぞれ、補助スイッチング素子２６と２７のゲート駆動電圧である。また、Ｉ（１１）とＶ（１１）は、それぞれ、電圧源１１の電流と電圧である。以下、図３を参照しながら説明する。   FIG. 3 shows voltage / current waveforms at various parts when the auxiliary circuit 110 is used. The same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. In FIG. 3, Vg (26) and Vg (27) are gate drive voltages of the auxiliary switching elements 26 and 27, respectively. I (11) and V (11) are the current and voltage of the voltage source 11, respectively. Hereinafter, a description will be given with reference to FIG.

期間（Ｄ）から（Ａ）に動作が切り替わり、本発明に関する補助回路１１０が、スイッチング素子２５の出力端子間に発生するサージ電圧を低減する動作を詳細に説明する。   The operation is switched from the period (D) to (A), and the operation in which the auxiliary circuit 110 according to the present invention reduces the surge voltage generated between the output terminals of the switching element 25 will be described in detail.

整流ダイオード４５にリカバリ電流が流れて、整流ダイオード４５がオフするまでの動作は、補助回路１１０を付加していない場合の動作と同じである。   The operation until the recovery current flows through the rectifier diode 45 and the rectifier diode 45 is turned off is the same as the operation when the auxiliary circuit 110 is not added.

次に、寄生容量６５に電流が流れて、スイッチング素子２５の出力端子間電圧Ｖｄが上昇しはじめる。このことを電圧検出手段１０３で検知して、制御手段１００が補助スイッチング素子２７をオンにすると、電圧源１１→補助インダクタ７４→ダイオード３９→補助スイッチング素子２７→寄生容量６５の経路に電流が流れる。一方、これと同時に２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→寄生容量６５→スイッチング素子２４の経路に電流が流れている。従って、補助回路１１０を利用した場合は、利用しない場合と比較して、寄生容量６５の電圧が早くＶｔに達し、寄生インダクタ７５の電流のピークはＩｔに示すように低減する。つまり、本実施例では、スイッチング素子２５の出力端子間電圧Ｖｄが上昇したのを検知して、電圧源１１から寄生容量６５に電荷を供給することで、寄生インダクタ７５を経由して寄生容量６５に流れる電流を低減して、寄生インダクタ７５に蓄積するエネルギーを低減できる。即ち、直流交流変換回路からの出力がある期間に、スイッチング素子２５の出力端子間電圧の上昇を検知して、電圧源１１から寄生容量６５に電荷を供給することで、サージ電圧を発生させるエネルギーが蓄えられることを低減できる。これより、Ｖｄに示すようにスイッチング素子２５および整流ダイオード４５の出力端子間に発生するサージ電圧を低減することができる。   Next, a current flows through the parasitic capacitance 65, and the output terminal voltage Vd of the switching element 25 starts to rise. When this is detected by the voltage detection means 103 and the control means 100 turns on the auxiliary switching element 27, a current flows through the path of the voltage source 11 → auxiliary inductor 74 → diode 39 → auxiliary switching element 27 → parasitic capacitance 65. . On the other hand, at the same time, a current flows through the path of the secondary winding 70 b → the parasitic inductor 75 → the parasitic capacitance 65 → the switching element 24. Therefore, when the auxiliary circuit 110 is used, the voltage of the parasitic capacitance 65 reaches Vt earlier than when the auxiliary circuit 110 is not used, and the current peak of the parasitic inductor 75 is reduced as indicated by It. In other words, in this embodiment, when the voltage Vd between the output terminals of the switching element 25 is detected to be increased and electric charge is supplied from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 65, the parasitic capacitance 65 is passed through the parasitic inductor 75. Thus, the energy accumulated in the parasitic inductor 75 can be reduced. That is, energy that generates a surge voltage by detecting a rise in the voltage between the output terminals of the switching element 25 and supplying a charge from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 65 during a period when the output from the DC / AC converter circuit is present. Can be reduced. As a result, the surge voltage generated between the output terminals of the switching element 25 and the rectifier diode 45 can be reduced as indicated by Vd.

続いて期間（Ｂ）から（Ｃ）に動作が切り替わり、本発明に関する補助回路１１０が、スイッチング素子２４の出力端子間に発生するサージ電圧を低減する動作を詳細に説明する。   Subsequently, the operation is switched from the period (B) to (C), and the operation in which the auxiliary circuit 110 according to the present invention reduces the surge voltage generated between the output terminals of the switching element 24 will be described in detail.

整流ダイオード４４にリカバリ電流が流れて、整流ダイオード４４がオフするまでの動作は、補助回路１１０を付加していない場合の動作と同じである。   The operation until the rectifier diode 44 is turned off after the recovery current flows through the rectifier diode 44 is the same as the operation when the auxiliary circuit 110 is not added.

次に、寄生容量６４に電流が流れて、スイッチング素子２４の出力端子間電圧が上昇しはじめる。このことを電圧検出手段１０２で検知して、制御手段１００が補助スイッチング素子２６をオンにすると、電圧源１１→補助インダクタ７４→ダイオード３８→補助スイッチング素子２６→寄生容量６４の経路に電流が流れる。一方、これと同時に２次巻線７０ｂ→寄生容量６４→スイッチング素子２５→寄生インダクタ７５の経路に電流が流れている。従って、補助回路１１０を利用した場合は、利用しない場合と比較して、寄生容量６４の電圧が早くＶｔに達し、寄生インダクタ７５の電流のピークは低減する。つまり、本実施例では、スイッチング素子２４の出力端子間電圧が上昇したのを検知して、電圧源１１から寄生容量６４に電荷を供給することで、寄生インダクタ７５を経由して寄生容量６４に流れる電流を低減して、寄生インダクタ７５に蓄積するエネルギーを低減できる。即ち、直流交流変換回路からの出力がある期間に、スイッチング素子２４の出力端子間電圧の上昇を検知して、電圧源１１から寄生容量６４に電荷を供給することで、サージ電圧を発生させるエネルギーが蓄えられることを低減できる。これより、スイッチング素子２４および整流ダイオード４４の出力端子間に発生するサージ電圧を低減することができる。   Next, a current flows through the parasitic capacitance 64, and the voltage between the output terminals of the switching element 24 begins to rise. When this is detected by the voltage detection means 102 and the control means 100 turns on the auxiliary switching element 26, a current flows through the path of the voltage source 11 → auxiliary inductor 74 → diode 38 → auxiliary switching element 26 → parasitic capacitance 64. . On the other hand, at the same time, a current flows through the path of the secondary winding 70 b → the parasitic capacitance 64 → the switching element 25 → the parasitic inductor 75. Therefore, when the auxiliary circuit 110 is used, the voltage of the parasitic capacitor 64 reaches Vt earlier than when the auxiliary circuit 110 is not used, and the current peak of the parasitic inductor 75 is reduced. In other words, in this embodiment, when the voltage between the output terminals of the switching element 24 is detected to be increased and electric charge is supplied from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 64, the parasitic capacitance 64 is supplied via the parasitic inductor 75. By reducing the flowing current, the energy accumulated in the parasitic inductor 75 can be reduced. That is, energy that generates a surge voltage by detecting a rise in the voltage between the output terminals of the switching element 24 and supplying a charge from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 64 during a period in which there is an output from the DC / AC converter circuit. Can be reduced. Thereby, the surge voltage generated between the output terminals of the switching element 24 and the rectifier diode 44 can be reduced.

なお、このように期間（Ｂ）から（Ｃ）に切り替わるときの動作は、期間（Ｄ）から（Ａ）に切り替わる動作の対称動作となっている。   Note that the operation when switching from the period (B) to (C) is a symmetrical operation of the operation switching from the period (D) to (A).

ここで、補助スイッチング素子２６，２７がオンするとき、補助インダクタ７４には電流が流れておらず、補助スイッチング素子２６，２７はゼロ電流スイッチング（以下、ＺＣＳと称す）となる。このため、補助スイッチング素子２６，２７のターンオン時のスイッチング損失は殆ど発生しない。また、補助スイッチング素子２７がオフするタイミングは、Ｖｔが正の電圧になっている期間（Ａ）の間で、且つ電圧源１１からの寄生容量６５に流れる電流がなくなった後であることが望ましい。同様に補助スイッチング素子２６がオフするタイミングは、Ｖｔが負の電圧になっている期間（Ｃ）の間で、且つ電圧源１１からの寄生容量６４に流れる電流がなくなった後であることが望ましい。そうすれば、補助スイッチング素子２６，２７は電流を遮断することなくオフでき、且つその両端に電圧は印加されていないので、ターンオフ時にゼロ電圧スイッチング（以下、ＺＶＳと称す）、ＺＣＳとなり、スイッチング損失は殆ど発生しない。   Here, when the auxiliary switching elements 26 and 27 are turned on, no current flows through the auxiliary inductor 74, and the auxiliary switching elements 26 and 27 perform zero current switching (hereinafter referred to as ZCS). For this reason, almost no switching loss occurs when the auxiliary switching elements 26 and 27 are turned on. The timing at which the auxiliary switching element 27 is turned off is preferably during the period (A) in which Vt is a positive voltage and after the current flowing from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 65 disappears. . Similarly, the timing at which the auxiliary switching element 26 is turned off is desirably during the period (C) in which Vt is a negative voltage and after the current flowing from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 64 disappears. . Then, the auxiliary switching elements 26 and 27 can be turned off without interrupting the current, and no voltage is applied to both ends of the auxiliary switching elements 26 and 27. Therefore, zero voltage switching (hereinafter referred to as ZVS) and ZCS occur at the time of turn-off. Hardly occurs.

一方、補助スイッチング素子２７をオンすると、電圧源１１，補助インダクタ７４，寄生容量６５から直列共振回路が形成される。共振の作用により、電圧源１１から補助インダクタ７４を介して寄生容量６５に電流を流すと、寄生容量６５の電圧は電圧源１１の電圧Ｖ（１１）の２倍になる。これより、Ｖ（１１）は、図３の期間（Ａ）中にスイッチング素子２５の出力端子間に印加される電圧Ｖｔの半分以下にすることが望ましい。同様に、補助スイッチング素子２６をオンすると、電圧源１１，補助インダクタ７４，寄生容量６４から直列共振回路が形成される。そして共振の作用により、電圧源１１から補助インダクタ７４を介して寄生容量６４に電流を流すと、寄生容量６４の電圧は電圧源１１の電圧Ｖ（１１）の２倍になる。これより、Ｖ（１１）は、図３の期間（Ｃ）中もスイッチング素子２５の出力端子間に印加される電圧Ｖｔの半分以下にすることが望ましい。なお、本実施例では、Ｖ（１１）の電圧をＶｔ／２としている。   On the other hand, when the auxiliary switching element 27 is turned on, a series resonance circuit is formed from the voltage source 11, the auxiliary inductor 74, and the parasitic capacitance 65. When a current flows from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 65 through the auxiliary inductor 74 due to the resonance, the voltage of the parasitic capacitance 65 becomes twice the voltage V (11) of the voltage source 11. Accordingly, it is desirable that V (11) be equal to or less than half of the voltage Vt applied between the output terminals of the switching element 25 during the period (A) in FIG. Similarly, when the auxiliary switching element 26 is turned on, a series resonance circuit is formed from the voltage source 11, the auxiliary inductor 74, and the parasitic capacitance 64. When the current flows from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 64 through the auxiliary inductor 74 due to the resonance, the voltage of the parasitic capacitance 64 becomes twice the voltage V (11) of the voltage source 11. Thus, it is desirable that V (11) be equal to or less than half of the voltage Vt applied between the output terminals of the switching element 25 even during the period (C) in FIG. In this embodiment, the voltage of V (11) is Vt / 2.

以上説明した通り、本実施例では本発明に関わる補助回路１１０を利用することで、スイッチング素子と整流ダイオードの出力端子間に発生するサージ電圧を低減して、耐圧の低いスイッチング素子と整流ダイオードを使用できる。その結果、損失の少ないスイッチング電源装置を提供する効果を得ることができる。かつ、本実施例では整流回路にスイッチング素子と整流ダイオードの並列接続体を用いたので、整流ダイオードのみを使用した場合と比較して損失を低減できる。   As described above, in this embodiment, the auxiliary circuit 110 according to the present invention is used to reduce the surge voltage generated between the switching element and the output terminal of the rectifier diode. Can be used. As a result, an effect of providing a switching power supply device with less loss can be obtained. In addition, in this embodiment, since the parallel connection body of the switching element and the rectifier diode is used in the rectifier circuit, the loss can be reduced as compared with the case where only the rectifier diode is used.

なお、本実施例では補助回路１１０の電圧源１１，補助インダクタ７４を補助スイッチング素子２６，ダイオード３８の直列接続体と補助スイッチング素子２７とダイオード３９の直列接続体で共通に用いたが、補助スイッチング素子２６，ダイオード３８の直列接続体と補助スイッチング素子２７とダイオード３９の直列接続体で別々の電圧源，補助インダクタを用いる構成であってもよいし、電圧源１１のみを共通に用い、別々の補助インダクタを用いる構成であってもよい。   In this embodiment, the voltage source 11 and the auxiliary inductor 74 of the auxiliary circuit 110 are commonly used by the series connection body of the auxiliary switching element 26 and the diode 38 and the series connection body of the auxiliary switching element 27 and the diode 39. The series connection body of the element 26 and the diode 38 and the series connection body of the auxiliary switching element 27 and the diode 39 may use different voltage sources and auxiliary inductors. Alternatively, only the voltage source 11 may be used in common. A configuration using an auxiliary inductor may also be used.

また、本実施例においては、整流回路においてスイッチング素子と、整流ダイオードが並列に接続された並列接続体を２組用いた例を挙げて説明しているが１組であってもよく、さらに、整流回路においてスイッチング素子を用いずに整流ダイオードのみを用いてもよいし、例えばダイオードブリッジなどを用いてもよく、本実施例のみに限定するものではない。   Further, in this embodiment, an example is described in which two sets of parallel connection bodies in which a switching element and a rectifier diode are connected in parallel are used in the rectifier circuit, but one set may be used. In the rectifier circuit, only a rectifier diode may be used without using a switching element, for example, a diode bridge may be used, and the present invention is not limited to this embodiment.

図４は、本発明の第２の実施例によるスイッチング電源装置の回路構成図である。図４において、図１と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。   FIG. 4 is a circuit diagram of a switching power supply device according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 4, the same components as those in FIG.

図４と図１で異なる点について説明する。図４において、スイッチング電源装置２は、電流検出手段１０５と１０６を備え、それらの出力は制御手段１００に接続される。電流検出手段１０５は、スイッチング素子２４，整流ダイオード４４，寄生容量６４に流れる電流を検出する。電流検出手段１０６は、スイッチング素子２５，整流ダイオード４５，寄生容量６５に流れる電流を検出する。本実施例は、電流検出手段１０５と１０６を備えることにより、実施例１よりも更にサージ電圧の低減を可能にする。   Differences between FIG. 4 and FIG. 1 will be described. In FIG. 4, the switching power supply device 2 includes current detection means 105 and 106, and their outputs are connected to the control means 100. The current detection unit 105 detects a current flowing through the switching element 24, the rectifier diode 44, and the parasitic capacitance 64. The current detection unit 106 detects a current flowing through the switching element 25, the rectifier diode 45, and the parasitic capacitance 65. In the present embodiment, the surge voltage can be further reduced as compared with the first embodiment by providing the current detection means 105 and 106.

次に、本実施例の動作を説明する。各部の動作波形を図５に示す。以下、図５を参照しながら説明する。ここから、期間（Ｄ）から（Ａ）に動作が切り替わった際の動作を説明する。なお、期間（Ｂ）から（Ｃ）に切り替わるときの動作は、期間（Ｄ）から（Ａ）に切り替わる動作の対称動作であるので、その説明は省略する。   Next, the operation of this embodiment will be described. The operation waveform of each part is shown in FIG. Hereinafter, a description will be given with reference to FIG. From here, the operation when the operation is switched from the period (D) to (A) will be described. Note that the operation when switching from the period (B) to (C) is a symmetrical operation of the operation switching from the period (D) to (A), and thus the description thereof is omitted.

本実施例において、整流ダイオード４５にリカバリ電流が流れはじめるまでの動作は実施例１と同じである。整流ダイオード４５にリカバリ電流が流れはじめると、Ｉｄは正から負となる。そこで、本実施例では、Ｉｄが負になったことを電流検出手段１０６で検知して、制御手段１００が補助スイッチング素子２７をオンする。すると、整流ダイオード４５の蓄積キャリアを放電する間、電圧源１１→補助インダクタ７４→ダイオード３８→補助スイッチンング素子２７→整流ダイオード４５の経路に電流が流れる。一方、これと同時に２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→整流ダイオード４５→スイッチング素子２４の経路にも電流が流れる。このように、整流ダイオード４５には２つの経路から電流が流れて、寄生インダクタ７５を介して整流ダイオード４５に流れていた電流が低減する。   In this embodiment, the operation until the recovery current starts to flow through the rectifier diode 45 is the same as that in the first embodiment. When the recovery current starts to flow through the rectifier diode 45, Id changes from positive to negative. Therefore, in this embodiment, the current detection means 106 detects that Id has become negative, and the control means 100 turns on the auxiliary switching element 27. Then, a current flows through the path of the voltage source 11 → the auxiliary inductor 74 → the diode 38 → the auxiliary switching element 27 → the rectifier diode 45 while discharging the accumulated carriers in the rectifier diode 45. At the same time, a current also flows through the path of the secondary winding 70 b → the parasitic inductor 75 → the rectifier diode 45 → the switching element 24. In this way, current flows from the two paths to the rectifier diode 45, and the current flowing to the rectifier diode 45 via the parasitic inductor 75 is reduced.

次に、蓄積キャリアの放電が終わって整流ダイオード４５がオフすると、実施例１と同様に、電圧源１１→補助インダクタ７４→ダイオード３９→補助スイッチング素子２７→寄生容量６５の経路と、２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→寄生容量６５→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。２つの経路から寄生容量６５に電流が流れるので、寄生容量６５の電圧が早くＶｔに達し、寄生インダクタ７５の電流のピークはＩｔに示すように低減する。   Next, when the discharge of the accumulated carriers is finished and the rectifier diode 45 is turned off, the path of the voltage source 11 → auxiliary inductor 74 → diode 39 → auxiliary switching element 27 → parasitic capacitance 65 and secondary winding are performed as in the first embodiment. A current flows through the path of the line 70 b → the parasitic inductor 75 → the parasitic capacitance 65 → the switching element 24. Since current flows from the two paths to the parasitic capacitance 65, the voltage of the parasitic capacitance 65 quickly reaches Vt, and the current peak of the parasitic inductor 75 is reduced as indicated by It.

これらの動作により、本実施例では、寄生インダクタ７５の電流のピークは、Ｉｔに示すように実施例１よりも低減する。つまり、本実施例では、整流ダイオード４５にリカバリ電流が流れたのを電流検出手段１０６で検知して、電圧源１１から寄生容量６５に電荷を供給することで、寄生インダクタ７５を経由して寄生容量６５に流れる電流をより低減して、実施例１よりも寄生インダクタ７５に蓄積するエネルギーを低減でき、Ｖｄに示すように整流スイッチング素子および整流ダイオードの出力端子間に発生するサージ電圧を低減できる。即ち、直流交流変換回路からの出力がある期間に、整流ダイオード４５にリカバリ電流が流れたのを電流検出手段１０６で検知して、電圧源１１から寄生容量６５に電荷を供給することで、サージ電圧を発生させるエネルギーが蓄えられることを低減できる。   With these operations, in the present embodiment, the current peak of the parasitic inductor 75 is reduced as compared with the first embodiment as indicated by It. In other words, in this embodiment, the current detection means 106 detects that the recovery current has flowed through the rectifier diode 45 and supplies electric charge from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 65, so that the parasitic current is passed through the parasitic inductor 75. The current flowing through the capacitor 65 can be further reduced, the energy accumulated in the parasitic inductor 75 can be reduced as compared with the first embodiment, and the surge voltage generated between the output terminals of the rectifier switching element and the rectifier diode can be reduced as shown by Vd. . In other words, the current detection means 106 detects that a recovery current has flowed through the rectifier diode 45 during a period when the output from the DC / AC converter circuit is present, and charges are supplied from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 65, thereby causing a surge. It can reduce that the energy which generates a voltage is stored.

また、期間（Ｄ）から（Ａ）に切り替わる動作の対称動作である期間（Ｂ）から（Ｃ）に切り替わるときの動作においても、本実施例では、整流ダイオード４４にリカバリ電流が流れたのを電流検出手段１０５で検知して、電圧源１１から寄生容量６４に電荷を供給することで、寄生インダクタ７５を経由して寄生容量６４に流れる電流をより低減して、実施例１よりも寄生インダクタ７５に蓄積するエネルギーを低減でき、整流スイッチング素子および整流ダイオードの出力端子間に発生するサージ電圧を低減できる。即ち、直流交流変換回路からの出力がある期間に、整流ダイオード４４にリカバリ電流が流れたのを電流検出手段１０５で検知して、電圧源１１から寄生容量６４に電荷を供給することで、サージ電圧を発生させるエネルギーが蓄えられることを低減できる。   Also, in the operation when switching from the period (B) to (C), which is a symmetrical operation of the operation switching from the period (D) to (A), the recovery current flows through the rectifier diode 44 in this embodiment. The electric current is detected by the current detecting means 105 and the electric charge is supplied from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 64, so that the current flowing through the parasitic capacitance 64 via the parasitic inductor 75 is further reduced. The energy stored in 75 can be reduced, and the surge voltage generated between the output terminals of the rectifying switching element and the rectifying diode can be reduced. That is, the current detection means 105 detects that a recovery current has flowed through the rectifier diode 44 during a period when the output from the DC / AC converter circuit is present, and supplies charges from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 64, thereby causing a surge. It can reduce that the energy which generates a voltage is stored.

なお、本実施例でも、補助スイッチング素子２６，２７がオンするとき、補助インダクタ７４には電流が流れておらず、補助スイッチング素子２６，２７はＺＣＳとなる。また、補助スイッチング素子２７がオフするタイミングは、Ｖｔが正の電圧になっている期間（Ａ）の間で、且つ電圧源１１からの寄生容量６５に流れる電流がなくなった後であることが望ましい。同様に補助スイッチング素子２６がオフするタイミングは、Ｖｔが負の電圧になっている期間（Ｃ）の間で、且つ電圧源１１からの寄生容量６４に流れる電流がなくなった後であることが望ましい。そうすれば、補助スイッチング素子２６，２７は電流を遮断することなくオフでき、且つその両端に電圧は印加されていないので、ターンオフ時にＺＶＳ，ＺＣＳとなる。従って、補助スイッチング素子２６，２７にスイッチング損失は殆ど発生しない。   Also in this embodiment, when the auxiliary switching elements 26 and 27 are turned on, no current flows through the auxiliary inductor 74, and the auxiliary switching elements 26 and 27 become ZCS. The timing at which the auxiliary switching element 27 is turned off is preferably during the period (A) in which Vt is a positive voltage and after the current flowing from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 65 disappears. . Similarly, the timing at which the auxiliary switching element 26 is turned off is desirably during the period (C) in which Vt is a negative voltage and after the current flowing from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 64 disappears. . Then, the auxiliary switching elements 26 and 27 can be turned off without interrupting the current, and since no voltage is applied to both ends thereof, ZVS and ZCS are obtained at the turn-off time. Therefore, almost no switching loss occurs in the auxiliary switching elements 26 and 27.

ここで、電圧源１１の電圧について説明する。本実施例の場合は、整流ダイオード４５がオフしたとき、補助インダクタ７４には整流ダイオード４５のリカバリ電流を起因とする電流が流れている。この電流を初期電流として、電圧源１１，補助インダクタ７４，寄生容量６５から構成される直列共振回路に電流が流れることから、共振の作用により、寄生容量６５の最大電圧は電圧源１１の電圧Ｖ（１１）の２倍以上になる。これより、Ｖ（１１）は、図５の期間（Ａ）中にスイッチング素子２５に印加される電圧Ｖｔの１／２未満にすることが望ましい。   Here, the voltage of the voltage source 11 will be described. In this embodiment, when the rectifier diode 45 is turned off, a current caused by the recovery current of the rectifier diode 45 flows through the auxiliary inductor 74. With this current as an initial current, a current flows through a series resonant circuit including the voltage source 11, the auxiliary inductor 74, and the parasitic capacitance 65, so that the maximum voltage of the parasitic capacitance 65 is the voltage V of the voltage source 11 due to resonance. More than twice (11). Accordingly, it is desirable that V (11) be less than ½ of the voltage Vt applied to the switching element 25 during the period (A) in FIG.

同様に、整流ダイオード４４がオフしたとき、補助インダクタ７４には整流ダイオード４４のリカバリ電流を起因とする電流が流れている。この電流を初期電流として、電圧源１１，補助インダクタ７４，寄生容量６４から構成される直列共振回路に電流が流れることから、共振の作用により、寄生容量６４の最大電圧は電圧源１１の電圧Ｖ（１１）の２倍以上になる。これより、Ｖ（１１）は、図５の期間（Ｃ）中にスイッチング素子２４に印加される電圧Ｖｔの１／２未満にすることが望ましい。   Similarly, when the rectifier diode 44 is turned off, a current due to the recovery current of the rectifier diode 44 flows through the auxiliary inductor 74. Using this current as an initial current, a current flows through a series resonant circuit including the voltage source 11, the auxiliary inductor 74, and the parasitic capacitance 64, so that the maximum voltage of the parasitic capacitance 64 is the voltage V of the voltage source 11 due to the action of resonance. More than twice (11). Therefore, it is desirable that V (11) be less than ½ of the voltage Vt applied to the switching element 24 during the period (C) in FIG.

なお、本実施例でも補助回路１１０の電圧源１１，補助インダクタ７４を補助スイッチング素子２６，ダイオード３８の直列接続体と補助スイッチング素子２７とダイオード３９の直列接続体で共通に用いたが、補助スイッチング素子２６，ダイオード３８の直列接続体と補助スイッチング素子２７とダイオード３９の直列接続体で別々の電圧源，補助インダクタを用いる構成であってもよいし、電圧源１１のみを共通に用い、別々の補助インダクタを用いる構成であってもよい。   In this embodiment, the voltage source 11 and the auxiliary inductor 74 of the auxiliary circuit 110 are commonly used by the series connection body of the auxiliary switching element 26 and the diode 38 and the series connection body of the auxiliary switching element 27 and the diode 39. The series connection body of the element 26 and the diode 38 and the series connection body of the auxiliary switching element 27 and the diode 39 may use different voltage sources and auxiliary inductors. Alternatively, only the voltage source 11 may be used in common. A configuration using an auxiliary inductor may also be used.

以上説明した通り、本実施例は、スイッチング素子と整流ダイオードの出力端子間に発生するサージ電圧を実施例１よりも低減できて、耐圧の低いスイッチング素子と整流ダイオードを使用できる。その結果、損失の少ないスイッチング電源装置を提供する効果を得ることができる。   As described above, in this embodiment, the surge voltage generated between the switching element and the output terminal of the rectifier diode can be reduced as compared with the first embodiment, and the switching element and the rectifier diode having a low withstand voltage can be used. As a result, an effect of providing a switching power supply device with less loss can be obtained.

次に、電圧源１１の構成例について説明する。図６に電圧源１１の一例を示す。２次巻線７０ｂに設けた中間タップ７０ｔと平滑コンデンサ６１の負極の間に、ダイオード４８と抵抗９０とバイパスコンデンサ６２の直列接続体が接続される。また、バイパスコンデンサ６２の両端，抵抗９０と接続されたバイパスコンデンサ６２の一端側にドロッパ９１の入力端子が、バイパスコンデンサ６２の他端側にドロッパ９１のグランド端子が接続され、ドロッパ９１の出力端子とグランド端子にはバイパスコンデンサ６３が接続される。このバイパスコンデンサ６３の両端が電圧源１１の出力端子になる。   Next, a configuration example of the voltage source 11 will be described. FIG. 6 shows an example of the voltage source 11. A series connection body of a diode 48, a resistor 90, and a bypass capacitor 62 is connected between an intermediate tap 70 t provided in the secondary winding 70 b and the negative electrode of the smoothing capacitor 61. The input terminal of the dropper 91 is connected to both ends of the bypass capacitor 62 and one end of the bypass capacitor 62 connected to the resistor 90, and the ground terminal of the dropper 91 is connected to the other end of the bypass capacitor 62. A bypass capacitor 63 is connected to the ground terminal. Both ends of the bypass capacitor 63 become output terminals of the voltage source 11.

続いて、図６に記載した電圧源１１の動作を説明する。中間タップ７０ｔには、２次巻線７０ｂに誘起する電圧の半分の電圧の交流電圧が誘起する。この交流電圧をダイオード４８で整流し、抵抗９０を介して、バイパスコンデンサ６２を充電する。これにより、バイパスコンデンサ６２の電圧は２次巻線７０ｂの半分の電圧となる。なお、抵抗９０は２次巻線７０ｂからバイパスコンデンサ６２に流れる突入電流を防止するためのものである。バイパスコンデンサ６２の後段に備えられたドロッパ９１は、バイパスコンデンサ６２の電圧を降圧している。この動作により、電圧源１１は、２次巻線７０ｂに誘起する電圧の半分以下の電圧を出力することができる。また、電圧源１１の電圧を２次巻線７０ｂの半分にしたい場合は、バイパスコンデンサ６２の両端を電圧源１１の出力とすればよい。   Subsequently, the operation of the voltage source 11 shown in FIG. 6 will be described. An AC voltage that is half the voltage induced in the secondary winding 70b is induced in the intermediate tap 70t. This AC voltage is rectified by the diode 48 and the bypass capacitor 62 is charged via the resistor 90. As a result, the voltage of the bypass capacitor 62 is half that of the secondary winding 70b. The resistor 90 is for preventing an inrush current flowing from the secondary winding 70b to the bypass capacitor 62. A dropper 91 provided downstream of the bypass capacitor 62 steps down the voltage of the bypass capacitor 62. By this operation, the voltage source 11 can output a voltage equal to or less than half of the voltage induced in the secondary winding 70b. If the voltage of the voltage source 11 is to be half that of the secondary winding 70b, both ends of the bypass capacitor 62 may be used as the output of the voltage source 11.

本実施例として説明した電圧源１１は他の実施例のスイッチング電源装置に用いることができるものである。なお、電圧源１１としては、このような構成のみに限られることなく、電池や他の電源装置を使用することも可能である。   The voltage source 11 described as the present embodiment can be used for the switching power supply device of another embodiment. The voltage source 11 is not limited to such a configuration, and a battery or other power supply device can also be used.

次に、補助回路の構成例について説明する。図７に示す補助回路は、補助インダクタを２つ備えており、補助インダクタ７４と７６のインダクタンス値を違う値に設定することができる。これにより、図３および図５の期間（Ａ）と（Ｃ）、それぞれの期間における寄生インダクタ７５に蓄積するエネルギーを調整でき、例えば、寄生容量６４と６５に差がある場合などでもスイッチング素子２４,２５および整流ダイオード４４，４５に発生するサージ電圧を同じ電圧値に調整できる。   Next, a configuration example of the auxiliary circuit will be described. The auxiliary circuit shown in FIG. 7 includes two auxiliary inductors, and the inductance values of the auxiliary inductors 74 and 76 can be set to different values. Thereby, the energy accumulated in the parasitic inductor 75 in the periods (A) and (C) of FIGS. 3 and 5 can be adjusted. For example, even when there is a difference between the parasitic capacitances 64 and 65, the switching element 24. , 25 and the rectifier diodes 44, 45 can be adjusted to the same voltage value.

図８は、本発明の第５の実施例による電源システムの構成図である。２００は電源システムであり、２０１は電源入力端子であり、２０２は整流回路であり、２０３は電源装置２０４の電源入力端子であり、２０４はスイッチング電源装置であり、２０５は電源装置２０４の電源出力端子であり、２０６は電源システム２００の電源出力端子である。   FIG. 8 is a configuration diagram of a power supply system according to a fifth embodiment of the present invention. 200 is a power supply system, 201 is a power supply input terminal, 202 is a rectifier circuit, 203 is a power supply input terminal of the power supply device 204, 204 is a switching power supply device, and 205 is a power supply output of the power supply device 204. Reference numeral 206 denotes a power supply output terminal of the power supply system 200.

本実施例の電源システム２００は電源入力端子２０１に整流回路２０２の入力を接続し、整流回路２０２の出力に電源装置２０４の電源入力端子２０３を接続し、電源装置２０４の電源出力端子２０５に電源システム２００の電源出力端子２０６を接続したものである。そして、スイッチング電源装置２０４として実施例１と２で示したスイッチング電源装置１やスイッチング電源装置２を用いたものである。   The power supply system 200 of this embodiment connects the input of the rectifier circuit 202 to the power input terminal 201, connects the power input terminal 203 of the power supply device 204 to the output of the rectifier circuit 202, and supplies power to the power output terminal 205 of the power supply device 204. The power output terminal 206 of the system 200 is connected. Then, the switching power supply device 1 and the switching power supply device 2 shown in the first and second embodiments are used as the switching power supply device 204.

電源システム２００は、商用電源等の電力を電源入力端子２０１から受電し、整流回路２０２で直流に変換し、電源装置２０４で所望の値に安定化された直流電圧を作り、電源出力端子２０６へ出力する。   The power supply system 200 receives power from a commercial power supply or the like from the power input terminal 201, converts it into direct current by the rectifier circuit 202, creates a direct current voltage stabilized at a desired value by the power supply device 204, and supplies it to the power output terminal 206. Output.

ここで、商用電源等の交流電力を直流に変換する整流回路２０２には、ダイオードブリッジを使用した整流回路，ＰＦＣ（力率改善）回路などを使用することができる。   Here, a rectifier circuit using a diode bridge, a PFC (power factor correction) circuit, or the like can be used for the rectifier circuit 202 that converts AC power from a commercial power source into DC.

電源システム２００は、実施例１と２で説明した電源装置１と２を使用していることから、従来の電源システムより、電力損失が少なく発熱量が少ない。そのため、電源システム２００は、従来の電源と同じ冷却能力のファンで、同じ外形寸法で、整流回路の出力電力を大きくできて、より出力の大きい電源装置とすることができた。   Since the power supply system 200 uses the power supply apparatuses 1 and 2 described in the first and second embodiments, the power loss is smaller and the heat generation amount is smaller than that of the conventional power supply system. Therefore, the power supply system 200 is a fan having the same cooling capacity as that of the conventional power supply, can increase the output power of the rectifier circuit with the same outer dimensions, and can be a power supply apparatus with higher output.

図９は、本発明の第６の実施例による電子装置の構成図である。３００は電子装置であり、３０１は電子装置３００の電源入力端子であり、２００は実施例５で示した電源システムであり、３０２は電子回路である。図９に示す通り、本実施例の電子装置３００は電源入力端子３０１に電源システム２００を接続し、電源システム２００に電子回路３０２を接続したものである。   FIG. 9 is a block diagram of an electronic device according to a sixth embodiment of the present invention. Reference numeral 300 denotes an electronic device, 301 denotes a power supply input terminal of the electronic device 300, 200 denotes the power supply system shown in the fifth embodiment, and 302 denotes an electronic circuit. As shown in FIG. 9, the electronic apparatus 300 according to the present embodiment has a power supply system 200 connected to a power input terminal 301 and an electronic circuit 302 connected to the power supply system 200.

ここで、電子回路３０２は、例えば、電子演算回路，メモリ回路，増幅回路，発振回路，Ｄ／Ａコンバータ，Ａ／Ｄコンバータなどのデジタル回路，アナログ回路を問わない全ての電子回路である。   Here, the electronic circuit 302 is, for example, an electronic arithmetic circuit, a memory circuit, an amplifier circuit, an oscillation circuit, a digital circuit such as a D / A converter or an A / D converter, or any electronic circuit regardless of an analog circuit.

電子装置３００は、本発明の実施例５の電源システム２００を使用している。従来の電源システムの電力容量では電子回路５個に給電できたが、それ以上は電力が不足であった。本発明の電源システム２００を用いた場合、出力電力が増え、６個の電子回路に給電することができた。これより、本電子装置３００の性能が向上した。なお、このような電子装置３００としては、ストレージサーバやＰＣ，情報機器などが挙げられる。   The electronic apparatus 300 uses the power supply system 200 according to the fifth embodiment of the present invention. The power capacity of the conventional power supply system was able to supply power to five electronic circuits, but more than that, the power was insufficient. When the power supply system 200 of the present invention was used, the output power was increased and power could be supplied to six electronic circuits. As a result, the performance of the electronic apparatus 300 is improved. Examples of the electronic device 300 include a storage server, a PC, and information equipment.

本発明は、家電製品，情報機器，自動車機器などの幅広い分野において、その電源装置，電源システム，電子装置に利用できる。   INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be used for a power supply device, a power supply system, and an electronic device in a wide range of fields such as home appliances, information equipment, and automobile equipment.

１，２，２０４ スイッチング電源装置
１０ 直流電源
１０ａ，１０ｂ 入力端子
１１ 電圧源
２０〜２５ スイッチング素子
２６，２７ 補助スイッチング素子
３８，３９，４８ ダイオード
４０〜４３，４６，４７ フリーホイールダイオード
４４，４５ 整流ダイオード
６０，６２，６３ バイパスコンデンサ
６１ 平滑コンデンサ
７０ トランス
７０ａ トランス１次巻線
７０ｂ トランス２次巻線
７２，７３ 平滑インダクタ
７４，７６ 補助インダクタ
７５ 寄生インダクタ
８０ 負荷
８０ａ，８０ｂ 出力端子
９０ 抵抗
９１ ドロッパ
１００ 制御手段
１０１，１０２，１０３，１０４ 電圧検出手段
１０５，１０６ 電流検出手段
２００ 電源システム
２０１，２０３，３０１ 電源入力端子
２０２ 整流回路
２０５，２０６ 電源出力端子
３００ 電子装置
３０２ 電子回路1, 2, 204 Switching power supply 10 DC power supply 10a, 10b Input terminal 11 Voltage source 20-25 Switching element 26, 27 Auxiliary switching element 38, 39, 48 Diode 40-43, 46, 47 Freewheel diode 44, 45 Rectification Diode 60, 62, 63 Bypass capacitor 61 Smoothing capacitor 70 Transformer 70a Transformer primary winding 70b Transformer secondary winding 72, 73 Smoothing inductor 74, 76 Auxiliary inductor 75 Parasitic inductor 80 Load 80a, 80b Output terminal 90 Resistance 91 Dropper 100 Control means 101, 102, 103, 104 Voltage detection means 105, 106 Current detection means 200 Power supply system 201, 203, 301 Power supply input terminal 202 Rectifier circuit 205, 206 Power supply output terminal 300 Electronic device 30 Electronic circuit

Claims (7)

直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換回路と、前記直流交流変換回路から出力さ
れた交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を直流に平滑する平滑回路
を備えたスイッチング電源装置において、
前記整流回路に並列に接続する補助回路を備え、前記補助回路は電圧源，補助インダク
タ，補助スイッチング素子の直列接続体で構成され、
更に前記整流回路は少なくとも整流ダイオードを有し、
前記補助回路を制御する制御手段を備え、
前記制御手段は、前記直流交流変換回路からの出力がある期間に、前記整流ダイオード
に逆電圧がかかった際、又は、前記整流ダイオードにリカバリ電流が流れた際に、前記補
助回路の補助スイッチング素子をオンさせ、前記整流回路内の寄生容量に前記補助回路の
電圧源から電荷を供給することを特徴とするスイッチング電源装置。 A switching power supply comprising a DC / AC conversion circuit that converts DC voltage to AC voltage, a rectification circuit that rectifies the AC voltage output from the DC / AC conversion circuit, and a smoothing circuit that smoothes the output voltage of the rectification circuit to DC In the device
An auxiliary circuit connected in parallel to the rectifier circuit, the auxiliary circuit is composed of a series connection body of a voltage source, an auxiliary inductor, and an auxiliary switching element ,
Furthermore, the rectifier circuit has at least a rectifier diode,
Comprising control means for controlling the auxiliary circuit;
The control means includes the rectifier diode in a period during which there is an output from the DC / AC conversion circuit.
When a reverse voltage is applied to the rectifier diode or when a recovery current flows through the rectifier diode,
The auxiliary switching element of the auxiliary circuit is turned on, and the parasitic capacitance in the rectifier circuit is added to the auxiliary circuit.
A switching power supply device that supplies electric charge from a voltage source. 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記電圧源の電圧が、前記直流交流
変換回路の出力電圧の１／２以下であることを特徴とするスイッチング電源装置。 2. The switching power supply device according to claim 1, wherein a voltage of the voltage source is ½ or less of an output voltage of the DC / AC conversion circuit. 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記整流回路を構成するスイッチン
グ素子または整流ダイオードの出力端子間電圧を検出する電圧検出手段を備え、前記電圧
検出手段の出力をもとに補助スイッチング素子をオンすることを特徴とするスイッチング
電源装置。 2. The switching power supply device according to claim 1 , further comprising voltage detection means for detecting a voltage between output terminals of the switching element or the rectifier diode constituting the rectifier circuit, wherein the auxiliary switching element is provided on the basis of the output of the voltage detection means. A switching power supply device that is turned on. 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記整流回路を構成するスイッチン
グ素子または整流ダイオードの出力端子間電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流
検出手段の出力をもとに補助スイッチング素子をオンすることを特徴とするスイッチング
電源装置。 2. The switching power supply device according to claim 1 , further comprising a current detection unit that detects a current between output terminals of the switching element or the rectifier diode that constitutes the rectifier circuit, wherein the auxiliary switching element is provided on the basis of the output of the current detection unit. A switching power supply device that is turned on. 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記電圧源が電池であることを特徴
とするスイッチング電源装置。 2. The switching power supply device according to claim 1, wherein the voltage source is a battery. 請求項１乃至５のいずれか１項に記載の前記スイッチング電源装置を備えたことを特徴
とする電源システム。 A power supply system comprising the switching power supply device according to any one of claims 1 to 5 . 請求項６に記載の前記電源システムを備えたことを特徴とする電子装置。 An electronic apparatus comprising the power supply system according to claim 6 .
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