JP5540754B2

JP5540754B2 - Control device for DC-DC converter

Info

Publication number: JP5540754B2
Application number: JP2010030222A
Authority: JP
Inventors: 剛宏岩村
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2010-02-15
Filing date: 2010-02-15
Publication date: 2014-07-02
Anticipated expiration: 2030-02-15
Also published as: JP2011167040A

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する二つのスイッチング素子を交互にオン／オフさせてＤＣ−ＤＣコンバータからの出力を制御する制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for controlling an output from a DC-DC converter by alternately turning on / off two switching elements constituting the DC-DC converter.

ＤＣ−ＤＣコンバータには、通常、コイルと、直流電源からコイルへの第１通電経路上に設けられた第１スイッチング素子と、この第１スイッチング素子のターンオフ後に、コイルに蓄積されたエネルギにより第１通電経路とは異なる第２通電経路に電流を流す通電経路切換用の第２スイッチング素子が備えられている。そして、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子としては、一般に、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴが使用される。 The DC-DC converter usually has a coil, a first switching element provided on a first energization path from the DC power source to the coil, and energy stored in the coil after the first switching element is turned off. There is provided a second switching element for switching an energization path for passing a current through a second energization path different from the 1 energization path. As the first switching element and the second switching element, a MOSFET having a small on-resistance is generally used.

例えば、図６は、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ３０を表しているが、このＤＣ−ＤＣコンバータ３０には、直流電源としてのバッテリ２からコイル３４に至る第１通電経路上に、第１スイッチング素子としてのｐチャネルのＭＯＳＦＥＴ３１が設けられ、ＭＯＳＦＥＴ３１のターンオフ後に第２通電経路を形成する第２スイッチング素子として、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ３２が設けられている。 For example, FIG. 6 shows a step-down DC-DC converter 30. The DC-DC converter 30 includes a first switching circuit on a first energization path from the battery 2 as a DC power source to the coil 34. A p-channel MOSFET 31 is provided as an element, and an n-channel MOSFET 32 is provided as a second switching element that forms a second energization path after the MOSFET 31 is turned off.

そして、このＤＣ−ＤＣコンバータ３０では、ＭＯＳＦＥＴ３１が、制御回路４０によりデューティ制御されたＰＷＭ信号にて周期的にオン／オフされ、そのオン時にバッテリ２からＭＯＳＦＥＴ３１及びコイル３４を介して、電圧安定化用のコンデンサＣ３に充電し、ＭＯＳＦＥＴ３１のオフ時には、ＭＯＳＦＥＴ３２を介してコイル３４からコンデンサＣ３への充電を継続することにより、コンデンサＣ３から外部負荷３へと直流電圧を供給するようにされている。 In the DC-DC converter 30, the MOSFET 31 is periodically turned on / off by a PWM signal whose duty is controlled by the control circuit 40, and voltage stabilization is performed from the battery 2 via the MOSFET 31 and the coil 34 when the MOSFET 31 is turned on. The capacitor C3 is charged, and when the MOSFET 31 is turned off, the DC voltage is supplied from the capacitor C3 to the external load 3 by continuing the charging from the coil 34 to the capacitor C3 via the MOSFET 32.

また、ＭＯＳＦＥＴ３１、３２には、ドレイン−ソース間にダイオード（所謂寄生ダイオード）３１ｄ、３２ｄが形成されることから、ＭＯＳＦＥＴ３１がターンオフされてから、ＭＯＳＦＥＴ３２がオンされるまでの間は、ダイオード３２ｄを介してコイル３４への通電を継続できる。 In addition, since diodes (so-called parasitic diodes) 31d and 32d are formed between the drain and source in the MOSFETs 31 and 32, the period from when the MOSFET 31 is turned off to when the MOSFET 32 is turned on passes through the diode 32d. Thus, energization of the coil 34 can be continued.

そこで、従来では、図６に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３２が設けられる第２通電経路上に電流検出用の抵抗Ｒを設け、駆動回路４２が、この抵抗Ｒの両端電圧に応じてＭＯＳＦＥＴ３２をオンする際の駆動電圧（ゲート電圧）を制御するよう構成することが提案されている（例えば、特許文献１等参照）。 Therefore, conventionally, as shown in FIG. 6, a current detection resistor R is provided on the second energization path in which the MOSFET 32 is provided, and the drive circuit 42 turns on the MOSFET 32 according to the voltage across the resistor R. It has been proposed to control the driving voltage (gate voltage) (see, for example, Patent Document 1).

つまり、この提案の装置では、抵抗Ｒにてダイオード３２ｄを介して流れるコイル電流（換言すれば負荷電流）を検出し、その検出電流が小さい場合には、ＭＯＳＦＥＴ３２のオン抵抗が高くても電力損失は低いことから、ＭＯＳＦＥＴ３２の駆動電圧を低くしてゲートの充放電損失を低減するようにし、検出電流が大きい場合には、ＭＯＳＦＥＴ３２の駆動電圧を高くしてオン抵抗を小さくすることで、ＭＯＳＦＥＴ３２の電力損失を低減するようにしている。 In other words, in the proposed device, a coil current (in other words, a load current) flowing through the diode 32d is detected by the resistor R, and if the detected current is small, power loss is caused even if the on-resistance of the MOSFET 32 is high. Therefore, the drive voltage of the MOSFET 32 is lowered to reduce the charge / discharge loss of the gate. When the detection current is large, the drive voltage of the MOSFET 32 is increased to reduce the on-resistance, thereby reducing the MOSFET 32. The power loss is reduced.

特許第３６５５２４７号公報Japanese Patent No. 3655247

しかし、上記提案の技術では、ＭＯＳＦＥＴ３２が設けられる第２通電経路上に抵抗Ｒを設けているので、この抵抗Ｒにより導通損失が生じ、しかも、この抵抗Ｒによる導通損失は、コイル電流が大きいほど、大きくなる。 However, in the proposed technique, since the resistor R is provided on the second energization path in which the MOSFET 32 is provided, a conduction loss is caused by the resistor R, and the conduction loss due to the resistor R increases as the coil current increases. ,growing.

このため、上記提案のように、抵抗Ｒの両端電圧に応じてＭＯＳＦＥＴ３２の駆動電圧を高くし、ＭＯＳＦＥＴ３２のオン抵抗を小さくすることにより、ＭＯＳＦＥＴ３２で生じる導通損失を低減するようにしても、抵抗Ｒでの導通損失の増加により、第２通電経路全体の導通損失を充分低減することはできない。 Therefore, as described above, even if the drive loss of the MOSFET 32 is reduced by increasing the drive voltage of the MOSFET 32 according to the voltage across the resistor R and reducing the on-resistance of the MOSFET 32, the resistor R Due to the increase of the conduction loss at, the conduction loss of the entire second energization path cannot be sufficiently reduced.

また、上記提案の技術では、コイル電流に応じてＭＯＳＦＥＴ３２の駆動電圧を制御しているが、ＭＯＳＦＥＴ３１がターンオフされてから、ＭＯＳＦＥＴ３２がオンされるまでの期間は、両ＦＥＴ３１、３２が同時にオン状態になるのを防止する一定時間（所謂デットタイム）となっており、ＭＯＳＦＥＴ３２は、ＭＯＳＦＥＴ３１がターンオフされてから一定時間経過後、必ずオン状態に切り換えられる。 In the proposed technique, the drive voltage of the MOSFET 32 is controlled according to the coil current. However, during the period from when the MOSFET 31 is turned off to when the MOSFET 32 is turned on, both FETs 31 and 32 are simultaneously turned on. Therefore, the MOSFET 32 is always switched to the on state after a certain time has elapsed since the MOSFET 31 was turned off.

しかし、ＭＯＳＦＥＴ３２を充分な駆動電圧でオンさせた場合の電圧−電流特性は、図７の実線で示すようになり、第２通電経路に流れるコイル電流（ソースからゲート方向への電流：負の電流値）が大きい場合には、ＭＯＳＦＥＴ３２をオンさせるよりも、ダイオード３２ｄ単体でコイル電流を流す所謂ダイオード整流の方が、導通損失が少なくなる。 However, the voltage-current characteristic when the MOSFET 32 is turned on with a sufficient drive voltage is as shown by the solid line in FIG. 7, and the coil current flowing in the second energization path (current from the source to the gate: negative current). When the value) is large, the so-called diode rectification in which the coil current is caused to flow by the diode 32d alone is smaller than the MOSFET 32 is turned on.

つまり、ダイオード３２ｄの電圧−電流特性は、図７に点線で示すようになる。そして、この図から明らかなように、コイル電流が大きい領域（図では約−１０Ａよりも大きい領域）では、電流値が同じであれば、ＭＯＳＦＥＴ３２のオン時よりもオフ時（つまりダイオード整流）の方がＭＯＳＦＥＴ３２両端の電圧が低くなり、導通損失も小さくなる。 That is, the voltage-current characteristic of the diode 32d is as shown by a dotted line in FIG. As is apparent from this figure, in the region where the coil current is large (region where it is larger than about −10 A in the figure), if the current value is the same, the MOSFET 32 is turned off rather than turned on (that is, diode rectification). However, the voltage across the MOSFET 32 becomes lower and the conduction loss becomes smaller.

このため、第２通電経路での導通損失を低減して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の電力効率を高めるには、ＭＯＳＦＥＴ３１がターンオフされた後、ＭＯＳＦＥＴ３２をオンするまでの期間を、第２通電経路を流れるコイル電流の大きさに応じて切り換えるようにするとよい。 For this reason, in order to reduce the conduction loss in the second energization path and increase the power efficiency of the DC-DC converter 30, the period until the MOSFET 32 is turned on after the MOSFET 31 is turned off is changed to the second energization path. It is good to switch according to the magnitude | size of the flowing coil current.

つまり、図７に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３１のターンオフ後、ダイオード３２ｄだけで第２通電経路を形成するダイオード整流期間と、ＭＯＳＦＥＴ３２をオン状態にして第２通電経路を形成する同期整流期間とを、第２通電経路に流れるコイル電流の大きさに応じて（換言すれば、電流が図に示す切替電流まで低下した切替タイミングで）切り換えることにより、第２通電経路での導通損失を低減して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の電力効率を高めることができる。 That is, as shown in FIG. 7, after the MOSFET 31 is turned off, a diode rectification period in which the second energization path is formed only by the diode 32d and a synchronous rectification period in which the MOSFET 32 is turned on to form the second energization path are By switching according to the magnitude of the coil current flowing in the two energization paths (in other words, at the switching timing when the current has decreased to the switching current shown in the figure), the conduction loss in the second energization path is reduced, and the DC -The power efficiency of the DC converter 30 can be increased.

ところで、この制御を実現するには、図６に示した従来の回路構成をそのまま利用することができ、例えば、抵抗Ｒにて検出した電流値に応じて、駆動回路４２がＭＯＳＦＥＴ３２をオンさせるオンタイミングを制御するようにすれば、実現できる。 Incidentally, in order to realize this control, the conventional circuit configuration shown in FIG. 6 can be used as it is. For example, the drive circuit 42 turns on the MOSFET 32 according to the current value detected by the resistor R. This can be realized by controlling the timing.

しかし、図６に示した従来の回路構成では、第２通電経路上に抵抗Ｒを設けることになるので、抵抗Ｒにより導通損失が増大することになり、上記提案の技術と同様、第２通電経路での導通損失を低減することができないという問題が生じる。 However, in the conventional circuit configuration shown in FIG. 6, since the resistor R is provided on the second energization path, the conduction loss is increased by the resistor R, and the second energization is performed in the same manner as in the proposed technique. There arises a problem that conduction loss in the path cannot be reduced.

本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、直流電源からコイルへの通電遮断後にオンされるスイッチング素子の駆動タイミングを、そのスイッチング素子の通電経路上に抵抗を設けることなく制御可能にすることで、その通電経路で生じる導通損失を充分低減してＤＣ−ＤＣコンバータの電力効率を向上することを目的とする。 The present invention has been made in view of these problems, and in a DC-DC converter, a resistance is provided on the energization path of the switching element for the drive timing of the switching element that is turned on after the energization from the DC power supply to the coil is interrupted. It is an object of the present invention to improve the power efficiency of a DC-DC converter by sufficiently reducing the conduction loss that occurs in the energization path by making the control possible without any problems.

かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置には、第２通電経路において、第２スイッチング素子のオン時（同期整流時）に生じる導通損失と、第２スイッチング素子のオフ時（ダイオード整流時）に生じる導通損失との大小関係が反転するときの電流値（つまり図７に示した切替電流）が、切替電流として予め記憶された記憶手段が備えられている。 The DC-DC converter control device according to claim 1, which is made to achieve the above object, includes a conduction loss that occurs when the second switching element is turned on (during synchronous rectification) in the second energization path, (2) A storage means is provided in which the current value (that is, the switching current shown in FIG. 7) when the magnitude relationship with the conduction loss that occurs when the switching element is off (diode rectification) is inverted is stored in advance as the switching current. ing.

そして、ピーク電流推定手段が、ＤＣ−ＤＣコンバータの基本制御量である各スイッチング素子のオン／オフ時間の比率を求めるのに使用されるフィードバックデータと、そのオン／オフ時間の比率とに基づき、コイル電流のピーク値（ピーク電流）を推定し、切替時間算出手段が、その推定されたピーク電流と記憶手段に記憶された切替電流とに基づき、コイル電流がピーク電流から切替電流に低下するまでの時間を、切替時間として算出する。 And the peak current estimation means is based on the feedback data used to determine the ratio of the on / off time of each switching element, which is the basic control amount of the DC-DC converter, and the ratio of the on / off time, A peak value (peak current) of the coil current is estimated, and the switching time calculation means until the coil current decreases from the peak current to the switching current based on the estimated peak current and the switching current stored in the storage means. Is calculated as the switching time.

また、切替時間算出手段にて切替時間が算出されると、オンタイミング設定手段が、第１スイッチング素子のターンオフ後、その算出された切替時間が経過したタイミングで第２スイッチング素子がオンするよう、第２スイッチング素子のオンタイミングを設定する。 Further, when the switching time is calculated by the switching time calculation means, the on-timing setting means causes the second switching element to turn on at the timing when the calculated switching time has elapsed after the first switching element is turned off. The on-timing of the second switching element is set.

このため、本発明の制御装置によれば、第１スイッチング素子のターンオフ後、第２通電経路に流れるコイル電流が切替電流まで低下するまでの間は、第２スイッチング素子をオフ状態に保持して、第２スイッチング素子に付与されたダイオードだけでコイル電流を流し（ダイオード整流）、第２通電経路に流れるコイル電流が切替電流よりも低くなると、第２スイッチング素子をオン状態にして、第２スイッチング素子によりコイル電流を流す（同期整流）ことができる。 For this reason, according to the control device of the present invention, after the first switching element is turned off, the second switching element is held in the off state until the coil current flowing through the second energization path decreases to the switching current. When the coil current flows only by the diode applied to the second switching element (diode rectification), and the coil current flowing through the second energization path becomes lower than the switching current, the second switching element is turned on and the second switching is performed. A coil current can be passed (synchronous rectification) by the element.

従って、第１スイッチング素子のターンオフ後、第２通電経路にコイル電流が流れる際のコイル電流の導通損失は、ダイオード整流と同期整流との切り替えにより充分低減され、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力効率を高めることができる。 Therefore, the conduction loss of the coil current when the coil current flows through the second energization path after the first switching element is turned off is sufficiently reduced by switching between the diode rectification and the synchronous rectification, and the power efficiency of the DC-DC converter is increased. be able to.

また、切替時間を算出するのに用いられるピーク電流は、フィードバックデータと、そのフィードバックデータに基づき算出される基本制御量である各スイッチング素子のオン／オフ時間の比率と、に基づき算出され、ピーク電流を検出するために、従来のように電流検出用の抵抗を第２スイッチング素子に直列接続する必要がない。このため、この抵抗により導通損失が増加することはなく、これによっても、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力効率を高めることができる。 The peak current used to calculate the switching time is calculated based on the feedback data and the ratio of the on / off time of each switching element, which is the basic control amount calculated based on the feedback data. In order to detect the current, it is not necessary to connect a current detection resistor in series with the second switching element as in the prior art. For this reason, the conduction loss is not increased by this resistance, and the power efficiency of the DC-DC converter can also be improved.

ここで、ピーク電流推定手段にてピーク電流を推定するには、例えば、フィードバックデータ及びオン／オフ時間の比率からピーク電流を推定するためのマップを予め作成して記憶して、ピーク電流は、そのマップを用いてピーク電流を推定するように構成することができる。 Here, in order to estimate the peak current by the peak current estimation means, for example, a map for estimating the peak current from the feedback data and the ratio of the on / off time is created and stored in advance, The map can be used to estimate the peak current.

しかし、本発明では、ピーク電流推定手段は、ピーク電流推定用のマップを用いるのではなく、フィードバックデータ及びオン／オフ時間の比率に基づき、コイル電流の変動幅を表すリップル電流を推定し、その推定したリップル電流とフィードバックデータに含まれる入力電流とからピーク電流を算出する。 However, in the present invention, the peak current estimation means does not use the peak current estimation map, but estimates the ripple current representing the fluctuation range of the coil current based on the feedback data and the ratio of the on / off time. The peak current is calculated from the estimated ripple current and the input current included in the feedback data .

このため、本発明によれば、予めピーク電流推定用のマップを作成する必要がなく、設計変更等によって回路パラメータ（例えばコイルのインダクタンス等）が変化しても、計算式内のパラメータを書き換えるだけで対応できることから、汎用性の高い制御装置を提供できる。 For this reason, according to the present invention, it is not necessary to create a peak current estimation map in advance, and even if a circuit parameter (for example, coil inductance) changes due to a design change or the like, only the parameter in the calculation formula is rewritten. Therefore, a highly versatile control device can be provided .

なお、リップル電流を推定し、その推定したリップル電流からピーク電流を算出する具体的手順については、後述の実施形態にて説明する。
ところで、コイルのインダクタンスは、コイルに流れるコイル電流が所定の閾値を越えると低下する。そして、コイルのインダクタンスが低下すると、コイル電流の変化率が大きくなり、フィードバックデータに含まれる入力電流は、設計時に想定した値よりも大きくなる。
このため、ピーク電流推定手段にて、フィードバックデータに含まれる入力電流をそのまま使ってピーク電流を算出するようにすると、コイル電流がピーク電流から切替電流まで低下するのに要する切替時間が長くなり、切替タイミングが遅れてしまう。つまり、切替時間算出手段にて最終的に得られる切替時間が適正値からずれてしまう。 Incidentally, to estimate the ripple current, specific procedures for calculating the peak current from the ripple current in the estimated, will be described in embodiments described later.
By the way, the inductance of the coil decreases when the coil current flowing through the coil exceeds a predetermined threshold value. And if the inductance of a coil falls, the rate of change of coil current will become large, and the input current contained in feedback data will become larger than the value assumed at the time of design.
For this reason, when the peak current estimating means calculates the peak current using the input current included in the feedback data as it is, the switching time required for the coil current to decrease from the peak current to the switching current becomes longer. Switching timing is delayed. That is, the switching time finally obtained by the switching time calculation means deviates from an appropriate value.

そこで、本発明では、切替時間算出手段にて算出される切替時間が適正値からずれるのを防止するための補正データとして、フィードバックデータに含まれる入力電流がコイルのインダクタンスを変化させる閾値以上であるとき、当該電流値の変化が小さくなるようフィードバックデータに含まれる入力電流を補正する補正データを、記憶手段に記憶している。
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する際には、補正手段が、フィードバックデータに含まれる入力電流を、記憶手段に記憶された補正データに基づき補正し、その補正後の入力電流を、ピーク電流推定手段がピーク電流を算出するのに用いる入力電流として設定する。 Therefore, in the present invention, as correction data for preventing the switching time calculated by the switching time calculation means from deviating from an appropriate value, the input current included in the feedback data is equal to or greater than a threshold value for changing the inductance of the coil. At this time, correction data for correcting the input current included in the feedback data so as to reduce the change in the current value is stored in the storage means .
When the DC-DC converter is controlled, the correction unit corrects the input current included in the feedback data based on the correction data stored in the storage unit, and the corrected input current is estimated as a peak current. It is set as the input current used by the means to calculate the peak current.

このため、本発明の制御装置によれば、切替時間算出手段にて最終的に得られる切替時間が適正値からずれるのを防止することができる。なお、記憶手段に記憶する補正データは、実験若しくはシミュレーション等により生成することができる。 For this reason, according to the control device of the present invention, it is possible to prevent the switching time finally obtained by the switching time calculation means from deviating from an appropriate value. The correction data stored in the storage means can be generated by experiments or simulations.

ＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御系全体の構成を表す説明図である。It is explanatory drawing showing the structure of a DC-DC converter and its control system whole. ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御回路の構成を表すブロック図である。It is a block diagram showing the structure of the control circuit which controls a DC-DC converter. 制御回路にて実行される出力制御処理を表すフローチャートである。It is a flowchart showing the output control process performed with a control circuit. 出力制御処理による整流領域の切替動作を表すタイムチャートである。It is a time chart showing the switching operation of the rectification | straightening area | region by an output control process. 入力電流を補正するのに用いられるマップを説明する説明図である。It is explanatory drawing explaining the map used for correct | amending input current. ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置の従来例を表す説明図である。It is explanatory drawing showing the prior art example of the control apparatus of a DC-DC converter. ＭＯＳＦＥＴ及びダイオードの電圧−電流特性を表す説明図である。It is explanatory drawing showing the voltage-current characteristic of MOSFET and a diode.

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
図１は、直流電源であるバッテリ２から電源供給を受けて、モータ４を駆動するインバータ６に電源電圧（直流）を供給するのに用いられるＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、その制御系の構成を表している。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 shows the configuration of a DC-DC converter 10 used to supply power supply voltage (direct current) to an inverter 6 that drives a motor 4 by receiving power supply from a battery 2 that is a direct current power supply, and its control system. Represents.

本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、昇圧用のＤＣ−ＤＣコンバータであり、図１に示すように、バッテリ２に並列接続された入力電圧安定化用のコンデンサＣ１と、コイル１４と、バッテリ２からコイル１４に至る第１通電経路（以下、経路Ａという）上に設けられた第１スイッチング素子としてのｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ１１と、ＭＯＳＦＥＴ１１のターンオフ後、コイル１４に発生した高電圧によりコンデンサＣ２を充電するための第２通電経路（以下、経路Ｂという）を形成する、第２スイッチング素子としてのｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ１２と、を備え、コンデンサＣ２からインバータ６に電源電圧を供給するように構成されている。 The DC-DC converter 10 of the present embodiment is a boosting DC-DC converter, and as shown in FIG. 1, an input voltage stabilizing capacitor C1, which is connected in parallel to the battery 2, a coil 14, and a battery N-channel MOSFET 11 as a first switching element provided on a first energization path (hereinafter referred to as path A) from 2 to coil 14, and capacitor C 2 is connected by a high voltage generated in coil 14 after MOSFET 11 is turned off. An n-channel MOSFET 12 as a second switching element that forms a second energization path (hereinafter referred to as path B) for charging, and is configured to supply a power supply voltage from the capacitor C2 to the inverter 6. Yes.

なお、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２には、ドレイン−ソース間に、ソース側からドレイン側へと電流を流すダイオード（寄生ダイオード）Ｄ１、Ｄ２が形成されており、ＭＯＳＦＥＴ１１がターンオフされた際には、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフ状態でも、ダイオードＤ２を介してコイル１４からコンデンサＣ２への充電経路（経路Ｂ）を形成できる。 The MOSFETs 11 and 12 are formed with diodes (parasitic diodes) D1 and D2 that allow current to flow from the source side to the drain side between the drain and the source. When the MOSFET 11 is turned off, the MOSFET 12 is turned off. Even in the state, a charging path (path B) from the coil 14 to the capacitor C2 can be formed via the diode D2.

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、バッテリ２とコンデンサＣ１との間の直流電圧の入力経路、及び、コンデンサＣ２とインバータ６との間の直流電圧の出力経路には、それぞれ、入力電力（詳しくは入力電流、入力電圧）及び出力電力（詳しくは出力電流、出力電圧）を検出するセンサ１６、１８が設けられている。 In the DC-DC converter 10, the input power (specifically, the DC voltage input path between the battery 2 and the capacitor C 1 and the DC voltage output path between the capacitor C 2 and the inverter 6 are respectively provided. Sensors 16 and 18 for detecting input current and input voltage) and output power (specifically, output current and output voltage) are provided.

そして、これら各センサ１６、１８により検出された入出力電力、つまり、入力電流、入力電圧、出力電流、出力電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力を制御するためのフィードバックデータ（以下、ＦＢデータと記載する）として、制御回路２０に出力される。 The input / output power detected by each of the sensors 16, 18, that is, input current, input voltage, output current, and output voltage are feedback data (hereinafter referred to as FB data) for controlling the output of the DC-DC converter 10. Is output to the control circuit 20.

制御回路２０は、マイクロコンピュータにて構成されており、上記各センサ１６、１８から入力されるＦＢデータに基づき、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２のオン／オフ時間の比率を求め、その比率に従いＭＯＳＦＥＴ１１、１２を交互にオンするためのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を生成し、その生成したＰＷＭ信号をドライブ回路８に出力することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０からの出力を制御する。 The control circuit 20 is constituted by a microcomputer, obtains a ratio of on / off times of the MOSFETs 11 and 12 based on the FB data input from the sensors 16 and 18, and alternately switches the MOSFETs 11 and 12 according to the ratio. A pulse width modulation signal (PWM signal) for turning on the signal is generated, and the generated PWM signal is output to the drive circuit 8 to control the output from the DC-DC converter 10.

なお、ドライブ回路８は、制御回路２０から入力されるＰＷＭ信号に従い、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２のゲートに駆動電圧（ゲート電圧）を印加することで、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２をオンさせる周知のものである。 The drive circuit 8 is a known circuit that turns on the MOSFETs 11 and 12 by applying a drive voltage (gate voltage) to the gates of the MOSFETs 11 and 12 in accordance with the PWM signal input from the control circuit 20.

また、制御回路２０は、本発明の制御装置に相当するものであり、機能ブロックで表すと、図２に記載のようになる。つまり、制御回路２０は、上記各センサ１６、１８からの検出信号をＦＢデータとしてＡ／Ｄ変換して取り込むためのＡ／Ｄ変換部２２と、Ａ／Ｄ変換部２２を介して入力されたＦＢデータに基づきＤＣ−ＤＣコンバータ１０の制御量（ＭＯＳＦＥＴ１１、１２のオン／オフ時間の比率等）を算出する演算部２４と、演算部２４にて制御量を演算するのに必要なプログラムやデータ（マップ、演算式等）が記憶された記憶部（メモリ）２６と、演算部２４からの指令に従いＭＯＳＦＥＴ１１、１２駆動のためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生部２８、２９とから構成されている。 The control circuit 20 corresponds to the control device of the present invention, and is expressed as a functional block as shown in FIG. That is, the control circuit 20 is input via the A / D converter 22 and the A / D converter 22 for A / D converting and taking in the detection signals from the sensors 16 and 18 as FB data. A calculation unit 24 that calculates a control amount of the DC-DC converter 10 based on the FB data (such as a ratio of the on / off times of the MOSFETs 11 and 12), and a program and data necessary for calculating the control amount by the calculation unit 24 (Map, arithmetic expression, etc.) is composed of a storage unit (memory) 26 and PWM signal generation units 28 and 29 that generate PWM signals for driving the MOSFETs 11 and 12 in accordance with commands from the calculation unit 24. Yes.

なお、ＰＷＭ信号発生部２８、２９は、例えば、計時用タイマにて構成されており、演算部２４から設定されたタイミング及び時間でパルス信号を発生することで、ドライブ回路８にＭＯＳＦＥＴ１１、１２駆動用のＰＷＭ信号を出力する。 Note that the PWM signal generators 28 and 29 are constituted by, for example, timers for timekeeping, and generate pulse signals at the timing and time set by the arithmetic unit 24 to drive the MOSFETs 11 and 12 in the drive circuit 8. Output PWM signal.

次に、制御回路２０の演算部２４（詳しくはマイクロコンピュータのＣＰＵ）にて実行されるＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力制御処理を、図３に示すフローチャートに沿って説明する。 Next, output control processing of the DC-DC converter 10 executed by the arithmetic unit 24 (specifically, a CPU of the microcomputer) of the control circuit 20 will be described with reference to a flowchart shown in FIG.

なお、この出力制御処理を実行するに当たって、記憶手段としての記憶部（メモリ）２６内には、ＭＯＳＦＥＴ１２の電圧−電流特性とダイオードＤ２の電圧−電流特性とにより定まる切替電流（図７参照）と、入力電流補正用の補正値マップ（図５（ｃ）参照）が予め記憶されているものとする。 In executing this output control process, a switching unit (see FIG. 7) determined by the voltage-current characteristics of the MOSFET 12 and the voltage-current characteristics of the diode D2 is stored in the storage unit (memory) 26 as storage means. It is assumed that a correction value map (see FIG. 5C) for input current correction is stored in advance.

図３に示すように、出力制御処理では、まずＳ１１０（Ｓはステップを表す）にて、Ａ／Ｄ変換部２２を介してＦＢデータを取り込み、続くＳ１２０にて、その取り込んだＦＢデータに基づき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０からの出力を目標値（例えば目標電圧）に制御するのに必要なＭＯＳＦＥＴ１１、１２のオン／オフ時間の比率を算出し、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２を一定の制御周期内で交互にオンさせるＰＷＭ幅を算出する。 As shown in FIG. 3, in the output control process, first, in S110 (S represents a step), FB data is fetched through the A / D converter 22, and in the subsequent S120, based on the fetched FB data. The ratio of the on / off times of the MOSFETs 11 and 12 necessary for controlling the output from the DC-DC converter 10 to a target value (for example, target voltage) is calculated, and the MOSFETs 11 and 12 are alternately switched within a certain control cycle. The PWM width to be turned on is calculated.

次に、Ｓ１３０では、Ｓ１１０にて取得したＦＢデータのうち、以降の処理でＭＯＳＦＥＴ１２のオンタイミングを設定するのに用いられるデータ（本実施形態では入力電流）をＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作条件に基づき補正する補正計算を行う。なお、この補正計算については、後述する。 Next, in S130, among the FB data acquired in S110, data (input current in this embodiment) used for setting the ON timing of the MOSFET 12 in the subsequent processing is used as the operating condition of the DC-DC converter 10. A correction calculation is performed based on the correction. This correction calculation will be described later.

また、Ｓ１３０での補正計算が終了すると、Ｓ１４０に移行して、ＦＢデータに含まれる入力電圧及び出力電圧と、Ｓ１２０で算出されたオン／オフ時間の比率とに基づき、コイル１４に流れるコイル電流の変動幅を表すリップル電流を算出する。 When the correction calculation in S130 is completed, the process proceeds to S140, and the coil current flowing through the coil 14 based on the input voltage and output voltage included in the FB data and the ratio of the on / off time calculated in S120. Calculate the ripple current that represents the fluctuation range.

つまり、コイル１４の両端電圧（つまり、出力電圧−入力電圧）は、コイル１４のインダクタンスＬと、リップル電流と、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２の制御周期と、ＭＯＳＦＥＴ１１の駆動デューティＤｕｔｙ（制御周期内のオン時間）とを用いて、
コイル両端電圧＝出力電圧−入力電圧
＝Ｌ×リップル電流／（制御周期×Ｄｕｔｙ）
と表すことができる。 That is, the voltage across the coil 14 (that is, output voltage-input voltage) includes the inductance L of the coil 14, the ripple current, the control cycle of the MOSFETs 11 and 12, and the drive duty of the MOSFET 11 (on time within the control cycle). And
Voltage across coil = Output voltage-Input voltage
= L x Ripple current / (Control cycle x Duty)
It can be expressed as.

そして、このうちインダクタンスＬ及び制御周期は固定値であるので、入力電圧とＭＯＳＦＥＴ１１の駆動デューティＤｕｔｙが分かれば、リップル電流を算出することができる。 Since the inductance L and the control cycle are fixed values, the ripple current can be calculated if the input voltage and the driving duty Duty of the MOSFET 11 are known.

そこで、Ｓ１４０では、Ｓ１１０にて取得したＦＢデータの中から入力電圧及び出力電圧を取り込み、Ｓ１２０で算出されたオン／オフ時間の比率を駆動デューティＤｕｔｙとして取り込み、これら各パラメータと、インダクタンスＬ及び制御周期を表す固定値とに基づき、次式を用いてリップル電流を算出するのである。 Therefore, in S140, the input voltage and the output voltage are fetched from the FB data acquired in S110, and the ratio of the on / off time calculated in S120 is fetched as the drive duty Duty. These parameters, inductance L, and control Based on the fixed value representing the period, the ripple current is calculated using the following equation.

リップル電流＝（出力電圧−入力電圧）×制御周期×Ｄｕｔｙ／Ｌ
次に、Ｓ１４０にてリップル電流が算出されると、続くＳ１５０にて、リップル電流と、ＦＢデータに含まれる入力電流とに基づき、ピーク電流を算出する。なお、ピーク電流の算出には、次式が用いられる。 Ripple current = (Output voltage-Input voltage) x Control cycle x Duty / L
Next, when the ripple current is calculated in S140, the peak current is calculated in the subsequent S150 based on the ripple current and the input current included in the FB data. The following formula is used for calculating the peak current.

ピーク電流＝入力電流＋リップル電流／２
そして、続くＳ１６０では、Ｓ１５０にて算出されたピーク電流と、記憶部（メモリ）２６に記憶された切替電流と、ＦＢデータに含まれる入力電圧及び出力電圧と、コイル１４のインダクタンスＬ（固定値）とに基づき、コイル電流がピーク電流から切替電流まで減少するのに要する時間を切替時間として算出する。 Peak current = input current + ripple current / 2
In subsequent S160, the peak current calculated in S150, the switching current stored in the storage unit (memory) 26, the input voltage and output voltage included in the FB data, and the inductance L (fixed value) of the coil 14 are displayed. ), The time required for the coil current to decrease from the peak current to the switching current is calculated as the switching time.

つまり、コイル１４の両端電圧（つまり、出力電圧−入力電圧）は、ピーク電流と、切替電流と、コイル１４のインダクタンスＬと、切替時間とを用いて、
コイル両端電圧＝出力電圧−入力電圧
＝Ｌ×（ピーク電流−切替電流）／切替時間
と表すことができる。 That is, the voltage across the coil 14 (that is, the output voltage-the input voltage) is obtained by using the peak current, the switching current, the inductance L of the coil 14, and the switching time.
Voltage across coil = Output voltage-Input voltage
= L × (peak current−switching current) / switching time.

そこで、Ｓ１６０では、この式に基づき導出した次式により、切替時間を算出するのである。
切替時間＝Ｌ×（ピーク電流−切替電流）／（出力電圧−入力電圧）
そしてこのように、切替時間が算出されると、Ｓ１７０に移行して、Ｓ１２０にて算出した制御量（ＰＷＭ幅）を、予め設定されたデットタイムと、切替時間とに基づき補正することで、ＭＯＳＦＥＴ１１．１２を実際にオン／オフさせるＰＷＭ信号の立上がりタイミング及びパルス幅を求める。 Therefore, in S160, the switching time is calculated by the following equation derived based on this equation.
Switching time = L x (peak current-switching current) / (output voltage-input voltage)
As described above, when the switching time is calculated, the process proceeds to S170, and the control amount (PWM width) calculated in S120 is corrected based on the preset dead time and the switching time. The rise timing and pulse width of the PWM signal for actually turning on / off the MOSFET 11.12 are obtained.

つまり、Ｓ１２０にて算出された制御量（ＰＷＭ幅）は、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２を交互にオンさせるためのものであるが、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２を実際に駆動する際には、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２が同時にオンすることのないよう、オン／オフ状態の切替タイミングでＭＯＳＦＥＴ１１、１２が共にオフ状態となるデットタイムを設ける必要がある。 That is, the control amount (PWM width) calculated in S120 is for alternately turning on the MOSFETs 11 and 12, but when the MOSFETs 11 and 12 are actually driven, the MOSFETs 11 and 12 are simultaneously turned on. In order to prevent this, it is necessary to provide a dead time during which the MOSFETs 11 and 12 are both turned off at the on / off state switching timing.

また、本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ１１がターンオフしてから、コイル電流が切替電流に低下するまでの時間を切替時間として求めており、その切替時間の間、ＭＯＳＦＥＴ１２をオンせず、ダイオードＤ２によるダイオード整流にてコイル電流を流すことで、経路Ｂでの導通損失を低減する。 In this embodiment, the time from when the MOSFET 11 is turned off until the coil current is reduced to the switching current is obtained as the switching time. During the switching time, the MOSFET 12 is not turned on, and diode rectification by the diode D2 is performed. The conduction loss in the path B is reduced by flowing the coil current at.

そこで、Ｓ１７０では、図４に例示するように、時点ｔ０から次時点ｔ０までの制御周期毎に、Ｓ１２０にて算出された制御量（ＰＷＭ幅）に従い、ＭＯＳＦＥＴ１１のオンタイミング（ｔ０）及びオフタイミング（ｔ１）を設定し、ＭＯＳＦＥＴ１２のオンタイミング（ｔ２）は、ＭＯＳＦＥＴ１１のオフタイミング（ｔ１）から切替時間が経過した切替タイミングとして設定し、ＭＯＳＦＥＴ１２のオフタイミング（ｔ３）は、ＭＯＳＦＥＴ１１のオンタイミング（ｔ０）よりもデットタイムだけ早いタイミングとして設定することにより、ＭＯＳＦＥＴ１１．１２をオン／オフさせるＰＷＭ信号の立上がりタイミング及びパルス幅を決定するのである。 Therefore, in S170, as illustrated in FIG. 4, the on-timing (t0) and off-timing of the MOSFET 11 according to the control amount (PWM width) calculated in S120 for each control period from the time point t0 to the next time point t0. (T1) is set, the on-timing (t2) of the MOSFET 12 is set as a switching timing after the switching time has elapsed from the off-timing (t1) of the MOSFET 11, and the off-timing (t3) of the MOSFET 12 is set to the on-timing (t0) of the MOSFET 11. By setting the timing earlier than the dead time, the rise timing and pulse width of the PWM signal for turning on / off the MOSFET 11.12 are determined.

そして、このようにＳ１７０にて、ＭＯＳＦＥＴ１１．１２の立上がりタイミング及びパルス幅が決定されると、その決定された立上がりタイミング及びパルス幅（時間）をＰＷＭ信号発生部２８、２９にセットし、再度Ｓ１１０に移行する。 When the rising timing and pulse width of the MOSFET 11.12 are determined in S170 as described above, the determined rising timing and pulse width (time) are set in the PWM signal generators 28 and 29, and again in S110. Migrate to

この結果、本実施形態の制御回路２０によれば、図４に示すように、時点ｔ１でＭＯＳＦＥＴ１１がターンオフされた後、ＭＯＳＦＥＴ１１をオン状態するよりも、ＭＯＳＦＥＴ１１をオフ状態に保持した方が、経路Ｂでのコイル電流の導通損失を小さくできる領域（ダイオード整流領域）では、ＭＯＳＦＥＴ１１をオフ状態に保持してコンデンサＣ２をダイオード整流にて充電することができ、その後、コイル電流が切替電流まで低下して（時点ｔ２）、ＭＯＳＦＥＴ１１をオン状態した方が経路Ｂでのコイル電流の導通損失を小さくできる領域（同期整流領域）では、ＭＯＳＦＥＴ１１をオン状態にして、コンデンサＣ２を同期整流にて充電することができることになる。 As a result, according to the control circuit 20 of the present embodiment, as shown in FIG. 4, after the MOSFET 11 is turned off at the time t1, it is more likely that the MOSFET 11 is held in the off state than the MOSFET 11 is turned on. In the region where the conduction loss of the coil current at B can be reduced (diode rectification region), the MOSFET 11 can be held off and the capacitor C2 can be charged by diode rectification, and then the coil current decreases to the switching current. (Time t2), in the region where the conduction loss of the coil current in the path B can be reduced when the MOSFET 11 is turned on (synchronous rectification region), the MOSFET 11 is turned on and the capacitor C2 is charged by synchronous rectification. Will be able to.

よって、本実施形態の制御回路２０によれば、ＭＯＳＦＥＴ１１がターンオフされてから、コイル１４に蓄積されたエネルギによりコンデンサＣ２を充電するのに利用される経路Ｂでの導通損失を低減することができるようになり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の電力効率を高めることができる。 Therefore, according to the control circuit 20 of the present embodiment, the conduction loss in the path B used for charging the capacitor C2 by the energy accumulated in the coil 14 after the MOSFET 11 is turned off can be reduced. As a result, the power efficiency of the DC-DC converter 10 can be increased.

また、本実施形態では、上記のようにＭＯＳＦＥＴ１１のオンタイミング（換言すればダイオード整流と同期整流との切替タイミング）を制御するのに、演算部２４（換言すればマイクロコンピュータ）での演算処理を利用しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０や制御回路２０には従来装置と同じハード構成のものを利用することができる。よって、本実施形態は、従来装置に対し、演算部２４の処理動作（プログラム）を変更するだけで実現することができ、低コストで実現できる。 In the present embodiment, as described above, in order to control the ON timing of the MOSFET 11 (in other words, switching timing between diode rectification and synchronous rectification), the arithmetic processing in the arithmetic unit 24 (in other words, the microcomputer) is performed. The same hardware configuration as that of the conventional apparatus can be used for the DC-DC converter 10 and the control circuit 20. Therefore, this embodiment can be realized only by changing the processing operation (program) of the calculation unit 24 with respect to the conventional apparatus, and can be realized at low cost.

また、本実施形態によれば、経路Ｂに電流検出用の抵抗を設ける必要がないので、この抵抗により経路Ｂでのコイル電流の導通損失が増加するようなことはなく、これによっても、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力効率を高めることができる。 Further, according to the present embodiment, since it is not necessary to provide a resistance for current detection in the path B, this resistance does not increase the conduction loss of the coil current in the path B. -The power efficiency of the DC converter can be increased.

次に、Ｓ１３０にて実行される補正計算について図５を用いて説明する。
この補正計算は、Ｓ１４０〜Ｓ１６０にて、リップル電流、ピーク電流、切替時間等を算出するのに用いられるパラメータの精度が、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件によって低下する場合に、そのパラメータに対する補正値を求めて、そのパラメータを補正することにより、Ｓ１６０にて最終的に得られる切替時間が適正値となるようにするための処理であり、以下の説明では、Ｓ１５０にてピーク電流を算出するのに用いられる入力電流を補正する場合について説明する。 Next, the correction calculation executed in S130 will be described with reference to FIG.
This correction calculation is performed when the accuracy of a parameter used to calculate a ripple current, a peak current, a switching time, or the like decreases in S140 to S160 depending on the operating condition of the DC-DC converter. Is obtained by correcting the parameters so that the switching time finally obtained in S160 becomes an appropriate value. In the following description, the peak current is calculated in S150. A case of correcting the input current used for the above will be described.

コイル１４のインダクタンスＬは、コイル電流が変化しても一定であれば問題ないが、図５（ａ）に示すように、コイル電流が閾値Ｉｔｈを越えると、コイル電流の増加に伴いインダクタンスＬが低下することがある。 There is no problem if the inductance L of the coil 14 is constant even if the coil current changes. However, as shown in FIG. 5A, when the coil current exceeds the threshold value Ith, the inductance L increases as the coil current increases. May decrease.

そして、コイル１４に、このような特性のものを利用すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の負荷の増加に伴いコイル電流が増加したときに、コイル電流が一時的に閾値Ｉｔｈを越えることがある。そして、コイル電流が閾値Ｉｔｈを越えると、コイル１４のインダクタンスＬが低下するので、図５（ｂ）に示すように、コイル電流の変化率が大きくなって、コイル電流が閾値Ｉｔｈ以上となる領域では、コイル電流が、制御回路２０の設計時に想定した値よりも大きくなってしまう。 When the coil 14 having such characteristics is used, when the coil current increases as the load of the DC-DC converter 10 increases, the coil current may temporarily exceed the threshold value Ith. When the coil current exceeds the threshold value Ith, the inductance L of the coil 14 decreases, so that the rate of change of the coil current increases and the coil current exceeds the threshold value Ith as shown in FIG. Then, the coil current becomes larger than the value assumed when the control circuit 20 is designed.

そして、コイル電流がこのように変化すると、ＦＢデータに含まれる入力電流も、設計時に想定した値よりも大きくなるため、ＦＢデータに含まれる入力電流をそのまま使ってピーク電流を算出すると、コイル電流がピーク電流から切替電流まで低下するのに要する切替時間が、適正値よりも大きくなってしまい、ＭＯＳＦＥＴ１２のオンする切替タイミングが遅れて、経路Ｂでの導通損失を低減することができなくなる。 When the coil current changes in this way, the input current included in the FB data also becomes larger than the value assumed at the time of design. Therefore, when the peak current is calculated using the input current included in the FB data as it is, the coil current is calculated. The switching time required for the current to decrease from the peak current to the switching current becomes longer than the appropriate value, the switching timing when the MOSFET 12 is turned on is delayed, and the conduction loss in the path B cannot be reduced.

そこで、本実施形態では、図５（ｃ）に示すように、コイル電流（換言すれば入力電流）が閾値Ｉｔｈを越えたときに、ＦＢデータから得られる入力電流を補正するための補正データである補正値マップを、予め実験若しくはシミュレーション等で作成して、記憶部（メモリ）２６に格納しておき、Ｓ１３０では、Ｓ１１０で取得された入力電流に対する補正値を、その補正値マップを用いて算出し、入力電流をその補正値で補正することで、Ｓ１５０にて設計値に対応したピーク電流を算出できるようにしている。 Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 5C, correction data for correcting the input current obtained from the FB data when the coil current (in other words, the input current) exceeds the threshold value Ith. A certain correction value map is created in advance by experiment or simulation and stored in the storage unit (memory) 26. In S130, the correction value for the input current acquired in S110 is used by using the correction value map. The peak current corresponding to the design value can be calculated in S150 by calculating and correcting the input current with the correction value.

なお、Ｓ１３０にて補正された入力電流は、最終的に得られる切替時間が適正値からずれるのを防止するためのものであり、センサ１６にて検出される実電流ではないので、Ｓ１２０での制御量の算出等には利用しない。 Note that the input current corrected in S130 is for preventing the finally obtained switching time from deviating from an appropriate value, and is not an actual current detected by the sensor 16, so in S120 It is not used for control amount calculation.

そして、このようにＳ１３０にて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作条件に対応して、入力電流等の各種パラメータの補正計算を行うことで、コイル電流が図７に示す切替電流まで低下した切替タイミングでＭＯＳＦＥＴ１２をオンすることができるようになり、本発明による導通損失の低減効果を充分発揮することが可能となる。 In S130, the switching timing at which the coil current is reduced to the switching current shown in FIG. 7 by performing correction calculation of various parameters such as the input current in accordance with the operating conditions of the DC-DC converter 10 in this way. Thus, the MOSFET 12 can be turned on, and the effect of reducing the conduction loss according to the present invention can be sufficiently exhibited.

そして、本実施形態においては、Ｓ１４０及びＳ１５０の処理が、本発明のピーク電流推定手段に相当し、Ｓ１６０の処理が、本発明の切替時間算出手段に相当し、Ｓ１７０の処理が、本発明のオンタイミング設定手段に相当し、Ｓ１３０の処理が、本発明の補正手段に相当する。 In this embodiment, the processes of S140 and S150 correspond to the peak current estimating means of the present invention, the process of S160 corresponds to the switching time calculating means of the present invention, and the process of S170 is the process of the present invention. This corresponds to the on-timing setting means, and the process of S130 corresponds to the correcting means of the present invention.

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にて、種々の態様をとることができる。
例えば、上記実施形態では、Ｓ１３０の補正計算処理にてＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作条件に基づき補正するパラメータとして、入力電流を例にとり説明したが、コイル１４のインダクタンスＬはコイル電流により変化するので、コイル１４のインダクタンスＬを固定値として算出されるリップル電流や切替時間についても、入力電流と同様に、補正値マップを作成して、Ｓ１３０にて補正値を求め、Ｓ１４０、Ｓ１６０で計算に用いられるインダクタンスＬを補正するようにしてもよい。 As mentioned above, although one Embodiment of this invention was described, this invention is not limited to the said embodiment, In the range which does not deviate from the summary of this invention, a various aspect can be taken.
For example, in the above-described embodiment, the input current is described as an example of the parameter to be corrected based on the operating condition of the DC-DC converter 10 in the correction calculation process of S130. However, since the inductance L of the coil 14 varies depending on the coil current. As for the ripple current and the switching time calculated with the inductance L of the coil 14 as a fixed value, a correction value map is created as in the case of the input current, a correction value is obtained in S130, and used for calculation in S140 and S160. Inductance L may be corrected.

また、Ｓ１３０では、各種パラメータに対する補正値のみを算出し、Ｓ１４０、Ｓ１５０、Ｓ１６０でリップル電流、ピーク電流、切替時間等を計算する際に、その補正値を利用するようにしてもよい。 In S130, only correction values for various parameters may be calculated, and the correction values may be used when calculating ripple current, peak current, switching time, etc. in S140, S150, and S160.

また、ＭＯＳＦＥＴ１２の特性を含め、コイル１４のインダクタンスＬ等の各種パラメータは入力電流に限らず、入力電圧、出力電流、出力電圧、温度等によっても変化するので、制御精度をより高めるには、これらの動作条件に基づき各パラメータの補正値を求めるようにすればよい。 In addition, various parameters such as the inductance L of the coil 14 including the characteristics of the MOSFET 12 change not only according to the input current but also depending on the input voltage, output current, output voltage, temperature, etc. The correction value of each parameter may be obtained based on the operating conditions.

一方、上記実施形態では、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の制御装置（制御回路２０）について説明したが、本発明は、図６に示した降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ３０の制御装置にも上記実施形態と同様に適用して、同様の効果を得ることができる。 On the other hand, in the above embodiment, the control device (control circuit 20) for the step-up DC-DC converter 10 has been described. However, the present invention also applies to the control device for the step-down DC-DC converter 30 shown in FIG. The same effect can be obtained by applying in the same manner as the above embodiment.

また、上記実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０には、第２スイッチング素子としてｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ１２が設けられているものとして説明したが、本発明の制御装置は、第２スイッチング素子として、オン時に双方向に電流を流すことができ、オフ時にコイル電流を流すことのできるダイオードが並列接続された半導体素子を備えたＤＣＤＣコンバータであれば、上記実施形態と同様に適用して、同様の効果を得ることができる。 In the above embodiment, the DC-DC converter 10 is described as being provided with the n-channel MOSFET 12 as the second switching element. However, the control device of the present invention can be used as the second switching element at the on time. If it is a DCDC converter including a semiconductor element in which a diode that can flow current in both directions and can flow a coil current in the off state is connected in parallel, it can be applied in the same manner as in the above embodiment, and the same effect can be obtained. Can be obtained.

２…バッテリ、３…外部負荷、４…モータ、６…インバータ、８…ドライブ回路、１０，３０…ＤＣ−ＤＣコンバータ、１１，３１…ＭＯＳＦＥＴ（第１スイッチング素子）、１２，３２…ＭＯＳＦＥＴ（第２スイッチング素子）、１４，３４…コイル、１６…センサ、２０，４０…制御回路、２２…Ａ／Ｄ変換部、２４…演算部、２６…記憶部（メモリ）、２８，２９…ＰＷＭ信号発生部、Ｄ１，Ｄ２，３１ｄ，３２ｄ…ダイオード、４２…駆動回路。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 2 ... Battery, 3 ... External load, 4 ... Motor, 6 ... Inverter, 8 ... Drive circuit, 10, 30 ... DC-DC converter, 11, 31 ... MOSFET (1st switching element), 12, 32 ... MOSFET (1st (2 switching elements), 14, 34 ... coil, 16 ... sensor, 20, 40 ... control circuit, 22 ... A / D conversion unit, 24 ... arithmetic unit, 26 ... storage unit (memory), 28, 29 ... PWM signal generation Part, D1, D2, 31d, 32d ... diode, 42 ... drive circuit.

Claims

A coil, a first switching element provided in a first energization path between the coil and a DC power supply, and after the first switching element is turned off, the energization path to the coil is switched to a second energization path, A second switching element that continues energization of the coil with energy accumulated in the coil, and the second switching element energizes the coil when the second switching element is in an OFF state. Provided in a DC-DC converter with a diode to continue,
Based on feedback data representing input power and output power of the DC-DC converter, a ratio of on / off times of the switching elements is obtained, and the switching elements are alternately turned on / off based on the ratio. A control device for controlling an output from a DC-DC converter,
The current value when the magnitude relationship between the conduction loss that occurs when the second switching element is turned on and the conduction loss that occurs when the second switching element is turned off in the second energization path is stored in advance as a switching current. Storage means;
Peak current estimating means for estimating a peak current representing a peak value of a coil current flowing through the coil based on the feedback data and the ratio of the on / off time;
Switching that calculates the time until the coil current decreases from the peak current to the switching current as the switching time based on the peak current estimated by the peak current estimating unit and the switching current stored in the storage unit Time calculation means;
Based on the switching time calculated by the switching time calculation means, the on-timing of the second switching element is set so that the second switching element is turned on when the switching time has elapsed after the first switching element is turned off. On-timing setting means to set;
Equipped with a,
The peak current estimation means estimates a ripple current representing a fluctuation range of the coil current based on the feedback data and the ratio of the on / off time, and the estimated ripple current and an input current included in the feedback data Configured to calculate the peak current based on:
In the storage unit, the input current included in the feedback data changes the inductance of the coil as correction data for preventing the switching time calculated by the switching time calculation unit from deviating from an appropriate value. Correction data for correcting the input current included in the feedback data is stored so that the change in the current value is small when the threshold value is greater than or equal to the threshold value,
The control device further includes:
The input current included in the feedback data is corrected based on the correction data stored in the storage unit, and the input current after the correction is used by the peak current estimation unit to calculate the peak current. Correction means to set as
DC-DC converter control apparatus characterized by is provided.