JP5524096B2 - Overcurrent protection device - Google Patents
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Description
本発明は、電源から電気負荷に過電流が供給されることを防止する過電流保護装置に関する。 The present invention relates to an overcurrent protection device that prevents an overcurrent from being supplied from a power source to an electric load.
従来より、電源から電気負荷への通電経路を導通／遮断するスイッチング素子を備えて、通電経路に流れる電流が所定レベル以上である状態が所定時間以上継続したときに、スイッチング素子をオフして電源を保護するようにした過電流保護装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, a switching element that conducts / cuts off the energization path from the power source to the electrical load is provided, and when the current flowing through the energization path continues for a predetermined time or longer, the switching element is turned off and the power source is turned off. An overcurrent protection device that protects the battery is known (see, for example, Patent Document 1).
特許文献１に記載された過電流保護装置においては、過電流が生じてスイッチング素子をオフしたときに、このオフ状態を解除するためには、電源スイッチを切るか復帰指令信号を入力する必要があり、過電流が収まってもスイッチング素子をオン状態に自動復帰させることができなかった。 In the overcurrent protection device described in Patent Document 1, when an overcurrent occurs and the switching element is turned off, it is necessary to turn off the power switch or input a return command signal in order to release the off state. In addition, the switching element could not be automatically returned to the on state even when the overcurrent was settled.
そこで、コンデンサの充放電を利用して、過電流が生じてスイッチング素子をオフしてから一定時間が経過したときに、スイッチング素子をオン状態に復帰させるようにした構成が提案されている。さらに、過電流の状態が解消されずにこのようなスイッチング素子のオン・オフの切替えが繰り返されると、スイッチング素子が過熱するため、この切替え回数が所定回数に達したときに、スイッチング素子を所定時間オフ状態に維持してスイッチング素子の過熱を防止するようにした構成が提案されている（例えば、特許文献２参照）。 In view of this, a configuration has been proposed in which charging and discharging of a capacitor is used to return the switching element to an on state when an overcurrent occurs and a certain time has elapsed after the switching element is turned off. Furthermore, if the switching element is repeatedly switched on and off without the overcurrent state being resolved, the switching element overheats. When the number of switching times reaches a predetermined number, the switching element is A configuration has been proposed in which the switching element is maintained in the time-off state to prevent overheating of the switching element (see, for example, Patent Document 2).
上記特許文献２に記載された構成では、スイッチング素子のオン・オフの切替え回数を計数するカウンタ回路等が必要となるため、装置の構成が複雑になるという不都合がある。 The configuration described in Patent Document 2 requires a counter circuit that counts the number of times of switching on / off of the switching element, and thus has a disadvantage that the configuration of the apparatus becomes complicated.
本発明は上記背景を鑑みてなされたものであり、簡易な構成により、自動復帰機能を備えつつ、過電流状態でのスイッチング素子の過熱を防止することができる過電流保護装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above background, and provides an overcurrent protection device that can prevent overheating of a switching element in an overcurrent state while having an automatic recovery function with a simple configuration. Objective.
本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、電源から電気負荷への通電経路に設けられたスイッチング素子と、前記通電経路に流れる電流を検出する電流検出部と、第１レベルの電圧出力と該第１レベルと異なる第２レベルの電圧出力を所定周期で切替えてパルス信号を出力し、前記電気負荷の特性又は作動状況に応じて、前記パルス信号における前記第１レベルの電圧の出力期間の長さを変更するパルス出力回路と、前記パルス出力回路の出力が前記第１レベルであるときは、前記スイッチング素子が遮断状態から導通状態に移行する際の所要期間以外は、前記スイッチング素子を導通状態とし、前記パルス出力回路の出力が前記第２レベルであるときには、前記電流検出部による検出電流の大きさに応じて、該検出電流が所定の過電流閾値よりも小さいときは、前記スイッチング素子が遮断状態から導通状態に移行する際の所要期間以外は前記スイッチング素子を導通状態とし、該検出電流が該過電流閾値以上であるときには、前記スイッチング素子を遮断状態とするスイッチング制御部とを備えたことを特徴とする（第１発明）。 The present invention has been made to achieve the above object, and includes a switching element provided in an energization path from a power source to an electric load, a current detection unit for detecting a current flowing in the energization path, and a first level. A voltage signal and a second level voltage output different from the first level are switched at a predetermined cycle to output a pulse signal, and the voltage of the first level in the pulse signal is changed according to the characteristics or operating conditions of the electric load. A pulse output circuit for changing a length of an output period, and when the output of the pulse output circuit is at the first level, the switching element is in a state other than a required period when the switching element shifts from a cut-off state to a conductive state. When the element is in a conducting state and the output of the pulse output circuit is at the second level, the detected current depends on the magnitude of the current detected by the current detector. When less than the over-current threshold, except duration of time of the switching element shifts from the cutoff state to the conductive state to a conductive state the switching element, when the detection current is greater than or overcurrent threshold, the And a switching control unit that shuts off the switching element (first invention).
第１発明によれば、前記パルス出力回路から出力される前記パルス信号の電圧レベルが第１レベルであるときに、過電流が生じて遮断状態とされた前記スイッチング素子を導通状態に復帰させている。そして、第１発明によれば、前記パルス信号の周期によって、過電流が生じて前記スイッチング素子が遮断状態とされたときに、前記スイッチング素子を強制的に導通状態に復帰させる間隔を、前記スイッチング素子が過熱しない間隔に容易に設定することができる。そのため、スイッチング素子が遮断状態と導通状態に切り換わった回数を計数する回路等は不要であり、前記パルス出力回路による簡易な構成によって、自動復帰機能を備えつつ、過電流状態でのスイッチング素子の過熱を防止することができる過電流保護装置を実現することができる。 According to the first invention, when the voltage level of the pulse signal output from the pulse output circuit is the first level, the switching element that has been cut off due to an overcurrent is returned to the conducting state. Yes. According to the first aspect of the present invention, an interval for forcibly returning the switching element to the conductive state when an overcurrent is generated due to the period of the pulse signal and the switching element is cut off is set to the switching It can be easily set at an interval where the element does not overheat. Therefore, a circuit that counts the number of times the switching element is switched between the cut-off state and the conductive state is unnecessary, and the simple configuration by the pulse output circuit provides an automatic recovery function, and the switching element in an overcurrent state is provided. An overcurrent protection device that can prevent overheating can be realized.
なお、前記スイッチング素子の遮断状態は、前記スイッチング素子の通電量がゼロである場合の他、前記スイッチング素子の過熱が生じないレベルまで、前記スイッチング素子の通電量を制限した状態も含むものとする。 In addition, the interruption | blocking state of the said switching element shall include the state which restrict | limited the energization amount of the said switching element to the level which does not produce the overheating of the said switching element besides the case where the energization amount of the said switching element is zero.
さらに第１発明によれば、前記電気負荷の特性（通電開始時の突入電流の有無等）や、作動状況（作動内容の変化による消費電流の急増等）に応じて、過電流による前記スイッチング素子の遮断を制限する時間を変更することで、前記電源から前記電気負荷への適切な通電を行うことができる。 Further , according to the first invention, the switching element due to overcurrent depends on the characteristics of the electric load (whether there is an inrush current at the start of energization, etc.) and the operating condition (such as a sudden increase in consumption current due to a change in the operation content). By changing the time for limiting the interruption of the power, it is possible to appropriately energize the electric load from the power source.
例えば、前記電源から前記電気負荷への通電開始時の突入電流が大きい場合や、前記電気負荷の消費電流が急増することが多い場合には、前記第１レベルの電圧の出力期間を長くすればよい。また、前記第１レベルの電圧の出力期間を短くすることで、前記電源の待機電力を抑えることができる。 For example, if the inrush current at the start of energization from the power source to the electrical load is large, or if the current consumption of the electrical load often increases rapidly, the output period of the first level voltage can be lengthened. Good. Further, by shortening the output period of the first level voltage, standby power of the power source can be suppressed.
また、第１発明において、前記電気負荷は、前記通電経路との接続部に前記電源からの供給電流により充電されるバックアップコンデンサを備え、前記パルス出力回路は、前記電源から前記電気負荷への通電が開始されてから所定時間内での前記パルス信号における前記第１レベルの電圧の出力期間を、該所定時間が経過した後の前記パルス信号における前記第１レベルの電圧の出力期間よりも長くすることを特徴とする（第２発明）。 In the first invention, the electrical load includes a backup capacitor that is charged by a supply current from the power source at a connection portion with the energization path, and the pulse output circuit energizes the electrical load from the power source. The output period of the first level voltage in the pulse signal within a predetermined time from the start of the period is longer than the output period of the first level voltage in the pulse signal after the predetermined time has elapsed ( 2nd invention).
第２発明によれば、前記電源から前記電気負荷への通電開始時に、前記バックアップコンデンサが満充電されるまで前記バックアップコンデンサに前記過電流閾値以上の電流が流れるときに、前記スイッチング素子が導通状態に維持される時間を長くすることができる。これにより、前記過電流閾値を大きくしなくても、前記第１レベルの電圧の出力期間を長くすることによって、前記バックアップコンデンサを確実に充電することができる。 According to the second invention, at the start of energization from the power source to the electrical load, the switching element is in a conductive state when a current greater than the overcurrent threshold flows through the backup capacitor until the backup capacitor is fully charged. It is possible to lengthen the time maintained. Accordingly, the backup capacitor can be reliably charged by extending the output period of the first level voltage without increasing the overcurrent threshold.
なお、前記バックアップコンデンサの容量が大きい場合や、前記バックアップコンデンサを備えた複数の前記負荷が、前記電源に並列に接続されているときは、前記第１レベルの電圧の出力期間をさらに長くすればよい。 In addition, when the capacity of the backup capacitor is large, or when the plurality of loads including the backup capacitor are connected in parallel to the power supply, the output period of the first level voltage can be further increased. Good.
また、第１発明又は第２発明において、複数の前記電気負荷が前記電源に接続され、前記電源と各電気負荷との通電経路に個別に設けられた複数の前記スイッチング素子と、前記各スイッチング素子に対応した複数の前記スイッチング制御部とを備え、前記各スイッチング制御部は、１つの前記パルス出力回路から出力される前記パルス信号を共用することを特徴とする（第３発明）。 Further, in the first invention or the second invention , a plurality of the electric loads are connected to the power source, and a plurality of the switching elements provided individually in an energization path between the power source and each electric load, and each of the switching elements And a plurality of the switching control units corresponding to the same, wherein each of the switching control units shares the pulse signal output from one pulse output circuit ( third invention).
第３発明によれば、複数の前記スイッチング制御部に対して、前記パルス出力回路を個別に備える場合よりも、装置構成を簡素化して部品コストを削減することができる。 According to the third aspect of the present invention, the device configuration can be simplified and the component cost can be reduced as compared with the case where the pulse output circuits are individually provided for the plurality of switching control units.
本発明の実施形態について、図１〜図５を参照して説明する。図１を参照して、本実施形態の過電流保護装置は、電源１と電気負荷２間の通電経路７に設けられて、入力端子と制御端子間に抵抗５が接続されたスイッチング素子３（例えばＦＥＴ、トランジスタ等）と、通電経路７に流れる電流を検出するための電流検出用抵抗４（本発明の電流検出部に相当する）と、所定周期のパルス信号Ｐsを出力するパルス出力回路６と、電流検出用抵抗４により検出される電流の大きさ及びパルス信号Ｐsのレベルに応じて、スイッチング素子３のオン（導通状態）・オフ（遮断状態）を切替えるスイッチング制御部１０とを備えている。 An embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. Referring to FIG. 1, the overcurrent protection device of this embodiment is provided in a current-carrying path 7 between a power supply 1 and an electric load 2, and a switching element 3 (with a resistor 5 connected between an input terminal and a control terminal ( For example, an FET, a transistor, etc.), a current detection resistor 4 (corresponding to a current detection unit of the present invention) for detecting a current flowing through the energization path 7, and a pulse output circuit 6 for outputting a pulse signal Ps of a predetermined cycle And a switching control unit 10 that switches the switching element 3 on (conductive state) and off (cut-off state) according to the magnitude of the current detected by the current detection resistor 4 and the level of the pulse signal Ps. Yes.
スイッチング制御部１０は、電源１の出力部とＧＮＤ間に直列に接続されたＰＮＰ型のトランジスタ１１，抵抗１２，及び抵抗１３と、電流検出用抵抗４とトランジスタ１１のベース間に接続された抵抗１９と、スイッチング素子３の制御端子とＧＮＤ間に接続された抵抗１８とを備えている。 The switching control unit 10 includes a PNP transistor 11, a resistor 12, and a resistor 13 connected in series between the output unit of the power supply 1 and GND, and a resistor connected between the current detection resistor 4 and the base of the transistor 11. 19 and a resistor 18 connected between the control terminal of the switching element 3 and GND.
スイッチング制御部１０は、さらに、トランジスタ１１のコレクタとスイッチング素子３の制御端子間に、トランジスタ１１のコレクタからスイッチング素子３の制御端子への向きを順方向として接続されたダイオード１７と、出力部がトランジスタ１１のベースに接続されると共に、正入力部が抵抗１６を介して閾値電圧Ｖthの出力部に接続され、負入力部が抵抗１２，１３の接続箇所に接続され、正入力部と出力部間に抵抗３０とダイオード３１が直列に接続されたコンパレータ１５と、コンパレータ１５の負入力部とＧＮＤ間に接続されたコンデンサ１４と、コレクタが抵抗２０を介してコンパレータ１５の負入力部に接続されると共に、エミッタがＧＮＤに接続され、ベースが抵抗２２を介してパルス出力回路６に接続されたＮＰＮ型のトランジスタ２１と、トランジスタ２１のベース・エミッタ間に接続された抵抗２３とを備えている。なお、トランジスタ２１と抵抗２２，２３を、デジタルトランジスタに置き換えてもよい。 The switching control unit 10 further includes a diode 17 connected between the collector of the transistor 11 and the control terminal of the switching element 3 with a forward direction from the collector of the transistor 11 to the control terminal of the switching element 3, and an output unit The positive input part is connected to the output part of the threshold voltage Vth via the resistor 16, the negative input part is connected to the connection part of the resistors 12 and 13, and the positive input part and the output part are connected to the base of the transistor 11. A comparator 15 having a resistor 30 and a diode 31 connected in series therebetween, a capacitor 14 connected between the negative input portion of the comparator 15 and GND, and a collector are connected to the negative input portion of the comparator 15 via the resistor 20. NPN having an emitter connected to GND and a base connected to pulse output circuit 6 through resistor 22 A transistor 21, and a base-emitter resistor connected between the 23 of the transistor 21. The transistor 21 and the resistors 22 and 23 may be replaced with digital transistors.
パルス出力回路６は、出力をＨｉレベル（例えば５Ｖ、本発明の第１レベルに相当する）とＬoレベル（例えば０Ｖ、本発明の第２レベルに相当する）に切替えて、パルス信号Ｐsを出力する。 The pulse output circuit 6 outputs a pulse signal Ps by switching the output between a Hi level (for example, 5 V, corresponding to the first level of the present invention) and a Lo level (for example, 0 V, corresponding to the second level of the present invention). To do.
パルス出力回路６の出力がＨiレベルであるときは、トランジスタ２１がオンしてコンパレータ１５の負入力部がほぼ０Ｖ（＜Ｖ＋）となるため、コンパレータ１５の出力部がハイインピーダンス状態となる。一方、パルス出力回路６の出力がＬoレベルであるときには、トランジスタ２１がオフするため、コンパレータ１５の負入力部の電圧（＝コンデンサ１４の端子間電圧Ｖc）とＶ＋との大小に応じて、コンパレータの１５の出力部がＧＮＤ導通状態（Ｖc＞Ｖ＋のとき）とハイインピーダンス状態（Ｖc≦Ｖ＋のとき）とに切り換わる。 When the output of the pulse output circuit 6 is at the Hi level, the transistor 21 is turned on and the negative input portion of the comparator 15 becomes approximately 0 V (<V + ), so that the output portion of the comparator 15 is in a high impedance state. On the other hand, when the output of the pulse output circuit 6 is at the Lo level, the transistor 21 is turned off. Therefore, depending on the magnitude of the voltage at the negative input portion of the comparator 15 (= the voltage Vc between terminals of the capacitor 14) and V + , The output part of the comparator 15 is switched between a GND conduction state (when Vc> V + ) and a high impedance state (when Vc ≦ V + ).
トランジスタ１１は、パルス出力回路６の出力がＬoレベルであるときは、通電経路７に流れる電流Ｉoの大きさに応じてオン／オフが切り換わる。すなわち、Ｉoが予め設定された過電流閾値Ｉthよりも小さいとき（Ｉo＜Ｉth）はトランジスタ１１がオフし、Ｉoが過電流閾値Ｉth以上であるとき（Ｉth≦Ｉo）にはトランジスタ１１がオンするように、抵抗４，１９の抵抗値が設定されている。 When the output of the pulse output circuit 6 is at the Lo level, the transistor 11 is switched on / off according to the magnitude of the current Io flowing through the energization path 7. That is, when Io is smaller than a preset overcurrent threshold Ith (Io <Ith), the transistor 11 is turned off, and when Io is equal to or greater than the overcurrent threshold Ith (Ith ≦ Io), the transistor 11 is turned on. As described above, the resistance values of the resistors 4 and 19 are set.
コンパレータ１５の出力がハイインピーダンス状態であるときに、トランジスタ１１がオンすると、トランジスタ１１のエミッタ・ベース間には、抵抗４における降下電圧によるバイアス電圧が加えられて、このバイアス電圧に応じた電流がトランジスタ１１及び抵抗１２を介してコンデンサ１４に供給され、コンデンサ１４が充電されてその端子間電圧Ｖcが次第に上昇する。 When the output of the comparator 15 is in a high impedance state and the transistor 11 is turned on, a bias voltage due to the voltage drop in the resistor 4 is applied between the emitter and base of the transistor 11 and a current corresponding to the bias voltage is generated. The voltage is supplied to the capacitor 14 via the transistor 11 and the resistor 12, and the capacitor 14 is charged, so that the voltage Vc between the terminals gradually increases.
このように、コンデンサ１４が充電されているときは、スイッチング素子３の制御部に、電源１の出力電圧をトランジスタ１１と抵抗１２とコンデンサ１４とで分圧した電圧がダイオード１７を介して入力される。そして、スイッチング素子３の通電量が、トランジスタ１１がオフであるときよりも少ない量に制限される。 Thus, when the capacitor 14 is charged, a voltage obtained by dividing the output voltage of the power source 1 by the transistor 11, the resistor 12, and the capacitor 14 is input to the control unit of the switching element 3 via the diode 17. The The energization amount of the switching element 3 is limited to a smaller amount than when the transistor 11 is off.
コンデンサ１４の端子間電圧ＶcがＶ＋よりも高くなると、コンパレータ１５の出力部が０Ｖ（ＧＮＤに導通）となって、トランジスタ１１のエミッタ・ベース間のバイアス電圧が高くなり、トランジスタ１１の通電量が増加する。これにより、ダイオード１７を介してスイッチング素子３の制御部に入力される電圧が高くなり、スイッチング素子３がオフされて電気負荷２への過電流の供給が遮断される。 When the inter-terminal voltage Vc of the capacitor 14 becomes higher than V + , the output portion of the comparator 15 becomes 0 V (conducting to GND), the bias voltage between the emitter and the base of the transistor 11 increases, and the amount of current flowing through the transistor 11 Will increase. As a result, the voltage input to the control unit of the switching element 3 via the diode 17 is increased, the switching element 3 is turned off, and the overcurrent supply to the electric load 2 is interrupted.
次に、図２〜４に示したタイミングチャートを参照して、過電流保護装置の作動について説明する。 Next, the operation of the overcurrent protection device will be described with reference to the timing charts shown in FIGS.
図２（ａ）は、電気負荷２の状態が正常である場合の電源１から電気負荷２に供給される電流Ｉo、電気負荷２に印加される電圧Ｖo、及びコンデンサ１４の端子間電圧Ｖcの推移を、横軸を共通の時間軸（ｔ）として示したものである。 FIG. 2A shows the current Io supplied from the power source 1 to the electric load 2 when the state of the electric load 2 is normal, the voltage Vo applied to the electric load 2, and the voltage Vc between terminals of the capacitor 14. The transition is shown with the horizontal axis as a common time axis (t).
電気負荷２の状態が正常であって、電源１から電気負荷２に供給される電流Ｉoが過電流閾値Ｉthよりも小さい定常電流Ｉ1であるときは、トランジスタ１１がオフ状態に維持されるため、印加電圧Ｖoが定常電圧Ｖ1となる。また、コンデンサ１４には通電されないため、コンデンサ１４の端子間電圧Ｖcは０Ｖのままとなる。 When the state of the electric load 2 is normal and the current Io supplied from the power source 1 to the electric load 2 is a steady current I1 smaller than the overcurrent threshold Ith, the transistor 11 is maintained in the off state. The applied voltage Vo becomes the steady voltage V1. Further, since the capacitor 14 is not energized, the inter-terminal voltage Vc of the capacitor 14 remains 0V.
次に、図２（ｂ）は、電気負荷２に異常が生じて電源１から電気負荷２に過電流が供給される状態になった場合の電源１から電気負荷２に供給される電流Ｉo、電気負荷２に印加される電圧Ｖo、及びコンデンサ１４の端子間電圧Ｖcの推移を、横軸を共通の時間軸（ｔ）として示したものである。 Next, FIG. 2B shows a current Io supplied from the power source 1 to the electric load 2 when an abnormality occurs in the electric load 2 and an overcurrent is supplied from the power source 1 to the electric load 2. The transition of the voltage Vo applied to the electrical load 2 and the terminal voltage Vc of the capacitor 14 is shown with the horizontal axis as a common time axis (t).
ｔ11で電源１から電気負荷２に供給される電流Ｉoが過電流閾値Ｉth以上になると、トランジスタ１１がオンしてスイッチング素子３により通電量がＩ2に制限され、電気負荷２に印加される電圧ＶoがＶ1からＶ2に低下する。そして、コンデンサ１４への通電によりコンデンサ１４の端子間電圧Ｖcが次第に上昇し、Ｖcが閾値電圧Ｖ＋以上になったｔ12で、コンパレータ１５の出力が０Ｖとなってスイッチング素子３がオフする。これにより、電源１から電気負荷２に供給される電流Ｉoが０Ａになる（過電流供給の遮断）と共に、電気負荷２に印加される電圧Ｖoが０Ｖになる。 When the current Io supplied from the power source 1 to the electric load 2 t 11 reaches or exceeds the over-current threshold Ith, the voltage at which the transistor 11 weight energized by the switching element 3 is turned on is limited to I2, it is applied to the electric load 2 Vo drops from V1 to V2. Then, the voltage Vc between terminals of the capacitor 14 gradually increases by energizing the capacitor 14, at t 12 the Vc becomes the threshold voltage V + or more, the switching element 3 is turned off the output of the comparator 15 becomes 0V. As a result, the current Io supplied from the power source 1 to the electric load 2 becomes 0A (interruption of overcurrent supply), and the voltage Vo applied to the electric load 2 becomes 0V.
次に、図３（ａ）は、過電流の検出によりスイッチング素子３がオフされ、その後、電気負荷２の異常が解消されたときに、スイッチング素子３をオン状態に自動復帰させる場合の電源１から電気負荷２に供給される電流Ｉo、電気負荷２に印加される電圧Ｖo、コンデンサ１４の端子間電圧Ｖc、及びパルス信号Ｐsの推移を、横軸を共通の時間軸（ｔ）として示したものである。 Next, FIG. 3A shows a power supply 1 when the switching element 3 is automatically turned back on when the switching element 3 is turned off by detecting an overcurrent and then the abnormality of the electric load 2 is resolved. The transition of the current Io supplied to the electrical load 2, the voltage Vo applied to the electrical load 2, the voltage Vc between the terminals of the capacitor 14 and the pulse signal Ps is shown with the horizontal axis as a common time axis (t). Is.
スイッチング素子３がオフされて、電源１から電気負荷２に供給される電流Ｉoが０Ａ、電気負荷２に印加される電圧Ｖoが０Ｖ、コンデンサ１４の端子間電圧ＶcがＶf（満充電レベル）となっているｔ21で、パルス出力回路６の出力がＨiレベル（５Ｖ）に切り換わると、トランジスタ２１がオンして、トランジスタ２１を介したコンデンサ１４の放電が開始される。 When the switching element 3 is turned off, the current Io supplied from the power source 1 to the electric load 2 is 0 A, the voltage Vo applied to the electric load 2 is 0 V, and the terminal voltage Vc of the capacitor 14 is Vf (full charge level). in going on t 21, the output of the pulse output circuit 6 is switched to Hi level (5V), the transistor 21 is turned on, discharge of the capacitor 14 through the transistor 21 is initiated.
そして、放電によりコンデンサ１４の端子間電圧Ｖcが次第に低下し、コンデンサ１４の端子間電圧ＶcがＶ＋よりも低くなったｔ22で、コンパレータ１５の出力が０Ｖからハイインピーダンス状態に切り換わる。これにより、トランジスタ１１がオフしてスイッチング素子３の制御端子に入力される電圧が低下し、スイッチング素子３がオンして電気負荷２への電流供給が再開される（スイッチング素子３のオン状態への自動復帰）。 A discharge by reduced inter-terminal voltage Vc of the capacitor 14 gradually, at t 22 the inter-terminal voltage Vc of the capacitor 14 is lower than V +, the output of the comparator 15 is switched from 0V to a high impedance state. As a result, the transistor 11 is turned off and the voltage input to the control terminal of the switching element 3 is lowered, the switching element 3 is turned on and the current supply to the electric load 2 is resumed (to the on state of the switching element 3). Automatic return).
次に、図３（ｂ）は、過電流の検出によりスイッチング素子３がオフされ、電気負荷２の異常が解消されていない状態で、スイッチング素子３をオン状態に自動復帰させた場合の電源１から電気負荷２に供給される電流Ｉo、電気負荷２に印加される電圧Ｖo、コンデンサ１４の端子間電圧Ｖc、及びパルス信号Ｐsの推移を、横軸を共通の時間軸（ｔ）として示したものである。 Next, FIG. 3B shows a power supply 1 when the switching element 3 is automatically returned to the on state in a state where the switching element 3 is turned off by the detection of the overcurrent and the abnormality of the electric load 2 is not solved. The transition of the current Io supplied to the electrical load 2, the voltage Vo applied to the electrical load 2, the voltage Vc between the terminals of the capacitor 14 and the pulse signal Ps is shown with the horizontal axis as a common time axis (t). Is.
図３（ａ）と同様に、スイッチング素子３がオフされて、電源１から電気負荷２に供給される電流Ｉoが０Ａ、電気負荷２に印加される電圧Ｖoが０Ｖ、コンデンサ１４の端子間電圧ＶcがＶf（満充電レベル）となっているｔ31で、パルス出力回路６の出力がＨiレベル（５Ｖ）に切り換わると、トランジスタ２１がオンして、トランジスタ２１を介したコンデンサ１４の放電が開始される。 3A, the switching element 3 is turned off, the current Io supplied from the power source 1 to the electric load 2 is 0 A, the voltage Vo applied to the electric load 2 is 0 V, and the voltage across the terminals of the capacitor 14 When the output of the pulse output circuit 6 is switched to the Hi level (5 V) at t 31 where Vc is Vf (full charge level), the transistor 21 is turned on, and the capacitor 14 is discharged via the transistor 21. Be started.
そして、放電によりコンデンサ１４の端子間電圧Ｖcが次第に低下し、コンデンサ１４の端子間電圧ＶcがＶ＋よりも低くなったｔ32で、コンパレータ１５の出力が０Ｖからハイインピーダンス状態に切り換わる。 A discharge by reduced inter-terminal voltage Vc of the capacitor 14 gradually, at t 32 the inter-terminal voltage Vc of the capacitor 14 is lower than V +, the output of the comparator 15 is switched from 0V to a high impedance state.
これにより、トランジスタ１１がオフしてスイッチング素子３の制御端子に入力される電圧が低下し、スイッチング素子３がオンして電気負荷２への電流供給が再開されるが、電気負荷２の異常が解消されていないため、電流検出用抵抗４には過電流閾値Ｉth以上の電流が流れる。 As a result, the transistor 11 is turned off and the voltage input to the control terminal of the switching element 3 is reduced, and the switching element 3 is turned on and the current supply to the electric load 2 is resumed. Since it has not been eliminated, a current equal to or greater than the overcurrent threshold Ith flows through the current detection resistor 4.
そのため、再びトランジスタ１１がオンしてスイッチング素子３の制御端子に入力される電圧が高くなり、スイッチング素子３の通電量がＩ2に制限される。そして、パルス出力回路６の出力が０Ｖに切り換わり、トランジスタ２１がオフしたｔ33からコンデンサ１４の充電が開始され、コンデンサ１４の端子間電圧Ｖcが次第に上昇する。 Therefore, the transistor 11 is turned on again, and the voltage input to the control terminal of the switching element 3 becomes high, and the energization amount of the switching element 3 is limited to I2. Then, the output is switched to 0V of the pulse output circuit 6, the transistor 21 is started to charge the capacitor 14 from t 33 was turned off, the voltage Vc between terminals of the capacitor 14 gradually rises.
コンデンサ１４の端子間電圧ＶcがＶ＋以上となったｔ34で、コンパレータ１５の出力がハイインピーダンスから０Ｖに切り換わり、これにより、スイッチング素子３の制御端子への入力電圧が上昇して、スイッチ素子３が再びオフする（過電流供給の遮断）。 In t 34 that inter-terminal voltage Vc of the capacitor 14 becomes V + or more, the output of comparator 15 switches from high impedance to 0V, and thereby, the input voltage to the control terminal of the switching element 3 rises, the switch The element 3 is turned off again (overcurrent supply is cut off).
次に、図４は、電気負荷２内に、電気負荷２の電源接続部間に接続されたバックアップコンデンサが設けられている場合の、電源１から電気負荷２への通電を開始する場合の電源１から電気負荷２に供給される電流Ｉo、電気負荷２に印加される電圧Ｖo、バックアップコンデンサの端子間電圧Ｖc、及びパルス信号Ｐsの推移を、横軸を共通の時間軸（ｔ）として示したものである。 Next, FIG. 4 shows a power supply when energization from the power supply 1 to the electric load 2 is started when a backup capacitor connected between the power supply connection portions of the electric load 2 is provided in the electric load 2. The transition of the current Io supplied from 1 to the electrical load 2, the voltage Vo applied to the electrical load 2, the voltage Vc between the terminals of the backup capacitor, and the pulse signal Ps is shown with the horizontal axis as a common time axis (t). It is a thing.
電気負荷２の電源接続部間にバックアップコンデンサが接続されている場合には、ｔ41で電気負荷２への通電を開始したときに、バックアップコンデンサに過電流閾値Ｉth以上の電流が流れ込む。そして、この場合にパルス出力回路６から出力されるパルス信号ＰsにおけるＨiレベル（５Ｖ）の出力期間Ｔhが短いと、スイッチング素子３がオンされる時間が短くなるため、バックアップコンデンサを満充電するための所要時間が長くなり、電気負荷２が作動可能状態になるまでの待ち時間が長くなる。 If the backup capacitor between the power supply connection of the electric load 2 is connected, when starting the energization of the electric load 2 at t 41, the overcurrent threshold value Ith or more current flows into the backup capacitor. In this case, if the output period Th of the Hi level (5 V) in the pulse signal Ps output from the pulse output circuit 6 is short, the time for which the switching element 3 is turned on is shortened, so that the backup capacitor is fully charged. The required time becomes longer, and the waiting time until the electric load 2 becomes operable becomes longer.
そこで、パルス出力回路６は、電気負荷２への通電を開始してから所定時間（平滑用コンデンサの充電時間に基づいて決定される）が経過するまでは、パルス信号ＰsにおけるＨiレベル（５Ｖ）の出力期間Ｔhを、この所定時間が経過した後よりも長く設定する。これにより、５Ｖの出力期間（ｔ41〜ｔ42、ｔ44〜ｔ46）におけるバックアップコンデンサの充電時間を長くして、バックアップコンデンサが満充電されるまでの時間を短くすることができる。 Therefore, the pulse output circuit 6 has a Hi level (5 V) in the pulse signal Ps until a predetermined time (determined based on the charging time of the smoothing capacitor) elapses after the energization of the electric load 2 is started. The output period Th is set longer than after the predetermined time has elapsed. Thereby, the charging time of the backup capacitor in the 5 V output period (t 41 to t 42 , t 44 to t 46 ) can be lengthened, and the time until the backup capacitor is fully charged can be shortened.
なお、パルス信号ＰsにおけるＨiレベルの電圧の出力期間の長さを、電気負荷２の特性や作動状態に応じて変更するようにしてもよい。例えば、電気負荷２が電動機（例えばファンやポンプ）であって、作動開始時に大きな突入電流が流れるときには、電気負荷２の作動開始時から所定時間が経過するまでの間は、Ｈiレベルの出力期間を長くして、電気負荷２の作動開始時にスイッチング素子３がオフされないようにしてもよい。 Note that the length of the output period of the Hi level voltage in the pulse signal Ps may be changed according to the characteristics and operating state of the electric load 2. For example, when the electric load 2 is an electric motor (for example, a fan or a pump) and a large inrush current flows at the start of operation, the Hi level output period is from the start of the operation of the electric load 2 until a predetermined time elapses. The switching element 3 may not be turned off when the electric load 2 starts to operate.
また、例えば、電気負荷２が音声出力機能付きのリモコンであって、音声出力時に消費電力が急増する場合に、音声出力の開始から終了するまでの期間は、パルス出力回路６の出力をＨiレベルにして、音声出力中に過電流によりスイッチング素子３がオフされないようにしてもよい。 Further, for example, when the electrical load 2 is a remote controller with an audio output function and the power consumption increases rapidly during audio output, the output of the pulse output circuit 6 is set to Hi level during the period from the start to the end of audio output. Thus, the switching element 3 may not be turned off due to an overcurrent during audio output.
次に、図５は、電源１に複数の電気負荷２ａ〜２ｃが接続された実施形態であり、電源１と各電気負荷２ａ〜２ｃの通電経路に、スイッチング素子３ａ〜３ｃと電流検出用抵抗４ａ〜４ｃが個別に設けられている。そして、各スイッチング素子３ａ〜３ｃに対応したスイッチング制御部１０ａ〜１０ｃが備えられている。 Next, FIG. 5 is an embodiment in which a plurality of electrical loads 2a to 2c are connected to the power source 1, and switching elements 3a to 3c and current detection resistors are provided in the energization path between the power source 1 and each of the electrical loads 2a to 2c. 4a to 4c are provided individually. And switching control part 10a-10c corresponding to each switching element 3a-3c is provided.
ここで、スイッチング素子３ａ〜３ｃ、及びスイッチング制御部１０ａ〜１０ｃの仕様は、上述した図１のスイッチング素子３及びスイッチング制御部１０と同様である。そして、各スイッチング制御部１０ａ〜１０ｃには、１つのパルス出力回路６から出力されるパルス信号Ｐsが入力され、各スイッチング制御部１０ａ〜１０ｃはこのパルス信号Ｐsを共用して、スイッチング素子３ａ〜３ｃの作動を制御する。 Here, the specifications of the switching elements 3a to 3c and the switching control units 10a to 10c are the same as those of the switching element 3 and the switching control unit 10 of FIG. Each switching control unit 10a to 10c is supplied with a pulse signal Ps output from one pulse output circuit 6, and each switching control unit 10a to 10c shares this pulse signal Ps, thereby switching elements 3a to 10c. The operation of 3c is controlled.
図５の構成によれば、電源１に接続される電気負荷２の数が増えても、パルス出力回路６は１つ用意すればよいため、簡易な構成により、複数の電気負荷についての過電流保護を実現することができる。 According to the configuration of FIG. 5, even if the number of electrical loads 2 connected to the power source 1 is increased, one pulse output circuit 6 may be prepared. Protection can be realized.
図５のパルス出力回路６とスイッチング素子３ａ〜３ｃは、例えば給湯器の電子基板に搭載され、電気負荷２ａ〜２ｃは、給湯器に備えられるファン、温度センサ、ＣＯセンサ、給湯器の遠隔操作用のリモコン等である。 The pulse output circuit 6 and the switching elements 3a to 3c of FIG. 5 are mounted on, for example, an electronic board of a water heater, and the electric loads 2a to 2c are remote operations of a fan, a temperature sensor, a CO sensor, and a water heater provided in the water heater. Remote control etc.
ここで、給湯器に複数のリモコン（台所リモコン、浴室リモコン等）が接続される場合に、１つのスイッチング制御部１０ａとスイッチング素子３ａに、複数のリモコンを接続すると、スイッチング制御部１０ａ又はスイッチング素子３ａの故障が生じたときに、全てのリモコンが使用不能となる。 Here, when a plurality of remote controllers (kitchen remote controller, bathroom remote controller, etc.) are connected to the water heater, when a plurality of remote controllers are connected to one switching controller 10a and switching element 3a, the switching controller 10a or switching element When the failure of 3a occurs, all the remote controllers become unusable.
それに対して、図５に示したように、一つのスイッチング制御部１０ａ〜１０ｃ及びスイッチング素子３ａ〜３ｃに対して、一つのリモコン（電気負荷）を１台ずつ接続する構成とすることにより、一つのスイッチング制御部又はスイッチング素子が故障しても、故障していない他のスイッチング制御部及びスイッチング素子に接続されたリモコンを使用することができる。 On the other hand, as shown in FIG. 5, one remote controller (electric load) is connected to each of the switching control units 10a to 10c and the switching elements 3a to 3c. Even if one switching control unit or a switching element fails, it is possible to use another switching control unit and a remote controller connected to the switching element that do not fail.
なお、パルス出力回路６は、マイクロコンピュータによるソフトウェア処理により構成してもよく、ハードロジック回路により構成してもよい。 Note that the pulse output circuit 6 may be configured by software processing by a microcomputer or a hard logic circuit.
また、本実施の形態では、電気負荷２に供給される電流Ｉoが過電流閾値Ｉth以上になったときに、スイッチング素子３の通電量を制限し、Ｉoが過電流閾値Ｉth以上である状態がコンデンサ１４の充電態様により定まる時間以上継続したときに、スイッチング素子３をオフしたが、Ｉoが過電流閾値Ｉth以上になったときに直ちにスイッチング素子３をオフするようにしてもよい。 In the present embodiment, when the current Io supplied to the electric load 2 becomes equal to or greater than the overcurrent threshold Ith, the amount of current flowing through the switching element 3 is limited, and Io is equal to or greater than the overcurrent threshold Ith. Although the switching element 3 is turned off when it continues for a time determined by the charging mode of the capacitor 14, the switching element 3 may be turned off immediately when Io becomes the overcurrent threshold Ith or more.
１…電源、２…電気負荷、３…スイッチング素子、４…電流検出用抵抗、６…パルス出力回路、７…通電経路、１０…スイッチング制御部。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Power supply, 2 ... Electric load, 3 ... Switching element, 4 ... Current detection resistor, 6 ... Pulse output circuit, 7 ... Current supply path, 10 ... Switching control part.
Claims (3)
前記通電経路に流れる電流を検出する電流検出部と、
第１レベルの電圧出力と該第１レベルと異なる第２レベルの電圧出力を所定周期で切替えてパルス信号を出力し、前記電気負荷の特性又は作動状況に応じて、前記パルス信号における前記第１レベルの電圧の出力期間の長さを変更するパルス出力回路と、
前記パルス出力回路の出力が前記第１レベルであるときは、前記スイッチング素子が遮断状態から導通状態に移行する際の所要期間以外は、前記スイッチング素子を導通状態とし、
前記パルス出力回路の出力が前記第２レベルであるときには、前記電流検出部による検出電流の大きさに応じて、該検出電流が所定の過電流閾値よりも小さいときは、前記スイッチング素子が遮断状態から導通状態に移行する際の所要期間以外は前記スイッチング素子を導通状態とし、該検出電流が該過電流閾値以上であるときには、前記スイッチング素子を遮断状態とするスイッチング制御部と
を備えたことを特徴とする過電流保護装置。 A switching element provided in the energization path from the power source to the electrical load;
A current detector for detecting a current flowing in the energization path;
A first level voltage output and a second level voltage output different from the first level are switched at a predetermined cycle to output a pulse signal, and the first signal in the pulse signal is output in accordance with the characteristics or operating conditions of the electric load. A pulse output circuit that changes the length of the voltage voltage output period ; and
When the output of the pulse output circuit is at the first level, the switching element is in a conductive state except for a necessary period when the switching element shifts from a cut-off state to a conductive state ,
When the output of the pulse output circuit is at the second level, the switching element is in the cut-off state when the detected current is smaller than a predetermined overcurrent threshold according to the magnitude of the current detected by the current detector. A switching control unit that sets the switching element to a conductive state except for a required period when shifting from a current state to a conductive state, and shuts off the switching element when the detected current is equal to or greater than the overcurrent threshold. Features overcurrent protection device.
前記電気負荷は、前記通電経路との接続部に前記電源からの供給電流により充電されるバックアップコンデンサを備え、
前記パルス出力回路は、前記電源から前記電気負荷への通電が開始されてから所定時間内での前記パルス信号における前記第１レベルの電圧の出力期間を、該所定時間が経過した後の前記パルス信号における前記第１レベルの電圧の出力期間よりも長くすることを特徴とする過電流保護装置。 The overcurrent protection device according to claim 1 ,
The electrical load includes a backup capacitor that is charged by a supply current from the power source at a connection portion with the energization path,
The pulse output circuit outputs an output period of the voltage of the first level in the pulse signal within a predetermined time after energization from the power source to the electric load is started, after the predetermined time has elapsed. An overcurrent protection device characterized in that it is longer than the output period of the first level voltage in the signal.
複数の前記電気負荷が前記電源に接続され、
前記電源と各電気負荷との通電経路に個別に設けられた複数の前記スイッチング素子と、
前記各スイッチング素子に対応した複数の前記スイッチング制御部とを備え、
前記各スイッチング制御部は、１つの前記パルス出力回路から出力される前記パルス信号を共用することを特徴とする過電流保護装置。 In the overcurrent protection device according to claim 1 or 2 ,
A plurality of the electrical loads connected to the power source;
A plurality of the switching elements provided individually in energization paths between the power source and each electric load;
A plurality of the switching control units corresponding to the switching elements,
Each said switching control part shares the said pulse signal output from one said pulse output circuit, The overcurrent protection apparatus characterized by the above-mentioned.
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