JP5514929B2 - Ｎｍｒ受信共振器のための電子インターフェース - Google Patents

Description

本発明は、受信プロセス時には前置増幅器へのＮＭＲ受信共振器のインピーダンスを変換し、送信プロセス時には電流が通って流れる１つ又は複数のスイッチングダイオードを用いてＮＭＲ受信共振器を開路（ｏｐｅｎｉｎｇ）又は離調（ｄｅｔｕｎｉｎｇ）するための、ＮＭＲ受信共振器と少なくとも１つの前置増幅器の間の電子インターフェースに関する。

このタイプの構成は、Ｊ．ウォジック（Ｗｏｓｉｋ）、Ｋ．ネステルク（Ｎｅｓｔｅｒｕｋ）、Ｍ．Ｒ．カメル、Ｆ．Ｉｐ１、Ｌ．シュエ（Ｘｕｅ）、Ａ．Ｃ．ライト、及びＦ．Ｗ．ウェールリによる「脛骨遠位端内の骨梁のμ−ＭＲＩのための極低温バラクタ同調型４素子アレイ及び低温保持装置」Ｐｒｏｃ．Ｉｎｔｌ．Ｓｏｃ．Ｍａｇ．Ｒｅｓｏｎ．Ｍｅｄ．１６（２００８年）という論文（非特許文献１［１］）に開示されている。

共振器は、ＮＭＲ及び具体的にはＭＲＩにおいて無線周波数信号を受信するためにしばしば使用される。さらに、これらはしばしばいわゆる受信専用共振器（ＲＯ共振器）の形で設計される。この名前が示唆するようにこのタイプの共振器は、専らＮＭＲ信号の受信プロセスのために使用される。送信プロセス時にはさらに他の送信共振器（ＴＸ共振器）によって核スピンが励起される。このタイプの構成はＭＲＩでのＲＯ共振器のアレイを実現するために特に適している（非特許文献３［４］）。動作のためにはＲＯ共振器は、信号の処理及び増幅のための前置増幅器に接続されなければならない。これはここで述べるタイプの構造を用いて電子インターフェースによって実現される。このようなＲＯ共振器のための電子インターフェースは次の４つの主な目的を満たさなければならない。

第１：ＲＯ共振器の出力インピーダンス（図１のＡ１，Ａ２）は、規定された第２のインピーダンス（図１のポイントＰ１，Ｐ２）にできるだけ少ない損失で変換されなければならず、すなわち、電力とノイズの整合又はこれらのトレードオフを実現しなければならない。これは中間伝送ラインを用いても用いなくても実現される。このインピーダンス変換は一般に「整合（ｍａｔｃｈｉｎｇ）」と呼ばれる。

第２：共振器の共振特性のために、整合は一定の周波数でしか行うことができない。このため、共振周波数をＮＭＲ信号の周波数ωに調整することが可能でなければならない。この周波数調整は一般に「同調（ｔｕｎｉｎｇ）」と呼ばれる。

上記２つの用語の組合せは、しばしば「インピーダンス整合」とも呼ばれ、又は単に「整合」とも呼ばれる。

第３：ＲＯ共振器とＴＸ共振器の間の結合が実際的に避けられないので、送信プロセス時にはＲＯ共振器のインダクタンスＬ（図１を参照）に電圧が誘起される。さらなる対策を講じない場合は、ＲＯ共振器の周囲でのＮＭＲ構成のＢ_１磁界に遡及的な悪影響を及ぼすことになる共振の、したがって非常に大きな誘起電流がＬに生じるようになる。これを防止するために、送信プロセス時にはＲＯ共振器は「離調（ｄｅｔｕｎｅｄ）」されなければならない。このプロセスは一般に「離調（ｄｅｔｕｎｉｎｇ）」と呼ばれ、ＲＯ共振器を「開路（ｏｐｅｎｉｎｇ）」することにより、すなわちこのような追加のインピーダンス（通常はインダクタンス）をＣに並列に接続し、したがってＬの接続点（図１のＡ１，Ａ２）において結果として生じる全体のインピーダンス（Ｃと、追加のインピーダンスとの並列共振回路）がωＬに比べて非常に高くなるようにすることによって実現することができる。このため、Ｌ内の誘起電圧はこのＬ内に、したがってＲＯ共振器内に無視し得る程度の電流しか発生させない。

しかし、ＲＯ共振器を開路する（非特許文献１［１］による。）代わりに、ＲＯ共振器の共振周波数を単にシフトする構成（非特許文献２［２］及び特許文献１［３］による。）もあり、これは結果として送信プロセス時にＲＯ共振器内に、低減されるが依然として大きな誘起電流を生じさせる。

第４：したがって、送信の場合は、電子インターフェース自体及び下流側の前置増幅器を損傷から保護しなければならないことを考慮しなければならない。

動作時に負荷が変化したときの（通常は、測定すべき対象物（＝試料）は同じままだが位置、サイズ、又は無線周波数特性が変化するという点で試料によって負荷が変化されることにより、又は試料が変わったときに、引き起こされる。）ＲＯ共振器のインピーダンス変換は、固定のコンデンサ又は機械的トリマの代わりにバラクタダイオードを使用することによって簡単で非常に簡潔な形で実現することができる。これらの静電容量は直流電圧によって電子的に変化させることができる。

例えば、非特許文献１［１］に述べられている従来の装置は、バラクタダイオード、ＰＩＮダイオード、インダクタンス、及び静電容量の電子回路網からなる。図４は電子インターフェース４０を有するこのような構成の図を示す。ＲＯ共振器の同調は、バラクタダイオード（Ｄ_ｔｕｎｅ）と、対応するＤＣ電圧Ｕ_Ｔとを用いて調整される。ＤＣ電位は２つのチョーク（ＲＦＣ１，ＲＦＣ２）を通じてバラクタダイオードに供給される。この構成では整合は、ＤＣ電圧Ｕ_Ｍによって駆動されるさらなる２つのバラクタダイオード（Ｄ_{ｍａｔｃｈ１}，Ｄ_{ｍａｔｃｈ２}）によって実現される。ＤＣ電位はやはり２つのチョーク（ＲＦＣ３，ＲＦＣ４）を通じて供給される。

容量性の障害電流及びしたがって隣接のＲＯ共振器との望ましくない結合を最小にするために、電位を無線周波数接地に対してできるだけ対称に保つことが望ましい。「対称」とは一般にコモンモード電流を引き起こし得る電位が対称点に存在しないような、反対称の電位を意味する。

例えば、図１の本発明の構成はこの意味では対称ではない。図４の従来の構成は、前置増幅器（ＲＸ）への接続が非対称な形で行われているので限られた程度で対称なだけである。しかし、図２又は３の構成は概ね対称である。

非特許文献１［１］による従来技術によれば、共振回路は２つのＰＩＮダイオード（Ｄ_{ｏｐｅｎ１}，Ｄ_{ｏｐｅｎ２}）によって開路される。これにより、インダクタＬ’がＲＯ共振器のコンデンサＣに並列に接続される。そのとき、ＲＯ共振器のインダクタンスＬに関しては、接続された回路（Ｌ’とＣの並列共振回路）はかなり高いインピーダンス（インピーダンスωＬに比べて）を有するように見え、その結果としてインダクタンスＬを通ってほとんど電流は流れることができず、このためＲＯ共振器は「開路」されたように見える。

［３］欧州特許出願公開第０ ３１５ ３８２ Ａ２号公報 ［５］米国特許第６，８５０，０６７ Ｂ１号公報

［１］Ｊ．ウォジック（Ｗｏｓｉｋ）、Ｋ．ネステルク（Ｎｅｓｔｅｒｕｋ）、Ｍ．Ｒ．カメル、Ｆ．Ｉｐ１、Ｌ．シュエ（Ｘｕｅ）、Ａ．Ｃ．ライト、及びＦ．Ｗ．ウェールリ「脛骨遠位端内の骨梁のμ−ＭＲＩのための極低温バラクタ同調型４素子アレイ及び低温保持装置」、Ｐｒｏｃ．Ｉｎｔｌ．Ｓｏｃ．Ｍａｇ．Ｒｅｓｏｎ．Ｍｅｄ．１６（２００８年） ［２］Ｂ．Ｌ．ベック、Ｓ．ウー、Ｗ．Ｊ．ターナー、Ｒ．バシルラー（Ｂａｓｈｉｒｕｌｌａｈ）、及びＴ．Ｈ．メレシ（Ｍａｒｅｃｉ）「自動インピーダンス整合のための高いＱのリアクタンス回路網」、Ｐｒｏｃ．Ｉｎｔｌ．Ｓｏｃ．Ｍａｇ．Ｒｅｓｏｎ．Ｍｅｄ．１９（２０１１年） ［４］Ｐ．Ｂ．レーマー、Ｗ．Ａ．エーデルスタイン、Ｃ．Ｅ．ヘイズ、Ｓ．Ｐ．ソーザ、Ｏ．Ｍ．ミューラー「ＮＭＲフェーズドアレイ」、Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ ｉｎ Ｍｅｄｉｃｉｎｅ １６、１９２〜２２５（１９９０年）

図４によるこの従来の構成は、以下の欠点を有する。

１．この構成のチョーク（ＲＦＣ１，ＲＦＣ２）はＲＯ共振器の２つのポイントに直接設けられておりさらにＲＯ共振器を減衰させ、これは特に非常に高いＱ値を有するＲＯ共振器の場合（具体的には、極低温に、すなわち超伝導の温度にまでも冷却されたＲＯ共振器（非特許文献１［１］）の場合）に感度をかなり低下させ得る。しかし、非特許文献１［１］はまさに、非常に高いＱ値をそれでも有するためにスイッチングによる望ましくない減衰に対して非常に敏感であるＨＴＳコイルを用いた極低温共振器に関する。

２．ＰＩＮダイオードを通る電流の流れにより、ＤＣ電流がＲＯ共振器のインダクタンスＬを通って接地に流れる。この電流は共振器の周りにＢ_０の不均一性を局所的に生じさせ、これはＮＭＲ及びＭＲＩに擾乱効果を及ぼし得る。

３．このタイプの構成ではバラクタダイオードへの損傷に対する十分な保護が与えられない。外部Ｂ_１磁界が強いときはＲＯ共振器のインダクタンスＬに高電圧が誘起され、その主な部分はダイオードＤ_ｔｕｎｅの直接の両端であり、ダイオードＤ_{ｍａｔｃｈ１}及びＤ_{ｍａｔｃｈ２}ではわずかに減衰される。

例えば、非特許文献２［２］で述べられているような他の構成（図示せず）では電子的整合はまた、バラクタダイオードを使用して達成される。この構成も以下の欠点を有する。

１．この場合、制御信号はやはりチョークを通じて高インピーダンスを有するポイントに接続され、したがって受信プロセス時にはＲＯ共振器を減衰させる。

２．送信プロセス時にＲＯ共振器は開路されるのではなく、単にその共振周波数がシフトされるだけである。その結果として、送信プロセス時には、ＲＯ共振器のインダクタンスＬ_ｃｏｉｌに誘起された電圧により、インダクタンスを通ってかなりの望ましくない電流が依然として流れ、これにより、やはり遡及的にＢ_１磁界を損なう。

特許文献１［３］によるさらなる構成（図示せず）は対称的な回路を示す。しかし、この構成も以下の重大な欠点を有する。

１．この回路は共振器を開路するための有効な予防策を与えず、離調するだけであり、したがって送信プロセス時には依然として大きな電流が受信コイルを流れる。

２．さらに、いずれのバラクタダイオードも過電圧に対して保護されておらず、受信コイルでの一定の誘起電圧を超えると破壊される。

文書の表題にすでに示されているように、全体的な構成の機能はしたがって送信コイルを同調することのみにあり、低電力レベルのみが使用され許容される。回路はＴＸ共振器の送信電力に対する保護を何ら与えず、このため実際の動作には適さないと思われる。

特許文献２［５］によるさらなる構成（図示せず）は、改善された線形性を有する受動離調回路を表す。この構成は離調のための外部バイアス電流を必要としない。バイアス電流はＴＸ共振器によってＲＯ共振器に誘起されるＲＦ信号から整流によって得られる。しかし、この構成は以下の欠点を有する。

１．離調は非常に小さい送信信号に対しては機能せず、ＲＯ共振器はＴＸ共振器に結合する。

２．この構成は前置増幅器への整合のためのインピーダンス変換をもたず、別の解決策を必要とする。したがって、この構成は本来の意味において、ＲＯ共振器と前置増幅器の間のインターフェースではない。

これに対比して、本発明の基礎をなす目的は、受信プロセス時にＲＯ共振器のインピーダンスが最小の損失で必要な前置増幅器又は伝送ラインインピーダンスに変換されるように、安価で且つできるだけ簡単な技術的手段で、上述のタイプの装置を改善することである。これにより、さらに必要な条件（上記の「第２」から「第４」のポイントを参照されたい。）は満たされるべきである。具体的には、受信プロセス時には整合は調整されるべきであり、送信プロセス時には送信共振器のＢ_１磁界によって発生されるＲＯ共振器のインダクタンス内の電流は最小にされるべきであり、すべての構成要素が破壊に対して保護されるべきである。

この複雑な課題は、スイッチングダイオードを通って流れるように設計された電流をこれらのスイッチングダイオードに供給することができる１つ又は複数の制御ダイオードが設けられ、制御ダイオードはスイッチングダイオードに直接、又は１つ又は複数の追加の直列インピーダンスを通じて接続されるという点で驚くほど簡単であるが効果的な形で達成される。

これにより、低損失の整合が達成され、他の要件（「第２」から「第４」）も満たされる。

本発明の特に好ましい実施の形態では、スイッチングダイオードの１つ又は複数はＰＩＮダイオードとして設計される。これは、ＰＩＮダイオードはＲＦ信号に対して非常に小さな線形抵抗として働くので、離調は送信電力に影響されないという点で有利である。

本発明の電子インターフェースの特に有利な実施の形態は、制御ダイオードの１つ又は複数はバラクタダイオードとして設計されると共に、送信プロセス時には導電性となり且つ受信プロセス時には静電容量として働くように接続されることを特徴とする。これにより、同じ制御信号を用いてＲＯ共振器の開路を可能にし、且つまた制御信号の極性を反転することによって前置増幅器へのＲＯ共振器のインピーダンスの変換及び共振周波数の同調を可能にする。

これらの実施の形態のさらなる有利な発展形態では、バラクタダイオード（Ｄ_{ｍａｔｃｈ１}，Ｄ_{ｍａｔｃｈ２}）の少なくとも１つは、整合のために使用されることができるように設計される。結果として、ＲＯ共振器はインピーダンスが前置増幅器に整合される。

上で定義した実施の形態の他のさらなる発展形態を用いて、バラクタダイオードの少なくとも１つは、同調のために使用されることができ、これにより、ＲＯ共振器の共振周波数をＮＭＲ信号の中心周波数に調整することができる。

本発明のさらなる有利な実施の形態は、１つ又は複数のさらなる保護ダイオードが１つ又は複数のスイッチングダイオードと逆並列に接続されることを特徴とする。これはスイッチングダイオードが過負荷となるのをさらに保護し、具体的には大電力レベルの場合にＰＩＮダイオードでの整流効果によって発生され得る望ましくないＤＣ電位に対して、スイッチングダイオードを保護する。

本発明の電子インターフェースの特に有利な実施の形態では、装置は、対称的に設計され、したがって回路が二重に設けられ且つ第２のスイッチング部分のすべてのダイオードは逆の極性を有するという点で２つの信号出力を有する。このようにして隣接の構成要素との間の結合が低減される。

これらの実施の形態のさらに好ましい発展形態では、回路の直列接続された同一の電子構成要素の１つ又は複数が単一の構成要素で置き換えられて、これにより接地接続を省くことができ、このタイプの必要な構成要素を少なくして、その直列損失抵抗が小さくなるという点で有利である。

上で定義した実施の形態のさらなる発展形態の１つのクラスは、各信号出力に対して１つの前置増幅器が設けられることを特徴とする。このようにして歪みを受けずに十分に強い信号を増幅することができる。

さらなる発展形態の代替のクラスでは、２つの信号出力は、信号が位相補正方式で組み合わされ、１つの前置増幅器だけに導かれるように設計される。これは、ＲＯ共振器のすぐ近くにおいて能動構成要素ができるだけ少ないインターフェースの対称的な設計を可能にする。

本発明はまた、バラクタダイオード及び／又は同調ダイオードが並列又は逆並列接続によって増やされるという点で改善されている。このようにして同調及び整合領域を拡大することができ、且つ／又はそれぞれのＲＯ共振器に対して調整することができる。

特に好ましい実施の形態では本発明の電子インターフェースは、１００Ｋ未満の温度で動作するように設計され、したがってインターフェースは同様に冷却されたＲＯ共振器のすぐ近くに実現することができ、これにより、構成の感度が向上する。

本発明のさらなる利点は、説明及び図面から得ることができる。上記及び以下で述べられる特徴は、個別に又は任意の組合せでまとめて用いることができる。図示され且つ説明される実施の形態は、網羅的な列挙であると理解されるべきではなく、本発明を説明するための例示的な性質のものである。

本発明の装置の特に簡単な変形形態の概略回路図である。 本発明の装置の簡単な対称的な実施の形態を示す図である。 本発明の装置のより包括的な対称的な変形形態を示す図である。 非特許文献１［１］による従来技術による電子インターフェースを示す図である。

図１、図２、及び図３は本発明の特定の実施の形態を表す。

図１は、本発明の電子インターフェース１０の簡略図を示す。１つの特有な特徴は以下で説明するように、「低インピーダンス」を有するポイント、すなわち低いＲＦインピーダンスを有するポイントでのバラクタ及びＰＩＮダイオードに対する制御信号の低損失給電である。

ＲＯ共振器はバラクタダイオードＤ_{ｔｕｎｅ１}を用いて同調される。バラクタダイオードの静電容量を制御するための対応する逆電圧は、抵抗器Ｒ_ｔ１を通じて給電される。コンデンサＣ_ｋは給電ポイントでのＲＦ短絡として使用される。したがって、この給電は低いＲＦインピーダンスを有するポイントにて発生して、ほとんどＲＯ共振器に対する負荷にはならない。抵抗器Ｒ_ｓ１だけがＲＯ共振器の高いインピーダンスを有するポイントに接続される。抵抗器Ｒ_ｓ１はＤ_{ｔｕｎｅ１}のアノードのＤＣ電位を定めるためだけに使用され、したがって非常に高いインピーダンス（メガオームの範囲）を有し得るが、これによっては、ＲＯ共振器に大きな負荷がかかることはない。

整合はさらなるバラクタダイオードＤ_{ｍａｔｃｈ１}によって実現される。ダイオードの静電容量を制御するための逆電圧Ｕ_Ｍ＋は、チョークＲＦＣ１を通じて低インピーダンス側（接続点Ｐ１，Ｐ２，ＲＸへのライン、例えば５０オーム）から供給される。これにより、ＲＯ共振器に追加の負荷がかかるのを防止する。

共振器を開路するためには、スイッチングダイオードＤ_ｏｐｅｎは短絡を生じ、その結果としてコイルＬ_１’はＣに並列に接続される。次いで、高インピーダンス並列共振回路（Ｌ及びＣ）がＲＯ共振器のインダクタンスＬに接続される。その結果、送信共振器によって引き起こされる外部Ｂ_１磁界が強いときでさえもコイルＬにはほとんど電流は流れない。このため、ＴＸ共振器によって発生されるＢ_１磁界は影響を受けない。結合コンデンサＣ_ｋ１は、図中でその左側に配置された構成要素を単にＤＣ減結合するために使用され、ＲＦ短絡を形成するか、又はインダクタンスＬ_１’で相殺することができ、さらなるＲＦでの考察では無視することができる。

スイッチングダイオードＤ_ｏｐｅｎを通る電流の流れを得る最も良い方法は、整合電圧Ｕ_Ｍ＋の極性を反転させることである。このため、電流はＤ_ｏｐｅｎ，Ｄ_{ｍａｔｃｈ１}、及びＲＦＣ１を通って流れる。

また、同調電圧の極性を反転することによって送信プロセス時にバラクタダイオードＤ_{ｔｕｎｅ１}を通して電流を流し、これにより、ＲＯ共振器の「開路」をもたらすことができる。

送信プロセス時には電流は両方のバラクタダイオードを通って流れ、これにより、ダイオードＤ_ｏｐｅｎに最大の電流が生じて、ＰＩＮダイオードに対して低いＲＦ抵抗となるので有利である。

送信プロセス時には大きなアンペア数の電流がスイッチングダイオードＤ_ｏｐｅｎを流れ得る。ＰＩＮダイオードは一般にスイッチングダイオードとして使用される。ＰＩＮダイオードは一般に制御可能な無線周波数抵抗として見なされるが、整流効果が一定のＲＦ電流強度から生じ始める可能性があるか、又は制御電流がないときに、具体的には負の半波の間にコンデンサＣ_ｋ１をピーク値まで充電することによって生じる可能性がある。したがって、後に続く正の半波の間にダイオードＤ_ｏｐｅｎの両端に２倍のピーク電圧が印加され、ダイオードＤ_ｏｐｅｎを破壊し得る。これを防止するために保護ダイオードＤ_ＤＣを、ＰＩＮダイオードＤ_ｏｐｅｎと逆並列に接続することができる。このようにして、制御電流が全くないときでさえも回路全体が大きな電位による破壊から保護される。

図２は、本発明の電子インターフェース２０の簡単な対称的な設計を示す。これは図１の回路の鏡映を作ることによって生成され、直列に接続される同一の構成要素はそれぞれの場合に単一の構成要素で置き換えられ、これにより、接地接続が省かれるという点で簡略化されている。

特有な特徴は、この場合損失も最小になる、低インピーダンスポイントでのバラクタ及びスイッチングダイオードに対する制御信号の低損失給電と、隣接する素子（例えば、さらなるＲＯ共振器）への結合（特に、容量性の結合）が最小になる回路の対称性とである。

ＲＯ共振器は２つのバラクタダイオードＤ_{ｔｕｎｅ１}及びＤ_{ｔｕｎｅ２}によって同調される。バラクタダイオードの静電容量を制御するための対応する逆電圧は、ＲＦ短絡に相当するコンデンサＣ_ｋを通じて給電される。対称的な構造とＣ_ｋのＲＦ短絡とにより給電は、ＲＦ電位が実質的に消失する低インピーダンスポイントにて実現され、したがってほとんどＲＯ共振器に対する負荷にはならない。２つの抵抗器Ｒ_ｓ１及びＲ_ｓ２だけが、ＲＯ共振器の高インピーダンスポイントに接続される。これらはＤ_{ｔｕｎｅ１}のアノード又はＤ_{ｔｕｎｅ２}のカソードのＤＣ電位を定めるためだけに使用され、したがって非常に高いインピーダンス（メガオームの範囲）を有することができ、これにより、ＲＯ共振器に追加の負荷がかかるのを防止することができる。

整合はさらなる２つのバラクタダイオードＤ_{ｍａｔｃｈ１}及びＤ_{ｍａｔｃｈ２}によって実現される。ダイオードの静電容量を制御するための逆電圧Ｕ_Ｍ＋及びＵ_Ｍ−は、２つのチョークＲＦＣ１，ＲＦＣ２を通じて低インピーダンス側（接続点Ｐ１及びＰ２，ＲＸへのライン、例えば、５０オーム）から供給される。これにより、ＲＯ共振器に追加の負荷がかかるのを防止する。

共振器を開路するためには、スイッチングダイオードＤ_ｏｐｅｎは短絡を生じ、このため２つのコイル（Ｌ_１’とＬ_２’の直列接続）はＣに並列に接続される。次いで、高インピーダンス並列共振回路（Ｌ_１’＋Ｌ_２’、及びＣ）がＲＯ共振器のインダクタンスＬに接続される。送信共振器によって引き起こされる外部Ｂ_１磁界が強いときでさえもコイルＬにはほとんど電流は流れない。このため、ＴＸ共振器によって発生されるＢ_１磁界は影響を受けない。

２つの結合コンデンサＣ_ｋ１及びＣ_ｋ２は、これらの左側に配置された構成要素を単にＤＣ減結合するために使用され、ＲＦ短絡を形成するか、又はインダクタンスＬ_１’及びＬ_２’で相殺することができ、さらなるＲＦでの考察では無視することができる。

スイッチングダイオードＤ_ｏｐｅｎを通る電流の流れは、整合電圧Ｕ_Ｍ＋，Ｕ_Ｍ−の極性を反転することによって得られる。このため、電流はＲＦＣ２→Ｄ_{ｍａｔｃｈ２}→Ｄ_ｏｐｅｎ→Ｄ_{ｍａｔｃｈ１}→ＲＦＣ１を通って流れる。一方また、同調電圧の極性を反転することによって２つのバラクタダイオードを通して電流を流し、これにより、ＲＯ共振器の「開路」をもたらすことが可能である。

送信の場合は、電流はすべてのバラクタダイオードを通って流れ、これにより、ダイオードＤ_ｏｐｅｎに最大の電流が生じるので有利である。

図３は、本発明の電子インターフェース３０のより詳細な変形形態を示す。

この回路はさらに、さらなるダイオードＤ_ＣＭ１，Ｄ_ＣＭ２によって生じ得る他のコモンモード電圧に対して保護することができる。これらの極性は、図３と比べて反転することもできる。

同調範囲を増加させるためにさらなるバラクタダイオード（図示せず）を直接、既存のもの（Ｄ_{ｔｕｎｅ１}，Ｄ_{ｔｕｎｅ２}）に並列に接続することができ、また枝路全体を複数回（図３で並列又は逆並列に）実装することもできる。第１の枝路（Ｄ_{ｔｕｎｅ１}，Ｄ_{ｔｕｎｅ２}）と逆並列に接続されたバラクタダイオードＤ_{ｔｕｎｅ３}，Ｄ_{ｔｕｎｅ４}を有するこのような枝路は、同調範囲を増加するのに加えて受信プロセス時に線形性も向上させる。

一方、同調範囲及び／又は整合範囲を縮小すべき場合は、これは固定のコンデンサ（図３には示さず）の追加の並列及び／又は直列接続によって達成することができる（これにより、ＤＣ電位を考慮に入れる。）。

ＭＲＩ受信システムの慣例に応じて、給電ラインにおける望ましくないコモンモード電流を低減するために、給電ラインの一部又は全体にコモンモードフィルタ（バランＢ）を設けることができる。

前置増幅器ＲＸへの伝送は対称又は非対称的に実現することができる。後者の場合は、対応する平衡化ユニットが必要である（例えば、１８０°の電気長を有するラインＴＬ）。

ＲＯ共振器への長い伝送ライン及び付随する不必要なＲＦ損失を防止するためにＲＯ共振器のすぐ近くに配置すべきであるこの回路全体は、大きなスペースを占有し且つさらなる対策を講じない場合はＴＸ共振器への望ましくない結合を有し得るチョークを省くことができるので、高度に一体化することができ（図１から３）、非常に小さなスペースに実現することができる。このようにして、ロバスト性の高い効率的なＲＯアレイを実現することができる。

本発明の電子インターフェースは、極低温に冷却された、且つまた超伝導のＲＯ共振器に使用するのに特に適している。この場合、動作時の極低温システムへの機械的アクセス（例えば、トリマへのアクセス）は一般に極めて制限されるので、同調及び整合の完全に電気的に動作可能な制御は非常に有利である。この接続における極低温の温度は、１００Ｋ未満、具体的には約７７Ｋ（＝ＬＮ２）の温度として定義される。しかし、４．２Ｋ（＝ＬＨｅ）まで低下した、より低い温度も妥当な費用にて可能である。これらの値の間の任意の温度も標準的であり、対応する冷却装置（極低温冷凍機）を用いて達成することができる。このタイプのＲＯ共振器は非常に高い品質係数（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を有し、これは現在まで使用されてきた従来の回路では不必要に強く減衰されてきたため、Ｑ値ゲインのかなりの部分もまた従来技術による電子インターフェースによって失われていた。本発明の電子インターフェースは簡潔で効果的な形でこの問題を回避し、極低温、すなわちさらに超伝導のＲＯ共振器を用いた実用的で非常に効率的な構成を実現することを可能にする。これにより、電子インターフェースはまた、電気的損失及びこの接続において生じる望ましくないノイズ電力をさらに最小にするために極低温の温度で動作するので有利である。

１０ 電子インターフェース
２０ 電子インターフェース
３０ 電子インターフェース

Claims (12)

1. 純粋なＮＭＲ受信共振器（「受信専用共振器」）（ＲＯ）と少なくとも１つの前置増幅器の間の電子インターフェース（１０；２０；３０）であって、受信プロセス時には前記前置増幅器への前記ＮＭＲ受信共振器（ＲＯ）のインピーダンスを変換すると共に、送信プロセス時には前記ＮＭＲ受信共振器（ＲＯ）を開路又は離調するように設計され、前記ＮＭＲ受信共振器（ＲＯ）を開路又は離調するために、前記送信プロセス時に電流が流れる１つ又は複数のスイッチングダイオード（Ｄ_ｏｐｅｎ）が設けられた電子インターフェースにおいて、前記スイッチングダイオード（Ｄ_ｏｐｅｎ）を通って流れるように設計された前記電流を前記スイッチングダイオードに供給することができる１つ又は複数の制御ダイオード（Ｄ_{ｍａｔｃｈ１}，Ｄ_{ｔｕｎｅ１}，Ｄ_{ｍａｔｃｈ２}，Ｄ_{ｔｕｎｅ２}，Ｄ_{ｔｕｎｅ３}，Ｄ_{ｔｕｎｅ４}）を備え、且つ前記制御ダイオード（Ｄ_{ｍａｔｃｈ１}，Ｄ_{ｔｕｎｅ１}，Ｄ_{ｍａｔｃｈ２}，Ｄ_{ｔｕｎｅ２}，Ｄ_{ｔｕｎｅ３}，Ｄ_{ｔｕｎｅ４}）は前記スイッチングダイオード（Ｄ_ｏｐｅｎ）に直接、又は１つ又は複数の追加の直列インピーダンスを通じて接続されることを特徴とする電子インターフェース。
2. 前記スイッチングダイオード（Ｄ_ｏｐｅｎ）の１つ又は複数はＰＩＮダイオードとして実装されることを特徴とする請求項１に記載の電子インターフェース。
3. 前記制御ダイオード（Ｄ_{ｍａｔｃｈ１}，Ｄ_{ｔｕｎｅ１}，Ｄ_{ｍａｔｃｈ２}，Ｄ_{ｔｕｎｅ２}，Ｄ_{ｔｕｎｅ３}，Ｄ_{ｔｕｎｅ４}）の１つ又は複数は、バラクタダイオードとして実装されると共に、前記送信プロセス時には導通し且つ前記受信プロセス時には静電容量として働くように接続されることを特徴とする請求項１又は２に記載の電子インターフェース。
4. 前記バラクタダイオード（Ｄ_{ｍａｔｃｈ１}，Ｄ_{ｍａｔｃｈ２}）の少なくとも１つは、整合のために使用されることができることを特徴とする請求項３に記載の電子インターフェース。
5. 前記バラクタダイオード（Ｄ_{ｔｕｎｅ１}，Ｄ_{ｔｕｎｅ２}，Ｄ_{ｔｕｎｅ３}，Ｄ_{ｔｕｎｅ４}）の少なくとも１つは、同調のために使用されることができることを特徴とする請求項３又は４に記載の電子インターフェース。
6. １つ又は複数のさらなる保護ダイオード（Ｄ_ＤＣ）が、１つ又は複数のスイッチングダイオード（Ｄ_ｏｐｅｎ）と逆並列に接続されることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電子インターフェース。
7. 前記電子インターフェースは、対称的に設計され、したがって回路が二重に設けられ且つ第２の回路部分のすべてのダイオードは極性が反転されるという点で２つの信号出力を有することを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の電子インターフェース。
8. 前記回路の直列接続された同一の電子構成要素の１つ又は複数は、単一の構成要素で置き換えられて、接地接続が省かれることを特徴とする請求項７に記載の電子インターフェース。
9. 各信号出力に対して１つの前置増幅器が設けられることを特徴とする請求項７又は８に記載の電子インターフェース。
10. 前記２つの信号出力は、前記信号が位相補正方式で組み合わされ、１つの前置増幅器だけに導かれるように設計されることを特徴とする請求項７又は８に記載の電子インターフェース。
11. 前記バラクタダイオード及び／又は同調ダイオードは、並列又は逆並列回路によって増やされることを特徴とする請求項７から１０のいずれか１項に記載の電子インターフェース。
12. 前記電子インターフェースは、１００Ｋ未満の温度で動作するように設計されることを特徴とする請求項１から１１のいずれか１項に記載の電子インターフェース。

Images