FR2988482A1 - Interface electronique pour resonateurs de reception rmn - Google Patents

Abstract

La présente invention concerne une interface électronique (10) entre un résonateur de réception RMN seule (RO) et un préamplificateur, qui est conçue pour adapter l'impédance du résonateur de réception RMN au préamplificateur pendant le processus de réception et pour ouvrir ou désaccorder le résonateur pendant le processus d'émission, une ou plusieurs diodes de commutation (D ) étant prévues pour ouvrir ou désaccorder le résonateur, lesquelles sont traversées par du courant pendant le processus d'émission, et qui est caractérisée en ce qu'une ou plusieurs diodes de commande (D , D ) sont prévues, au moyen desquelles le courant destiné à traverser les diodes de commutation peut être injecté dans celles-ci, et que les diodes de commande sont connectées aux diodes de commutation directement ou par l'intermédiaire d'une ou plusieurs impédances série supplémentaires.

Description

DESCRIPTION L'invention concerne une interface électronique entre un résonateur de réception RMN et au moins un préamplificateur pour adapter l'impédance du résonateur de réception RMN au préamplificateur pendant le processus de réception et pour ouvrir ou désaccorder le résonateur de réception RMN pendant le processus d'émission au moyen d'une ou plusieurs diodes de commutation, lesquelles sont alors traversées par du courant. Un tel agencement est connu de l'article « Cryogenic Varactor-Tuned 4-element Array and Cryostat for p.-MRI of Trabecular Bone in the Distal Tibia » de J. Wosik, K. 10 Nesteruk, M. R. Kamel, F. Ipl, L. Xue, A. C. Wright et F. W. Wehrli dans Proc. Intl. Soc. Mag. Reson. Med. 16 (2008) (= référence [1]). Dans la RMN, en particulier dans l'IRM, on utilise souvent des résonateurs pour la réception des signaux à haute fréquence. Ceux-ci sont souvent réalisés sous la forme de résonateurs de réception seule (en anglais "Receive-Only" / en français "uniquement de 15 réception", ci-après RO). De tels résonateurs sont utilisés, comme leur nom l'indique, exclusivement pour le processus de réception des signaux de RMN. Pendant le processus d'émission, les spins nucléaires sont excités par un résonateur d'émission séparé supplémentaire (résonateur TX). Ce type d'agencement convient en particulier pour la réalisation de réseaux de résonateurs RO dans l'IRM [4]. Pour le fonctionnement, le 20 résonateur RO doit être relié à un préamplificateur pour la mise en forme et l'amplification des signaux. Cela se fait, dans le mode de réalisation traité ici, au moyen d'interfaces électroniques. L'interface électronique pour. un tel résonateur RO doit remplir quatre fonctions principales : Premièrement : l'impédance de connexion (Al, A2 sur la fig. 1) du résonateur RO 25 doit être adaptée avec le moins de pertes possible à une deuxième impédance définie (points P1, P2 sur la fig. 1), c'est-à-dire qu'il faut effectuer une adaptation de bruit et de puissance du préamplificateur ou un compromis des deux. Cela est réalisé avec ou sans ligne intermédiaire. La transformation d'impédance est généralement désignée par « matching » ou adaptation.

Deuxièmement : en raison de la caractéristique de résonance du résonateur, le matching n'est possible qu'à une certaine fréquence. C'est pourquoi la fréquence de résonance doit pouvoir être accordée sur la fréquence co des signaux de RMN. Cet ajustement de fréquence est généralement désigné par « tuning » ou accord.

Les deux termes ci-dessus sont souvent aussi désignés ensemble par « adaptation d'impédance » ou « adaptation » tout court. Troisièmement : du fait du couplage pratiquement inévitable entre le résonateur RO et le résonateur TX, une tension est induite dans l'inductance L (voir fig. 1) du résonateur RO pendant le processus d'émission. Sans autres mesures, celle-ci entraînerait un courant induit résonant et donc très élevé dans L, lequel aurait un effet rétroactif négatif sur le champ Bi du dispositif RMN dans l'environnement du résonateur RO. Pour empêcher cela, il faut « désaccorder » le résonateur RO pendant le processus d'émission. Ce processus désigné généralement par « désaccord » peut être réalisé par une « ouverture » du résonateur RO, c'est-à-dire par connexion d'une impédance supplémentaire (typiquement une inductance) en parallèle sur C de façon que l'impédance totale résultante aux bornes de L (Al, A2 sur la fig. 1) devienne très élevée (circuit oscillant parallèle de C et de l'impédance supplémentaire) par rapport à wL. De cette manière, une tension induite dans L ne génère qu'un courant négligeable dans L et donc dans le résonateur RO. Il existe cependant aussi des agencements qui, au lieu d'ouvrir le résonateur RO 20 (comme dans [1]), décalent seulement sa fréquence de résonance (comme dans [2] et [3]), ce qui conduit à un courant induit réduit mais toujours significatif dans le résonateur RO pendant le processus d'émission. Quatrièmement : il faut tenir compte du fait que lors de l'émission, l'interface électronique ainsi que le préamplificateur suivant doivent être protégés contre la destruction. 25 Si on souhaite réaliser d'une manière simple la transformation d'impédance d'un résonateur RO dans le cas d'une charge variable (typiquement par une variation de la charge due à l'objet à mesure (= échantillon), la position, la taille ou bien les propriétés à haute fréquence changeant pour le même échantillon ou bien par changement d'échantillon), une possibilité très élégante consiste à utiliser des diodes varactors au lieu de condensateurs fixes ou de condensateurs variables mécaniques. Il est possible de faire varier leur capacité électroniquement par une tension continue. Des dispositifs connus, tels que décrits par exemple dans [1], sont composés d'un réseau électronique de diodes varactors, de diodes PIN, d'inductances et de capacités. La fig. 4 représente un schéma d'un tel agencement avec l'interface électronique 40. L'accord du résonateur RO est réglé au moyen d'une diode varactor (Dame) et d'une tension DC UT correspondante. Le potentiel DC est amené à la diode varactor par deux bobines (RFC1, RFC2). Le matching est effectué dans cet agencement par deux autres diodes varactors (Dmatchl, Dmatch2) qui sont commandées par une tension DC UM. Le potentiel DC est également amené par deux bobines (RFC3, RFC4). Il est souhaitable de maintenir les potentiels aussi symétriques que possible par rapport à la masse haute fréquence pour minimiser les courants de fuite capacitifs et donc les couplages indésirables avec les résonateurs RO voisins. Par « symétrique », on entend généralement un potentiel antisymétrique, de sorte qu'il n'existe à des points de symétrie aucun potentiel qui puisse provoquer des courants de mode commun. A titre d'exemple, l'agencement selon l'invention sur la fig. 1 n'est pas du tout symétrique dans ce sens. L'agencement connu sur la fig. 4 n'est symétrique que dans une mesure limitée puisque la connexion au préamplificateur (RX) s'effectue de manière asymétrique. Les agencements des figures 2 ou 3 sont par contre en grande partie symétriques. L'ouverture du circuit oscillant est réalisée dans l'état de la technique selon le document [1] au moyen de deux diodes PIN (Dopent, Dopent). Cela couple l'inductance L' en parallèle sur le condensateur du résonateur RO. Vue de l'inductance L du résonateur RO, l'impédance du circuit connecté (circuit oscillant parallèle L' et C) apparaît maintenant beaucoup plus élevée (par rapport à l'impédance coL), ce qui a pour conséquence que presque plus aucun courant ne peut circuler à travers l'inductance L et le résonateur RO apparaît donc comme « ouvert ».

Cet agencement connu selon la fig. 4 a les inconvénients suivants : 1. Les bobines (RFC1, RFC2) sont reliées dans cet agencement directement aux deux points du résonateur RO et l'amortissent davantage, ce qui peut entraîner de fortes pertes de sensibilité, notamment en cas de très hautes qualités du résonateur RO (en particulier avec un résonateur RO refroidi cryogéniquement ou même supraconducteur, [1]). La référence [1] traite cependant justement d'un résonateur cryogénique, même équipé de bobines HTS qui présentent une qualité très élevée et sont donc très sensibles à un amortissement indésirable par le circuit. 2. Du fait que les diodes PIN sont traversées par du courant, un courant DC 10 s'écoule vers la masse à travers l'inductance L du résonateur RO. Ce courant génère localement autour du résonateur une inhomogénéité Bo qui peut avoir des conséquences gênantes dans la RMN et l'IRM. 3. Un tel agencement n'offre qu'une protection insuffisante contre la destruction des diodes varactors. En cas de fort champ externe B1, une tension élevée est induite dans 15 l'inductance L du résonateur RO, laquelle est appliquée pour une partie principale directement via la diode Dtune et légèrement affaiblie via les diodes Dmatch 1 et Dmatch2- Dans un autre agencement - tel que décrit par exemple dans la référence [2] (non représenté ici sur une figure) - une adaptation électronique est également obtenue au moyen de diodes varactors. Cet agencement aussi a des inconvénients : 20 1. Ici aussi, les signaux de commande sont connectés via des bobines à des points à haute impédance, ce qui entraîne un amortissement du résonateur RO pendant le processus de réception. 2. Le résonateur RO n'est pas ouvert pendant le processus d'émission, sa fréquence de résonance est seulement décalée. Cela a pour conséquence que, du fait de la 25 tension induite dans les inductances Lcoll du résonateur RO pendant le processus d'émission, un courant indésirable non négligeable circule toujours dans celles-ci et donc que le champ B1 est ici aussi affecté par rétroaction.

Dans encore un autre agencement selon la référence [3] (également non représenté sur une figure), un circuit certes symétrique est représenté. Mais cet agencement a également de graves inconvénients : 1. Le circuit ne contient pas de mesures efficaces pour ouvrir le résonateur, mais désaccorde seulement celui-ci, de sorte que des courants toujours significatifs circulent dans la bobine de réception pendant un processus d'émission. 2. En outre, aucune des diodes varactors n'est protégée contre la surtension et celles-ci sont détruites à partir d'une certaine tension induite dans la bobine de réception. Tout l'agencement fonctionne par conséquent, comme déjà mentionné dans le 10 titre du document, seulement pour accorder la bobine d'émission, seules de faibles puissances étant utilisées et tolérées. Le circuit n'offre aucune protection contre les puissances d'émission du résonateur TX et semble donc inutilisable pour le fonctionnement effectif. Dans encore un autre agencement selon la référence [5] (également non représenté sur une figure), un circuit de désaccord passif avec une linéarité améliorée est décrit. Cet 15 agencement ne nécessite pas de courant de polarisation externe pour le désaccord. Le courant de polarisation est obtenu par redressement à partir du signal RF induit par le résonateur TX dans le résonateur RO. L'agencement a toutefois les inconvénients suivants : 1. Le désaccord ne fonctionne pas avec de très petits signaux d'émission et un couplage a lieu entre le résonateur RO et le résonateur TX. 20 2. L'agencement n'a pas de transformation d'impédance pour l'adaptation au préamplificateur, cela doit être résolu séparément. L'agencement n'est donc pas, à proprement parler, une interface entre résonateur RO et préamplificateur. Face à cette situation, la présente invention a pour but d'améliorer, avec des moyens techniques aussi simples et économiques que possible, un dispositif du type décrit 25 dans l'entrée en matière en ce sens que, pendant le processus de réception, l'impédance du résonateur RO soit adaptée avec le moins de pertes possible à l'impédance nécessaire du préamplificateur ou de la ligne. Ce faisant, les autres conditions nécessaires (voir ci-dessus sous « Deuxièmement » à « Quatrièmement ») doivent être remplies. En particulier, il faut que l'adaptation soit ajustable pendant le processus de réception et que, pendant le processus d'émission, le courant provoqué par le champ B1 du résonateur d'émission dans l'inductance du résonateur RO soit minimisé et que tous les composants soient protégés contre la destruction.

Cette tâche complexe est résolue d'une manière étonnamment simple et néanmoins efficace en prévoyant une ou plusieurs diodes de commande au moyen desquelles le courant destiné à traverser les diodes de commutation peut être injecté dans celles-ci, et que lesdites une ou plusieurs diodes de commande sont connectées aux diodes de commutation directement ou par l'intermédiaire d'une ou plusieurs impédances série supplémentaires.

On obtient ainsi une adaptation à faibles pertes, les autres exigences (« Deuxièmement » à « Quatrièmement ») étant également satisfaites. Dans une forme de réalisation particulièrement préférée de l'invention, une ou plusieurs des diodes de commutation sont réalisées sous la forme de diodes PIN. Cela a l'avantage que le désaccord est indépendant de la puissance d'émission étant donné que la 15 diode PIN se comporte pour le signal RF comme une très petite résistance linéaire. Sont considérées comme particulièrement avantageuses des formes de réalisation de l'interface électronique selon l'invention qui se caractérisent par le fait qu'une ou plusieurs des diodes de commande sont réalisées sous la forme de diodes varactors et couplées de façon à conduire pendant le processus d'émission et à fonctionner comme une capacité pendant le 20 processus de réception. Cela permet, à l'aide des mêmes signaux de commande, d'une part d'ouvrir le résonateur RO, d'autre part, par inversion de polarité des signaux de commande, d'adapter l'impédance du résonateur RO au préamplificateur et d'accorder la fréquence de résonance. Dans des développements avantageux de ces formes de réalisation, au moins une 25 des diodes varactors (Dmatchl I Dmatch2) est conçue de manière à pouvoir être utilisée pour l'adaptation. On obtient ainsi une adaptation de l'impédance du résonateur RO au préamplificateur.

En outre, dans d'autres développements des formes de réalisation définies ci-dessus, au moins une des diodes varactors peut être utilisée pour l'accord, la fréquence de résonance du résonateur RO pouvant alors être accordée sur la fréquence centrale des signaux de RMN.

D'autres formes de réalisation avantageuses de l'invention se caractérisent par le fait qu'une ou plusieurs diodes de protection sont couplées en antiparallèle sur une ou plusieurs diodes de commutation. De cette manière, les diodes de commutation bénéficient d'une protection supplémentaire contre la surcharge, en particulier contre les potentiels DC indésirables qui peuvent être produits par des effets de redresseur dans les diodes PIN aux puissances élevées. Sont également considérées comme particulièrement avantageuses des formes de réalisation de l'interface électronique selon l'invention dans lesquelles le dispositif est réalisé symétriquement et possède donc deux sorties de signaux, le circuit étant présent en double et la polarité de toutes les diodes étant inversée dans la deuxième partie de circuit. Cela permet de réduire les couplages de et vers les composants voisins. Dans des développements préférés de ces formes de réalisation, un ou plusieurs des composants électroniques identiques du circuit couplés en série sont remplacés par un seul de ces composants en supprimant une connexion de terre, ce dont il résulte l'avantage que moins de ces composants sont nécessaires et que, de ce fait, leurs résistances de perte série sont plus petites. Une classe de développements des formes de réalisation définies ci-dessus se caractérise par le fait qu'il est prévu un préamplificateur pour chaque sortie de signaux. Cela permet d'amplifier sans distorsion des signaux beaucoup plus forts. Dans une classe de développements alternative à la précédente, les deux sorties de 25 signaux sont conçues de façon que les signaux soient combinés de manière correcte en phase et menés vers un seul préamplificateur. Cela permet une structure symétrique de l'interface et néanmoins le moins possible de composants actifs à proximité immédiate du résonateur RO.

L'invention peut encore être améliorée en multipliant les diodes varactors et/ou les diodes d'accord par des circuits parallèles ou antiparallèles. De cette manière, les zones d'accord et d'adaptation peuvent être agrandies et/ou adaptées au résonateur RO respectif Enfin, dans des formes de réalisation particulièrement préférées, l'interface électronique selon l'invention est conçue pour fonctionner à des températures inférieures à 100 K, ce qui permet de réaliser l'interface à proximité immédiate du résonateur RO également refroidi et d'augmenter ainsi la sensibilité de l'agencement. D'autres avantages de l'invention résultent de la description et des dessins. Les caractéristiques mentionnées ci-dessus et celles exposées ci-après peuvent être utilisées isolément ou en combinaisons quelconques. Les formes de réalisation montrées et décrites ne sont pas à comprendre comme une énumération exhaustive, mais plutôt comme des exemples destinés à illustrer l'invention. Sont montrés : fig. 1 un schéma électrique simplifié d'une variante particulièrement simple du dispositif selon l'invention ; fig. 2 une forme de réalisation symétrique simple du dispositif selon l'invention ; fig. 3 une variante symétrique plus complexe du dispositif selon l'invention et fig. 4 une interface électronique selon l'état de la technique selon la référence [1]. Des exemples de réalisation spéciaux de l'invention sont décrits ci-après à l'aide des figures 1, 2 et 3. La fig. 1 représente un schéma simplifié de l'interface électronique 10 selon l'invention. La caractéristique remarquable est l'injection à faibles pertes des signaux de commande pour les diodes varactors et PIN à des points «à basse impédance », c'est-à-dire à des points ayant une faible impédance en HF, comme expliqué dans la suite.

L'accord du résonateur RO s'effectue au moyen d'une diode varactor Dtune 1 . La tension de blocage correspondante pour commander la capacité de la diode varactor est injectée via la résistance Ru. Le condensateur Ck sert de court-circuit à la haute fréquence au point d'injection. Cette injection s'effectue donc à un point ayant une faible impédance en HF et ne charge ainsi presque pas le résonateur RO. Seule la résistance Rs1 est connectée à un point à haute impédance du résonateur RO. La résistance Rs1 sert seulement à définir le potentiel DC à l'anode de Dtunel et peut de ce fait avoir une valeur ohmique très élevée (dans le domaine du mégohm), de sorte que le résonateur RO n'est pas chargé significativement.

L'adaptation est effectuée par une autre diode varactor Dmatchl- La tension de blocage UM+ servant à commander la capacité de la diode est amenée depuis le côté à faible valeur ohmique (connexion P1, P2, ligne vers RX, p. ex. 50 ohms) via les bobines RFC1. Cela évite une charge supplémentaire sur le résonateur RO. Pour ouvrir le résonateur, un court-circuit est produit avec la diode de commutation Dopen, de sorte que la bobine LI, est à présent couplée en parallèle sur C. Un circuit oscillant parallèle à haute impédance (L1, et C) est maintenant connecté à l'inductance L du résonateur RO. Même en cas de fort champ B1 externe, provoqué par le résonateur d'émission, un courant presque nul circule dans la bobine L. De ce fait, le champ B1 produit par le résonateur TX n'est pas influencé. Le condensateur de couplage Ckl, qui sert seulement au découplage DC des composants se trouvant à sa gauche sur la figure, constitue un court-circuit du point de vue HF, respectivement peut être compensé par l'inductance L1,, et peut être négligé pour les considérations HF. Le passage de courant à travers la diode de commutation Dopera est de préférence obtenu en inversant la polarité de la tension d'adaptation UM+. Un courant circule de ce fait à travers Dopen, Dmatchl et RFC1. La diode varactor Dtunei peut aussi être traversée par du courant lors du processus d'émission en inversant la polarité de la tension d'accord et ainsi provoquer « l'ouverture » du résonateur RO. De manière avantageuse, lors du processus d'émission, les deux diodes varactors sont traversées par du courant, ce dont il résulte le plus grand courant possible sur la diode Dopen, ce qui, dans le cas d'une diode PIN, entraîne une résistance HF plus faible. Un courant de beaucoup d'ampères peut circuler dans la diode de commutation Dopen pendant le processus d'émission. On utilise en général une diode PIN comme diode de commutation. Bien qu'une diode PIN soit généralement considérée comme une résistance haute fréquence commandable, un effet de redresseur peut se produire à partir de certaines intensités de courant HF ou en cas d'absence du courant de commande, en particulier par charge du condensateur Ckl à la valeur de crête pendant la demi-onde négative. Pendant la demi-onde positive suivante, la diode Dom, est alors soumise au double de la tension de crête, ce qui peut entraîner sa destruction. Pour empêcher cela, une diode de protection Dix peut être couplée en antiparallèle sur la diode PIN Doper,. Tout le circuit est ainsi protégé contre la destruction par des potentiels élevés même en cas d'absence totale du courant de commande. La fig. 2 représente une réalisation symétrique simple de l'interface électronique 20 selon l'invention. Elle est obtenue par mise en miroir du circuit selon la fig. 1 et a été simplifiée en remplaçant les composants identiques qui y sont couplés en série par un seul à chaque fois, et cela en supprimant la connexion de terre. Les caractéristiques particulières sont l'injection à faibles pertes des signaux de commande pour les diodes varactors et les diodes de commutation à des points à basse impédance, ce qui minimise ici aussi les pertes, ainsi que la symétrie du circuit qui permet de minimiser les couplages (en particulier capacitifs) avec les éléments voisins (par exemple d'autres résonateurs RO). L'accord du résonateur RO s'effectue au moyen de deux diodes varactors Dtunei et Dtune2- La tension de blocage correspondante pour commander la capacité des diodes varactors est injectée via le condensateur Ck qui constitue un court-circuit pour la haute fréquence. Cette injection s'effectue, en raison de la structure symétrique et du court-circuit en HF de Ck, à un point à basse impédance avec un potentiel HF pratiquement insignifiant et ne charge ainsi presque pas le résonateur RO. Seules les deux résistances Rs1 et Rs2 sont connectées à des points à haute impédance du résonateur RO. Ces résistances servent seulement à définir le potentiel DC à l'anode de Dtune t respectivement à la cathode de Dtune2, et peuvent de ce fait avoir une valeur ohmique très élevée (dans le domaine du mégohm), de sorte que le résonateur RO n'est pas chargé en plus.

L'adaptation est effectuée par deux autres diodes varactors Dmatchl et Dmatch2- Les tensions de blocage UM+ et UM_ servant à commander la capacité des diodes sont amenées depuis le côté à faible valeur ohmique (connexion Pl, P2, ligne vers RX, p. ex. 50 ohms) via deux bobines RFC1, RFC2. Cela évite une charge supplémentaire sur le résonateur RO.

Pour ouvrir le résonateur, un court-circuit est produit avec la diode de commutation Dopen, de sorte que les deux bobines (couplage en série de L1' et L2') sont à présent couplées en parallèle sur C. Un circuit oscillant parallèle à haute impédance (L1 ,-FL2, et C) est maintenant connecté à l'inductance L du résonateur RO. Même en cas de fort champ BI externe, provoqué par le résonateur d'émission, un courant presque nul circule dans la bobine L. De ce fait, le champ B1 produit par le résonateur TX n'est pas influencé. Les deux condensateurs de couplage Ckl et Ck2 qui servent seulement au découplage DC des composants se trouvant à leur gauche, constituent un court-circuit du point de vue HF, respectivement peuvent être compensés par les inductances LI, et L2' et peuvent donc être négligés pour les considérations HF.

Le passage de courant à travers la diode de commutation Dope, est obtenu d'une part en inversant la polarité de la tension d'adaptation UM+, UM_. Un courant circule de ce fait à travers RFC2 -> Dmatch2 -> Dopen -> Dmatchl -> RFC1. D'autre part, les deux diodes varactors peuvent aussi être traversées par du courant par inversion de polarité de la tension d'accord et provoquent aussi « l'ouverture » du résonateur RO.

De manière avantageuse, dans le cas d'émission, toutes les diodes varactors sont traversées par du courant, de sorte qu'il en résulte le plus grand courant possible sur la diode Dopen. La fig. 3 représente enfin une variante plus détaillée de l'interface électronique 30 selon l'invention.

Des diodes supplémentaires Dcmi, Dcm2 permettent de protéger en plus le circuit contre d'autres tensions en mode commun pouvant survenir. Ces diodes peuvent également être polarisées en sens inverse à celui représenté sur la fig. 3.

Pour agrandir la plage d'accord, il est possible de coupler d'autres diodes varactors (non représentées ici) directement en parallèle sur celles existantes (Dtunel, Dtune2) OU bien d'implémenter plusieurs fois toute la branche (en montage parallèle ou antiparallèle, sur la fig. 3). Une telle branche avec les diodes varactors Dtune3, Dtune4, qui sont couplées en antiparallèle sur la première branche (Dtunel, Dtune2), augmente non seulement la plage d'accord, mais aussi la linéarité pendant le processus de réception. Si, d'autre part, une diminution de la plage d'accord et/ou de la plage d'adaptation est souhaitée, cela peut être obtenu par des couplages en parallèle et/ou série supplémentaires (en tenant compte des potentiels DC) de condensateurs fixes (non représenté sur la fig. 3).

Selon la pratique dans les systèmes de réception d'IRM, des parties ou l'ensemble du faisceau d'alimentation peuvent être équipés de filtres de mode commun (baluns B) pour réduire les courants en mode commun indésirables dans les lignes d'alimentation. La transmission vers le préamplificateur RX peut s'effectuer symétriquement ou asymétriquement. Dans ce dernier cas, un symétriseur (p. ex. la ligne TL d'une longueur électrique de 180 degrés) est nécessaire. Tout le circuit qui, pour éviter de longues lignes vers le résonateur RO et les pertes HF inutiles qui vont de pair, devrait se trouver à proximité immédiate du résonateur RO, peut, avec les circuits selon l'invention (figures 1 à 3), être très fortement intégré et réalisé sur très peu de place car il ne nécessite pas de bobines, lesquelles sont encombrantes et peuvent présenter elles-mêmes, en l'absence de contre-mesures, des couplages indésirables avec le résonateur TX. Cela permet de réaliser des réseaux RO robustes et efficaces. L'interface électronique selon l'invention est particulièrement adaptée à l'utilisation avec des résonateurs RO refroidis cryogéniquement et même supraconducteurs. La commande entièrement électrique de l'accord et de l'adaptation est ici remarquablement avantageuse car l'accès mécanique aux systèmes cryogéniques en fonctionnement est en général fortement restreint (p. ex. accès aux condensateurs variables). Par températures cryogéniques, nous entendons des températures inférieures à 100 K, en particulier inférieures à 77 K (= LN2). Des températures plus basse sont cependant possibles aussi et peuvent descendre jusqu'à 4,2 K (= LHe) pour un coût raisonnable. Mais aussi des températures quelconques intermédiaires peuvent être facilement atteintes et sont courantes avec un dispositif de refroidissement approprié (cryorefroidisseur). De tels résonateurs RO présentent des qualités très élevées qui, avec les circuits selon l'état de la technique utilisés jusqu'ici, étaient amortis inutilement fortement, de sorte qu'une part considérable du gain de qualité était perdue par des interfaces électroniques selon l'état de la technique. L'interface électronique selon l'invention contourne ce problème d'une manière élégante et efficace, et permet de réaliser des agencements praticables et très efficaces avec des résonateurs RO cryogéniques ou supraconducteurs. L'interface électronique est avantageusement également utilisée à des températures cryogéniques pour minimiser encore les pertes électriques ainsi que les puissances de bruit indésirables qui surviennent à cette occasion. Grâce à l'invention, l'impédance du résonateur est donc adaptée quasiment sans pertes à l'impédance nécessaire du préamplificateur ou de la ligne pendant le processus de réception. En particulier, l'adaptation est ajustable pendant le processus de réception et, pendant le processus d'émission, le courant provoqué par le champ Bi du résonateur d'émission dans l'inductance du résonateur est minimisé et tous les composants sont protégés contre la destruction. Les publications de la liste de références suivante ont été citées dans la présente description : [1] J. Wosik, K. Nesteruk, M. R. Kamel, F. Ipl, L. Xue, A. C. Wright, and F. W. Wehrli « Cryogenic Varactor-Tuned 4-element Array and Cryostat for 1.1-MRI of Trabecular Bone in the Distal Tibia » Proc. Intl. Soc. Mag. Reson. Med. 16 (2008) [2] B. L. Beck, S. Wu, W. J. Turner, R. Bashirullah, and T. H. Mareci « High Q Reactive Network for Automatic Impedance Matching » Proc. Intl. Soc. Mag. Reson. Med. 19 (2011) [3] EP 0 315 382 A2 [4] P.B. Roemer, W.A. Edelstein, C.E. Hayes, S.P. Souza, O.M. Mueller « The NMR Phased Array » Magnetic Resonance in Medicine 16, 192-225 (1990) [5] US 6,850,067 B1

Claims (12)

1. REVENDICATIONS1. Interface électronique (10 ; 20 ; 30) entre un résonateur de réception RMN seule (RO) et au moins un préamplificateur, laquelle est conçue, d'une part, pour adapter l'impédance du résonateur de réception RMN (RO) au préamplificateur pendant le processus de réception et, d'autre part, pour ouvrir ou désaccorder le résonateur de réception RMN (RO) pendant le processus d'émission, une ou plusieurs diodes de commutation (Dopen) étant prévues pour ouvrir ou désaccorder le résonateur de réception RMN (RO), lesquelles sont traversées par du courant pendant le processus d'émission, caractérisée en ce qu'une ou plusieurs diodes de commande (Dmatchl, Dtunel, Dmatch2, Dtune2, Dtune3, Dtune4) sont prévues, au moyen desquelles le courant destiné à traverser les diodes de commutation (Dom) peut être injecté dans celles-ci, et que lesdites une ou plusieurs diodes de commande (Dmatchl, Dtunel, Dmatch2, Dtune2, Dtune3, Dtune4) sont connectées aux diodes de commutation (Dopen) directement ou par l'intermédiaire d'une ou plusieurs impédances série supplémentaires.
2. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'une ou plusieurs des diodes de commutation (Dopen) sont réalisées sous la forme de diodes PIN.
3. 3. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'une ou plusieurs des diodes de commande (Dmatchl Dtunel, Dmatch2, Dtune2, Dtune3, Dtune4) sont réalisées sous la forme de diodes varactors et couplées de façon à conduire pendant le processus d'émission et à fonctionner comme une capacité pendant le processus de réception.
4. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'au moins une des diodes varactors (D match 1 , Dmatch2) est utilisable pour l'adaptation.
5. 5. Dispositif selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce qu'au moins une des diodes varactors (Dtunel, Dtune2, Dtune3, Dtune4) est utilisable pour l'accord.
6. 6. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'une ou plusieurs diodes de protection (Dix) sont couplées en antiparallèle sur une ou plusieurs diodes de commutation (Dopen).
7. 7. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le dispositif est réalisé symétriquement et possède donc deux sorties de signaux, le circuit étant présent en double et la polarité de toutes les diodes étant inversée dans la deuxième partie de circuit.
8. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'un ou plusieurs des composants électroniques identiques du circuit couplés en série sont remplacés par un seul de 10 ces composants en supprimant une connexion de terre.
9. 9. Dispositif selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce qu'il est prévu un préamplificateur pour chaque sortie de signaux.
10. 10. Dispositif selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que les deux sorties de signaux sont conçues de façon que les signaux soient combinés de manière correcte en 15 phase et menés vers un seul préamplificateur.
11. 11. Dispositif selon une des revendications 7 à 10, caractérisé en ce que les diodes varactors et/ou les diodes d'accord sont multipliées par des circuits parallèles ou antiparallèles.
12. 12. Dispositif selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le 20 dispositif est conçu pour fonctionner à des températures inférieures à 100 K.