JP5494911B2 - Ring oscillator - Google Patents
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Description
本発明は、発振周波数を制御できるリングオシレータに係り、特に自己妨害波の影響を低減できるリングオシレータに関する。 The present invention relates to a ring oscillator that can control the oscillation frequency, about the Ringuoshire data, particularly can reduce the effects of self-interference wave.
近年、集積化の流れの中でLSI(Large Scale Integration:大規模集積回路)にオシレータ回路を含むPLL(Phase locked Loop)回路を内蔵する場合が多くなっている。LSIに内蔵されるオシレータ回路としては、外部にループフィルタなどを必要としないリングオシレータが多く採用されている。このリングオシレータの長所は、他の発振器と異なりコイルが不要で、増幅器相当の回路で構成できるため、集積回路として集積しやすいことである。 In recent years, in the flow of integration, there are many cases where a PLL (Phase locked Loop) circuit including an oscillator circuit is incorporated in an LSI (Large Scale Integration). As an oscillator circuit built in an LSI, a ring oscillator that does not require an external loop filter or the like is often used. The advantage of this ring oscillator is that, unlike other oscillators, no coil is required and it can be configured as a circuit equivalent to an amplifier, and therefore it is easy to integrate as an integrated circuit.
リングオシレータは、全体として負のゲインを持つ複数個の遅延要素をリング状に結合して構成される。典型的な例としては、奇数段のインバータゲート(NOTゲート)により構成される。各インバータゲートの出力がチェーン状に次段のインバータゲートに入力され、最終段のインバータゲートの出力は初段のインバータゲートに入力され、全体としてリング構造になっている。さらにリングオシレータを構成するインバータゲートの電源バイアス電圧を制御することで、インバータゲートの遅延時間を制御し、リングオシレータの発振周波数を可変することができる(遅延時間を短くすれば発振周波数は高くなる)。このようにインバータゲートの電源バイアス電圧を制御した周波数可変型VCO(Voltage Controlled Oscillator:電圧制御発振器)として用いられることも多い。 The ring oscillator is configured by coupling a plurality of delay elements having a negative gain as a whole in a ring shape. A typical example is an odd-numbered inverter gate (NOT gate). The output of each inverter gate is input to the next-stage inverter gate in a chain form, and the output of the final-stage inverter gate is input to the first-stage inverter gate, which has a ring structure as a whole. Furthermore, by controlling the power supply bias voltage of the inverter gate constituting the ring oscillator, the delay time of the inverter gate can be controlled and the oscillation frequency of the ring oscillator can be varied (the oscillation frequency becomes higher if the delay time is shortened). ). In this way, it is often used as a frequency variable type VCO (Voltage Controlled Oscillator) in which the power supply bias voltage of the inverter gate is controlled.
一方、リングオシレータの弱点として、論理反転回路(インバータゲート)や反転増幅器の位相ずれや電源電圧の変動やノイズによる遅延時間の変動で発振周波数が変動してしまうことが挙げられる。対策として、位相同期回路により補償する。これによって、電源電圧の変動についても位相同期回路によって常に電源変動による発振周波数の変動に追従することで解消される。一般にPLL回路は、リングオシレータと位相同期回路とを備え、位相同期回路により発振周波数を安定化させることで安定動作する。 On the other hand, the weak point of the ring oscillator is that the oscillation frequency fluctuates due to the phase shift of the logic inverting circuit (inverter gate) and the inverting amplifier, the fluctuation of the power supply voltage, and the fluctuation of the delay time due to noise. As a countermeasure, compensation is performed by a phase synchronization circuit. As a result, the fluctuation of the power supply voltage can be solved by always following the fluctuation of the oscillation frequency due to the fluctuation of the power supply by the phase synchronization circuit. In general, a PLL circuit includes a ring oscillator and a phase synchronization circuit, and operates stably by stabilizing the oscillation frequency by the phase synchronization circuit.
リングオシレータに関する先行特許文献として、下記特許文献がある。特許文献1(特開平6−232703号公報)には、複数のインバータゲートからなる内部発振回路において、接続セレクタによりインバータゲートの接続段数を選択する技術が開示されている。特許文献2(特開平8−307220号公報)には、複数のインバータゲートからなる内部発振回路のインバータゲートの接続段数を切り替えることで昇圧回路のポンピング周波数を可変する技術が開示されている。特許文献3(特開2006−261833号公報)には、供給される電源電流が相反する方向に変化する高速パス増幅器と低速パス増幅器とを並列接続し、この増幅器の出力段にさらに低域通過フィルタを設けることで発振周波数の広域部のばらつきを抑制したリング発振器が開示されている。 There are the following patent documents as prior patent documents related to the ring oscillator. Japanese Patent Laid-Open No. 6-232703 discloses a technique for selecting the number of inverter gates connected by a connection selector in an internal oscillation circuit composed of a plurality of inverter gates. Japanese Patent Laid-Open No. 8-307220 discloses a technique for changing the pumping frequency of a booster circuit by switching the number of inverter gate connection stages of an internal oscillation circuit composed of a plurality of inverter gates. In Patent Document 3 (Japanese Patent Laid-Open No. 2006-261833), a high-speed pass amplifier and a low-speed pass amplifier whose supplied power supply current changes in opposite directions are connected in parallel, and a low-pass signal is further passed to the output stage of this amplifier. A ring oscillator is disclosed in which a filter is provided to suppress variations in a wide area of the oscillation frequency.
上記したように最近のLSIは、オシレータ回路を含むPLL回路を内蔵し、そのオシレータ回路としてリングオシレータが多く採用されている。さらに、IBMは、2006年に1個の単層カーボンナノチューブ(CNT:Carbon Nanotube)分子の回りに、完全なICを初めて構築したと発表している。その発表によれば、リングオシレータ回路を試作したもので、通常の半導体プロセスと、この回路の全部品のベースとなる単一分子のカーボンナノチューブを使って製造したという。リングオシレータ回路は、このように単純な回路で構成可能なため、将来はますます採用されることが多くなると期待されている。 As described above, recent LSIs incorporate a PLL circuit including an oscillator circuit, and a ring oscillator is often used as the oscillator circuit. In addition, IBM announced in 2006 that it was the first to build a complete IC around a single-walled carbon nanotube (CNT) molecule. According to the announcement, a ring oscillator circuit was prototyped and manufactured using normal semiconductor processes and single-molecule carbon nanotubes that serve as the base for all components of the circuit. Since the ring oscillator circuit can be configured with such a simple circuit, it is expected that it will be increasingly used in the future.
しかし、リングオシレータには、発振周波数の相数倍の逓倍高調波が発生するという弱点がある。このノイズは電磁ノイズとして空中伝播、ないしは電源、グランドなどを通じて導体伝播する。そのため電磁ノイズとして、FCC指令(Federal Communication Commission directive:米国)、R&TTE指令(Radio & Telecommunication Terminal Equipment directive:欧州 )、ARIB(Association of Radio Industries and Businesses:日本)などの各種EMC規格(Electro-Magnetic Compatibility standards)に無線装置が抵触する原因になるだけでなく、受信周波数と重なると、無線装置の受信波と自己妨害波が干渉を起こして無線装置の感度が劣化するという問題がある。 However, the ring oscillator has a weak point in that a multi-frequency harmonic having the number of phases of the oscillation frequency is generated. This noise propagates in the air as electromagnetic noise, or propagates through a conductor through a power source, ground, and the like. Therefore, various electromagnetic noise standards such as FCC Directive (Federal Communication Commission directive: USA), R & TTE Directive (Radio & Telecommunication Terminal Equipment directive: Europe), ARIB (Association of Radio Industries and Businesses: Japan), etc. In addition to causing the wireless device to violate the standards), there is a problem that when the reception frequency overlaps, the received wave of the wireless device and the self-interfering wave interfere with each other and the sensitivity of the wireless device deteriorates.
例えば、最近の携帯電話機は多くの機能を備え、複数のLSIが搭載され、その機器内で使用される周波数も可変である。そのためLSI内部のリングオシレータからの高調波ノイズの周波数と機器内で使用される受信周波数とが重なると、高調波ノイズが自己妨害波となり、干渉を起こし機器の受信感度が劣化するという問題が発生する。この問題は、機器内EMC(自家中毒)と呼ばれ、非常に大きな問題としてクローズアップされ、その対策が必要になっている。 For example, recent mobile phones have many functions, are equipped with a plurality of LSIs, and the frequency used in the device is variable. For this reason, if the frequency of harmonic noise from the ring oscillator inside the LSI overlaps with the reception frequency used in the device, the harmonic noise becomes a self-interfering wave, causing interference and degrading the reception sensitivity of the device. To do. This problem is referred to as in-device EMC (self-poisoning), which has been highlighted as a very large problem, and countermeasures are required.
図12に、送信局11と通信する無線装置20の構成図を示す。無線装置20は、アンテナ21、電力増幅部22、周波数変換部23、ベースバンド部24、制御部25、局部発振器(VCO)27を備え、送信局11からの受信波を受信できる。しかし、最近の無線装置は多くの機能を備え、送受信回路の他に、例えば図12に示すようなリングオシレータ9を備えたPLL回路10をさらに備えている。この場合リングオシレータ9からの高調波ノイズと無線装置の送受信周波数が重なった場合には、高調波ノイズが妨害波となり、無線装置の送受信感度を劣化させることになる。
FIG. 12 shows a configuration diagram of the
このリングオシレータの構成例を、図13に示す。図13Aにはリングオシレータを用いたPLL回路10のブロック構成図、図13Bには、リングオシレータの各部のタイミングと電源電流波形を示す。PLL回路10は、位相検出器(PD)1、チャージポンプ回路(CP)2、低域通過フィルタ(LBP)3、分周器4、リングオシレータ9から構成されている。リングオシレータ9は、インバータゲート5が7段チェーン状に結合されている。初段のインバータゲート5には最終段のインバータゲート5の出力Gが入力され、その出力を次段のインバータゲートに出力する。順次チェーン状に接続されたインバータゲートは、それぞれ出力B〜Fを後続段に出力する。最終段の出力Gがリング状に初段のインバータゲートに入力され、初段のインバータゲートは入力信号を反転して出力する。このようにインバータゲート7段分の遅延時間を半サイクルとする周期で発振することになる。
A configuration example of this ring oscillator is shown in FIG. FIG. 13A is a block diagram of the
リングオシレータ9からは、例えば周波数312MHzのクロック(Fck)が出力され、LSI内部のクロックとして分配されるとともに、分周器4に入力される。分周器4は、クロック(Fck)を1/12に分周した分周クロックを出力する。位相検出器1には、分周クロックと基準クロック(Fref=26MHz)が入力され、位相比較される。分周クロックと基準クロックとの位相比較結果は、チャージポンプ回路2に入力され、チャージポンプ回路2の出力電圧を制御する。チャージポンプ回路2の出力電圧は、低域通過フィルタ3で平滑化され、リングオシレータを構成するインバータゲート5の電源に供給される。
From the
位相検出器1において、分周クロックの位相が進んでいる場合には、チャージポンプ回路2の出力電圧を低く制御し、リングオシレータの発振周波数を低くする。逆に分周クロックの位相が遅れている場合には、チャージポンプ回路2の出力電圧を高く制御し、リングオシレータの発振周波数を高くする。このように位相検出器1からの制御信号によりチャージポンプ回路2の出力電圧を制御することで、リングオシレータの発振周波数を制御する。このように位相同期回路と組み合わせることで、リングオシレータの発振周波数を補償でき、安定動作するリングオシレータを用いたPLL回路が構成できる。
When the phase of the divided clock is advanced in the
このPLL回路では、リングオシレータを構成するインバータゲートの電源電流により高調波ノイズが発生する。例えばインバータゲートを用いたリングオシレータでは、インバータゲートの出力が、次々に反転する。インバータゲートは一般的にはCMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)構成であり、負荷トランジスタのPMOS(P-channel Metal Oxide Semiconductor )と、ドライブトランジスタのNMOS(N-channel Metal Oxide Semiconductor )からなる。 In this PLL circuit, harmonic noise is generated by the power supply current of the inverter gate constituting the ring oscillator. For example, in a ring oscillator using an inverter gate, the output of the inverter gate is inverted one after another. The inverter gate generally has a complementary metal oxide semiconductor (CMOS) configuration, and includes a PMOS (P-channel metal oxide semiconductor) as a load transistor and an NMOS (N-channel metal oxide semiconductor) as a drive transistor.
入力がハイレベルからローレベルに変化する場合は、出力がローレベルからハイレベルに変化する。このときは、NMOSが導通状態から非導通状態へ、PMOSが非導通状態から導通状態へ変化し、電源電圧からの電源電流により出力をハイレベルに引き上げる。この出力がローレベルからハイレベルに変化する場合には、PMOSによる電源電流がメーンであり、グランドへの電流は小さく、無視することができる。電源電流波形としては出力ハイレベル変化に対応して、図13Bに示すように最初の出力A、次に出力C、出力E、出力G、出力B、出力D、出力Fとそれぞれの出力レベル変化に対応してピーク電流が流れることになる。このとき流れる電源電流により高調波ノイズが発生し、電磁ノイズとして空中伝播、ないしは電源を通じて導体伝播する。 When the input changes from high level to low level, the output changes from low level to high level. At this time, the NMOS changes from the conductive state to the non-conductive state, and the PMOS changes from the non-conductive state to the conductive state, and the output is raised to a high level by the power supply current from the power supply voltage. When this output changes from the low level to the high level, the power supply current by the PMOS is the main, the current to the ground is small and can be ignored. The power supply current waveform corresponds to the output high level change, as shown in FIG. 13B, the first output A, then the output C, output E, output G, output B, output D, output F and the respective output level changes. A peak current flows in response to. Harmonic noise is generated by the power supply current flowing at this time, and propagates in the air as electromagnetic noise or through the conductor through the power supply.
一方、入力がローレベルからハイレベルに変化する場合は、出力がハイレベルからローレベルに変化する。このときは、PMOSが導通状態から非導通状態へ、NMOSが非導通状態から導通状態へ変化し、出力ハイレベルの電荷を放電させ、グランド電圧に引き下げる。このときNMOSによるグランド電流がメーンであり、電源からの電流は小さく、無視することができる。このときにグランドに流れるグランド電流により高調波ノイズを発生させる。この場合には、最初の出力B、次に出力D、出力F、出力A、出力C、出力E、出力Gとそれぞれの出力レベル変化に対応してピーク電流が流れることになる。一般的には電源電流のよる高調波ノイズがグランド電流による高調波ノイズより大きいことから、以後の説明は、電源電流側について説明する。 On the other hand, when the input changes from low level to high level, the output changes from high level to low level. At this time, the PMOS changes from the conductive state to the non-conductive state, and the NMOS changes from the non-conductive state to the conductive state, discharging the high-level output charge and pulling it down to the ground voltage. At this time, the ground current by NMOS is the main, and the current from the power source is small and can be ignored. At this time, harmonic noise is generated by the ground current flowing through the ground. In this case, the peak current flows corresponding to the first output B, then the output D, the output F, the output A, the output C, the output E, and the output G and the respective output level changes. In general, since the harmonic noise caused by the power supply current is larger than the harmonic noise caused by the ground current, the following description will be made on the power supply current side.
この電源電流による高調波ノイズは、インバータゲートの段数に相当する相数×発振周波数の周波数であり、電磁ノイズとして空中伝播、ないしは電源を通じて導体伝播する。図13において電源電流波形として示すように、相数7、発振周波数312MHzの場合には、7x312=2184MHzの高調波ノイズが発生する。従って機器内で周波数2184MHzが使用されている場合には、高調波ノイズ2184MHzが自己妨害波となり、2184MHz帯の無線装置の送受信波に干渉し、無線装置の送受信感度が劣化することになる。 The harmonic noise due to the power supply current is the number of phases corresponding to the number of stages of the inverter gate × the frequency of the oscillation frequency, and propagates in the air as electromagnetic noise, or propagates through the conductor through the power supply. As shown as a power supply current waveform in FIG. 13, when the number of phases is 7 and the oscillation frequency is 312 MHz, harmonic noise of 7 × 312 = 2184 MHz is generated. Therefore, when the frequency of 2184 MHz is used in the device, the harmonic noise 2184 MHz becomes a self-interfering wave, interferes with the transmission / reception wave of the 2184 MHz band wireless device, and the transmission / reception sensitivity of the wireless device deteriorates.
従来、電磁ノイズの空中伝播については該当LSI、回路部を金属ケースでシールドするなどの対策が考案されて来た。しかし、この対策はサイズ、コストなどの面でデメリットが多い。また、電源導体伝播については電源に該当周波数を抑圧するフィルタを設ける等のコスト的にデメリットのある対策が行われている。さらに、グランド伝播ノイズの場合、有効な対策は少なく、オシレータ回路のグランドを干渉回路と分けるなどのレイアウト上デメリットの大きい対策が採られてきた。 Conventionally, measures have been devised for the propagation of electromagnetic noise in the air, such as shielding the corresponding LSI and circuit section with a metal case. However, this measure has many disadvantages in terms of size and cost. For power supply conductor propagation, cost-effective measures such as providing a power supply with a filter that suppresses the corresponding frequency are taken. Furthermore, in the case of ground propagation noise, there are few effective countermeasures, and countermeasures with great demerits in layout such as separating the ground of the oscillator circuit from the interference circuit have been taken.
このようにリングオシレータの採用が多くなるなかで、自己妨害波となる高調波ノイズに対する対策は、コスト、レイアウト、サイズなどでデメリットの大きな対策しか存在しなかった。そのためコスト、レイアウト、サイズなどでデメリットの大きい対策をすることなく、リングオシレータ特有の高調波による干渉を抑制する方法が望まれてきた。 As the use of ring oscillators has increased in this way, the only countermeasures against harmonic noise, which is a self-interference wave, are those that have significant disadvantages in terms of cost, layout, size, and the like. For this reason, there has been a demand for a method for suppressing interference due to the harmonics unique to the ring oscillator without taking measures that have a large disadvantage in terms of cost, layout, size, and the like.
本発明の目的は、上述した課題を解決するためになされたものであり、コスト、レイアウト、サイズなどでデメリットの大きい対策をすることなく、リングオシレータ特有の高調波ノイズによる干渉を抑制できるリングオシレータを提供することにある。 An object of the present invention has been made to solve the problems described above, cost, layout, without a large measure of disadvantage in such size, Ringuoshire data capable of suppressing the interference due to the ring oscillator specific harmonic noise Is to provide.
本発明の1つの観点によれば、受信周波数の受信感度を検出する検出手段と、検出した受信感度を閾値と比較して受信感度の劣化の有無を判定し、受信感度の劣化を判定すると制御信号を出力する制御手段とを備えた無線装置に内蔵され、発振回路と前記制御信号を受けると前記発振回路の構成を切り替える切り替えスイッチとを備えたリングオシレータであって、前記発振回路は複数段のインバータゲートから構成され、前記発振回路が発生する高調波ノイズと前記無線装置が使用する受信周波数とが干渉することで前記制御手段により前記受信感度の劣化と判定されて前記制御信号が出力されると、前記切り替えスイッチにより前記発振回路の構成を切り替え、前記発振回路が発生する高調波ノイズの周波数を変更することができるリングオシレータが得られる。 According to one aspect of the present invention, the detection means for detecting the reception sensitivity of the reception frequency, the detected reception sensitivity is compared with a threshold value to determine whether the reception sensitivity is deteriorated, and the control is performed when the deterioration of the reception sensitivity is determined. A ring oscillator built in a wireless device including a control means for outputting a signal, and comprising an oscillation circuit and a changeover switch for switching the configuration of the oscillation circuit when receiving the control signal , the oscillation circuit comprising a plurality of stages The control means determines that the reception sensitivity has deteriorated due to interference between harmonic noise generated by the oscillation circuit and the reception frequency used by the wireless device, and the control signal is output. that when, phosphorus the switching configuration of the oscillation circuit by switching the switch, it is possible to change the frequency of the harmonic noise which the oscillating circuit is generated Oscillator can be obtained.
また本発明の別の観点によれば、受信周波数の受信感度を検出する検出手段と、検出した受信感度を閾値と比較して受信感度の劣化の有無を判定し、受信感度の劣化を判定すると制御信号を出力する制御手段とを備えた無線装置に内蔵され、発振回路と前記制御信号を受けると前記発振回路の構成を切り替える切り替えスイッチとを備えたリングオシレータであって、前記発振回路は複数段のインバータゲートと、異なる遅延時間を有し、前記複数段のインバータゲートに切り換え接続される第1及び第2の遅延回路とを有し、前記発振回路が発生する高調波ノイズと前記無線装置の受信周波数とが干渉することで前記制御手段により前記受信感度の劣化と判定されて前記制御信号が出力されると、前記切り替えスイッチにより前記複数段のインバータゲートに接続される遅延回路を、前記第1又は第2の遅延回路のどちらか他方に切り替え接続することを特徴とするリングオシレータが得られる。 According to another aspect of the present invention, the detection means for detecting the reception sensitivity of the reception frequency, the detected reception sensitivity is compared with a threshold value to determine whether the reception sensitivity is deteriorated, and the deterioration of the reception sensitivity is determined. A ring oscillator that is built in a wireless device including a control unit that outputs a control signal, and includes an oscillation circuit and a changeover switch that switches a configuration of the oscillation circuit when receiving the control signal. A first stage inverter gate having a different delay time, and a first delay circuit and a second delay circuit that are switched and connected to the plurality of stages of inverter gates; If the control means determines that the reception sensitivity is deteriorated due to interference with the reception frequency of the signal and the control signal is output, the changeover switch causes the plurality of stages A delay circuit connected to Nbatageto, the ring oscillator is obtained, characterized in that the switch connection to either the other of said first or second delay circuit.
無線装置の受信周波数と、リングオシレータが発生する高調波ノイズとが干渉する場合には、PLL回路の構成を変更し、リングオシレータが発生する高調波ノイズの周波数を変更する。高調波ノイズの周波数を変更することで、高調波ノイズの周波数と無線装置の受信周波数とが重ならなくなり、干渉がなくなる。高調波ノイズの周波数と無線装置の受信周波数との干渉が無くなることで、良好な感度を備えた無線装置が得られる。 When the reception frequency of the wireless device interferes with the harmonic noise generated by the ring oscillator, the configuration of the PLL circuit is changed, and the frequency of the harmonic noise generated by the ring oscillator is changed. By changing the frequency of the harmonic noise, the frequency of the harmonic noise and the reception frequency of the wireless device do not overlap, and interference does not occur. Since there is no interference between the frequency of the harmonic noise and the reception frequency of the wireless device, a wireless device with good sensitivity can be obtained.
以下、図面を参照して本発明の実施形態について、詳細に説明する。最初に本発明を理解するために、本発明のリングオシレータ、PLL回路を備えた無線装置について図1、2を参照して説明する。図1に本発明の無線装置のブロック構成図、図2に妨害波周波数帯域と閾値を示すテーブルを示す。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. First, in order to understand the present invention, a radio apparatus including a ring oscillator and a PLL circuit according to the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a block diagram of a radio apparatus according to the present invention, and FIG. 2 is a table showing interference wave frequency bands and threshold values.
図1に示す無線装置20は、アンテナ21、電力増幅部22、周波数変換部23、ベースバンド部24、テーブル26を備えた制御部25、局部発振器(VCO)27と、を備え、送信局11との間で受信波により送受信する。さらに、無線装置20はリングオシレータ9を備えたPLL回路10を備えている。このリングオシレータ9からの高調波ノイズが自己妨害波となり、無線装置の送受信感度を劣化させることがある。そのためテーブル26を備えた制御部25からの回路構築制御信号により、PLL回路の構成を変更し、リングオシレータ9が発生する高調波ノイズの周波数変更することができる。無線装置が使用する受信周波数に対し、リングオシレータ9の高調波ノイズの周波数帯域を異ならせることで、受信周波数と高調波ノイズとの干渉を無くし、あるいは抑制することができる。
A
送信局11と無線装置20間で送受信が行われ、ベースバンド部24において、受信周波数やその受信感度を検知する。受信感度としての検知項目は特に限定されないが、受信する電波強度やビット誤り率が使用することができる。例えば、受信信号強度RSSI、希望波受信電力RSCP、エネルギー対受信電力密度比Ec/NO、ビット誤り率BER等を使用することができる。さらに、検知した受信感度が満足できる受信感度レベルであるかを判定する。このとき受信した周波数と、リングオシレータ9から発生される高調波ノイズの周波数とが重なり、お互いが干渉した場合には、受信感度が劣化する。干渉した場合には、リングオシレータ9から発生される高調波ノイズは、自己妨害波となりアンテナを経由し、あるいは電源配線を経由して、受信感度を劣化させる。このようにリングオシレータ9から発生される高調波ノイズは、その周波数が無線装置で使用される受信周波数の重なった場合には、干渉して自己妨害波となる。従って、これらの高調波ノイズは妨害波となることから、妨害波周波数と表すことができる。
Transmission / reception is performed between the
このリングオシレータ9から発生される高調波ノイズの周波数帯域を制御部25内にテーブル26として、記憶している。テーブル26は、例えば図2に示すように、リングオシレータ9から発生される高調波ノイズの周波数帯域の下限周波数、上限周波数、及びそのときの閾値がテーブルとして備えられている。この閾値は検知した受信感度と比較し判定する基準である。すなわち閾値よりも受信感度が良好、あるいは劣るかで、リングオシレータ9から発生される高調波ノイズの周波数を変更するか、しないかを判定する。図2では、閾値として受信信号強度RSSIを示しているが、無線装置として検知、利用する項目に対して、それぞれ閾値を設けることができる。また閾値として1項目ではなく、受信信号強度RSSI、希望波受信電力RSCP等を組み合わせることができる。
The frequency band of harmonic noise generated from the
次に、本発明の制御方法を説明する。最初PLL回路10のリングオシレータ9は、制御部25により初期設定された周波数で発振する。初期設定としては、PLL回路の消費電力が最小となる状態が選択される。例えば、リングオシレータ9がインバータゲートで構成された場合には、消費電力が小さいリング状に接続されたインバータゲートの段数が少ない状態が初期設定となる。また分周比を固定、又は可変する場合には、消費電力が小さい固定動作に初期設定される。次に受信周波数における受信感度を検知する。
Next, the control method of the present invention will be described. Initially, the
無線装置20の制御部25は、使用している受信周波数の帯域がテーブルの妨害波周波数帯域に含まれるかどうかを確認する。テーブル26の妨害波周波数帯域に、無線装置20の受信周波数帯域が含まれない場合には、リングオシレータ9の高調波ノイズは妨害波とはならない。そのため通信の受信感度は良好であり、リングオシレータ9は初期設定された状態のままで発振動作を継続する。
The
テーブル26の妨害波周波数帯域に、無線装置20の受信周波数帯域が含まれている場合には、さらに、検知した受信感度と、テーブル26の閾値とを比較する。例えば、無線装置20の受信周波数が4360MHzの場合はテーブルの2番目の欄の妨害周波数4354〜4382MHzに含まれ、受信感度が影響され、受信品質が劣化することになる。そこで実際の受信感度と、テーブルの閾値とを比較する。受信感度が閾値より良好であれば、周波数帯域はオーバーラップしているが、その干渉は小さいとして、そのまま初期設定状態で動作を継続する。以下の説明においては、受信周波数帯域と妨害波周波数帯域とがオーバーラップして干渉しているが、その干渉度合いが小さく、受信感度が良好な場合は、結果として受信周波数と妨害波周波数とは干渉していないと見なす。つまり、受信周波数と妨害波周波数とが干渉して受信感度が劣化し、満足できない場合のみを、受信周波数と妨害波周波数とが干渉しているとする。
When the interference frequency band of the table 26 includes the reception frequency band of the
検知した受信感度とテーブルの閾値とを比較し、受信感度が劣っていれば、リングオシレータからの高調波ノイズが干渉し、妨害波となっているとして、PLL回路のリングオシレータの構成や分周比を変更する。PLL回路の構成を変更することで、リングオシレータからの高調波ノイズ周波数を変更し、受信周波数とリングオシレータからの高調波ノイズの周波数の重なりを無くし、干渉をなくす。又は受信周波数とリングオシレータからの高調波ノイズの周波数の重なりを少なくし、干渉の程度を抑制する。このように、リングオシレータからの高調波ノイズ周波数を変更し、干渉を抑制することで無線装置の受信感度を良好に保つことができる。 The detected reception sensitivity is compared with the threshold value of the table. If the reception sensitivity is inferior, it is determined that the harmonic noise from the ring oscillator interferes and becomes a disturbing wave, and the configuration and frequency division of the PLL oscillator of the PLL circuit Change the ratio. By changing the configuration of the PLL circuit, the harmonic noise frequency from the ring oscillator is changed, the overlapping of the reception frequency and the frequency of the harmonic noise from the ring oscillator is eliminated, and interference is eliminated. Alternatively, the overlapping of the reception frequency and the frequency of the harmonic noise from the ring oscillator is reduced, and the degree of interference is suppressed. Thus, the reception sensitivity of the wireless device can be kept good by changing the harmonic noise frequency from the ring oscillator and suppressing interference.
このように、本発明の無線装置はリングオシレータを有するPLL回路を備え、PLL回路は初期設定として、消費電力が最小になるような状態で動作する。しかし、リングオシレータからの高調波ノイズが自己妨害波となり、無線装置の受信感度が低下した場合には、PLL回路の構成を変更し、リングオシレータからの高調波ノイズの周波数を変更する。リングオシレータからの高調波ノイズの周波数を変更し、無線装置の受信周波数と異ならせることで、2つの周波数の重なりをなくし、干渉を抑制することができる。本発明によれば高調波ノイズの周波数を変更するできるPLL回路が得られる。高調波ノイズの周波数と受信周波数とを異ならせることで干渉をなくし、送受信感度が良好な無線装置が得られる。 As described above, the wireless device of the present invention includes a PLL circuit having a ring oscillator, and the PLL circuit operates in a state where power consumption is minimized as an initial setting. However, when the harmonic noise from the ring oscillator becomes a self-interfering wave and the reception sensitivity of the wireless device decreases, the configuration of the PLL circuit is changed, and the frequency of the harmonic noise from the ring oscillator is changed. By changing the frequency of the harmonic noise from the ring oscillator and making it different from the reception frequency of the wireless device, the overlap of the two frequencies can be eliminated and interference can be suppressed. According to the present invention, a PLL circuit capable of changing the frequency of harmonic noise can be obtained. By making the frequency of the harmonic noise different from the reception frequency, interference can be eliminated, and a radio apparatus having good transmission / reception sensitivity can be obtained.
(実施例1)
実施例1として、第1のPLL回路の構成例と制御方法例について、図3、4、5を参照して説明する。図3Aには実施例1のPLL回路10の構成ブロック図、図3Bにはリングオシレータがインバータゲート7段構成の場合のタイミング図、図3Cにはリングオシレータがインバータゲート5段構成の場合のタイミング図を示す。図4にはリングオシレータからの妨害波のスペクトル、図5にはPLL回路の制御方法を示すフローチャートを示す。
Example 1
As a first embodiment, a configuration example and a control method example of a first PLL circuit will be described with reference to FIGS. 3A is a block diagram showing the configuration of the
PLL回路10は、位相検出器(PD)1、チャージポンプ回路(CP)2、低域通過フィルタ(LBP)3、分周器4、リングオシレータ9Aから構成されている。リングオシレータは、発振回路である複数のインバータゲート5と切り替えスイッチ6を備え、切り替えスイッチ6によりリング状に結合されたインバータゲート5の段数を7段又は5段に切り換える。図3Aに示すPLL回路は、図13のPLL回路に比較してリングオシレータ9Aの構成が異なるだけであり、他の構成要素は図13と同様であり、同じ符号としその説明は省略する。
The
リングオシレータ9Aからは、周波数312MHzのクロック(Fck)が出力され、分周器4はクロック(Fck)を1/12の分周クロックに分周する。位相検出器1には、分周クロックと基準クロック(Fref)が入力され、位相比較される。分周クロックと基準クロックとの位相比較結果は、チャージポンプ回路2に入力され、チャージポンプ回路2の出力電圧を制御する。チャージポンプ回路2の出力電圧は、低域通過フィルタ3で平滑化され、リングオシレータのインバータゲート5の電源に供給される。位相検出器1において、分周クロックの位相が進んでいる場合には、チャージポンプ回路2の出力電圧を低く制御し、リングオシレータの発振周波数を低くする。逆に分周クロックの位相が遅れている場合には、チャージポンプ回路2の出力電圧を高く制御し、リングオシレータの発振周波数を高くする。このように位相検出器1からの制御信号によりチャージポンプ回路2の出力電圧を制御することで、リングオシレータの発振周波数を制御するPLL回路が構成できる。
The
リングオシレータ9Aは、図3Aに示すように初段インバータゲート5の入力には切り替えスイッチ6が設けられている。切り替えスイッチ6は最終段のインバータゲート5の出力G、又は5段目のインバータゲートの出力Eを切り替え制御信号により切り替える。図3Bに、切り替えスイッチ6により最終段のインバータゲート5の出力Gを入力する7段構成の場合のタイミングと電源電流波形を示す。図3Cに、切り替えスイッチ6により5段目のインバータゲート5の出力Eを入力する5段構成の場合のタイミングと電源電流波形を示す。
In the
図3Bのインバータゲート7段から構成されたリングオシレータ9Aは、初段のインバータゲート5には最終段のインバータゲートからの出力Gが入力され、出力Aを次段に出力する。順次チェーン状に接続されたインバータゲートは、それぞれ出力B〜Fを後続段に出力する。再び最終段の出力Gが初段のインバータゲートに入力され、初段のインバータゲートが反転する。このようにしてインバータゲート7段分の遅延時間を半サイクルとする周期で発振することになる。ここでは、このリング接続されたインバータゲート7段が発振回路となる。このとき電源電流波形は、インバータゲート出力がローレベルからハイレベル変化に対応して、最初の出力A、次に出力C、出力E、出力G、出力B、出力D、出力Fのタイミングで、ピーク電流が流れることになる。このとき流れる電源電流により高調波ノイズが発生し、電磁ノイズとして空中伝播、ないしは電源を通じて導体伝播する。従ってこのとき発生する電源側の高調波ノイズの周波数は、インバータゲートの段数と、発振周波数の積であり、7x312MHz=2184MHzとなる。
In the
図3Cのインバータゲート5段から構成されたリングオシレータ9Aは、初段のインバータゲート5は5段目のインバータゲートからの出力Eが入力され、出力Aを次段に出力する。順次チェーン状に接続されたインバータゲートは、それぞれ出力B〜Dを後続段に出力する。5段目の出力Eが初段のインバータゲートに入力され、その出力レベルを反転させる。このようにしてインバータゲート5段分の遅延時間を半サイクルとする周期で発振することになる。また、このとき6段目及び7段目のインバータゲートは発振周波数には関係しないで、単なるインバータゲートとして機能し、発信信号を分周器に伝達する。ここでは、このリング接続されたインバータゲート5段が発振回路となる。このとき電源電流波形は、インバータゲート出力がローレベルからハイレベル変化に対応して、最初の出力AとF、次に出力C、出力E、出力BとG、出力Dのタイミングで、ピーク電流が流れることになる。このとき流れる電源電流により高調波ノイズが発生し、電磁ノイズとして空中伝播、ないしは電源を通じて導体伝播する。従ってこのとき発生する高調波ノイズの周波数は、インバータゲートの段数と、発振周波数の積であり、5x312MHz=1560MHzとなる。
In the
本発明においては、リングオシレータを構成するゲート回路としてインバータゲートを採用しているが、特に限定されるものではない。リングオシレータとしては、全体として負(−1以下)のゲインをもつ複数の遅延素子であればよい。すなわち信号を遅延させ、反転させた信号を初段にフィードバック可能な回路であればよい。従って差動アンプ、NANDゲートやNORゲート等の論理ゲートを組み合わせることで構成可能であり、基本的には最終段から反転した信号を初段の論理ゲートにフィードバック可能な回路で構成することができる。高調波ノイズは、7段構成の場合には2184MHz、5段構成の場合には1560MHzであり、リングオシレータの消費電力は低速動作である5段構成の場合が小さいことになる。 In the present invention, an inverter gate is adopted as a gate circuit constituting the ring oscillator, but it is not particularly limited. The ring oscillator may be a plurality of delay elements having a negative (-1 or less) gain as a whole. That is, any circuit that can delay the signal and feed back the inverted signal to the first stage may be used. Accordingly, it can be configured by combining a differential amplifier, a logic gate such as a NAND gate and a NOR gate, and basically a circuit that can feed back a signal inverted from the last stage to the logic gate of the first stage. The harmonic noise is 2184 MHz in the case of the seven-stage configuration and 1560 MHz in the case of the five-stage configuration, and the power consumption of the ring oscillator is small in the case of the five-stage configuration that operates at low speed.
図4に、リングオシレータからの妨害波のスペクトルを示す。図4において、実線Aがインバータゲート5段構成、点線Bがインバータゲート7段構成のスペクトルである。インバータゲートの段数により、高調波ノイズの周波数が異なり、インバータゲート5段構成の高調波ノイズ周波数が、インバータゲート7段構成の高調波ノイズ周波数より低い。図4から、高調波ノイズの周波数帯域はばらつきがあるが、受信周波数と重ならないようにインバータゲートの構成段数を選択することが可能であることが分かる。このように高調波ノイズの周波数帯域と受信周波数との重なりをなくすことで、無線装置の受信感度を良好な状態に保てる。 FIG. 4 shows the spectrum of the interference wave from the ring oscillator. In FIG. 4, the solid line A is a spectrum of a five-stage inverter gate configuration, and the dotted line B is a spectrum of a seven-stage inverter gate configuration. The frequency of the harmonic noise differs depending on the number of stages of the inverter gate, and the harmonic noise frequency of the five-stage inverter gate configuration is lower than the harmonic noise frequency of the seven-stage inverter gate configuration. FIG. 4 shows that the frequency band of the harmonic noise varies, but the number of inverter gates can be selected so that it does not overlap with the reception frequency. Thus, by eliminating the overlap between the frequency band of the harmonic noise and the reception frequency, the reception sensitivity of the wireless device can be maintained in a good state.
次に、本実施例(図3A)で示したPLL回路10を図1の無線装置20に適用した場合のPLL回路の制御方法のフローチャートを、図5を参照して説明する。ここでは制御部25からの回路構築制御信号は、切り替えスイッチ6への切り替え制御信号である。切り替え制御信号によりリングオシレータのインバータゲートの段数を5段又は7段に切り替える。PLL回路の初期として、無線装置の制御部25からの切り替え制御信号(回路構築制御信号)によりリングオシレータは、消費電力の小さなインバータゲート5段構成として動作設定される。
Next, a flowchart of a control method of the PLL circuit when the
制御部25はステップS11で、リングオシレータ9Aのインバータゲート段数が5段であるか確認する。5段構成でない場合(NO)にはステップS15となる。5段構成の場合(YES)にはステップS12で、制御部25はリングオシレータ5段構成時のテーブル1を参照し、妨害周波数帯域に受信波周波数帯域が含まれているか(重なっているか)の比較を行う。ステップS12は、リングオシレータの高調波ノイズ(妨害波)と無線装置の受信周波数が重なり、干渉するかどうかの周波数の確認を行うステップである。受信波の周波数帯域と妨害波周波数帯域が重ならない場合(NO)には、インバータゲート5段構成のままステップS12に戻る。
In step S11, the
受信波の周波数帯域と妨害波周波数帯域が重なる場合(YES)には、干渉して受信感度が劣化する可能性があることから、制御部25はステップS13で無線装置の受信感度とテーブル26の閾値とを比較確認する。テーブル26の閾値より受信感度が良好な場合(NO)は、インバータゲート5段構成のままステップS12に戻る。テーブル26の閾値より受信感度が悪い場合(YES)は、ステップ14で、制御部25は回路構築制御信号によりリングオシレータの構成をインバータ7段構成になるように切り替える。受信周波数帯域と妨害波周波数帯域とがオーバーラップしているが(重なっているが)、その干渉度合いが小さく、受信感度が良好な場合は、受信周波数と妨害波周波数とは干渉していないと判断してそのままの構成とする。受信周波数と妨害波周波数とが干渉して受信感度が劣化している場合を、受信周波数と妨害波周波数とが干渉していると判断し、リングオシレータの構成段数を切り替える。
If the frequency band of the received wave overlaps with the frequency band of the disturbing wave (YES), there is a possibility that the reception sensitivity may deteriorate due to interference. Therefore, the
次にステップS15で、制御部25はリングオシレータ7段構成時のテーブル2を参照し、妨害波周波数帯域に受信波周波数帯域が含まれているか確認する。受信波周波数帯域と妨害波周波数帯域が重ならない場合(NO)には、ステップS17で、制御部25からの回路構築制御信号によりリングオシレータを5段構成に切り替える。受信波の周波数帯域と妨害波周波数帯域が重なる場合(YES)には、制御部25はステップS16で無線装置の受信感度とテーブル26の閾値とを比較確認する。テーブル26の閾値より受信感度が良好な場合(YES)は、ステップS17で、制御部25からの回路構築制御信号によりリングオシレータを5段構成に切り替える。テーブル26の閾値より受信感度が悪い場合(NO)は、リングオシレータをインバータゲート7段構成のままステップS15に戻る。
Next, in step S15, the
上記したようにPLL回路では、リングオシレータを構成するインバータゲートの電源電流により高調波ノイズ(妨害波)が発生する。PLL回路の初期として消費電力が小さい状態にPLL回路を設定する。この状態でリングオシレータの高調波ノイズ周波数と無線装置の受信周波数とが重なり、干渉により通信感度が悪くなる場合がある。この場合には切り替えスイッチによりリングオシレータの段数を切り替え、高調波ノイズの周波数を変更し、高調波ノイズ周波数と受信周波数とを重ならないようにして干渉させなくする。高調波ノイズの周波数が変化することで、無線装置は高調波ノイズの影響を受けなくなり、無線装置の送受信感度は良好になる。本実施例のリングオシレータ、PLL回路を備え、良好な受信特性を備えた無線装置が構成できる。 As described above, in the PLL circuit, harmonic noise (interference wave) is generated by the power supply current of the inverter gate constituting the ring oscillator. As the initial stage of the PLL circuit, the PLL circuit is set to a state where power consumption is small. In this state, the harmonic noise frequency of the ring oscillator and the reception frequency of the wireless device may overlap, and communication sensitivity may deteriorate due to interference. In this case, the number of stages of the ring oscillator is switched by the changeover switch, the frequency of the harmonic noise is changed, and the harmonic noise frequency and the reception frequency are not overlapped to prevent interference. By changing the frequency of the harmonic noise, the wireless device is not affected by the harmonic noise, and the transmission / reception sensitivity of the wireless device is improved. A radio apparatus including the ring oscillator and the PLL circuit of this embodiment and having good reception characteristics can be configured.
(実施例2)
実施例2として、第2のPLL回路の構成例と制御方法例について、図6〜8を参照して説明する。図6Aには、実施例2のPLL回路10の構成ブロック図、図6Bにはリングオシレータのタイミング図と電源電流波形を示す。図7にはリングオシレータからの妨害波のスペクトル、図8にはPLL回路の制御方法を示すフローチャートを示す。
(Example 2)
As a second embodiment, a configuration example and a control method example of the second PLL circuit will be described with reference to FIGS. FIG. 6A is a block diagram showing the configuration of the
本実施例のPLL回路は、位相検出器1、チャージポンプ回路2、低域通過フィルタ3、分周器4、インバータゲート5が7段リング状に結合されたリングオシレータ9から構成されている。本実施例は実施例1に比較して、切り替えスイッチ6がなくリングオシレータは発振回路であるインバータゲート7段の固定構成であり、さらに分周器4が分周器7に変更されている。分周器7は、分周比が固定でなく、分周比が11から13まで可変な分周器である。ここで実施例1と同じ構成要素は、同じ符号としその説明は省略する。
The PLL circuit according to this embodiment includes a
リングオシレータ9からは、最初周波数312MHzのクロック(Fck)が出力され、分周器7で、クロック(Fck)は1/11から1/13までの可変な分周クロックに分周される。位相検出器1には、分周クロックと基準クロック(Fref)が入力され、位相比較される。分周クロックと基準クロックとの位相比較結果は、チャージポンプ回路2に入力され、チャージポンプ回路2の出力電圧を制御する。チャージポンプ回路2の出力電圧は、低域通過フィルタ3で平滑化され、リングオシレータのインバータゲート5の電源に供給される。位相検出器1において、分周クロックの位相が進んでいる場合には、チャージポンプ回路2の出力電圧を低く制御し、リングオシレータの発振周波数を低くする。逆に分周クロックの位相が遅れている場合には、チャージポンプ回路2の出力電圧を高く制御し、リングオシレータの発振周波数を高くする。このように位相検出器1からの制御信号によりチャージポンプ回路2の出力電圧を制御することで、リングオシレータの発振周波数を制御するPLL回路が構成できる。
The
本実施例では、リングオシレータから発生するクロックを分周する分周比が可変である。分周比を可変とすることで、リングオシレータが発生する高調波ノイズの周波数を変え、高調波ノイズの周波数と無線装置の受信周波数との重なりを少なくすることで、送受信感度を高めている。 In this embodiment, the frequency division ratio for dividing the clock generated from the ring oscillator is variable. By changing the frequency dividing ratio, the frequency of the harmonic noise generated by the ring oscillator is changed, and the overlap between the frequency of the harmonic noise and the reception frequency of the wireless device is reduced, thereby increasing the transmission / reception sensitivity.
分周器7は、1/11から1/13の範囲内に拡散して分周することができる。分周の変化の仕方は特に限定されない。例えば、最初に1/12の周波数に分周し、徐々にその周波数を大きくし、1/11の周波数に分周する。その後逆に徐々にその分周を小さくし1/12、さらに分周は1/13とする。分周が1/13になると再び徐々にその分周を大きくし分周を1/12に戻す。これらの制御は拡散分周制御信号に基づいて、繰り返し行われる。このように分周比が12、11、12、13、12と、分周比の平均値が分周比の最小値と最大値とのセンター値になるように、分周比の最小値と最大値との間を往復して変化させることを拡散動作と表記する。分周比の最小値は11であり、最大値は13であることから、このときの分周比の平均値は12となる。
The
この分周比の変化に追随して、リングオシレータからの発振クロックの周波数Fckは、312MHz(分周比12)、286MHz(分周比11)、312MHz(分周比12)、338MHz(分周比13)、312MHz(分周比12)と変化することになる。そのとき、リングオシレータから発生される高調波ノイズは、2002〜2184〜2366MHzの間を変化する。図6Bに示すように最初に分周器7は、周波数312MHzを1/12に分周することで26MHzを出力する。その後分周器7は、周波数286MHzを1/11に分周することで26MHzを出力する。このとき、リングオシレータからは電源電流波形の周波数に応じた高調波ノイズが発生する。
Following the change in the frequency division ratio, the frequency Fck of the oscillation clock from the ring oscillator is 312 MHz (frequency division ratio 12), 286 MHz (frequency division ratio 11), 312 MHz (frequency division ratio 12), 338 MHz (frequency division). Ratio 13) and 312 MHz (frequency division ratio 12). At that time, the harmonic noise generated from the ring oscillator changes between 2002 and 2184 to 2366 MHz. As shown in FIG. 6B, first, the
この図6Aに示すPLL回路における分周比による高調波ノイズのスペクトルを図7に示す。図7の実線Aで示す波形は分周比12の固定タイプ、点線Bで示す波形は分周比が11〜13までの可変タイプのスペクトル例である。図7によれば分周比12の固定タイプは、周波数帯域が狭いが、そのピーク値は大きい。一方分周比が11〜13までの可変タイプは、周波数帯域がブロードであり、そのピーク値は小さくなっている。従って、これらの高調波ノイズの周波数と受信周波数が重なっていない場合には分周比固定タイプとし、高調波ノイズの周波数と受信周波数が重なっている場合には分周比可変タイプを選択する。高調波ノイズの周波数と受信周波数が重なっている場合にも、分周比可変タイプを選択することで、高調波ノイズの周波数のピーク値が小さく、高調波ノイズと受信周波数との干渉が少なくなり、受信感度の劣化を抑えることができる。このように高調波ノイズの周波数帯域と受信周波数との干渉を少なくすることで、無線装置の受信感度を良好な状態に保てる。 FIG. 7 shows a spectrum of harmonic noise due to the frequency division ratio in the PLL circuit shown in FIG. 6A. The waveform shown by a solid line A in FIG. 7 is a fixed type spectrum with a division ratio of 12, and the waveform shown by a dotted line B is a variable type spectrum example with a division ratio of 11 to 13. According to FIG. 7, the fixed type with the division ratio of 12 has a narrow frequency band but a large peak value. On the other hand, the variable type having a frequency division ratio of 11 to 13 has a broad frequency band and a small peak value. Accordingly, when the frequency of the harmonic noise and the reception frequency do not overlap, the frequency division ratio fixed type is selected, and when the frequency of the harmonic noise and the reception frequency overlap, the frequency division ratio variable type is selected. Even when the frequency of the harmonic noise and the reception frequency overlap, selecting the variable division ratio type will reduce the peak value of the frequency of the harmonic noise and reduce interference between the harmonic noise and the reception frequency. , Deterioration of reception sensitivity can be suppressed. Thus, by reducing the interference between the frequency band of the harmonic noise and the reception frequency, the reception sensitivity of the wireless device can be maintained in a good state.
次に、本実施例(図6A)で示したPLL回路10を図1の無線装置20に適用した場合のPLL回路の制御方法のフローチャートを、図8を参照して説明する。ここでは制御部25からの回路構築制御信号は、分周器7への拡散分周制御信号である。拡散分周制御信号(回路構築制御信号)により、分周器は1/12の固定分周動作、又は1/11、1/12、1/13の拡散分周動作に切り替える。PLL回路の初期として、無線装置の制御部25からの拡散分周制御信号(回路構築制御信号)により分周器は、消費電力の小さな1/12の固定分周動作に設定される。
Next, a flowchart of a PLL circuit control method when the
制御部25はステップS21で、リングオシレータを備えたPLL回路10の分周比が固定(12)であるか確認する。固定でない場合(NO)にはステップS25となる。固定の場合(YES)にはステップS22で、制御部25は分周比固定の場合のテーブルを参照し、妨害周波数帯域に受信波周波数帯域が含まれているか(重なっているか)の比較を行う。ステップS22は、リングオシレータの高調波ノイズ(妨害波)と無線装置の受信周波数が重なり、干渉するかどうかの周波数の確認を行うステップである。受信波の周波数帯域と妨害波周波数帯域が重ならない場合(NO)には、分周比固定のままステップS22に戻る。
In step S21, the
受信波の周波数帯域と妨害波周波数帯域が重なる場合(YES)には、干渉して受信感度が劣化する可能性があることから、制御部25はステップS23で無線装置の受信感度とテーブル26の閾値とを比較確認する。テーブル26の閾値より受信感度が良好な場合(NO)は、分周比固定のままステップS22に戻る。テーブル26の閾値より受信感度が悪い場合(YES)は、ステップS24で、制御部25は拡散分周制御信号により分周比を拡散分周動作になるように切り替える。受信周波数帯域と妨害波周波数帯域とがオーバーラップしているが(重なっているが)、その干渉度合いが小さく、受信感度が良好な場合は、受信周波数と妨害波周波数とは干渉していないと判断してそのままの構成とする。受信周波数と妨害波周波数とが干渉して受信感度が劣化している場合には、受信周波数と妨害波周波数とが干渉していると判断し、分周比を拡散分周動作に切り替える。
If the frequency band of the received wave overlaps with the frequency band of the disturbing wave (YES), there is a possibility that the reception sensitivity may deteriorate due to interference. Compare and check the threshold. If the reception sensitivity is better than the threshold of the table 26 (NO), the process returns to step S22 with the frequency division ratio fixed. If the reception sensitivity is worse than the threshold of the table 26 (YES), in step S24, the
次にステップS25で、制御部25は分周比を拡散分周動作時のテーブルを参照し、妨害波周波数帯域に受信波周波数帯域が含まれているか確認する。受信波周波数帯域と妨害波周波数帯域が重ならない場合(NO)には、ステップS27で、制御部25からの拡散分周制御信号により分周比固定動作に切り替える。受信波の周波数帯域と妨害波周波数帯域が重なる場合(YES)には、制御部25はステップS26で無線装置の受信感度とテーブル26の閾値とを比較確認する。テーブル26の閾値より受信感度が良好な場合(YES)は、ステップS27で、制御部25からの拡散分周制御信号により分周比固定動作に切り替える。テーブル26の閾値より受信感度が悪い場合(NO)は、分周比を拡散分周動作のままステップS25に戻る。
Next, in step S25, the
上記したようにPLL回路では、リングオシレータを構成するインバータゲートの電源電流により高調波ノイズ(妨害波)が発生する。PLL回路の初期として消費電力が小さい状態にPLL回路を設定する。この状態でリングオシレータの高調波ノイズ周波数と無線装置の受信周波数とが重なり、干渉により通信感度が悪くなる場合がある。この場合には拡散分周制御信号により分周比固定動作から拡散分周動作になるように切り替え、高調波ノイズの周波数を変更し、高調波ノイズ周波数と受信周波数との重なりを少なくする。このように分周比を拡散動作させることで、高調波ノイズはクロック(Fck)の相数倍の帯域に拡散させる。高調波ノイズを、無線装置の受信周波数帯域幅よりも大きい帯域に拡散してしまうことで受信周波数帯域内にあるノイズ電力を低減することが可能となり、干渉量を劇的に減少させることが出来る。 As described above, in the PLL circuit, harmonic noise (interference wave) is generated by the power supply current of the inverter gate constituting the ring oscillator. As the initial stage of the PLL circuit, the PLL circuit is set to a state where power consumption is small. In this state, the harmonic noise frequency of the ring oscillator and the reception frequency of the wireless device may overlap, and communication sensitivity may deteriorate due to interference. In this case, switching from the division ratio fixing operation to the diffusion division operation is performed by the spread division control signal, the frequency of the harmonic noise is changed, and the overlap between the harmonic noise frequency and the reception frequency is reduced. In this way, by performing the diffusion operation of the frequency division ratio, the harmonic noise is diffused in a band that is the number of phases of the clock (Fck). By diffusing harmonic noise to a band larger than the reception frequency bandwidth of the wireless device, it becomes possible to reduce the noise power within the reception frequency band, and to dramatically reduce the amount of interference. .
本実施例は、高調波ノイズの周波数を拡散させることで、無線装置の受信周波数帯域内にあるノイズ電力を低減する。そのためリングオシレータからの高調波ノイズが、無線装置の受信周波数に与える影響を小さくできる。本実施例のリングオシレータ、PLL回路を備え、良好な受信特性を備えた無線受信回路が構成できる。 In the present embodiment, the noise power in the reception frequency band of the wireless device is reduced by spreading the frequency of the harmonic noise. Therefore, the influence of the harmonic noise from the ring oscillator on the reception frequency of the wireless device can be reduced. A radio receiving circuit having the ring oscillator and the PLL circuit of this embodiment and having good receiving characteristics can be configured.
(実施例3)
実施例3として、第3のPLL回路の構成例と制御方法例について、図9、10、11を参照して説明する。図9Aには実施例3のPLL回路10の構成ブロック図、図9B、Cにそのタイミング図を示す。図10にはPLL回路からの妨害波スペクトルを示す。図11は、本実施例におけるPLL回路の制御方法を示すフローチャートである。
(Example 3)
As a third embodiment, a configuration example and a control method example of a third PLL circuit will be described with reference to FIGS. FIG. 9A is a block diagram showing the configuration of the
図9AのPLL回路10は、位相検出器1、チャージポンプ回路2、低域通過フィルタ3、分周器4、リングオシレータ9Bから構成されている。リングオシレータ9Bは、遅延回路8Aと8B、3段のインバータゲート5、切り換えスイッチ6から構成されている。本実施例は実施例1に比較して、リングオシレータのインバータゲート5の一部が遅延回路8A、8Bに変更され、切り替えスイッチ6により遅延回路8A、8Bが切り替えられる構成である。実施例1と同じ構成要素は、同じ符号としその説明は省略する。
The
図9Aに示すようにリングオシレータ9Bには、切り替えスイッチ6が設けられている。切り替えスイッチ6は、切り替え制御信号により遅延回路8A、8Bを切り替え、リングオシレータは遅延回路8Aとインバータゲート3段構成、又は遅延回路8Bとインバータゲート3段構成となる。ここで遅延回路8Aと8Bの遅延時間は異なり、遅延回路8Aの遅延時間が遅延回路8Bの遅延時間より短く設定されている。例えば、遅延回路8Aはインバータゲート2段相当の遅延時間、遅延回路8Bはインバータゲート4段相当の遅延時間を有する遅延回路とする。この場合には実施例1におけるインバータゲート5段と、インバータゲート7段構成に相当する回路構成となる。以下遅延回路8Aとインバータゲート3段構成の場合を単に遅延回路8A構成と表し、遅延回路8Bとインバータゲート3段構成の場合は単に遅延回路8B構成と表すことにする。
As shown in FIG. 9A, the ring oscillator 9B is provided with a
図9Bに、切り替えスイッチ6により遅延回路8A構成の場合のタイミングと電源電流波形を示す。図9Cに、切り替えスイッチ6により遅延回路8B構成の場合のタイミングと電源電流波形を示す。遅延回路8A構成の場合、遅延回路8Aにはインバータゲート最終段の出力Cが入力される。遅延回路8Aは、入力された信号を所定時間遅延させ信号Tdとして、インバータゲートに出力する。初段のインバータゲートは信号Tdを入力され出力Aを次段のインバータゲートに出力する。次段のインバータゲートは出力Bを出力し、最終段のインバータゲートは出力Cを遅延回路8Aと分周器4に出力する。リングオシレータ9Bはインバータゲートの3段の遅延時間と、遅延回路8Aの遅延時間との和に相当する時間を半サイクルとした周期で発振する。ここでは、遅延回路8Aとインバータゲート3段が発振回路となる。
FIG. 9B shows the timing and power supply current waveform in the case of the configuration of the delay circuit 8A by the
遅延回路8B構成の場合には、遅延回路8Aの代わりに遅延回路8Bとなり、同様の構成、動作を行う。遅延回路8Aの遅延時間が遅延回路8Bの遅延時間よりも短いことから、遅延回路8A構成のインバータゲートの動作速度は、遅延回路8B構成のインバータゲートの動作速度よりも遅く動作する。ここで遅延回路8A、8Bの構成は特に限定されないが、例えばRC遅延回路で構成することができる。RC遅延回路は、電源電流やグランド電流の急激な変化が少ないことから、高調波ノイズの発生が少ない。 In the case of the delay circuit 8B configuration, the delay circuit 8B is used instead of the delay circuit 8A, and the same configuration and operation are performed. Since the delay time of the delay circuit 8A is shorter than the delay time of the delay circuit 8B, the operation speed of the inverter gate of the delay circuit 8A configuration is slower than the operation speed of the inverter gate of the delay circuit 8B configuration. Here, the configuration of the delay circuits 8A and 8B is not particularly limited, but can be configured by, for example, an RC delay circuit. Since the RC delay circuit has few rapid changes in the power supply current and the ground current, the generation of harmonic noise is small.
図10に、リングオシレータ9Bからの高調波ノイズ(妨害波)のスペクトルを示す。実線Aが遅延回路8A構成(遅延回路8Aとインバータゲート3段構成)、点線Bが遅延回路8B構成(遅延回路8Bとインバータゲート3段構成)である。遅延回路8Aはインバータゲート2段分の遅延量を有し、遅延回路8Bはインバータゲート4段分の遅延量を有するものである。いずれの高調波ノイズの周波数帯域はブロードであるが、遅延回路8B構成がよりブロードである。またそのピーク値はいずれも小さい。実線A、又は点線Bで示すように、遅延時間が異なる遅延回路により、高調波ノイズの周波数が異なっている。そのため受信周波数と重ならないようにリングオシレータの構成を選択することが可能であることが分かる。このように高調波ノイズの周波数帯域と受信周波数との重なりをなくすことで、無線装置の受信感度を良好な状態に保てる。 FIG. 10 shows a spectrum of harmonic noise (jamming wave) from the ring oscillator 9B. The solid line A has a delay circuit 8A configuration (delay circuit 8A and a three-stage inverter gate configuration), and the dotted line B has a delay circuit 8B configuration (delay circuit 8B and a three-stage inverter gate configuration). The delay circuit 8A has a delay amount for two stages of inverter gates, and the delay circuit 8B has a delay amount for four stages of inverter gates. The frequency band of any harmonic noise is broad, but the configuration of the delay circuit 8B is broader. The peak values are all small. As indicated by a solid line A or a dotted line B, the frequency of the harmonic noise differs depending on the delay circuit having a different delay time. Therefore, it can be seen that the configuration of the ring oscillator can be selected so as not to overlap with the reception frequency. Thus, by eliminating the overlap between the frequency band of the harmonic noise and the reception frequency, the reception sensitivity of the wireless device can be maintained in a good state.
次に、本実施例のPLL回路10を図1の無線装置20に適用した場合のPLL回路の制御方法のフローチャートを、図11を参照して説明する。ここでは制御部25からの回路構築制御信号は、切り替えスイッチ6への切り替え制御信号である。切り替え制御信号により遅延回路を8A、又は8Bに切り替える。PLL回路の初期として、無線装置の制御部25からの切り替え制御信号(回路構築制御信号)によりリングオシレータは、消費電力の小さな遅延回路8A構成に設定される。
Next, a flowchart of a control method of the PLL circuit when the
制御部25はステップS31で、リングオシレータ9Bの構成が遅延回路8Aであるか確認する。リングオシレータが遅延回路8A構成でない場合(NO)にはステップS35となる。遅延回路8A構成の場合(YES)にはステップS32で、制御部25は遅延回路8A構成のテーブルAを参照し、妨害周波数帯域に受信波周波数帯域が含まれているか(重なっているか)の比較を行う。ステップS32は、リングオシレータの高調波ノイズ(妨害波)と無線装置の受信周波数が重なり、干渉するかどうかの周波数の確認を行う。受信波の周波数帯域と妨害波周波数帯域が重ならない場合(NO)には、遅延回路8A構成のままステップS32に戻る。
In step S31, the
受信波の周波数帯域と妨害波周波数帯域が重なる場合(YES)には、干渉して受信感度が劣化する可能性があることから、制御部25はステップS33で無線装置の受信感度とテーブルAの閾値とを比較確認する。テーブルAの閾値より受信感度が良好な場合(NO)は、遅延回路8A構成のままステップS32に戻る。テーブルAの閾値より受信感度が悪い場合(YES)は、ステップS34で、制御部25は回路構築制御信号によりリングオシレータの構成を遅延回路8Bとインバータゲート3段から構成する遅延回路8B構成になるように切り替える。受信周波数帯域と妨害波周波数帯域とがオーバーラップしているが、その干渉度合いが小さく、受信感度が良好な場合は、受信周波数と妨害波周波数とは干渉していないと判断してそのままの構成とする。受信周波数と妨害波周波数とが干渉して受信感度が劣化している場合には、受信周波数と妨害波周波数とが干渉していると判断し、遅延回路を切り替える。
If the frequency band of the received wave overlaps with the frequency band of the disturbing wave (YES), there is a possibility that the reception sensitivity may deteriorate due to interference. Compare and check the threshold. If the reception sensitivity is better than the threshold of Table A (NO), the process returns to Step S32 with the delay circuit 8A configuration. If the reception sensitivity is lower than the threshold value of Table A (YES), in step S34, the
次にステップS35で、制御部25はタイプBのテーブルBを参照し、妨害波周波数帯域に受信波周波数帯域が含まれているか確認する。受信波周波数帯域と妨害波周波数帯域が重ならない場合(NO)には、ステップS37で、制御部25からの回路構築制御信号により遅延回路8A構成に切り替える。受信波の周波数帯域と妨害波周波数帯域が重なる場合(YES)には、制御部25はステップS36で無線装置の受信感度とテーブルBの閾値とを比較確認する。テーブルBの閾値より受信感度が良好な場合(YES)は、ステップS37で、制御部25からの回路構築制御信号によりリングオシレータを遅延回路8A構成に切り替える。テーブルBの閾値より受信感度が悪い場合(NO)は、リングオシレータを遅延回路8B構成のままステップS35に戻る。
Next, in step S35, the
本実施例のPLL回路のリングオシレータは、インバータゲートの一部を遅延回路で構成する。遅延回路はそれぞれ異なる遅延時間を有し、切り替えスイッチによりそれぞれ異なる遅延回路を接続する。リングオシレータの高調波ノイズ周波数と無線装置の受信周波数とが重なり、干渉により通信感度が悪くなる場合には切り替えスイッチによりこれらの遅延回路を切り替える。遅延回路を切り替え、高調波ノイズの周波数を変更することで、高調波ノイズ周波数と受信周波数とを重ならないようにして干渉させなくする。高調波ノイズの周波数が変化することで、無線装置は高調波ノイズの影響を受けなくなり、無線装置の送受信感度は良好になる。本実施例のリングオシレータ、PLL回路を備え、良好な受信特性を備えた無線装置が構成できる。 In the ring oscillator of the PLL circuit of the present embodiment, a part of the inverter gate is constituted by a delay circuit. Each delay circuit has a different delay time, and different delay circuits are connected by a changeover switch. When the harmonic noise frequency of the ring oscillator and the reception frequency of the wireless device overlap and the communication sensitivity deteriorates due to interference, these delay circuits are switched by the changeover switch. By switching the delay circuit and changing the frequency of the harmonic noise, the harmonic noise frequency and the reception frequency are not overlapped with each other to prevent interference. By changing the frequency of the harmonic noise, the wireless device is not affected by the harmonic noise, and the transmission / reception sensitivity of the wireless device is improved. A radio apparatus including the ring oscillator and the PLL circuit of this embodiment and having good reception characteristics can be configured.
(実施例4)
実施例4として、第4の制御方法例について説明する。実施例1〜3は、無線装置として受信周波数とその受信感度を測定して、制御するPLL回路の制御方法である。しかし、実施例4におけるPLL回路の制御方法は、無線装置として受信周波数の受信感度を測定しないで、妨害周波数を記録したテーブルを利用した、簡便な制御方法である。実施例4を、図1、2、4を参照して説明する。
(Example 4)
As a fourth embodiment, a fourth control method example will be described.
図1の無線装置においては、図2に示すようなテーブルを備えている。実施例1〜3においては、そのテーブルにはリングオシレータ9から発生される高調波ノイズ(妨害波)の周波数帯域の下限周波数、上限周波数、及びそのときの閾値がテーブルとして示されている。このテーブルを、例えば妨害周波数帯域のみのテーブルとする。図2のテーブル26として、妨害波周波数帯域のみとして、閾値を採用しない。例えば、図4のスペクトルに示す妨害周波数と、その強度(db)との関係において、妨害波として無線装置の送受信感度に影響を与える場合には妨害周波数としてテーブルに記載する。一方、その強度(db)が一定値以下で無線装置の送受信感度に影響を与えない、又は影響が小さい場合には、妨害周波数としてテーブルには記載しない。つまり、図4のスペクトルにおいて、例えば5dB以上、あるいは10dB以上等の一定強度以上の場合には、妨害波周波数帯域としてテーブル26に記憶させる。それ以下の強度の場合には干渉しても、受信感度が満足するレベルにあるとして、妨害波周波数帯域とは見なさない。
The wireless device of FIG. 1 includes a table as shown in FIG. In the first to third embodiments, the table shows the lower limit frequency and upper limit frequency of the frequency band of the harmonic noise (jamming wave) generated from the
無線装置に内蔵されたPLL回路は、実施例1〜3に詳述したようにいくつかの構成があり、それぞれの動作モードがある。それぞれの構成や、動作モードに対して夫々妨害周波数を記載したテーブル26を作成する。無線装置が特定の受信周波数を受信した場合には、制御部25が、その受信周波数とテーブル26に記憶された妨害周波数とを比較する。制御部25は、妨害周波数として受信周波数が含まれていない動作モードのPLL回路を選定する。制御部25からの回路構築制御信号によりリングオシレータ又は分周器の構成を変更し、所望の動作モードで動作するPLL回路を構成する。このように無線装置の受信周波数とPLL回路が発生する妨害周波数との周波数が重ならないようなPLL回路を選択する。無線装置の受信周波数と妨害周波数との周波数が重ならないことから、受信感度が良好なPLL回路、及びそのPLL回路を備えた無線装置が得られる。
The PLL circuit built in the wireless device has several configurations as described in detail in the first to third embodiments, and has respective operation modes. A table 26 in which the interference frequency is described for each configuration and operation mode is created. When the wireless device receives a specific reception frequency, the
本実施例においては、無線装置の受信周波数と妨害周波数との周波数が重ならないような動作モードのPLL回路を選択し、PLL回路を構成する。無線装置の受信周波数と妨害波周波数との周波数が重ならないことから、受信感度が良好なPLL回路、及びそのPLL回路を備えた無線装置が得られる。 In this embodiment, a PLL circuit in an operation mode in which the frequency of the reception frequency of the wireless device and the interference frequency do not overlap is selected to configure the PLL circuit. Since the reception frequency and the interference wave frequency of the wireless device do not overlap, a PLL circuit with good reception sensitivity and a wireless device including the PLL circuit can be obtained.
上記したように本発明のLL回路では、PLL回路から発生する高調波ノイズが無線装置の送受信周波数と干渉し、受信感度が低下する場合には、PLL回路の構成を変更し、リングオシレータの高調波ノイズの周波数を変更する。高調波ノイズの周波数を変更し、高調波ノイズ周波数と受信周波数とを重ならないようにして干渉させなくする。このように高調波ノイズの周波数が変化することで、無線装置は高調波ノイズの影響を受けなくなり、無線装置の送受信感度は良好になる。本実施例のリングオシレータ、PLL回路を備え、良好な受信特性を備えた無線装置が構成できる。 As described above, in the LL circuit of the present invention, when the harmonic noise generated from the PLL circuit interferes with the transmission / reception frequency of the wireless device and the reception sensitivity is lowered, the configuration of the PLL circuit is changed, and the harmonics of the ring oscillator are changed. Change the frequency of wave noise. The frequency of the harmonic noise is changed so that the harmonic noise frequency and the reception frequency do not overlap to prevent interference. By changing the frequency of the harmonic noise in this way, the wireless device is not affected by the harmonic noise, and the transmission / reception sensitivity of the wireless device is improved. A radio apparatus including the ring oscillator and the PLL circuit of this embodiment and having good reception characteristics can be configured.
以上、実施形態、実施例として本願発明を説明したが、本願発明は上記の実施形態例に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で様々な変更をすることができる。 As mentioned above, although this invention was demonstrated as embodiment and an Example, this invention is not limited to said embodiment. Various changes can be made to the configuration and details of the present invention within the scope of the present invention.
1 位相検出器(PD)
2 チャージポンプ(CP)
3 低域通過フィルタ(LPF)
4、7 分周器
5 インバータゲート(論理反転回路)
6 切り替えスイッチ
8A、8B 遅延回路
9、9A、9B リングオシレータ
10 PLL回路
11 送信局
20 無線装置
21 アンテナ
22 電力増幅部
23 周波数変換部
24 ベースバンド部
25 制御部
26 テーブル
27 局部発振器
1 Phase detector (PD)
2 Charge pump (CP)
3 Low-pass filter (LPF)
4, 7
6 switch 8A,
Claims (2)
前記リングオシレータは、発振回路と前記制御信号を受けると前記発振回路の構成を切り替える切り替えスイッチとを備え、
前記発振回路は複数段のインバータゲートから構成され、
前記リングオシレータは、前記制御手段からの前記制御信号を受けると、前記切り替えスイッチにより前記発振回路の構成を切り替え、前記発振回路が発生する高調波ノイズの周波数を変更することを特徴とするリングオシレータ。 A detecting means for detecting the receiving sensitivity of the receiving frequency, and a control means for comparing the detected receiving sensitivity with a threshold value to determine whether or not the receiving sensitivity is deteriorated and outputting a control signal when the receiving sensitivity is determined to be deteriorated. a ring oscillator that will be incorporated in the wireless device, wherein the control means is a plurality of types stored the frequency band of the harmonic noise generated from the ring oscillator as a table, the said table, is generated from the ring oscillator The lower limit frequency and the upper limit frequency of the harmonic noise frequency band and the threshold value of the reception sensitivity at that time are classified for each of the plurality of types, and the control means refers to the table and uses the frequency of the reception frequency being used. Check whether the band is included in the frequency band of the harmonic noise, and if included, the received sensitivity detected for the reception frequency being used and the above When the reception sensitivity and the detected by comparing the value is inferior than the threshold value, which is determined to change the frequency of the harmonic noise generated from the ring oscillator for outputting said control signal,
The ring oscillator, Bei example a changeover switch for switching the configuration of the oscillation circuit and receiving said control signal and the oscillation circuit,
The oscillation circuit is composed of a plurality of inverter gates,
The ring oscillator, the Ru receiving the control signal from the control unit, the switching configuration of the oscillation circuit by the changeover switch, ring and changing the frequency of the harmonic noise which the oscillating circuit is generated Oscillator.
前記リングオシレータは、発振回路と前記制御信号を受けると前記発振回路の構成を切り替える切り替えスイッチとを備え、
前記発振回路は複数段のインバータゲートと、異なる遅延時間を有し、前記複数段のインバータゲートに切り換え接続される第1及び第2の遅延回路とを有し、
前記リングオシレータは、前記制御手段からの前記制御信号を受けると、前記切り替えスイッチにより前記複数段のインバータゲートに接続される遅延回路を、前記第1又は第2の遅延回路のどちらか他方に切り替え接続して、前記発振回路が発生する高調波ノイズの周波数を変更することを特徴とするリングオシレータ。 A detecting means for detecting the receiving sensitivity of the receiving frequency, and a control means for comparing the detected receiving sensitivity with a threshold value to determine whether or not the receiving sensitivity is deteriorated and outputting a control signal when the receiving sensitivity is determined to be deteriorated. a ring oscillator that will be incorporated in the wireless device, wherein the control means is a plurality of types stored the frequency band of the harmonic noise generated from the ring oscillator as a table, the said table, is generated from the ring oscillator The lower limit frequency and the upper limit frequency of the harmonic noise frequency band and the threshold value of the reception sensitivity at that time are classified for each of the plurality of types, and the control means refers to the table and uses the frequency of the reception frequency being used. Check whether the band is included in the frequency band of the harmonic noise, and if included, the received sensitivity detected for the reception frequency being used and the above When the reception sensitivity and the detected by comparing the value is inferior than the threshold value, which is determined to change the frequency of the harmonic noise generated from the ring oscillator for outputting said control signal,
The ring oscillator, Bei example a changeover switch for switching the configuration of the oscillation circuit and receiving said control signal and the oscillation circuit,
The oscillation circuit includes a plurality of inverter gates and first and second delay circuits having different delay times and switched to the plurality of inverter gates.
The ring oscillator, the Ru receiving the control signal from said control means, a delay circuit connected to an inverter gate of said plurality of stages by the selector switch, to either the other of said first or second delay circuit A ring oscillator , wherein the frequency of harmonic noise generated by the oscillation circuit is changed by switching connection.
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