JP5488097B2 - Current estimation device and DCDC converter control system - Google Patents

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Description

本発明は、ＤＣＤＣコンバータに流れる電流を推定する電流推定装置、および電流推定装置を備えるＤＣＤＣコンバータ制御システムに関する。   The present invention relates to a current estimation device that estimates a current flowing through a DCDC converter, and a DCDC converter control system that includes the current estimation device.

モータを制御する電力変換制御システムが広く用いられている。このシステムは、電池、ＤＣＤＣコンバータ、インバータ等を備え、モータの制御を次のようにして行う。モータを加速する場合には、ＤＣＤＣコンバータは、電池の出力電圧を昇圧しインバータに出力する。インバータは、ＤＣＤＣコンバータから出力された直流電力を交流電力に変換し、その交流電力をモータに供給する。そして、モータを回生制動する場合には、インバータは、モータから出力された回生交流電力を直流電力に変換し、その直流電力をＤＣＤＣコンバータに出力する。ＤＣＤＣコンバータは、インバータから出力された直流電圧を降圧して電池に印加し電池を充電する。   A power conversion control system for controlling a motor is widely used. This system includes a battery, a DCDC converter, an inverter, and the like, and controls the motor as follows. When accelerating the motor, the DCDC converter boosts the output voltage of the battery and outputs it to the inverter. The inverter converts the DC power output from the DCDC converter into AC power, and supplies the AC power to the motor. When the motor is regeneratively braked, the inverter converts the regenerative AC power output from the motor into DC power and outputs the DC power to the DCDC converter. The DCDC converter steps down the DC voltage output from the inverter and applies it to the battery to charge the battery.

また、電力変換制御システムは、ＤＣＤＣコンバータを制御するコントロールユニットを備える。コントロールユニットは、モータに対する操作指令情報、モータの回転状態等に基づいて、ＤＣＤＣコンバータの昇圧電圧に対する指令値を求める。そして、昇圧電圧の値が指令値に近付くよう、ＤＣＤＣコンバータを制御する。   The power conversion control system includes a control unit that controls the DCDC converter. The control unit obtains a command value for the boosted voltage of the DCDC converter based on operation command information for the motor, the rotation state of the motor, and the like. Then, the DCDC converter is controlled so that the boosted voltage value approaches the command value.

以下の特許文献１には、モータの回生電力によって電池を充電するエレベータシステムについて記載されている。このシステムは、モータ、インバータ、降圧チョッパおよび電池を備える。降圧チョッパは、上述のＤＣＤＣコンバータに相当するものであるため、以下ではＤＣＤＣコンバータと称する。   Patent Document 1 below describes an elevator system that charges a battery with regenerative power of a motor. This system includes a motor, an inverter, a step-down chopper, and a battery. Since the step-down chopper corresponds to the above-described DCDC converter, it is hereinafter referred to as a DCDC converter.

このシステムでは、モータを加速する場合には、商用電源から供給され整流された直流電力を、インバータが交流電力に変換しモータに供給する。そして、モータを回生制動する場合には、インバータは、モータが発電した交流電力を直流電力に変換し、この直流電力に応じた直流電圧をＤＣＤＣコンバータに出力する。ＤＣＤＣコンバータは、その直流電圧を降圧して電池に印加し電池を充電する。   In this system, when the motor is accelerated, DC power supplied from a commercial power source and rectified is converted into AC power by an inverter and supplied to the motor. When the motor is regeneratively braked, the inverter converts AC power generated by the motor into DC power, and outputs a DC voltage corresponding to the DC power to the DCDC converter. The DCDC converter steps down the DC voltage and applies it to the battery to charge the battery.

特開２００１−２５３６５３号公報JP 2001-253653 A

一般に、ＤＣＤＣコンバータの制御は、入力側または出力側の電圧に基づいて行われる。そして、電圧に基づく制御にＤＣＤＣコンバータに流れる電流に基づくマイナーループ制御を加えることで、出力電圧の安定性が向上することが多い。   In general, the DCDC converter is controlled based on the voltage on the input side or the output side. In many cases, the stability of the output voltage is improved by adding the minor loop control based on the current flowing through the DCDC converter to the control based on the voltage.

例えば、特許文献１に記載のシステムでは、モータの回生制動時に次のようなマイナーループ制御が行われる。すなわち、ＤＣＤＣコンバータによる降圧前（入力側）の直流電圧の検出値およびその直流電圧の指令値に基づいて、ＤＣＤＣコンバータが備えるＤＣリアクトルに流れる電流の指令値が求められる。そして、ＤＣリアクトルに流れる電流の検出値がその指令値に近付くよう、ＤＣＤＣコンバータの制御が行われる。   For example, in the system described in Patent Document 1, the following minor loop control is performed during regenerative braking of the motor. That is, the command value of the current flowing through the DC reactor included in the DCDC converter is obtained based on the detected value of the DC voltage before stepping down (input side) by the DCDC converter and the command value of the DC voltage. Then, the DCDC converter is controlled so that the detected value of the current flowing through the DC reactor approaches the command value.

ＤＣＤＣコンバータに流れる電流に基づくマイナーループ制御を行う場合、所定箇所の電圧を検出する電圧センサの他、所定電流経路の電流を検出する電流センサが必要となる。しかし、ＤＣＤＣコンバータに電流センサを直接設けたのでは、ハードウエアのコストが上昇するという問題が生じる。   When performing minor loop control based on the current flowing through the DCDC converter, a current sensor for detecting a current in a predetermined current path is required in addition to a voltage sensor for detecting a voltage at a predetermined location. However, if the current sensor is directly provided in the DCDC converter, there is a problem that the cost of hardware increases.

本発明は、ＤＣＤＣコンバータに用いられる電流推定装置において、ＤＣＤＣコンバータに電流センサを直接設けることなく、電流値を推定することを目的とする。   An object of the present invention is to estimate a current value in a current estimation device used for a DCDC converter without directly providing a current sensor in the DCDC converter.

本発明は、ＤＣＤＣコンバータに流れる電流を推定する電流推定装置において、電池から前記ＤＣＤＣコンバータに至る電流経路を流れるコンバータ入力電流の推定値を、前記電池の開放電圧値、前記電池の出力電圧検出値、および前記電池の内部抵抗値に基づいて求める電流推定部と、前記電池に流れる電流の検出値を、前記電池の充電状態を制御する電池コントローラから取得し、前記電流推定部によって求められた電流推定値と、前記電池に流れる電流の検出値との差異に基づいて、当該電流推定値に含まれる電流誤差を求める電流誤差設定部と、前記ＤＣＤＣコンバータの負荷状態と前記電池の出力電圧検出値との関係に基づいて前記電池の開放電圧の初期値を求める初期開放電圧設定部と、前記電池の内部抵抗値および前記電流誤差に基づいて、前記初期開放電圧設定部によって求められた初期開放電圧値に対する補正値を求める電圧補正値設定部と、前記初期開放電圧値および前記補正値に基づいて前記電池の開放電圧値を求め、求められた開放電圧値を前記電流推定部に与える開放電圧設定部と、を備え、前記電流推定部によって求められた電流推定値を出力することを特徴とする。   The present invention provides a current estimation device for estimating a current flowing through a DCDC converter, wherein an estimated value of a converter input current flowing through a current path from a battery to the DCDC converter is calculated by using an open-circuit voltage value of the battery and an output voltage detection value of the battery. And a current estimation unit obtained based on an internal resistance value of the battery, and a current value obtained by the current estimation unit obtained from a battery controller that controls a state of charge of the battery, and a detected value of a current flowing through the battery Based on the difference between the estimated value and the detected value of the current flowing through the battery, a current error setting unit for obtaining a current error included in the current estimated value, the load state of the DCDC converter, and the output voltage detected value of the battery An initial open-circuit voltage setting unit for obtaining an initial value of the open-circuit voltage of the battery based on the relationship between the internal resistance value of the battery and the current error A voltage correction value setting unit for obtaining a correction value for the initial open-circuit voltage value obtained by the initial open-circuit voltage setting unit, and obtaining the open-circuit voltage value of the battery based on the initial open-circuit voltage value and the correction value. An open-circuit voltage setting unit that supplies the obtained open-circuit voltage value to the current estimation unit, and outputs the estimated current value obtained by the current estimation unit.

また、本発明に係る電流推定装置においては、前記電流誤差設定部は、前記電流推定部によって求められた電流推定値の時間平均値と、前記電池に流れる電流の検出値の時間平均値との差異を、前記電流誤差として求める手段を備え、前記電圧補正値設定部は、前記電流誤差と前記内部抵抗値との積を前記補正値として求める手段を備えることが好適である。   Further, in the current estimation device according to the present invention, the current error setting unit includes a time average value of the current estimation value obtained by the current estimation unit and a time average value of the detection value of the current flowing through the battery. It is preferable that a unit for obtaining a difference as the current error is provided, and the voltage correction value setting unit includes a unit for obtaining a product of the current error and the internal resistance value as the correction value.

また、本発明は、前記電流推定装置と、前記電流推定値に基づいて前記ＤＣＤＣコンバータの制御を行う制御装置と、を備えるＤＣＤＣコンバータ制御システムにおいて、前記制御装置は、前記電流推定値と前記コンバータ入力電流に対する指令値との差異を求める差異設定部と、前記差異設定部によって求められた差異に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータが備えるスイッチング素子の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備える。   Further, the present invention provides a DCDC converter control system comprising the current estimation device and a control device that controls the DCDC converter based on the current estimation value. The control device includes the current estimation value and the converter. A difference setting unit that obtains a difference from a command value with respect to an input current; and a drive signal generation unit that generates a drive signal of a switching element included in the DCDC converter based on the difference obtained by the difference setting unit.

本発明によれば、ＤＣＤＣコンバータに用いられる電流推定装置において、ＤＣＤＣコンバータに電流センサを直接設けることなく、電流値を推定することができる。   According to the present invention, in a current estimation device used for a DCDC converter, a current value can be estimated without providing a current sensor directly in the DCDC converter.

本発明の実施形態に係る電力変換制御システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power conversion control system which concerns on embodiment of this invention. 駆動信号生成部および電流推定部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of a drive signal production | generation part and a current estimation part. 初期開放電圧設定器が実行する処理を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the process which an initial stage open voltage setting device performs. 電池の内部抵抗値の温度特性の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the temperature characteristic of the internal resistance value of a battery. 入力電流推定器の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of an input current estimator. 電圧補正値設定器の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of a voltage correction value setting device. 電流推定部についての実験結果を示す図である。It is a figure which shows the experimental result about an electric current estimation part.

図１に本発明の実施形態に係る電力変換制御システム１０の構成を示す。電力変換制御システム１０は、モータジェネレータを用いて走行する電気自動車、エンジンおよびモータジェネレータを用いて走行するハイブリッド自動車等に搭載される。ここでは、電力変換制御システム１０を自動車に搭載した実施形態を示すが、本発明は、電池、電池ＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）、およびＤＣＤＣコンバータを用いるその他のシステムに用いることができる。ここで、電池ＥＣＵは、電池の充電状態を制御するコントロールユニットであり、その構成および動作については後述する。   FIG. 1 shows a configuration of a power conversion control system 10 according to an embodiment of the present invention. The power conversion control system 10 is mounted on an electric vehicle that travels using a motor generator, a hybrid vehicle that travels using an engine and a motor generator, and the like. Although an embodiment in which the power conversion control system 10 is mounted on an automobile is shown here, the present invention can be used for a battery, a battery ECU (Electronic Control Unit), and other systems using a DCDC converter. Here, the battery ECU is a control unit that controls the state of charge of the battery, and the configuration and operation thereof will be described later.

電力変換制御システム１０は、電池１２、電池１２の出力電圧を昇圧し、昇圧電圧を第１インバータ３８および第２インバータ４２に出力すると共に、インバータ側の電圧を降圧し、降圧電圧を電池１２に出力するＤＣＤＣコンバータ１４、ＤＣＤＣコンバータ１４と第１モータジェネレータ４０との間で直流交流変換を行う第１インバータ３８、ＤＣＤＣコンバータ１４と第２モータジェネレータ４４との間で直流交流変換を行う第２インバータ４２、第１インバータ３８に接続される第１モータジェネレータ４０、第２インバータ４２に接続される第２モータジェネレータ４４、およびコントロールユニット４６を備える。電池１２としては、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池等の二次電池を用いてもよい。   The power conversion control system 10 boosts the output voltage of the battery 12 and the battery 12, outputs the boosted voltage to the first inverter 38 and the second inverter 42, steps down the voltage on the inverter side, and supplies the stepped down voltage to the battery 12. The output DCDC converter 14, the first inverter 38 that performs DC / AC conversion between the DCDC converter 14 and the first motor generator 40, and the second inverter that performs DC / AC conversion between the DCDC converter 14 and the second motor generator 44. 42, a first motor generator 40 connected to the first inverter 38, a second motor generator 44 connected to the second inverter 42, and a control unit 46. As the battery 12, a secondary battery such as a lithium ion battery or a nickel metal hydride battery may be used.

電池１２の正極には、ＤＣＤＣコンバータ１４の電池側正極端子１６が接続される。電池１２の負極には、ＤＣＤＣコンバータ１４の電池側負極端子１８が接続される。ＤＣＤＣコンバータ１４は、電池側正極端子１６と電池側負極端子１８との間の電圧を昇圧し、昇圧後の電圧をインバータ側正極端子３４とインバータ側負極端子３６との間に出力する。また、インバータ側正極端子３４とインバータ側負極端子３６との間の電圧を降圧し、降圧後の電圧を電池側正極端子１６と電池側負極端子１８との間に出力する。   The battery-side positive terminal 16 of the DCDC converter 14 is connected to the positive electrode of the battery 12. The battery-side negative terminal 18 of the DCDC converter 14 is connected to the negative electrode of the battery 12. The DCDC converter 14 boosts the voltage between the battery-side positive terminal 16 and the battery-side negative terminal 18 and outputs the boosted voltage between the inverter-side positive terminal 34 and the inverter-side negative terminal 36. Further, the voltage between the inverter-side positive terminal 34 and the inverter-side negative terminal 36 is stepped down, and the voltage after the step-down is output between the battery-side positive terminal 16 and the battery-side negative terminal 18.

電池側正極端子１６と電池側負極端子１８との間には、入力コンデンサ２０が接続される。また、電池側正極端子１６にはインダクタ２２の一端が接続される。インダクタ２２の他端は、上側ＩＧＢＴ２４と下側ＩＧＢＴ２６との接続節点に接続される。   An input capacitor 20 is connected between the battery side positive terminal 16 and the battery side negative terminal 18. Further, one end of an inductor 22 is connected to the battery side positive terminal 16. The other end of the inductor 22 is connected to a connection node between the upper IGBT 24 and the lower IGBT 26.

ここでは、ＤＣＤＣコンバータ１４のスイッチング素子としてＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いた例を示しているが、スイッチング素子としては、サイリスタ、トライアック、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ等のその他の半導体素子を用いてもよい。   Here, an example in which an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) is used as a switching element of the DCDC converter 14 is shown, but other semiconductor elements such as a thyristor, a triac, a bipolar transistor, and a field effect transistor are used as the switching element. May be.

上側ＩＧＢＴ２４のエミッタ端子は、下側ＩＧＢＴ２６のコレクタ端子に接続される。下側ＩＧＢＴ２６のエミッタ端子は、電池側負極端子１８に接続される。上側ＩＧＢＴ２４のコレクタ端子とエミッタ端子との間には、エミッタ端子側がアノード端子となるようフリーホイールダイオード２８が接続される。下側ＩＧＢＴ２６のコレクタ端子とエミッタ端子との間には、エミッタ端子側がアノード端子となるようフリーホイールダイオード３０が接続される。   The emitter terminal of the upper IGBT 24 is connected to the collector terminal of the lower IGBT 26. The emitter terminal of the lower IGBT 26 is connected to the battery-side negative terminal 18. A free wheel diode 28 is connected between the collector terminal and the emitter terminal of the upper IGBT 24 so that the emitter terminal side becomes an anode terminal. A free wheel diode 30 is connected between the collector terminal and the emitter terminal of the lower IGBT 26 so that the emitter terminal side becomes an anode terminal.

上側ＩＧＢＴ２４のコレクタ端子と下側ＩＧＢＴ２６のエミッタ端子との間には出力コンデンサ３２が接続される。上側ＩＧＢＴ２４のコレクタ端子は、インバータ側正極端子３４に接続され、下側ＩＧＢＴ２６のエミッタ端子はインバータ側負極端子３６に接続される。   An output capacitor 32 is connected between the collector terminal of the upper IGBT 24 and the emitter terminal of the lower IGBT 26. The collector terminal of the upper IGBT 24 is connected to the inverter-side positive terminal 34, and the emitter terminal of the lower IGBT 26 is connected to the inverter-side negative terminal 36.

コントロールユニット４６は、次のような原理に基づき、上側ＩＧＢＴ２４および下側ＩＧＢＴ２６のスイッチング制御を行い、電圧の昇降圧制御を行う。   The control unit 46 performs switching control of the upper IGBT 24 and the lower IGBT 26 based on the following principle, and performs voltage step-up / step-down control.

上側ＩＧＢＴ２４をオフにし、下側ＩＧＢＴ２６をオンにすると、インダクタ２２を介して電池１２の正極から下側ＩＧＢＴ２６のコレクタ端子に電流が流入する。この状態において下側ＩＧＢＴ２６をオフとするとインダクタ２２に流れる電流が遮断され、インダクタ２２に誘導起電力が発生する。   When the upper IGBT 24 is turned off and the lower IGBT 26 is turned on, current flows from the positive electrode of the battery 12 to the collector terminal of the lower IGBT 26 via the inductor 22. In this state, when the lower IGBT 26 is turned off, the current flowing through the inductor 22 is cut off, and an induced electromotive force is generated in the inductor 22.

電池１２の出力電圧に誘導起電力を加えた電圧が、出力コンデンサ３２の端子間電圧より大きい場合には、フリーホイールダイオード２８が導通する。これによって、出力コンデンサ３２が充電される。したがって、電池１２の出力電圧よりも大きい電圧によって出力コンデンサ３２を充電することができ、出力コンデンサ３２の端子間電圧をインバータ側正極端子３４およびインバータ側負極端子３６から昇圧電圧として出力することができる。   When the voltage obtained by adding the induced electromotive force to the output voltage of the battery 12 is larger than the voltage across the terminals of the output capacitor 32, the free wheel diode 28 is turned on. As a result, the output capacitor 32 is charged. Therefore, the output capacitor 32 can be charged with a voltage higher than the output voltage of the battery 12, and the voltage across the terminals of the output capacitor 32 can be output as a boosted voltage from the inverter-side positive terminal 34 and the inverter-side negative terminal 36. .

電池１２の出力電圧に誘導起電力を加えた電圧が、出力コンデンサ３２の端子間電圧より小さい場合には、フリーホイールダイオード２８が遮断状態となる。このとき、上側ＩＧＢＴ２４をオンにすることにより、出力コンデンサ３２から上側ＩＧＢＴ２４、インダクタ２２を介して電池１２の正極へと至る電流が流れる。これによって、出力コンデンサ３２に蓄積されている電荷を放電し、インバータ側正極端子３４とインバータ側負極端子３６との間の電圧を下げると共に、電池１２を充電することができる。   When the voltage obtained by adding the induced electromotive force to the output voltage of the battery 12 is smaller than the voltage across the terminals of the output capacitor 32, the free wheel diode 28 is cut off. At this time, by turning on the upper IGBT 24, a current flows from the output capacitor 32 to the positive electrode of the battery 12 via the upper IGBT 24 and the inductor 22. As a result, the electric charge accumulated in the output capacitor 32 is discharged, the voltage between the inverter-side positive terminal 34 and the inverter-side negative terminal 36 is lowered, and the battery 12 can be charged.

電池１２の出力電圧に誘導起電力を加えた電圧が、出力コンデンサ３２の端子間電圧と等しいときは、上側ＩＧＢＴ２４およびフリーホイールダイオード２８のいずれにも電流は流れず、出力コンデンサ３２の端子間電圧は維持され、インバータ側正極端子３４とインバータ側負極端子３６との間の昇圧電圧も維持される。   When the voltage obtained by adding the induced electromotive force to the output voltage of the battery 12 is equal to the voltage between the terminals of the output capacitor 32, no current flows through either the upper IGBT 24 or the free wheel diode 28, and the voltage between the terminals of the output capacitor 32. Is maintained, and the boosted voltage between the inverter-side positive terminal 34 and the inverter-side negative terminal 36 is also maintained.

このような回路動作によれば、電池１２の出力電圧にインダクタ２２の誘導起電力を加えた電圧に近づくようインバータ側の電圧を調整することができる。インダクタ２２の誘導起電力は、下側ＩＧＢＴ２６をオフにする直前においてインダクタ２２に流れる電流の大きさに基づいて定まる。この電流は、下側ＩＧＢＴ２６をオンにする時間を長くすることで大きくすることができ、下側ＩＧＢＴ２６をオンにする時間を短くすることで小さくすることができる。また、上記のように、昇圧電圧を下げるためには、下側ＩＧＢＴ２６のオフ時に上側ＩＧＢＴ２４をオンにする。そこで、コントロールユニット４６は、次に説明するように、上側ＩＧＢＴ２４と下側ＩＧＢＴ２６を交互にオンオフ制御することで、昇圧電圧を調整する。   According to such circuit operation, the voltage on the inverter side can be adjusted so as to approach the voltage obtained by adding the induced electromotive force of the inductor 22 to the output voltage of the battery 12. The induced electromotive force of the inductor 22 is determined based on the magnitude of the current flowing through the inductor 22 immediately before the lower IGBT 26 is turned off. This current can be increased by increasing the time during which the lower IGBT 26 is turned on, and can be decreased by decreasing the time during which the lower IGBT 26 is turned on. Further, as described above, in order to lower the boost voltage, the upper IGBT 24 is turned on when the lower IGBT 26 is turned off. Therefore, the control unit 46 adjusts the boost voltage by alternately turning on and off the upper IGBT 24 and the lower IGBT 26 as described below.

コントロールユニット４６は、上側ＩＧＢＴ２４を制御する駆動信号ＰＵ、および下側ＩＧＢＴ２６を制御する駆動信号ＰＬを生成する駆動信号生成部４８を備える。駆動信号ＰＵは、上側ＩＧＢＴ２４をオンにするオンレベルと、上側ＩＧＢＴ２４をオフにするオフレベルとが交互に繰り返されるパルス信号である。駆動信号ＰＬは、下側ＩＧＢＴ２６をオフにするオフレベルと、下側ＩＧＢＴ２６をオンにするオンレベルとが交互に繰り返されるパルス信号である。駆動信号ＰＵおよびＰＬのレベルは相補的な関係にあり、一方がオンレベルのときに他方はオフレベルとなる。   The control unit 46 includes a drive signal generator 48 that generates a drive signal PU that controls the upper IGBT 24 and a drive signal PL that controls the lower IGBT 26. The drive signal PU is a pulse signal in which an on level that turns on the upper IGBT 24 and an off level that turns off the upper IGBT 24 are alternately repeated. The drive signal PL is a pulse signal in which an off level that turns off the lower IGBT 26 and an on level that turns on the lower IGBT 26 are alternately repeated. The levels of the drive signals PU and PL are in a complementary relationship, and when one is on, the other is off.

駆動信号ＰＵおよびＰＬについてはデューティ比が定義される。デューティ比は、制御周期に対する駆動信号ＰＵのオンレベル時間の比である。制御周期は、駆動信号ＰＵのオンレベル時間と、駆動信号ＰＬのオンレベル時間と、駆動信号ＰＵおよびＰＬの両者がオフレベルになる２回のデッドタイムとを加算した時間である。例えば、駆動信号ＰＵがオンレベル、駆動信号ＰＬがオフレベルとなる時間がｔ１だけ続いた後にデッドタイムが時間ｔ２だけ続き、その後、駆動信号ＰＵがオフレベル、駆動信号ＰＬがオンレベルとなる時間がｔ３だけ続いた後に、デッドタイムが時間ｔ４だけ続く場合には、制御周期ＴはＴ＝ｔ１＋ｔ２＋ｔ３＋ｔ４となる。また、デューティ比はｔ１／（ｔ１＋ｔ２＋ｔ３＋ｔ４）となる。   A duty ratio is defined for drive signals PU and PL. The duty ratio is a ratio of the on-level time of the drive signal PU to the control cycle. The control cycle is a time obtained by adding the on-level time of the drive signal PU, the on-level time of the drive signal PL, and two dead times when both of the drive signals PU and PL are off level. For example, the time when the drive signal PU is on level and the drive signal PL is off level lasts for t1, then the dead time lasts for time t2, and then the drive signal PU is off level and the drive signal PL is on level If the dead time lasts for t4 after t3 continues, the control period T is T = t1 + t2 + t3 + t4. The duty ratio is t1 / (t1 + t2 + t3 + t4).

駆動信号生成部４８は、後述する処理によってデューティ比を求め、求められたデューティ比に従う駆動信号ＰＵおよびＰＬを出力する。制御周期一定の条件の下、デューティ比を小さくすることは下側ＩＧＢＴ２６のオン時間を長くすることに相当し、昇圧電圧を大きくすることに相当する。一方、デューティ比を大きくすることは、下側ＩＧＢＴ２６のオン時間を短くすることに相当し、昇圧電圧を小さくすることに相当する。昇圧電圧の時間平均値に対する電池出力電圧の時間平均値の比はデューティ比となる。   The drive signal generation unit 48 obtains a duty ratio by a process described later, and outputs drive signals PU and PL according to the obtained duty ratio. Decreasing the duty ratio under the condition that the control period is constant corresponds to increasing the on-time of the lower IGBT 26 and corresponds to increasing the boost voltage. On the other hand, increasing the duty ratio corresponds to shortening the ON time of the lower IGBT 26 and corresponds to decreasing the boost voltage. The ratio of the time average value of the battery output voltage to the time average value of the boosted voltage is the duty ratio.

駆動信号生成部４８の構成および処理について説明する。駆動信号生成部４８が実行する処理には昇圧電圧に対する指令値である昇圧電圧指令値ＶＨ*が用いられる。コントロールユニット４６には、昇圧電圧指令値ＶＨ*、およびその他の指令値を決定する指令値決定部５２が備えられ、コントロールユニット４６は、昇圧電圧指令値ＶＨ*を駆動信号生成部４８に出力する。 The configuration and processing of the drive signal generation unit 48 will be described. In the process executed by the drive signal generator 48, a boosted voltage command value VH * that is a command value for the boosted voltage is used. The control unit 46 includes a boost voltage command value VH * and a command value determination unit 52 that determines other command values. The control unit 46 outputs the boost voltage command value VH * to the drive signal generation unit 48. .

また、駆動信号生成部４８が実行する処理には、電池１２からＤＣＤＣコンバータ１４のインダクタ２２に至る経路を流れるコンバータ入力電流の推定値ＩＢが用いられる。ここで、推定値とは、コンバータ入力電流を電流センサによって検出するものではなく、電池１２の電圧降下値と内部抵抗値とに基づいて求められる値を意味する。コンバータ入力電流推定値ＩＢを求めるため、コントロールユニット４６には電流推定部５０が備えられる。電流推定部５０の構成および処理については後述する。   Further, the processing executed by the drive signal generation unit 48 uses the estimated value IB of the converter input current flowing through the path from the battery 12 to the inductor 22 of the DCDC converter 14. Here, the estimated value does not detect the converter input current by the current sensor, but means a value obtained based on the voltage drop value of the battery 12 and the internal resistance value. In order to obtain the converter input current estimated value IB, the control unit 46 is provided with a current estimating unit 50. The configuration and processing of the current estimation unit 50 will be described later.

さらに、駆動信号生成部４８および電流推定部５０が実行する処理には、電池１２の出力電圧の検出値および昇圧電圧の検出値が用いられる。そのため、ＤＣＤＣコンバータ１４には、電池１２の出力電圧を検出する電池電圧センサ５４、および昇圧電圧を検出する昇圧電圧センサ５６が備えられる。   Furthermore, the detected value of the output voltage of the battery 12 and the detected value of the boosted voltage are used for the processing executed by the drive signal generating unit 48 and the current estimating unit 50. Therefore, the DCDC converter 14 includes a battery voltage sensor 54 that detects the output voltage of the battery 12 and a boost voltage sensor 56 that detects the boost voltage.

電池電圧センサ５４は電池１２の出力電圧を検出し、検出結果を電池電圧検出値ＶＬとして駆動信号生成部４８に出力する。また、昇圧電圧センサ５６は昇圧電圧を検出し、検出結果を昇圧電圧検出値ＶＨとして駆動信号生成部４８に出力する。さらに、指令値決定部５２は、昇圧電圧指令値ＶＨ*を求め駆動信号生成部４８に出力する。昇圧電圧指令値ＶＨ*は、例えば、各モータジェネレータの回転速度、各モータジェネレータに流れる電流の検出値等に基づいて決定してもよい。 The battery voltage sensor 54 detects the output voltage of the battery 12 and outputs the detection result to the drive signal generator 48 as a battery voltage detection value VL. The boosted voltage sensor 56 detects the boosted voltage and outputs the detection result to the drive signal generating unit 48 as the boosted voltage detection value VH. Further, the command value determination unit 52 calculates the boost voltage command value VH * and outputs it to the drive signal generation unit 48. The boost voltage command value VH * may be determined based on, for example, the rotational speed of each motor generator, the detected value of the current flowing through each motor generator, and the like.

図２に駆動信号生成部４８および電流推定部５０の構成を示す。駆動信号生成部４８は、昇圧電圧指令値ＶＨ*および電池電圧検出値ＶＬに基づいて、初期デュティ比Ｄ０を求める。そして、昇圧電圧指令値ＶＨ*と昇圧電圧検出値ＶＨとの偏差である電圧偏差ΔＶＨを求め、この電圧偏差ΔＶＨからコンバータ入力電流指令値ＩＢ*を求める。駆動信号生成部４８は、さらに、このコンバータ入力電流指令値ＩＢ*と、電流推定部５０から出力されたコンバータ入力電流推定値ＩＢとの偏差である電流偏差ΔＩＢに基づいて、初期デューティ比Ｄ０に対するデューティ比補正値ΔＤを求める。そして、初期デューティ比Ｄ０からデューティ比補正値ΔＤを減算した値をデューティ比Ｄとし、そのデューティ比Ｄに従う駆動信号ＰＵおよびＰＬを生成する。 FIG. 2 shows configurations of the drive signal generation unit 48 and the current estimation unit 50. The drive signal generator 48 obtains the initial duty ratio D0 based on the boost voltage command value VH * and the battery voltage detection value VL. Then, a voltage deviation ΔVH that is a deviation between the boost voltage command value VH * and the boost voltage detection value VH is obtained, and the converter input current command value IB * is obtained from the voltage deviation ΔVH. Further, the drive signal generation unit 48 determines the initial duty ratio D0 based on a current deviation ΔIB that is a deviation between the converter input current command value IB * and the converter input current estimation value IB output from the current estimation unit 50. A duty ratio correction value ΔD is obtained. A value obtained by subtracting the duty ratio correction value ΔD from the initial duty ratio D0 is set as the duty ratio D, and the drive signals PU and PL according to the duty ratio D are generated.

駆動信号生成部４８が実行する具体的な処理について説明する。初期デューティ比Ｄ０はデューティ比設定器６２によって求められる。デューティ比設定器６２は、電池電圧検出値ＶＬに対し低域通過フィルタ処理を施す。そして、低域通過フィルタ処理後の電池電圧検出値ＶＬを昇圧電圧指令値ＶＨ*で除した値を、初期デューティ比Ｄ０として求め減算器７２に出力する。 Specific processing executed by the drive signal generation unit 48 will be described. The initial duty ratio D0 is obtained by the duty ratio setter 62. The duty ratio setter 62 performs low-pass filter processing on the battery voltage detection value VL. Then, a value obtained by dividing the battery voltage detection value VL after the low-pass filter processing by the boost voltage command value VH * is obtained as an initial duty ratio D0 and output to the subtractor 72.

次に、デューティ比補正値ΔＤを求める処理について説明する。減算器６４は、昇圧電圧指令値ＶＨ*から昇圧電圧検出値ＶＨを減じた電圧偏差ΔＶＨを求める。電圧制御器６６は、この電圧偏差ΔＶＨをゼロに近づけるようなコンバータ入力電流値を比例積分制御によって求め、これをコンバータ入力電流指令値ＩＢ*として出力する。 Next, a process for obtaining the duty ratio correction value ΔD will be described. The subtractor 64 obtains a voltage deviation ΔVH obtained by subtracting the boost voltage detection value VH from the boost voltage command value VH * . The voltage controller 66 obtains a converter input current value that makes this voltage deviation ΔVH close to zero by proportional-integral control, and outputs this as a converter input current command value IB * .

減算器６８は、コンバータ入力電流指令値ＩＢ*から入力電流推定値ＩＢを減じた電流偏差ΔＩＢを求め、電流制御器７０に出力する。 The subtractor 68 obtains a current deviation ΔIB obtained by subtracting the input current estimated value IB from the converter input current command value IB *, and outputs it to the current controller 70.

電流制御器７０は、電流偏差ΔＩＢに対して比例積分演算を行ってΔＩＢをゼロに近づけるようなデューティ比補正値ΔＤを求め、減算器７２に出力する。減算器７２は、初期デューティ比Ｄ０からデューティ比補正値ΔＤを減算したデューティ比Ｄを出力リミッタ７４に出力する。出力リミッタ７４は、デューティ比Ｄに対し上下限制限を加える演算処理手段である。すなわち、入力値が予め定められた第１閾値以上第２閾値以下であるときは、その入力値と同一の値を出力値として出力し、入力値が第１閾値未満であるときは第１閾値を出力値として出力し、入力値が第２閾値を超えたときは第２閾値を出力値として出力する。三角波比較器７６は、デューティ比Ｄを、駆動信号ＰＵおよびＰＬに変換する機能を有する制御信号発生器である。   The current controller 70 performs a proportional integration operation on the current deviation ΔIB to obtain a duty ratio correction value ΔD that brings ΔIB close to zero, and outputs the duty ratio correction value ΔD to the subtractor 72. The subtractor 72 outputs the duty ratio D obtained by subtracting the duty ratio correction value ΔD from the initial duty ratio D0 to the output limiter 74. The output limiter 74 is arithmetic processing means for applying upper and lower limit restrictions to the duty ratio D. That is, when the input value is greater than or equal to a predetermined first threshold value and less than or equal to the second threshold value, the same value as the input value is output as the output value, and when the input value is less than the first threshold value, Is output as the output value, and when the input value exceeds the second threshold value, the second threshold value is output as the output value. The triangular wave comparator 76 is a control signal generator having a function of converting the duty ratio D into drive signals PU and PL.

例えば、三角波比較器７６は、駆動信号ＰＵおよびＰＬの制御周期と同一周期の基準三角波を生成する。そして、上記の例でデューティ比Ｄ＝０．４と算出されるときは、基準三角波が閾値以上となる時間長を制御周期で除した値が０．４となるよう、その閾値を決定する。三角波比較器７６は、三角波が閾値以上となる時間帯にオンレベルとなる駆動信号ＰＵを出力する。三角波比較器７６は、さらに、駆動信号ＰＵのレベルに対し相補的な関係にある駆動信号ＰＵを出力する。   For example, the triangular wave comparator 76 generates a reference triangular wave having the same period as the control period of the drive signals PU and PL. Then, when the duty ratio D = 0.4 is calculated in the above example, the threshold value is determined so that the value obtained by dividing the time length when the reference triangular wave is equal to or greater than the threshold value by the control period is 0.4. The triangular wave comparator 76 outputs a drive signal PU that is turned on in a time zone when the triangular wave is equal to or greater than a threshold value. The triangular wave comparator 76 further outputs a drive signal PU that is complementary to the level of the drive signal PU.

このような処理によれば、駆動信号生成部４８から上側ＩＧＢＴ２４および下側ＩＧＢＴ２６には、それぞれ、デューティ比Ｄに従う駆動信号ＰＵおよびＰＬが出力される。これによって、上側ＩＧＢＴ２４と下側ＩＧＢＴ２６は、デューティ比Ｄに従い交互にオンオフ制御される。また、減算器６４から減算器７２に至る構成要素によって、コンバータ入力電流に基づくマイナーループ制御が行われ、昇圧電圧の安定性が向上する。   According to such processing, the drive signals PU and PL according to the duty ratio D are output from the drive signal generator 48 to the upper IGBT 24 and the lower IGBT 26, respectively. As a result, the upper IGBT 24 and the lower IGBT 26 are alternately turned on / off according to the duty ratio D. Further, the minor loop control based on the converter input current is performed by the components from the subtractor 64 to the subtracter 72, and the stability of the boosted voltage is improved.

なお、デューティ比設定器６２、電圧制御器６６または電流制御器７０の内部には、出力値が後段の回路の処理能力を超える値とならないよう、出力リミッタ７４と同様のリミッタを設けてもよい。   It should be noted that a limiter similar to the output limiter 74 may be provided inside the duty ratio setting unit 62, the voltage controller 66, or the current controller 70 so that the output value does not exceed the processing capability of the subsequent circuit. .

次に、電流推定部５０の構成および処理について説明する。電流推定部５０は、電池１２の開放電圧値Ｖ０、電池電圧検出値ＶＬ、および電池１２の内部抵抗値ＲＢに基づいて、コンバータ入力電流推定値ＩＢを求める。すなわち、電池１２の開放電圧値Ｖ０から電池電圧検出値ＶＬを減算した電圧降下値を、内部抵抗値ＲＢで除すことにより、コンバータ入力電流推定値ＩＢを求める。   Next, the configuration and processing of the current estimation unit 50 will be described. Current estimating unit 50 obtains converter input current estimated value IB based on open circuit voltage value V0 of battery 12, detected battery voltage value VL, and internal resistance value RB of battery 12. That is, the converter input current estimated value IB is obtained by dividing the voltage drop value obtained by subtracting the battery voltage detection value VL from the open circuit voltage value V0 of the battery 12 by the internal resistance value RB.

一般に、電池の出力電圧には、内部抵抗に基づいて電圧降下が生じる他、拡散抵抗に基づいて電圧低下が生じることがある。そのため、電池の出力電圧の低下の要因に、内部抵抗による電圧降下の他、拡散抵抗による電圧降下がある場合には、求められるコンバータ入力電流推定値ＩＢに誤差が生じることが多い。そこで、本実施形態では、電池１２の拡散抵抗に起因してコンバータ入力電流推定値ＩＢに生じる誤差を低減するため、電池１２の無負荷時に電池電圧センサ５４を用いて検出された初期開放電圧値ＶＬ０に、電圧補正値ΔＶを加算して開放電圧値Ｖ０を求める。この電圧補正値ΔＶは、拡散抵抗に基づく電圧低下値に相当するものである。   In general, a voltage drop may occur in the output voltage of a battery based on an internal resistance, or a voltage drop may occur based on a diffusion resistance. For this reason, when the voltage drop due to the internal resistance as well as the voltage drop due to the diffusion resistance is a cause of the decrease in the output voltage of the battery, an error often occurs in the required converter input current estimated value IB. Therefore, in this embodiment, in order to reduce an error occurring in the converter input current estimated value IB due to the diffusion resistance of the battery 12, the initial open-circuit voltage value detected using the battery voltage sensor 54 when the battery 12 is not loaded. The open circuit voltage value V0 is obtained by adding the voltage correction value ΔV to VL0. This voltage correction value ΔV corresponds to a voltage drop value based on the diffusion resistance.

図１に示されるように、電池電圧センサ５４は電池１２の出力電圧を検出し、検出結果を電池電圧検出値ＶＬとして電流推定部５０に出力する。昇圧電圧センサ５６は、昇圧電圧を検出し、検出結果を昇圧電圧検出値ＶＨとして電流推定部５０に出力する。指令値決定部５２は、上述の昇圧電圧指令値ＶＨ*の他、第１モータジェネレータ４０に対するトルク指令値Ｔ１*および第２モータジェネレータ４４に対するトルク指令値Ｔ２*を求める。指令値決定部５２は、トルク指令値Ｔ１*およびＴ２*を電流推定部５０に出力する。トルク指令値Ｔ１*およびＴ２*は、例えば、各モータジェネレータの回転速度等に基づいて決定してもよい。 As shown in FIG. 1, the battery voltage sensor 54 detects the output voltage of the battery 12, and outputs the detection result to the current estimation unit 50 as a battery voltage detection value VL. The boosted voltage sensor 56 detects the boosted voltage and outputs the detection result to the current estimating unit 50 as the boosted voltage detection value VH. Command value determination unit 52 obtains torque command value T1 * for first motor generator 40 and torque command value T2 * for second motor generator 44, in addition to boosted voltage command value VH * described above. Command value determination unit 52 outputs torque command values T1 * and T2 * to current estimation unit 50. Torque command values T1 * and T2 * may be determined based on, for example, the rotational speed of each motor generator.

図２に戻り、初期開放電圧設定器７８は、電池電圧検出値ＶＬ、昇圧電圧検出値ＶＨ、トルク指令値Ｔ１*およびＴ２*に基づいて、電池１２の初期開放電圧値ＶＬ０を求める。図３に初期開放電圧設定器７８が実行する処理を示すフローチャートを示す。最初に、初期開放電圧値ＶＬ０を電池１２の公称端子電圧の値とする（Ｓ１０）。そして、トルク指令値Ｔ１*およびＴ２*の両者がゼロであるか否かを判断する（Ｓ１２）。ここで、トルク指令値Ｔ１*＝０、かつ、Ｔ２*＝０が成立することは、ＤＣＤＣコンバータ１４の負荷回路としての第１モータジェネレータ４０および第２モータジェネレータ４４が無負荷状態であることを意味する。したがって、Ｓ１２は、ＤＣＤＣコンバータ１４が無負荷状態であるか否かを判断していることになる。 Returning to FIG. 2, the initial open circuit voltage setting unit 78 obtains the initial open circuit voltage value VL <b > 0 of the battery 12 based on the battery voltage detection value VL, the boost voltage detection value VH, and the torque command values T <b > 1 * and T <b > 2 * . FIG. 3 is a flowchart showing processing executed by the initial open-circuit voltage setting unit 78. First, the initial open circuit voltage value VL0 is set as the value of the nominal terminal voltage of the battery 12 (S10). Then, it is determined whether both torque command values T1 * and T2 * are zero (S12). Here, the fact that the torque command values T1 * = 0 and T2 * = 0 are established means that the first motor generator 40 and the second motor generator 44 as the load circuit of the DCDC converter 14 are in a no-load state. means. Accordingly, S12 determines whether or not the DCDC converter 14 is in a no-load state.

Ｓ１２の判断が否定されると、Ｓ１０で設定された初期開放電圧値ＶＬ０は電池公称値のままとされ、更新が行われない（Ｓ１４）。   If the determination in S12 is negative, the initial open-circuit voltage value VL0 set in S10 is left as the battery nominal value and is not updated (S14).

Ｓ１２の判断が肯定されると、次に、昇圧電圧検出値ＶＨから電池電圧検出値ＶＬを減じた差電圧である（ＶＨ−ＶＬ）が予め定めた範囲内にあるか否かが判断される（Ｓ１６）。予め定めた範囲は、昇圧電圧センサ５６と電池電圧センサ５４のセンサ誤差の最大値と最小値とから設定される。図３の例では、±１０Ｖが予め定めた範囲とされている。つまり、±１０Ｖ以内の差電圧であるということは、電池電圧センサ５４および昇圧電圧センサ５６の検出誤差の範囲でＤＣＤＣコンバータ１４が電圧変換を行っていないことを意味する。このように、Ｓ１６は、ＤＣＤＣコンバータ１４が電圧変換を行っていないか否かを判断していることになる。   If the determination in S12 is affirmative, it is next determined whether or not a difference voltage (VH−VL) obtained by subtracting the battery voltage detection value VL from the boost voltage detection value VH is within a predetermined range. (S16). The predetermined range is set from the maximum value and the minimum value of sensor errors of the boost voltage sensor 56 and the battery voltage sensor 54. In the example of FIG. 3, ± 10 V is a predetermined range. That is, the difference voltage within ± 10 V means that the DCDC converter 14 is not performing voltage conversion within the detection error range of the battery voltage sensor 54 and the boost voltage sensor 56. Thus, S16 is determining whether the DCDC converter 14 is not performing voltage conversion.

Ｓ１６の判断が否定されると、Ｓ１２の判断が否定されたときと同様に、Ｓ１０で設定された初期開放電圧値ＶＬ０は電池公称値のままとされ、更新が行われない（Ｓ１４）。Ｓ１６の判断が肯定されると、そのときの電池電圧検出値ＶＬが初期開放電圧値ＶＬ０として、Ｓ１０で設定された電池公称値から更新される（Ｓ１８）。つまり、ＤＣＤＣコンバータ１４が無負荷状態であり、かつ、ＤＣＤＣコンバータ１４が電圧変換を行っていないときの電池電圧検出値ＶＬが初期開放電圧値ＶＬ０として設定される。Ｓ１８およびＳ１４の後は、再びＳ１２に戻り、上記の過程が繰り返される。   If the determination in S16 is negative, the initial open-circuit voltage value VL0 set in S10 is left at the battery nominal value, and is not updated (S14), as in the case where the determination in S12 is negative. If the determination in S16 is affirmed, the battery voltage detection value VL at that time is updated as the initial open-circuit voltage value VL0 from the battery nominal value set in S10 (S18). That is, the battery voltage detection value VL when the DCDC converter 14 is in a no-load state and the DCDC converter 14 is not performing voltage conversion is set as the initial open circuit voltage value VL0. After S18 and S14, the process returns to S12 again, and the above process is repeated.

初期開放電圧設定器７８は、このようにして、電池１２の初期開放電圧値ＶＬ０を求め更新する。初期開放電圧設定器７８は、初期開放電圧値ＶＬ０を加算器８０に出力する。加算器８０は、初期開放電圧値ＶＬ０に電圧補正値設定器８６から出力された電圧補正値ΔＶを加算し、開放電圧値Ｖ０＝ＶＬ０＋ΔＶを入力電流推定器８２に出力する。   In this way, the initial open-circuit voltage setter 78 obtains and updates the initial open-circuit voltage value VL0 of the battery 12. The initial open voltage setting unit 78 outputs the initial open voltage value VL0 to the adder 80. The adder 80 adds the voltage correction value ΔV output from the voltage correction value setting unit 86 to the initial open circuit voltage value VL0, and outputs the open circuit voltage value V0 = VL0 + ΔV to the input current estimator 82.

ここで、電圧補正値ΔＶは、拡散抵抗によって生じる電池１２の出力電圧の低下分を示す。したがって、開放電圧値Ｖ０は、拡散抵抗に基づく電池出力電圧の低下分を初期開放電圧値ＶＬ０に上乗せした値としての意義を有する。   Here, the voltage correction value ΔV indicates a decrease in the output voltage of the battery 12 caused by the diffusion resistance. Therefore, the open circuit voltage value V0 has a significance as a value obtained by adding a decrease in the battery output voltage based on the diffusion resistance to the initial open circuit voltage value VL0.

電池抵抗推定器８４は、電池１２の内部抵抗値ＲＢを求める機能を有する。電池抵抗推定器８４は、電池１２の温度と電池１２の内部抵抗値ＲＢとの関係を示す温度特性を記憶している。電池抵抗推定器８４は、温度特性を参照し、電池温度センサ５８によって検出された電池温度ＴＢに対応する内部抵抗値ＲＢを求める。電池抵抗推定器８４は、求められた内部抵抗値ＲＢを入力電流推定器８２に出力する。   The battery resistance estimator 84 has a function of obtaining the internal resistance value RB of the battery 12. The battery resistance estimator 84 stores temperature characteristics indicating the relationship between the temperature of the battery 12 and the internal resistance value RB of the battery 12. The battery resistance estimator 84 obtains an internal resistance value RB corresponding to the battery temperature TB detected by the battery temperature sensor 58 with reference to the temperature characteristics. The battery resistance estimator 84 outputs the obtained internal resistance value RB to the input current estimator 82.

図４は、電池１２の内部抵抗値ＲＢの温度特性の一例を示す図である。ここでは、横軸に電池温度ＴＢをとり、縦軸に内部抵抗値ＲＢをとる。縦軸の内部抵抗値ＲＢは、ＴＢ＝２０℃のときの値を１として規格化されている。例えば、ＴＢ＝０℃では、規格化されたＲＢは約１．５であり、２０℃のときの約１．５倍の大きさにＲＢが増加することが示されている。   FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a temperature characteristic of the internal resistance value RB of the battery 12. Here, the horizontal axis represents the battery temperature TB, and the vertical axis represents the internal resistance value RB. The internal resistance value RB on the vertical axis is standardized with a value of 1 when TB = 20 ° C. For example, at TB = 0 ° C., the normalized RB is about 1.5, and it is shown that the RB increases to about 1.5 times the size at 20 ° C.

また、電池１２の内部抵抗値ＲＢの推定は、他の方法で行ってもよい。例えば、電池１２の動作を制御する電池ＥＣＵ６０において電池内部状態を推定し、劣化を考慮した内部抵抗値ＲＢと温度との関係を示すマップを用いて、劣化による内部抵抗値ＲＢを推定してもよい。   Further, the internal resistance value RB of the battery 12 may be estimated by other methods. For example, even when the battery ECU 60 that controls the operation of the battery 12 estimates the internal state of the battery and uses a map showing the relationship between the internal resistance value RB and the temperature in consideration of the deterioration, the internal resistance value RB due to the deterioration is estimated. Good.

入力電流推定器８２は、開放電圧値Ｖ０と、電池電圧検出値ＶＬと、内部抵抗値ＲＢとに基づいて、電流センサを用いずにコンバータ入力電流値を求め、これをコンバータ入電流推定値ＩＢとする機能を有する演算処理手段である。   The input current estimator 82 obtains a converter input current value without using a current sensor based on the open circuit voltage value V0, the battery voltage detection value VL, and the internal resistance value RB, and obtains the converter input current value IB. Is an arithmetic processing means having a function of

具体的には、開放電圧値Ｖ０から電池電圧検出値ＶＬを減算した差分＝（Ｖ０−ＶＬ）を求め、これを内部抵抗値ＲＢで除すことで得られる値をコンバータ入力電流推定値ＩＢとする。ここで、電圧差分（Ｖ０−ＶＬ）は、内部抵抗値ＲＢに基づいて生じる電圧降下値を示す。この電圧降下値は、第１インバータ３８によって第１モータジェネレータ４０にトルクを発生させたとき、または、第２インバータ４２によって第２モータジェネレータ４４にトルクを発生させたときに、各モータジェネレータに電池１２からＤＣＤＣコンバータ１４および各インバータを介して流れる電流によって生じる。   Specifically, the difference obtained by subtracting the battery voltage detection value VL from the open circuit voltage value V0 = (V0−VL), and dividing this by the internal resistance value RB is the converter input current estimated value IB. To do. Here, the voltage difference (V0−VL) indicates a voltage drop value generated based on the internal resistance value RB. When the first inverter 38 generates torque in the first motor generator 40 or when the second inverter 42 generates torque in the second motor generator 44, the voltage drop value is applied to each motor generator. This is caused by the current flowing from 12 through the DCDC converter 14 and each inverter.

上述のように、開放電圧Ｖ０は、電池出力電圧の拡散抵抗に基づく低下分を初期開放電圧値ＶＬ０に上乗せした値である。そのため、電圧差分（Ｖ０−ＶＬ）は、拡散抵抗による誤差が低減された、電池１２の内部抵抗に基づく電圧降下値を示す。したがって、（Ｖ０−ＶＬ）／ＲＢをコンバータ入力電流推定値ＩＢとすることで、拡散抵抗に起因する誤差が低減されることとなる。   As described above, the open circuit voltage V0 is a value obtained by adding a decrease amount based on the diffusion resistance of the battery output voltage to the initial open circuit voltage value VL0. Therefore, the voltage difference (V0−VL) indicates a voltage drop value based on the internal resistance of the battery 12 in which the error due to the diffusion resistance is reduced. Therefore, by setting (V0−VL) / RB to the converter input current estimated value IB, errors due to the diffusion resistance are reduced.

図５は、入力電流推定器８２の構成を示す。入力電流推定器８２は、減算器８８と、除算器９０とを含んで構成される。減算器８８は、電圧センサ３６の検出値である電池電圧検出値ＶＬと、加算器８０から出力された開放電圧値Ｖ０とを入力値として、（Ｖ０−ＶＬ）を算出する機能を有する。除算器９０は、減算器８８の出力である（Ｖ０−ＶＬ）を入力Ａとし、電池抵抗推定器８４によって求められた内部抵抗値ＲＢを入力値Ｂとして、Ａ／Ｂを演算する機能を有する。入力電流推定器８２は、除算器９０による演算結果Ａ／Ｂを、コンバータ入力電流推定値ＩＢとして電圧補正値設定器８６および駆動信号生成部４８に出力する。   FIG. 5 shows the configuration of the input current estimator 82. The input current estimator 82 includes a subtracter 88 and a divider 90. The subtractor 88 has a function of calculating (V0−VL) using the battery voltage detection value VL that is a detection value of the voltage sensor 36 and the open-circuit voltage value V0 output from the adder 80 as input values. The divider 90 has a function of calculating A / B using (V0−VL), which is the output of the subtractor 88, as an input A and using the internal resistance value RB obtained by the battery resistance estimator 84 as an input value B. . The input current estimator 82 outputs the calculation result A / B by the divider 90 to the voltage correction value setter 86 and the drive signal generator 48 as the converter input current estimated value IB.

なお、入力電流推定器８２には、その後段に接続される回路の処理能力を超える値とならないよう、出力リミッタ７４と同様のリミッタを除算器９０の後段に設けてもよい。   In the input current estimator 82, a limiter similar to the output limiter 74 may be provided in the subsequent stage of the divider 90 so as not to exceed a processing capacity of a circuit connected to the subsequent stage.

図６に電圧補正値設定器８６の構成を示す。電圧補正値設定器８６は、電池ＥＣＵ６０から出力される電池電流基準値ＩＢ０、入力電流推定器８２から出力されるコンバータ入力電流推定値ＩＢ、および電池抵抗推定器８４から出力される内部抵抗値ＲＢに基づいて、電圧補正値ΔＶを求めるものである。   FIG. 6 shows the configuration of the voltage correction value setting unit 86. Voltage correction value setting unit 86 includes battery current reference value IB0 output from battery ECU 60, converter input current estimated value IB output from input current estimator 82, and internal resistance value RB output from battery resistance estimator 84. Based on the above, the voltage correction value ΔV is obtained.

電池ＥＣＵ６０は、電池１２の充電状態を示すＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ Ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ）、電池１２の劣化状態を示すＳＯＨ（Ｓｔａｔｅ Ｏｆ Ｈｅａｌｔｈ）等を測定するために設けられている。電池ＥＣＵ６０は、電池１２に流れる電流を検出する電流センサ、電池１２の出力電圧等を検出する電圧センサ等を備え、これらのセンサの検出結果に基づいてＳＯＣ、ＳＯＨ等を求める。本実施形態においては、電池ＥＣＵ６０は、自らが備える電流センサの検出値を電池電流基準値ＩＢ０として電圧補正値設定器８６に出力する。   The battery ECU 60 is provided for measuring SOC (State Of Charge) indicating the charging state of the battery 12, SOH (State Of Health) indicating the deterioration state of the battery 12, and the like. The battery ECU 60 includes a current sensor that detects a current flowing through the battery 12, a voltage sensor that detects an output voltage of the battery 12, and the like, and obtains SOC, SOH, and the like based on detection results of these sensors. In the present embodiment, the battery ECU 60 outputs the detected value of the current sensor provided therein to the voltage correction value setting unit 86 as the battery current reference value IB0.

一般に、電池を用いる電力変換制御システムには、電池の動作を制御する電池ＥＣＵが設けられることが多い。電池ＥＣＵに設けられる電流センサは、電池のＳＯＣ等を測定する程度の検出精度が要される。そのため、ＤＣＤＣコンバータの制御に要される程度に電流検出周期を短くすることは困難であり、電池ＥＣＵに設けられる電流センサの検出値をコンバータ電流推定値ＩＢとしてＤＣＤＣコンバータの制御に用いることは困難である。   In general, a power conversion control system that uses a battery is often provided with a battery ECU that controls the operation of the battery. The current sensor provided in the battery ECU requires detection accuracy to measure the SOC of the battery. Therefore, it is difficult to shorten the current detection cycle to the extent required for control of the DCDC converter, and it is difficult to use the detection value of the current sensor provided in the battery ECU as the converter current estimated value IB for control of the DCDC converter. It is.

また、電池ＥＣＵに設けられる電流センサの検出値を、コントロールユニットに出力する場合、通信による遅延が伴う場合が多い。そのため、ＤＣＤＣコンバータの制御に要される程度に迅速に、コントロールユニットが電池ＥＣＵから電流検出値を得ることは困難であり、電池ＥＣＵに設けられる電流センサの検出値をコンバータ電流推定値ＩＢとしてＤＣＤＣコンバータの制御に用いることは困難である。そこで、本実施形態においては、上述のように電池１２の内部抵抗に基づく電池の電圧降下値を、内部抵抗値ＲＢで除すことでコンバータ入力電流ＩＢを求めることとしている。   Further, when the detection value of the current sensor provided in the battery ECU is output to the control unit, there is often a delay due to communication. For this reason, it is difficult for the control unit to obtain the current detection value from the battery ECU as quickly as required for the control of the DCDC converter, and the detection value of the current sensor provided in the battery ECU is used as the converter current estimated value IB. It is difficult to use for control of the converter. Therefore, in this embodiment, the converter input current IB is obtained by dividing the voltage drop value of the battery based on the internal resistance of the battery 12 by the internal resistance value RB as described above.

電圧補正値設定器８６の構成および処理について説明する。時間平均器９２は、コンバータ入力電流推定値ＩＢの時間平均値を求め減算器９４に出力する。時間平均値は、演算を行う時から予め定められた時間だけ遡った時間範囲内での時間平均値として定義される。また、時間平均器９６は、電池電流基準値ＩＢ０の時間平均値を求め、減算器９４に出力する。減算器９４は、時間平均器９６の演算結果から時間平均器９２の演算結果を減算した電流値誤差δＩを求め、電流値誤差δＩを乗算器９８に出力する。他方、電池抵抗推定器８４から出力された内部抵抗値ＲＢは乗算器９８に入力されている。乗算器９８は、電流値誤差δＩと内部抵抗値ＲＢとを掛け合わせた電圧補正値ΔＶを求め電圧補正値設定器８６から出力する。上述のように、電圧補正値ΔＶは加算器８０に出力され、初期開放電圧値ＶＬ０に加算される。   The configuration and processing of the voltage correction value setting unit 86 will be described. Time averager 92 obtains a time average value of converter input current estimated value IB and outputs it to subtractor 94. The time average value is defined as a time average value within a time range that is back by a predetermined time from the time when the calculation is performed. Further, the time averager 96 obtains a time average value of the battery current reference value IB0 and outputs it to the subtractor 94. The subtractor 94 obtains a current value error δI obtained by subtracting the calculation result of the time averager 92 from the calculation result of the time averager 96, and outputs the current value error δI to the multiplier 98. On the other hand, the internal resistance value RB output from the battery resistance estimator 84 is input to the multiplier 98. The multiplier 98 obtains a voltage correction value ΔV obtained by multiplying the current value error δI and the internal resistance value RB, and outputs it from the voltage correction value setting unit 86. As described above, the voltage correction value ΔV is output to the adder 80 and added to the initial open circuit voltage value VL0.

このような処理によれば、電池電流基準値ＩＢの時間平均値からコンバータ入力電流推定値ＩＢの時間平均値を減算して得られた電流値誤差δＩに基づいて、電圧補正値ΔＶが求められる。電流値誤差δＩは、電圧差分（Ｖ０−ＶＬ）に拡散抵抗に基づく電圧低下分が含まれているにもかかわらず、電圧差分（Ｖ０−ＶＬ）が電池１２の内部抵抗に基づく電圧降下値であるとしたことに基づく誤差を示す。したがって、電流誤差δＩに内部抵抗値ＲＢを乗算する処理によって、拡散抵抗に起因する電圧低下分が求められ、加算器８０において初期開放電圧値ＶＬ０に上乗せされる。これによって、コンバータ入力電流推定値ＩＢに含まれる誤差が低減される。   According to such processing, the voltage correction value ΔV is obtained based on the current value error δI obtained by subtracting the time average value of the converter input current estimated value IB from the time average value of the battery current reference value IB. . The current value error δI is a voltage drop value based on the internal resistance of the battery 12 even though the voltage difference (V0−VL) includes a voltage drop based on the diffusion resistance. It shows the error based on what happened. Therefore, by the process of multiplying the current error δI by the internal resistance value RB, the voltage drop due to the diffusion resistance is obtained and added to the initial open circuit voltage value VL0 in the adder 80. Thereby, an error included in converter input current estimated value IB is reduced.

本実施形態に係る電力変換制御システム１０によれば、電池１２からＤＣＤＣコンバータ１４のインダクタ２２に至る電流経路に電流センサを直接設けることなく、コンバータ電流推定値ＩＢを求め、ＤＣＤＣコンバータ１４の制御が行われる。これによって、電流センサを設けることによるコストの上昇を回避することができる。   According to the power conversion control system 10 according to the present embodiment, the converter current estimated value IB is obtained without directly providing a current sensor in the current path from the battery 12 to the inductor 22 of the DCDC converter 14, and the DCDC converter 14 is controlled. Done. Thereby, an increase in cost due to the provision of the current sensor can be avoided.

さらに、本実施形態に係る電力変換制御システム１０によれば、電池１２の拡散抵抗に基づく電圧低下分が除外された上で、電圧降下値と内部抵抗値とに基づいてコンバータ入力電流推定値ＩＢが求められる。これによって、コンバータ入力電流推定値ＩＢに含まれる誤差が低減され、ＤＣＤＣコンバータ１４についての制御誤差を抑制することができる。   Furthermore, according to the power conversion control system 10 according to the present embodiment, the voltage drop based on the diffusion resistance of the battery 12 is excluded, and the converter input current estimated value IB based on the voltage drop value and the internal resistance value. Is required. Thereby, an error included in converter input current estimated value IB is reduced, and a control error for DCDC converter 14 can be suppressed.

本実施形態で用いられている電流推定部５０についての実験結果を図７（ａ）および（ｂ）に示す。横軸は時間を示し縦軸は電池１２に流れる電流の値を示す。ここで、電池１２に流れる電流はコンバータ入力電流値ＩＢに相当する。図７（ａ）および（ｂ）の特性Ｃ０は、電池１２に流れる電流の検出値を示す。この検出値は、電池１２の電流経路に実験用に設けた電流センサを用いて検出したものである。図７（ａ）の特性Ｃ１は、電圧補正値設定器８６を用いずに電圧補正値ΔＶを強制的にゼロとし、初期開放電圧値ＶＬ０から電池電圧検出値ＶＬを減算した値を内部抵抗値ＲＢで除した値を電流推定値としたものである。他方、図７（ｂ）の特性Ｃ２は、開放電圧値Ｖ０＝ＶＬ０＋ΔＶから電池電圧検出値ＶＬを減算した値を内部抵抗ＲＢで除した値を電流推定値としたものである。図７（ｂ）の縦軸スケールでは、特性Ｃ０と特性Ｃ２とはほぼ重なっている。図７（ａ）および（ｂ）からは、電圧補正値ΔＶを考慮して求められた電流推定値の方が、電圧補正値ΔＶを考慮しないで求められた電流推定値よりも、実際の検出値に近い電流推定値が得られることがわかる。   The experimental results for the current estimation unit 50 used in this embodiment are shown in FIGS. The horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the value of the current flowing through the battery 12. Here, the current flowing through battery 12 corresponds to converter input current value IB. A characteristic C0 in FIGS. 7A and 7B indicates a detected value of the current flowing through the battery 12. This detected value is detected using a current sensor provided for the experiment in the current path of the battery 12. The characteristic C1 in FIG. 7A is that the voltage correction value ΔV is forcibly set to zero without using the voltage correction value setting unit 86, and the value obtained by subtracting the battery voltage detection value VL from the initial open circuit voltage value VL0 is the internal resistance value. The value divided by RB is the current estimated value. On the other hand, the characteristic C2 in FIG. 7B is a current estimated value obtained by dividing the value obtained by subtracting the battery voltage detection value VL from the open circuit voltage value V0 = VL0 + ΔV by the internal resistance RB. In the vertical scale of FIG. 7B, the characteristic C0 and the characteristic C2 are almost overlapped. From FIGS. 7A and 7B, the current estimation value obtained in consideration of the voltage correction value ΔV is actually detected rather than the current estimation value obtained in consideration of the voltage correction value ΔV. It can be seen that an estimated current value close to the value can be obtained.

上記では、２台のモータジェネレータを備える電圧変換制御システムについて説明した。このようなシステムの他、１台のモータジェネレータを制御するシステム、３台以上のモータジェネレータを制御するシステムを構成することができる。この場合、指令値決定部５２は、各モータジェネレータの回転状態に基づく昇圧電圧指令値ＶＨ*、および各モータジェネレータに対するトルク指令値を求めて電流推定部５０に出力する。そして、初期開放電圧設定器７８は、図３のＳ１２において、総てのモータジェネレータに対するトルク指令値がゼロであるか否かの判定を行うこととすればよい。 The voltage conversion control system including two motor generators has been described above. In addition to such a system, a system that controls one motor generator can be configured as a system that controls three or more motor generators. In this case, command value determination unit 52 obtains boosted voltage command value VH * based on the rotation state of each motor generator and a torque command value for each motor generator, and outputs them to current estimation unit 50. Then, the initial open circuit voltage setting unit 78 may determine whether or not the torque command values for all the motor generators are zero in S12 of FIG.

１０ 電力変換制御システム、１２ 電池、１４ ＤＣＤＣコンバータ、１６ 電池側正極端子、１８ 電池側負極端子、２０ 入力コンデンサ、２２ インダクタ、２４ 上側ＩＧＢＴ、２６ 下側ＩＧＢＴ、２８，３０ フリーホイールダイオード、３２ 出力コンデンサ、３４ インバータ側正極端子、３６ インバータ側負極端子、３８ 第１インバータ、４０ 第１モータジェネレータ、４２ 第２インバータ、４４ 第２モータジェネレータ、４６ コントロールユニット、４８ 駆動信号生成部、５０ 電流推定部、５２ 指令値決定部、５４ 電池電圧センサ、５６ 昇圧電圧センサ、５８ 温度センサ、６０ 電池ＥＣＵ、６２ デューティ比設定器、６４，６８，７２，８８，９４ 減算器、６６ 電圧制御器、７０ 電流制御器、７４ 出力リミッタ、７６ 三角波比較器、７８ 初期開放電圧設定器、８０ 加算器、８２ 入力電流推定器、８４ 電池抵抗推定器、８６ 電圧補正値設定器、９０ 除算器、９２，９６ 時間平均器、９８ 乗算器。   10 power conversion control system, 12 batteries, 14 DCDC converter, 16 battery side positive terminal, 18 battery side negative terminal, 20 input capacitor, 22 inductor, 24 upper IGBT, 26 lower IGBT, 28, 30 freewheel diode, 32 output Capacitor, 34 Inverter-side positive terminal, 36 Inverter-side negative terminal, 38 First inverter, 40 First motor generator, 42 Second inverter, 44 Second motor generator, 46 Control unit, 48 Drive signal generating unit, 50 Current estimating unit , 52 Command value determination unit, 54 Battery voltage sensor, 56 Boost voltage sensor, 58 Temperature sensor, 60 Battery ECU, 62 Duty ratio setter, 64, 68, 72, 88, 94 Subtractor, 66 Voltage controller, 70 Current Controller, 74 out Limiter, 76 Triangular wave comparator, 78 Initial open voltage setter, 80 Adder, 82 Input current estimator, 84 Battery resistance estimator, 86 Voltage correction value setter, 90 Divider, 92,96 Time averager, 98 Multiply vessel.

Claims (3)

ＤＣＤＣコンバータに流れる電流を推定する電流推定装置において、
電池から前記ＤＣＤＣコンバータに至る電流経路を流れるコンバータ入力電流の推定値を、前記電池の開放電圧値、前記電池の出力電圧検出値、および前記電池の内部抵抗値に基づいて求める電流推定部と、
前記電池に流れる電流の検出値を、前記電池の充電状態を制御する電池コントローラから取得し、前記電流推定部によって求められた電流推定値と、前記電池に流れる電流の検出値との差異に基づいて、当該電流推定値に含まれる電流誤差を求める電流誤差設定部と、
前記ＤＣＤＣコンバータの負荷状態と前記電池の出力電圧検出値との関係に基づいて前記電池の開放電圧の初期値を求める初期開放電圧設定部と、
前記電池の内部抵抗値および前記電流誤差に基づいて、前記初期開放電圧設定部によって求められた初期開放電圧値に対する補正値を求める電圧補正値設定部と、
前記初期開放電圧値および前記補正値に基づいて前記電池の開放電圧値を求め、求められた開放電圧値を前記電流推定部に与える開放電圧設定部と、
を備え、
前記電流推定部によって求められた電流推定値を出力することを特徴とする電流推定装置。 In a current estimation device for estimating a current flowing through a DCDC converter,
A current estimation unit for obtaining an estimated value of a converter input current flowing through a current path from a battery to the DCDC converter based on an open voltage value of the battery, an output voltage detection value of the battery, and an internal resistance value of the battery;
The detection value of the current flowing through the battery is acquired from a battery controller that controls the state of charge of the battery, and based on the difference between the current estimation value obtained by the current estimation unit and the detection value of the current flowing through the battery A current error setting unit for obtaining a current error included in the current estimated value,
An initial open-circuit voltage setting unit for obtaining an initial value of the open-circuit voltage of the battery based on a relationship between a load state of the DCDC converter and an output voltage detection value of the battery;
A voltage correction value setting unit for obtaining a correction value for the initial open-circuit voltage value obtained by the initial open-circuit voltage setting unit based on the internal resistance value of the battery and the current error;
An open-circuit voltage setting unit for obtaining an open-circuit voltage value of the battery based on the initial open-circuit voltage value and the correction value, and providing the obtained open-circuit voltage value to the current estimation unit;
With
A current estimation apparatus that outputs an estimated current value obtained by the current estimation unit. 請求項１に記載の電流推定装置において、
前記電流誤差設定部は、
前記電流推定部によって求められた電流推定値の時間平均値と、前記電池に流れる電流の検出値の時間平均値との差異を、前記電流誤差として求める手段を備え、
前記電圧補正値設定部は、
前記電流誤差と前記内部抵抗値との積を前記補正値として求める手段を備えることを特徴とする電流推定装置。 The current estimation apparatus according to claim 1,
The current error setting unit is
Means for determining, as the current error, a difference between a time average value of the current estimated value obtained by the current estimation unit and a time average value of a detected value of the current flowing through the battery;
The voltage correction value setting unit
A current estimation apparatus comprising means for obtaining a product of the current error and the internal resistance value as the correction value. 請求項１または請求項２に記載の電流推定装置と、
前記電流推定値に基づいて前記ＤＣＤＣコンバータの制御を行う制御装置と、
を備えるＤＣＤＣコンバータ制御システムにおいて、
前記制御装置は、
前記電流推定値と前記コンバータ入力電流に対する指令値との差異を求める差異設定部と、
前記差異設定部によって求められた差異に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータが備えるスイッチング素子の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
を備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ制御システム。 The current estimation device according to claim 1 or 2,
A control device for controlling the DCDC converter based on the estimated current value;
In a DCDC converter control system comprising:
The control device includes:
A difference setting unit for obtaining a difference between the estimated current value and a command value for the converter input current;
A drive signal generation unit that generates a drive signal of a switching element included in the DCDC converter based on the difference obtained by the difference setting unit;
A DCDC converter control system comprising:
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