JP5478367B2

JP5478367B2 - Power converter

Info

Publication number: JP5478367B2
Application number: JP2010124507A
Authority: JP
Inventors: ホルスト・グルーニング
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-05-31
Filing date: 2010-05-31
Publication date: 2014-04-23
Anticipated expiration: 2030-05-31
Also published as: JP2011254565A

Description

本発明は、電力変換装置、特に、４以上の電圧出力レベルを有する強制転流電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device, and more particularly to a forced commutation power conversion device having a voltage output level of 4 or more.

特許文献１（米国特許５８０５４３７号明細書）では、有効電力出力のマルチレベル生成のための器具が記載されている。しかしながら、該特許文献１に記載の構成は、個々が電力を第２の電力変圧器のひとつに供給するマルチ巻線電源トランスを、必要とする。結果として、開示の構成を実現すると、複雑で且つコスト高となる。更に、主要部に供給する電力が無い。結果として、電力はロード（モータ）にのみ供給され得るが、能動的にモータを壊すことはまずない。 U.S. Patent No. 5,805,437 describes an instrument for multi-level generation of active power output. However, the configuration described in Patent Document 1 requires a multi-winding power transformer that individually supplies power to one of the second power transformers. As a result, implementing the disclosed configuration is complex and expensive. Furthermore, there is no power supplied to the main part. As a result, power can only be supplied to the load (motor), but it is unlikely to actively break the motor.

特許文献２（米国２００３−０２６１１１Ａ１）は、請求項１に係る発明の特徴を有する実際の電力を伝送するためのパワーエレクトロニクス回路構成によって、及び、請求項７に係る発明の特徴を有するパワーエレクトロニクス回路構成を動作する方法によって、その目的を達成する。特に、少なくとも１つの第２の電力変圧器がそれ自身の電力供給手段を有さないことを特徴とする回路と、少なくとも１つの第２の電力変圧器の少なくとも１つの中間回路キャパシティ電圧及び回路構成のＡＣ側の１つのコモンモードの電圧がジョイント規制により調整されるということを含む方法とによって、その目的が達せられる。非常に一般的に、請求項１は、第２の電力変圧器のうちそれ自身の電力供給を有するものはない、ということを記載し、定常状態操作のためにこのことを実現する単一の方法のみが示される。結果として、回路をチャージの無いキャパシティで開始する重要な機能の方法は、少しも開示されていない。テーブル及び段落００３９の記載を特に参照すると、冗長でない構成が好ましい。定常状態操作の下で変圧器の動作を実現する単一の方法は、変圧器内で電力フローに影響を与える手段として変圧器のコモンモード出力電圧を利用することで、確立する。ロードへのコモンモード電圧の負荷は、通常受け入れられるよりもかなり大きくなり得る。最大限の結果電圧は、第１の電力変圧器の最大限の出力電圧よりも高く選択される。しかし、少なくとも１つの第２の電力変圧器に連続して供給する手段も方法も、見出されていない。結果として、浮動キャパシタ電圧の変動率は、基本出力周波数の一つ若しくはそれ以上の周期に亘って平均されるものであるが、浮動キャパシタを大きくしてその制御を困難にし、特に低出力周波数における重大な障害に到ることになる。提示される制御方法も、複雑に思われる。そのシミュレーション結果は見出せないが、高度に一般化されて記載されている。よって、一つの疑問が残る。制御が成功裏に為されることが可能ならば、それは安定化のどの領域を示すのであろうか。 Patent Document 2 (US 2003-026111 A1) discloses a power electronics circuit configuration for transmitting actual power having the features of the invention according to claim 1 and power electronics having the features of the invention according to claim 7. The object is achieved by a method of operating the circuit arrangement. In particular, a circuit characterized in that at least one second power transformer does not have its own power supply means, and at least one intermediate circuit capacity voltage and circuit of at least one second power transformer The object is achieved by a method that includes the fact that one common mode voltage on the AC side of the configuration is regulated by joint regulation. Very generally, claim 1 describes that no second power transformer has its own power supply, and a single that realizes this for steady state operation. Only the method is shown. As a result, no significant functional way of starting the circuit with uncharged capacity is disclosed. With particular reference to the description in the table and paragraph 0039, a non-redundant configuration is preferred. A single method of realizing transformer operation under steady state operation is established by utilizing the transformer's common mode output voltage as a means of affecting power flow within the transformer. The load of common mode voltage on the load can be much larger than would normally be accepted. The maximum result voltage is selected higher than the maximum output voltage of the first power transformer. However, no means or method has been found for continuously supplying at least one second power transformer. As a result, the rate of variation of the floating capacitor voltage is averaged over one or more periods of the fundamental output frequency, but it is difficult to control the floating capacitor, especially at low output frequencies. It will lead to a serious obstacle. The control method presented also seems complicated. Although the simulation results cannot be found, they are described in a highly generalized manner. Therefore, one question remains. If control can be done successfully, what area of stabilization does it represent?

特許文献３（特開２００６−２４６６７６号公報）は、静止型無効電力補償のための器具を開示する。有効電力はこのような装置では与えられない。 Patent Document 3 (Japanese Patent Application Laid-Open No. 2006-246676) discloses an instrument for static reactive power compensation. Effective power is not provided in such devices.

米国特許第５８０５４３７号明細書US Pat. No. 5,805,437 米国２００３−０２６１１１Ａ１US 2003-026111 A1 特開２００６−２４６６７６号公報JP 2006-246676 A

浮動キャパシタブロックが用いられるマルチレベル電力変換装置を提供することが、本発明の目的である。本発明のマルチレベル電力変換装置は、設計が容易であり、高程度の信頼性及び安定性をもたらすことができ、更に、できるだけ高い出力電圧をもたらすことができる。 It is an object of the present invention to provide a multi-level power converter using a floating capacitor block. The multi-level power converter of the present invention is easy to design, can provide a high degree of reliability and stability, and can provide as high an output voltage as possible.

上述の目的は、以下のパワーコンバータにより達成される。そのパワーコンバータは、
上方電圧レベルと下方電圧レベルを含む少なくとも２つの電圧レベルを出力するパワーブロックと、
Ｎ個のＨ−ブリッジセルを含むマルチレベルフェーズブロックであって、Ｎ個のＨ−ブリッジセルの各々が少なくとも一つの浮動キャパシタを有しており、パワーブロックに接続されるマルチレベルフェーズブロックと、
コンバータの動作が開始された後に、予め定められた電圧にまで充電されるようにＨ−ブリッジセルの少なくとも一つと、又は、Ｈ−ブリッジセルの少なくとも一つを介する接地への電流経路を形成し得る、少なくとも一つの出力コンタクタと、接続する、少なくとも一つの浮動キャパシタ充電パワーサプライと、
基準信号を出力する基準電圧生成器と、
基準信号を入力してマルチレベルフェーズブロックの浮動キャパシタに亘る電圧をチェックするメインコントローラと
を含み、
パワーブロックのステップ電圧は、予め定められた電圧のＮ倍若しくは（Ｎ＋１）倍に等しく、パワーブロックのステップ電圧は、２つの隣接する電圧レベルの電位差に等しく、
メインコントローラは、基準信号と浮動キャパシタに亘る電圧とを基にして、
マルチレベルフェーズブロックの出力が基準信号に基づいて特定される特定のレベルとなり、浮動キャパシタに亘る全ての電圧が予め定められた電圧が含まれる予め定められた範囲内のものになるように、
パワーブロックの出力レベルとマルチレベルフェーズブロックのスイッチング状態を決定
し、
更に、
その電圧がプリセットの下方リミット以下である浮動キャパシタが放電を行わず、その電圧がプリセットの上方リミット以上である浮動キャパシタが充電を行わないように、メインコントロールがマルチレベルフェーズブロックのスイッチング状態を決定するパワーコンバータであって、プリセットの下方リミットとプリセットの上方リミットが予め定められた範囲を定義する。

The above object is achieved by the following power converter. The power converter
A power block that outputs at least two voltage levels including an upper voltage level and a lower voltage level;
A multi-level phase block including N H-bridge cells, each of the N H-bridge cells having at least one floating capacitor and connected to a power block;
After the operation of the converter is started, a current path is formed to at least one of the H-bridge cells or to ground via at least one of the H-bridge cells so that it is charged to a predetermined voltage. Obtain at least one output contactor and connect to at least one floating capacitor charging power supply;
A reference voltage generator for outputting a reference signal;
A main controller that inputs a reference signal and checks the voltage across the floating capacitor of the multi-level phase block;
The power block step voltage is equal to N or (N + 1) times the predetermined voltage, the power block step voltage is equal to the potential difference between two adjacent voltage levels,
The main controller is based on the reference signal and the voltage across the floating capacitor,
So that the output of the multi-level phase block is at a specific level specified based on the reference signal, and all the voltages across the floating capacitor are within a predetermined range including a predetermined voltage.
Determine the output level of the power block and the switching state of the multi-level phase block
And
Furthermore,
The main control determines the switching state of the multi-level phase block so that a floating capacitor whose voltage is below the preset lower limit will not discharge and a floating capacitor whose voltage is above the preset upper limit will not charge. A preset lower limit and a preset upper limit define a predetermined range .

本発明のマルチレベル電力変換装置は、非常に簡易化されたアークテクチャ及び操作順序を有し、高程度の信頼性及び安定性をもたらす。操作の特別な方法を利用して、更に本発明は、所与のハードウエア構成から、可及的に最も高い出力電圧及び電力を信頼性高く供給できる。 The multi-level power converter of the present invention has a very simplified architecture and sequence of operations, resulting in a high degree of reliability and stability. Utilizing a special method of operation, the present invention can also reliably supply the highest possible output voltage and power from a given hardware configuration.

特に、高出力アプリケーション専用の、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベル電力変換装置のワンフェーズのブロック図である。In particular, it is a one-phase block diagram of a multi-level power conversion device according to the first embodiment of the present invention dedicated to high-power applications. 特に、低出力アプリケーション専用の、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベル電力変換装置の別のブロック図である。In particular, it is another block diagram of the multi-level power conversion device according to the first embodiment of the present invention, dedicated to low-power applications. マルチレベルフェーズブロックの回路図である。It is a circuit diagram of a multilevel phase block. マルチレベル電力変換装置の参照電圧及び出力電圧がプロットされたチャートである。It is the chart where the reference voltage and output voltage of the multilevel power converter were plotted. 種々のスイッチ組み合わせ内の電流を示す。The current in various switch combinations is shown. 浮動キャパシタにおける電圧の制御を説明する例示図の一つである。It is one of the exemplary diagrams explaining control of the voltage in a floating capacitor. 浮動キャパシタにおける電圧の制御を説明する例示図の一つである。It is one of the exemplary diagrams explaining control of the voltage in a floating capacitor. 浮動キャパシタにおける電圧の制御を説明する例示図の一つである。It is one of the exemplary diagrams explaining control of the voltage in a floating capacitor. マルチレベル変換装置の出力電圧、マルチレベル変換装置内の電力ブロックの出力の電圧、及びマルチレベルフェーズブロック内の浮動キャパシタにおける電圧の、チャートである。FIG. 6 is a chart of the output voltage of the multilevel converter, the voltage of the output of the power block in the multilevel converter, and the voltage at the floating capacitor in the multilevel phase block. マルチレベル変換装置のワンフェーズの出力と、マルチレベル変換装置のワンフェーズ内の電力ブロックの出力の電圧を示すチャートである。It is a chart which shows the voltage of the output of the one-phase of a multilevel converter, and the output of the electric power block in the one phase of a multilevel converter. 本発明の第２の実施形態に係るマルチレベル電力変換装置のブロック図である。It is a block diagram of the multilevel power converter device which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 特別のスイッチ組み合わせにおけるマルチレベルフェーズブロック内の電流を示す。Fig. 4 shows current in a multi-level phase block in a special switch combination. 本発明の第３の実施形態に係るマルチレベル電力変換装置のブロック図である。It is a block diagram of the multilevel power converter device which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態に係るマルチレベル電力変換装置のブロック図である。It is a block diagram of the multilevel power converter device which concerns on the 4th Embodiment of this invention.

第１の実施形態
図１Ａは、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータのワンフェーズのブロック図であり、図１Ｂは、本発明の第１の実施形態に係る別のコンバータの回路記載する別のブロック図である。図１Ｃは、コンバータ１０１のマルチレベルフェーズブロック５の詳細回路図である。図２は、マルチレベルフェーズブロックにより記録された通常の波形（Ｖｏｕｔ）である。図３（ａ）（ｂ）、図４、図５及び図６は、マルチレベルフェーズブロック５を介して流れる電流パスを示し、本実施形態の電圧バランシングストラテジを説明する電圧チャートも示す。図７（ａ）（ｂ）、図８は、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズにより得られる結果を示す First Embodiment FIG. 1A is a one-phase block diagram of a multilevel converter according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 1B is a circuit of another converter according to the first embodiment of the present invention. It is another block diagram to describe. FIG. 1C is a detailed circuit diagram of the multi-level phase block 5 of the converter 101. FIG. 2 is a normal waveform (Vout) recorded by the multi-level phase block. 3A, 3B, 4, 5, and 6 show current paths that flow through the multi-level phase block 5, and also show voltage charts that explain the voltage balancing strategy of this embodiment. 7 (a), 7 (b), and 8 show the results obtained by one phase of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention.

図１Ａを参照して、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズは、ＤＣ蓄電手段１、パワーブロック３、マルチレベルフェーズブロック５、基準電圧生成器９、メインコントローラ７、及び、浮動キャパシタ充電パワーサプライ８を、含む。本実施形態では、パワーブロック３は、３レベルＮＰＣインバータを構成する。出力電圧の領域、即ち、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域と、上昇した出力電圧の領域とが、定義される。 Referring to FIG. 1A, one phase of multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention includes DC power storage means 1, power block 3, multilevel phase block 5, reference voltage generator 9, and main controller 7. And a floating capacitor charging power supply 8. In the present embodiment, the power block 3 constitutes a three-level NPC inverter. A region of output voltage is defined, that is, a region of tight floating capacitor voltage control and a region of increased output voltage.

タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域の、基本的なマルチレベルフェーズブロックオペレーション
図１Ａ及び図１Ｃを参照して、マルチレベルフェーズ５が、本発明の第１の実施形態に係るブロックマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズのマルチレベル出力信号を供給するように動作している。パワーブロック３Ｖｍの出力電圧がゼロである（Ｖｍ＝０）と仮定して、基本的な動作を以下に説明する。 Basic Multi-Level Phase Block Operation in the Tight Floating Capacitor Voltage Control Region Referring to FIGS. 1A and 1C, multi-level phase 5 is the block multi-level converter 101 according to the first embodiment of the present invention. It operates to provide a one-phase multi-level output signal. Assuming that the output voltage of the power block 3Vm is zero (Vm = 0), the basic operation will be described below.

図１Ｃを参照して、夫々浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３を有する３つの（Ｎ＝３）浮動キャパシタＨ−ブリッジセル１１が、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズのマルチレベルフェーズブロック５内部に搭載されている。浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の各々は、初期には特定の電圧Ｖｃに設定され得る。“アウト”を介して流れる出力電流Ｉｏｕｔがゼロである（Ｉｏｕｔ＝０）と仮定すると、初期のキャパシタ電圧は変化しない。Ｉｏｕｔ＝０と仮定して、マルチレベルフェーズブロック５の基本的な動作を更に説明する。 Referring to FIG. 1C, three (N = 3) floating capacitor H-bridge cells 11 each having floating capacitors CC1, CC2, and CC3 form one phase of multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention. The multi-level phase block 5 is mounted. Each of the floating capacitors CC1, CC2, CC3 can be initially set to a specific voltage Vc. Assuming that the output current Iout flowing through “out” is zero (Iout = 0), the initial capacitor voltage does not change. Assuming Iout = 0, the basic operation of the multi-level phase block 5 will be further described.

図１Ｃによると、マルチレベルフェーズブロック５内部に、１２個のスイッチ（ＳＵ１−ＳＵ６、ＳＬ１−ＳＬ６）が見られる。Ｎ＝３のマルチレベルフェーズブロック５は、次のように周知のやり方で、電圧の７レベルを形成できる。
・全ての下方のスイッチＳＬ１〜ＳＬ６をオン状態に設定しＶｏｕｔ＝０を形成する。
・下方のスイッチＳＬ２を開放し、上方のスイッチＳＵ２をオン状態に設定してＶｏｕｔ＝＋Ｖｃを形成する。
・更に、下方のスイッチＳＬ４を開放し、上方のスイッチＳＵ４をオン状態に設定してＶｏｕｔ＝＋２Ｖｃを形成する。
・更に、下方のスイッチＳＬ６を開放し、上方のスイッチＳＵ６をオン状態に設定してＶｏｕｔ＝＋３Ｖｃを形成する。 According to FIG. 1C, twelve switches (SU1-SU6, SL1-SL6) can be seen inside the multi-level phase block 5. The multi-level phase block 5 with N = 3 can form 7 levels of voltage in a well-known manner as follows.
• Set all the lower switches SL1-SL6 to the on state to form Vout = 0.
Open the lower switch SL2 and set the upper switch SU2 to the on state to form Vout = + Vc.
Further, the lower switch SL4 is opened, and the upper switch SU4 is set to the on state to form Vout = + 2Vc.
Further, the lower switch SL6 is opened, and the upper switch SU6 is set to the on state to form Vout = + 3Vc.

上述のＶｏｕｔ＝０の状況から、下方のスイッチＳＬ１が開放され、上方のスイッチＳＵ１がオン状態に設定されると、Ｖｏｕｔ＝−Ｖｃが発生する。同様に、スイッチ（ＳＵ１〜ＳＵ６、ＳＬ１〜ＳＬ６）の状態を適宜設定することにより、電圧Ｖｏｕｔ＝−２Ｖｃ及びＶｏｕｔ＝−３Ｖｃという、別のレベルが形成され得る。Ｖｍ＝０の条件下でのマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの最大限ピーク出力電圧Ｖｏｕｔｐは、Ｖｏｕｔｐ＝ＮＶｃ（Ｎ：浮動キャパシタＨ−ブリッジセル１１の数）である。 From the situation of Vout = 0, when the lower switch SL1 is opened and the upper switch SU1 is set to the on state, Vout = −Vc is generated. Similarly, another level of voltages Vout = −2Vc and Vout = −3Vc can be formed by appropriately setting the states of the switches (SU1 to SU6, SL1 to SL6). The maximum one-phase peak output voltage Voutp of the multilevel converter 101 under the condition of Vm = 0 is Voutp = NVc (N: number of floating capacitors H−bridge cells 11).

結果として、マルチレベルフェーズブロック５は、メインコントローラ７から個々のコマンドを受けると、マルチレベル出力信号を生成する。図２は、生成器９からの基準信号の正の立ち上り部分、及び、５個のＨ−ブリッジセル１１を有するマルチレベルフェーズブロック（図示せず）の対応する１１レベル信号を示す（この例示のチャートは、セルの数Ｎ＝５である場合に関して、示されている）。 As a result, the multi-level phase block 5 generates a multi-level output signal when receiving individual commands from the main controller 7. FIG. 2 shows the positive rising portion of the reference signal from the generator 9 and the corresponding 11-level signal of a multi-level phase block (not shown) with 5 H-bridge cells 11 (this example The chart is shown for the case where the number of cells N = 5).

タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域のパワーブロック動作
図１Ａのマルチレベルコンバータブロック図では、３レベルＮＰＣインバータ回路が、本発明の第１の実施形態のパワーブロック３の位置に適用される。それは、ＤＣ蓄電手段１のターミナルＰ、Ｚ、Ｎに周知の方法で接続される。パワーブロック３のブロック出力Ｍは、本発明の第１の実施形態のマルチレベルフェーズブロック５に供給する。パワーブロック３内のスイッチの設定によって、それは、ターミナルＭに対して、周知のやり方で３つの出力電圧レベルＶｐ、Ｖｚ、Ｖｎの一つを供給する。結果として、ステップ電圧は、Ｖｓｔｅｐ＝Ｖｐ−Ｖｚ＝Ｖｚ−Ｖｎと等しくなる。 Power Block Operation in Tight Floating Capacitor Voltage Control Region In the multi-level converter block diagram of FIG. 1A, a three level NPC inverter circuit is applied at the position of the power block 3 of the first embodiment of the present invention. It is connected to the terminals P, Z, N of the DC power storage means 1 in a known manner. The block output M of the power block 3 is supplied to the multilevel phase block 5 of the first embodiment of the present invention. Depending on the setting of the switch in the power block 3, it supplies the terminal M with one of the three output voltage levels Vp, Vz, Vn in a known manner. As a result, the step voltage becomes equal to Vstep = Vp−Vz = Vz−Vn.

しかしながら、２レベル、３レベルコンバータ、若しくは、より高い数のレベルを与えるコンバータのあらゆる周知の回路は、（本実施形態のパワーブロック３の）位置に適用可能であり、ステップ電圧は然るべく決定される、ということは十分理解される。 However, any known circuit of a two-level, three-level converter, or converter that provides a higher number of levels can be applied at the location (of the power block 3 in this embodiment) and the step voltage determined accordingly. It is fully understood that

タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域でマルチレベルフェーズブロックに供給すること
図１Ａの負荷抵抗Ｒｌｏａｄに示すような抵抗負荷の条件下で、浮動キャパシタＣＣ１〜ＣＣ３は時間と共に放電する。しばらく後で、キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３に充電するために、マルチレベルフェーズブロック５にエネルギが注入される必要がある。パワーブロック３とマルチレベルフェーズブロック５の接続は、これを達成すべく為される。 Supplying the multi-level phase block in the tight floating capacitor voltage control region Under resistive load conditions, such as the load resistance Rload of FIG. 1A, the floating capacitors CC1-CC3 discharge over time. After a while, energy needs to be injected into the multi-level phase block 5 in order to charge the capacitors CC1, CC2, CC3. The connection between the power block 3 and the multi-level phase block 5 is made to achieve this.

図１Ａによると、３レベルＮＰＣ回路が、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズ内のパワーブロック３として用いられる。 According to FIG. 1A, a three-level NPC circuit is used as the power block 3 in one phase of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention.

更に、ＤＣバス電圧レベルＶｐは、値Ｖｐ＝Ｎ×Ｖｃ、若しくは、Ｖｐ＝（Ｎ＋１）Ｖｃにセットされ得る。上記導出されるように、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域では、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの最大限ピーク出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｎ×Ｖｃとなる。結果として、Ｖｏｕｔは、Ｖｐ以下である（Ｖｏｕｔ＜＝Ｖｐ（＝Ｎ×Ｖｃ、又は、（Ｎ＋１）Ｖｃ））。 Furthermore, the DC bus voltage level Vp can be set to the value Vp = N × Vc or Vp = (N + 1) Vc. As described above, in the region of tight floating capacitor voltage control, the maximum peak output voltage Vout of one phase of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention is Vout = N × Vc. . As a result, Vout is equal to or lower than Vp (Vout <= Vp (= N × Vc or (N + 1) Vc)).

図１Ａによると、パワーブロック３により供給される電流は、負荷電流と等しくなる。結果として、Ｖｍ＝Ｖｐの条件下でのパワーブロック３により供給される電力Ｐｍは、常時、Ｐｍ＝Ｖｐ×Ｉｏｕｔ＞＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ＝Ｐｏｕｔである。パワーの差は、マルチレベルフェーズブロック５の浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３を充電するのに用いられる。Ｖｍ＝Ｖｎの条件下では、出力電圧はＶｏｕｔ＜＝０となり、電流の流れは逆である。結果として、Ｐｍ＞＝Ｐｏｕｔである。更に、パワーの差（Ｐｍ−Ｐｏｕｔ）は、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３を充電するのに取得される。 According to FIG. 1A, the current supplied by the power block 3 is equal to the load current. As a result, the power Pm supplied by the power block 3 under the condition of Vm = Vp is always Pm = Vp × Iout> = Vout × Iout = Pout. The power difference is used to charge the floating capacitors CC1, CC2, CC3 of the multilevel phase block 5. Under the condition of Vm = Vn, the output voltage is Vout <= 0, and the current flow is reversed. As a result, Pm> = Pout. Furthermore, the power difference (Pm-Pout) is obtained to charge the floating capacitors CC1, CC2, CC3.

ＮＰＣインバータ（パワーブロック３）を利用して、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの動作の間の時間のどの瞬間でも、Ｖｍは、Ｖｍ＝Ｖｐ、Ｖｍ＝Ｖｚ、若しくはＶｍ＝Ｖｎを自由に選択され、マルチレベルフェーズブロック５の浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の少なくとも一つのパワー要求を満足する。 At any instant in time during the one-phase operation of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention using the NPC inverter (power block 3), Vm is Vm = Vp, Vm = Vz Or Vm = Vn is freely selected to satisfy at least one power requirement of the floating capacitors CC1, CC2, CC3 of the multi-level phase block 5.

コンバータの開始後の全てのＨ−ブリッジセルにおける予め定められた電圧を達成すること
本発明の第１の実施形態に係るコンバータは、出力パワーの非常に広範囲であってもよい。高パワーコンバータは、通常、負荷、例えば、３フェーズモータに直接接続される。しかしながら、低パワーコンバータは、一般に機械的コントラクタを介して接続されるが、これはそのようなパワー範囲では低コストで供給される。全てのＨ−ブリッジセルにて予め定められた電圧を達成する方法は、それらに依存する。 Achieving a predetermined voltage in all H-bridge cells after the start of the converter The converter according to the first embodiment of the invention may have a very wide range of output power. A high power converter is usually connected directly to a load, eg, a three phase motor. However, low power converters are typically connected via mechanical contractors, which are supplied at low cost in such power ranges. The method of achieving a predetermined voltage in all H-bridge cells depends on them.

負荷に直接接続するコンバータのための方法
コンバータのＨ−ブリッジセル内に組み込まれた浮動キャパシタの少なくとも一つは、浮動キャパシタ充電パワーサプライ８に接続される。そのパワーサプライは、パワーコンバータの定格と比較して、非常に小さい定格を有する。前記少なくとも一つの浮動キャパシタは、浮動キャパシタ充電パワーサプライ８により予め定められた電圧まで直接充電される。浮動キャパシタ充電パワーサプライ８に接続されないそれら浮動キャパシタの各々はその後、以下のように充電され得る。パワーコンバータの全てのフェーズのパワーブロックは、同じ電圧を出力するように設定され（例えば、３レベルコンバータを含む前記パワーブロックの場合、ゼロ）、よって、その個々のマルチレベルフェーズブロックにそれらの各々を接続するラインＭの間に、ゼロ電圧を供給する。 Method for a converter directly connected to a load At least one of the floating capacitors incorporated in the converter's H-bridge cell is connected to a floating capacitor charging power supply 8. The power supply has a very small rating compared to the power converter rating. The at least one floating capacitor is directly charged to a predetermined voltage by the floating capacitor charging power supply 8. Each of those floating capacitors not connected to the floating capacitor charging power supply 8 can then be charged as follows. The power blocks of all phases of the power converter are set to output the same voltage (eg, zero for the power block that includes a three level converter), thus each of them in its individual multi-level phase block A zero voltage is supplied between the lines M connecting the two.

最初に充電されたセルとして同じマルチレベルブロック内に位置するＨ−ブリッジセルは、鏡像の極性にセットされ、最初に充電されたＨ−ブリッジセルのスイッチングを開始する。結果として、十分コントロールされたＤＣ電流の流れは、負荷のターミナルを介して開始し、同じマルチレベルブロック内に位置するが浮動キャパシタ充電パワーサプライ８に接続しない前記Ｈ−ブリッジセルの浮動キャパシタを、充電する。 H-bridge cells that are located in the same multi-level block as the first charged cell are set to the polarity of the mirror image and start switching of the first charged H-bridge cell. As a result, a well-controlled DC current flow is initiated through the terminal of the load and the floating capacitor of the H-bridge cell located in the same multi-level block but not connected to the floating capacitor charging power supply 8 is Charge.

別のフェーズのマルチレベルフェーズブロック内に位置するＨ−ブリッジセルの浮動キャパシタは、同様に充電され得る。あらゆる他のフェーズの一つのＨ−ブリッジセルは、（例えば、出力側にプラスの電位を与える）同じ極性にスイッチされ得る。その後、浮動キャパシタ充電パワーサプライに接続するＨ−ブリッジセルのスイッチが、スイッチングして負荷ターミナル内にＤＣ電流を注入するようにセットされ、該電流は負荷に接続した全ての他のフェーズを通過し、個々のそれらフェーズの一つのＨ−ブリッジセルを充電する。全ての他の非充電セルはその後、然るべく充電される。 The floating capacitor of the H-bridge cell located in the multi-phase block of another phase can be charged as well. One H-bridge cell in any other phase can be switched to the same polarity (eg, providing a positive potential on the output side). The H-bridge cell switch that connects to the floating capacitor charging power supply is then set to switch and inject DC current into the load terminal, which current passes through all other phases connected to the load. , Charging one H-bridge cell of each of those phases. All other non-charged cells are then charged accordingly.

しかし当然ながら、パワーサプライにより充電されたそれらセルから別のセルへエネルギを移動するための様々な方法が見出され得る。 Of course, however, various methods can be found for transferring energy from one cell charged by the power supply to another.

結果として、本発明の第１の実施形態に係る回路は、少なくとも一つの浮動キャパシタ充電パワーサプライによって、コンバータ内の全てのＨ−ブリッジセルに予め定められた電圧を、安全に供給できる。 As a result, the circuit according to the first embodiment of the present invention can safely supply a predetermined voltage to all the H-bridge cells in the converter by at least one floating capacitor charging power supply.

出力コンタクタを組み込むコンバータのための方法
出力コンタクタが設けられると、（図１Ａで符号“８”を付される）浮動キャパシタ充電パワーサプライの必要が無い、充電方法が、図１Ｂに示すように、見出され得る。図１Ｂでは、コンタクタＣＣＴＲ１、ＣＣＴＲ２、ＣＣＴＲ３は、フェーズ出力を充電抵抗ＲＣｈ１、ＲＣｈ２、ＲＣｈ３の夫々に接続し、それらの各々は、接地に接続する。結果として、マルチレベルフェーズブロックの浮動キャパシタは以下のようになる。 Method for a Converter Incorporating an Output Contactor When an output contactor is provided, a charging method without the need for a floating capacitor charging power supply (labeled “8” in FIG. 1A) is shown in FIG. Can be found. In FIG. 1B, contactors CCTR1, CCTR2, and CCTR3 connect phase outputs to charging resistors RCh1, RCh2, and RCh3, respectively, each of which is connected to ground. As a result, the floating capacitor of the multi-level phase block is as follows:

出力コンタクタは、充電位置にセットされ、フェーズ出力を接地に接続する。マルチレベルフェーズブロックのスイッチは、高くセットされ、マルチレベルフェーズブロック出力電圧Ｎ×Ｖｃとなる。しかしながら、この瞬間にはＶｃ＝０であるから、Ｎ×Ｖｃはなおゼロである。その後パワーブロックのスイッチは、Ｖｍ＝Ｖｎを達成するようにセットされる。電流は流れ始め、浮動キャパシタは充電される。コンバータ設計が、Ｎ×Ｖｃ＝Ｖｐにより規定されるならば、全てのキャパシタは直接に充電し、結果として「Ｖｃ＝予め定められた電圧」となる。設計上の規定が、（Ｎ＋１）×Ｖｃ＝Ｖｐであるならば、Ｖｃが予め定められた電圧に達すると充電は停止し得る。 The output contactor is set to the charging position and connects the phase output to ground. The switches of the multilevel phase block are set high, resulting in a multilevel phase block output voltage N × Vc. However, since Vc = 0 at this moment, N × Vc is still zero. The power block switches are then set to achieve Vm = Vn. Current begins to flow and the floating capacitor is charged. If the converter design is defined by N × Vc = Vp, all capacitors charge directly, resulting in “Vc = predetermined voltage”. If the design rule is (N + 1) × Vc = Vp, charging can be stopped when Vc reaches a predetermined voltage.

しかし当然ながら、充電、及び、予め定められた電圧に到達することの制御に係る、プロセスをコントロールする種々の方法が、見出され得る。 However, it will be appreciated that various methods of controlling the process may be found that relate to charging and controlling reaching a predetermined voltage.

タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域内で連続するマルチレベル出力を達成すること
前述のように、マルチレベルフェーズブロック５には、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３のパワーデマンドから決定されるＶｍ＝Ｖｐ、Ｖｚ若しくはＶｎの電圧値を供給される。同時に、基準電圧生成器９により求められる、Ｖｏｕｔの電圧に到達するための作用が、要求される。浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３のパワー要求を満足しつつ基準電圧生成器９からの求めを達成するために、メインコントローラ７は、以下に説明するように、スイッチＳＬ１〜ＳＬ６、ＳＵ１〜ＳＵ６を再調整する必要がある。 Achieving continuous multi-level output in the region of tight floating capacitor voltage control As previously mentioned, the multi-level phase block 5 includes Vm = Vp, determined from the power demands of the floating capacitors CC1, CC2, CC3, A voltage value of Vz or Vn is supplied. At the same time, an action for reaching the voltage of Vout, which is obtained by the reference voltage generator 9, is required. In order to achieve the demand from the reference voltage generator 9 while satisfying the power requirements of the floating capacitors CC1, CC2, CC3, the main controller 7 re-switches the switches SL1-SL6, SU1-SU6 as will be described below. It needs to be adjusted.

基準電圧生成器９に基づいてメインコントローラ７により与えられる一時的なマルチレベルコマンドが、Ｌ１及びＶｍ＝Ｖｚ＝０であるとする。マルチレベルフェーズブロック５のスイッチは、図３（ａ）の点線により示される電流パスを形成するようにセットされる。出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝＋Ｖｃとなる。エネルギは、抵抗負荷ＲｌｏａｄによりキャパシタＣＣ１から引き出される。 It is assumed that the temporary multilevel command given by the main controller 7 based on the reference voltage generator 9 is L1 and Vm = Vz = 0. The switches of the multilevel phase block 5 are set so as to form a current path indicated by a dotted line in FIG. The output voltage Vout is Vout = + Vc. Energy is drawn from the capacitor CC1 by the resistive load Rload.

一時的な出力レベルＶｏｕｔが正であるので、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の少なくとも一つの充電が必要になると、マルチレベルフェーズブロック５へ供給することは、Ｖｍ＝Ｖｐとセットすることにより実現される。結果として、マルチレベルフェーズブロック５を亘る電圧（Ｖｏｕｔ−Ｖｍ）は、Ｖｏｕｔ−Ｖｍ＝Ｖｃ−Ｖｐ＝−２Ｖｃに変更される必要がある。よって、マルチフェーズブロック５のスイッチＳＵ１〜ＳＵ６、ＳＬ１〜ＳＬ６は、図３（ｂ）内の点線で示す電流パスを形成するようにセットされ得る。結果として、キャパシタＣＣ１を介して流れる電流は逆になり、ＣＣ１は充電される。 Since the temporary output level Vout is positive, supplying at least one of the floating capacitors CC1, CC2, CC3 to the multi-level phase block 5 is realized by setting Vm = Vp. The As a result, the voltage across the multi-level phase block 5 (Vout−Vm) needs to be changed to Vout−Vm = Vc−Vp = −2Vc. Therefore, the switches SU1 to SU6 and SL1 to SL6 of the multiphase block 5 can be set so as to form a current path indicated by a dotted line in FIG. As a result, the current flowing through capacitor CC1 is reversed and CC1 is charged.

図１Ａに示すように、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズにより、ＤＣバス電圧レベルＶｐ及びＶｎを、Ｖｐ＝３Ｖｃ及びＶｎ＝−Ｖｐの値にセットすることにより、生成器９の基準信号から決定される（Ｎ＝３及びＶｐ＝３Ｖｃ＝−Ｖｎの場合の）７つのレベルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ０、Ｌ−１、Ｌ−２若しくはＬ−３を伴う出力電圧値Ｖｏｕｔの完全な一致が、パワーブロック３内のスイッチ及びマルチレベルフェーズブロック５内のスイッチの、以下のような、放電のセッティング（Ｄ）及び充電のセッティング（Ｃ）の下で、取得される。 As shown in FIG. 1A, the DC bus voltage levels Vp and Vn are set to values of Vp = 3Vc and Vn = −Vp by one phase of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention. With seven levels L1, L2, L3, L0, L-1, L-2 or L-3 (when N = 3 and Vp = 3Vc = −Vn), determined from the reference signal of the generator 9 A perfect match of the output voltage value Vout is obtained under the discharge setting (D) and the charge setting (C) of the switch in the power block 3 and the switch in the multi-level phase block 5 as follows: Is done.

スイッチ状態は、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域内で完全に冗長である。

The switch state is completely redundant in the region of tight floating capacitor voltage control.

中間レベルＬ１、Ｌ２及びＬ−１、Ｌ−２に出力電圧をセットすることは、充電セッティング（Ｃ）及び放電セッティング（Ｄ）の両方にて、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３のいずれかを介して電流が流れることを要求する。しかしながら、レベルＬ３、Ｌ０及びＬ−３は、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３を介する電流の流れ無くして実現可能であり、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３に亘る電圧は、そのセッティングの下で維持される。 Setting the output voltage to intermediate levels L1, L2 and L-1, L-2 is via either floating capacitor CC1, CC2, CC3 in both charge setting (C) and discharge setting (D). Request that current flow. However, the levels L3, L0 and L-3 can be realized without current flow through the floating capacitors CC1, CC2, CC3, and the voltage across the floating capacitors CC1, CC2, CC3 is maintained under that setting. The

ＤＣバス電圧レベルＶｐ及びＶｎは、図１Ａに示すように、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１の別のワンフェーズにより、Ｖｐ＝（Ｎ＋１）Ｖｃ＝４Ｖｃ及びＶｎ＝−Ｖｐの値にセットされ得る。出力電圧の完全な一致は、放電のセッティング（Ｄ）及び充電のセッティング（Ｃ）の下で取得されないが、マルチレベルコンバータの動作はなおうまく取得される。というのは、浮動キャパシタのいくつかを介する電流の流れを要求するスイッチングは、以下のように、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域内で、なお冗長であるからである。 As shown in FIG. 1A, the DC bus voltage levels Vp and Vn are set to Vp = (N + 1) Vc = 4Vc and Vn = −Vp by another one phase of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention. Can be set to the value of Although an exact match of the output voltage is not obtained under the discharge setting (D) and the charge setting (C), the operation of the multilevel converter is still successfully obtained. This is because switching requiring current flow through some of the floating capacitors is still redundant in the region of tight floating capacitor voltage control, as follows.

結果として、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域内で、本発明の第１の実施形態に係る回路は、いつ何時でも出力電圧のどのレベルでも供給でき、Ｖｐ及びＶｎ（更にＶｚ＝０）から出力電圧を適宜選択してマルチレベルフェーズブロック５のスイッチＳＵ１〜ＳＵ６及びＳＬ１〜ＳＬ６をスイッチングすることにより、自由に、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３に充電を供給し充電を引き出す。 As a result, within the region of tight floating capacitor voltage control, the circuit according to the first embodiment of the present invention can supply any level of output voltage at any time and output from Vp and Vn (and Vz = 0). By appropriately selecting a voltage and switching the switches SU1 to SU6 and SL1 to SL6 of the multi-level phase block 5, charging is freely supplied to the floating capacitors CC1, CC2, and CC3 to draw out the charging.

浮動キャパシタ電圧バランスを達成すること
式（１）〜（３）、（５）〜（７）、（８）〜（１０）及び（１３）〜（１５）の各々は、Ｖｃの乗算に基づくので、Ｖｃが浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３のいずれによっても達成される限り、式は保持され得る。結果として、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの首尾のよい動作のためには、全ての浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の電圧の正確な制御が望まれる。しかしながら、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の放電電流及び充電電流は、種々のサブセットを介して流れる。均一の放電及び充電は、以下に詳細に説明する能動平衡により達成される。 Achieving floating capacitor voltage balance Since each of equations (1)-(3), (5)-(7), (8)-(10) and (13)-(15) is based on multiplication of Vc As long as Vc is achieved by any of the floating capacitors CC1, CC2, CC3, the equation can be maintained. As a result, for one-phase successful operation of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention, accurate control of the voltages of all the floating capacitors CC1, CC2, CC3 is desired. However, the discharging and charging currents of the floating capacitors CC1, CC2, CC3 flow through various subsets. Uniform discharge and charging is achieved by active balancing as described in detail below.

能動平衡は、追加の回路により確実に達成され得る。該回路は浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の間でエネルギを移動できる。しかしながら、追加の回路により、回路にコストと複雑さが加わってしまう。本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズによれば、そのようなエネルギ移動回路無しで、能動平衡が達成される。代わりに、マルチレベルフェーズブロック５内部の電流の流れの再配置が、スイッチＳＵ１〜ＳＵ６及びＳＬ１〜ＳＬ６を適切にスイッチングすることにより、メインコントローラ７で初期化される。 Active balancing can be reliably achieved with additional circuitry. The circuit can transfer energy between the floating capacitors CC1, CC2, CC3. However, the additional circuitry adds cost and complexity to the circuit. According to the one phase of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention, active balance is achieved without such an energy transfer circuit. Instead, the relocation of the current flow within the multi-level phase block 5 is initialized at the main controller 7 by appropriately switching the switches SU1 to SU6 and SL1 to SL6.

図４乃至図６は、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の能動平衡のための動作を記載する。図４乃至図６は、出力電圧レベルＶｏｕｔがＬ２にセットされ式（２）に従う放電が実行される場合における、能動平衡を示す。 4 to 6 describe an operation for active balancing of the one-phase floating capacitors CC1, CC2, and CC3 of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention. 4 to 6 show the active balance when the output voltage level Vout is set to L2 and the discharge according to equation (2) is performed.

図４に示すように、電流は、キャパシタＣＣ１及びＣＣ２を介して、最初流れる。全ての浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の電圧は、メインコントローラ７によりモニタされる。その際、メインコントローラ７は、キャパシタＣＣ３に亘る電圧（Ｖｃｃ３）と、キャパシタＣＣ１及びＣＣ２に亘る電圧（Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２）との間の電圧差が、増大していることを、観察する。電圧差がプリセットのリミット差値を超えることを、メインコントローラ７が検出すると、メインコントローラ７は、図５に示すように、スイッチＳＵ１〜ＳＵ６及びＳＬ１〜ＳＬ６のスイッチセッティングを変更する。続いて電流は、キャパシタＣＣ１及びＣＣ３を介して流れる。その際、キャパシタＣＣ３に亘る電圧（Ｖｃｃ３）と、キャパシタＣＣ２に亘る電圧（Ｖｃｃ２）との間の電圧差が、減少する。しかしながら、キャパシタＣＣ１に亘る電圧（Ｖｃｃ１）と、キャパシタＣＣ２に亘る電圧（Ｖｃｃ２）との間の電圧差は、増大する。Ｖｃｃ１とＶｃｃ２との間の電圧差がプリセットのリミット差値に達すると、図６に示すように、浮動キャパシタＣＣ１が電圧差に基づいて開放されキャパシタＣＣ２及びＣＣ３を介する電流の流れが最小絶対値となるように、メインコントローラはスイッチＳＵ１〜ＳＵ６及びＳＬ１〜ＳＬ６のセッティングを変更する。 As shown in FIG. 4, current initially flows through capacitors CC1 and CC2. The voltages of all the floating capacitors CC1, CC2, CC3 are monitored by the main controller 7. At that time, the main controller 7 observes that the voltage difference between the voltage across the capacitor CC3 (Vcc3) and the voltage across the capacitors CC1 and CC2 (Vcc1 and Vcc2) is increasing. When the main controller 7 detects that the voltage difference exceeds the preset limit difference value, the main controller 7 changes the switch settings of the switches SU1 to SU6 and SL1 to SL6 as shown in FIG. Subsequently, current flows through capacitors CC1 and CC3. At that time, the voltage difference between the voltage across the capacitor CC3 (Vcc3) and the voltage across the capacitor CC2 (Vcc2) decreases. However, the voltage difference between the voltage across capacitor CC1 (Vcc1) and the voltage across capacitor CC2 (Vcc2) increases. When the voltage difference between Vcc1 and Vcc2 reaches a preset limit difference value, as shown in FIG. 6, the floating capacitor CC1 is opened based on the voltage difference, and the current flow through the capacitors CC2 and CC3 is the minimum absolute value. The main controller changes the settings of the switches SU1 to SU6 and SL1 to SL6.

結果として、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの動作時間の間に、メインコントローラ７によって、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の間の電圧平衡、及び浮動キャパシタの電圧値セッティングＶｃｃ１、Ｖｃｃ２、Ｖｃｃ３が、達成される。図７（ａ）は、そのマルチレベルフェーズブロック５内のＮ＝５のＨ−ブリッジセルを有する本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの、パワーブロック３出力電圧Ｖｍと、コンバータ出力電圧Ｖｏｕｔを示す。基準生成器の信号の正の上昇部の間のタイムスパンは図に示され、出力周波数は５０Ｈｚであり、キャリア周波数は２０ｋＨｚであり、出力電圧レベルにはＬ０〜Ｌ５が付され、パワーブロック３の変化の時間はＴ１〜Ｔ７が付される。図７（ｂ）は、同じタイムスパンでの５つの浮動キャパシタの電圧値をプロットしており、Ｔ１〜Ｔ７はパワーブロック３のステータスの変化の時間を示しており、また、ＬＬは浮動キャパシタ電圧に対して設定されたプリセットの下方リミット電圧を示し、ＵＬは浮動キャパシタ電圧に対して設定されたプリセットの上方リミット電圧を示す。図８は、Ｎ＝５のＨ−ブリッジセルを含む本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの、パワーブロック３出力電圧Ｖｍと、コンバータ１０１出力電圧Ｖｏｕｔを示す。このチャートは、５０Ｈｚ出力電圧波形の１．５周期に対して、プロットされている。 As a result, during the one-phase operating time of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention, the main controller 7 balances the voltage between the floating capacitors CC1, CC2, CC3 and the voltage of the floating capacitor. The value settings Vcc1, Vcc2, Vcc3 are achieved. FIG. 7A shows a one-phase power block 3 output voltage Vm of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention having N = 5 H-bridge cells in the multilevel phase block 5. And the converter output voltage Vout. The time span during the positive rise of the reference generator signal is shown in the figure, the output frequency is 50 Hz, the carrier frequency is 20 kHz, the output voltage level is labeled L0-L5, and power block 3 T1 to T7 are given as the change times. FIG. 7 (b) plots the voltage values of five floating capacitors over the same time span, where T1-T7 indicate the time of status change of the power block 3, and LL is the floating capacitor voltage. Indicates the preset lower limit voltage set for, and UL indicates the preset upper limit voltage set for the floating capacitor voltage. FIG. 8 shows the one-phase power block 3 output voltage Vm and the converter 101 output voltage Vout of the multilevel converter 101 according to the first embodiment of the present invention including N = 5 H-bridge cells. This chart is plotted against 1.5 periods of a 50 Hz output voltage waveform.

上昇したコンバータ出力電圧を達成すること
上述のように、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域内の抵抗負荷の下での動作の間、パワーブロックにより供給され得るパワーは、常時、コンバータ出力パワーと同等若しくはそれより大きい。結果として、浮動キャパシタは充電可能であり、更に、十分なサイズの浮動キャパシタが組み込まれたならば、その領域内に動作の間に過剰エネルギが蓄積され得る。その過剰エネルギは、負荷をＶｏｕｔ＞Ｖｐ又はＶｏｕｔ＜Ｖｎまでの電圧にドライブするのに用いられ得る。Ｖｏｕｔ＞Ｖｐに対して、Ｖｍ＝Ｖｐを選択し、マルチレベルフェーズブロックに正電圧を加えるように命じる。その正電圧はＶｃ若しくはその一部と等しければよい。後者は、ＰＷＭ変調などの周知の方法で得られ得る。 Achieving an elevated converter output voltage As mentioned above, during operation under a resistive load in the region of tight floating capacitor voltage control, the power that can be supplied by the power block is always equal to the converter output power. Or larger. As a result, the floating capacitor can be charged, and if a sufficiently sized floating capacitor is incorporated, excess energy can be stored in that region during operation. The excess energy can be used to drive the load to voltages up to Vout> Vp or Vout <Vn. For Vout> Vp, select Vm = Vp and command the multi-level phase block to apply a positive voltage. The positive voltage may be equal to Vc or a part thereof. The latter can be obtained by a known method such as PWM modulation.

しかしながら、十分に充電された浮動キャパシタの条件から、上昇した出力電圧を達成してコントロールするのに、種々の方法が見出され得るということが十分に理解される。 However, it is well understood that various methods can be found to achieve and control the increased output voltage from the condition of a fully charged floating capacitor.

マルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズによれば、以下の利点が得られる。小さいサイズの浮動キャパシタが利用され得る。周波数が０Ｈｚであっても、どの出力周波数でもゼロと名目値との間の安定した出力電圧が、非常に簡素なコントロール動作により、容易に達成される。マルチ巻線パワートランスフォーマは要求されず、よって低重、小サイズ、及び低コストが達成される。２線（プラス、マイナス）の直流（ＤＣ）が可能である。安全な完全な４象限運転が可能である。簡素で信頼性の高いコントロール方法が利用され得る。及び、簡素且つ安定的な作動停止運転、更に上昇出力電圧及び電力が達成され得る。また、標準ＰＷＭ方法と同じように、コモンモード電圧が小さくなり、しかも、常時の現実のゼロコモンモード電圧は、周知のゼロコモンモード電圧変調スキームの利用により、現実化され得る。しかしながら、上述の機能は、アナログ若しくはデジタル処理により様々な方法で実現し得るのであり、それらの方法全ては請求項１の記載範囲に含まれ得る。 According to the one phase of the multilevel converter 101, the following advantages can be obtained. Small size floating capacitors may be utilized. Even if the frequency is 0 Hz, a stable output voltage between zero and the nominal value at any output frequency is easily achieved by a very simple control operation. Multi-winding power transformers are not required, so low weight, small size, and low cost are achieved. Two-wire (plus, minus) direct current (DC) is possible. Safe and complete quadrant operation is possible. A simple and reliable control method can be used. In addition, simple and stable shutdown operation, and increased output voltage and power can be achieved. Also, as with the standard PWM method, the common mode voltage is reduced, and the actual zero common mode voltage at all times can be realized by using a known zero common mode voltage modulation scheme. However, the functions described above can be realized in various ways by analog or digital processing, all of which can be included in the scope of claim 1.

第２の実施形態
図９Ａを参照すると、本発明の第２の実施形態に係るマルチレベルコンバータ２０１が記載されている。図では、出力電流（Ｉｏｕｔ）をモニタしそれをメインコントローラ７にレポートする電流センサ１３が導入されている。メインコントローラ７の動作が強化され、−１≦ｃｏｓφ≦１の出力負荷条件の範囲が受け入れられ得る。しかしながら、出力電流をモニタするのに種々の方法が適用可能であり、そのような方法全てがこの実施形態に含まれることが、十分に理解される。機能は以下に詳細に記載される。 Second Embodiment Referring to FIG. 9A, a multilevel converter 201 according to a second embodiment of the present invention is described. In the figure, a current sensor 13 for monitoring the output current (Iout) and reporting it to the main controller 7 is introduced. The operation of the main controller 7 is enhanced and a range of output load conditions of −1 ≦ cos φ ≦ 1 can be accepted. However, it is well understood that various methods can be applied to monitor the output current, and all such methods are included in this embodiment. The functions are described in detail below.

上記の“マルチレベルフェーズブロックに供給すること”という記載に従い、浮動キャパシタＣＣ１〜ＣＣ３は、Ｖｍ＝０である限り、時間と伴に放電する。Ｖｍ＝Ｖｐでは、条件Ｐｍ＝Ｐｏｕｔが満足され、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３が充電されている。コンバータ２０１から負荷に向かって安定したパワーフローを与え更にｃｏｓφ＝１を与える、負荷抵抗の下で、浮動キャパシタの充電及び放電が、上述のように達成される。 In accordance with the description of “supplying multi-level phase block” above, the floating capacitors CC1 to CC3 are discharged over time as long as Vm = 0. At Vm = Vp, the condition Pm = Pout is satisfied, and the floating capacitors CC1, CC2, CC3 are charged. Under the load resistance, which provides a stable power flow from the converter 201 towards the load and further gives cos φ = 1, the charging and discharging of the floating capacitor is achieved as described above.

しかしながら、ｃｏｓφ＝−１では、負荷からコンバータ２０１に向かっての安定したパワーフローとなる。ｃｏｓφ＝１に対しては、電流フローは逆となり、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３は、Ｖｍ＝０のセッティングの下で電流の流れにより充電される（図９Ｂ）。ｃｏｓφ＝１とは対照的に、浮動キャパシタの上方電圧リミットは、パワーブロック３のステータス変更をＶｍ＝Ｖｐに初期化するために、検出される必要がある。Ｖｍ＝Ｖｐは、Ｐｍ＜＝Ｐｏｕｔとなり、これにより、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の放電が開始する。 However, when cos φ = −1, a stable power flow from the load toward the converter 201 is obtained. For cos φ = 1, the current flow is reversed and the floating capacitors CC1, CC2, CC3 are charged by the current flow under the setting of Vm = 0 (FIG. 9B). In contrast to cos φ = 1, the upper voltage limit of the floating capacitor needs to be detected to initialize the power block 3 status change to Vm = Vp. Vm = Vp becomes Pm <= Pout, whereby the discharge of the floating capacitors CC1, CC2, CC3 starts.

ｃｏｓφ＝１は、出力電圧と全体として同調する出力電流となる。よって、コンバータ２０１からのパワーフローとなる。一方、ｃｏｓφ＝−１は、全体として出力電圧と逆位相である出力電流となり、コンバータ２０１内へのパワーフローとなる。従って、−１＜ｃｏｓφ＜１の条件では、パワーフロー方向が周期的に変化する。浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３は、現実のパワーフローに依存して充電し若しくは放電するので、上方リミット及び下方リミットの検出は夫々交換される必要がある。電流センサ１３からの信号は、メインコントローラ７内部のその変化プロセスに直接加えられる。 cosφ = 1 is an output current tuned to the output voltage as a whole. Therefore, the power flow from the converter 201 is obtained. On the other hand, cos φ = −1 is an output current having a phase opposite to that of the output voltage as a whole, and a power flow into the converter 201. Therefore, under the condition of −1 <cosφ <1, the power flow direction changes periodically. Since the floating capacitors CC1, CC2, CC3 are charged or discharged depending on the actual power flow, the detection of the upper limit and the lower limit needs to be exchanged respectively. The signal from the current sensor 13 is directly applied to the changing process inside the main controller 7.

本発明の第２の実施形態に係るマルチレベルコンバータ２０１は、どのタイプの電気負荷も受け入れられる。 The multi-level converter 201 according to the second embodiment of the present invention can accept any type of electrical load.

第３の実施形態
図１０を参照すると、本発明の第３の実施形態に係るマルチレベルコンバータ３０１が、記載されている。 Third Embodiment Referring to FIG. 10, a multilevel converter 301 according to a third embodiment of the present invention is described.

図に示すように、メインコントローラは、複数の機能７ａ〜７ｇにかように分割される。機能ユニット７ａ〜７ｇは、メインコントロールセクション３０７を構成する。機能ユニット７ａ〜７ｇの各々は、低コスト及び低損失回路により実現され得る。つまり、基準信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するマルチレベルＰＷＭ生成器ユニット７ｄ；ＰＷＭ信号、及び、モード判別ユニット７ｂにより判別されるパワーブロック３の出力レベルに基づいて、マルチレベルフェーズブロック５に亘る電圧を判別するモード変換テーブルユニット７ｅ；基準信号、モード変換テーブルユニット７ｅにより判別される電圧、電流センサ１３からの電流信号及び浮動キャパシタに亘る電圧に基づいて、マルチレベルフェーズブロック５のスイッチングをコントロールするキャパシタ電圧バランスコントローラ及びスイッチテーブル７ｆ；浮動キャパシタの電圧が予め定められた範囲から逸脱するか否かを検出するキャパシタリミット検出ユニット７ａ；基準電圧、キャパシタリミット検出ユニット７ａによる検出結果及び電流センサ１３からの信号電流に基づいて、パワーブロック３の出力レベルを判別するモード判別ユニット７ｂ；並びに、モード判別ユニット７ｂにより判別される出力レベルに基づいて、パワーブロック３の出力をコントロールするパワーブロックスイッチテーブルユニット７ｃからなる、低コスト及び低損失回路である。 As shown in the figure, the main controller is divided into a plurality of functions 7a to 7g. The functional units 7a to 7g constitute a main control section 307. Each of the functional units 7a to 7g can be realized by a low cost and low loss circuit. That is, the multi-level PWM generator unit 7d that generates a PWM signal based on the reference signal; the multi-level phase block 5 is extended based on the PWM signal and the output level of the power block 3 determined by the mode determination unit 7b. The mode conversion table unit 7e for determining the voltage; the switching of the multi-level phase block 5 is controlled based on the reference signal, the voltage determined by the mode conversion table unit 7e, the current signal from the current sensor 13 and the voltage across the floating capacitor. Capacitor voltage balance controller and switch table 7f to perform; Capacitor limit detection unit 7a for detecting whether or not the voltage of the floating capacitor deviates from a predetermined range; By reference voltage and capacitor limit detection unit 7a A mode discrimination unit 7b that discriminates the output level of the power block 3 based on the detection result and the signal current from the current sensor 13, and the output of the power block 3 based on the output level discriminated by the mode discrimination unit 7b. This is a low-cost and low-loss circuit comprising the power block switch table unit 7c to be controlled.

本発明の第３の実施形態に係るマルチレベルコンバータ３０１は、経費が掛からない。より少なくコントロールのためのパワーを消費するに過ぎず、従って、特に部分負荷の下で高い全体効率を達成する。 The multi-level converter 301 according to the third embodiment of the present invention does not cost money. It consumes less control power and thus achieves a high overall efficiency, especially under partial loads.

第４の実施形態
図１１を参照すると、本発明の第４の実施形態に係るマルチレベルコンバータ４０１が、記載されている。 Fourth Embodiment Referring to FIG. 11, a multilevel converter 401 according to a fourth embodiment of the present invention is described.

レベル電圧検出ユニット７ｈがメインコントローラセクション４０７に導入されており、該レベル電圧検出ユニット７ｈは、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の実際の電圧レベル、及び、実際のＰＷＭ電圧レベルを導出するＤＣ−リンク１を、利用する。実際のＰＷＭ電圧レベルは、マルチレベルＰＷＭ生成器ユニット７ｄにレポートされる。結果として、マルチレベルＰＷＭ生成器ユニット７ｄは動的調整パターンを生成して滑らかで、歪み緩和された出力電圧Ｖｏｕｔとし得る。 A level voltage detection unit 7h is introduced in the main controller section 407, which level voltage detection unit 7h is a DC-link that derives the actual voltage levels of the floating capacitors CC1, CC2, CC3 and the actual PWM voltage level. 1 is used. The actual PWM voltage level is reported to the multi-level PWM generator unit 7d. As a result, the multi-level PWM generator unit 7d can generate a dynamic adjustment pattern to provide a smooth, distortion-free output voltage Vout.

よって本発明の第４の実施形態に係るマルチレベルコンバータ４０１は、歪みのない出力電圧を出力し、該出力電圧は低振動且つ低損失の標準的サインフィルタにより処理され得る。 Therefore, the multi-level converter 401 according to the fourth embodiment of the present invention outputs an output voltage without distortion, and the output voltage can be processed by a standard sine filter with low vibration and low loss.

第５の実施形態
本発明の第５の実施形態に係るマルチレベルコンバータでは、そのパワースイッチ機能がユニポーラトランジスタにより実現される。 Fifth Embodiment In a multilevel converter according to a fifth embodiment of the present invention, the power switch function is realized by a unipolar transistor.

今日、その高い阻止電圧により、バイポーラデバイスは、コンバータアプリケーションで広く用いられる。そこでは、バイポーラデバイスは、高い阻止電圧で低いオン状態を示す。 Today, because of its high blocking voltage, bipolar devices are widely used in converter applications. There, the bipolar device exhibits a low on-state with a high blocking voltage.

しかしながら、そのようなバイポーラデバイスのオン状態特性は、強い非線形性により特徴付けられるが、該非線形性により、通常のダイオード（ダイオードニー）のようにある順電圧にて非常に小さい電流となる。更に、バイポーラデバイスは、プラズマ抽出プロセスにより生じる上昇したスイッチング損失を示す。 However, the on-state characteristics of such bipolar devices are characterized by a strong non-linearity, which results in a very small current at a certain forward voltage like a normal diode (diode knee). In addition, bipolar devices exhibit increased switching losses caused by the plasma extraction process.

本発明の第１から第４の実施形態に係るマルチレベルコンバータにより、Ｎ＊Ｖｃ＝Ｖｐの下では、高周波数でのスイッチング動作は、マルチレベルフェーズブロック５内部のデバイスに限定される。処理される電圧はＶｃであり、それは最大限出力電圧Ｖｏｕｔｐの一部に過ぎない。よってスイッチング損失はかなり減少される。 With the multilevel converter according to the first to fourth embodiments of the present invention, switching operation at a high frequency is limited to devices inside the multilevel phase block 5 under N * Vc = Vp. The voltage processed is Vc, which is only part of the maximum output voltage Voutp. Therefore, the switching loss is considerably reduced.

ユニポーラトランジスタ、若しくはそれらの直列接続は、その上にオン状態損失を十分に減少させることを可能にする。というのは、そのようなユニポーラトランジスタはダイオードニーの非線形性を示さないからである。結果として、低オン状態電圧低下が、夫々の電流レベルで達成される。本発明の第５の実施形態に係るマルチレベルコンバータは、非常に高い効率を示す。 Unipolar transistors, or their series connection, allows on-state losses to be sufficiently reduced on top of that. This is because such unipolar transistors do not exhibit diode knee nonlinearity. As a result, a low on-state voltage drop is achieved at each current level. The multilevel converter according to the fifth embodiment of the present invention exhibits very high efficiency.

第６の実施形態
本発明の第６の実施形態に係るマルチレベルコンバータでは、ＭＯＳＦＥＴ若しくはそれらの直列接続が、スイッチング機能に加えられる。 Sixth Embodiment In a multilevel converter according to a sixth embodiment of the present invention, MOSFETs or their series connection is added to the switching function.

ＭＯＳＦＥＴはシリコンに基づくユニポーラデバイスであり、この数十年間順調に開発されてきた。結果として、商業的に利用可能なＭＯＳＦＥＴのオン状態の特性は、今や所謂シリコン限界に接近しており、デバイスは低コストで入手可能である。しかしながら、シリコン限界は、ＭＯＳＦＥＴの特定のオン状態が、阻止電圧の約２．７乗に、指数関数的に強く依存する、ということを示す。接続抵抗及びパッケージ接続抵抗などの技術的パラメータを考慮に入れると、ＭＯＳＦＥＴは、５０Ｖと２００Ｖの間の阻止電圧で最も良く動作するが、最も良い選択は１００Ｖである。 MOSFETs are silicon-based unipolar devices that have been successfully developed for decades. As a result, the on-state characteristics of commercially available MOSFETs are now approaching the so-called silicon limit, and devices are available at low cost. However, the silicon limit indicates that the particular on state of the MOSFET depends exponentially strongly on the blocking voltage to the power of about 2.7. Taking into account technical parameters such as connection resistance and package connection resistance, MOSFETs work best with blocking voltages between 50V and 200V, but the best choice is 100V.

本発明の第６の実施形態に係るマルチレベルコンバータは、現実の商業的に利用可能な技術に基づいて、非常に低いコスト及びサイズで非常に高い効率を示す。 The multi-level converter according to the sixth embodiment of the present invention exhibits very high efficiency at very low cost and size, based on real and commercially available technology.

第１から第６の実施形態に係るコンバータのいずれであっても、以下のような利点が得られる。小さいサイズの浮動キャパシタが利用可能である。周波数が０Ｈｚであっても、どの出力周波数ででも安定した出力電圧が、非常に簡単なコントロール操作により容易に達成される。マルチ巻線パワートランスフォーマは要求されず、よって、低重、小サイズ及び低コストが達成される。２線（プラス、マイナス）ＤＣからの供給が可能である。安全な完全な４象限運転が可能である。簡素で信頼性の高いコントロール方法が利用され得る。小量の充電及び維持パワーを少なくとも一つの浮動キャパシタセルに供給することにより、若しくは、接地への電流パスを確立する出力接触器を用いることにより、簡素且つ安定的な作動停止運転が達成され得る。並びに、特にＭＯＳＦＥＴが用いられると、非常に高い効率が実現可能となる。 In any of the converters according to the first to sixth embodiments, the following advantages are obtained. Small size floating capacitors are available. Even if the frequency is 0 Hz, a stable output voltage at any output frequency can be easily achieved by a very simple control operation. A multi-winding power transformer is not required, so low weight, small size and low cost are achieved. Supply from 2-wire (plus, minus) DC is possible. Safe and complete quadrant operation is possible. A simple and reliable control method can be used. Simple and stable shutdown operation can be achieved by supplying a small amount of charging and sustaining power to at least one floating capacitor cell, or by using an output contactor that establishes a current path to ground. . In particular, very high efficiencies can be realized, especially when MOSFETs are used.

第７の実施形態
上述のように、｜Ｖｏｕｔ｜＜Ｖｐであるとき、エネルギは常時、浮動キャパシタ内に蓄積され格納され得る。正弦波出力の振幅がＶｐより大きくても、｜Ｖｏｕｔ｜＜Ｖｐの状況は繰り返し発生する。上述のように、本発明のコンバータは、浮動キャパシタへの、瞬間のパワーフローをコントロールできる。結果として、浮動キャパシタ電圧は、上昇した出力電圧の領域に入る直前に、できるだけ高くなるように強制され得る。 Seventh Embodiment As described above, when | Vout | <Vp, energy can always be stored and stored in the floating capacitor. Even if the amplitude of the sine wave output is larger than Vp, the situation | Vout | <Vp occurs repeatedly. As mentioned above, the converter of the present invention can control the instantaneous power flow to the floating capacitor. As a result, the floating capacitor voltage can be forced to be as high as possible just prior to entering the region of increased output voltage.

そのようなコントロール方法を利用するコンバータは、従って、上昇した出力電圧の領域に安全に入り、上昇したパワーを負荷に信頼性高く供給できる。 A converter utilizing such a control method can therefore safely enter the region of the increased output voltage and reliably supply the increased power to the load.

第８の実施形態
過剰のエネルギは、浮動キャパシタ内に蓄積され得る。しかしながら、容量値、及び、上昇した出力電圧の領域に入る直前に得られたキャパシタの電圧レベルにより、そのエネルギは制約される。 Eighth Embodiment Excess energy can be stored in the floating capacitor. However, the energy is constrained by the capacitance value and the voltage level of the capacitor obtained just before entering the region of the increased output voltage.

一方で、基準信号が落ちて再び｜Ｖｏｕｔ｜＜Ｖｐとなるように出力電圧を操作するまでは、そのエネルギが、上昇した出力電圧の領域を介して前に進むのに十分であることが、強く望まれる。出力電圧の１周期のそのような部分の範囲内で、出力電流及び出力電圧が予測可能であるから、上昇した出力電圧の領域を介して進むための期間に求められるエネルギは、先に計算可能であり、結果がメインコンバータコントロールに送信され出力パワーがこれにより調整されることが可能である。 On the other hand, until the reference signal drops and the output voltage is manipulated again so that | Vout | <Vp, that energy is sufficient to move forward through the region of increased output voltage, Strongly desired. Since the output current and output voltage can be predicted within such a portion of the output voltage cycle, the energy required for the period to travel through the region of the increased output voltage can be calculated first. The result can be sent to the main converter control and the output power can be adjusted accordingly.

よって、本発明の第８の実施形態に係るコンバータは、高い出力及びパワーを安全に且つ信頼性高く供給できる。 Therefore, the converter according to the eighth embodiment of the present invention can supply high output and power safely and with high reliability.

本発明は、マルチレベルパワーコンバータに利用される。 The present invention is used in a multi-level power converter.

１・・・ＤＣ蓄電手段、３・・・パワーブロック、５・・・マルチレベルフェーズブロック、７・・・メインコントローラ、８・・・浮動キャパシタ充電パワーサプライ、９・・・基準電圧生成器、１１・・・浮動キャパシタＨ−ブリッジセル、１３・・・電流センサ、１５ｐ、１５ｎ・・・電圧センサ、１０１、２０１、３０１、４０１・・・マルチレベルコンバータのワンフェーズ、ＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３・・・浮動キャパシタ、ＣＣＴＲ１、ＣＣＴＲ２、ＣＣＴＲ３・・・コンタクタ、ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＵ３、ＳＵ４、ＳＵ５、ＳＵ６・・・スイッチ、ＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４、ＳＬ５、ＳＬ６・・・スイッチ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC power storage means, 3 ... Power block, 5 ... Multi-level phase block, 7 ... Main controller, 8 ... Floating capacitor charge power supply, 9 ... Reference voltage generator, 11 ... floating capacitor H-bridge cell, 13 ... current sensor, 15p, 15n ... voltage sensor, 101, 201, 301, 401 ... one phase of multi-level converter, CC1, CC2, CC3 ..Floating capacitors, CCTR1, CCTR2, CCTR3... Contactors, SU1, SU2, SU3, SU4, SU5, SU6... Switches, SL1, SL2, SL3, SL4, SL5, SL6.

Claims

A power converter,
A power block that outputs at least two voltage levels including an upper voltage level and a lower voltage level;
A multi-level phase block including N H-bridge cells, each of the N H-bridge cells having at least one floating capacitor, and connected to the power block; ,
A current path to at least one of the H-bridge cells or to ground via at least one of the H-bridge cells so that it is charged to a predetermined voltage after converter operation has begun. At least one output contactor that can be formed and connected to at least one floating capacitor charging power supply;
A reference voltage generator for outputting a reference signal;
A main controller that inputs the reference signal and checks the voltage across the floating capacitor of the multi-level phase block;
The step voltage of the power block is equal to N times or (N + 1) times a predetermined voltage, the step voltage of the power block is equal to the potential difference between two adjacent voltage levels,
The main controller is based on the reference signal and the voltage across the floating capacitor,
The output of the multi-level phase block is at a specific level specified based on a reference signal so that all voltages across the floating capacitor are within a predetermined range that includes a predetermined voltage.
Determining the output level of the power block and the switching state of the multi-level phase block ;
Furthermore,
The main control is in the switching state of the multi-level phase block so that a floating capacitor whose voltage is below the preset lower limit does not discharge and a floating capacitor whose voltage is above the preset upper limit does not charge. A power converter, wherein a preset lower limit and a preset upper limit define a predetermined range .

A power converter,
A power block that outputs at least two voltage levels including an upper voltage level and a lower voltage level;
A multi-level phase block including N H-bridge cells, each of the N H-bridge cells having at least one floating capacitor, and connected to the power block; ,
A current path to at least one of the H-bridge cells or to ground via at least one of the H-bridge cells so that it is charged to a predetermined voltage after converter operation has begun. At least one output contactor that can be formed and connected to at least one floating capacitor charging power supply;
A reference voltage generator for outputting a reference signal;
A main controller that inputs the reference signal and checks the voltage across the floating capacitor of the multi-level phase block;
Including
The step voltage of the power block is equal to N times or (N + 1) times a predetermined voltage, the step voltage of the power block is equal to the potential difference between two adjacent voltage levels,
The main controller is based on the reference signal and the voltage across the floating capacitor,
The output of the multi-level phase block is at a specific level specified based on a reference signal so that all voltages across the floating capacitor are within a predetermined range that includes a predetermined voltage.
Determining the output level of the power block and the switching state of the multi-level phase block;
Furthermore,
The main control is in a switching state of the multilevel phase block so that a potential difference between one floating capacitor of the multilevel phase block and another floating capacitor of the multilevel phase block does not exceed a preset limit difference value. Decide
A power converter characterized by that .

A power converter,
A power block that outputs at least two voltage levels including an upper voltage level and a lower voltage level;
A multi-level phase block including N H-bridge cells, each of the N H-bridge cells having at least one floating capacitor, and connected to the power block; ,
A current path to at least one of the H-bridge cells or to ground via at least one of the H-bridge cells so that it is charged to a predetermined voltage after converter operation has begun. At least one output contactor that can be formed and connected to at least one floating capacitor charging power supply;
A reference voltage generator for outputting a reference signal;
A main controller that inputs the reference signal and checks the voltage across the floating capacitor of the multi-level phase block;
Including
The step voltage of the power block is equal to N times or (N + 1) times a predetermined voltage, the step voltage of the power block is equal to the potential difference between two adjacent voltage levels,
The main controller is based on the reference signal and the voltage across the floating capacitor,
The output of the multi-level phase block is at a specific level specified based on a reference signal so that all voltages across the floating capacitor are within a predetermined range that includes a predetermined voltage.
Determining the output level of the power block and the switching state of the multi-level phase block;
Furthermore,
A current sensor that detects a current through the multi-level phase block and outputs a detection result as a current signal;
The main controller derives an instantaneous sign of the current according to the current signal, and based on the reference signal, the voltage across the floating capacitor, and the instantaneous sign of the current, the output level of the power block and the switching state of the multi-level phase block And decide
A power converter characterized by that .

The main controller and the roller are
A capacitor limit detection unit for detecting whether the voltage of the floating capacitor is out of a predetermined range; and
A mode discrimination unit for discriminating an output level of the power block based on a reference signal, a detection result by the capacitor detection unit, and a signal current;
A multi-level PWM generator unit to which a DC voltage value of a floating capacitor constituting the multi-level phase block and a DC voltage value of the power block are input, the reference signal obtained from the reference voltage generator and the two A multi-level PWM generator unit that adjusts the reference signal based on two DC voltage values and generates a PWM signal indicative of the actual active PWM voltage level;
A mode conversion table unit for determining a voltage across the multi-level phase block based on an actual active PWM voltage level and an output level of the power block determined by the mode determination unit;
A capacitor voltage balance controller and a switch table unit for controlling the switching of the multi-level phase block based on the reference signal, the voltage determined by the mode conversion table unit, the current signal, and the voltage across the floating capacitor;
A power block switch table unit for controlling the output of the power block based on the output level of the power block determined by the mode determination unit;
The power converter according to claim 3 , comprising: