JP5468498B2 - Receiving apparatus and receiving method - Google Patents

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Description

本発明は、受信装置および受信方法に関する。   The present invention relates to a receiving apparatus and a receiving method.

無線通信システムの受信装置は、送信装置から伝送されるラジオ周波数（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、ＲＦ）信号を、アンテナを介して受信して、フィルタリング、増幅、周波数変換、およびアナログデジタル変換などの過程を行う。   A receiving apparatus of a wireless communication system receives a radio frequency (RF) signal transmitted from a transmitting apparatus via an antenna, and performs processes such as filtering, amplification, frequency conversion, and analog-digital conversion.

アナログ信号であるＲＦ信号を受信してこのような過程を実行する場合、サンプリング理論（ｓａｍｐｌｉｎｇ ｔｈｅｏｒｅｍ）を適用するためには、少なくとも搬送波周波数（ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の２倍以上のサンプリング周波数が必要となる。しかしながら、一般に信号が存在する帯域幅は搬送波周波数の０．０３〜２％に過ぎないため、受信処理過程が極めて非効率的であり、処理するデータ量が過度となる。   When performing such a process by receiving an RF signal that is an analog signal, a sampling frequency of at least twice the carrier frequency is required in order to apply the sampling theory. . However, in general, the bandwidth in which a signal exists is only 0.03 to 2% of the carrier frequency, so that the reception process is extremely inefficient and the amount of data to be processed becomes excessive.

これを解決するために、帯域通過サンプリング（ｂａｎｄ ｐａｓｓ ｓａｍｐｌｉｎｇ、ＢＰＳ）方式が用いられている。このようなＢＰＳ受信方式は、周波数の搬送波周波数に依存せずに信号の帯域幅によってサンプリング周波数が決定されるため、効率的なシステム設計が可能となる。このように入力信号をデジタル信号で処理する技術であって、少ない帯域幅を用いるＢＰＳ受信方式を、デジタル直接変換方式またはＲＦ直接変換方式という。また、ＢＰＳ受信方式を、アルゴリズム的には、帯域通過サンプリング（ｂａｎｄ ｐａｓｓ ｓａｍｐｌｉｎｇ）、高調波サンプリング（ｈａｒｍｏｎｉｃ ｓａｍｐｌｉｎｇ）、またはサブサンプリング（ｓｕｂ−ｓａｍｐｌｉｎｇ）という。   In order to solve this problem, a band pass sampling (BPS) method is used. In such a BPS reception system, since the sampling frequency is determined by the signal bandwidth without depending on the carrier frequency of the frequency, an efficient system design is possible. In this way, the input signal is processed with a digital signal, and the BPS reception method using a small bandwidth is called a digital direct conversion method or an RF direct conversion method. Also, the BPS reception method is referred to as algorithmically called band-pass sampling, harmonic sampling, or sub-sampling.

このようなＢＰＳ受信方式は、ナイキストレート（Ｎｙｑｕｉｓｔ ｒａｔｅ）よりも低いサンプリング周波数を用いて故意的にエイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）を発生させる方式であって、情報の帯域幅に依存したサンプリング比率を有する。また、ＢＰＳ受信方式は、アナログダウン変換機能をサンプリングによって代置できるという理論に基づいており、受信信号を低雑音増幅器（ｌｏｗ ｎｏｉｓｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、ＬＮＡ）を経た後すぐにサンプリングをするため、低価および小型の受信装置を実現することができる。   Such a BPS reception method is a method in which aliasing is intentionally generated using a sampling frequency lower than that of Nyquist rate, and has a sampling ratio depending on the bandwidth of information. The BPS reception method is based on the theory that the analog down conversion function can be replaced by sampling, and the received signal is sampled immediately after passing through a low noise amplifier (LNA). A small receiving device can be realized.

ＢＰＳ受信方式の受信装置は、搬送波周波数と信号帯域幅の関係が整数比（ｉｎｔｅｇｅｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）である信号を帯域幅の２倍である最小サンプル率によりダウン変換することができるが、非整数比（ｎｏｎ−ｉｎｔｅｇｅｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎ)である信号を帯域幅の２倍よりも大きい最小サンプル率でダウン変換することができる。しかしながら、サンプリング周波数は信号帯域の位置に応じて異なるため、ＢＰＳ受信方式の受信装置は普遍的アクセス（ｕｎｉｖｅｒｓａｌ ａｃｃｅｓｓ）のために信号の帯域幅と帯域の位置に応じてサンプル率を変更しなければならず、これによって受信装置のフィルタの帯域幅も可変させなければならないという困難がある。   A BPS receiving apparatus can down-convert a signal whose carrier frequency and signal bandwidth have an integer ratio with an integer ratio (integer position) with a minimum sampling rate that is twice the bandwidth. Non-integer position) can be down-converted with a minimum sample rate greater than twice the bandwidth. However, since the sampling frequency varies depending on the position of the signal band, the receiver of the BPS reception method must change the sampling rate according to the signal bandwidth and the band position for universal access. As a result, there is a difficulty that the bandwidth of the filter of the receiving apparatus must be varied.

一方、最近では、信号が相対的に遅延時間を有するように２つの経路を利用してサンプリングした後、信号処理によってエイリアシングを除去する方式の受信装置が提案された。このような方式は、信号の位置に応じたエイリアシングを考慮せずにサンプル率を選択することができ、最小サンプリング周波数を信号の帯域幅と同じように選択することができる。しかしながら、入力信号のサンプル率が帯域幅である場合、受信装置が帯域幅でサンプリングする場合にエイリアシングが発生する。   On the other hand, recently, there has been proposed a receiving apparatus of a type in which aliasing is removed by signal processing after sampling using two paths so that a signal has a relatively delay time. In such a system, the sampling rate can be selected without considering aliasing according to the position of the signal, and the minimum sampling frequency can be selected in the same manner as the signal bandwidth. However, if the sampling rate of the input signal is bandwidth, aliasing occurs when the receiving device samples with bandwidth.

また、このような受信装置は、主に１つのＲＦ信号をダウン変換することに主目的をおいている。受信しようとする帯域の１つのＲＦ信号と他の帯域のＲＦ信号を同時に受信して処理する場合に、他の帯域のＲＦ信号にはエイリアシングが発生する。すなわち、複数のＲＦ信号を受信して処理するとき、一般的にエイリアシングが発生する。   Further, such a receiving apparatus mainly has a main purpose of down-converting one RF signal. When one RF signal in a band to be received and an RF signal in another band are simultaneously received and processed, aliasing occurs in the RF signals in other bands. That is, aliasing generally occurs when a plurality of RF signals are received and processed.

韓国登録特許第０，７９３，０５９号明細書Korean registered patent No. 0,793,059 韓国公開特許第２００６−０１１６８２８号明細書Korean Open Patent No. 2006-0116828 米国公開特許第２００９−０１１６５８６号明細書US Published Patent No. 2009-0116586

本発明は、無線通信の受信装置が少なくとも１つ帯域のＲＦ信号を同時に正常に受信して処理して、同時に他の帯域のＲＦ信号のダウン変換を効率的に実行することを目的とする。   An object of the present invention is to enable a wireless communication receiving apparatus to normally receive and process an RF signal of at least one band at the same time and efficiently perform down conversion of RF signals of other bands at the same time.

本発明の実施形態に係る受信装置は、互いに異なる帯域を有する複数の受信信号からそれぞれダウン変換する信号を選択して出力するＲＦフィルタ部と、フィルタ部の出力信号の間に位相差を発生させながらフィルタ部の出力信号をダウン変換して複数のサンプル信号を出力する位相変換部と、複数のサンプル信号を離散信号からデジタル信号に変換する量子化部と、位相差によって発生した位相遷移値を用いて量子化部の出力信号から複数の受信信号に対応する複数の出力信号をそれぞれ分離して出力する信号分離部とを含む。   A receiving apparatus according to an embodiment of the present invention generates a phase difference between an RF filter unit that selects and outputs a signal to be down-converted from a plurality of received signals having different bands, and an output signal of the filter unit. The phase conversion unit that down-converts the output signal of the filter unit and outputs a plurality of sample signals, the quantization unit that converts the plurality of sample signals from discrete signals to digital signals, and the phase transition value generated by the phase difference And a signal separation unit that separates and outputs a plurality of output signals corresponding to the plurality of reception signals from the output signal of the quantization unit.

複数の受信信号は第１受信信号、第２受信信号、および第３受信信号を含み、複数の出力信号は第１受信信号に対応する第１出力信号、第２受信信号に対応する第２出力信号、および第３受信信号に対応する第３出力信号を含んでもよい。   The plurality of received signals include a first received signal, a second received signal, and a third received signal, and the plurality of output signals are a first output signal corresponding to the first received signal and a second output corresponding to the second received signal. A signal and a third output signal corresponding to the third received signal may be included.

信号分離部は、量子化部の出力信号のうちのいずれか１つの信号である第１信号を受信して第４出力信号を出力する第１インターポラントと、量子化部の出力信号のうちのいずれか１つの信号の第２信号を受信して第５出力信号を出力する第２インターポラントと、第４出力信号および第５出力信号を合わせる第１加算器と、第１加算器の加算結果を受信して第１出力信号を選択して出力する低域通過フィルタと、第１加算器の加算結果を受信して第２出力信号を選択して出力する高域通過フィルタとを含んでもよい。   The signal separation unit receives a first signal that is one of the output signals of the quantization unit and outputs a fourth output signal, and among the output signals of the quantization unit A second interpolant that receives the second signal of any one of the signals and outputs a fifth output signal; a first adder that combines the fourth output signal and the fifth output signal; and A low-pass filter that receives the addition result and selects and outputs the first output signal; and a high-pass filter that receives the addition result of the first adder and selects and outputs the second output signal But you can.

第１インターポラントのフィルタ係数値は、周波数の絶対値が帯域幅よりも小さい場合には帯域幅の逆数であり、その他の場合には０であってもよい。   The filter coefficient value of the first interpolant is the reciprocal of the bandwidth when the absolute value of the frequency is smaller than the bandwidth, and may be 0 in other cases.

第２インターポラントのフィルタ係数値は、周波数が帯域幅の負の値と０との間である場合には、第３受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が０と帯域幅との間である場合には、第３受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、その他の場合には０であってもよい。   When the frequency is between the negative value of the bandwidth and 0, the filter coefficient value of the second interpolant is obtained by subtracting the negative value of the phase transition of the negative frequency component of the third received signal by the bandwidth. If the frequency is between 0 and the bandwidth, the negative value of the phase transition of the positive frequency component of the third received signal is divided by the bandwidth, otherwise 0 may be sufficient.

第１出力信号は、周波数が０と第１出力信号および第２出力信号の中心周波数との間である場合には１であり、その他の場合には０であってもよい。   The first output signal may be 1 when the frequency is between 0 and the center frequency of the first output signal and the second output signal, and may be 0 in other cases.

第２出力信号は、周波数が中心周波数とサンプリング周波数の二分の一の値との間である場合には１であり、その他の場合には０であってもよい。   The second output signal may be 1 if the frequency is between the center frequency and half the sampling frequency, and may be 0 otherwise.

信号分離部は、第２信号を受信して第６出力信号を出力する第３インターポラントと、第４出力信号および第６出力信号を合わせて第３出力信号を出力する第２加算器とをさらに含んでもよい。   A signal separator that receives the second signal and outputs a sixth output signal; a second adder that outputs the third output signal by combining the fourth output signal and the sixth output signal; May further be included.

第３インターポラントのフィルタ係数値は、周波数がサンプリング周波数の二分の一の負の値と第１出力信号および第２出力信号の中心周波数の負の値との間である場合には、第２受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が中心周波数の負の値と０との間である場合には、第１受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が０と中心周波数との間である場合には、第１受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が中心周波数とサンプリング周波数の二分の一の値との間である場合には、第２受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、その他の場合には０であってもよい。   The filter coefficient value of the third interpolant is the first coefficient when the frequency is between a negative value of half the sampling frequency and a negative value of the center frequency of the first output signal and the second output signal. 2 is a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the negative frequency component of the received signal by the bandwidth, and when the frequency is between the negative value of the center frequency and 0, the negative value of the first received signal The value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the frequency component by the bandwidth, and when the frequency is between 0 and the center frequency, the negative value of the phase transition of the positive frequency component of the first received signal is If the frequency is between the center frequency and half the sampling frequency, the negative value of the phase transition of the positive frequency component of the second received signal is The value to divide and may be 0 in other cases.

位相変換部は、時間差を有するクロック信号を受信して位相差を発生させる少なくとも１つのサンプラーを含んでもよい。 The phase converter may include at least one sampler that receives a clock signal having a time difference and generates a phase difference.

ＲＦフィルタ部は、少なくとも１つの帯域通過フィルタを含んでもよい。   The RF filter unit may include at least one band pass filter.

本発明の他の実施形態に係る受信装置は、互いに異なる帯域の第１受信信号、第２受信信号、および第３受信信号をそれぞれ他の位相遷移（ｓｈｉｆｔ）値を有しながらダウン変換して第１受信信号に対応する第１出力信号、第２受信信号に対応する第２出力信号、および第３受信信号に対応する第３出力信号を出力する受信装置であって、周波数の絶対値が帯域幅よりも小さい場合には帯域幅の逆数を、その他の場合には０をフィルタ係数値として有して第４出力信号を出力する第１インターポラントと、周波数が帯域幅の負の値と０との間である場合には、第３受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値を、周波数が０と帯域幅との間である場合には、第３受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値を、その他の場合には０をフィルタ係数値として有して第５出力信号を出力する第２インターポラントと、第４出力信号および第５出力信号を合わせて第６出力信号を出力する第１加算器と、第６出力信号を受信して周波数が０と第１出力信号および第２出力信号の中心周波数との間である場合には１を、その他の場合には０を第１出力信号として出力する低域通過フィルタと、第６出力信号を受信して周波数が中心周波数とサンプリング周波数の二分の一の値との間である場合には１を、その他の場合には０を第２出力信号として出力する高域通過フィルタと、周波数がサンプリング周波数の二分の一の負の値と中心周波数の負の値との間である場合には、第２受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値を、周波数が中心周波数の負の値と０との間である場合には、第１受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値を、周波数が０と中心周波数との間である場合には、第１受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値を、周波数が中心周波数とサンプリング周波数の二分の一の値との間である場合には、第２受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値を、その他の場合には０をフィルタ係数値として有して第７出力信号を出力する第３インターポラントと、第４出力信号および第７出力信号を合わせて第３出力信号として出力する第２加算器とを含む。   A receiving apparatus according to another embodiment of the present invention down-converts a first received signal, a second received signal, and a third received signal in different bands while having other phase transition values. A receiving device that outputs a first output signal corresponding to a first received signal, a second output signal corresponding to a second received signal, and a third output signal corresponding to a third received signal, the absolute value of the frequency being A first interpolant that outputs the fourth output signal with a reciprocal of the bandwidth if smaller than the bandwidth, and 0 in other cases as the filter coefficient value, and a negative value of the bandwidth When the frequency is between 0 and the bandwidth, the value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the negative frequency component of the third received signal by the bandwidth is The negative value of the phase transition of the positive frequency component of the third received signal in bandwidth The second interpolant that outputs the fifth output signal with 0 as the filter coefficient value in other cases, and outputs the sixth output signal by combining the fourth output signal and the fifth output signal A first adder that receives the sixth output signal and has a frequency between 0 and the center frequency of the first output signal and the second output signal, and 1 otherwise. A low-pass filter that outputs as one output signal, and 1 when the sixth output signal is received and the frequency is between the center frequency and half the sampling frequency, and 0 otherwise. And a negative frequency of the second received signal when the frequency is between a negative value of half the sampling frequency and a negative value of the center frequency. The value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the component by the bandwidth is If the number is between the negative value of the center frequency and 0, the value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the negative frequency component of the first received signal by the bandwidth is 0 and the center frequency. Is a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the positive frequency component of the first received signal by the bandwidth, the frequency is between the center frequency and a half value of the sampling frequency. In this case, a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the positive frequency component of the second reception signal by the bandwidth is used, and in other cases, the seventh output signal is output with 0 as the filter coefficient value. 3 interpolants and a second adder that outputs the fourth output signal and the seventh output signal together as a third output signal.

本発明の他の実施形態に係る受信方法は、受信装置が互いに異なる帯域を有する複数の受信信号を受信する方法であって、複数の受信信号の間に位相差を発生させながら複数の受信信号をダウン変換して複数のサンプル信号を出力するステップと、複数のサンプル信号を離散信号からデジタル信号に変換するステップと、位相差によって発生した位相遷移値を用いてデジタル信号に変換された複数のサンプル信号から複数の受信信号に対応する複数の出力信号をそれぞれ分離して出力するステップとを含む。   A reception method according to another embodiment of the present invention is a method in which a reception apparatus receives a plurality of reception signals having different bands, and generates a plurality of reception signals while generating a phase difference between the plurality of reception signals. Downconverting and outputting a plurality of sample signals, converting a plurality of sample signals from discrete signals to digital signals, and converting a plurality of digital signals using phase transition values generated by the phase difference Separating a plurality of output signals corresponding to a plurality of received signals from the sample signal, respectively, and outputting them.

複数の受信信号は第１受信信号、第２受信信号、および第３受信信号を含み、複数の出力信号は第１受信信号に対応する第１出力信号、第２受信信号に対応する第２出力信号、および第３受信信号に対応する第３出力信号を含み、分離して出力するステップは、デジタル信号に変換された複数のサンプル信号を含む第１信号を受信して第４出力信号を出力するステップと、デジタル信号に変換された複数のサンプル信号がそれぞれ異なる位相遷移値を有して共存する第２信号を受信して第５出力信号を出力するステップと、第４出力信号および第５出力信号を合わせるステップと、合わせた結果から第１出力信号を選択して出力するステップと、合わせた結果から第２出力信号を選択して出力するステップとを含んでもよい。   The plurality of received signals include a first received signal, a second received signal, and a third received signal, and the plurality of output signals are a first output signal corresponding to the first received signal and a second output corresponding to the second received signal. The step of including the signal and the third output signal corresponding to the third received signal, and outputting the separated signal, receives the first signal including a plurality of sample signals converted into digital signals and outputs the fourth output signal Receiving a second signal in which a plurality of sample signals converted into digital signals have different phase transition values and output a fifth output signal, and a fourth output signal and a fifth output signal. The step of combining the output signals, the step of selecting and outputting the first output signal from the combined result, and the step of selecting and outputting the second output signal from the combined result may be included.

第１信号を受信して第４出力信号を出力するステップは、周波数の絶対値が帯域幅よりも小さい場合には帯域幅の逆数であり、その他の場合には０であるフィルタ係数値に基づいて実行されてもよい。   The step of receiving the first signal and outputting the fourth output signal is based on a filter coefficient value that is the reciprocal of the bandwidth if the absolute value of the frequency is less than the bandwidth, and 0 otherwise. May be executed.

第２信号を受信して第５出力信号を出力するステップは、周波数が帯域幅の負の値と０との間である場合には、第３受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が０と帯域幅との間の場合には、第３受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、その他の場合には０であるフィルタ係数値に基づいて実行されてもよい。   The step of receiving the second signal and outputting the fifth output signal includes the step of negative phase transition of the negative frequency component of the third received signal when the frequency is between a negative value of the bandwidth and 0. Is a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the positive frequency component of the third received signal by the bandwidth when the frequency is between 0 and the bandwidth. In other cases, it may be performed based on a filter coefficient value of zero.

第１出力信号は、周波数が０と第１出力信号および第２出力信号の中心周波数との間である場合には１であり、その他の場合には０であってもよい。   The first output signal may be 1 when the frequency is between 0 and the center frequency of the first output signal and the second output signal, and may be 0 in other cases.

第２出力信号は、周波数が中心周波数とサンプリング周波数の二分の一の値との間である場合には１であり、その他の場合には０であってもよい。   The second output signal may be 1 if the frequency is between the center frequency and half the sampling frequency, and may be 0 otherwise.

分離して出力するステップは、第２信号を受信して第６出力信号を出力するステップと、第４出力信号および第６出力信号を合わせて第３出力信号を出力するステップとをさらに含んでもよい。   The step of separating and outputting further includes the step of receiving the second signal and outputting the sixth output signal, and the step of outputting the third output signal by combining the fourth output signal and the sixth output signal. Good.

第２信号を受信して第６出力信号を出力するステップは、周波数がサンプリング周波数の二分の一の負の値と第１出力信号および第２出力信号の中心周波数の負の値との間である場合には、第２受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が中心周波数の負の値と０との間である場合には、第１受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が０と中心周波数との間である場合には、第１受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が中心周波数とサンプリング周波数の二分の一の値との間である場合には、第２受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、その他の場合には０であるフィルタ係数値に基づいて実行されてもよい。   The step of receiving the second signal and outputting the sixth output signal is between the negative value of the frequency half the sampling frequency and the negative value of the center frequency of the first output signal and the second output signal. In some cases, it is a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the negative frequency component of the second received signal by the bandwidth, and when the frequency is between the negative value of the center frequency and 0, The value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the negative frequency component of one received signal by the bandwidth, and when the frequency is between 0 and the center frequency, the phase of the positive frequency component of the first received signal If the negative value of the transition is divided by the bandwidth and the frequency is between the center frequency and one half of the sampling frequency, the negative phase transition of the positive frequency component of the second received signal Value divided by bandwidth, otherwise based on filter coefficient value of 0 It may be executed.

本発明によれば、無線通信の受信装置が少なくとも１つの他の帯域のＲＦ信号を同時に正常に受信して処理することができ、ＲＦ信号のダウン変換を効率的に実行することができる。したがって、受信帯域の１つのＲＦ信号を正常に受信しながら、広帯域周波数領域でそれぞれ異なる帯域の２つＲＦ信号を探して全体的に３つのＲＦ信号を正常に受信することができる。さらに、それぞれ異なる周波数帯域に分けて送信された複数のＲＦ信号を同時に正常に受信することができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the radio | wireless communication receiver can receive and process the RF signal of at least 1 other band simultaneously normally, and can perform the down conversion of RF signal efficiently. Therefore, while normally receiving one RF signal in the reception band, it is possible to search for two RF signals in different bands in the wideband frequency region and receive three RF signals normally as a whole. Furthermore, a plurality of RF signals transmitted separately in different frequency bands can be normally received simultaneously.

本発明の一実施形態に係る受信装置のブロック図である。It is a block diagram of the receiver which concerns on one Embodiment of this invention. ＲＦ信号および図１に係る受信装置によってダウン変換された基底帯域信号を示す図である。It is a figure which shows the baseband signal down-converted by RF signal and the receiver which concerns on FIG. 図２に示すＲＦ信号および図１の受信装置によって基底帯域でダウン変換されながら発生した位相遷移を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a phase transition that occurs while down-converting in the baseband by the RF signal shown in FIG. 本発明の一実施形態に係る受信装置が出力する３つの信号を示す図である。It is a figure which shows three signals which the receiver which concerns on one Embodiment of this invention outputs. 本発明の一実施形態に係る受信装置の受信方法を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the receiving method of the receiver which concerns on one Embodiment of this invention.

以下、添付の図面を参照しながら、本発明の実施形態について本発明が属する技術分野において通常の知識を有する者が容易に実施できるように詳しく説明する。しかしながら、本発明を様々に相違した形態において具現することができ、ここで説明する実施形態に限定されるものではない。また、図面において本発明を明確に説明するために説明上で不必要な部分は省略し、明細書全体に渡って類似した部分については類似した図面符号を付与した。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings so that those skilled in the art to which the present invention pertains can easily implement the embodiments. However, the present invention can be embodied in various different forms and is not limited to the embodiments described herein. Further, in the drawings, parts unnecessary for the description are omitted in order to clearly describe the present invention, and similar parts are denoted by similar reference numerals throughout the specification.

明細書全体において、ある部分がある構成要素を「含む」とするとするとき、これは特に反対となる記載がない限り、他の構成要素を除くのではなく他の構成要素をさらに含むことを意味する。また、明細書に記載された「・・・部」、「・・・器」、「モジュール」などの用語は少なくとも１つの機能や動作を処理する単位を意味し、これは、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアおよびソフトウェアの結合で具現される。   Throughout the specification, when a part “includes” a certain component, this means that the component does not exclude other components but includes other components unless otherwise stated to the contrary. To do. In addition, terms such as “... Unit”, “... Unit”, “module” described in the specification mean a unit for processing at least one function or operation, which includes hardware, software, Or a combination of hardware and software.

次に、図面を参照しながら、本発明の一実施形態に係る受信装置および受信方法について詳細に説明する。   Next, a receiving apparatus and a receiving method according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図１は本発明の一実施形態に係る受信装置のブロック図であり、図２はＲＦ信号および図１に係る受信装置によってダウン変換された基底帯域信号を示す図であり、図３は図２に示すＲＦ信号および図１の受信装置によって基底帯域でダウン変換されながら発生した位相遷移を示す図であり、図４は本発明の一実施形態に係る受信装置が出力する３つの信号を示す図である。   1 is a block diagram of a receiving apparatus according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram illustrating an RF signal and a baseband signal down-converted by the receiving apparatus according to FIG. 1, and FIG. And FIG. 4 is a diagram showing three signals output from the receiving apparatus according to the embodiment of the present invention. It is.

図１を参照すれば、受信装置１００は、アンテナを介して受信されるラジオ周波数（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、ＲＦ）信号Ｒ0（ｆ）、Ｒ1（ｆ）、Ｒ2（ｆ）を受信して処理し、ダウン変換された信号Ｓ0、Ｓ1、Ｓ2を出力する装置である。 Referring to FIG. 1, a receiving apparatus 100 receives and processes radio frequency (RF) signals R 0 (f), R 1 (f), and R 2 (f) received via an antenna. And a device for outputting down-converted signals S 0 , S 1 , S 2 .

図２および図３を参照すれば、互いに異なる３つの帯域を有するＲＦ信号Ｒ0（ｆ）、Ｒ1（ｆ）、Ｒ2（ｆ）がサンプル率ｆｓの間隔で区分した周波数領域でそれぞれｎo、ｎ1、ｎ2番目の領域に位置すると仮定する。 Referring to FIGS. 2 and 3, RF signals R 0 (f), R 1 (f), and R 2 (f) having three different bands are divided into n regions in the frequency domain divided by the sampling rate fs, respectively. Assume that it is located in the o , n 1 , n 2 th region.

本発明の一実施形態に係る受信装置１００は、ＲＦ信号Ｒ0（ｆ）、Ｒ1（ｆ）、Ｒ2（ｆ）が位置する周波数領域が異なれば、ＲＦ信号Ｒ0（ｆ）、Ｒ1（ｆ）、Ｒ2（ｆ）がダウン変換されて現れる位相遷移がそれぞれ異なって発生するという点を利用し、互いに異なる帯域の３つの信号を分離して出力する。すなわち、３つのＲＦ信号Ｒ0（ｆ）、Ｒ1（ｆ）、Ｒ2（ｆ）がサブサンプリング（ｓｕｂ−ｓａｍｐｌｉｎｇ）されて基底帯域で重なってエイリアシングが発生する場合、位相遷移値β-n0、β-n1、β-n2が異なる点を利用してそれぞれの信号を分離することができる。 Receiving apparatus 100 according to an embodiment of the present invention, RF signals R 0 (f), R 1 (f), Different frequency range R 2 where (f) is positioned, RF signals R 0 (f), R By utilizing the fact that phase transitions appearing when 1 (f) and R 2 (f) are down-converted are generated, three signals in different bands are separated and output. That is, when the three RF signals R 0 (f), R 1 (f), and R 2 (f) are sub-sampled and overlapped in the baseband , the phase transition value β −n0 , beta -n1, it is possible to separate the respective signals by utilizing the point that beta -n2 different.

本発明の一実施形態に係る受信装置が出力する信号Ｓ0、Ｓ1、Ｓ2は、図４のように、ＲＦ信号Ｒ0（ｆ）、Ｒ1（ｆ）、Ｒ2（ｆ）がダウン変換されて互いに分離されて出力される信号である。 As shown in FIG. 4, the signals S 0 , S 1 , and S 2 output from the receiving apparatus according to the embodiment of the present invention are RF signals R 0 (f), R 1 (f), and R 2 (f). It is a signal that is down-converted and separated and output.

図４を参照すれば、周波数ｆ1を次の数式（１）のように信号Ｓ0、Ｓ1の中心周波数として定義する。 Referring to FIG. 4, the frequency f 1 is defined as the center frequency of the signals S 0 and S 1 as shown in the following formula (1).

Figure 0005468498
Figure 0005468498

ここで、周波数ｆ0Hは信号Ｓ0の最高（ｈｉｇｈ ｂｏｕｎｄ）周波数であり、周波数ｆ1Lは信号Ｓ1の最低（ｌｏｗ ｂｏｕｎｄ）周波数である。 Here, frequency f 0H is the highest (high bound) frequency of signal S 0 , and frequency f 1L is the lowest (low bound) frequency of signal S 1 .

再び図１を参照すれば、受信装置１００は、ＲＦフィルタ部１１１、１１２、１１３と、位相変換部１２０と、クロック発生部１２５と、量子化部１３０と、信号分離部１４０とを含む。   Referring to FIG. 1 again, the receiving apparatus 100 includes RF filter units 111, 112, 113, a phase conversion unit 120, a clock generation unit 125, a quantization unit 130, and a signal separation unit 140.

ＲＦフィルタ部１１１、１１２、１１３それぞれは、アンテナが受信した互いに異なる帯域を有する３つのＲＦ信号Ｒ0（ｆ）、Ｒ1（ｆ）、Ｒ2（ｆ）を同時に受信してダウン変換するＲＦ信号を選択し、選択されたＲＦ信号の雑音およびエイリアシング（ａｉｌｉａｓｉｎｇ）を除去する。これにより、フィルタ部１１１、１１２、１１３は、チューナブル帯域通過フィルタ（ｔｕｎａｂｌｅ ｂａｎｄ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）であってもよい。フィルタ部１１１、１１２、１１３は、それぞれ低雑音増幅器（ｌｏｗ ｎｏｉｓｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；ＬＮＡ）を含んでもよい。 Each of the RF filter units 111, 112, and 113 simultaneously receives three RF signals R 0 (f), R 1 (f), and R 2 (f) having different bands received by the antenna and performs down conversion. A signal is selected to remove noise and aliasing of the selected RF signal. Accordingly, the filter units 111, 112, and 113 may be tunable band pass filters. Each of the filter units 111, 112, and 113 may include a low noise amplifier (LNA).

位相変換部１２０は、予め設定されたサンプリング周波数ｆｓを用いてＲＦフィルタ部１１１、１１２、１１３で選択されたＲＦ信号をサンプル信号にダウン変換する。このとき、サンプリング周波数ｆｓは、少なくともＲＦ信号の帯域幅Ｂの２倍（２Ｂ）で設定してもよい。位相変換部１２０は、２つのサンプラー（ｓａｍｐｌｅｒ）１２１、１２２を含んでもよい。２つのサンプラー１２１、１２２は、ＴΔの時間差を有するクロック信号をクロック発生部１２５から受信してＴΔの時間差を有する２つのサンプル信号を生成することによって２つの信号間に位相差を発生させてもよい。 The phase conversion unit 120 down-converts the RF signal selected by the RF filter units 111, 112, and 113 into a sample signal using a preset sampling frequency fs. At this time, the sampling frequency fs may be set at least twice (2B) the bandwidth B of the RF signal. The phase conversion unit 120 may include two samplers 121 and 122. Two samplers 121 and 122, to generate a phase difference between two signals by generating two sample signals having the time difference T delta by a clock signal received from the clock generating unit 125 having a time difference T delta May be.

クロック発生部１２５は、互いに異なる時間差を有するクロック信号を生成する。クロック発生部１２５は、生成したクロック信号を位相変換部１２０および量子化部１３０に分配する。   The clock generator 125 generates clock signals having different time differences. The clock generation unit 125 distributes the generated clock signal to the phase conversion unit 120 and the quantization unit 130.

量子化部１３０は、位相差を有する２つのサンプル信号をデジタル信号に変換して互いに異なる位相を有するサンプルストリームを生成し、これを信号分離部１４０に伝達する。   The quantization unit 130 converts two sample signals having a phase difference into digital signals to generate sample streams having different phases, and transmits the sample streams to the signal separation unit 140.

信号分離部１４０は、互いに異なる位相を有する２つのサンプルストリームを受信して２つのサンプルストリームの互いに異なる位相遷移値を利用し、３つの信号Ｓ0、Ｓ1、Ｓ2を分離して出力し、インターポラント１４２、１４３、１４４と、加算器１４５、１４６と、低域通過フィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）１４７と、高域通過フィルタ（ｈｉｇｈ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）１４８とを含む。 The signal separation unit 140 receives two sample streams having different phases, uses different phase transition values of the two sample streams, and separates and outputs the three signals S 0 , S 1 , S 2. , Interpolants 142, 143, 144, adders 145, 146, a low pass filter 147, and a high pass filter 148.

インターポラント１４２、１４３、１４４は、所望する信号のみを復元する一種のフィルタである。   Interpolants 142, 143, and 144 are a type of filter that restores only a desired signal.

加算器１４５を用いてインターポラント１４２、１４３の出力信号を加算して、低域通過フィルタ１４７および高域通過フィルタ１４８を用いて２つの信号Ｓo、Ｓ1を分離する。 By adding the output signal of the interpolants 142 and 143 using the adder 145, the two signals S o, the S 1 separated using a low pass filter 147 and high pass filter 148.

加算器１４６を用いてインターポラント１４２、１４４の出力信号を加算して、信号Ｓ2を分離する。 By adding the output signal of the interpolants 142 and 144 using the adder 146, to separate the signal S 2.

インターポラント１４２のフィルタ係数値はＳA（ｆ）で表示されてもよく、次の数式（２）のように設計されてもよい。 The filter coefficient value of the interpolant 142 may be represented by S A (f), and may be designed as in the following formula (2).

Figure 0005468498
Figure 0005468498

すなわち、信号の周波数ｆの絶対値が帯域幅Ｂよりも小さい場合には、インターポラント１４２のフィルタ係数値は帯域幅の逆数であり、その他の場合には０である。   That is, when the absolute value of the frequency f of the signal is smaller than the bandwidth B, the filter coefficient value of the interpolant 142 is the reciprocal of the bandwidth, and is 0 in other cases.

インターポラント１４３のフィルタ係数値はＳB1（ｆ）で表示されてもよく、次の数式（３）のように設計されてもよい。 The filter coefficient value of the interpolant 143 may be represented by S B1 (f), and may be designed as in the following formula (3).

Figure 0005468498
Figure 0005468498

すなわち、インターポラント１４３のフィルタ係数値は、周波数が帯域幅の負の値と０との間である場合には、ＲＦ信号Ｒ2（ｆ）の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が０と帯域幅との間である場合には、ＲＦ信号Ｒ2（ｆ）の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、その他の場合には０である。 That is, the filter coefficient value of the interpolant 143 is the negative value of the phase transition of the negative frequency component of the RF signal R 2 (f) when the frequency is between the negative value of the bandwidth and 0. Is a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the positive frequency component of the RF signal R 2 (f) by the bandwidth when the frequency is between 0 and the bandwidth. Yes, 0 otherwise.

インターポラント１４２、１４３を介して分離された２つの信号Ｓo、Ｓ1から信号Ｓoを分離するための低域通過フィルタ１４７はＳLP（ｆ）で表示されてもよく、次の数式（４）のように設計されてもよい。 The low-pass filter 147 for separating the signal S o from the two signals S o and S 1 separated via the interpolants 142 and 143 may be denoted by S LP (f), It may be designed as in (4).

Figure 0005468498
Figure 0005468498

すなわち、低域通過フィルタ１４７の出力値、すなわち、信号Ｓoは、周波数が０から中心周波数ｆ1の間である場合には１であり、その他の場合には０である。 That is, the output value of the low-pass filter 147, i.e., the signal S o is, if the frequency is between the center frequency f 1 from 0 are 1, and in other cases is zero.

インターポラント１４２、１４３を介して分離された２つの信号Ｓo、Ｓ1から信号Ｓ1を分離するための高域通過フィルタ１４８はＳHP（ｆ）で表示されてもよく、次の数式（５）のように設計されてもよい。 Two signals S o separated via interpolants 142 and 143, high-pass filter 148 for separating the signals S 1 from S 1 may be displayed in S HP (f), the following formula It may be designed as in (5).

Figure 0005468498
Figure 0005468498

すなわち、高域通過フィルタ１４８の出力値、すなわち、信号Ｓ1は、周波数が中心周波数ｆ1とサンプリング周波数ｆsの二分の一の値との間である場合には１であり、その他の場合には０である。 That is, the output value of the high-pass filter 148, i.e., signals S 1 is when the frequency is between one-half the value of the center frequency f 1 and the sampling frequency f s is 1, otherwise Is 0.

インターポラント１４４のフィルタ係数値はＳB2（ｆ）で表示されてもよく、次の数式（６）のように設計されてもよい。 The filter coefficient value of the interpolant 144 may be represented by S B2 (f), and may be designed as in the following formula (6).

Figure 0005468498
Figure 0005468498

すなわち、インターポラント１４４のフィルタ係数値は、周波数がサンプリング周波数ｆsの二分の一の負の値と中心周波数ｆ1の負の値との間である場合には、ＲＦ信号Ｒ1（ｆ）の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が中心周波数ｆ1の負の値と０との間である場合には、ＲＦ信号Ｒ0（ｆ）の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が０と中心周波数ｆ1との間である場合には、ＲＦ信号Ｒ0（ｆ）の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、周波数が中心周波数ｆ1とサンプリング周波数ｆsの二分の一の値との間である場合には、ＲＦ信号Ｒ1（ｆ）の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、その他の場合には０である。 That is, the filter coefficient value of the interpolant 144 is equal to the RF signal R 1 (f when the frequency is between a negative value of half the sampling frequency f s and a negative value of the center frequency f 1. ) Is a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the negative frequency component by the bandwidth, and when the frequency is between the negative value of the center frequency f 1 and 0, the RF signal R 0 (f) Is the value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the negative frequency component by the bandwidth, and when the frequency is between 0 and the center frequency f 1 , the positive frequency component of the RF signal R 0 (f) When the frequency is between the center frequency f 1 and the half of the sampling frequency f s , the negative value of the phase transition of the RF signal R 1 (f) The value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the positive frequency component by the bandwidth, and 0 in other cases.

このように、数式（２）〜数式（６）のようにインターポラント１４２、１４３、１４４、低域通過フィルタ１４７、および高域通過フィルタ１４８を設計すれば、互いに異なる周波数帯域に位置した３つのＲＦ信号を相互間の干渉なく基底帯域で同時に受信が可能である。   In this way, if the interpolants 142, 143, 144, the low-pass filter 147, and the high-pass filter 148 are designed as in the formulas (2) to (6), the three are located in different frequency bands. Two RF signals can be received simultaneously in the baseband without mutual interference.

また、信号Ｒ0（ｆ）、Ｒ1（ｆ）が受信しようとする信号であり、信号Ｒ2（ｆ）が干渉信号として存在する場合にも、受信信号から信号Ｒ2（ｆ）のみを除去して信号Ｒ0（ｆ）、Ｒ1（ｆ）を正常に受信することができる。 Also, when the signals R 0 (f) and R 1 (f) are signals to be received and the signal R 2 (f) exists as an interference signal, only the signal R 2 (f) is received from the received signal. The signals R 0 (f) and R 1 (f) can be normally received after being removed.

次に、図５を参照しながら、本発明の一実施形態に係る受信方法について詳細に説明する。   Next, a reception method according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIG.

図５は本発明の一実施形態に係る受信装置１００の受信方法を示すフローチャートである。   FIG. 5 is a flowchart showing a receiving method of the receiving apparatus 100 according to an embodiment of the present invention.

図５を参照すれば、受信装置１００は、アンテナから互いに異なる帯域の３つのＲＦ信号を受信してダウン変換するＲＦ信号を選択することによってフィルタリングする（Ｓ５１０）。   Referring to FIG. 5, the receiving apparatus 100 receives three RF signals in different bands from the antenna and performs filtering by selecting an RF signal to be down-converted (S510).

次に、受信装置１００は、予め設定されたサンプリング周波数を利用してフィルタリングされたＲＦ信号をサンプル信号にダウン変換する（Ｓ５２０）。このとき、サンプル信号がそれぞれ互いに異なる位相差を有するように互いに異なる時間差を有するクロック信号を挿入してもよく、予め設定されたサンプリング周波数は帯域幅の２倍であってもよい。   Next, the receiving apparatus 100 down-converts the filtered RF signal using a preset sampling frequency into a sample signal (S520). At this time, clock signals having different time differences may be inserted so that the sample signals have different phase differences, and the preset sampling frequency may be twice the bandwidth.

その後、受信装置１００は、サンプル信号を離散信号からデジタル信号に変換する（Ｓ５３０）。   Thereafter, the receiving apparatus 100 converts the sample signal from a discrete signal to a digital signal (S530).

受信装置１００は、変換されたデジタル信号から互いに異なる帯域に存在する３つのダウン変換された信号を分離して出力する（Ｓ５４０）。このとき、上述した数式（２）〜数式（６）によって設計されたインターポラント、低域通過フィルタ、および高域通過フィルタを用いて３つの信号を互いに干渉なく分離して出力してもよい。   The receiving apparatus 100 separates and outputs the three down-converted signals existing in different bands from the converted digital signal (S540). At this time, the three signals may be separated and output without interference using the interpolant, the low-pass filter, and the high-pass filter designed by the above-described mathematical formulas (2) to (6). .

以上、本発明の実施形態について詳細に説明したが、本発明の権利範囲はこれに限定されるものではなく、特許請求の範囲で定義している本発明の基本概念を利用した当業者の多様な変形および改良形態も本発明の権利範囲に属する。   The embodiment of the present invention has been described in detail above, but the scope of the present invention is not limited to this, and various persons skilled in the art using the basic concept of the present invention defined in the claims. Various modifications and improvements are also within the scope of the present invention.

１００ 受信装置
１１１、１１２、１１３ ＲＦフィルタ部
１２０ 位相変換部
１２１、１２２ トラックアンドホルダー
１２５ クロック発生部
１３０ 量子化部
１４０ 信号分離部
１４２、１４３、１４４ インターポラント
１４５、１４６ 加算器
１４７ 低域通過フィルタ
１４８ 高域通過フィルタ 100 Receiving devices 111, 112, 113 RF filter unit 120 Phase conversion unit 121, 122 Track and holder 125 Clock generation unit 130 Quantization unit 140 Signal separation unit 142, 143, 144 Interpolant 145, 146 Adder 147 Low-pass Filter 148 High pass filter

Claims (17)

互いに異なる帯域を有する複数の受信信号それぞれでダウン変換する信号を選択して出力するＲＦフィルタ部、
前記フィルタ部の出力信号が相対的に時間遅延を有するように２つのサンプラーを利用してダウン変換することによって、位相差を有する２つのサンプル信号を生成し、出力する位相変換部であって、前記位相差によって発生した位相遷移（ｓｈｉｆｔ）値は、前記互いに異なる帯域に応じて異なる、位相変換部、
前記２つのサンプル信号を離散信号からデジタル信号に変換する量子化部、および
前記位相差によって発生した異なる位相遷移値を用いて前記量子化部の出力信号から前記複数の受信信号に対応する複数の出力信号をそれぞれ分離して出力する信号分離部
を備え、
前記信号分離部は、
前記量子化部の出力信号のうちのいずれか１つの信号である第１信号を受信して第４出力信号を出力する第１インターポラント、
前記量子化部の出力信号のうちのいずれか１つの信号である第２信号を受信して第５出力信号を出力する第２インターポラント、
前記第４出力信号および前記第５出力信号を合わせる第１加算器、
第１加算器の加算結果を受信して前記第１出力信号を選択して出力する低域通過フィルタ、および
第１加算器の加算結果を受信して前記第２出力信号を選択して出力する高域通過フィルタ
を備えた受信装置。 An RF filter unit that selects and outputs a signal to be down-converted in each of a plurality of received signals having different bands;
A phase conversion unit that generates and outputs two sample signals having a phase difference by down-conversion using two samplers so that the output signal of the filter unit has a relative time delay; The phase shift value generated by the phase difference differs according to the different bands, a phase conversion unit,
A quantizing unit that converts the two sample signals from a discrete signal into a digital signal; and a plurality of signals corresponding to the plurality of received signals from the output signal of the quantizing unit using different phase transition values generated by the phase difference and a signal separation unit which separates and outputs an output signal, respectively,
The signal separator is
A first interpolant that receives a first signal that is one of the output signals of the quantization unit and outputs a fourth output signal;
A second interpolant that receives a second signal that is one of the output signals of the quantization unit and outputs a fifth output signal;
A first adder for combining the fourth output signal and the fifth output signal;
A low-pass filter that receives the addition result of the first adder and selects and outputs the first output signal; and
A high-pass filter that receives the addition result of the first adder and selects and outputs the second output signal
A receiving device. 前記複数の受信信号は第１受信信号、第２受信信号、および第３受信信号を含み、前記複数の出力信号は前記第１受信信号に対応する第１出力信号、前記第２受信信号に対応する第２出力信号、および前記第３受信信号に対応する第３出力信号を含む請求項１に記載の受信装置。   The plurality of received signals include a first received signal, a second received signal, and a third received signal, and the plurality of output signals correspond to a first output signal corresponding to the first received signal and the second received signal. The receiving apparatus according to claim 1, further comprising: a second output signal to be transmitted and a third output signal corresponding to the third received signal. 前記第１インターポラントのフィルタ係数値は、
周波数の絶対値が帯域幅よりも小さい場合には前記帯域幅の逆数であり、
その他の場合には０である請求項１に記載の受信装置。 The filter coefficient value of the first interpolant is:
If the absolute value of the frequency is less than the bandwidth, it is the reciprocal of the bandwidth,
The receiving apparatus according to claim 1 , which is 0 in other cases. 前記第２インターポラントのフィルタ係数値は、
周波数が帯域幅の負の値と０との間である場合には、前記第３受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を前記帯域幅で割る値であり、
前記周波数が０と帯域幅との間である場合には、前記第３受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を前記帯域幅で割る値であり、
その他の場合には０である請求項１に記載の受信装置。 The filter coefficient value of the second interpolant is:
When the frequency is between a negative bandwidth value and 0, the negative frequency component phase negative value of the third received signal is divided by the bandwidth;
When the frequency is between 0 and the bandwidth, the negative frequency phase shift value of the positive frequency component of the third received signal is divided by the bandwidth;
The receiving apparatus according to claim 1 , which is 0 in other cases. 前記第１出力信号は、
周波数が０と前記第１出力信号および前記第２出力信号の中心周波数との間である場合には１であり、
その他の場合には０である請求項１に記載の受信装置。 The first output signal is:
1 if the frequency is between 0 and the center frequency of the first output signal and the second output signal;
The receiving apparatus according to claim 1 , which is 0 in other cases. 前記第２出力信号は、
前記周波数が前記中心周波数とサンプリング周波数の二分の一の値との間である場合には１であり、
その他の場合には０である請求項５に記載の受信装置。 The second output signal is:
1 if the frequency is between the center frequency and half the sampling frequency;
The receiving apparatus according to claim 5 , which is 0 in other cases. 前記信号分離部は、
前記第２信号を受信して第６出力信号を出力する第３インターポラント、および
前記第４出力信号および前記第６出力信号を合わせて前記第３出力信号を出力する第２加算器
をさらに備えた請求項１に記載の受信装置。 The signal separator is
A third interpolant that receives the second signal and outputs a sixth output signal; and a second adder that combines the fourth output signal and the sixth output signal to output the third output signal. receiver according to claim 1 comprising. 前記第３インターポラントのフィルタ係数値は、
周波数がサンプリング周波数の二分の一の負の値と前記第１出力信号および前記第２出力信号の中心周波数の負の値との間である場合には、前記第２受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、
前記周波数が前記中心周波数の負の値と０との間である場合には、前記第１受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を前記帯域幅で割る値であり、
前記周波数が０と前記中心周波数との間である場合には、第１受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を前記帯域幅で割る値であり、
前記周波数が前記中心周波数と前記サンプリング周波数の二分の一の値との間である場合には、前記第２受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、
その他の場合には０である請求項７に記載の受信装置。 The filter coefficient value of the third interpolant is:
A negative frequency component of the second received signal if the frequency is between a negative value of one half of the sampling frequency and a negative value of the center frequency of the first output signal and the second output signal Is the value obtained by dividing the negative value of the phase transition of by the bandwidth,
When the frequency is between a negative value of the center frequency and 0, a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the negative frequency component of the first received signal by the bandwidth;
When the frequency is between 0 and the center frequency, a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the positive frequency component of the first received signal by the bandwidth,
When the frequency is between the center frequency and a half value of the sampling frequency, a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the positive frequency component of the second received signal by the bandwidth. ,
The receiving apparatus according to claim 7 , which is 0 in other cases. 前記位相変換部は、時間差を有するクロック信号を受信して前記位相差をそれぞれ発生させる第１サンプラーおよび第２サンプラーを含み、
前記量子化部は、前記第１サンプラーおよび前記第２サンプラーにそれぞれ対応する第１量子化部および第２量子化部を含む請求項１に記載の受信装置。 The phase converter includes a first sampler and a second sampler that receive a clock signal having a time difference and generate the phase difference, respectively.
The receiving apparatus according to claim 1, wherein the quantization unit includes a first quantization unit and a second quantization unit corresponding to the first sampler and the second sampler, respectively. 前記ＲＦフィルタ部は、少なくとも１つの帯域通過フィルタを含む請求項１に記載の受信装置。   The receiving apparatus according to claim 1, wherein the RF filter unit includes at least one band pass filter. 受信装置が互いに異なる帯域を有する複数の受信信号を受信する方法であって、
前記複数の受信信号が相対的に時間遅延を有するように２つのサンプラーを利用してダウン変換することによって、位相差を有する２つのサンプル信号を生成し、出力するステップであって、前記位相差によって発生した位相遷移（ｓｈｉｆｔ）値は、前記互いに異なる帯域に応じて異なる、ステップ、
前記２つのサンプル信号を離散信号からデジタル信号に変換するステップ、および
前記位相差によって発生した位相遷移値を用いて前記デジタル信号に変換された前記複数のサンプル信号から前記複数の受信信号に対応する複数の出力信号をそれぞれ分離して出力するステップ
を備え、
前記複数の受信信号は第１受信信号、第２受信信号、および第３受信信号を含み、前記複数の出力信号は前記第１受信信号に対応する第１出力信号、前記第２受信信号に対応する第２出力信号、および前記第３受信信号に対応する第３出力信号を含み、
前記分離して出力するステップは、
前記デジタル信号に変換された前記複数のサンプル信号を含む第１信号を受信して第４出力信号を出力するステップ、
前記デジタル信号に変換された前記複数のサンプル信号がそれぞれ異なる位相遷移値を有して共存する第２信号を受信して第５出力信号を出力するステップ、
前記第４出力信号および前記第５出力信号を合わせるステップ、
前記合わせた結果から前記第１出力信号を選択して出力するステップ、および
前記合わせた結果から前記第２出力信号を選択して出力するステップ
を含む
受信方法。 A method in which a receiving apparatus receives a plurality of received signals having different bands from each other,
Generating and outputting two sample signals having a phase difference by down-converting the plurality of received signals using two samplers so that the plurality of received signals have relatively time delays; The phase shift values generated by are different according to the different bands, steps,
Converting the two sample signals from a discrete signal into a digital signal, and corresponding to the plurality of received signals from the plurality of sample signals converted into the digital signal using a phase transition value generated by the phase difference A step of separately outputting a plurality of output signals,
The plurality of received signals include a first received signal, a second received signal, and a third received signal, and the plurality of output signals correspond to a first output signal corresponding to the first received signal and the second received signal. And a third output signal corresponding to the third received signal,
The step of separating and outputting includes:
Receiving a first signal including the plurality of sample signals converted into the digital signal and outputting a fourth output signal;
Receiving a second signal in which the plurality of sample signals converted into the digital signal coexist with different phase transition values and outputting a fifth output signal;
Combining the fourth output signal and the fifth output signal;
Selecting and outputting the first output signal from the combined result; and
Selecting and outputting the second output signal from the combined result
Including receiving method. 前記第１信号を受信して第４出力信号を出力するステップは、
周波数の絶対値が帯域幅よりも小さい場合には前記帯域幅の逆数であり、
その他の場合には０であるフィルタ係数値に基づいて実行される請求項１１に記載の受信方法。 Receiving the first signal and outputting a fourth output signal comprises:
If the absolute value of the frequency is less than the bandwidth, it is the reciprocal of the bandwidth,
The reception method according to claim 11 , wherein the reception method is executed based on a filter coefficient value that is 0 in other cases. 前記第２信号を受信して第５出力信号を出力するステップは、
周波数が帯域幅の負の値と０との間である場合には、前記第３受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を前記帯域幅で割る値であり、
前記周波数が０と帯域幅との間の場合には、前記第３受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を前記帯域幅で割る値であり、
その他の場合には０であるフィルタ係数値に基づいて実行される請求項１１に記載の受信方法。 Receiving the second signal and outputting a fifth output signal;
When the frequency is between a negative bandwidth value and 0, the negative frequency component phase negative value of the third received signal is divided by the bandwidth;
If the frequency is between 0 and the bandwidth, the negative frequency phase shift of the positive frequency component of the third received signal is divided by the bandwidth;
The reception method according to claim 11 , wherein the reception method is executed based on a filter coefficient value that is 0 in other cases. 前記第１出力信号は、
周波数が０と前記第１出力信号および前記第２出力信号の中心周波数との間である場合には１であり、
その他の場合には０である請求項１１に記載の受信方法。 The first output signal is:
1 if the frequency is between 0 and the center frequency of the first output signal and the second output signal;
The receiving method according to claim 11 , which is 0 in other cases. 前記第２出力信号は、
前記周波数が前記中心周波数とサンプリング周波数の二分の一の値との間である場合には１であり、
その他の場合には０である請求項１４に記載の受信方法。 The second output signal is:
1 if the frequency is between the center frequency and half the sampling frequency;
The receiving method according to claim 14 , which is 0 in other cases. 前記分離して出力するステップは、
前記第２信号を受信して第６出力信号を出力するステップ、および
前記第４出力信号および前記第６出力信号を合わせて前記第３出力信号を出力するステップ
を含む請求項１１に記載の受信方法。 The step of separating and outputting includes:
The reception according to claim 11 , comprising: receiving the second signal and outputting a sixth output signal; and combining the fourth output signal and the sixth output signal to output the third output signal. Method. 前記第２信号を受信して第６出力信号を出力するステップは、
周波数がサンプリング周波数の二分の一の負の値と前記第１出力信号および前記第２出力信号の中心周波数の負の値との間である場合には、前記第２受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、
前記周波数が前記中心周波数の負の値と０との間である場合には、前記第１受信信号の負の周波数成分の位相遷移の負の値を前記帯域幅で割る値であり、
前記周波数が０と前記中心周波数との間である場合には、第１受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を前記帯域幅で割る値であり、
前記周波数が前記中心周波数と前記サンプリング周波数の二分の一の値との間である場合には、前記第２受信信号の正の周波数成分の位相遷移の負の値を帯域幅で割る値であり、
その他の場合には０であるフィルタ係数値に基づいて実行される請求項１６に記載の受信方法。 Receiving the second signal and outputting a sixth output signal;
A negative frequency component of the second received signal if the frequency is between a negative value of one half of the sampling frequency and a negative value of the center frequency of the first output signal and the second output signal Is the value obtained by dividing the negative value of the phase transition of by the bandwidth,
When the frequency is between a negative value of the center frequency and 0, a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the negative frequency component of the first received signal by the bandwidth;
When the frequency is between 0 and the center frequency, a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the positive frequency component of the first received signal by the bandwidth,
When the frequency is between the center frequency and a half value of the sampling frequency, a value obtained by dividing the negative value of the phase transition of the positive frequency component of the second received signal by the bandwidth. ,
17. The reception method according to claim 16 , wherein the reception method is executed based on a filter coefficient value that is 0 in other cases.
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