JP5458626B2 - Motor control drive device - Google Patents
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Description
本発明は、モータ制御駆動装置に関する。 The present invention relates to a motor control drive device.
下記非特許文献１には、永久磁石同期モータのセンサレス制御における、ロータの位相推定方法が開示されている。このロータの位相推定方法では、電圧方程式、差分方程式、理想状況式、誤差演算方程式及び位相推定演算式の５つの式を用いて、ロータの位相を推定している。
また、永久磁石同期モータのセンサレス制御における、ロータの位相推定に関する発明として、下記特許文献１には、相電流の検出値の１階差分を用いてＤＣブラシレスモータのロータ角度を精度良く検出する方法及びＤＣブラシレスモータの制御装置が開示されている。このＤＣブラシレスモータの制御装置では、３制御サイクルにおける出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を、電流フィードバック制御による駆動電圧Vfbに重畳し、該３制御サイクル中の駆動電圧Vfbを一定に保持する。そして、各制御サイクルにおける１階差分電流を用いて、ロータ角度の実施値と推定値との位相差θｅを算出し、該位相差θｅを用いたオブザーバの追従演算によってロータ角度の推定値θ^を算出する。同様に、下記特許文献２、特許文献３及び特許文献４にも、永久磁石同期モータのセンサレス制御における、ロータの位相推定に関する発明が開示されている。
Non-Patent
In addition, as an invention relating to rotor phase estimation in sensorless control of a permanent magnet synchronous motor,
しかしながら、下記非特許文献１及び下記特許文献１〜４には、ロータの位相推定における処理が煩雑である為に、位相推定処理を実行するプロセッサに大きな負荷がかかってしまうという問題が存在した。このような問題を解決することが出来るものとして、下記特許文献５には、同期機のセンサレス制御において、同期機の電流擾乱の抑制や変換器の異常停止が回避可能な同期機駆動制御装置か開示されている。この同期機駆動制御装置は、直流電圧を交流電圧に変換する変換器と、変換器によって駆動される同期機と、変換器を制御する変換器制御装置とから構成され、同期機の複数の巻線のうち２相間に生じる１つの線間電圧を観測する線間電圧観測手段と、この線間電圧観測手段により観測された１つの線間電圧により同期機の回転周波数ωと回転位相角θを演算して出力する推定演算手段０４とを、備えている。
However, the following
ところで、上述したように、上記非特許文献１及び上記特許文献１〜４における発明では、ロータの位相推定における処理が煩雑である為に、位相推定処理を実行するプロセッサに大きな負荷がかかってしまい、特に高速な処理が必要となる場合に、その処理の煩雑さが大きな欠点になってしまう。また、このような問題を解決することが出来る発明として上記特許文献５の発明が開示されているが、この発明では、線間電圧に基づく積分値から位相を推定しているが、サンプリングの遅れや計算による遅れ等によって、積分誤差が大きくなってしまうという問題が存在する。そして、この積分誤差が大きくなってしまうと、永久磁石同期モータの動作の効率を低下させ、また脱調（回転磁界の回転速度とロータの回転速度とが一致しない状態）を発生させてしまう。
By the way, as described above, in the inventions in
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、従来よりも、推定したロータの位相の誤差を低減することが出来るものを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and an object of the present invention is to provide an apparatus that can reduce the estimated phase error of the rotor as compared with the prior art.
上記目的を達成するために、本発明では、モータ制御駆動装置に係る第１の解決手段として、センサレス制御方式の永久磁石同期モータの各相巻線に電圧を供給することによって前記永久磁石同期モータを駆動するモータ制御駆動装置であって、前記永久磁石同期モータへ供給する相電圧を検出する相電圧検出手段と、前記相電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、前記ゼロクロス点から前記永久磁石同期モータのロータの位相推定値を算出する位相演算手段と、前記ゼロクロス点のタイミングで、前記位相推定値をゼロクロス点に応じた適正値に補正することによって補正位相推定値を算出する位相補正手段とを具備するという手段を採用する。 In order to achieve the above object, according to the present invention, as a first solution for a motor control drive device, the permanent magnet synchronous motor is provided by supplying a voltage to each phase winding of a permanent magnet synchronous motor of a sensorless control system. A phase control unit for detecting a phase voltage supplied to the permanent magnet synchronous motor, a zero cross point detection unit for detecting a zero cross point of the phase voltage, and the zero cross point from the zero cross point. Phase calculating means for calculating a phase estimation value of a rotor of a permanent magnet synchronous motor, and a phase for calculating a corrected phase estimation value by correcting the phase estimation value to an appropriate value corresponding to the zero cross point at the timing of the zero cross point Means comprising a correcting means is employed.
本発明では、モータ制御駆動装置に係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、相電圧検出手段は、２つ以上の相巻線の相電圧を検出し、前記ゼロクロス点検出手段は、前記２つ以上の相巻線の相電圧から線間電圧を算出し、当該線間電圧のゼロクロス点を検出するという手段を採用する。 In the present invention, as a second solving means relating to the motor control drive device, in the first solving means, the phase voltage detecting means detects phase voltages of two or more phase windings, and the zero cross point detecting means Employs means for calculating a line voltage from phase voltages of the two or more phase windings and detecting a zero cross point of the line voltage.
本発明では、モータ制御駆動装置に係る第３の解決手段として、上記第１の解決手段において、相電圧検出手段は、２つ以上の相巻線の相電圧を検出し、前記ゼロクロス点検出手段は、前記２つ以上の相巻線の相電圧のゼロクロス点を検出するという手段を採用する。 In the present invention, as a third solving means related to the motor control drive device, in the first solving means, the phase voltage detecting means detects phase voltages of two or more phase windings, and the zero cross point detecting means Employs means for detecting a zero cross point of the phase voltage of the two or more phase windings.
本発明によれば、モータ制御駆動装置が、センサレス制御方式の永久磁石同期モータの各相巻線に電圧を供給することによって永久磁石同期モータを駆動するモータ制御駆動装置であって、永久磁石同期モータへ供給する相電圧を検出する相電圧検出手段と、相電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、ゼロクロス点から永久磁石同期モータのロータの位相推定値を算出する位相演算手段と、ゼロクロス点のタイミングで、位相推定値をゼロクロス点に応じた適正値に補正することによって補正位相推定値を算出する位相補正手段とを具備する。このように、モータ制御駆動装置では、補正位相推定値を算出することによって、ロータの位相の推定における誤差を低減することが出来きる為に、的確なベクトル制御及びあるいはＶ／ｆ制御を実行することが出来る。 According to the present invention, the motor control drive device is a motor control drive device that drives a permanent magnet synchronous motor by supplying a voltage to each phase winding of a permanent magnet synchronous motor of a sensorless control system, and the permanent magnet synchronous drive device Phase voltage detection means for detecting the phase voltage supplied to the motor, zero cross point detection means for detecting the zero cross point of the phase voltage, phase calculation means for calculating the phase estimation value of the rotor of the permanent magnet synchronous motor from the zero cross point, Phase correction means for calculating a corrected phase estimated value by correcting the phase estimated value to an appropriate value corresponding to the zero cross point at the timing of the zero cross point. As described above, in the motor control drive device, by calculating the corrected phase estimation value, it is possible to reduce the error in the estimation of the rotor phase, so that accurate vector control and / or V / f control is executed. I can do it.
以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。
まず、モータ制御駆動装置Ａの機能構成について、図１を参照して、説明する。図１は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの機能ブロック図である。
モータ制御駆動装置Ａは、負荷である永久磁石同期モータＢを回転駆動させるものであり、図１に示すようにモータ駆動部１、Ｕ相電圧検出部２ａ、Ｖ相電圧検出部２ｂ、Ｗ相電圧検出部２ｃ、モータ制御部３、Ｕ相電流検出部４ａ、Ｖ相電流検出部４ｂ及びＷ相電流検出部４ｃから構成されている。なお、Ｕ相電圧検出部２ａ、Ｖ相電圧検出部２ｂ、Ｗ相電圧検出部２ｃは、本実施形態における相電圧検出手段である。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, the functional configuration of the motor control drive device A will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a functional block diagram of a motor control drive device A according to the present embodiment.
The motor control drive device A rotates a permanent magnet synchronous motor B as a load. As shown in FIG. 1, the
上記永久磁石同期モータＢは、中央に回転軸が挿通されると共に当該回転軸を中央として環状に配列される複数の永久磁石を内部に収容する円筒状のロータと、当該ロータの周面に対向配置されると共にロータの回転を制御するための電機子巻線を内部に収容するステータとから構成され、ロータの回転状態（回転位置、回転速度、回転数等）を検出するセンサを具備しないセンサレスタイプの永久磁石同期モータであり、モータ制御駆動装置Ａの制御の下、ロータが回転する。 The permanent magnet synchronous motor B has a cylindrical rotor that has a rotating shaft inserted in the center and accommodates a plurality of permanent magnets arranged in an annular shape centering on the rotating shaft, and a peripheral surface of the rotor. Sensorless without a sensor for detecting the rotational state (rotational position, rotational speed, rotational speed, etc.) of the rotor, which is composed of a stator that accommodates an armature winding for controlling the rotation of the rotor. This is a permanent magnet synchronous motor of the type, and the rotor rotates under the control of the motor control drive device A.
モータ駆動部１は、図１に示すように、直流電源１ａ、昇圧回路１ｂ及びインバータ１ｃから構成されている。
直流電源１ａは、１つあるいは複数のバッテリを直列接続したものであり、所定の直流電源電圧を昇圧回路１ｂへ出力する。
昇圧回路１ｂは、例えばＤＣ／ＤＣコンバータであり、直流電源１ａから供給された直流電源電圧を昇圧してインバータ１ｃへ供給する。
インバータ１ｃは、モータ制御部３から供給されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいて昇圧回路１ｂから供給された直流電圧をスイッチングすることにより、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる３相のモータ駆動電力を生成して永久磁石同期モータＢへ供給する。
As shown in FIG. 1, the
The DC power supply 1a is one in which one or a plurality of batteries are connected in series, and outputs a predetermined DC power supply voltage to the
The
The
Ｕ相電圧検出部２ａは、インバータ１ｃと永久磁石同期モータＢのＵ相巻線とを接続するＵ相駆動信号線に設けられており、インバータ１ｃからＵ相巻線へ流れるモータ駆動電圧Ｖｕを検出してモータ制御部３へ出力する。
Ｖ相電圧検出部２ｂは、Ｖ相駆動信号線に設けられており、インバータ１ｃからＶ相巻線へ流れるモータ駆動電圧Ｖｖを検出してモータ制御部３へ出力する。
Ｗ相電圧検出部２ｃは、Ｗ相駆動信号線に設けられており、インバータ１ｃからＷ相巻線へ流れるモータ駆動電圧Ｖｗを検出してモータ制御部３へ出力する。
The
The V-phase voltage detector 2b is provided on the V-phase drive signal line, detects the motor drive voltage Vv flowing from the
The W-phase voltage detector 2c is provided on the W-phase drive signal line, detects the motor drive voltage Vw flowing from the
モータ制御部３は、インバータ１ｃをＰＷＭ制御することによって永久磁石同期モータＢをインバータ１ｃに回転駆動させるものであり、図１に示すように、線間電圧演算部３ａ、ゼロクロス点検出部３ｂ、速度演算部３ｃ、位相演算部３ｄ、位相補正値演算部３ｅ、位相補正部３ｆ、電流制御部３ｇ、２相／３相変換部３ｈ、ＰＷＭ信号発生部３ｉ及び３相／２相変換部３ｊから構成されている。
なお、線間電圧演算部３ａとゼロクロス点検出部３ｂとが、本実施形態におけるゼロクロス点検出手段を構成し、また、速度演算部３ｃと位相演算部３ｄとが、本実施形態における位相演算手段を構成し、さらに位相補正値演算部３ｅと位相補正部３ｆととが、本実施形態における位相補正手段を構成している。
The
The line
線間電圧演算部３ａは、Ｕ相電圧検出部２ａ、Ｖ相電圧検出部２ｂ、Ｗ相電圧検出部２ｃによって各々検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線のそれぞれの巻線間の線間電圧、すなわちＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧を算出し、この各線間電圧をゼロクロス点検出部３ｂへ出力する。
The line
ゼロクロス点検出部３ｂは、線間電圧演算部３ａから入力されるＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧の各線間電圧におけるゼロクロス点（ゼロになるタイミング）を検出し、当該ゼロクロス点を速度演算部３ｃ及び位相補正値演算部３ｅへ出力する。
速度演算部３ｃは、ゼロクロス点検出部３ｂから入力されたＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧のゼロクロス点と、速度推定値計算式とに基づいて速度推定値を算出し、当該速度推定値を位相演算部３ｄへ出力する。なお、速度推定値計算式の詳細については、後述する。
The zero cross
The
位相演算部３ｄは、速度演算部３ｃから入力された速度推定値と、位相推定値計算式とに基づいて位相推定値を算出し、当該位相推定値を位相補正部３ｆへ出力する。なお、位相推定値計算式の詳細については、後述する。
The
位相補正値演算部３ｅは、図２に示す位相補正値登録テーブルを記憶し、当該位相補正値登録テーブルに基づいて、ゼロクロス点検出部３ｂから入力されたＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧のゼロクロス点に応じた位相補正値を位相補正部３ｆへ出力する。図２は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの位相補正値登録テーブルの模式図である。上記位相補正値とは、予め測定されたゼロクロス点毎のロータの位相である。位相補正値演算部３ｅは、入力されたゼロクロス点に応じたロータの位相を、位相補正値として位相補正部３ｆへ出力する。
The phase correction
位相補正部３ｆは、位相補正値演算部３ｅから入力される位相補正値に基づいて、位相演算部３ｄから入力される位相推定値を補正した補正位相推定値を算出し、当該補正位相推定値を２相／３相変換部３ｈへ出力する。
The
３相／２相変換部３ｊは、Ｕ相電流検出部４ａ、Ｖ相電流検出部４ｂ、Ｗ相電流検出部４ｃによって各々検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて永久磁石同期モータＢの回転子上に固定された２次元座標系（ｑ軸とｄ軸とからなる座標系）上におけるｑ軸駆動電流検出量Ｉｑとｄ軸駆動電流検出量Ｉｄとを算出し、ｑ軸駆動電流検出量Ｉｑ及びｄ軸駆動電流検出量Ｉｄを電流制御部３ｇへ出力する。
The three-phase / two-
より詳細には、３相／２相変換部３ｊは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる３次元座標系上のモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに所定の座標変換を施すことにより上記２次元座標系上のｑ軸駆動電流検出量Ｉｑとｄ軸駆動電流検出量Ｉｄを算出する。なお、上記ｄ軸は、回転子の回転面上において永久磁石の磁束方向に設定された座標軸であり、ｑ軸は、上述したｄ軸に直交する座標軸である。
More specifically, the three-phase / two-
電流制御部３ｇは、一種のＰＩＤ制御部であり、上位制御装置であるＥＣＵ（Engine Control Units）から供給される角速度指令値ω０と、永久磁石同期モータＢの角速度ωｋとの差分を速度誤差Δωとして演算し、速度誤差Δωに所定の比例積分・微分演算を施すことにより速度誤差Δωに応じたｑ軸電流操作量Ｉｑｓを算出し、ｑ軸電流操作量Ｉｑｓと、３相／２相変換部３ｊから供給されるｑ軸駆動電流検出量Ｉｑとの差分として誤差電流ΔＩｑを算出し、当該誤差電流ΔＩｑに所定の比例積分・微分演算を各々施することにより電圧操作量Ｖｑを算出し、電圧操作量Ｖｑを２相／３相変換部３ｈへ出力する。また、電流制御部３ｇは、ＥＣＵから供給されるｄ軸電流操作量Ｉｄｓと、３相／２相変換部３ｊから入力されるｄ軸駆動電流検出量Ｉｄとに基づいてｄ軸電流操作量Ｉｄｓに応じたｄ軸電圧操作量Ｖｄを算出し、当該ｄ軸電圧操作量Ｖｄを２相／３相変換部３ｈへ出力する。
The
２相／３相変換部３ｈは、位相補正部３ｆから入力される補正済位相推定値に基づいて、位相補正部電流制御部３ｇから入力されたｑ軸電圧操作量Ｖｑとｄ軸電圧操作量Ｖｄとを、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる３次元座標系上の電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換し、当該電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ信号発生部３ｉへ出力する。
The two-phase / three-
ＰＷＭ信号発生部３ｉは、上記電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてインバータ１ｃをスイッチング動作させるためのＰＷＭ信号を生成してインバータ１ｃへ出力する。モータ制御部３は、正弦波通電方式に基づいて動作するものであり、したがってＰＷＭ信号発生部３ｉは、インバータ１ｃが永久磁石同期モータＢの全回転角（３６０度）に亘ってモータ駆動信号を出力するようにＰＷＭ信号を出力する。
The PWM signal generator 3i generates a PWM signal for switching the
Ｕ相電流検出部４ａは、インバータ１ｃと永久磁石同期モータＢのＵ相巻線とを接続するＵ相駆動信号線に設けられており、インバータ１ｃからＵ相巻線へ流れるモータ駆動電流Ｉｕを検出してモータ制御部３へ出力する。
Ｖ相電流検出部４ｂは、Ｖ相駆動信号線に設けられており、インバータ１ｃからＶ相巻線へ流れるモータ駆動電流Ｉｖを検出してモータ制御部３へ出力する。
Ｗ相電流検出部４ｃは、Ｗ相駆動信号線に設けられており、インバータ１ｃからＷ相巻線へ流れるモータ駆動電流Ｉｗを検出してモータ制御部３へ出力する。
The U-phase
The V-phase
The W-phase
次に、このように構成されたモータ制御駆動装置Ａの動作について、図３を参照して詳しく説明する。図３は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの動作を示すフローチャートである。
モータ制御駆動装置Ａでは、センサレスの永久磁石同期モータＢの回転制御を行う為に、回転位相の位相推定値を推定し、当該位相推定値に基づいてセンサレスの永久磁石同期モータＢをベクトル制御あるいはＶ／ｆ制御する。なお、このベクトル制御及びＶ／ｆ制御については、周知の技術である為、詳細な説明は省略する。
Next, the operation of the motor control drive device A configured as described above will be described in detail with reference to FIG. FIG. 3 is a flowchart showing the operation of the motor control drive device A according to the present embodiment.
In the motor control drive device A, in order to perform rotation control of the sensorless permanent magnet synchronous motor B, the phase estimation value of the rotational phase is estimated, and the sensorless permanent magnet synchronous motor B is vector-controlled or based on the phase estimation value. V / f control. Since the vector control and V / f control are well-known techniques, detailed description thereof is omitted.
モータ制御駆動装置Ａでは、永久磁石同期モータＢを回転制御する為に、モータ制御部３から供給されるＰＷＭ信号に基づいて昇圧回路１ｂから供給された直流電圧をスイッチングすることにより、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる３相のモータ駆動電力をインバータ１ｃから永久磁石同期モータＢへ供給すると、Ｕ相電圧検出部２ａ、Ｖ相電圧検出部２ｂ及びＷ相電圧検出部２ｃがモータ駆動電圧Ｖｕ、モータ駆動電圧Ｖｖ、モータ駆動電圧Ｖｗを検出し、モータ制御部３の線間電圧演算部３ａへ出力する。
In the motor control drive device A, in order to control the rotation of the permanent magnet synchronous motor B, by switching the DC voltage supplied from the
線間電圧演算部３ａは、Ｕ相電圧検出部２ａ、Ｖ相電圧検出部２ｂ、Ｗ相電圧検出部２ｃからＵ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力されと、モータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗからＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧を算出し、このＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧をゼロクロス点検出部３ｂへ出力する（ステップＳ１）。
図４は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの線間電圧演算部３ａが算出したＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧を示す波形図である。なお、図４の波形図は、縦軸に電圧、横軸に時間を示す。
図４に示すように、Ｕ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧は、時間が等間隔でずれている正弦波である。
The line
FIG. 4 is a waveform showing the U-V line voltage, the V-W line voltage, and the W-U line voltage calculated by the line
As shown in FIG. 4, the U-V line voltage, the V-W line voltage, and the W-U line voltage are sine waves whose time is shifted at equal intervals.
ゼロクロス点検出部３ｂは、ステップＳ１の後に、線間電圧演算部３ａからＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧が入力されると、Ｕ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧の各線間電圧のゼロクロス点を検出し、当該ゼロクロス点を速度演算部３ｃ及び位相補正値演算部３ｅへ出力する（ステップＳ２）。具体的に、ゼロクロス点検出部３ｂは、図４に示すＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧がゼロになるタイミングをゼロクロス点として検出する。
After the step S1, the zero
速度演算部３ｃは、ステップＳ２の後に、ゼロクロス点検出部３ｂからＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧のゼロクロス点が入力されると、当該ゼロクロス点と、以下の速度推定値計算式とに基づいて速度推定値Ｖ（ｎ）を算出し、当該速度推定値Ｖ（ｎ）を位相演算部３ｄへ出力する（ステップＳ３）。
＜速度推定値計算式＞：速度推定値Ｖ（ｎ）［ｒａｄ／ｓ］＝円周率π÷３÷ゼロクロス点間隔Ｔ（ｎ）
具体的に、速度演算部３ｃは、各ゼロクロス点から、図４に示すＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧のゼロクロス点の間隔Ｔ（ｎ）を算出し、当該ゼロクロス点間隔Ｔ（ｎ）を上記速度推定値計算式に代入することによって速度推定値Ｖ（ｎ）を算出する。
After the step S2, the
<Speed estimated value calculation formula>: Speed estimated value V (n) [rad / s] = circumferential ratio π ÷ 3 ÷ zero cross point interval T (n)
Specifically, the
位相演算部３ｄは、ステップＳ３の後に、速度演算部３ｃから速度推定値Ｖ（ｎ）が入力されると、当該速度推定値Ｖ（ｎ）と、以下の位相推定値計算式とに基づいて位相推定値θを算出し、当該位相推定値θを位相補正部３ｆへ出力する（ステップＳ４）。
＜位相推定値計算式＞：位相推定値θ［ｒａｄ］＝∫速度推定値Ｖ（n）ｄｔ
図５は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの位相演算部３ｄが算出した位相推定値を示すグラフである。なお、図５のグラフは、縦軸に位相推定値、横軸に時間を示す。
図５に示すように、位相推定値のグラフは、のこぎり波形状であり、位相推定値が３６０度になると０度に戻る。
When the estimated speed value V (n) is input from the
<Phase estimation value calculation formula>: Phase estimation value θ [rad] =］ speed estimation value V (n) dt
FIG. 5 is a graph showing a phase estimation value calculated by the
As shown in FIG. 5, the graph of the phase estimation value has a sawtooth waveform, and when the phase estimation value reaches 360 degrees, it returns to 0 degrees.
位相補正値演算部３ｅは、ステップＳ２の後に、ゼロクロス点検出部３ｂからＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧のゼロクロス点が入力されると、位相補正値登録テーブルに基づいて、ゼロクロス点検出部３ｂから入力されたＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧のゼロクロス点に応じた位相補正値を位相補正部３ｆへ出力する（ステップＳ５）。
When the phase correction
そして、位相補正部３ｆは、位相演算部３ｄから位相推定値が入力されると共に位相補正値演算部３ｅから位相補正値が入力されると、各ゼロクロス点毎の位相推定値を、位相補正値へ強制的に補正することによって、補正位相推定値を算出し、当該補正位相推定値を２相／３相変換部３ｈへ出力する（ステップＳ６）。
When the phase correction value is input from the
図６は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの位相補正部３ｆが算出した補正位相推定値を示すグラフである。図６の（ａ）がＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧を示す波形図であり、図６の（ｂ）が補正位相推定値を示すグラフである。なお、図６の（ａ）の波形図は、縦軸に電圧、横軸に時間を示し、また図６の（ｂ）のグラフは、縦軸に位相推定値、横軸に時間を示す。
位相補正部３ｆでは、図６に示すように、Ｕ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧がゼロクロス点になる毎に、位相補正値に基づいて位相推定値の誤差を強制的に補正し、当該補正によって補正位相推定値を生成する。これにより、正規のロータの位相に近似するロータの位相を得ることが出来る。
FIG. 6 is a graph showing the corrected phase estimation value calculated by the
In the
次に、上記のモータ制御駆動装置Ａの動作の第１の変形例について、図７を参照して説明する。図７は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの動作の第１の変形例における補正位相推定値を示すグラフである。
例えば、ゼロクロス点検出部３ｂは、上記ステップＳ２において、Ｕ−Ｖ間線間電圧のゼロクロス点のみを検出し、当該ゼロクロス点を速度演算部３ｃ及び位相補正値演算部３ｅへ出力する。速度演算部３ｃが、上記ステップＳ３において、Ｕ−Ｖ間線間電圧のゼロクロス点の間隔Ｔ（ｎ）と、上記速度推定値計算式とに基づいて速度推定値Ｖ（ｎ）を算出し、当該速度推定値Ｖ（ｎ）を位相演算部３ｄへ出力する。
Next, a first modified example of the operation of the motor control drive device A will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a graph showing a corrected phase estimation value in the first modified example of the operation of the motor control drive device A according to the present embodiment.
For example, in step S2, the zero cross
位相演算部３ｄは、上記ステップＳ４において、速度演算部３ｃから入力された速度推定値Ｖ（ｎ）と、上記位相推定値計算式とに基づいて位相推定値θを算出し、当該位相推定値θを位相補正部３ｆへ出力する。
位相補正値演算部３ｅは、ステップＳ５において、入力されたゼロクロス点が、図７の（ａ）に示すＵ‐Ｖ間線間電圧の正から負への変化のゼロクロス点である場合に、位相補正値として１８０度を位相補正部３ｆへ出力し、Ｕ‐Ｖ間線間電圧の負から正への変化のゼロクロス点である場合に、位相補正値として０度を位相補正部３ｆへ出力する。
そして、位相補正部３ｆは、上記ステップＳ６において、位相演算部３ｄから位相推定値が入力されると共に位相補正値演算部３ｅから位相補正値が入力されると、図７の（ｂ）に示すように、各ゼロクロス点毎の位相推定値を、位相補正値へ強制的に補正することによって、補正位相推定値を算出し、当該補正位相推定値を２相／３相変換部３ｈへ出力する。
In step S4, the
In step S5, the phase correction
Then, in step S6, when the phase correction value is input from the
次に、上記のモータ制御駆動装置Ａの動作の第２の変形例について、図８を参照して説明する。図８は、本実施形態に係るモータ制御駆動装置Ａの動作の第２の変形例における補正位相推定値を示すグラフである。
例えば、ゼロクロス点検出部３ｂは、上記ステップＳ２において、Ｕ−Ｖ間線間電圧の負から正への変化のゼロクロス点のみを検出し、当該ゼロクロス点を速度演算部３ｃ及び位相補正値演算部３ｅへ出力する。速度演算部３ｃが、上記ステップＳ３において、Ｕ−Ｖ間線間電圧のゼロクロス点の間隔Ｔ（ｎ）と、上記速度推定値計算式とに基づいて速度推定値Ｖ（ｎ）を算出し、当該速度推定値Ｖ（ｎ）を位相演算部３ｄへ出力する。
Next, a second modification of the operation of the motor control drive device A will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a graph showing a corrected phase estimation value in the second modified example of the operation of the motor control drive device A according to the present embodiment.
For example, the zero-cross
位相演算部３ｄは、上記ステップＳ４において、速度演算部３ｃから入力された速度推定値Ｖ（ｎ）と、上記位相推定値計算式とに基づいて位相推定値θを算出し、当該位相推定値θを位相補正部３ｆへ出力する。
位相補正値演算部３ｅは、ステップＳ５において、入力されたゼロクロス点が、図８の（ａ）に示すＵ‐Ｖ間線間電圧の負から正への変化のゼロクロス点である場合に、位相補正値として０度を位相補正部３ｆへ出力する。
そして、位相補正部３ｆは、上記ステップＳ６において、位相演算部３ｄから位相推定値が入力されると共に位相補正値演算部３ｅから位相補正値が入力されると、図８の（ｂ）に示すように、各ゼロクロス点毎の位相推定値を、位相補正値へ強制的に補正することによって、補正位相推定値を算出し、当該補正位相推定値を２相／３相変換部３ｈへ出力する。
In step S4, the
In step S5, the phase correction
Then, in step S6, when the phase correction value is input from the
以上のように、本実施形態によれば、モータ制御駆動装置Ａにおいて、位相補正部３ｆが、位相補正値演算部３ｅから入力される位相補正値に基づいて、位相推定値を強制的に位相補正値へ補正することによって補正位相推定値を算出する。このように、補正位相推定値を算出することによって、ロータの位相の推定における誤差を低減することが出来きる為に、的確なベクトル制御及びあるいはＶ／ｆ制御を実行することが出来る。
As described above, according to the present embodiment, in the motor control drive device A, the
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、例えば以下のような変形が考えられる。
（１）上記実施形態では、線間電圧演算部３ａが、Ｕ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧を算出し、ゼロクロス点検出部３ｂが、当該Ｕ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧からゼロクロス点を検出したが、本発明はこれに限定されない。
As mentioned above, although one Embodiment of this invention was described, this invention is not limited to the said embodiment, For example, the following modifications can be considered.
(1) In the above embodiment, the line
例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗからＵ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧を算出するのではなく、モータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのゼロクロス点を検出し、当該ゼロクロス点から位相推定値を算出すると共に位相推定値を補正することによって補正位相推定値を算出するようにしてもよい。その際、Ｕ相電圧検出部２ａ、Ｖ相電圧検出部２ｂ及びＷ相電圧検出部２ｃが検出したモータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、矩形波である為、矩形波における基本波のみをフィルタリングによって取り出す必要がある。そして、このフィルタリングによって信号に時間的な遅れが生じてしまう為、フィルタリングによる時間の遅れを考慮して、位相推定値を算出すると共に位相推定値を補正する必要がある。なお、モータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのいずれか１つのゼロクロス点を検出してもよいし、またモータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの中のいずれか２つのゼロクロス点を検出してもよい。
For example, instead of calculating the U-V line voltage, the V-W line voltage, and the W-U line voltage from the U-phase, V-phase, and W-phase motor drive voltages Vu, Vv, and Vw, The corrected phase estimation value may be calculated by detecting a zero cross point of the motor drive voltages Vu, Vv, and Vw, calculating a phase estimation value from the zero cross point, and correcting the phase estimation value. At that time, since the motor drive voltages Vu, Vv, and Vw detected by the U-phase
（２）上記実施形態では、Ｕ相電圧検出部２ａ、Ｖ相電圧検出部２ｂ、Ｗ相電圧検出部２ｃが検出したモータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから、線間電圧演算部３ａが、Ｕ−Ｖ間線間電圧、Ｖ−Ｗ間線間電圧及びＷ−Ｕ間線間電圧を算出している。
しかしながら、図示しないＡ／Ｄコンバータが１つしかない場合には、モータ駆動電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのサンプリングに遅れが生じてしまう。このような場合には、サンプリング補正回路を、Ｕ相電圧検出部２ａ、Ｖ相電圧検出部２ｂ、Ｗ相電圧検出部２ｃと線間電圧演算部３ａとの間に設けることによって、サンプリング遅れを補正するようにしてもよい。
(2) In the above embodiment, the line
However, when there is only one A / D converter (not shown), a delay occurs in the sampling of the motor drive voltages Vu, Vv, and Vw. In such a case, a sampling correction circuit is provided between the U-phase
（３）上記実施形態では、３つの電流検出部、すなわち、Ｕ相電流検出部４ａ、Ｖ相電流検出部４ｂ及びＷ相電流検出部４ｃを設けたが、本発明はこれに限定されない。例えば、モータ制御駆動装置Ａに、Ｕ相電流検出部４ａ、Ｖ相電流検出部４ｂ及びＷ相電流検出部４ｃのいずれか２つを配設する。そして、モータ制御部３は、２つの電流検出部から入力される２相のモータ駆動電流から残り１相のモータ駆動電流を算出するようにしてもよい。
(3) In the above embodiment, three current detection units, that is, the U-phase
（４）上記実施形態では、Ｕ相電流検出部４ａ、Ｖ相電流検出部４ｂ、Ｗ相電流検出部４ｃが検出したモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗから、３相／２相変換部３ｊが、ｑ軸駆動電流検出量Ｉｑとｄ軸駆動電流検出量Ｉｄを算出している。
しかしながら、図示しないＡ／Ｄコンバータが１つしかない場合には、モータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのサンプリングに遅れが生じてしまう。このような場合には、サンプリング補正回路を、Ｕ相電流検出部４ａ、Ｖ相電流検出部４ｂ、Ｗ相電流検出部４ｃと３相／２相変換部３ｊとの間に設けることによって、サンプリング遅れを補正するようにしてもよい。
(4) In the above embodiment, from the motor drive currents Iu, Iv, Iw detected by the U-phase
However, if there is only one A / D converter (not shown), there will be a delay in sampling the motor drive currents Iu, Iv, Iw. In such a case, the sampling correction circuit is provided between the U-phase
（５）上記実施形態では、電流制御部３ｇは、ｄ軸電流操作量ＩｄｓをＥＣＵから供給されたが、本発明はこれに限定されない。
例えば、電流制御部３ｇが、予め決められた値としてｄ軸電流操作量Ｉｄｓを内部メモリに記憶し、当該ｄ軸電流操作量Ｉｄｓに基づいてｄ軸電圧操作量Ｖｄを算出するようにしてもよい。また、電流制御部３ｇが、ＥＣＵから供給される角速度指令値ω０に基づいて、角速度指令値ω０に比例する値としてｄ軸電流操作量Ｉｄｓを算出するようにしてもよい。また、電流制御部３ｇが、速度誤差Δωに基づいて、速度誤差Δωに比例する値としてｄ軸電流操作量Ｉｄｓを算出するようにしてもよい。
(5) In the above embodiment, the
For example, the
Ａ…モータ制御駆動装置、Ｂ…永久磁石同期モータ、１…モータ駆動部、１ａ…直流電源、１ｂ…昇圧回路、１ｃ…インバータ、２ａ…Ｕ相電圧検出部、２ｂ…Ｖ相電圧検出部、２ｃ…Ｗ相電圧検出部、３…モータ制御部、３ａ…線間電圧演算部、３ｂ…ゼロクロス点検出部、３ｃ…速度演算部、３ｄ…位相演算部、３ｅ…位相補正値演算部、３ｆ…位相補正部、３ｇ…電流制御部、３ｈ…２相／３相変換部、３ｉ…ＰＷＭ信号発生部、３ｊ…３相／２相変換部、４ａ…Ｕ相電流検出部、４ｂ…Ｖ相電流検出部、４ｃ…Ｗ相電流検出部
A ... motor control drive device, B ... permanent magnet synchronous motor, 1 ... motor drive unit, 1a ... DC power supply, 1b ... boost circuit, 1c ... inverter, 2a ... U phase voltage detection unit, 2b ... V phase voltage detection unit, 2c ... W-phase voltage detector, 3 ... motor controller, 3a ... line voltage calculator, 3b ... zero cross point detector, 3c ... speed calculator, 3d ... phase calculator, 3e ... phase correction value calculator, 3f ... Phase correction unit, 3g ... Current control unit, 3h ... 2-phase / 3-phase conversion unit, 3i ... PWM signal generation unit, 3j ... 3-phase / 2-phase conversion unit, 4a ... U-phase current detection unit, 4b ... V-phase Current detection unit, 4c ... W-phase current detection unit
Claims (3)
前記永久磁石同期モータへ供給する相電圧を検出し、検出結果をアナログ信号で出力する相電圧検出手段と、
前記相電圧検出手段から出力されるアナログ信号をサンプリングするＡ/Ｄコンバータと、
前記Ａ/Ｄコンバータによるサンプリング遅れを補正するサンプリング補正回路と、
前記サンプリング補正回路によってサンプリング遅れが補正された前記相電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、
円周率を前記ゼロクロス点の間隔で除算した値に基づく速度推定値を算出する速度演算部と、
前記速度演算部によって算出された前記速度推定値を時間積分することで前記永久磁石同期モータのロータの位相推定値を算出する位相演算部と、
前記ゼロクロス点のタイミングで、前記位相推定値をゼロクロス点に応じた適正値に補正することによって補正位相推定値を算出する位相補正手段とを
具備すること特徴とするモータ制御駆動装置。 A motor control drive device for driving the permanent magnet synchronous motor by supplying a voltage to each phase winding of the permanent magnet synchronous motor of the sensorless control system,
Phase voltage detection means for detecting a phase voltage supplied to the permanent magnet synchronous motor and outputting a detection result as an analog signal ;
An A / D converter for sampling an analog signal output from the phase voltage detection means;
A sampling correction circuit for correcting a sampling delay by the A / D converter;
A zero-cross point detecting means for detecting a zero-cross point of the phase voltage whose sampling delay is corrected by the sampling correction circuit ;
A speed calculation unit that calculates a speed estimation value based on a value obtained by dividing the circumference by the interval of the zero cross points;
A phase calculation unit that calculates a phase estimation value of the rotor of the permanent magnet synchronous motor by time-integrating the speed estimation value calculated by the speed calculation unit;
A motor control drive apparatus comprising: phase correction means for calculating a corrected phase estimated value by correcting the phase estimated value to an appropriate value corresponding to the zero cross point at the timing of the zero cross point.
前記ゼロクロス点検出手段は、前記２つ以上の相巻線の相電圧から線間電圧を算出し、
当該線間電圧のゼロクロス点を検出することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御駆動装置。 The phase voltage detection means detects the phase voltage of two or more phase windings,
The zero cross point detection means calculates a line voltage from the phase voltage of the two or more phase windings,
The motor control drive device according to claim 1, wherein a zero cross point of the line voltage is detected.
前記ゼロクロス点検出手段は、前記２つ以上の相巻線の相電圧のゼロクロス点を検出することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御駆動装置。 The phase voltage detection means detects the phase voltage of two or more phase windings,
2. The motor control drive device according to claim 1, wherein the zero cross point detection unit detects a zero cross point of a phase voltage of the two or more phase windings.
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