JP5407077B2 - トルクセンサ及びトルク検出方法 - Google Patents

Description

本発明は回転軸の回転角の検出分解能よりも高分解能に軸トルクを検出するためのトルクセンサ及びトルク検出方法に関する。

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、ステアリングホイールの操作によりステアリングシャフトに加わる操舵トルク及びステアリング操作時の車速に基づいて電動モータを駆動し、ウォーム歯車減速機構等を介してステアリングシャフトに操舵補助力を付与する制御装置である。車両挙動安定制御の高機能化に伴い、ステアリングホイールの操舵角及び操舵方向を検出し、これらの検出情報を横滑り防止装置（ＥＣＳ）の制御信号として利用する車両も開発されている。従来は、ステアリングシャフトの操舵トルクを検出するためのトルクセンサと、ステアリングホイールの操舵角及び操舵方向を検出するための操舵角センサは、同一シャフト上に近接配置されているにも関わらず、用途が異なるために別々に搭載されている。近年の車両のインテリジェンス化に伴い、複数のセンサの一体化による省スペース化及び高機能化の実現が要求されており、トルクセンサと操舵角センサとを一体化することが検討されている。トルクセンサと操舵角センサとを一体化する方法として、例えば、トーションバーの入力側の回転角を検出するセンサと、トーションバーの出力側の回転角を検出するセンサとを設け、トーションバーの入力側の回転角を基に操舵角を算出し、トーションバーの入力側の回転角と出力側の回転角との位相差に基づいて操舵トルクを算出する方法が考えられる。

しかし、上述の方法では、操舵トルクの検出分解能と、操舵角の検出分解能とが同じになる。一般的に、操舵トルクの検出に要求される分解能は、操舵角の検出に要求される分解能よりも高いため、上述の方法で操舵角の検出分解能を基準にセンサを設計すると、操舵トルクの検出分解能が不足してしまい、操舵トルクの検出分解能を基準にセンサを設計すると、操舵角の検出分解能がオーバースペックとなってしまう。

そこで、本発明は、回転軸の回転角の検出分解能よりも高分解能に軸トルクを検出できるトルクセンサ及びトルク検出方法を提案することを課題とする。

上記の課題を解決するため、本発明に係わるトルクセンサは、弾性部材を介して相互に接続される入力軸及び出力軸を有する回転軸の軸トルクを検出するためのトルクセンサであって、入力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出し、入力軸の回転角の情報を含む第一の検出信号を出力する第一の検出手段と、出力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出し、出力軸の回転角の情報を含む第二の検出信号を出力する第二の検出手段と、第一の検出信号と第二の検出信号とを第一の増幅率で差動増幅して得られる第一の差動出力信号を出力する第一の差動増幅器と、第一の差動出力信号を第一のデジタルデータに変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、第一のデジタルデータを第一の増幅率で除算して得られる第一及び第二の検出信号の差分に基づいて軸トルクを算出する信号処理回路と、を備える。

通常、センサの分解能はＡ／Ｄ変換器の分解能により決定されることが多い。第一及び第二の検出信号を第一の増幅率で差動増幅して得られた第一の差動出力信号を第一のＡ／Ｄ変換器に入力して軸トルクを算出すると、第一及び第二の検出信号のそれぞれをＡ／Ｄ変換する場合と較べて、Ａ／Ｄ変換時の量子化雑音が低減するため、回転軸の回転角の検出分解能よりも高分解能に軸トルクを検出することができる。

本発明の好適な実施形態において、信号処理回路は、第一のデジタルデータを第一の増幅率で除算して得られる第一及び第二の検出信号の差分に第一の検出信号を加算することで第二の検出信号を算出し、算出された第二の検出信号から出力軸の回転角を算出し、第一の検出信号から入力軸の回転角を算出し、入力軸の回転角及び出力軸の回転角から軸トルクを算出する。このような信号処理で求めた軸トルクの分解能は、入力軸の回転角及び出力軸の回転角を差動増幅しないでＡ／Ｄ変換器に直接入力して求めた軸トルクの分解能よりも高くなっており、そのため、入力軸及び出力軸の回転角の検出分解能はそのままで、軸トルクの検出分解能を向上できる。

本発明に係わるトルクセンサは、入力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出し、入力軸の回転角の情報を含む第三の検出信号を出力する第三の検出手段と、出力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出し、出力軸の回転角の情報を含む第四の検出信号を出力する第四の検出手段と、第三の検出信号と第四の検出信号とを第二の増幅率で差動増幅して得られる第二の差動出力信号を出力する第二の差動増幅器と、第二の差動出力信号を第二のデジタルデータに変換する第二のＡ／Ｄ変換器とを更に備えてもよい。ここで、信号処理回路は、第三の検出信号の変化率よりも第一の検出信号の変化率の方が大きく且つ第四の検出信号の変化率よりも第二の検出信号の変化率の方が大きい場合には、第一のデジタルデータを第一の増幅率で除算して得られる第一及び第二の検出信号の差分に基づいて軸トルクを算出、第一の検出信号の変化率よりも第三の検出信号の変化率の方が大きく且つ第二の検出信号の変化率よりも第四の検出信号の変化率の方が大きい場合には、第二のデジタルデータを第二の増幅率で除算して得られる第三及び第四の検出信号の差分に基づいて軸トルクを算出する。

信号変化率が大きい検出信号に基づいて軸トルク及び回転角を算出することにより、検出精度が向上し、更に、入力軸の検出角度に誤差が発生したときの入力軸の回転角と出力軸の回転角との位相差に生じる誤差も低減できる。

本発明に係わるトルクセンサは、入力軸に噛合する第一の歯車と、出力軸に噛合する第二の歯車とを更に備えてもよい。ここで、第一の検出手段は、第一の歯車の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出して第一の検出信号を出力する第一の磁気センサを備える。第二の検出手段は、第二の歯車の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出して第二の検出信号を出力する第二の磁気センサを備える。

第一及び第二の歯車は、それぞれ、入力軸及び出力軸の回転に連動する磁界変化を生じさせるので、この磁界変化を検出することにより、入力軸及び出力軸の回転角を検出することができる。

本発明に係わるトルクセンサは、入力軸に固定される第一の非円形回転体と、出力軸に固定される第二の非円形回転体とを更に備えてもよい。ここで、第一の非円形回転体の回転中心を通る直線が第一の非円形回転体の外周と交差する二点間の距離が一定であり、第二の非円形回転体の回転中心を通る直線が第二の非円形回転体の外周と交差する二点間の距離が一定である。また、第一の検出手段は、第一の非円形回転体の外周付近に配置される第一の磁気センサであって、第一の非円形回転体の回転に伴い周期的に変化する第一の非円形回転体の外周と第一の磁気センサとの間の第一の距離の変化に対応する磁界変化を検出して第五の検出信号を出力する第一の磁気センサと、第一の磁気センサと第一の非円形回転体の回転中心とを結ぶ直線上において、第一の非円形回転体の回転中心と第一の磁気センサとの距離に等しい距離だけ第一の非円形回転体の回転中心から離れた位置に配置される第二の磁気センサであって、第一の非円形回転体の回転に伴い周期的に変化する第一の非円形回転体の外周と第二の磁気センサとの間の第二の距離の変化に対応する磁界変化を検出して第六の検出信号を出力する第二の磁気センサと、第五の検出信号と第六の検出信号とを差動増幅して第一の検出信号を出力する第三の差動増幅器とを備える。第二の検出手段は、第二の非円形回転体の外周付近に配置される第三の磁気センサであって、第二の非円形回転体の回転に伴い周期的に変化する第二の非円形回転体の外周と第三の磁気センサとの間の第三の距離の変化に対応する磁界変化を検出して第七の検出信号を出力する第三の磁気センサと、第三の磁気センサと第二の非円形回転体の回転中心とを結ぶ直線上において、第二の非円形回転体の回転中心と第三の磁気センサとの距離に等しい距離だけ第二の非円形回転体の回転中心から離れた位置に配置される第四の磁気センサであって、第二の非円形回転体の回転に伴い周期的に変化する第二の非円形回転体の外周と第四の磁気センサとの間の第四の距離の変化に対応する磁界変化を検出して第八の検出信号を出力する第四の磁気センサと、第七の検出信号と第八の検出信号とを差動増幅して第二の検出信号を出力する第四の差増増幅器とを備える。

第一の非円形回転体は、第一の非円形回転体の回転中心を通る直線が第一の非円形回転体の外周と交差する二点間の距離が一定であるので、第一の非円形回転体の外周付近に対角配置された第一及び第二の磁気センサからの検出信号を差動増幅することにより得られる信号は、第一の非円形回転体の回転角度情報を含む略正弦波信号となり、入力軸の一回転以内の回転角を０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇの範囲にわたって高精度に検出できる。同様に、第二の非円形回転体は、第二の非円形回転体の回転中心を通る直線が第二の非円形回転体の外周と交差する二点間の距離が一定であるので、第二の非円形回転体の外周付近に対角配置された第三及び第四の磁気センサからの検出信号を差動増幅することにより得られる信号は、第二の非円形回転体の回転角度情報を含む略正弦波信号となり、出力軸の一回転以内の回転角を０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇの範囲にわたって高精度に検出できる。

本発明に係わるトルク検出方法は、弾性部材を介して相互に接続される入力軸及び出力軸を有する回転軸の軸トルクを検出するためのトルク検出方法であって、入力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出することにより、入力軸の回転角の情報を含む第一の検出信号を出力するステップと、出力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出することにより、出力軸の回転角の情報を含む第二の検出信号を出力するステップと、第一の検出信号と第二の検出信号とを所定の増幅率で差動増幅して得られる差動出力信号を出力するステップと、差動出力信号をＡ／Ｄ変換器に入力してデジタルデータに変換するステップと、デジタルデータを所定の増幅率で除算して得られる第一及び第二の検出信号の差分に基づいて軸トルクを算出するステップと、を備える。

通常、センサの分解能は、Ａ／Ｄ変換器の分解能により決定されることが多い。ここで、第一及び第二の検出信号を所定の増幅率で差動増幅して得られた差動出力信号をＡ／Ｄ変換器に入力して軸トルクを算出すると、第一及び第二の検出信号のそれぞれをＡ／Ｄ変換する場合と較べて、Ａ／Ｄ変換時の量子化雑音が低減するため、回転軸の回転角の検出分解能よりも高分解能に軸トルクを検出することができる。

本発明によれば、回転軸の回転角の検出分解能よりも高分解能に軸トルクを検出できる。

実施例１に係わる電動パワーステアリング装置の概略構成を示す説明図である。 実施例１に係わるトルクセンサの回路構成を示す説明図である。 入力軸と歯車との配置関係を示す説明図である。 検出信号ｆ（θ）及びｇ（θ）を示すグラフである。 操舵トルク及び操舵角を算出する手順を示す流れ図である。 ｆ（θ）及びｆ（θ−π／２）の信号波形を示すグラフである。 検出信号ｆ（θ）及びｇ（θ）を示すグラフである。 実施例２に係わるトルクセンサの断面図である。 図８の９−９線矢視断面図である。 図８の１０−１０線矢視断面図である。 図８の１１−１１線矢視断面図である。 磁気抵抗効果素子を通過する磁束密度と磁気抵抗効果素子の出力電圧との関係を示すグラフである。 実施例２に係わるトルクセンサの回路構成を示す説明図である。 磁気センサを通過する磁界の磁束密度変化を示すグラフである。 対角配置された一対の磁気センサから出力される二つの検出信号を示すグラフである。 対角配置された一対の磁気センサから出力される二つの検出信号を差動増幅して得られる検出信号のグラフである。 ステアリングシャフトの回転数を計測する磁気センサの出力信号波形を示すグラフである。 非円形回転体の平面形状の算出方法を示す説明図である。 ａ＝０．９のときの楕円関数Ｈ（Ｘ，Ｙ）のグラフである。 ａ＝１．５のときの楕円関数Ｈ（Ｘ，Ｙ）のグラフである。 ａ＝０．５のときの楕円関数Ｈ（Ｘ，Ｙ）のグラフである。

以下、各図を参照しながら本発明に係わる実施例について説明する。同一の部材又は素子については、同一の符号を付すものとし、重複する説明を省略する。

図１は、実施例１に係わる電動パワーステアリング装置２００の概略構成を示す説明図である。電動パワーステアリング装置２００は、ステアリングシャフト６０に加えられる操舵トルク及びステアリング操作時の車速に基づいて操舵補助力を電気的に制御するための制御機構である。ステアリングシャフト６０は、所定の捩れ−トルク特性を有する弾性部材から成るトーションバー６３と、トーションバー６３の入力側に接続された入力軸６１と、トーションバー６３の出力側に接続された出力軸６２とを備える回転軸である。入力軸６１と出力軸６２は互いに同軸配置されているが、直接連結されておらず、トーションバー６３を介在させて接続されている。入力軸６１は、ステアリングホイール２７０に接続されており、ステアリングホイール２７０の回転に同期して回転する。一方、出力軸６２は、ステアリングギア機構２４０に接続されており、トーションバー６３を介して入力軸６１から出力軸６２に伝達された回転運動は、ステアリングギア機構２４０によってロッド２５０の直線運動に変換され、これにより車輪２６１，２６２の転舵方向が制御される。

ここで、入力軸６１の回転運動は、トーションバー６３を介して出力軸６２に伝達されるが、車輪２６１，２６２と路面との間の摩擦の影響により、出力軸６２は入力軸６１の回転に遅れて回転し始めるので、トーションバー６３に捩れが発生する。トルクセンサ１０は、入力軸６１の回転角に基づいて操舵角及び操舵方向を検出し、入力軸６１の回転角と出力軸６２の回転角との位相差に基づいてステアリングシャフト６０に加えられた操舵トルクを算出する。トルクセンサ１０は、操舵トルクの検出情報をコントローラ（ＥＣＵ）２１０に出力し、操舵角及び操舵方向の検出情報を横滑り防止装置（ＥＣＳ）２８０に出力する。コントローラ２１０は、操舵トルク及び車速に基づいて操舵補助力の指令値を演算し、これをモータ２２０に出力する。モータ２２０の出力トルクは減速機構２３０を介して出力軸６２に伝達される。

なお、本明細書では、車輪２６１，２６２の転舵方向が舵角中心にある時のステアリングホイール２７０の位置を中立位置と称する。また、その中立位置に対してステアリングホイール２７０が時計回りに操舵される場合を正方向の操舵と称し、ステアリングホイール２７０が反時計回りに操舵される場合を負方向の操舵と称する。

図２は実施例１に係わるトルクセンサ１０の回路構成を示す説明図である。トルクセンサ１０は、入力軸６１の回転角の情報を含む検出信号ｆ（θ₁）を出力する磁気センサ３００Ａと、入力軸６１の回転角の情報を含む検出信号ｆ（θ₁−π／２）を出力する磁気センサ３００Ｂと、出力軸６２の回転角の情報を含む検出信号ｇ（θ₂）を出力する磁気センサ３００Ｃと、出力軸６２の回転角の情報を含む検出信号ｇ（θ₂−π／２）を出力する磁気センサ３００Ｄと、ｆ（θ₁）及びｇ（θ₂）を増幅率Ｇで差動増幅する差動増幅器６０１と、ｆ（θ₁−π／２）及びｇ（θ₂−π／２）を増幅率Ｇで差動増幅する差動増幅器６０２と、差動増幅器６０１から出力される差動出力信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器６１０と、差動増幅器６０２から出力される差動出力信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器６２０と、ｆ（θ₁）をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器６３０と、ｆ（θ₁−π／２）をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器６４０と、Ａ／Ｄ変換器６１０，６２０，６３０，６４０から出力されるデジタルデータに基づいてステアリングシャフト６０の操舵角及び操舵トルクを算出する信号処理回路６５０を備える。

磁気センサ３００Ａは、入力軸６１に噛合する歯車３１０に固定される磁界発生手段としての磁石３０２Ａと、磁石３０２Ａから一定距離離れた位置に配置される磁気抵抗効果素子３０１Ａとを備える。ステアリングシャフト６０の軸芯方向をＺ軸方向とすると、歯車３１０の回転軸芯方向は、Ｚ軸方向に平行である。入力軸６１が回転すると、その回転運動は、歯車３１０に伝達され、磁石３０２ＡはＸＹ平面内で回転する。すると、磁石３０２Ａから出て磁気抵抗効果素子３０１Ａに入る磁界は周期的に変化し、入力軸６１の一回転につき一周期分の磁界変化が生じる。磁気抵抗効果素子３０１Ａは、周期的に変化する磁界変化を検出すると、その磁気抵抗は、周期的に変化する。磁気抵抗効果素子３０１Ａには、センス電流が供給されており、磁気抵抗の変化は電圧変化として現れる。磁気抵抗効果素子３０１Ａの出力電圧は、入力軸６１の回転角度の情報を含む検出信号ｆ（θ₁）として信号処理される。ここで、ｆ（θ）は、正弦波関数などの周期関数であり、θ₁は中立位置からの入力軸６１の回転角を示す。

磁気センサ３００Ｂは、入力軸６１に噛合する歯車３２０に固定される磁石３０２Ｂと、磁石３０２Ｂから一定距離離れた位置に配置される磁気抵抗効果素子３０１Ｂとを備える。磁気抵抗効果素子３０１Ｂは、入力軸６１の回転角度の情報を含む検出信号ｆ（θ₁−π／２）を出力するように、磁石３０２Ｂの取り付け位置などが調整される。より詳細には、図３に示すように、二つの磁石３０２Ａ，３０２Ｂは、入力軸６１の回転中心から等距離の位置に対角配置されている。磁石３０２Ａの中心は、歯車３１０の回転中心に一致し、磁石３０２Ｂの中心は、歯車３２０の回転中心に一致する。また、それぞれの磁石３０２Ａ，３０２Ｂが発生する磁界の位相がπ／２ずれるように、磁石３０２Ａ，３０２ＢのＮ極及びＳ極の位置が調整されている。ここで、入力軸６１の回転角の検出精度を高めるには、二つの歯車３１０，３２０の歯数は等しいことが望ましい。二つの歯車３１０，３２０の歯数が等しくない場合には、入力軸６１の回転角の検出精度は劣化するが、二つの歯車３１０，３２０の回転角の差分を基に入力軸６１の多回転絶対角を算出できる。なお、二つの歯車３１０，３２０の歯数を等しくする場合には、入力軸６１に噛合する第三の歯車（図示せず）を多回転絶対角の検出用に別途設けてもよい。

磁気センサ３００Ｃは、出力軸６２に噛合する歯車３３０に固定される磁石３０２Ｃと、磁石３０２Ｃから一定距離離れた位置に配置される磁気抵抗効果素子３０１Ｃとを備える。磁気抵抗効果素子３０１Ｃの出力電圧は、出力軸６２の回転角度の情報を含む検出信号ｇ（θ₂）として信号処理される。ここで、ｇ（θ）は、正弦波関数などの周期関数であり、θ₂は中立位置からの出力軸６２の回転角を示す。磁気センサ３００Ｄは、出力軸６２に噛合する歯車３４０に固定される磁石３０２Ｄと、磁石３０２Ｄから一定距離離れた位置に配置される磁気抵抗効果素子３０１Ｄとを備える。磁気抵抗効果素子３０１Ｄは、出力軸６２の回転角度の情報を含む検出信号ｇ（θ₂−π／２）を出力するように、磁石３０２Ｄの取り付け位置などが調整される。二つの磁石３０２Ｃ，３０２Ｄと出力軸６２との配置関係は、図３に示す二つの磁石３０２Ａ，３０２Ｂと入力軸６１との配置関係と同様である。ここで、出力軸６２の回転角の検出精度を高めるには、二つの歯車３３０，３４０の歯数は等しいことが望ましい。

次に、図４及び図５を参照しながら操舵トルク及び操舵角を算出する手順について説明する。図４は、検出信号ｆ（θ）及びｇ（θ）のグラフを示し、図５は操舵トルク及び操舵角を算出する手順を示す流れ図である。磁気センサ３００Ａは、入力軸６１の回転角がθ₁であるときの検出信号ｆ（θ₁）＝Ｖ₁を出力する（ステップＳ１）。Ｖ₁はＡ／Ｄ変換器６３０に入力され、デジタルデータに変換される（ステップＳ２）。信号処理回路６５０は、θ₁＝ｆ^-1（Ｖ₁）からθ₁を求める（ステップＳ３）。一方、磁気センサ３００Ｃは、出力軸６２の回転角がθ₂であるときの磁気センサ３０Ｃの検出信号ｇ（θ₂）＝Ｖ₂を出力する（ステップＳ４）。差動増幅器６０１は、ｆ（θ₁）及びｇ（θ₂）を増幅率Ｇで差動増幅し、差動出力信号Ｇ（Ｖ₂−Ｖ₁）を出力する（ステップＳ５）。差動出力信号Ｇ（Ｖ₂−Ｖ₁）は、Ａ／Ｄ変換器６１０に入力され、デジタルデータに変換される（ステップＳ６）。信号処理回路６５０は、Ａ／Ｄ変換器６１０から出力されるデジタルデータを増幅率Ｇで除算することにより、ΔＶ＝Ｖ₂−Ｖ₁を算出する（ステップＳ７）。ここで、Ｖ₁の値は、ステップＳ２において得られているので、信号処理回路６５０は、ΔＶにＶ₁を加算することによりＶ₂を得る（ステップＳ８）。そして、信号処理回路６５０は、θ₂＝ｇ^-1（Ｖ₂）からθ₂を求め（ステップＳ９）、トーションバー６３の捩れ角Δθ＝θ₂−θ₁を算出する（ステップＳ１０）。操舵トルクは、トーションバー６３のばね定数に捩れ角Δθを乗じることで算出される。操舵角はθ₁から求めることができる。なお、上述のステップＳ１〜ステップＳ１０において、ｆ（θ）とｇ（θ）を入れ替えても、操舵トルクを算出できる点に留意されたい。

トルクセンサ１０の分解能は、Ａ／Ｄ変換器６１０，６２０の分解能により決定される。仮に、ｆ（θ₁）及びｇ（θ₂）をＡ／Ｄ変換してから、両者の差分を求める場合を想定すると、ｆ（θ）及びｇ（θ）の最小値から最大値までをＡ／Ｄ変換器６１０，６２０の分解能で分割する必要がある。これに対して、本実施例のように、ｆ（θ₁）及びｇ（θ₂）の差分を増幅してから、Ａ／Ｄ変換すると、この差分の最小値から最大値までをＡ／Ｄ変換器６１０，６２０の分解能で分割すればよく、分解能が向上する。さて、上述のように、ｆ（θ₁）及びｇ（θ₂）を増幅率Ｇで差動増幅して得られた差動出力信号Ｇ（Ｖ₂−Ｖ₁）をＡ／Ｄ変換器６１０に入力してΔＶを算出すると、ｆ（θ₁）及びｇ（θ₂）のそれぞれをＡ／Ｄ変換する場合と較べてＡ／Ｄ変換時の量子化雑音が著しく低減するため、本実施例の信号処理方法で求めたΔＶの分解能は、ｆ（θ₁）及びｇ（θ₂）を差動増幅しないでＡ／Ｄ変換器６１０に直接入力して求めたΔＶよりも分解能が高くなっている。本実施例の信号処理方法によれば、操舵角θ₁の分解能はそのままで、操舵トルクＫΔθ＝Ｋ（θ₂−θ₁）の分解能を向上させることができる（但し、Ｋはトーションバー６３のばね定数とする。）。

なお、上述の説明では、ｆ（θ）及びｇ（θ）を用いて、操舵トルク及び操舵角を算出する手順について説明したが、ｆ（θ−π／２）及びｇ（θ−π／２）を用いて、同様の手順により操舵トルク及び操舵角を算出することも可能である。

図６は、ｆ（θ）＝ｃｏｓθの信号波形と、ｆ（θ−π／２）＝ｓｉｎθの信号波形を示す（但し、０ｄｅｇ≦θ≦３６０ｄｅｇとする。）。同図に示すように、０ｄｅｇ≦θ≦４５ｄｅｇ、１３５ｄｅｇ≦θ≦２２５ｄｅｇ、及び３１５ｄｅｇ≦θ≦３６０ｄｅｇの角度範囲では、ｆ（θ−π／２）の方がｆ（θ）よりも信号変化率が大きいので、信号検出誤差を低減できる。従って、この角度範囲では、ｆ（θ−π／２）及びｇ（θ−π／２）を用いて、操舵トルク及び操舵角を算出するのが好ましい（但し、ｇ（θ）＝ｃｏｓθ、ｇ（θ−π／２）＝ｓｉｎθとする。）。一方、４５ｄｅｇ≦θ≦１３５ｄｅｇ、及び２２５ｄｅｇ≦θ≦３１５ｄｅｇの角度範囲では、ｆ（θ）の方がｆ（θ−π／２）よりも信号変化率が大きいので、信号検出誤差を低減できる。従って、この角度範囲では、ｆ（θ）及びｇ（θ）を用いて、操舵トルク及び操舵角を算出するのが好ましい。

なお、本実施例は、二つの検出信号ｆ（θ）及びｆ（θ−π／２）のうち信号変化率の大きい方をその都度選択して操舵トルク及び操舵角を算出する方法に限定されるものではなく、例えば、オペアンプなどを使用して、ｆ（θ）及びｆ（θ−π／２）を加減算処理及び振幅調整することにより、二つの検出信号ｆ（θ−π／４）及びｆ（θ−３π／４）を生成し、四つの検出信号ｆ（θ），ｆ（θ−π／４），及びｆ（θ−π／２），及びｆ（θ−３π／４）のうち信号変化率の大きい方をその都度選択して操舵トルク及び操舵角を算出してもよい。また、ｆ（θ）及びｆ（θ−π／２）から４つ以上の検出信号を生成し、信号変化率の大きい検出信号をその都度選択して操舵トルク及び操舵角を算出してもよい。

ところで、ｆ（θ）及びｇ（θ）は、数式として与えられてもよく、或いは、磁気抵抗効果素子３０１Ａ、３０１Ｂ，３０１Ｃ，３０１Ｄの出力電圧と、入力軸６１及び出力軸６２のそれぞれの回転角とを対応させたデータテーブル（マップデータ）として与えられてもよい。このようなデータテーブルは、例えば、キャリブレーション実施時に作成されるのが望ましい。信号処理回路６５０は、ＲＯＭなどの不揮発性メモリ（図示せず）を有しており、ｆ（θ）及びｇ（θ）の数式を予め不揮発性メモリに記憶し、磁気抵抗効果素子３０１Ａ、３０１Ｂ，３０１Ｃ，３０１Ｄの出力電圧と、不揮発性メモリに記憶されている数式とを使用して、上述のステップＳ１〜Ｓ１０に基づいて操舵トルク及び操舵角を算出してもよい。或いは、信号処理回路６５０は、上述のデータテーブルを予め不揮発性メモリに記憶し、磁気抵抗効果素子３０１Ａ、３０１Ｂ，３０１Ｃ，３０１Ｄの出力電圧と、データテーブルとを使用して、上述のステップＳ１〜Ｓ１０に基づいて操舵トルク及び操舵角を算出してもよい。

ｆ（θ）及びｇ（θ）は、操舵トルク及び操舵角の精度に係わるため、磁気センサ３００Ａ，３００Ｂ，３００Ｃ，３００Ｄの取り付け時のキャリブレーションにおいて、ステアリングシャフト６０の回転角に対して十分な数のサンプル数を用意し、モータ２２０（図１参照）を一定速度で回転させながら、Ａ／Ｄ変換器の分解能以上の精度で求めることができるオーバーサンプリングを実施してｆ（θ）及びｇ（θ）を求めるのが好ましい。量子化誤差がランダムに発生し、僅かな角度範囲で真値が直線であるとの仮定を行えば、前後の取り込み値を単純平均することにより、キャリブレーションをより正確に行うことができるので、ｆ（θ）及びｇ（θ）を高精度に求めることができる。

次に、θ₁に誤差Δθ₁が発生した場合における、Δθの誤差Δ（Δθ）について考察する。Δθ₁＝０のときは、（１）式が成立する。

図７に示すように誤差Δθ₁が発生したとすると、ｆ（θ₁）の読み取り値にはf'(θ₁)×Δθ₁の誤差が発生していたことになる。θ₂の検出誤差をΔθ₂とすると、（２）式が得られる。

（２）式の左辺を１次近似して（１）式を用いると、（３）式が得られる。

（２）式、（３）式を整理すると、（４）式が得られる。

Δ（Δθ）は、Δθ₁とΔθ₂との差分であるから、（５）式が得られる。

δを（６）式のようにおくと、|δ|＜１であればΔθ₁に誤差が発生してもΔ（Δθ）に与える影響は小さくなるといえる。そこで、δの最大値を検討する。ｆ（θ）とｇ（θ）は、正弦波関数などの周期関数であるから、ｆ（θ）＝ｇ（θ）＝ｃｏｓθとして、４５ｄｅｇ≦θ≦１３５ｄｅｇの範囲のみを考慮すれば十分である。f'(θ)＝g'(θ)＝−sinθ、θ₂＝θ₁＋Δθとすると、（７）式及び（８）式が得られる。

（８）式の分母は常に正となる。このため、δ'の符号は、Δθの符号と一致し、δはθ₁に対して単調増加又は単調減少する。従って、４５ｄｅｇ≦θ₁≦１３５ｄｅｇの角度範囲では、|δ|の最大値は、θ₁＝４５ｄｅｇ又は１３５ｄｅｇに存在し、|δ|の最小値は、θ₁＝９０ｄｅｇ付近に存在する。これは、θ₁に誤差Δθ₁が発生したときの誤差Δ（Δθ）が小さくなる角度は、θ₁＝９０＋１８０×ｎ［ｄｅｇ］付近に周期的に出現することを意味している。但し、ｎは０以上の整数とする。ｆ（θ）＝ｇ（θ）＝ｃｏｓθのとき、ｆ（θ−π／２）＝ｇ（θ−π／２）＝ｓｉｎθであるから、ｆ（θ−π／２）及びｇ（θ−π／２）については、θ₁に誤差Δθ₁が発生したときの誤差Δ（Δθ）が小さくなる角度は、θ₁＝１８０×ｎ［ｄｅｇ］付近に周期的に出現する。

なお、θ₁に誤差Δθ₁が発生したときの誤差Δ（Δθ）が小さくなる角度は、図６から理解できるように、ｆ（θ₁）及びｆ（θ₁−π／２）のそれぞれの信号変化率が大きくなる角度範囲にある。従って、誤差Δ（Δθ）を低減する観点から見ても、ｆ（θ₁）及びｆ（θ₁−π／２）のうち信号変化率が大きい検出信号を使用して操舵トルク及び操舵角を算出するのが望ましい。従って、例えば、図１に示すステアリングホイール２７０が中立位置付近にあるとき（言い換えれば、車両がほぼ直進しているとき）の操舵トルクを検出するときに、誤差Δ（Δθ）が最少となるようにトルクセンサ１０の初期設定を行うと、ステアリングホイール２７０の中立位置近傍のトルク検出誤差を低減することが可能になるという利点に加えて、図６に示すようにｆ（θ）の検出誤差が最小になる（言い換えれば、ｆ（θ）の信号変化率が最大になる）という利点をも有する。

本実施例によれば、以下の利点を有する。
（１）ｆ（θ₁）及びｇ（θ₂）を増幅率Ｇで差動増幅して得られたＧ（Ｖ₂−Ｖ₁）をＡ／Ｄ変換器６１０に入力してΔＶを求めているので、操舵角θ₁の分解能はそのままで、操舵トルクＫΔθ＝Ｋ（θ₂−θ₁）の分解能が向上する。
（２）ｆ（θ₁）及びｆ（θ₁−π／２）のうち信号変化率が大きい方の検出信号を使用して操舵トルク及び操舵角を算出することにより、検出精度が向上し、更に、θ₁に誤差Δθ₁が発生したときの誤差Δ（Δθ）が小さくなる。

実施例２に係わるトルクセンサ１１は、非円形回転体７１，７２を使用してステアリングシャフト６０の操舵トルク及び操舵角を算出する点において、実施例１に係わるトルクセンサ１０と相違し、操舵トルク及び操舵角を算出するための信号処理方法において、実施例１と共通する。以下、実施例１，２の相違点について中心に説明する。

図８はトルクセンサ１１の断面図、図９は図８の９−９線矢視断面図、図１０は図８の１０−１０線矢視断面図、図１１は図８の１１−１１線矢視断面図である。入力軸６１には非円形回転体７１が固定されている。非円形回転体７１は、強磁性材質（例えば、鉄、コバルト、ニッケル等）から成るロータである。入力軸６１の軸芯方向をＺ軸方向とすると、非円形回転体７１は、Ｚ軸に垂直なＸＹ平面内で回転する。図９に示すように、非円形回転体７１をその回転平面（ＸＹ平面）に投影した形状（以下、「平面形状」と称する。）は、回転中心Ｐを通過する如何なる直線に関しても、「非円形回転体７１の回転中心Ｐを通る直線が非円形回転体７１の外周と交差する二点間の距離が一定である」という条件を満たす形状（但し、円を除く）を成している。このような形状として、本実施例では、二つの異なる半楕円を結合して成る形状を例示するが、この例示に限定されるものではない。非円形回転体７１の外周付近には、非円形回転体７１の回転中心Ｐを通る直線４０１上に対角配置された一対の磁気センサ２１Ａ，２１Ｂと、直線４０１に直交するとともに回転中心Ｐを通る直線４０２上に対角配置された一対の磁気センサ２１Ｃ，２１Ｄが配置されている。それぞれの磁気センサ２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄは、回転中心Ｐに対して、９０ｄｅｇ間隔で固定されており、非円形回転体７１が回転したとしても、回転中心Ｐとそれぞれの磁気センサ２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄとの間の距離は常に一定である。

図８に示すように、磁気センサ２１Ａは、外部磁界を発生させるための磁界発生手段として機能する磁石１０１と、非円形回転体７１の回転に連動して変化する外部磁界の変化を電圧変化として検出する磁気抵抗効果素子９１とを主要構成として備える。磁気センサ２１Ａの実装形態として、磁石１０１の中心点を通るＺ方向の直線上に磁気抵抗効果素子９１が位置するように一枚のプリント配線基板１１１の表面に磁気抵抗効果素子９１を配置し、プリント配線基板１１１の裏面に磁石１０１を配置するのが好ましい。図９に示す例では、プリント配線基板１１１は、中空環状に形成されている。一枚のプリント配線基板１１１を使用することで、トルクセンサ１０の組み立てが容易になり、取り付け精度の向上が期待できる。また、磁石１０１から発生する外部磁界を効率よく集磁するために、磁石１０１の両極にヨーク（図示せず）を配置するのが好ましい。なお、磁気センサ２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄの構成は、磁気センサ２１Ａの構成と同じである。

磁気抵抗効果素子９１は、磁化方向が特定の方向に設定されていて、外部磁界の変位に対して磁化状態（例えば、磁化方向や磁化の強さ）が影響を受けないように構成されたピン磁性層（図示せず）と、外部磁界の変化によって磁化状態が変位するフリー磁性層（図示せず）とを備えている。図８に示すように、入力軸６１の回転に同期して、非円形回転体７１が回転すると、非円形回転体７１の外周と磁気抵抗効果素子９１との間のギャップＧの間隔は、周期的に変化する。ギャップＧの間隔が変化すると、磁気抵抗効果素子９１の裏面に配置された磁石１０１から磁気抵抗効果素子９１を通過して非円形回転体７１に引かれる磁束密度が変化する。すると、磁気抵抗効果素子９１内のフリー磁性層の磁化状態が変動するので、磁化状態が変動しないピン磁性層の磁化状態と、磁化状態が変動するフリー磁性層との間に磁化状態の変位差が発生する。この磁化状態の変位差は、非円形回転体７１の回転角度を反映する物理量であり、具体的には、磁気抵抗効果素子９１の抵抗値の変化として現れる。磁気抵抗効果素子９１には、プリント配線基板１１１からバイアス電流が供給されており、磁気抵抗効果素子９１の抵抗値の変化は出力電圧の変化として検出される。磁気抵抗効果素子９１の出力電圧は、非円形回転体７１の回転角度を示す検出信号として信号処理される。

なお、磁気抵抗効果素子９１として、巨大磁気抵抗（ＧＭＲ）型、トンネル磁気抵抗（ＴＭＲ）型、弾道磁気抵抗（ＢＭＲ）型、異方性磁気抵抗（ＡＭＲ）型などの各種の磁気抵抗効果素子を用いることができる。また、磁気抵抗効果素子９１に替えてホール素子を用いてもよい。

磁気抵抗効果素子９１の動作領域は、図１２に示すように、磁気抵抗効果素子９１を通過する磁束密度と、磁気抵抗効果素子９１の出力電圧との関係が線形になる領域Ａ又は領域Ｂになるように、外部磁界の強さやギャップＧの平均間隔等を設計するのが好ましい。この場合、ギャップＧの距離に応じて、磁気センサ２１Ａの出力は線形性を有することとなる。また、非円形回転体７１と磁気センサ２１Ａとのスラスト方向の位置関係は、非円形回転体７１の回転による芯ぶれ等によるズレを含めて非円形回転体７１が磁気抵抗効果素子９１から外れない位置関係とするのが望ましい。例えば、取り付け誤差±０．５ｍｍ、芯ぶれ±０．５ｍｍ、磁気抵抗効果素子９１の厚みが０．５ｍｍとすると、非円形回転体７１の厚みは、３．０ｍｍ以上が望ましい。

さて、非円形回転体７１が一回転すると、図１４に示すように、磁気センサ２１Ａを通過する外部磁界の磁束密度の変化を示す波形には、一周期分の変化が現れる。非円形回転体７１は、異なる二つの半楕円を結合した形状に加工されているので、図１４に示す磁束密度波形は厳密な意味での正弦波形ではないものの、正弦波形に類似した波形である。上述の如く磁気抵抗効果素子９１を通過する磁束密度と、磁気抵抗効果素子９１の出力電圧との関係は、線形であるので（図１２参照）、磁気抵抗効果素子９１から出力される検出信号は、正弦波に類似した波形を有する。非円形回転体７１は、回転中心Ｐを通過する如何なる直線に関しても、非円形回転体７１の回転中心Ｐを通る直線が非円形回転体７１の外周と交差する二点間の距離が一定であるような形状を成しているので、対角配置された一対の磁気センサ２１Ａ，２１Ｂのうち一方の磁気センサ２１Ａと非円形回転体７１の外周との間の第一の距離が変化すると、他方の磁気センサ２１Ｂと非円形回転体７１の外周との間の第二の距離は第一の距離の変化に追従するように相補的に変化する。つまり、第一の距離が短くなると、その短くなった距離の分だけ第二の距離が長くなる。これは一対の磁気センサ２１Ａ，２１Ｂが１８０度対角配置されているためである。従って、磁気センサ２１Ａ，２１Ｂの検出信号は、図１５に示すように、１８０ｄｅｇの位相差を有している。図１５において、符号５０１は、磁気センサ２１Ａの検出信号を示し、符号５０２は、磁気センサ２１Ｂの検出信号を示している。なお、対角配置された他の一対の磁気センサ２１Ｃ，２１Ｄの検出信号についても、１８０ｄｅｇの位相差を有している。

ここで、図８の説明に戻る。出力軸６２には、非円形回転体７２が固定されている。非円形回転体７２の材質及び平面形状は、非円形回転体７１の材質及び平面形状と同様である。図１１に示すように、非円形回転体７２の外周付近には、非円形回転体７２の回転中心Ｑを通る直線４０３上に対角配置された一対の磁気センサ４１Ａ，４１Ｂと、直線４０３に直交するとともに非円形回転体７２の回転中心Ｑを通る直線４０４上に対角配置された一対の磁気センサ４１Ｃ，４１Ｄが配置されている。それぞれの磁気センサ４１Ａ，４１Ｂ，４１Ｃ，４１Ｄは、非円形回転体７２の回転中心Ｑに対して、９０ｄｅｇ間隔で固定されており、非円形回転体７２が回転したとしても、その回転中心Ｑとそれぞれの磁気センサ４１Ａ，４１Ｂ，４１Ｃ，４１Ｄとの間の距離は常に一定である。図８に示すように、磁気センサ４１Ａは、磁気抵抗効果素子９２及び磁石１０２を備えており、磁石１０２の中心点を通るＺ方向の直線上に磁気抵抗効果素子９２が位置するように一枚のプリント配線基板１１２の裏面に磁気抵抗効果素子９２を配置し、プリント配線基板１１２の表面に磁石１０２を配置するのが好ましい。

図８及び図１０に示すように、ハウジング１２０の内部に回転自在に軸止されたウォームホイール８２に噛合するウォーム８１が入力軸６１に連結されている。ウォームホイール８２には、外部磁界を発生させるための磁界発生手段として機能する磁石１０３が取り付けられている。入力軸６１が回転すると、それに同期してウォーム８１が回転する。ウォーム８１の回転は、ウォームホイール８２に伝達され、磁石１０３をＸＺ平面内で回転させる。例えば、ウォーム８１が一回転すると、ウォームホイール８２は一歯分回転する。磁石１０３からＹ方向に所定のギャップ間隔で離れた位置には、磁石１０３の回転に連動して変化する外部磁界の変化を電圧変化として検出する磁気抵抗効果素子９３がプリント配線基板１１３に実装されている。磁気抵抗効果素子９３及び磁石１０３は、ステアリングシャフト６０の回転に連動して変化する磁気信号を出力する磁気センサ３１として機能する。なお、ウォーム８１及びウォームホイール８２は、ポリアセタール等の樹脂により形成される。

図１３は、トルクセンサ１１の回路構成を示す説明図である。トルクセンサ１１は、一対の磁気センサ２１Ａ，２１Ｂから出力される二つの検出信号を差動増幅することにより、入力軸６１の回転角の情報を含む検出信号ｆ（θ₁）を出力する差動増幅器２２Ａと、一対の磁気センサ２１Ｃ，２１Ｄから出力される二つの検出信号を差動増幅することにより、入力軸６１の回転角の情報を含む検出信号ｆ（θ₁−π／２）を出力する差動増幅器２２Ｂと、一対の磁気センサ４１Ａ，４１Ｂから出力される二つの検出信号を差動増幅することにより、出力軸６２の回転角の情報を含む検出信号ｇ（θ₂）を出力する差動増幅器４２Ａと、一対の磁気センサ４１Ｃ，４１Ｄから出力される二つの検出信号を差動増幅することにより、出力軸６２の回転角の情報を含む検出信号ｇ（θ₂−π／２）を出力する差動増幅器４２Ｂと、ｆ（θ₁）及びｇ（θ₂）を増幅率Ｇで差動増幅する差動増幅器６０１と、ｆ（θ₁−π／２）及びｇ（θ₂−π／２）を増幅率Ｇで差動増幅する差動増幅器６０２と、差動増幅器６０１から出力される差動出力信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器６１０と、差動増幅器６０２から出力される差動出力信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器６２０と、ｆ（θ₁）をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器６３０と、ｆ（θ₁−π／２）をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器６４０と、磁気センサ３１から出力される検出信号を増幅する増幅器３２と、増幅器３２の出力信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器３３と、Ａ／Ｄ変換器６１０，６２０，６３０，６４０，３３から出力されるデジタルデータに基づいて、ステアリングシャフト６０の操舵角及び操舵トルクを算出する信号処理回路６５０を備える。

ここで、図１６の符号５０３は、図１５に示す二つの検出信号５０１，５０２を差動増幅器２２Ａによって差動増幅することにより得られる検出信号ｆ（θ₁）を示している。ｆ（θ₁）は、理想的な正弦波形に酷似した波形形状を有する略正弦波信号である。差動増幅器２２Ｂから出力されるｆ（θ₁−π／２）についても同様に、理想的な正弦波形に酷似した波形形状を有する略正弦波信号であり、ｆ（θ₁）に対して相対的に９０ｄｅｇの位相差を有している。ｇ（θ₂）及びｇ（θ₂−π／２）についても同様に理想的な正弦波形に酷似した波形形状を有する略正弦波信号である。信号処理回路６５０は、実施例１の信号処理方法と同様の方法で操舵トルクを算出する。例えば、信号処理回路６５０は、ｆ（θ₁）及びｇ（θ₂）を増幅率Ｇで差動増幅して得られたＧ（Ｖ₂−Ｖ₁）をＡ／Ｄ変換器６１０に入力してΔＶを求め、Δθを算出する。また、信号処理回路６５０は、ｆ（θ₁）及びｆ（θ₁−π／２）のうち信号変化率が大きい方の検出信号を使用して操舵トルクを算出する。

図１７は、磁気センサ３１の出力信号波形を示す。本実施例では、ステアリングシャフト６０の回転数は、正方向及び負方向のそれぞれに最大２．５回転に制限されているので、ウォームホイール８２は、最大２．５歯分しか回転しない。同図に示す出力信号波形は、ウォームホイール８２が一回転する場合を想定した理論上の信号波形を示しており、一周期分の略正弦波信号が得られる。同図に示す例では、ステアリングホイール２７０が中立位置にあるときに磁気センサ３１から出力される信号の位相が１８０ｄｅｇを示すように調整してある。ステアリングシャフト６０が中立位置から回転し始めると、磁気センサ３１の出力信号波形の位相は、１８０ｄｅｇを基準にして一回転あたりΔφ（＝２２．５ｄｅｇ）の範囲で変化し、その信号レベル（電圧値）も位相変化に応じて単調増加又は単調減少する。従って、磁気センサ３１の信号レベルは、ステアリングシャフト６０の回転数を判定する指標になる。例えば、図１７に示すように、磁気センサ３１の信号レベルが２．４７Ｖ〜２．５２Ｖの範囲であれば、信号処理回路６５０は、ステアリングシャフト６０が負方向に一回転したものと判定し、磁気センサ３１の信号レベルが２．４２Ｖ〜２．４７Ｖの範囲であれば、ステアリングシャフト６０が正方向に一回転したものと判定する。

なお、ｆ（θ₁）又はｆ（θ₁−π／２）に基づいて算出される入力軸６１の回転角は中立位置からの一回転以内の角度であるため、多回転絶対角としての操舵角を算出するには、ステアリングシャフト６０の回転数を加味する必要がある点に留意されたい。例えば、ｆ（θ₁）又はｆ（θ₁−π／２）に基づいて算出した入力軸６１の中立位置からの一回転以内の角度が６０ｄｅｇであり、磁気センサ３１の信号レベルが「二回転目」を示している場合、ステアリングシャフト６０の操舵角は、３６０ｄｅｇ＋６０ｄｅｇ＝４２０ｄｅｇとして算出される。このようにして算出された操舵角の情報は、図８及び図１０に示すコネクタ１３０を介してコントローラ２１０に出力される。

なお、一対の磁気センサ２１Ｃ，２１Ｄは、入力軸６１の角度検出を行う上で必須ではなく、一対の磁気センサ２１Ａ，２１Ｂのみで角度検出を行うことが可能であり、また、一対の磁気センサ４１Ｃ，４１Ｄは、出力軸６２の角度検出を行う上で必須ではなく、一対の磁気センサ４１Ａ，４１Ｂのみで角度検出を行うことが可能である点に留意されたい。

また、磁気抵抗効果素子９１は、細長い形状を成しており、そのフリー磁性層の長手方向が非円形回転体７１の回転中心Ｐに向かう方向（回転中心方向）に磁化されているときに、高精度な角度検出が得られる。フリー磁性層の長手方向が、例えば、回転中心Ｐに向かう方向に直交する向きに設定されていると、フリー磁性層の長手方向全体に渡って、回転角に依存する平均的な磁界を磁気抵抗効果素子９１が検出することになり、フリー磁性層の長手方向が回転中心Ｐに向かう場合と比較して相対的に検出誤差が大きくなると考えられる。

次に、図１８を参照しながら非円形回転体７１の平面形状の算出方法について説明する。ここでは、非円形回転体７１の平面形状は、ＸＹ座標系において、半楕円Ｆ（Ｙ≧０）と半楕円関数Ｈ（Ｙ≦０）とを結合した形状から成るものとし、一方の楕円Ｆが既知である場合に、他方の楕円関数Ｈを算出する場合を考察する。
楕円Ｆ（ｘ、ｙ）を以下のように定義する。
（ｘ、ｙ）＝（Ｌｃｏｓθ，Ｌｓｉｎθ） …（１）
ｘ²＋ｙ²/ａ²＝ｒ² …（２）
ｙ≧０ …（３）

ここで、ＸＹ座標系の原点は、回転中心Ｐに一致するものとし、回転中心Ｐと楕円Ｆ上の点との間の距離は、以下の式で示される。
（ｒ²／（ｃｏｓ²θ＋ｓｉｎ²θ／ａ²））^1/2＝Ｌ …（４）
従って、（４）式を（１）式に代入することにより、楕円Ｆの座標をθで表記できる。

さて、楕円関数Ｈ（Ｘ，Ｙ）は、「回転中心Ｐを通過する如何なる直線に関しても、回転中心Ｐを通る直線が非円形回転体７１の外周と交差する二点間の距離が一定である」という条件を満たさなければならないので、下式が成立する。
Ｈ（Ｘ）＝Ｘ＝２ｒ・ｃｏｓθ−Ｆ（ｘ） …（５）
Ｈ（Ｙ）＝Ｙ＝２ｒ・ｓｉｎθ−Ｆ（ｙ） …（６）
ここで、Ｆ（ｘ），Ｆ（ｙ）は、回転中心Ｐを通る直線が楕円Ｆに交差する点のＸ座標、Ｙ座標を示す。つまり、（５）式、（６）式を満たすＨ、Ｆは回転中心を起点としてＸ軸とのなす角度が同一の角度となる。また、（５）式、（６）式より、関数Ｆ（楕円に限られない）が定義されれば、対応する関数Ｈ（楕円関数に限られない）の座標を求めることが可能となる。

ここで、(５)式、(６)式をＸＹ座標上で表記すると、ａ＝０．９の場合、図１９のような波形となる（ｒ＝１）。但し、ａの値によっては（例えば、ａ＝１．５の場合）、図２０のようにＸ＝０で谷と有する波形となり、ａ＝０．５の場合は、図２１のようにＹ＞０でＸ＝ｒをとることになり、局率の符号を変える変局点を有することになる。ここで、図２０及び図２１のような場合は、谷部、変局点では磁界の乱れが生じると考えられ、検出出力が安定しない可能性がある。従って、図１９のような谷部、局率の符号を変える変局点を有さない非円形回転体であることが好ましい。よって、好ましい非円形回転体は、楕円（ｘ²＋ｙ²/ａ²＝ｒ²）と０＜ａ＜２（座標原点が閉曲線面内に存在する条件）の範囲（但し、ａ＝１は除く）で谷部、局率の符号を変える変局点を有さない楕円関数の結合体である。これにより、楕円Ｆ、Ｈが一回転で最大、最小を一個有する正弦波を得ることが可能となる。無論、谷部、局率の符号を変える変局点を有さない形状を有する非円形回転体は楕円と楕円関数に限られず、様々な形状が可能である。非円形回転体７２の平面形状についても同様の手順により算出することができる。

尚、二つの異なる半楕円を結合して成る非円形回転体７１の外周付近に一対の磁気センサ２１Ａ，２１Ｂを対角配置（１８０度対向配置）し、一対の磁気センサ２１Ａ，２１Ｂの差動出力から非円形回転体７１の回転角度を算出する場合には、ステアリングホイール２７０が中立位置にあるときに、一対の磁気センサ２１Ａ，２１Ｂを結ぶ直線と二つの異なる半楕円の結合線とが一致するようにステアリングホイール２７０の位置を調整すると、ステアリングホイール２７０の中立位置付近の検出感度を最も向上させることができる。二つの異なる半楕円を結合して成る非円形回転体７２の外周付近に一対の磁気センサ４１Ａ，４１Ｂを対角配置する場合も同様である。

実施例２では、非円形回転体７１、７２として、異なる二つの半楕円を結合した形状に加工されているものを使用したが、非円形回転体の外周付近に第一及び第二の磁気抵抗効果素子を対角配置した場合に、第一の磁気抵抗効果素子と非円形回転体との間の第一の距離と、第二の磁気抵抗効果素子と非円形回転体との間の第二の距離との和が一定でなくても、非円形回転体と磁気抵抗効果素子との間の距離が回転角に応じて変化するような平面形状を有する非円形回転体を適宜、適用することが可能である。例えば、このような非円形回転体は、楕円体でもよい。楕円の外周付近に配置される磁気抵抗効果素子と楕円の中心との間の距離の回転角に対する変化率が最も大きくなる点、即ち、楕円の長径及び短径のそれぞれから４５度の角度位置をステアリングホイール２７０の中立位置に設定することで、ステアリング中立位置付近のトルク検出誤差を低減することが可能である。なお、非円形回転体の平面形状として、楕円を用いる場合には、一対の磁気抵抗効果素子は、楕円の中心に関して９０度の位相差で配置され（例えば、一方の磁気抵抗効果素子は、長軸の延長線上の位置に配置され、他方の磁気抵抗効果素子は、短軸の延長線上の位置に配置される）、一対の磁気抵抗素子の出力信号の位相差は１８０度である。一対の磁気抵抗効果素子の出力信号を差動演算することにより、非円形回転体の回転角の情報を含む差動出力信号を得ることができる。ここで、楕円の長軸と短軸との比を大きくすると、一対の磁気抵抗効果素子の差動出力信号の変動が急激に大きくなる回転角が存在するので、測定誤差が大きくなる可能性がある。長軸と短軸の比（長軸／短軸）が１より大きく２．０以下程度であれば、長軸及び短軸のそれぞれから４５度の角度位置を中心として広い回転角で変動の少ない出力信号が検出できる点で好ましい。長軸と短軸の比（長軸／短軸）が３．０を超えると、長軸及び短軸のそれぞれから４５度の角度位置から離れるにつれて、検出感度が一旦、上昇し、それ以降は、短軸及び長軸近傍で検出感度が低下する特性を示すので好ましいとは言えない。

本実施例によれば、以下の利点を有する。
（１）非円形回転体７１の回転中心Ｐを通る直線が非円形回転体７１の外周と交差する二点間の距離が一定である非円形回転体７１を使用しているので、対角配置された一対の磁気センサ２１Ａ，２１Ｂ（又は２１Ｃ，２１Ｄ）の検出信号を差動増幅することにより得られる信号は、回転体７１の回転角度情報を含む略正弦波信号となり、入力軸６１の一回転以内の回転角を０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇの範囲にわたって高精度に検出できる。

（２）非円形回転体７１をその回転平面に投影した形状は、二つの異なる半楕円が結合した形状を有しているので、対角配置された一対の磁気センサ２１Ａ，２１Ｂ（又は２１Ｃ，２１Ｄ）の検出信号を差動増幅することにより得られる信号は、非円形回転体７１の回転角度情報を含む略正弦波信号となるので、検出誤差の少ない角度検出を行うことができる。

（３）非円形回転体７２を用いて出力軸６２の一回転以内の絶対角を０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇの範囲にわたって検出する場合にも、上述の（１）、（２）の利点を有する。

（４）磁気センサ３１から出力される検出信号のレベルに基づいてステアリングシャフト６０の回転数を判定できるため、ステアリングシャフト６０の回転数情報を電源ＯＦＦ時不揮発性メモリに保持しなくても、ステアリングシャフト６０の多回転絶対角を検出できる。

本発明は、回転軸の軸トルク及び回転角を検出する用途に利用できる。

１０，１１…トルクセンサ
２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄ…磁気センサ
４１Ａ，４１Ｂ，４１Ｃ，４１Ｄ…磁気センサ
６０…ステアリングシャフト
６１…入力軸
６２…出力軸
６３…トーションバー
３００Ａ，３００Ｂ，３００Ｃ，３００Ｄ…磁気センサ
３０１Ａ，３０１Ｂ，３０１Ｃ，３０１Ｄ…磁気抵抗効果素子
３０２Ａ，３０２Ｂ，３０２Ｃ，３０２Ｄ…磁石
３１０，３２０，３３０，３４０…歯車
６０１，６０２…差動増幅器
６１０，６２０，６３０，６４０…Ａ／Ｄ変換器
６５０…信号処理回路

Claims (10)

1. 弾性部材を介して相互に接続される入力軸及び出力軸を有する回転軸の軸トルクを検出するためのトルクセンサであって、
   前記入力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出し、前記入力軸の回転角の情報を含む第一の検出信号を出力する第一の検出手段と、
   前記出力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出し、前記出力軸の回転角の情報を含む第二の検出信号を出力する第二の検出手段と、
   前記第一の検出信号と前記第二の検出信号とを第一の増幅率で差動増幅して得られる第一の差動出力信号を出力する第一の差動増幅器と
   前記第一の差動出力信号を第一のデジタルデータに変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
   前記第一のデジタルデータを前記第一の増幅率で除算して得られる前記第一及び第二の検出信号の差分に基づいて前記軸トルクを算出する信号処理回路と、
   を備えるトルクセンサ。
2. 請求項１に記載のトルクセンサであって、
   前記信号処理回路は、前記第一の検出信号に基づいて、前記入力軸の回転角を算出する、トルクセンサ。
3. 請求項１又は請求項２に記載のトルクセンサであって、
   前記信号処理回路は、前記第一のデジタルデータを前記第一の増幅率で除算して得られる前記第一及び第二の検出信号の差分に前記第一の検出信号を加算することで前記第二の検出信号を算出し、前記算出された第二の検出信号から前記出力軸の回転角を算出し、前記第一の検出信号から前記入力軸の回転角を算出し、前記入力軸の回転角及び前記出力軸の回転角から前記軸トルクを算出する、トルクセンサ。
4. 請求項１乃至請求項３のうち何れか１項に記載のトルクセンサであって、
   前記入力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出し、前記入力軸の回転角の情報を含む第三の検出信号を出力する第三の検出手段と、
   前記出力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出し、前記出力軸の回転角の情報を含む第四の検出信号を出力する第四の検出手段と、
   前記第三の検出信号と前記第四の検出信号とを第二の増幅率で差動増幅して得られる第二の差動出力信号を出力する第二の差動増幅器と、
   前記第二の差動出力信号を第二のデジタルデータに変換する第二のＡ／Ｄ変換器と、を更に備え、
   前記信号処理回路は、
   前記第三の検出信号の変化率よりも前記第一の検出信号の変化率の方が大きく且つ前記第四の検出信号の変化率よりも前記第二の検出信号の変化率の方が大きい場合には、前記第一のデジタルデータを前記第一の増幅率で除算して得られる前記第一及び第二の検出信号の差分に基づいて前記軸トルクを算出し、
   前記第一の検出信号の変化率よりも前記第三の検出信号の変化率の方が大きく且つ前記第二の検出信号の変化率よりも前記第四の検出信号の変化率の方が大きい場合には、前記第二のデジタルデータを前記第二の増幅率で除算して得られる前記第三及び第四の検出信号の差分に基づいて前記軸トルクを算出する、トルクセンサ。
5. 請求項４に記載のトルクセンサであって、
   前記信号処理回路は、
   前記第三の検出信号の変化率よりも前記第一の検出信号の変化率の方が大きく且つ前記第四の検出信号の変化率よりも前記第二の検出信号の変化率の方が大きい場合には、前記第一の検出信号に基づいて前記入力軸の回転角を算出し、
   前記第一の検出信号の変化率よりも前記第三の検出信号の変化率の方が大きく且つ前記第二の検出信号の変化率よりも前記第四の検出信号の変化率の方が大きい場合には、前記第三の検出信号に基づいて前記入力軸の回転角を算出する、トルクセンサ
6. 請求項１乃至請求項５のうち何れか１項に記載のトルクセンサであって、
   前記入力軸に噛合する第一の歯車と、
   前記出力軸に噛合する第二の歯車と、を更に備え、
   前記第一の検出手段は、前記第一の歯車の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出して前記第一の検出信号を出力する第一の磁気センサを備え、
   前記第二の検出手段は、前記第二の歯車の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出して前記第二の検出信号を出力する第二の磁気センサを備える、トルクセンサ。
7. 請求項１乃至請求項５のうち何れか１項に記載のトルクセンサであって、
   前記入力軸に固定される第一の非円形回転体と、
   前記出力軸に固定される第二の非円形回転体と、を更に備え、
   前記第一の非円形回転体の回転中心を通る直線が前記第一の非円形回転体の外周と交差する二点間の距離が一定であり、
   前記第二の非円形回転体の回転中心を通る直線が前記第二の非円形回転体の外周と交差する二点間の距離が一定であり、
   前記第一の検出手段は、
   前記第一の非円形回転体の外周付近に配置される第一の磁気センサであって、前記第一の非円形回転体の回転に伴い周期的に変化する前記第一の非円形回転体の外周と前記第一の磁気センサとの間の第一の距離の変化に対応する磁界変化を検出して第五の検出信号を出力する第一の磁気センサと、
   前記第一の磁気センサと前記第一の非円形回転体の回転中心とを結ぶ直線上において、前記第一の非円形回転体の前記回転中心と前記第一の磁気センサとの距離に等しい距離だけ前記第一の非円形回転体の前記回転中心から離れた位置に配置される第二の磁気センサであって、前記第一の非円形回転体の回転に伴い周期的に変化する前記第一の非円形回転体の外周と前記第二の磁気センサとの間の第二の距離の変化に対応する磁界変化を検出して第六の検出信号を出力する第二の磁気センサと、
   前記第五の検出信号と前記第六の検出信号とを差動増幅して前記第一の検出信号を出力する第三の差動増幅器とを備え、
   前記第二の検出手段は、
   前記第二の非円形回転体の外周付近に配置される第三の磁気センサであって、前記第二の非円形回転体の回転に伴い周期的に変化する前記第二の非円形回転体の外周と前記第三の磁気センサとの間の第三の距離の変化に対応する磁界変化を検出して第七の検出信号を出力する第三の磁気センサと、
   前記第三の磁気センサと前記第二の非円形回転体の回転中心とを結ぶ直線上において、前記第二の非円形回転体の前記回転中心と前記第三の磁気センサとの距離に等しい距離だけ前記第二の非円形回転体の前記回転中心から離れた位置に配置される第四の磁気センサであって、前記第二の非円形回転体の回転に伴い周期的に変化する前記第二の回転体の外周と前記第四の磁気センサとの間の第四の距離の変化に対応する磁界変化を検出して第八の検出信号を出力する第四の磁気センサと、
   前記第七の検出信号と前記第八の検出信号とを差動増幅して前記第二の検出信号を出力する第四の差増増幅器とを備える、トルクセンサ。
8. 弾性部材を介して相互に接続される入力軸及び出力軸を有する回転軸の軸トルクを検出するためのトルク検出方法であって、
   前記入力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出することにより、前記入力軸の回転角の情報を含む第一の検出信号を出力するステップと、
   前記出力軸の回転に伴い周期的に変化する磁界を検出することにより、前記出力軸の回転角の情報を含む第二の検出信号を出力するステップと、
   前記第一の検出信号と前記第二の検出信号とを所定の増幅率で差動増幅して得られる差動出力信号を出力するステップと、
   前記差動出力信号をＡ／Ｄ変換器に入力してデジタルデータに変換するステップと、
   前記デジタルデータを前記所定の増幅率で除算して得られる前記第一及び第二の検出信号の差分に基づいて前記軸トルクを算出するステップと、
   を備えるトルク検出方法。
9. 請求項８に記載のトルク検出方法であって、
   前記第一の検出信号に基づいて前記入力軸の回転角を算出するステップと、を更に備える、トルク検出方法。
10. 請求項８又は請求項９に記載のトルク検出方法であって、
    前記デジタルデータを前記所定の増幅率で除算して得られる前記第一及び第二の検出信号の差分に前記第一の検出信号を加算することで前記第二の検出信号を算出するステップと、
    前記算出された第二の検出信号から前記出力軸の回転角を算出するステップと、
    前記第一の検出信号から前記入力軸の回転角を算出するステップと、
    前記入力軸の回転角及び前記出力軸の回転角から前記軸トルクを算出するステップと、を更に備える、トルク検出方法。

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