JP5375052B2 - Inverter discharge device - Google Patents

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Description

本発明は、インバータの放電装置に関するものである。   The present invention relates to an inverter discharge device.

インバータを介して直流電源にて交流モータを駆動するものが知られている(特許文献1)。この装置では、インバータやモータを保守、点検、修理する前に、平滑用蓄電手段(平滑用コンデンサ)に溜まった電荷をモータの巻き線抵抗に流して放電させる。   One that drives an AC motor with a DC power supply via an inverter is known (Patent Document 1). In this apparatus, before the inverter or motor is maintained, inspected, or repaired, the electric charge accumulated in the smoothing power storage means (smoothing capacitor) is caused to flow through the winding resistance of the motor to be discharged.

特許第3289567号公報Japanese Patent No. 3289567

しかしながら、上記従来の放電装置では、モータを脱離した場合やモータの巻き線が断線した場合には、平滑用コンデンサの電荷を放電することができないという問題があった。   However, the conventional discharge device has a problem that the electric charge of the smoothing capacitor cannot be discharged when the motor is detached or when the winding of the motor is disconnected.

本発明が解決しようとする課題は、モータの有無に拘らず平滑用蓄電手段の電荷を放電することができるインバータの放電装置を提供することである。 The problem to be solved by the present invention is to provide an inverter discharge device capable of discharging the electric charge of the smoothing power storage means regardless of the presence or absence of a motor.

本発明は、インバータの蓄電手段に蓄電された電荷を、当該インバータのスイッチング素子回路に変位電流として流すことによって、具体的には複数対のスイッチング素子のうち、一方側の複数のスイッチング素子をONとし、他方側の複数のスイッチング素子をOFFとすることを交互に動作させることによって、上記課題を解決する。 In the present invention, the charge stored in the power storage means of the inverter is caused to flow as a displacement current in the switching element circuit of the inverter, and specifically, a plurality of switching elements on one side of a plurality of pairs of switching elements are turned on. The above problem is solved by alternately operating a plurality of switching elements on the other side to be OFF .

本発明によれば、スイッチング素子をONしたときに当該スイッチング素子回路に変位電流(リカバリ電流)が流れるので、モータの有無に拘らず、蓄電手段に蓄電された電荷を放電させることができる。   According to the present invention, since the displacement current (recovery current) flows through the switching element circuit when the switching element is turned on, the charge stored in the storage means can be discharged regardless of the presence or absence of the motor.

以下、上記発明の実施形態を図面に基づいて説明する。   Hereinafter, embodiments of the invention will be described with reference to the drawings.

《第1実施形態》
図1は、上記発明の実施形態に係る電気自動車の駆動電源装置を示すブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例の電気自動車は、三相交流電力の永久磁石モータ4を走行駆動源として走行する車両であり、モータ4は電気自動車の車軸に結合されている。
<< First Embodiment >>
FIG. 1 is a block diagram showing a drive power supply device for an electric vehicle according to the embodiment of the present invention. Although detailed illustration is omitted, the electric vehicle of this example is a vehicle that travels using a three-phase AC power permanent magnet motor 4 as a travel drive source, and the motor 4 is coupled to the axle of the electric vehicle.

本例の電気自動車は、上述した三相交流モータ4と、モータ4の電源である、二次電池などで構成されるバッテリ1(直流電源)と、バッテリ1の直流電力を交流電力に変換するインバータ3と、直流電力を平滑化するためのコンデンサ5(蓄電手段)とを備え、バッテリ1は、リレー2(スイッチ手段)を介してインバータ3に接続されている。 The electric vehicle of the present example converts the above-described three-phase AC motor 4, the battery 1 (DC power supply) that is a power source of the motor 4, such as a secondary battery, and the DC power of the battery 1 into AC power. An inverter 3 and a capacitor 5 (storage means) for smoothing DC power are provided, and the battery 1 is connected to the inverter 3 via a relay 2 (switch means).

リレー2は、車両のキースイッチ12のON/OFF操作に連動して、車両コントローラ11により開閉駆動する。すなわち、キースイッチ12がONのときリレー2が閉じ、OFFのときリレー12が開く。 The relay 2 is driven to open and close by the vehicle controller 11 in conjunction with the ON / OFF operation of the key switch 12 of the vehicle. That is, when the key switch 12 is ON, the relay 2 is closed, and when the key switch 12 is OFF, the relay 12 is opened.

インバータ3は、複数のスイッチング素子(絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBT)Tr1〜Tr6と、各スイッチング素子Tr1〜Tr6に並列に接続され、スイッチング素子Tr1〜Tr6の電流方向とは逆方向に電流が流れる整流素子(ダイオード)D1〜D6を有し、バッテリ1の直流電力を交流電力に変換して、モータ4に供給する。本例では、2つのスイッチング素子を直列に接続した3対の回路がバッテリ1に並列に接続され、各対のスイッチング素子間とモータ4の3相入力部とがそれぞれ接続されている。 The inverter 3 includes a plurality of switching elements (insulated gate bipolar transistors IGBTs) Tr1 to Tr6 and rectifying elements that are connected in parallel to the switching elements Tr1 to Tr6 and in which a current flows in a direction opposite to the current direction of the switching elements Tr1 to Tr6. (Diodes) D <b> 1 to D <b> 6, which converts the DC power of the battery 1 into AC power and supplies it to the motor 4. In this example, three pairs of circuits in which two switching elements are connected in series are connected in parallel to the battery 1, and each pair of switching elements is connected to the three-phase input portion of the motor 4.

図1に示す例でいえば、スイッチング素子Tr1とTr2、スイッチング素子Tr3とTr4、スイッチング素子Tr5とTr6がそれぞれ直列に接続され、スイッチング素子Tr1とTr2の間とモータ4のU相、スイッチング素子Tr3とTr4の間とモータ4のV相、スイッチング素子Tr5とTr6の間とモータ4のW相がそれぞれ接続されている。これらモータ4の各相U,V,Wに接続されるスイッチング素子の間の位置が上記発明に係る出力手段に相当する。なお、インバータ4の動作の詳細については後述する。   In the example shown in FIG. 1, switching elements Tr1 and Tr2, switching elements Tr3 and Tr4, switching elements Tr5 and Tr6 are connected in series, and between the switching elements Tr1 and Tr2, the U phase of the motor 4, and the switching element Tr3. And Tr4 are connected to the V phase of the motor 4, and the switching elements Tr5 and Tr6 are connected to the W phase of the motor 4. The positions between the switching elements connected to the phases U, V, and W of the motor 4 correspond to the output means according to the invention. Details of the operation of the inverter 4 will be described later.

リレー2とインバータ3との間には、直流電力を平滑化するためのコンデンサ5がバッテリ1と並列に接続されている。 A capacitor 5 for smoothing DC power is connected in parallel with the battery 1 between the relay 2 and the inverter 3.

車両コントローラ11は、中央演算装置CPU、リードオンリメモリROMおよびランダムアクセスメモリRAMを備え、電気自動車のアクセル信号、ブレーキ信号、シフトポジション信号等に基づいてトルク指令値Tを算出し、モータコントローラ10に出力するとともに、起動要求指令と停止要求指令をモータコントローラ10に出力する。さらに、車両コントローラ11は、バッテリ1とインバータ3の間のリレー2を開閉する制御信号を出力し、これと同時にリレー開閉情報をモータコントローラ10へ出力する。 The vehicle controller 11 includes a central processing unit CPU, a read only memory ROM, and a random access memory RAM. The vehicle controller 11 calculates a torque command value T * based on an accelerator signal, a brake signal, a shift position signal, and the like of the electric vehicle. And a start request command and a stop request command are output to the motor controller 10. Further, the vehicle controller 11 outputs a control signal for opening and closing the relay 2 between the battery 1 and the inverter 3, and simultaneously outputs relay opening / closing information to the motor controller 10.

モータコントローラ10は、インバータ3の動作を制御する。すなわち、モータコントローラ10は、車両コントローラ11からのトルク指令値Tに基づいてパルス幅変調(PWM)信号を生成し、これをゲート駆動回路9へ出力する。ゲート駆動回路9は、生成されたPWM信号に基づいてインバータ3を構成する各スイッチング素子Tr1〜Tr6を所定のタイミングでON/OFF制御する。 The motor controller 10 controls the operation of the inverter 3. That is, the motor controller 10 generates a pulse width modulation (PWM) signal based on the torque command value T * from the vehicle controller 11 and outputs it to the gate drive circuit 9. The gate drive circuit 9 performs ON / OFF control of the switching elements Tr1 to Tr6 constituting the inverter 3 based on the generated PWM signal at a predetermined timing.

ゲート駆動回路9は、スイッチング素子Tr1〜TR6の過熱異常や過電流異常状態を検出し、IGBT異常信号をモータコントローラ10へ出力する機能を備える。 The gate drive circuit 9 has a function of detecting an overheat abnormality or an overcurrent abnormality state of the switching elements Tr1 to TR6 and outputting an IGBT abnormality signal to the motor controller 10.

また、ゲート駆動回路9は、コンデンサ5の電圧を検出する電圧センサ8からの信号を入力し、モータコントローラ10が認識できる波形レベルに変換し、コンデンサ電圧信号としてモータコントローラ10へ出力する。 The gate drive circuit 9 receives a signal from the voltage sensor 8 that detects the voltage of the capacitor 5, converts the signal into a waveform level that can be recognized by the motor controller 10, and outputs the waveform level signal to the motor controller 10 as a capacitor voltage signal.

以上のような制御を行う際に、モータコントローラ10は、モータ4に設けられた回転子位置センサ7(例えばレゾルバやエンコーダなど。回転数検出手段)からの出力であってモータ4の回転子位置θを示す位置センサ信号と、インバータ3からモータ4に供給される各相電流Iu、Iv、Iwを検出する電流センサ6(電流検出手段)からのフィードバック信号と、コンデンサ5の両端子間に接続された電圧センサ8(電圧検出手段)からのコンデンサ電圧信号を読み込む。 When performing the control as described above, the motor controller 10 is an output from a rotor position sensor 7 (for example, a resolver, an encoder, etc., a rotational speed detection means) provided in the motor 4, and the rotor position of the motor 4. A position sensor signal indicating θ, a feedback signal from a current sensor 6 (current detection means) for detecting each phase current Iu, Iv, Iw supplied from the inverter 3 to the motor 4, and a terminal between the capacitors 5 are connected. The capacitor voltage signal from the voltage sensor 8 (voltage detection means) is read.

以上のゲート駆動回路9及びモータコントローラ10が上記発明に係る制御手段に相当する。 The above gate drive circuit 9 and motor controller 10 correspond to the control means according to the present invention.

図2は、モータコントローラ10の要部を示すブロック図である。本例のモータコントローラ10は、電流指令値算出部21と、電流制御部22と、d−q/3相変換部23と、PWM信号生成部24と、3相/d−q変換部25と、θ(位相)演算部26と、回転数(電気角速度)演算部27と、放電制御部28とを備える。 FIG. 2 is a block diagram showing a main part of the motor controller 10. The motor controller 10 of this example includes a current command value calculation unit 21, a current control unit 22, a dq / 3 phase conversion unit 23, a PWM signal generation unit 24, and a 3 phase / dq conversion unit 25. , Θ (phase) calculation unit 26, a rotation speed (electrical angular velocity) calculation unit 27, and a discharge control unit 28.

電流指令値演算部21は、車両コントローラ11により算出されるトルク指令値Tと、回転数演算部27により演算されるモータ4の回転速度とに基づいて、d軸電流指令値Idおよびq軸電流指令値Iqを算出する。ここで、d軸電流とは、モータ4に流れる3相電流(Iu、Iv、Iw)の励磁電流成分であり、q軸電流とはトルク電流成分である。 The current command value calculation unit 21 is based on the torque command value T * calculated by the vehicle controller 11 and the rotation speed of the motor 4 calculated by the rotation number calculation unit 27, and the d-axis current command value Id * and q A shaft current command value Iq * is calculated. Here, the d-axis current is an excitation current component of a three-phase current (Iu, Iv, Iw) flowing through the motor 4, and the q-axis current is a torque current component.

電流制御部23は、d軸電流指令値Idおよびq軸電流指令値Iqと、後述する3相/d−q変換部25から入力されるd軸電流Idおよびq軸電流Iqとに基づいて、d軸電圧指令値Vdおよびq軸電圧指令値Vqを算出する。具体的には、電流指令値と実電流との偏差(Id−Id)、(Iq−Iq)をそれぞれ演算し、演算した偏差に対して、PI(比例・積分)演算を行うことにより、d軸電圧指令値Vdおよびq軸電圧指令値Vqを算出することができる。 The current control unit 23 is based on the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *, and the d-axis current Id and the q-axis current Iq input from the three-phase / dq conversion unit 25 described later. Then, the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are calculated. Specifically, the deviation between the current command value and the actual current (Id * -Id), (Iq * -Iq) is calculated respectively for the calculated deviation by performing PI (proportional-integral) operation The d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * can be calculated.

d−q/3相変換部23は、電流制御部22により算出されたd軸電圧指令値Vdおよびq軸電圧指令値Vqを、後述するθ(位相)演算部26で算出された位相θに基づいて、3相交流電圧指令値Vu、Vv、Vwに変換する。変換された3相交流電圧指令値Vu、Vv、Vwは、PWM信号生成部24に出力される。 The dq / 3-phase converter 23 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * calculated by the current controller 22 into a phase calculated by a θ (phase) calculator 26 described later. Based on θ, it is converted into a three-phase AC voltage command value Vu * , Vv * , Vw * . The converted three-phase AC voltage command values Vu * , Vv * , Vw * are output to the PWM signal generator 24.

PWM信号生成部24は、3相交流電圧指令値Vu、Vv、Vwと、三角波信号(キャリア信号)とに基づいて、インバータ3を制御するためのPWM信号を生成する。 The PWM signal generation unit 24 generates a PWM signal for controlling the inverter 3 based on the three-phase AC voltage command values Vu * , Vv * , Vw * and a triangular wave signal (carrier signal).

3相/d−q変換部25は、電流センサ信号(Iu、Iv、Iw)をd軸電流Idおよびq軸電流Iqに変換する。 The three-phase / dq converter 25 converts the current sensor signal (Iu, Iv, Iw) into a d-axis current Id and a q-axis current Iq.

θ(位置)演算部26は、回転子位置センサ7からの信号に基づき、回転位相θを演算する。また、回転数演算部27は、この回転位相θを微分演算することで回転数(電気角速度)ωを演算する。 The θ (position) calculation unit 26 calculates the rotation phase θ based on the signal from the rotor position sensor 7. Further, the rotation speed calculation unit 27 calculates the rotation speed (electrical angular velocity) ω by differentiating the rotation phase θ.

本例の放電制御部28は、車両コントローラ11からリレー2のOFFに伴う停止指令信号およびリレー遮断情報を入力すると、コンデンサ5に蓄電された電荷を放電するスイッチング素子の駆動条件の設定を行う。 The discharge control unit 28 of this example sets a driving condition of a switching element that discharges the electric charge stored in the capacitor 5 when a stop command signal and relay cut-off information accompanying turning OFF of the relay 2 are input from the vehicle controller 11.

ここでは、トルク電圧成分であるq軸電圧指令値Vqと、励磁電圧成分であるd軸電圧指令値Vdをともに0(ゼロ)Vに設定する。 Here, both the q-axis voltage command value Vq * , which is a torque voltage component, and the d-axis voltage command value Vd * , which is an excitation voltage component, are set to 0 (zero) V.

なお本例において、モータ4を駆動制御する通常のモータ電流制御時と、モータ4の保守点検時などのようにコンデンサ5の蓄電荷を放電する放電制御時とのぞれぞれのq軸電圧指令値Vdおよびd軸電圧指令値Vdは、VdVd切替信号により切り替え選択できるように構成されている。 In this example, the q-axis voltage during normal motor current control for driving and controlling the motor 4 and during discharge control for discharging the stored charge of the capacitor 5 such as during maintenance and inspection of the motor 4 is also shown. The command value Vd * and the d-axis voltage command value Vd * can be switched and selected by a Vd * Vd * switching signal.

図3は、放電制御部28にて、q軸電圧指令値Vqおよびd軸電圧指令値Vdをともに0Vに設定した場合の、ゲート駆動回路からの各スイッチング素子Tr1〜Tr6へのゲート駆動信号GUP、GUN、GVP、GVN、GWP、GWNと、インバータ出力端子電圧Vu、Vv、Vwと、コンデンサ5からの出力電流Icapとを示すタイミングチャートである。なお、図3におけるTはスイッチング素子のON周期を示し、DTは、Hiサイドのスイッチング素子Tr1,Tr3,Tr5がOFF、かつLoサイドのスイッチング素子Tr2,Tr4,Tr6がOFFの期間(デッドタイム)を示す。 FIG. 3 shows the gate drive from the gate drive circuit to each of the switching elements Tr1 to Tr6 when the discharge controller 28 sets both the q-axis voltage command value Vq * and the d-axis voltage command value Vd * to 0V. 4 is a timing chart showing signals GUP, GUN, GVP, GVN, GWP, GWN, inverter output terminal voltages Vu, Vv, Vw, and an output current Icap from a capacitor 5; 3 indicates the ON period of the switching element, and DT is a period (dead time) in which the Hi-side switching elements Tr1, Tr3, Tr5 are OFF and the Lo-side switching elements Tr2, Tr4, Tr6 are OFF. Indicates.

コンデンサ5からの出力電流Icapとは、スイッチング素子Tr1〜Tr6がOFFからONになる際に生じる変位電流(リカバリ電流)のことであり、スイッチング素子Tr1〜Tr6または整流素子D1〜D6の接合容量Cjと、スイッチング素子Tr1〜Tr6のスイッチング時の電圧変化量dV/dtとの積でその電流値が求められる(Icap=Cj×dV/dt)。 The output current Icap from the capacitor 5 is a displacement current (recovery current) generated when the switching elements Tr1 to Tr6 are turned from OFF to ON, and the junction capacitance Cj of the switching elements Tr1 to Tr6 or the rectifying elements D1 to D6. And the current value is obtained by the product of the voltage change amount dV / dt during switching of the switching elements Tr1 to Tr6 (Icap = Cj × dV / dt).

この変位電流Icapは、Hiサイドのスイッチング素子Tr1,Tr3,Tr5およびLoサイドのスイッチング素子Tr2,Tr4,Tr6が交互に駆動する周波数、すなわち三角波信号のキャリア周波数fswの2倍の周波数2fswで発生し、特に駆動周波数を高くすることでコンデンサ5の放電時間を短縮することができる。   The displacement current Icap is generated at a frequency at which the Hi side switching elements Tr1, Tr3, Tr5 and the Lo side switching elements Tr2, Tr4, Tr6 are alternately driven, that is, a frequency 2fsw that is twice the carrier frequency fsw of the triangular wave signal. In particular, the discharge time of the capacitor 5 can be shortened by increasing the drive frequency.

このときの放電時間Tdischargeは、コンデンサ5の静電容量をC、バッテリ電圧をVdc、スイッチング素子Tr1〜Tr6のスイッチング速度をdV/dtとしたときに、次式1で算出することができる。 The discharge time Tdischarge at this time can be calculated by the following equation 1 when the capacitance of the capacitor 5 is C, the battery voltage is Vdc, and the switching speed of the switching elements Tr1 to Tr6 is dV / dt.

[式1]
Tdischarge=C×Vdc/(∫Icap dt×2fsw)
本例における放電処理時のゲート駆動信号は、Hiサイドのスイッチング素子Tr1,Tr3,Tr5のON期間と、Loサイドのスイッチング素子Tr2,Tr4,Tr6のON期間とが互いに重ならない周波数とされている。また、Hiサイドのスイッチング素子Tr1,Tr3,Tr5のON及びOFFの周期は同一とされ位相差もゼロとされている。また、Loサイドのスイッチング素子Tr2,Tr4,Tr6のON及びOFFの周期は同一とされ位相差もゼロとされている。
[Formula 1]
Tdischarge = C × Vdc / (∫Icap dt × 2 fsw)
The gate drive signal during the discharge process in this example has a frequency at which the ON period of the Hi-side switching elements Tr1, Tr3, Tr5 and the ON period of the Lo-side switching elements Tr2, Tr4, Tr6 do not overlap each other. . Further, the ON and OFF cycles of the Hi-side switching elements Tr1, Tr3, Tr5 are the same, and the phase difference is also zero. Further, the ON and OFF cycles of the Lo-side switching elements Tr2, Tr4, Tr6 are the same, and the phase difference is also zero.

次に、本例の放電処理について説明する。 Next, the discharge process of this example will be described.

図4は、電気自動車の走行終了時、すなわちキースイッチ12をOFFした時に、モータコントローラ10により行われる処理内容を示すフローチャートである。 FIG. 4 is a flowchart showing the contents of processing performed by the motor controller 10 when the electric vehicle finishes running, that is, when the key switch 12 is turned OFF.

ステップS10では、車両コントローラ11から入力される信号に基づいて、リレー2の遮断が完了したか否かを判定する。リレー2の遮断が完了していないと判定するとステップS10で待機するが、リレー2の遮断が完了したと判定するとステップS20へ進む。   In step S10, based on the signal input from the vehicle controller 11, it is determined whether or not the relay 2 has been disconnected. If it is determined that the relay 2 has not been disconnected, the process waits in step S10. If it is determined that the relay 2 has been disconnected, the process proceeds to step S20.

ステップS20では、回転数(電気角速度)ωに基づいて、モータ4の回転子の回転数が所定値以下(ゼロ近傍)であるか否かを判定する。モータ4の回転子が所定の回転数以下になっていないと判定するとステップS20で待機するが、所定の回転数以下になったと判定するとステップS30へ進む。 In step S20, based on the rotational speed (electrical angular velocity) ω, it is determined whether the rotational speed of the rotor of the motor 4 is a predetermined value or less (near zero). If it is determined that the rotor of the motor 4 is not less than the predetermined number of rotations, the process waits in step S20.

ステップS30では、コンデンサ5に蓄積されている電荷の放出が完了したか否かをコンデンサ5の電圧値に基づいて判定する。すなわち、電圧センサ8に基づき検出されたコンデンサ電圧信号が放電完了電圧の閾値より低ければ、放電が完了したと判定してステップS90へ進み、そうでない場合はステップS40へ進む。 In step S30, it is determined based on the voltage value of the capacitor 5 whether or not the discharge of the electric charge accumulated in the capacitor 5 has been completed. That is, if the capacitor voltage signal detected based on the voltage sensor 8 is lower than the threshold value of the discharge completion voltage, it is determined that the discharge has been completed, and the process proceeds to step S90. Otherwise, the process proceeds to step S40.

電圧センサ8により検出されたコンデンサ5の電圧が放電完了電圧以上の場合には放電処理が必要となるので、ステップS40へ進み、インバータ3の各スイッチング素子Tr1〜Tr6を駆動するPWM信号の停止命令を解除設定したのち、ステップS50へ進む。このステップS40の処理は、キースイッチのOFFによって、各スイッチング素子Tr1〜Tr6に対するPWM駆動信号の停止命令が車両コントローラ11からモータコントローラ10へ出力されているからである。 Since discharge processing is required when the voltage of the capacitor 5 detected by the voltage sensor 8 is equal to or higher than the discharge completion voltage, the process proceeds to step S40 to stop the PWM signal for driving the switching elements Tr1 to Tr6 of the inverter 3. After canceling the setting, the process proceeds to step S50. The process of step S40 is because a stop command of the PWM drive signal for each of the switching elements Tr1 to Tr6 is output from the vehicle controller 11 to the motor controller 10 by turning off the key switch.

ステップS50では、PWM信号生成部24の三角波信号(キャリア信号)の周波数fswを通常の電流制御時よりも高く設定する。たとえば、モータ4を駆動制御する通常運転時のキャリア周波数が5kHzである場合は、これをたとえば35kHzに設定する。 In step S50, the frequency fsw of the triangular wave signal (carrier signal) of the PWM signal generation unit 24 is set higher than in normal current control. For example, when the carrier frequency during normal operation for driving the motor 4 is 5 kHz, this is set to 35 kHz, for example.

さらにステップS50にて、放電制御部28から出力されるq軸電圧指令値Vqとd軸電圧指令値Vdをともに0Vに設定する。この0Vに設定されたd軸電圧指令値Vdおよびq軸電圧指令値Vqは、d−q/3相変換部23において、回転子位相θに基づいて3相交流電圧指令値Vu、Vv、Vwに変換され、これがPWM信号生成部24に出力される。そして、PWM信号生成部24からPWM信号の出力を開始した後、ステップS60へ進む。q軸電圧指令値Vqとd軸電圧指令値Vdをともに0Vに設定することで、モータ4の回転数がゼロとなり、放電処理を行っている間にモータ4が駆動することが防止される。 Furthermore, in step S50, both the q-axis voltage command value Vq * and the d-axis voltage command value Vd * output from the discharge control unit 28 are set to 0V. The d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * set to 0 V are converted into a three-phase AC voltage command value Vu * based on the rotor phase θ in the dq / 3-phase converter 23. The signals are converted into Vv * and Vw * , which are output to the PWM signal generator 24. And after starting the output of a PWM signal from the PWM signal generation part 24, it progresses to step S60. By setting both the q-axis voltage command value Vq * and the d-axis voltage command value Vd * to 0V, the rotation speed of the motor 4 becomes zero, and the motor 4 is prevented from being driven during the discharge process. The

ステップS60では、電流センサ6からの電流センサ信号Iu、Iv、Iwを3相/d−q変換部25でd軸電流Idおよびq軸電流Iqに変換し、この変換されたd軸電流Idおよびq軸電流Iqに基づき、d軸電流Idおよびq軸電流Iqの前回演算値と比べた変化量が所定値(ゼロまたはゼロ近傍の値)以下であるかどうかを判定する。この変化量がゼロ、すなわち回転子位置センサ信号θ、インバータ3を構成するスイッチング素子Tr1〜Tr6、整流素子D1〜D6、ゲート駆動回路9に異常がないことを確認した後、ステップS70へ進む。 In step S60, the current sensor signals Iu, Iv, Iw from the current sensor 6 are converted into the d-axis current Id and the q-axis current Iq by the three-phase / dq converter 25, and the converted d-axis current Id and Based on the q-axis current Iq, it is determined whether the amount of change of the d-axis current Id and the q-axis current Iq compared to the previous calculation value is equal to or less than a predetermined value (zero or a value near zero). After confirming that the amount of change is zero, that is, the rotor position sensor signal θ, the switching elements Tr1 to Tr6, the rectifying elements D1 to D6, and the gate drive circuit 9 constituting the inverter 3 are not abnormal, the process proceeds to step S70.

ステップS60において、d軸電流Idおよびq軸電流Iqの変化量が所定値(ゼロ又はゼロ近傍)以下でない場合は、回転子位置センサ信号θ、インバータ3を構成するスイッチング素子Tr1〜Tr6、整流素子D1〜D6、ゲート駆動回路9のいずれかに異常が発生したものと判断し、ステップS70をジャンプしてステップS80へ進み、放電処理を終了する。なおこれに代えて、いずれかのスイッチング素子Tr1〜Tr6又は整流素子D1〜D6が動作異常であると判断された場合であって、モータ4の回転数が所定値未満であるときは、動作異常と判断されたスイッチング素子を除くスイッチング素子をON/OFF駆動して放電処理を継続してもよい。 In step S60, when the amount of change in the d-axis current Id and the q-axis current Iq is not less than or equal to a predetermined value (zero or near zero), the rotor position sensor signal θ, the switching elements Tr1 to Tr6 constituting the inverter 3, the rectifying element It is determined that an abnormality has occurred in any of D1 to D6 and the gate drive circuit 9, and the process jumps to step S70 and proceeds to step S80, and the discharge process is terminated. Instead of this, when any one of the switching elements Tr1 to Tr6 or the rectifying elements D1 to D6 is determined to be abnormal in operation and the rotational speed of the motor 4 is less than a predetermined value, the abnormal operation is detected. It is also possible to continue the discharge process by driving ON / OFF switching elements other than the switching element determined to be ON.

ステップS70では、これまでの放電継続時間が、予め設定された放電規定時間以上であれば、ステップS80へ進む。放電継続時間が放電規定時間以内の場合はステップS60へ戻り、放電規定時間を越えるまでコンデンサ5の放電を継続する。 In step S70, if the discharge duration so far is equal to or longer than a preset discharge specified time, the process proceeds to step S80. If the discharge duration is within the specified discharge time, the process returns to step S60, and the capacitor 5 is continuously discharged until the specified discharge time is exceeded.

ステップS80では、インバータ3の各スイッチング素子Tr1〜Tr6を駆動するPWM信号を停止させたのち、ステップS90へ進む。ステップS90では、コンデンサ5の放電処理を終了する。 In step S80, after stopping the PWM signal that drives each switching element Tr1 to Tr6 of the inverter 3, the process proceeds to step S90. In step S90, the discharging process of the capacitor 5 is terminated.

なお、リレー2が溶着などにより短絡している場合には、放電処理を開始してから一定時間(例えば1秒)経過しても、所定電圧(例えば60V)以下に下がらない可能性がある。そのため本例のステップS70では、コンデンサ5の電圧値に基づいて放電が完了したか否かを判定するのではなく、放電継続時間が所定の放電規定時間を越えたかどうかを判定する。これにより、リレー2が溶着などにより短絡している場合でも放電を中止することができる。この場合、図示しない報知装置により異常が発生している旨をドライバへ報知することもできる。   In addition, when the relay 2 is short-circuited by welding or the like, there is a possibility that the voltage does not drop below a predetermined voltage (for example, 60 V) even if a certain time (for example, 1 second) elapses after starting the discharge process. Therefore, in step S70 of this example, it is not determined whether or not the discharge has been completed based on the voltage value of the capacitor 5, but it is determined whether or not the discharge duration has exceeded a predetermined specified discharge time. Thereby, even when the relay 2 is short-circuited by welding or the like, the discharge can be stopped. In this case, it is also possible to notify the driver that an abnormality has occurred by a notifying device (not shown).

図5は、図4の放電処理に基づいて動作した場合の各構成部の状態を示すタイミングチャートである。図5に示すように、キースイッチ12がOFFされると、車両コントローラ11はリレー2を遮断する。リレー2が遮断された後、d軸電圧指令値Vdおよびq軸電圧指令値Vqをゼロに設定することで、スイッチング素子の駆動による変位電流Icapが発生し、コンデンサ5の放電処理が実施される。 FIG. 5 is a timing chart showing the state of each component when operating based on the discharge process of FIG. As shown in FIG. 5, when the key switch 12 is turned off, the vehicle controller 11 cuts off the relay 2. After the relay 2 is cut off, the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are set to zero, so that a displacement current Icap is generated by driving the switching element, and the capacitor 5 is discharged. Is done.

以上のとおり、本例の駆動電源装置では、平滑用コンデンサ5に蓄電された電荷を放電するにあたり、モータ4のコイルに放電するのではなく、モータ4に対するd軸電圧指令値Vdおよびq軸電圧指令値Vqをゼロに設定することでモータ4を非回転状態とし、この状態でインバータ3のスイッチング素子Tr1〜Tr6をON/OFF制御することで、スイッチング素子がONした瞬間に当該スイッチング素子Tr1〜Tr6及び整流素子D1〜D6に流れるリカバリ電流を平滑用コンデンサ5の放電処理に利用する。 As described above, in the drive power supply device of this example, when discharging the electric charge stored in the smoothing capacitor 5, the d-axis voltage command value Vd * and q-axis for the motor 4 are not discharged to the coil of the motor 4. By setting the voltage command value Vq * to zero, the motor 4 is brought into a non-rotating state, and in this state, the switching elements Tr1 to Tr6 of the inverter 3 are controlled to be turned on / off, so that the switching element is turned on immediately. The recovery current flowing through Tr1 to Tr6 and the rectifying elements D1 to D6 is used for the discharging process of the smoothing capacitor 5.

この結果、モータ4を取り外した状態やモータ4のコイルが断線した状態であっても、平滑用コンデンサ5に蓄電された電荷を放電処理することができる。また、放電処理に際し、スイッチング素子Tr1〜Tr6に対するPWM信号の周波数を高くすることで放電時間を短縮することができる。 As a result, even if the motor 4 is removed or the coil of the motor 4 is disconnected, the charge stored in the smoothing capacitor 5 can be discharged. Further, in the discharge process, the discharge time can be shortened by increasing the frequency of the PWM signal for the switching elements Tr1 to Tr6.

なお、放電処理時のd軸電圧指令値Vdおよびq軸電圧指令値Vqは、d−q/3相変換部23及びPWM信号生成部24を介してPWM信号としたが、これらd−q/3相変換部23及びPWM信号生成部24を介さずに直接所望のPWM信号を生成することもできる。 Note that the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * during the discharge process are PWM signals via the dq / 3-phase converter 23 and the PWM signal generator 24, but these d− It is also possible to directly generate a desired PWM signal without going through the q / 3-phase converter 23 and the PWM signal generator 24.

《第2実施形態》
図6は、上記発明の他の実施形態に係る電気自動車の駆動電源装置の処理手順を示すフローチャートである。本例では、上述した第1実施形態の放電処理(図4)に比べてステップS61およびステップS62が追加されている点が相違する。その他の駆動電源装置のハードウェア構成やソフトウェア構成のうち図4と共通部分に関しては第1実施形態と同一であるため、その部分の説明をここに援用し、具体的な記載は省略する。
<< Second Embodiment >>
FIG. 6 is a flowchart showing a processing procedure of a drive power supply device for an electric vehicle according to another embodiment of the present invention. This example is different from the discharge process (FIG. 4) of the first embodiment described above in that step S61 and step S62 are added. Among the hardware configuration and software configuration of the other drive power supply apparatus, the common parts with FIG. 4 are the same as those in the first embodiment, and therefore the description of those parts is incorporated here and the specific description is omitted.

本例のステップS61では、電圧センサ8により検出されたコンデンサ電圧信号が所定の経過電圧以上の場合は、ステップS61へ進み、PWM信号のキャリア周波数fswをさらに高周波数に設定する。このステップS61〜S62による処理は、コンデンサ5の電圧が想定外に高く、何らかの異常が生じている場合においても所望の放電時間(例えば1秒)を実現するため、リカバリ電流による放電間隔を短くするものである。なお、ステップS61においてコンデンサ電圧が所定の経過電圧未満の場合は、ステップS62をジャンプしてステップS70へ進む。 In step S61 of this example, when the capacitor voltage signal detected by the voltage sensor 8 is equal to or higher than a predetermined elapsed voltage, the process proceeds to step S61, and the carrier frequency fsw of the PWM signal is set to a higher frequency. In the processing in steps S61 to S62, the discharge interval by the recovery current is shortened in order to realize a desired discharge time (for example, 1 second) even when the voltage of the capacitor 5 is unexpectedly high and some abnormality occurs. Is. If the capacitor voltage is less than the predetermined elapsed voltage in step S61, the process jumps to step S62 and proceeds to step S70.

これにより、コンデンサ5に異常な高電圧等が発生した場合でも、コンデンサ5の放電時間を所定時間内に完了させることができる。 Thereby, even when an abnormal high voltage or the like occurs in the capacitor 5, the discharge time of the capacitor 5 can be completed within a predetermined time.

なお、ステップS50におけるPWM信号のキャリア周波数fswをモータ4の駆動制御時の周波数に設定し、ステップS62のキャリア周波数fswをこれより高い周波数に設定するように構成してもよい。 The carrier frequency fsw of the PWM signal in step S50 may be set to a frequency at the time of driving control of the motor 4, and the carrier frequency fsw in step S62 may be set to a higher frequency.

《第3実施形態》
図7は、上記発明の他の実施形態に係る電気自動車の駆動電源装置の処理手順を示すフローチャートである。本例では、上述した第1実施形態の放電処理(図4)に比べてステップS46およびステップS63,S64が追加されている点が相違する。その他の駆動電源装置のハードウェア構成やソフトウェア構成のうち図4と共通部分に関しては第1実施形態と同一であるため、その部分の説明をここに援用し、具体的な記載は省略する。
<< Third Embodiment >>
FIG. 7 is a flowchart showing a processing procedure of a drive power supply device for an electric vehicle according to another embodiment of the present invention. This example is different from the discharge process (FIG. 4) of the first embodiment described above in that step S46 and steps S63 and S64 are added. Among the hardware configuration and software configuration of the other drive power supply apparatus, the common parts with FIG. 4 are the same as those in the first embodiment, and therefore the description of those parts is incorporated here and the specific description is omitted.

本例の放電処理では、回転子位置センサ7、インバータ3を構成するスイッチング素子Tr1〜Tr6、整流素子D1〜D6、ゲート駆動回路9等に異常が発生した場合において、モータ4に発生するトルクを最小限に抑制しつつ、放電処理を継続できるようしたものである。   In the discharge process of this example, when an abnormality occurs in the rotor position sensor 7, the switching elements Tr1 to Tr6, the rectifying elements D1 to D6, the gate drive circuit 9 and the like constituting the inverter 3, the torque generated in the motor 4 is The discharge process can be continued while suppressing to a minimum.

たとえば、モータ4の回転子が回転しているにも拘らず、回転子位置センサ7の異常により回転数をゼロ付近と認識した場合には、スイッチング素子Tr1〜Tr6のON期間を最小値に設定すれば、モータ4に通電される電流量を最小限にすることができる。 For example, when the rotational speed is recognized as near zero due to an abnormality in the rotor position sensor 7 even though the rotor of the motor 4 is rotating, the ON period of the switching elements Tr1 to Tr6 is set to the minimum value. By doing so, the amount of current that is supplied to the motor 4 can be minimized.

すなわち、ステップS63では、スイッチング素子Tr1〜Tr6のON期間を最小値に設定し、駆動を開始し、ステップS64に進む。 That is, in step S63, the ON period of the switching elements Tr1 to Tr6 is set to the minimum value, driving is started, and the process proceeds to step S64.

ステップS64では、電流センサ信号Iu、Iv、Iwを3相/d−q変換部25で変換したd軸電流Idおよびq軸電流Iqに基づき、d軸電流Idおよびq軸電流Iqの前回演算値と比べた変化量が所定値(トルクが発生しないレベル)以下であるかどうかを判定する。この変化量が所定値以下であることが確認されたらステップS70へ進む。d軸電流Idおよびq軸電流Iqの変化量が所定値以下でない場合は、ステップS80へ進み放電を中止する。 In step S64, previous calculation values of the d-axis current Id and the q-axis current Iq based on the d-axis current Id and the q-axis current Iq obtained by converting the current sensor signals Iu, Iv, and Iw by the three-phase / dq converter 25. It is determined whether or not the amount of change compared to is less than or equal to a predetermined value (a level at which torque is not generated). If it is confirmed that the amount of change is not more than the predetermined value, the process proceeds to step S70. If the amount of change in the d-axis current Id and the q-axis current Iq is not less than the predetermined value, the process proceeds to step S80 and the discharge is stopped.

図8は、上記ステップS63の処理におけるスイッチング素子Tr1〜Tr6のゲート信号波形を示すタイミングチャートである。すなわち、放電制御部28にて、q軸電圧指令値Vqおよびd軸電圧指令値Vdをともに0Vに設定した場合の、ゲート駆動回路からの各スイッチング素子Tr1〜Tr6へのゲート駆動信号GUP、GUN、GVP、GVN、GWP、GWNと、インバータ出力端子電圧Vu、Vv、Vwと、コンデンサ5からの出力電流Icapとを示すタイミングチャートである。 FIG. 8 is a timing chart showing gate signal waveforms of the switching elements Tr1 to Tr6 in the process of step S63. That is, when the q-axis voltage command value Vq * and the d-axis voltage command value Vd * are both set to 0 V in the discharge control unit 28, the gate drive signal GUP from the gate drive circuit to the switching elements Tr1 to Tr6. , GUN, GVP, GVN, GWP, GWN, inverter output terminal voltages Vu, Vv, Vw, and output current Icap from capacitor 5 are timing charts.

図8におけるTはスイッチング素子のON周期を示し、DTは、Hiサイドのスイッチング素子Tr1,Tr3,Tr5がOFF、かつLoサイドのスイッチング素子Tr2,Tr4,Tr6がOFFの期間(デッドタイム)を示す。 In FIG. 8, T indicates the ON period of the switching element, and DT indicates a period (dead time) in which the Hi-side switching elements Tr1, Tr3, Tr5 are OFF and the Lo-side switching elements Tr2, Tr4, Tr6 are OFF. .

本例における放電処理時のゲート駆動信号は、Hiサイドのスイッチング素子Tr1,Tr3,Tr5のON期間と、Loサイドのスイッチング素子Tr2,Tr4,Tr6のON期間とが互いに重ならない周波数とされている。また、Hiサイドのスイッチング素子Tr1,Tr3,Tr5のON及びOFFの周期は同一とされ位相差もゼロとされている。また、Loサイドのスイッチング素子Tr2,Tr4,Tr6のON及びOFFの周期は同一とされ位相差もゼロとされている。 The gate drive signal during the discharge process in this example has a frequency at which the ON period of the Hi-side switching elements Tr1, Tr3, Tr5 and the ON period of the Lo-side switching elements Tr2, Tr4, Tr6 do not overlap each other. . Further, the ON and OFF cycles of the Hi-side switching elements Tr1, Tr3, Tr5 are the same, and the phase difference is also zero. Further, the ON and OFF cycles of the Lo-side switching elements Tr2, Tr4, Tr6 are the same, and the phase difference is also zero.

さらに、図3に示す実施形態に比べて、デッドタイムDTが大きく設定されている。 Further, the dead time DT is set larger than that in the embodiment shown in FIG.

モータ4が回転している場合のインバータ3のスイッチング動作による放電動作において、モータ4に負トルクが発生しない条件は、モータ4からLoサイドのスイッチング素子を介してコンデンサ5に流れ込むモータ電流iLや、モータ4からHiサイドのスイッチング素子に接続された整流素子を介してコンデンサ5に流れ込むモータ電流iLを流さないことであり、この条件を式2に示す。モータ線間電圧をVuv、整流素子D1〜D6の順方向電圧をVfとすると、
[式2]

Figure 0005375052
式2において、モータ線間電圧Vuvは、モータ回転数と比例するため、デッドタイムDTを大きくすれば、モータ4が回転している時の負トルクを抑制することができる。 In the discharge operation by the switching operation of the inverter 3 when the motor 4 is rotating, the condition that the negative torque is not generated in the motor 4 is that the motor current iL flowing from the motor 4 to the capacitor 5 through the Lo-side switching element, The motor current iL flowing into the capacitor 5 from the motor 4 via the rectifying element connected to the Hi-side switching element is not allowed to flow, and this condition is shown in Equation 2. When the motor line voltage is Vuv and the forward voltage of the rectifying elements D1 to D6 is Vf,
[Formula 2]
Figure 0005375052
In Equation 2, since the motor line voltage Vuv is proportional to the motor rotation speed, the negative torque when the motor 4 is rotating can be suppressed by increasing the dead time DT.

また、ゲート信号GUNがON期間tonはiL1の電流がコンデンサ5へ流れ込み、OFF期間toffは整流素子を介してiL2の電流がコンデンサ5へ流れこむこととし、コンデンサ5の両端電圧をVdc、モータ回転時のモータ線間電圧をVuvとすると、iL1、iL2は式3及び式4のように記述できる。 In addition, when the gate signal GUN is ON period ton, iL1 current flows into the capacitor 5, and during the OFF period toff, iL2 current flows into the capacitor 5 through the rectifying element. If the motor line voltage at the time is Vuv, iL1 and iL2 can be expressed as Equations 3 and 4.

[式3]

Figure 0005375052
[式4]
Figure 0005375052
iL1=iL2より、Vdcは式5で表わされる。 [Formula 3]
Figure 0005375052
[Formula 4]
Figure 0005375052
From iL1 = iL2, Vdc is expressed by Equation 5.

[式5]

Figure 0005375052
式5より、スイッチングオフ時間toffを大きくする、すなわちデッドタイムDTを大きくすることで、昇圧動作の影響を抑制し、モータ線間電圧Vuvとインバータ直流Vdcを同等にすることが可能となる。 [Formula 5]
Figure 0005375052
From Equation 5, by increasing the switching off time toff, that is, by increasing the dead time DT, it is possible to suppress the influence of the boosting operation and make the motor line voltage Vuv and the inverter DC Vdc equal.

なお図8に示すように、インバータ出力端子Vu、Vv、Vwは、上述した第1実施形態(図3参照)と同じ変位電流Icapが得られていることがわかる。 In addition, as shown in FIG. 8, it turns out that the same displacement current Icap as the 1st Embodiment mentioned above (refer FIG. 3) is obtained at inverter output terminal Vu, Vv, Vw.

また既述したとおり、インバータ3を構成するスイッチング素子Tr1〜Tr6の過熱異常や過電流異常の状態は、ゲート駆動回路9からIGBT異常信号としてモータコントローラ10へ入力されている(図1参照)。通常、モータ4の駆動制御中は、IGBT異常信号に基づき、PWM信号を停止する処置が実行されるが、本例の放電制御中はIGBT異常時のPWM信号の停止処理は行わず(図7のステップS45)、図示しないゲート駆動回路9内に設けられた各スイッチング素子のゲート停止回路でゲート信号の出力停止を継続することになる。 As described above, the overheat abnormality or overcurrent abnormality state of the switching elements Tr1 to Tr6 constituting the inverter 3 is input from the gate drive circuit 9 to the motor controller 10 as an IGBT abnormality signal (see FIG. 1). Normally, during the drive control of the motor 4, a procedure for stopping the PWM signal is executed based on the IGBT abnormality signal. However, during the discharge control of this example, the PWM signal is not stopped when the IGBT is abnormal (FIG. 7). Step S45), the gate signal output stop is continued by the gate stop circuit of each switching element provided in the gate drive circuit 9 (not shown).

発明の実施形態に係る電気自動車の駆動電源装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the drive power supply device of the electric vehicle which concerns on embodiment of invention. 図1のモータコントローラの要部を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the principal part of the motor controller of FIG. 図1に示す駆動電源装置の放電処理の動作を示すタイミングチャートである。2 is a timing chart showing an operation of a discharge process of the drive power supply device shown in FIG. 図1に示す駆動電源装置の放電処理手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the discharge processing procedure of the drive power supply device shown in FIG. 図4の放電処理時における各構成部の動作状態を示すタイミングチャートである。FIG. 5 is a timing chart showing an operation state of each component during the discharge process of FIG. 4. FIG. 図1に示す駆動電源装置の放電処理手順の他例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the other example of the discharge processing procedure of the drive power supply device shown in FIG. 図1に示す駆動電源装置の放電処理手順のさらに他例を示すフローチャートである。7 is a flowchart showing still another example of the discharge processing procedure of the drive power supply device shown in FIG. 1. 図7のステップS63処理におけるスイッチング素子のゲート信号波形を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the gate signal waveform of the switching element in step S63 processing of FIG.

符号の説明Explanation of symbols

1…バッテリ
2…リレー
3…インバータ
4…モータ
5…コンデンサ
6…電流センサ
7…回転子位置センサ
8…電圧センサ
9…ゲート駆動回路
10…モータコントローラ
11…車両コントローラ
Tr1〜Tr6…スイッチング素子
D1〜D6…整流素子
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Battery 2 ... Relay 3 ... Inverter 4 ... Motor 5 ... Capacitor 6 ... Current sensor 7 ... Rotor position sensor 8 ... Voltage sensor 9 ... Gate drive circuit 10 ... Motor controller 11 ... Vehicle controller Tr1-Tr6 ... Switching element D1- D6: Rectifying element

Claims (14)

直流電源の出力を平滑化する蓄電手段と、
前記蓄電手段の両端子にそれぞれ接続された複数対のスイッチング素子と、
前記各スイッチング素子に並列に接続された整流素子と、
前記スイッチング素子のON/OFFを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段と、を備えたインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記蓄電手段に蓄電された電荷が前記スイッチング素子及び前記整流素子に変位電流として流れるように、前記複数対のスイッチング素子のうち、一方側の複数のスイッチング素子をONとし、他方側の複数のスイッチング素子をOFFとすることを交互に動作させることを特徴とするインバータの放電装置。
Power storage means for smoothing the output of the DC power supply;
A plurality of pairs of switching elements respectively connected to both terminals of the power storage means;
A rectifying element connected in parallel to each of the switching elements;
A control means for controlling ON / OFF of the switching element to convert the DC power of the DC power source into AC power;
The control means turns on a plurality of switching elements on one side of the plurality of pairs of switching elements so that electric charges stored in the power storage means flow as displacement currents to the switching elements and the rectifying elements, An inverter discharge device, wherein a plurality of switching elements on the side are alternately turned off .
請求項1に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記対をなすスイッチング素子のON期間が互いに重ならない周波数で当該スイッチング素子を交互にON/OFF駆動させることを特徴とするインバータの放電装置。
The discharge device for an inverter according to claim 1,
The control means causes the switching elements to alternately turn ON / OFF at a frequency such that the ON periods of the paired switching elements do not overlap each other.
請求項2に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記蓄電手段の同一の端子側に接続された複数のスイッチング素子のON/OFF駆動周期および位相を同一とすることを特徴とするインバータの放電装置。
The discharge device for an inverter according to claim 2,
The inverter discharge device according to claim 1, wherein the control means makes the ON / OFF drive cycles and phases of a plurality of switching elements connected to the same terminal side of the power storage means the same.
請求項1〜3のいずれか一項に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、所定の放電時間が経過したら放電処理を終了することを特徴とするインバータの放電装置。
In the discharge device of the inverter according to any one of claims 1 to 3,
The inverter discharge device according to claim 1, wherein the control means ends the discharge process when a predetermined discharge time has elapsed.
請求項1〜4のいずれか一項に記載のインバータの放電装置において、
前記直流電源と前記インバータとの電気的接続を入切するスイッチ手段を備え、
前記制御手段は、前記スイッチ手段が接続されているか否かを検出し、当該スイッチ手段が接続されていない場合にのみ、前記蓄電手段に蓄電された電荷が前記スイッチング素子及び前記整流素子に変位電流として流れるように、前記スイッチング素子のON/OFF動作を制御することを特徴とするインバータの放電装置。
In the discharge device of the inverter according to any one of claims 1 to 4,
Switch means for turning on and off the electrical connection between the DC power source and the inverter;
The control means detects whether or not the switch means is connected, and only when the switch means is not connected, the charge stored in the power storage means is displaced to the switching element and the rectifier element. The inverter discharge device controls the ON / OFF operation of the switching element so as to flow as follows.
請求項1〜5のいずれか一項に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段により変換された交流電力をモータへ出力する出力手段を備え、
前記制御手段は、前記出力手段を介して前記モータへ出力する励磁電圧指令値およびトルク電圧指令値をゼロに設定することを特徴とするインバータの放電装置。
In the inverter discharge device according to any one of claims 1 to 5,
Comprising output means for outputting the AC power converted by the control means to the motor;
The control device sets the excitation voltage command value and torque voltage command value to be output to the motor via the output device to zero, the discharge device for an inverter,
請求項6に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記蓄電手段に蓄電された電荷を放電する場合の前記スイッチング素子に対するON/OFF駆動周波数を、前記モータを駆動制御する場合の前記スイッチング素子に対するON/OFF駆動周波数より高い周波数に設定することを特徴とするインバータの放電装置。
The inverter discharge device according to claim 6,
The control means sets the ON / OFF drive frequency for the switching element when discharging the electric charge stored in the power storage means to a frequency higher than the ON / OFF drive frequency for the switching element when driving the motor. A discharge device for an inverter, characterized by being set.
請求項6又は7に記載のインバータの放電装置において、
前記蓄電手段の電圧を検出する電圧検出手段を備え、
前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された前記蓄電手段の電圧が所定値以上である場合は、前記蓄電手段に蓄電された電荷を放電する場合の前記スイッチング素子に対するON/OFF駆動周波数を、前記蓄電手段の電圧が前記所定値未満である場合のON/OFF駆動周波数に比べて、高く設定することを特徴とするインバータの放電装置。
The discharge device for an inverter according to claim 6 or 7,
Voltage detecting means for detecting the voltage of the power storage means,
When the voltage of the power storage unit detected by the voltage detection unit is equal to or higher than a predetermined value, the control unit sets an ON / OFF drive frequency for the switching element when discharging the charge stored in the power storage unit. An inverter discharge device characterized in that it is set higher than the ON / OFF drive frequency when the voltage of the power storage means is less than the predetermined value.
請求項6〜8のいずれか一項に記載のインバータの放電装置において、
前記モータの回転数を検出する回転数検出手段を備え、
前記制御手段は、前記回転数検出手段により検出された前記モータの回転数が所定回転数以下の場合にのみ、前記蓄電手段に蓄電された電荷が前記スイッチング素子及び前記整流素子に変位電流として流れるように、前記スイッチング素子のON/OFF動作を制御することを特徴とするインバータの放電装置。
In the discharge device of the inverter according to any one of claims 6 to 8,
A rotation speed detecting means for detecting the rotation speed of the motor;
The control means is configured such that the charge stored in the power storage means flows as a displacement current to the switching element and the rectifying element only when the rotation speed of the motor detected by the rotation speed detection means is equal to or less than a predetermined rotation speed. Thus, the ON / OFF operation of the switching element is controlled as described above.
請求項9に記載のインバータの放電装置において、
前記モータの各相に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された前記各相に流れる電流の変化量を検出し、当該変化量に基づいて前記回転数検出手段、前記スイッチング素子、前記整流素子および前記制御手段の動作異常を判断することを特徴とするインバータの放電装置。
The discharge device for an inverter according to claim 9,
Comprising current detection means for detecting current flowing in each phase of the motor;
The control means detects a change amount of the current flowing in each phase detected by the current detection means, and based on the change amount, the rotation speed detection means, the switching element, the rectifier element, and the control means An inverter discharge device characterized by determining an operation abnormality.
請求項10に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記いずれかのスイッチング素子、前記いずれかの整流素子又は前記回転数検出手段が動作異常であると判断した場合に放電処理を終了することを特徴とするインバータの放電装置。
The discharge device for an inverter according to claim 10,
The inverter discharge device according to claim 1, wherein the control means ends the discharge process when it is determined that any one of the switching elements, any of the rectifying elements, or the rotation speed detecting means is abnormal in operation.
請求項10に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記いずれかのスイッチング素子又は前記整流素子が動作異常であると判断した場合に、
前記回転数検出手段により検出された前記モータの回転数が所定値以上であるときは放電処理を終了し、前記モータの回転数が所定値未満であるときは動作異常と判断されたスイッチング素子を除くスイッチング素子をON/OFF駆動することを特徴とするインバータの放電装置。
The discharge device for an inverter according to claim 10,
When the control means determines that any one of the switching elements or the rectifying element is abnormal in operation,
When the rotational speed of the motor detected by the rotational speed detection means is greater than or equal to a predetermined value, the discharge process is terminated, and when the rotational speed of the motor is less than the predetermined value, a switching element that is determined to be abnormal in operation is provided. An inverter discharge device characterized in that the switching elements other than the switching element are driven ON / OFF.
請求項10に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された前記各相に流れる電流の変化量が所定値以上である場合に、前記スイッチング素子のON期間を最小値に設定することを特徴とするインバータの放電装置。
The discharge device for an inverter according to claim 10,
The control means sets the ON period of the switching element to a minimum value when the amount of change in the current flowing through each phase detected by the current detection means is a predetermined value or more. Discharge device.
請求項13に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記スイッチング素子のON期間を最小値に設定した後の、前記電流検出手段により検出された前記各相に流れる電流の変化量が所定値未満である場合は、前記蓄電手段に蓄電された電荷が前記スイッチング素子及び前記整流素子に変位電流として流れるように、前記スイッチング素子のON/OFF動作を制御することを特徴とするインバータの放電装置。
The inverter discharge device according to claim 13,
When the amount of change in the current flowing through each phase detected by the current detection means after the ON period of the switching element is set to a minimum value is less than a predetermined value, the control means An inverter discharge device, wherein the ON / OFF operation of the switching element is controlled so that the stored charge flows as a displacement current to the switching element and the rectifying element.
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