JP5366684B2 - 受信装置および通信システム - Google Patents

Description

本発明は、高速フェージング環境下における受信装置、送信装置および通信システムに関する。

伝送路特性変動に対する高速追随を実施するための従来の技術として、ビタビアルゴリズムに基づく生き残りパスごとに伝送路推定を行い、伝送路推定とパス選択を同時に行いながら信号判定を行う適応型最尤系列推定を実施する手法がある。

たとえば、下記特許文献１に記載の最尤系列推定装置は、最尤系列推定回路と、最尤系列推定回路に接続された制御回路と、制御回路に接続された複数の伝送路特性推定回路と、を有する。制御回路は、最尤系列推定回路から生起する可能性のあるデータの組み合わせである各々のステートに対する生き残り系列を受け取り、複数の伝送路特性推定回路から伝送路特性の推定値を受け取り、各々のステートに対する生き残り系列とこれに従った過去の伝送路特性の推定値と、を各々の伝送路特性推定回路に出力する。また、制御回路は、各々のステートに対する現時点の伝送路特性の推定値を最尤系列推定回路に出力する。伝送路特性推定回路は、受信信号と制御回路からの出力と、に基づいてステート毎に伝送路特性を推定し、最尤系列推定回路は、受信信号と制御回路からの出力とに基づいて、ステート毎に異なった伝送路特性の推定値を用いて最尤系列を推定する。

特開平３−１６５６３２号公報

しかしながら、上記従来の技術によれば、伝送シンボルレート比率でたとえば５％を超えるようなドップラー変動が存在する高速フェージング伝送路下で通信を行った場合、伝送路推定の追従速度よりも伝送路の変動速度が速くなり追従することができない。そのため、伝送路推定精度が劣化し、ビット誤り率の品質が低下する、という問題があった。

また、上記従来の技術では、伝送路推定の追従速度を高める忘却係数またはステップサイズパラメータを設定することが可能だが、このようなパラメータで追従性を向上させた場合、雑音の影響を受けやすくなり低ＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）時の伝送特性に劣化が生じる、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高速フェージング伝送環境下で高い伝送路推定精度を実現することができる受信装置、送信装置および通信システムを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、受信信号に対してビタビアルゴリズムに基づく生き残りパス毎に伝送路推定とパス選択を同時に行いながら信号判定を行う適応型最尤系列推定を行う受信装置であって、受信信号を記憶するための受信信号記憶手段と、前記受信信号記憶手段から信号判定処理対象の受信信号を現時刻受信信号として読み出し、前記現時刻受信信号と保持している過去に算出した伝送路推定値と現時刻のビタビアルゴリズムに基づく状態ごとの送信パタンである現時刻送信パタンとに基づいて時間軸の順方向に推定した現時刻の伝送路推定値である順方向伝送路推定値を算出し、また、前記現時刻受信信号と前記現時刻送信パタンと前記現時刻受信信号より後に送信された受信信号と前記現時刻受信信号より後に送信された受信信号における時刻の送信パタンとに基づいて算出された伝送路推定値である未来時刻伝送路推定値とに基づいて時間軸の逆方向に推定した現時刻の伝送路推定値である逆方向伝送路推定値を算出する現時刻伝送路推定手段と、前記受信信号記憶手段から信号判定処理対象の受信信号を未来時刻受信信号として読み出し、前記未来時刻受信信号と前記順方向伝送路推定値と未来時刻のビタビアルゴリズムに基づく状態ごとの送信パタンである未来時刻送信パタンとに基づいて前記未来時刻伝送路推定値を算出する未来時刻伝送路推定手段と、前記順方向伝送路推定値と前記逆方向伝送路推定値を合成した合成伝送路推定値を算出する伝送路推定値合成手段と、前記合成伝送路推定値と送信系列パタンとに基づいて受信信号のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、前記レプリカと受信信号とに基づいて信頼度情報を作成する信頼度情報作成手段と、前記現時刻送信パタンおよび前記未来時刻送信パタンを生成し、前記信頼度情報に基づいて前記パス選択と前記信号判定を行うビタビアルゴリズム処理手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、未来時刻伝送路推定手段が、未来時刻の受信信号を用いて未来時刻の伝送路推定値を求め、現時刻伝送路推定手段が、現時刻の受信信号を用いて時間軸の順方向に求めた現時刻の順方向伝送路推定値を求め、また、未来時刻の伝送路推定値に基づいて時間軸の逆方向に求めた現時刻の逆方向伝送路推定値を求め、伝送路推定値合成手段が、順方向伝送路推定値と逆方向伝送路推定値を合成し、レプリカ生成手段が合成後の伝送路推定値を用いて受信信号のレプリカを作成し、信頼度情報作成手段がそのレプリカと受信信号に基づいて信頼度情報を求め、ビタビアルゴリズム処理手段が、その信頼度情報を用いて生き残りパスの選択および信号判定を行うようにしたので、高速フェージング伝送環境下で高い伝送路推定精度を実現することができる、という効果を奏する。

図１は、本発明にかかる受信装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１の最尤系列推定復調器の構成例を示す図である。 図３は、実施の形態１の現時刻伝送路推定部、未来時刻伝送路推定部および伝送路推定値合成部の伝送路推定手順を説明するための説明図である。 図４は、実施の形態２の最尤系列推定復調器の構成例を示す図である。 図５は、伝送路推定誤差制限部の処理を説明するための図である。 図６は、実施の形態３の送信装置の機能構成例を示す図である。 図７は、既知系列多重部が生成する送信フレームの構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる受信装置、送信装置および通信システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる受信装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。図１に示すように本実施の形態の受信装置は、電波を受信する受信アンテナ１と、受信アンテナ１が受信したアナログ受信信号に対してダウンサンプリングおよびＡ／Ｄ（Analog／Digital）変換を行いデジタル複素ベースバンド受信信号に変換する高周波部２と、デジタル複素ベースバンド受信信号に対して帯域制限を行う波形整形フィルタ部３と、帯域制限後のデジタル複素ベースバンド受信信号を格納するための記憶手段である受信信号メモリ４と、デジタル複素ベースバンド受信信号に基づいて伝送路情報を推定し、ビタビアルゴリズムに基づく最尤系列推定を行う伝送路推定型最尤系列推定復調器である最尤系列推定復調器５と、で構成される。

図２は、本実施の形態の最尤系列推定復調器５の構成例を示す図である。受信信号メモリ４についても、説明のため図示している。以下、最尤系列推定復調器５の処理では、受信信号メモリ４に格納されるデジタル複素ベースバンド受信信号を用いるが、説明を簡素化するためこのデジタル複素ベースバンド受信信号を受信信号と表記する。

図２に示すように、本実施の形態の最尤系列推定復調器５は、現時刻の受信信号１０１に基づいて伝送路を推定し推定結果を現時刻伝送路推定値とする現時刻伝送路推定部５１と、未来時刻の受信信号１０２に基づいて伝送路を推定し推定結果を未来時刻伝送路推定値とする未来時刻伝送路推定部５２と、現時刻伝送路推定値と未来時刻伝送路推定値を合成する伝送路推定値合成部５３と、送信系列パタン１０３と伝送路推定値合成部５３の合成結果とに基づいて受信信号のレプリカを作成するレプリカ生成部５４と、現時刻の受信信号１０１と未来時刻の受信信号１０２とレプリカ生成部５４が生成したレプリカに基づいて信頼度情報を作成する信頼度情報作成部５５と、ビタビアルゴリズムに基づく状態毎の生き残りパス選択、生き残りパス信頼度情報更新、送信系列パタン１０３の生成および信号判定を行うビタビアルゴリズム処理部５６と、で構成される。

図１および図２を用いて、本実施の形態の受信装置の構成と動作について説明する。ここでは、本実施の形態の受信装置が、畳み込み符号化したＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調信号を用いた通信システムにおける受信装置として動作する場合を例にあげて説明する。なお、符号化および変調方式に特に限定はなく、これに限らず、どのような方式としてもよい。

まず、受信アンテナ１が、電波としてアナログ信号を受信し、高周波部２が、受信アンテナ１が受信したアナログ信号をベースバンド信号に変換し、ベースバンド信号に変換された受信信号に対してＡ／Ｄ変換を行い、複素ベースバンド受信信号とする。波形整形フィルタ部３は、複素ベースバンド受信信号に対して、所定の帯域以外の成分を除去するよう帯域制限を行う。受信信号メモリ４は、帯域制限後の複素ベースバンド受信信号のうち、復調処理単位で必要な範囲の信号を記憶する。

つぎに、最尤系列推定復調器５の動作について図２を用いて説明する。最尤系列推定復調器５は、現時刻伝送路推定部５１は、信号判定処理対象の受信信号（複素ベースバンド受信信号）を受信信号メモリ４から読み出し、また、未来時刻伝送路推定部５２は、信号判定処理対象の受信信号より後に受信した受信信号を読み出す。なお、以下信号判定の処置対象の受信信号に対応するシンボル時刻（シンボル周期で離散化した時刻）を現時刻（以下、現時刻という）とし、処理対象のシンボルに対応するシンボル時刻より後を未来時刻とする。したがって、現時刻伝送路推定部５１は、現時刻の受信信号１０１を読み出し、未来時刻伝送路推定部５２は、未来時刻の受信信号１０２を読み出すことになる。

なお、受信信号メモリ４からの受信信号の読み出しは、上記のように現時刻伝送路推定部５１および未来時刻伝送路推定部５２が行ってもよいし、最尤系列推定復調器５が、別途、全体の制御手段を設けてその制御手段が読み出すなど、他の手段が読み出して、現時刻伝送路推定部５１、未来時刻伝送路推定部５２に入力するようにしてもよい。

現時刻伝送路推定部５１は、現時刻の受信信号１０１とビタビアルゴリズム処理部５６から出力されるビタビアルゴリズムに基づく現時刻の状態パスにおける送信系列パタンとを用いて、時間軸の順方向（過去から現在に向かう方法）に向けた伝送路推定値（以下、順方向伝送路推定値という）の算出を行う。この伝送路推定値の算出方法としては、たとえば、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを適用する方法を用いる。

ＬＭＳアルゴリズムを適用する場合、ビタビアルゴリズムに基づく状態番号をＳとし、シンボル周期で離散化したステップ時刻をｋとし、ビタビアルゴリズムに基づく状態毎のパス番号をＰとし、現時刻の受信信号をｒ_kとし、時間軸方向に向けての更新ステップサイズをμとするとき、更新後の伝送路推定値ｃ_k ^Sを、以下の式（１）に従って求めることができる。なお、ｘ^*は、ｘの複素共役を示す。なお、現時刻伝送路推定部５１は、算出したｃ_k ^Sを保持することとし、保持しているｃ_k ^Sを次の処理の際にｃ_k-1 ^Sとして用いる。

なお、ここでは、伝送路推定値算出方法としてＬＭＳアルゴリズムを用いる例を説明するが、伝送路推定値算出方法にはどのような伝送路推定アルゴリズムを用いてもよい。たとえば、以下の式（２）で示すように、忘却係数を用いて伝送路推定値を平均することにより、伝送路推定値を求めることも可能である。なお、αは、忘却係数（０≦α≦１）を表す。

未来時刻伝送路推定部５２は、未来時刻の受信信号１０２と、ビタビアルゴリズム処理部５６から出力されるビタビアルゴリズムに基づく未来時刻の状態パスにおける送信系列パタンと、現時刻伝送路推定部５１が求めた現時刻における順方向伝送路推定値と、を用いて、未来時刻の伝送路推定値を求める。現時刻伝送路推定部５１の処理と同様に、この際の伝送路推定値算出方法に制約はないが、たとえばＬＭＳアルゴリズムを適用して、ｋ＋１時刻の伝送路推定値を更新する場合は、以下の式（３）に従って更新後の伝送路推定値を求める。

上記式（３）の結果とｋ＋２時刻以降の受信信号とを用いて、上記式（３）をくり返し計算することによって、さらに未来の時刻（ｋ＋２，ｋ＋３，…）の伝送路推定値を求めることが可能である。

現時刻伝送路推定部５１は、未来時刻伝送路推定部５２が求めた未来時刻の伝送路推定値を用いて、以下の式（４）に従って、時間軸の逆方向に向けて推定した現時刻の伝送路推定値ｃ_k ^S´（以下、逆方向伝送路推定値という）を求める。なお、時間軸の逆方向に向けての推定の更新ステップサイズをμ´とする。

伝送路推定値合成部５３は、現時刻伝送路推定部５１が求めた現時刻の順方向伝送路推定値ｃ_k ^Sと逆方向伝送路推定値ｃ_k ^S´とを用いて、伝送路推定値の合成を行う。伝送路推定値の合成は以下の式（５）を計算することにより行う。

ここで、β₀，β₁は平均化係数（０≦β₀≦１，０≦β₁≦１）を表し、ｉは未来の時刻情報を表している。たとえば、未来にＮ時刻までの情報を取り扱う場合はｉ＝｛０，１，…，Ｎ｝の範囲となり、つまり、伝送路推定値合成部５３では、未来時刻方向に考慮した時刻数分の伝送路推定値の合成結果が得られることになる。ここでは、Ｎ＝１として説明するが、Ｎを２以上とする場合は、上記式（３）に従って、Ｎまでの範囲の未来時刻について、順方向伝送路推定値を求め、また、上記式（４）に従って、逆方向伝送路推定値を求めておき、それぞれの時刻について式（５）に従って合成結果を得ることができる。

レプリカ生成部５４は、伝送路推定値合成部５３が求めた伝送路推定値（合成結果）、ビタビアルゴリズム処理部５６から出力されるビタビアルゴリズムに基づく未来時刻の状態パスにおける送信系列パタンと、を用いて、以下の式（６）に従い、受信信号に対するレプリカをそれぞれ計算する。なお、現時刻の受信信号のレプリカを計算する場合は、上記式（６）でｉ＝０となり、未来時刻の受信信号のレプリカを計算する場合は、ｉは１以上となる。

信頼度情報作成部５５は、レプリカ生成部５４が求めたレプリカと現時刻の受信信号１０１と未来時刻の受信信号１０２とを用いて、ビタビアルゴリズムに基づくパスの信頼度情報Ｍ_k ^Pを求める。具体的な計算例を以下の式（７）に示す。なお、信頼度情報はこれに限らず、どのような方法で求めてもよい。

ビタビアルゴリズム処理部５６は、ビタビアルゴリズムに基づいた状態パス毎の送信系列パタン生成を行い、送信系列パタンを現時刻伝送路推定部５１，未来時刻伝送路推定部５２，レプリカ生成部５４に出力する。また、ビタビアルゴリズム処理部５６は、信頼度情報作成部５５から出力される信頼度情報に基づいて、生き残りパス選択および信号判定処理を行う。

なお、本実施の形態では、伝送路推定値は１タップとして説明しているが、１つ以上の伝送路推定タップを用いて符号間干渉伝送路を補償するための適応等化処理として伝送路推定値を更新することも可能である。

また、本実施の形態では、現在から未来の時間方向、未来から現在の時間方向に伝送路推定を行う際に、それぞれ推定に用いるパラメータ（ステップサイズ、忘却係数、またはそれに準ずるもの）を独立な任意の値に設定することを特徴としている。

図３は、本実施の形態の現時刻伝送路推定部５１、未来時刻伝送路推定部５２および伝送路推定値合成部５３の伝送路推定手順を説明するための説明図である。図３では、時刻ｋ（ｋはシンボル周期を量子化単位として離散化した時刻）におけるキャリアの伝送路応答値を伝送路応答値２００とし、時間軸の順方向に推定した時刻ｋの受信信号に対する伝送路推定値を伝送路推定値２０１とし、時刻ｋ＋１におけるキャリアの伝送路応答値を伝送路応答値２０２とし、時間軸の順方向に推定した時刻ｋ＋１の受信信号に対する伝送路推定値を伝送路推定値２０３とし、時間軸の逆方向に推定した時刻ｋの受信信号に対する伝送路推定値を伝送路推定値２０４とし、伝送路推定値２０１と伝送路推定値２０４を合成した結果を合成伝送路推定値２０５として示している。

図３を用いて、現時刻伝送路推定部５１、未来時刻伝送路推定部５２および伝送路推定値合成部５３の伝送路推定手順が実施する伝送路推定手順を説明する。ここでは、説明を簡単にするため未来時刻情報は１時刻先までを考慮する場合について述べる。

（Ａ）現時刻伝送路推定部５１が、時刻ｋの受信信号に対する伝送路推定値２０１を計算する。なお、ここでは時刻ｋを現時刻に相当する時刻とする。

（Ｂ）未来時刻伝送路推定部５２が、伝送路推定値２０１を用いて時刻ｋ＋１の受信信号に対する伝送路推定値２０３を求める。

（Ｃ）現時刻伝送路推定部５１が、伝送路推定値２０３を用いて時間軸の逆方向に推定した時刻ｋの受信信号に対する伝送路推定値２０４を求める。

（Ｄ）伝送路推定値合成部５３が、伝送路推定値２０１と伝送路推定値２０４を合成した伝送路推定値２０５を求める。

以上のように、本実施の形態では、未来時刻伝送路推定部５２が、未来時刻の受信信号１０２を用いて未来時刻の伝送路推定値を求め、現時刻伝送路推定部５１が、現時刻の受信信号を用いて時間軸の順方向に求めた現時刻の順方向伝送路推定値を求め、また、未来時刻の伝送路推定値に基づいて時間軸の逆方向に求めた現時刻の逆方向伝送路推定値を求め、伝送路推定値合成部５３が、順方向伝送路推定値と逆方向伝送路推定値を合成する。そして、レプリカ生成部５４が合成後の伝送路推定値を用いて受信信号のレプリカを作成し、信頼度情報作成部５５はそのレプリカと受信信号に基づいて信頼度情報を求め、ビタビアルゴリズム処理部５６が、その信頼度情報を用いて生き残りパスの選択および信号判定を行うようにした。そのため、高速な伝送路変動下でも安定かつ高精度な伝送路推定を実現し、伝送路変動への高速追従性能を改善することができる。

実施の形態２．
図４は、本発明にかかる受信装置の実施の形態２の最尤系列推定復調器の構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置は、実施の形態１の最尤系列推定復調器５を本実施の形態の最尤系列推定復調器に替える以外は、実施の形態１と同様である。また、本実施の形態の最尤系列推定復調器は、実施の形態１の最尤系列推定復調器５に伝送路推定誤差制御部５７を追加する以外は実施の形態１の最尤系列推定復調器５と同様である。実施の形態１と同一の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して説明を省略する。

伝送路推定誤差制限部５７は、現時刻伝送路推定部５１，未来時刻伝送路推定部５２が求めた伝送路推定値と、１つ前の時刻で求めた伝送路推定値との差を求め、その差が所定の制限範囲外である場合に、その制限範囲となるようクリップを行う。実施の形態１では、現時刻伝送路推定部５１，未来時刻伝送路推定部５２が伝送路推定値を求める際、１時刻あたりの更新量（その時点で求めた伝送路推定値と１つ前の時刻で求めた伝送路推定値との差）に特に制限を設けていないが、本実施の形態では、この更新量に制約を設ける。

図５は、本実施の形態の伝送路推定誤差制限部の処理を説明するための図である。図５では、時刻ｋにおける伝送路推定値を中心とするｋ＋１時刻の伝送路推定値に対する更新量の制限範囲を制限範囲３００とし、時刻ｋにおけるキャリアの伝送路応答値を伝送路応答値３０１とし、時刻ｋにおける伝送路推定値を伝送路推定値３０２とし、時刻ｋ＋１におけるキャリアの伝送路応答値を伝送路応答値３０３とし、時刻ｋ＋１における伝送路推定値を伝送路推定値３０４とし、更新量に制限をかけた場合の時刻ｋ＋１における伝送路推定値３０５を示している。

図５を用いて本実施の形態のポイントである伝送路推定誤差制限部５７の動作を説明する。ここでは、説明を簡単にするため時刻ｋから１時刻先のｋ＋１に伝送路推定値を更新する場合について説明する。現時刻伝送路推定部５１は実施の形態１と同様に、時刻ｋの受信信号に対する順方向伝送路推定値（図５の伝送路推定値３０２）を求め、未来時刻伝送路推定部５２は、実施の形態１と同様にその順方向伝送路推定値を用いて時刻ｋ＋１の伝送路推定値３０４を求める。

伝送路推定誤差制限部５７は、未来時刻伝送路推定部５２が求めた時刻ｋ＋１の伝送路推定値３０４が伝送路推定値３０２を中心とする制限範囲の外に位置した場合、制限範囲内の最大値に更新量を制限し、制限後の伝送路推定値３０５を求める。ここでは、伝送路推定誤差制限部５７は、伝送路推定値３０２から伝送路推定値３０４に至る方向で、かつ、制限範囲３００内で更新量が最大となる値を制限後の伝送路推定値としている。制限をかける方法は、これに限らず、たとえば過去の伝送路推定値の変動方向を観測し、その観測結果に基づいて次に変動する方向を予測して、予測した方向に位置するよう制限をかけてもよい。また、伝送路推定値３０４と伝送路推定値３０２の差分の電力を観測し、その差分が所定のしきい値を超えた場合に、差分がしきい値以内となるように制限をかけるようにしてもよい。

同様に、伝送路推定誤差制限部５７は、現時刻伝送路推定部５１が、時刻ｋの受信信号に基づいて順方向伝送路推定値を求める際に、時刻ｋの順方向伝送路推定値に対してｋ−１の順方向伝送路推定値からの更新量に制限を付けて求める。なお、ここでは、伝送路推定誤差制限部５７が、順方向伝送路推定値と未来時刻伝送路推定値の両方について、更新量に制限を設けるようにしたが、どちらか一方のみに制限を設けるようにしてもよい。以上述べた以外の本実施の形態の動作は実施の形態１と同様である。

また、制限範囲３００は、適用するシステムで想定されるキャリア周波数オフセット、通信端末（自装置または通信相手の装置：通信相手装置との相対移動速度）の移動速度、マルチパス遅延波の遅延時間・電力およびそれらに準ずるものなどに基づいて規定することができる。

以上のように、本実施の形態では、伝送路推定誤差制限部５７が、現時刻伝送路推定部５１および未来時刻伝送路推定部５２の伝送路推定値の１時刻あたりの更新量が所定の制限範囲となるよう制限するようにした。そのため、実施の形態１と同等の高速な伝送路変動に追従する伝送路推定を実現しつつ、雑音の影響が大きい低ＣＮＲ環境下で雑音の影響による伝送路推定誤差を低減し、ビット誤り率を改善することができる。本実施の形態の特徴は、高速追従性を失わずに低ＣＮＲでの品質改善効果を有することである。

実施の形態３．
図６は、本発明にかかる送信装置の実施の形態３の機能構成例を示す図である。図６に示すように、本実施の形態の送信装置は、送信情報ビットと既知系列を多重化して送信フレームを生成する既知系列多重部６と、送信フレームに対して符号化を行う符号化部７と、符号化後のデータに対してデジタル変調を行いベースバンド変調信号とする変調部８と、ベースバンド変調信号に対して帯域制限を行う波形整形フィルタ部９と、帯域制限後のベースバンド変調信号を搬送波周波数に変換する送信高周波部１０と、搬送波周波数に変換された信号を電波として送信する送信アンテナ１１と、で構成される。

図７は、本実施の形態の既知系列多重部６が生成する送信フレームの構成例を示す図である。図７に示すように、本実施の形態の送信フレームは、既知系列ビット（図中のＰ）と送信される情報である送信情報ビット（図中のＤａｔａ）とで構成される。

図６および図７を用いて、本実施の形態の送信装置の動作について説明する。ここでは、畳み込み符号化したＱＰＳＫ変調信号を用いた通信システムにおける送信装置として機能する場合を例にあげて説明する。なお、符号化および変調方法は、これに限らずどのような方式としてもよい。

既知系列多重部６は、送信情報ビットに対して分散して既知系列を挿入して多重し、送信フレームとする。符号化部７は、この送信フレームに対して畳み込み符号化を実施し、変調部８が、符号化後のデータに対してＱＰＳＫ変調を行い、ベースバンド変調信号とする。そして、波形整形フィルタ部９が、ベースバンド変調信号に対して帯域制限を行い、送信高周波部１０が、帯域制限後のベースバンド変調信号を搬送波周波数に変換し、送信アンテナ１１が、搬送波周波数に変換された信号を送信する。

つぎに、本実施の形態の特徴である既知系列多重部６での送信フレーム生成方法について説明する。既知系列多重部６は、図７のように、送信情報ビットを、ブロック長が「畳み込み符号化の拘束長（以下拘束長という）−１」以下となるようなブロックに分割し、ブロックの前後に少なくとも１つ以上の既知系列を挿入し多重する。

たとえば、拘束長を７とする畳み込み符号化を行い、送信情報ビットのブロック長を５とする場合を想定する。その場合、送信情報ビットのブロックの前後に既知系列ビットを１ビットずつ挿入すると、６ビット中に必ず１ビットの既知系列が含まれることになる。したがって、符号化区間４００のうち（拘束長−１）ビット中に１ビットの既知系列を含んだビット系列が生成される。このビット系列は、符号化部７によってすべて畳み込み符号化され、受信装置に送信されることになる。なお、符号化部７の畳み込み符号化の前に（拘束長−１）の長さの終端用のテイルビットを挿入してもよい。

本実施の送信装置は、実施の形態１または実施の形態２の受信装置と通信を行う場合に、効果的である。本実施の形態の送信信号は、（拘束長−１）ビット中に１ビットの既知系列を含んだビット系列であるため、既知系列が含まれるビットを最尤系列推定する場合、既知系列ビットパターンを用いて誤ったパスを除外することができる。すなわち、たとえばビタビアルゴリズムに基づく生き残りパスを選択する場合に、既知系列ビットパターン以外のパスの信頼度を最低値にすることによって誤ったパスを選択しないように制御することができる。

たとえば、実施の形態１の未来時刻への観測時間を１時刻先まで使用した場合、ビタビアルゴリズムに基づく状態が１時刻拡張されるので、（拘束長−１）＋１時刻分の情報を用いて最尤系列推定を行うことになる。その際、送信信号には、（拘束長−１）＋１時刻の中に既知系列が２ビット含まれているので、さらに効果的に誤ったパスを除外することができる。

本説明では、受信側で実施の形態１または実施の形態２の最尤系列推定を行う場合を例にあげて説明したが、従来の最尤系列推定手法を用いる場合にも同様の効果はあり、受信方法を限定するものではない。

また、本説明では畳み込み符号化を例にあげて説明したが、たとえば畳み込み符号化のかわりに差動符号化を行うこととし、最尤系列推定の状態における観測時間長の周期以内で１つ以上の既知系列を挿入し多重して送信してもよい。また、これら以外の符号化を行い、符号化の拘束長内に１つ以上の既知系列が含まれるようにしてもよい。

以上のように、本実施の形態では、畳み込み符号化の拘束長内で、少なくとも１つ以上の既知系列をデータ間に挿入し、畳み込み符号化を施して送信するようにした。そのため、実施の形態１、実施の形態２およびその他の最尤系列推定を用いた受信装置が、受信処理を行う際の状態パスを削減することができる。したがって、高速移動環境下での高速フェージングの影響や雑音の影響を低減する効果があり、受信側での伝送路推定の追従性とビット誤り率を改善することができる。

以上のように、本発明にかかる受信装置、送信装置および通信システムは、高速フェージング環境下における通信システムに有用であり、特に、低ＣＮＲ環境下の通信システムに適している。

１ 受信アンテナ
２ 高周波部
３ 波形整形フィルタ部
４ 受信信号メモリ
５ 最尤系列推定復調器
６ 既知系列多重部
７ 符号化部
８ 変調部
９ 波形整形フィルタ部
１０ 送信高周波部
１１ 送信アンテナ
５１ 現時刻伝送路推定部
５２ 未来時刻伝送路推定部
５３ 伝送路推定値合成部
５４ レプリカ生成部
５５ 信頼度情報作成部
５６ ビタビアルゴリズム処理部
５７ 伝送路推定誤差制御部
１０１ 現時刻の受信信号
１０２ 未来時刻の受信信号
２００，２０２，３０１，３０３ 伝送路応答値
２０１，２０３，２０４，３０２，３０４，３０５ 伝送路推定値
２０５ 合成伝送路推定値
３００ 制限範囲

Claims (7)

1. 受信信号に対してビタビアルゴリズムに基づく生き残りパス毎に伝送路推定とパス選択を同時に行いながら信号判定を実施する適応型最尤系列推定を行う受信装置であって、
   受信信号を記憶するための受信信号記憶手段と、
   前記受信信号記憶手段から信号判定処理対象の受信信号を現時刻受信信号として読み出し、前記現時刻受信信号と保持している過去に算出した伝送路推定値と現時刻のビタビアルゴリズムに基づく状態ごとの送信パタンである現時刻送信パタンとに基づいて時間軸の順方向に推定した現時刻の伝送路推定値である順方向伝送路推定値を算出し、また、前記現時刻受信信号と前記現時刻送信パタンと前記現時刻受信信号より後に送信された受信信号と前記現時刻受信信号より後に送信された受信信号における時刻の送信パタンとに基づいて算出された伝送路推定値である未来時刻伝送路推定値とに基づいて時間軸の逆方向に推定した現時刻の伝送路推定値である逆方向伝送路推定値を算出する現時刻伝送路推定手段と、
   前記受信信号記憶手段から信号判定処理対象の受信信号を未来時刻受信信号として読み出し、前記未来時刻受信信号と前記順方向伝送路推定値と未来時刻のビタビアルゴリズムに基づく状態ごとの送信パタンである未来時刻送信パタンとに基づいて前記未来時刻伝送路推定値を算出する未来時刻伝送路推定手段と、
   前記順方向伝送路推定値と前記逆方向伝送路推定値を合成した合成伝送路推定値を算出する伝送路推定値合成手段と、
   前記合成伝送路推定値と送信系列パタンとに基づいて受信信号のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、
   前記レプリカと受信信号とに基づいて信頼度情報を作成する信頼度情報作成手段と、
   前記現時刻送信パタンおよび前記未来時刻送信パタンを生成し、前記信頼度情報に基づいて前記パス選択と前記信号判定を行うビタビアルゴリズム処理手段と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記現時刻伝送路推定手段は、前記順方向伝送路推定値を算出する際に用いる所定のパラメータと、前記逆方向伝送路推定値を算出する際に用いる前記所定のパラメータと、をそれぞれ独立に設定された値とすることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記現時刻伝送路推定手段は、前記順方向伝送路推定値および前記逆方向伝送路推定値を、ＬＭＳアルゴリズムを用いて算出することとし、前記所定のパラメータをＬＭＳアルゴリズムのステップサイズとすることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 前記現時刻伝送路推定手段は、忘却係数を用いて前記順方向伝送路推定値および前記逆方向伝送路推定値を算出することとし、前記所定のパラメータを忘却係数とすることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
5. 前記順方向伝送路推定値と前記未来時刻伝送路推定値との差が所定の制限範囲以内であるか否かを判断し、前記差が前記制限範囲以内でないと判断した場合には、前記差が制限範囲内で最大値となるよう前記未来時刻伝送路推定値を変更する伝送路推定誤差制御手段、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の受信装置。
6. 前記制限範囲を、適用するシステムで想定されるキャリア周波数オフセット、通信相手装置との相対移動速度、マルチパス遅延波の遅延時間および電力のうち、いずれか１つ以上に基づいて設定することを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 請求項１〜６のいずれか１つに記載の受信装置と、
   前記受信装置へ信号を送信する送信装置と、
   を備えることを特徴とする通信システム。

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