JP5361768B2 - スペクトル解析および同スペクトル解析を利用したｆｍｃｗ自動車レーダ - Google Patents

Description

［発明の分野］
本発明は、雑音および他の過渡的またはインパルス性の干渉により損傷した波形のスペクトル解析を意図した方法および装置に関する。開示の方法は、対象物の距離および径方向速度を決定するための周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）自動車レーダにおいて用いられる「ビート周波数」信号の解析に特に適用可能であるが、それに限定されない。

［発明の背景］
科学および工学において対象とされる物理現象は、通常、信号または波形と呼ばれる振幅対時間の関数により観測および解釈される。関数の瞬時値、すなわち振幅は、変位、速度、圧力、温度などの何らかの対象物理量（観測可能なもの(observable)）を表し得る。関数の引数、すなわち時間は、相対的時間、距離、空間的位置、角度位置など任意の適切な独立変数を表し得る。

多くの物理現象は非決定論的性質を有する、すなわち、厳密に反復される見込みはなく、このため正確に予測することは不可能な唯一の時系列が、実験毎に発生する。重要な時系列群、すなわち定常時系列は、時間を通じて不変である統計的特性を示し、ある時期における統計的挙動は、他のいずれの時期におけるものとも同じである。

時系列の表現および解析には、２つの異なる、しかし大まかに言えば等価なアプローチが存在する。すなわち、時間領域法および周波数領域法（またはスペクトル法）である。従来のノンパラメトリック周波数領域法は、「ピリオドグラム」の概念に基づくか、または何らかの形態のフーリエ変換を用いて相関関数をパワースペクトルに変換するかのいずれかである。

実際の用途において遭遇する多くの波形は、明らかに非定常的であるが、ほとんどのスペクトル解析手法は、対象波形が定常的である、という暗黙の仮定に基づいている。そのため、従来のスペクトル法は、産業および／またはマルチユーザの用途において遭遇するインパルス性または過渡的性質の干渉により損傷した信号の検討には好適でない。

以下でより詳細に説明するように、ロバストなリアルタイムのスペクトル解析は、マルチユーザ環境で動作する自動車ＦＭＣＷレーダにおいて物体の距離および速度を決定する用途において有用である。

図１は、従来のＦＭＣＷ自動車レーダの簡略機能ブロック図である。本システムは、三角波形生成器ＷＦＧ、電圧制御式発振器ＶＣＯ（アップコンバータとして作用する）、カプラＣＰＬ、単一アンテナ動作を提供するサーキュレータＣＩＲ、送受信アンテナＴＲＡ、ミキサＭＸＲ、低域フィルタ／増幅器ＬＰＡ、およびデジタル信号プロセッサＤＳＰを備える。

三角波形生成器ＷＦＧは、制御信号ＣＶを供給して電圧制御式発振器ＶＣＯに周波数のアップスイープおよびダウンスイープを発生させる。結果的に得られ、アンテナＴＲＡにより送信される波形ＴＷは、一定の振幅を有し、その周波数は、各アップスイープまたはダウンスイープの時間区間Ｔ_Sの間、帯域Δｆを掃引する。

距離Ｌにある障害物ＯＢＳからのエコーＲＷは、送信波形ＴＷのコピーであるが、減衰され、（２Ｌ／ｃ）だけ時間遅延されたものである。ここで、ｃは光速である。エコーＲＷは、ミキサＭＸＲにおいて、カプラＣＰＬにより供給される送信波形ＴＷの一部と混合される。ミキサＭＸＲの出力信号ＱＳは、低域フィルタ／増幅器ＬＰＡにおいて増幅およびフィルタリングされることで、「ビート」信号ＢＦを発生させる。ビート信号ＢＦの周波数ｆ_Lは、次式のように障害物の距離に正比例する。

式中、ΔｆおよびＴｓは、それぞれ、先に説明した周波数の掃引帯域および掃引時間である。

加えて、レーダと対象物との間に速度Ｖの相対的な径方向移動が生じると、次式のドップラ周波数シフトがビート周波数ｆ_L上に重ねられる。

式中、ｆ_Cはレーダ搬送波周波数である。通常、搬送波周波数ｆ_Cは、周波数掃引の帯域Δｆよりもはるかに大きい。故に、実際には、ドップラシフトｆ_Vが周波数変調の影響を受けることはない。

そのため、距離を隔てた移動物体により、次式のビート周波数を有するビート信号が生じる。
ｆ_B＝ｆ_L±ｆ_V
式中、ドップラシフトに関連する符号は、接近する物体の場合に正となる。

デジタル信号プロセッサＤＳＰは、アップスイープおよびダウンスイープのビート周波数を組み合わせることで、物体の距離Ｌおよび相対速度Ｖの両方を決定する。距離Ｌおよび速度Ｖの推定値は、プロセッサＤＳＰの出力ＬＶにおいて発生する。正確な動作のため、信号プロセッサＤＳＰは、各周波数掃引の開始および方向を示す同期パルスＳＰを波形発生器ＷＦＧから受信する。

Graham M. BrookerによるMutual Interference of Millimeter-Wave Radar Systems (IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility、ＥＣ−４９、２００７年２月、１７０〜１８１ページ）に提示された分析では、自動車レーダにおいて用いられる一般的な変調方式はマルチユーザ干渉を受け易い、と結論づけられている。いくつかの形態の干渉は抑制可能であるものの、制御不可能な干渉も存在し、その結果、障害物の検出性が低下し、その距離および速度の推定の信頼性が低下する。そのため、マルチユーザ干渉への耐性の問題が解決されるまでは、自動車レーダが商業的成功を収めることは不可能と思われる。

上記および他の用途において、対象とされる信号は、ある支配的な周波数波形と、これに組み合わさる雑音および過渡性のマルチユーザ干渉とを含む。自動車ＦＭＣＷレーダにおいて利用される標準的なアプローチは、何らかの形態のフーリエ変換（通常はＦＦＴ）を観測信号に直接適用することに基づく。しかし、マルチユーザ干渉の存在により、周波数領域における背景雑音のレベルが増加し、このため、結果的に生じる雑音における小さな周波数成分を検出することが著しく困難になる。そのため、実用化されるいずれのスペクトル解析法も、効率的に干渉を除去／抑制する何らかの対策を組み込むべきである。

本発明によれば、
所望の信号と干渉とを含む入力信号を処理することで、入力信号についての離散時間クロスレーション関数値系列を発生させるように動作可能なクロスレータと、
クロスレーション関数値系列における第１のピークを検出するように動作可能なピーク検出器と、
原点とクロスレーション関数値系列における最初の値とを通る線の傾きを検出するように動作可能な傾き検出器と、
検出された第１のピークと検出された傾きとに基づいて、クロスレーション関数値の部分集合を選択するように動作可能なセレクタと、
クロスレーション関数値の部分集合を処理することで、所望の信号の周波数値を計算するように動作可能な周波数計算器と、
を備える周波数解析器が提供される。

また、本発明は、
周波数変調連続波レーダ信号を生成および送信するように動作可能なレーダ信号生成器と、
反射されたレーダ信号を受信するための受信器と、
生成されたレーダ信号および受信されたレーダ信号からビート信号を生成するためのビート信号生成器と、
上記の周波数解析器であって、ビート信号をその入力信号として受信するとともにビート信号の周波数を計算するように編成された、上記の周波数解析器と、
を備える周波数変調連続波レーダシステムを提供する。

さらに、本発明は、上記の周波数解析器により行われる周波数解析方法、および上記の周波数変調連続波レーダシステムにより行われる方法を提供する。

従来のＦＭＣＷ自動車レーダの簡略機能ブロック図である。 従来技術のクロスレータシステム(crosslator system)の機能ブロック図である。 （ａ）は、従来技術のクロスレータシステムにおいて処理された信号のセグメントを重ねたものを示す。（ｂ）は、処理対象信号を表すクロスレーション関数Ｃ（τ）を示す。 （ａ）は、広帯域干渉の経験的クロスレーション関数(crosslation function)を示す。（ｂ）は、拡張された時間スケールにおける広帯域干渉の経験的クロスレーション関数を示す。（ｃ）は、広帯域干渉により損傷したビート周波数信号の経験的クロスレーション関数を示す。 離散時間信号の処理のために適切に変更されたクロスレータの例を示す。 本発明の実施形態により構成された数値クロスレータにより発生したクロスレーション系列の例を示す。 本発明の実施形態により構成されたクロスレーションベース周波数解析器ＣＦＡのブロック図である。 本発明の実施形態により構成されたクロスレーションベース周波数解析器ＣＦＡを組み込んだ従来のＦＭＣＷ自動車レーダの簡略機能ブロック図である。

［基礎理論］
本発明の各実施形態について説明する前に、まず、各実施形態の動作の基礎となる理論について説明し、理解を支援する。

実施形態では、クロスレーション(crosslation)として知られる手法を用いる。この手法は、時間領域処理についていくつかの特許において開示されている。例えば、米国特許第７，１２０，５５５号明細書、米国特許第６，５３９，３２０号明細書、および米国特許第７，２１６，０４７号明細書を参照のこと。

以下、クロスレーション手法の概要を参照目的で説明し、本発明の実施形態に関係するその特有の特徴についての理解を容易にする。

クロスレーションアルゴリズムによれば、対象信号ｓ（ｔ）が検討され、そのレベルが正の傾き（アップ交差）または負の傾き（ダウン交差）のいずれかでゼロと交差する時刻が決定される。これらの交差イベントの時刻を用いて、信号ｓ（ｔ）の各セグメント（所定の持続時間を有する）を得る。ゼロアップ交差に対応するセグメントをすべて合算し、その合計からゼロダウン交差に対応するセグメントをすべて減算する。合成されたセグメントは、解析対象信号の統計的特徴に関する圧縮された情報を含む奇関数（クロスレーション関数と呼ばれる）により表される。

クロスレーションをさらに説明するため、連続的なゼロ平均信号ｓ（ｔ）について考える。信号が正または負の傾きでゼロレベルと交差する時刻が存在する。これらの時刻
ｔ₁，ｔ₂，…，ｔ_k，…，ｔ_K
は、ゼロのアップ交差およびダウン交差の集合を形成する。ｓ（ｔ）のゼロ交差のうちのいずれか１つ（例えばｔ_kにおけるもの）が選択されたものとする。ここで、この選択された時刻ｔ_kにおいて生じるゼロ交差（ｓ（ｔ_k）＝０）の前後の一次信号ｓ（ｔ）について考える。

このような解析を目的とする場合、信号のゼロ交差に関連する信号の「軌跡」(signal trajectory)の考え方を導入すると便利である。ｔ_kにおいて生じるゼロ交差について、信号軌跡ｓ_k（τ）は、次式から決定される。
ｓ_k（τ）＝ｓ（ｔ_k＋τ）； ｋ＝１，２，…，Ｋ
式中、τは（正または負の）「相対的時間」である。従って、各軌跡ｓ_k（τ）は、単純に、時間シフトされた一次信号ｓ（ｔ）のコピーである。時間シフト（各軌跡について異なる）は、信号軌跡を時間領域（ｔ）からタウ領域（τ）に変換させるために用いる次式の時間変換から得られる。
τ＝ｔ−ｔ_k； ｋ＝１，２，…，Ｋ

従って、単一の一次信号ｓ（ｔ）により、複数の軌跡｛ｓ（ｔ_k＋τ）；ｋ＝１，２，…，Ｋ｝を順次生成することが可能で、それらの軌跡は、軌跡からなる別の集合｛ｓ_k（τ）；ｋ＝１，２，…，Ｋ｝に（時間シフトにより）マッピングされる。軌跡の各々は、タウ領域における相対的時間τの関数である。かかる構成により、一次信号ｓ（ｔ）のすべてのゼロ交差が、時間において整合させた場合に相対的時間τの同じ原点τ＝０を共同で定義するという意味において等価となる。

さらなる信号処理に用いられる各軌跡の持続時間は、事前選択された「軌跡フレーム」により決定される。加えて、このフレーム内で、特定の位置（例えば中央付近）を選択して相対的時間τの原点とする。

上記の時間シフト手順を、選択されたＫ個のゼロ交差の各々について反復すると、タウ領域における軌跡フレームはＫ個の信号軌跡を有することになり、対応するゼロ交差の位置は相対的時間の原点（τ＝０）と一致することになる。説明目的で、図３（ａ）は、ゼロアップ交差に関連する時間整列された信号軌跡を重ねたものを示す。

一次信号ｓ（ｔ）のゼロ交差｛ｓ（ｔ_k）＝０｝に関連するＫ個の信号軌跡｛ｓ（ｔ_k＋τ）；ｋ＝１，２，…，Ｋ｝を用いて、次式により定義されるクロスレーション関数Ｃ（τ）を決定する。

式中、ゼロアップ交差についてはψ＝０、ゼロダウン交差についてはψ＝１である。従って、ゼロアップ交差に関連する各信号軌跡は、結果的に得られる合計に加算され、一方、ダウン交差に関連する軌跡は、その合計から減算されている。

クロスレーション関数Ｃ（τ）は、τ＝０において常にゼロ値となる。しかし、相対的時間τがゼロでない他の値においても、他のゼロ値が観測され得る。図３（ｂ）は、タウ領域において適切に整合されたいくつかの信号軌跡を平均化することにより得られるクロスレーション関数の例を示す。

定常的特性を有する信号を処理する場合、すべてのゼロ交差を漏れなく用いてクロスレーション関数を決定する必要はない、ということを指摘しておくべきである。例えば、比較的長い間記録された定常的なランダム信号が提供されるときは、互いに少なくとも所定の時間間隔だけ離れたゼロ交差を選択することが可能である。

クロスレーションベースのスペクトル解析の文脈では、各軌跡は実際に観測された「今」の時刻において開始し、（実）時間においては遡るため、相対的時間τは経過時間を意味し、このため、検討対象の信号に関する推定のためには蓄積された「過去の経験」のみが利用される、ということに留意されたい。

クロスレータシステムＸＬＴの機能ブロック図を図２に示す。本システムは、Ｎ個の遅延セルＤＣ１，…，ＤＣｎ，…，ＤＣＮのカスケード（タップ付き遅延線ＴＤＬを形成する）と、同一の極性反転回路ＰＩ複数個のアレイと、複数のサンプルアンドホールド回路ＳＨ１，…，ＳＨｎ，…，ＳＨＮと、複数のアキュムレータＡＣ１，…，ＡＣｎ，…，ＡＣＮと、メモリＭＥＭと、一定遅延線ＲＤＬと、イベント検出器ＥＶＤと、イベントカウンタＥＣＴと、２つの補助遅延ユニットＤとを備える。

遅延線ＴＤＬのＮ個のタップの各々は、入力ＳＣに印加された解析信号ｓ（ｔ）の時間遅延されたレプリカを提供する。いずれの時刻においても、線ＴＤＬのＮ個のタップにおいて観測される値は、線ＴＤＬに沿って伝搬される入力信号ｓ（ｔ）の有限セグメントの表現を共同で形成する。好ましくは、ＴＤＬの連続するタップの間の相対的遅延は、一定値を有する。

並列の信号路において、入力信号ｓ（ｔ）は、タップ付き遅延線ＴＤＬにより導入される合計遅延の半分にほぼ等しい時間量だけ、一定遅延線ＲＤＬにおいて遅延される。遅延線ＲＤＬの出力により、イベント検出器ＥＶＤが駆動される。

イベント検出器ＥＶＤは、遅延された信号ｓ（ｔ）においてゼロ交差を検出すると、出力ＴＩおいて短いトリガパルスＴＩを発生させ、出力ＩＺは検出されたゼロ交差の種類（アップまたはダウン）を示す信号を供給する。

同一の極性反転回路のアレイにおける各回路ＰＩは、遅延線ＴＤＬのそれぞれのタップにより駆動され、対応するサンプルアンドホールド回路に信号を供給する。制御入力ＩＺにおける信号に応答して、各回路ＰＩは、その入力信号を逆極性で通過させる（ゼロダウン交差の検出時）か、またはその入力信号を元の形態のまま通過させる（ゼロアップ交差の検出時）。

イベント検出器ＥＶＤにより短いトリガパルスＴＩが生成されると、すべてのサンプルアンドホールド回路ＳＨ１，…，ＳＨｎ，…，ＳＨＮが、共通入力ＳＨを介して同時に動作を開始する。各サンプルアンドホールド回路ＳＨｎは、その入力に出現する信号の瞬時値を捕捉する。この値は、次いで、共通入力ＳＡに印加される遅延されたトリガパルスＴＩにより決定される時刻に、それぞれのアキュムレータＡＣｎにより取得される。また、トリガパルスＴＩは、入力ＣＩを介して、イベントカウンタＥＣＴの現在の状態を１だけインクリメントする。

イベントカウンタＥＣＴの容量は、入力信号ｓ（ｔ）において検出される所定数のゼロ交差に等しい。従って、所定数のゼロ交差を検出するのに必要な時間区間により、クロスレータシステムの動作の完全な１サイクルの持続時間が決定される。

イベントカウンタＥＣＴの容量は、適切な外部制御信号を入力ＣＳに印加することにより要求される値に設定することが可能である。加えて、イベントカウンタＥＣＴの状態は、入力ＣＲを介して、初期の「ゼロ状態」にリセットすることが可能である。この「ゼロ状態」により、すべてのアキュムレータもゼロにリセットされる。イベントカウンタＥＣＴは、フリーランニング式に連続的に動作するように編成することも可能である。

遅延ユニットＤにおいて遅延されたトリガパルスＴＩにより、それぞれのサンプルアンドホールド回路により駆動されるすべてのアキュムレータの動作が、共通入力ＳＡを介して同時に開始される。各アキュムレータＡＣｎの機能は、クロスレータシステムの各フル動作サイクルの間にその入力において連続的に出現する信号値を加算することである。以下で説明するように、すべてのアキュムレータは、新しい動作サイクルの各々の開始前に、共通入力ＩＲを介してゼロにリセットされる。

所定数のゼロ交差がイベント検出器ＥＶＤにより検出され、イベントカウンタＥＣＴにより登録されると、カウンタＥＣＴの出力においてサイクル終了パルスＥＣが発生する。このパルスにより、入力ＤＴを介して、アキュムレータのデータのメモリＭＥＭへの転送が開始される。結果として、決定されたクロスレーション関数Ｃ（τ）の離散時間バージョンが、メモリＭＥＭのＮ個の出力ＣＦ１，…，ＣＦｎ，…，ＣＦＮにおいて出現する。

遅延ユニットＤにおいて適切に遅延されたサイクル終了パルスＥＣを用いて、すべてのアキュムレータを共通入力ＩＲを介してゼロにリセットする。また、フリーランニングモードで動作しているときは、イベントカウンタＥＣＴは、その最大値（容量）に到達後、その初期の「ゼロ状態」に復帰する。この段階において、クロスレータシステムＸＬＴは、その動作のフルサイクルを終え、新しいサイクルの開始に備える。クロスレータＸＬＴの動作は、適切な制御信号をイベントカウンタＥＣＴの入力ＣＲに印加することにより、いつでも終了および再開始することが可能である、ということを指摘しておくべきである。

図３（ａ）は、ある支配的な周波数成分を含む変動信号ｓ（ｔ）の時間整合されたセグメント｛ｓ_k（τ）｝を重ねた例を示す。図３（ｂ）は、処理対象信号を表すのに用いられる結果的に得られるクロスレーション関数Ｃ（τ）を示す。

クロスレーション関数は、同じ信号の異なるセグメントの間の、タイミングまたは位相、関係に一般的に関連する情報を含む。しかし、周波数領域における信号の検出および解析を目的とする場合は、非定常干渉を抑制可能なクロスレーションベースのスペクトル法を開発することが有益であろう。好ましくは、かかる方法は、低コストのハードウェア／ソフトウェアで実装されるように、十分に低い計算複雑性を有するべきである。

本発明の各実施形態によれば、マルチユーザ環境において動作する自動車ＦＭＣＷレーダにおいて用いることが可能な、クロスレーションベースのロバストなリアルタイムスペクトル解析法が提供される。

［好適な実施形態］
本実施形態は、任意の初期位相シフトを有する正弦波のクロスレーション関数は、常に、これと同じ周波数を有するが初期位相がゼロに等しい正弦波である、という発明者の観察に基づいている。

ＦＭＣＷ自動車レーダにおいて、情報を付帯する「ビート周波数」信号は、次式のモデルにより表すことが可能である。
ｓ（ｔ）＝Ａ ｃｏｓ（２πｆ_Bｔ＋θ）＋ｎ（ｔ）
式中、ｆ_Bはビート周波数であり、Ａおよびθはそれぞれ未知の信号振幅および未知の位相であり、ｎ（ｔ）は広帯域雑音および他の干渉（マルチユーザ干渉を含む）を表す。

マルチユーザ環境では、低域フィルタＬＰＡ（図１参照）の多数の応答が、同じ領域において動作している他の自動車レーダにより放出される信号に重ねられることから、雑音成分ｎ（ｔ）が生じる。このため、成分ｎ（ｔ）のパワースペクトルは、主に低域フィルタの周波数特性により決定され、ｎ（ｔ）の振幅分布は、ガウスモデルに従うことになる。実際の状況において、有害な干渉ｎ（ｔ）のレベルは、有用なビート信号のレベルに匹敵し得る。

図４（ａ）は、２００ｋＨｚの帯域を占める広帯域干渉の経験的クロスレーション関数Ｃ_n（τ）を示す。この関数は、図４（ｂ）では拡張した時間スケールによっても示している。図示のように、広帯域干渉が存在する場合、時間原点τ＝０の近傍における目立った鋭いピークの形態で顕在化する。ピークの傾きおよびその値が、干渉の帯域およびそのレベルを示す共同の尺度となる。

以下でより詳細に説明するように、干渉のみのクロスレーション関数は、「受信専用」（すなわち「聴取専用(listen-only」）モードにおいて動作している自動車ＦＭＣＷレーダにより決定することが可能である。かかる編成により、同じ周波数帯域の他のアクティブユーザによりレーダに与えられる干渉のレベルを評価することが容易になる。

広帯域雑音および／または干渉について、クロスレーション関数Ｃ_n（τ）の形状は、ミキサに続く低域フィルタ（図１のブロック編成ＭＸＲおよびＬＰＡ等）の周波数特性により主に決定される。

比較目的で、図４（ｃ）は、同じ干渉により損傷した２５ｋＨｚのビート周波数信号の経験的クロスレーション関数Ｃ_S（τ）を示す。図示のように、クロスレーション解析を用いる場合、広帯域干渉は、信号および干渉の合計のクロスレーション関数Ｃ_S（τ）の初期のフラグメントのみに影響を及ぼす。さらにその上、このフラグメントの範囲は、後述するように、理論的に、または適切な測定により決定することが可能である。

クロスレーションベースのアプローチとは対照的に、従来の周波数解析（例えばＦＦＴを介するもの）では、周波数範囲の全体（対象とされるビート周波数を含む）に影響を及ぼす、増大された変動する「雑音フロア」が発生することになる。すべての広帯域干渉を経過時間領域τのわずかな限定されたフラグメントにシフトさせることができることは、クロスレーションベースの手法により提供される多くの利点の１つである。

図４に示すクロスレーション関数は、デジタルストレージオシロスコープを用いて実験的に決定されたものである。説明目的で、量子化効果が見られないように、時間を非常に細かく量子化するよう選択した。また、推定されるクロスレーション関数におけるいずれの統計的振幅変動も抑制されるように、信号処理に用いる時間区間は十分に長くした。

一般に、自動車ＦＭＣＷレーダの実用的な実装では、適切なクロック発生器により決定される規則的な時間区間で信号サンプルを供給するアナログ−デジタル変換器が用いられる。このため、この種の信号フォーマットには、図２に示すクロスレータシステムを直接適用することはできない。

図５は、リアルタイムの離散時間信号、すなわち数列により表される信号を扱う用途において用いるために好適に変更された、図２のクロスレータのブロック図である。この変更されたシステム（「数値クロスレータ」ＮＸＬと呼ばれる）では、タップ付き遅延線でなくデジタルシフトレジスタＳＲＧが用いられる。データ転送レートは、適切なアナログ−デジタル変換器の動作を制御することも可能なクロック発生器ＣＫＧにより調速される。

図５の数値クロスレータＮＸＬは、入力ＳＣにおいてリアルタイムで連続的に展開する入力信号ｓ（ｔ）におけるゼロ交差を検出する。このため、実時間ｔにおいて決定される、結果的に得られるクロスレーション関数Ｃ（τ）は、経過時間τの関数となる。かかる関数の原点（τ＝０）は、実時間ｔにおいて絶えず移動し、その結果、遅延線ＳＲＧは常に「過去の」信号サンプルを含むことになる。

図２の編成とは対照的に、図５の構成において、数値クロスレータＮＸＬは、所定の時間区間Ｔ内で入力信号ｓ（ｔ）を処理する。そのため、入力信号ｓ（ｔ）において観測されるゼロ交差の数は、信号のスペクトル特性によって変化する。時間区間Ｔの値は、タイミング／制御ユニットＴＣＵにより設定および監視される。このタイミング／制御ユニットＴＣＵは、クロック発生器ＣＫＧから入力ＣＫを介してクロック（タイミング）パルスを受信する。

離散時刻にのみ出現する信号サンプルの場合、ゼロ交差を直接観測することはできない。その代わり、「仮想ゼロ」交差の考え方が用いられる。すなわち、２つの連続する信号サンプルが互いに逆の符号を有する場合、入力信号系列は「仮想ゼロ」レベルと交差している、というものである。２つのサンプルのうちの直近のものが正であれば、アップ交差であることが宣言される。

数値クロスレータＮＸＬにおいて、直近のサンプルは、入力ＳＣにおいて観測されるものであり、その直前のサンプルは、シフトレジスタＳＲＧのセルＤＣ１の出力において観測されるものである。従って、それらの２つの値は、イベント検出器ＥＶＤの入力ＳＣおよびＤ１に印加される。

統計的検討から、「仮想ゼロ」交差の時間位置は、シフトレジスタＳＲＧの出力Ｄ１に対してΔ／２（Δはクロック周期）だけ進んでいる、ということが分かる。直観的には、「仮想ゼロ」は、毎回、入力ＳＣと出力Ｄ１との「間」のどこかにある。「仮想ゼロ」交差の時間位置は、実用的な数値クロスレータシステムを構成する際、実際に重要である。

図５の数値クロスレータＮＸＬにおいて、サンプルの極性は、真／補数回路ＴＣにより変えることが可能であり、サンプルアンドホールド回路の機能は、ストレージレジスタセルＲＧ１，…，ＲＧｎ，…，ＲＧＮにより実行される。他のタイミングおよび制御の機能および演算は、タイミング／制御ユニットＴＣＵにより実行される。

図６は、高レベルの広帯域干渉により損傷した正弦波ビート信号を処理する数値クロスレータＮＸＬの出力ＣＦ１，…，ＣＦｎ，…，ＣＦＮにおいて得られるクロスレーション系列｛Ｃ_S（ｎ）｝の例を示す。連続するクロスレーションサンプルの間の時間「距離」は、クロック周期に等しい。しかし、図示のように、最初のサンプルは、０で示す「仮想ゼロ」の位置に対してΔ／２だけシフトされている。

ゼロにおける傾き（Ｓ₀＝２Ｃ_S（１）／Δ）および最初のピーク値Ｃ_maxは、干渉の帯域およびそのレベルを示している。図６において、ピーク値は、最初のサンプルにより得られるが、ピーク値を有するサンプルは、実際には、干渉の帯域幅および選択されたクロック周波数に依存する。本実施形態によれば、このピークの（時間）位置およびその値を用いて、「仮想ゼロ」０付近に出現するいくつかのクロスレーションサンプルを無視する。例えば、図４（ｃ）を参照して、クロスレーション関数のゼロから約１０μｓまでの部分は、後続の信号処理のいずれからも省略することが可能である。

図７は、本発明の実施形態により構成されたクロスレーションベース周波数解析器ＣＦＡのブロック図である。本解析器は、次の機能ブロックを備える。
−数値クロスレータＮＸＬ（例えば図５を参照して上で説明した数値クロスレータを構成する）
−クロスレーション関数スキャナＣＦＳ
−傾きアキュムレータＳＬＡ
−傾きカウンタＳＬＣ
−大きさアキュムレータＳＭＡ
−サンプルカウンタＳＭＣ
−演算／制御ユニットＡＣＵ

ここで、第３の実施形態のクロスレーションベース周波数解析器ＣＦＡの機能および演算について、図６を参照して説明する。

本実施形態によれば、クロスレーション関数スキャナＣＦＳは、クロスレーションサンプル
Ｃ_S（１），Ｃ_S（２），…，Ｃ_S（ｎ），…，Ｃ_S（Ｎ）
をサンプルＣ_S（１）から１つずつ検査し、まず次の２つのパラメータを決定する。
−原点におけるクロスレーション傾きＳ₀＝２Ｃ_S（１）／Δ（式中、Δは数値クロスレータＮＸＬ（図５）において用いられるクロック生成器ＣＫＧの周期である）
−最初のクロスレーション最大値Ｃ_max

クロスレーション関数スキャナＣＦＳがそれらの２つのパラメータを用いて、いずれのクロスレーションサンプルが破棄されるべきかを決定する。いずれのクロスレーションサンプルを破棄するかをクロスレーション関数スキャナＣＦＳが決定する方法については、後で説明する。また、２つのパラメータＳ₀およびＣ_maxは、信号レベル対干渉レベル比（ＳＩＲ）を計算するため、入力ＰＲを介して演算／制御ユニットＡＣＵに供給される。

次に、クロスレーション関数スキャナＣＦＳは、観測されたゼロ交差のそれぞれにおけるクロスレーション傾きＳ（τ０_i）を、次式のように決定する。
Ｓ（τ０_i）＝｜［Ｃ_S（ｉ＋１）−Ｃ_S（ｉ）］｜／Δ

区間Δは、単純に一定値の倍率であり、各傾きの尺度は、図６に示すように、時間ｉおよび（ｉ＋１）おいて生じるサンプルＣ_S（ｉ）およびＣ_S（ｉ＋１）の絶対値により与えられる。それぞれの「仮想ゼロ」の位置τ０_iは、直接観測することはできない。しかし、２つの連続するクロスレーションサンプルＣ_S（ｉ）およびＣ_S（ｉ＋１）に対して、Ｃ_S（ｉ）Ｃ_S（ｉ＋１）＜０となるように、すなわち連続するサンプルが逆の符号を有するように線形補間を適用することにより、決定することが可能である。

区間ＴＭにおいてクロスレーションゼロが検出されるや否や、クロスレーション関数スキャナＣＦＳは、その値を、入力ＳＶを介して傾きアキュムレータＳＬＡに供給する。同時に、傾きカウンタＳＬＣは、入力ＳＮにおいてパルスを受信する。区間ＴＭにおいてすべてのクロスレーションゼロが処理されると、演算／制御ユニットＡＣＵは、平均傾きＳ_aveを比ＡＳ／ＮＳとして計算する。

また、クロスレーション関数スキャナＣＦＳは、図６に示すように、区間ＴＭ内で生じた最初の用いられたクロスレーションゼロと最後のクロスレーションゼロとの間のすべてのクロスレーションサンプルの大きさを、入力ＣＵを介して大きさアキュムレータＳＭＡに転送する。また、サンプルカウンタＳＭＣは、大きさ値がアキュムレータＳＭＡに送られる毎に、入力ＣＮにおいてパルスを受信する。区間ＴＭゼロ内で生じたすべてのクロスレーションサンプルが処理されると、演算／制御ユニットＡＣＵは、平均レベルＨ_aveを比ＡＣ／ＮＣとして計算する。

走査が完了したとき、演算／制御ユニットＡＣＵは、正弦波の整数個の半サイクルを表すクロスレーション関数の、１つのフラグメントについての平均傾きＳ_aveおよび平均レベルＨ_aveを計算している。次の２式が成立することは容易に示すことができる。
Ｈ_ave＝２Ａ／π
および
Ｓ_ave＝２πＡｆ_B
式中、Ａは未知の振幅、ｆ_Bは対象とされる未知のビート周波数である。そのため、ビート周波数の値は、演算／制御ユニットＡＣＵにより次式のように決定される。

この値は、ＡＣＵの出力ＢＦにおいて提供される。

平均傾きおよび平均レベルは、各々、観測可能なものすべての平均として計算される。代替として、平均量は、観測可能なものすべての中央値として決定することが可能である。

また、演算／制御ユニットＡＣＵにより、信号対干渉比ＳＩＲの尺度も提供される。ＳＩＲの値は、平均レベルＨ_aveを最初のクロスレーション最大値Ｃ_maxで除算したものに比例する。

原点Ｓ₀における傾きと最初のクロスレーション最大値Ｃ_maxとの比は、観測された干渉の帯域幅に比例する。この比は、観測された干渉の帯域幅が、予想される公称範囲内にあるか否かを検出するため、演算／制御ユニットＡＣＵにより用いられる。比較的狭帯域で強い干渉が存在する場合、周波数測定処理が阻害されることになる。また、この情報は、ユニットＡＣＵの出力ＳＩＲにおいても利用可能である。

図８は、本発明の実施形態により構成されたクロスレーションベース周波数解析器ＣＦＡを利用したＦＭＣＷ自動車レーダシステムの簡略機能ブロック図である。上記の周波数解析器ＣＦＡがデジタル信号プロセッサＤＳＰに組み込まれることで、信頼性の高いビート周波数測定および向上したマルチユーザ干渉への耐性が提供される。加えて、本システムは、モード選択ユニットＭＳＵおよびスイッチＳＷを備える。

「聴取専用(listen-only)」動作モードにおいて、モード選択ユニットＭＳＵは、制御信号ＳＸをスイッチＳＷに印加することにより信号送信を遮断する。従って、クロスレーションベース周波数解析器ＣＦＡは、干渉のみを処理することで、受信した電波雑音のレベルおよび帯域幅を評価する。また、ユニットＭＳＵは、適切な制御信号ＣＧを波形発生器ＷＦＧに印加することにより、異なる参照信号ＴＷ（潜在的な測距信号）を選択してもよい。デジタル信号プロセッサＤＳＰは、ユニットＭＳＵから入力ＣＰを介してすべての関係する情報を受信する。マルチユーザ干渉および他の干渉の種類とレベルとの両方が許容可能なものであれば、レーダは、その標準的な態様で動作する。

ここで、本実施形態においていずれのクロスレーションサンプルを破棄するかをクロスレーション関数スキャナＣＦＳが決定する方法について説明する。

干渉によるクロスレーション関数の形状は、「聴取専用」モードにおいて行われる測定から、またはミキサＭＸＲに続く低域フィルタＬＰＡの既知の周波数特性から、分かるものと思われる。しかし、後者の場合、干渉のレベルを知ることはできない。

干渉（聴取専用でないモードにおける干渉）により損傷したビート信号についてクロスレーション関数が決定された場合、第１のクロスレーション最大値は、次のように用いられる。
−時間におけるその位置により、干渉の帯域幅が低域フィルタの帯域幅により制限されているか否かが示される（この場合、傾きＳ₀の最大値が観測される）。また、比較的狭帯域の干渉が観測されることもあり、その影響も何らかの方法で評価する必要がある。
−第１のクロスレーション最大値Ｃ_maxの値により、干渉のレベルが決定される。外部干渉が存在しない場合、第１のクロスレーション最大値は、熱雑音のみにより発生することになり、ゼロにおける傾きＳ₀は最大値となり、最大値Ｃ_maxは小さい値になる。
−Ｓ₀の値およびＣ_maxの値を観測すると、本システムは、干渉のみによる予想されるクロスレーション関数の全体を「プロット」（すなわち、演算）する。これにより、本システムは、いずれの時間τ_Sにおいて、クロスレーション値が、ビート信号のみによるクロスレーション関数のレベル（τの値が大きいときに観測される）よりも大幅に減少するか、について決定する。本実施形態において、干渉のみによる予想されるクロスレーション関数をプロット（演算）する処理は、所定のクロスレーション関数の形状（聴取専用モードにおいて、または低域フィルタＬＰＡの特性を用いて得られる）を、倍率としての第１のクロスレーション最大値Ｃ_maxおよび傾きＳ₀に従ってスケーリングすることにより行われる。従って、時間区間（０，τ_s）からのすべてのサンプルが、いずれの後続の解析からも排除されることになる。本実施形態では、時間τ＞τ_sのどこかで生じる第１のクロスレーションゼロで開始し、最後に観測されたクロスレーションゼロにおいて終了する時間区間ＴＭからのクロスレーションサンプルが利用されるが、これは必須ではない。
−ゼロにおける傾きがＳ₀の公称最大値（低域フィルタの帯域幅により決定される）よりも実質的に小さく、最大値Ｃ_maxが大きい場合、本システムは、自動車レーダの動作の信頼性がもはや保証されないことを宣言してもよい。

［変更および変形］
上記の実施形態に対して、多くの変更および変形を行うことが可能である。

上記の実施形態では、時間周期ＴＭ（すなわち、破棄されたクロスレーション関数サンプルを除く時間周期）におけるビート信号を解析することにより、時間周期ＴＭにおけるクロスレーションサンプルの大きさおよび時間周期ＴＭにおける各ゼロ交差の位置における傾きを用いる手法を用いて、ビート周波数ＢＦおよび信号対干渉比ＳＩＲを計算した。しかし、時間周期ＴＭにおけるビート信号を解析してその要求される特性を計算する方法には、多くの異なるものが存在する。例えば、本発明者により考案されたいくつかの異なる手法が、欧州特許出願公開第２０００８１０および国際公開第２００８／１４９１００号パンフレットにおいて説明されている。

本発明の好適な実施形態の上記の説明は、例示および説明の目的で提示したものである、ということが理解されよう。網羅的であることや、本発明を開示したとおりの形態に限定することを意図するものではない。上記の説明に鑑み、多くの改変、変更、および変形を行うことで、当業者が、考慮されている特定の用途に適した様々な実施形態において本発明を利用することが可能になる、ということは明白である。

Claims (15)

1. 所望の信号と干渉とを含む入力信号を処理することで、前記入力信号についての離散時間クロスレーション関数値系列を発生させるように動作可能なクロスレータと、
   前記クロスレーション関数値系列における極大値を有するクロスレーション関数値を検出するように動作可能なピーク検出器と、
   前記クロスレーション関数値系列における最初の値に対する線の傾きを検出するように動作可能な傾き検出器と、
   前記極大値を有する前記検出されたクロスレーション関数値と前記検出された傾きとに基づいて、破棄されるクロスレーション関数値を決定するように動作可能なセレクタと、
   前記破棄される値を除く前記クロスレーション関数値を処理することで、前記所望の信号の周波数値を計算するように動作可能な周波数計算器と、
   を備え、
   前記クロスレータは、次式のクロスレーション関数Ｃ（τ）により前記入力信号を処理することで、前記離散時間クロスレーション関数値系列を発生させるように動作可能であり、
   

   

   式中、
   ｔ _１ ，ｔ _２ ，…，ｔ _ｋ ，…，ｔ _Ｋ は、前記入力信号ｓ（ｔ）がゼロレベルと交差してｓ（ｔ _ｋ ）＝０となる時刻であり、
   ｔ _ｋ において生じるゼロ交差について、信号軌跡はｓ _ｋ （τ）＝ｓ（ｔ _ｋ ＋τ）であり、
   τは、各軌跡ｓ _ｋ （τ）が前記入力信号ｓ（ｔ）の時間シフトされたコピーとなる相対的時間であり、前記時間シフトは、τ＝ｔ−ｔ _ｋ により与えられ、
   ｛ｓ（ｔ _ｋ ＋τ）；ｋ＝１，２，…，Ｋ｝は、前記時間シフトにより、軌跡からなる別の集合｛ｓ _ｋ （τ）；ｋ＝１，２，…，Ｋ｝にマッピングされ、
   前記ゼロレベルに対するアップ交差についてはψ＝０であり、
   前記ゼロレベルに対するダウン交差についてはψ＝１である、周波数解析器。
2. 前記破棄される値を除く前記クロスレーション関数値を処理することで、信号レベル対干渉レベル比を計算するように動作可能な信号レベル対干渉レベル計算器をさらに備える、請求項１に記載の周波数解析器。
3. 前記セレクタは、
   前記極大値を有する前記クロスレーション関数値と前記検出された傾きとを用いて干渉によるクロスレーション関数を演算するように動作可能であり、かつ
   干渉による前記演算されたクロスレーション関数が前記所望の信号の前記クロスレーション関数よりも小さいレベルに減少する時間を決定することにより、前記破棄されるクロスレーション関数値を決定するように動作可能である、
   請求項１または２に記載の周波数解析器。
4. 前記セレクタは、前記極大値を有する前記クロスレーション関数と前記検出された傾きとを用いて所定のクロスレーション関数をスケーリングすることにより、干渉による前記クロスレーション関数を演算するように動作可能である、請求項３に記載の周波数解析器。
5. 前記クロスレータは、
   前記クロスレータが前記入力信号を処理するように編成される時間区間を設定するように動作可能なタイミング／制御ユニットと、
   前記入力信号がリアルタイムで展開するにつれて、前記入力信号の直近のサンプルと、前記入力信号のその直前のサンプルとを受信するとともに、前記２つの連続するサンプルが互いに逆の符号を有する場合にゼロ交差を検出するように編成されたイベント検出器であって、それによって、前記クロスレータがリアルタイムで前記クロスレーション関数値を決定するように動作可能となる、そのようなイベント検出器と、
   を備える、請求項１〜４のいずれか一項に記載の周波数解析器。
6. 周波数変調連続波レーダ信号を生成および送信するように動作可能なレーダ信号生成器と、
   反射されたレーダ信号を受信するように動作可能な受信器と、
   前記生成されたレーダ信号および受信されたレーダ信号からビート信号を生成するように動作可能なビート信号生成器と、
   請求項１〜５のいずれか一項に記載の周波数解析器であって、前記ビート信号をその入力信号として受信するとともに前記ビート信号の周波数を計算するように編成された、請求項１〜５のいずれか一項に記載の周波数解析器と、
   を備える、周波数変調連続波レーダシステム。
7. 前記レーダシステムは、聴取モードを有効化するように動作可能なコントローラをさらに備え、
   前記聴取モードにおいて、前記受信器が干渉のみを受信するように前記レーダ信号の送信が遮断され、前記ビート信号生成器が前記生成されたレーダ信号および前記受信された干渉からビート信号を生成し、
   前記聴取モードにおいて、前記システムは、いずれのクロスレーション関数値が破棄されるべきかを後に決定する際に用いるため、前記干渉についてのクロスレーション関数を計算するように編成される、請求項６に記載のレーダシステム。
8. プロセッサをさらに備え、
   前記プロセッサは、前記干渉のレベルおよび帯域幅が所定の基準を満たすかを判定するように動作可能であり、
   前記プロセッサは、前記所定の基準が満たされない場合に、前記レーダシステムによる前記レーダ信号の送信を防止するように動作可能であるか、または前記レーダシステムの動作の信頼性がもはや保証されない旨の警告を出力するように動作可能である
   請求項６または７に記載のレーダシステム。
9. 所望の信号と干渉とを含む入力信号を処理することで周波数解析を行う方法であって、
   前記入力信号に対してクロスレーション演算を行うことで、前記入力信号についての離散時間クロスレーション関数値系列を発生させることと、
   前記クロスレーション関数値系列における極大値を有するクロスレーション関数値を検出することと、
   前記クロスレーション関数値系列における最初の値に対する線の傾きを検出することと、
   前記極大値を有する前記検出されたクロスレーション関数値と前記検出された傾きとに基づいて、破棄されるクロスレーション関数値を決定することと、
   前記破棄される値を除く前記クロスレーション関数値を処理することで、前記所望の信号の周波数値を計算することと、
   を含み、
   次式のクロスレーション関数Ｃ（τ）により前記クロスレーション演算が前記入力信号に対して行われることで、前記離散時間クロスレーション関数値系列を発生させ、
   

   

   式中、
   ｔ _１ ，ｔ _２ ，…，ｔ _ｋ ，…，ｔ _Ｋ は、前記入力信号ｓ（ｔ）がゼロレベルと交差してｓ（ｔ _ｋ ）＝０となる時刻であり、
   ｔ _ｋ において生じるゼロ交差について、信号軌跡はｓ _ｋ （τ）＝ｓ（ｔ _ｋ ＋τ）であり、
   τは、各軌跡ｓ _ｋ （τ）が前記入力信号ｓ（ｔ）の時間シフトされたコピーとなる相対的時間であり、前記時間シフトは、τ＝ｔ−ｔ _ｋ により与えられ、
   ｛ｓ（ｔ _ｋ ＋τ）；ｋ＝１，２，…，Ｋ｝は、前記時間シフトにより、軌跡からなる別の集合｛ｓ _ｋ （τ）；ｋ＝１，２，…，Ｋ｝にマッピングされ、
   前記ゼロレベルに対するアップ交差についてはψ＝０であり、
   前記ゼロレベルに対するダウン交差についてはψ＝１である、方法。
10. 前記極大値を有する前記クロスレーション関数値と前記検出された傾きとを用いて干渉によるクロスレーション関数を演算することと、
    干渉による前記演算されたクロスレーション関数が前記所望の信号の前記クロスレーション関数よりも小さいレベルに減少する時間を決定することと
    により、前記破棄されるクロスレーション関数値が決定される、請求項９に記載の方法。
11. 干渉による前記クロスレーション関数は、前記極大値を有する前記クロスレーション関数と前記検出された傾きとを用いて所定のクロスレーション関数をスケーリングすることにより演算される、請求項１０に記載の方法。
12. 前記クロスレーション演算は、
    前記入力信号が処理される時間区間を設定することと、
    前記入力信号がリアルタイムで展開するにつれて、前記入力信号の直近のサンプルと、前記入力信号のその直前のサンプルとを受信することと、
    前記クロスレーション演算により前記クロスレーション関数値がリアルタイムで決定されるように、前記２つの連続するサンプルが互いに逆の符号を有する場合にゼロ交差を検出することと、
    を含む、請求項９〜１１のいずれか一項に記載の方法。
13. 周波数変調連続波レーダシステムを動作させる方法であって、
    周波数変調連続波レーダ信号を生成および送信することと、
    反射されたレーダ信号を受信することと、
    前記生成されたレーダ信号および受信されたレーダ信号からビート信号を生成することと、
    請求項９〜１２のいずれか一項に記載の方法を用いて前記ビート信号を処理することで、前記ビート信号の周波数を計算することと、
    を含む、方法。
14. 聴取モードで前記レーダシステムを動作させることをさらに含み、
    前記聴取モードにおいて、干渉のみが受信されるように前記レーダ信号の送信が遮断され、前記生成されたレーダ信号および前記受信された干渉からビート信号が生成され、
    前記聴取モードにおいて、前記システムは、いずれのクロスレーション関数値が破棄されるべきかを後に決定する際に用いるため、前記干渉についてのクロスレーション関数を計算する、請求項１３に記載の方法。
15. 前記干渉のレベルおよび帯域幅が所定の基準を満たすかを判定することと、
    前記所定の基準が満たされない場合には、前記レーダシステムによる前記レーダ信号の送信を防止するか、または前記レーダシステムの動作の信頼性がもはや保証されない旨の警告を出力することと
    をさらに含む、請求項１３または１４に記載の方法。

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