JP5358350B2

JP5358350B2 - 負荷制御装置

Info

Publication number: JP5358350B2
Application number: JP2009195205A
Authority: JP
Inventors: 潔後藤
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2009-08-26
Filing date: 2009-08-26
Publication date: 2013-12-04
Anticipated expiration: 2029-08-26
Also published as: JP2011050141A

Description

本発明は、商用電源（交流電源）と照明装置やモータなどの負荷の間に直列に接続される２線式の負荷制御装置に関する。

従来から、トライアックやサイリスタなどの無接点スイッチ素子を用いた負荷制御装置が実用化されている（特許文献１参照）。これらの負荷制御装置は、省配線の見地から、２線式結線が一般的であり、商用電源と負荷との間に直列に接続される。このように商用電源と負荷との間に直列に接続される負荷制御装置においては、如何にして自己の回路電源を確保するかが問題となる。

図１８に示すように、従来例の負荷制御装置５０は、商用電源２と負荷３との間に直列に接続され、主開閉部５１と、整流部５２と、制御部５３と、制御部５３に安定した電力を供給するための第１電源部５４と、負荷３への電力停止状態のときに第１電源部５４へ電力を供給する第２電源部５５と、負荷３への電力供給が行われているときに第１電源部５４へ電力を供給する第３電源部５６と、主開閉部５１の主スイッチ素子５１ａを導通させるために必要な大きさの電流を主スイッチ素子のゲートに供給するための補助開閉部５７などで構成されている。主開閉部５１の主スイッチ素子５１ａは、トライアックで構成されている。

負荷３へ電力供給が行われていない負荷制御装置５０のオフ状態では、商用電源２から負荷制御装置５０に印加される電圧は、整流部５２を介して第２電源部５５に供給される。第２電源部５５は、抵抗とツェナーダイオードで構成された定電圧回路である。負荷３がオフ状態のとき、第２電源部５５には、整流部５２により全波整流された脈流が入力され、その電圧値がツェナーダイオード５５ａのツェナー電圧よりも高いときだけ、ツェナー電圧が第１電源部５４に入力される。整流部５２により全波整流された脈流の電圧がツェナー電圧よりも低いときは、第１電源部５４の入力端子間に接続されたバッファコンデンサ５４ａが電源となって第１電源部５４に電力を供給する。バッファコンデンサ５４ａは充放電を繰り返す。なお、このときに負荷３に流れる電流は、負荷３が誤動作しない程度の微小電流であり、制御部５３の消費電流は小さく、第２電源部５５のインピーダンスは高く維持されるように設定されている。

一方、負荷３を起動させるための操作スイッチ（ＳＷ）４がオンされると、制御部５３は制御信号を出力し、それによって第３電源部５６のスイッチ素子５６ｃが導通する。このとき、第１電源部５４の入力電圧は、第２電源部５５の出力電圧であり、第３電源部５６の出力電圧よりも高いので、第３電源部５６を流れる電流は、ツェナーダイオード５６ａ、補助開閉部５７のサイリスタ５７ａ、主開閉部５１のトライアック５１ａの順に流れる。トライアック５１ａがオンした時点では、整流部５２の整流電圧がほぼ零になっているので、第２電源部５５は非導通となり、電流は流れない。第３電源部５６も同様である。その間、第１電源部５４はバッファコンデンサ５４ａから電力が供給されるので、第１電源部５４の入力電圧、すなわち、バッファコンデンサ５４ａの端子電圧が徐々に低下する。そして、第１電源部５４の入力電圧が第３電源部５６の出力電圧よりも低くなったときに、第３電源部５６から第１電源部５４に電力が供給され始める。このとき、第２電源部５５のツェナーダイオード５５ａのツェナー電圧は、第３電源部５６のツェナーダイオード５６ａのツェナー電圧よりも高いので、第２電源部５５は非導通のままである。そして、バッファコンデンサ５４ａは、その端子電圧が第３電源部５６の出力電圧となるように充電される。整流部５２の整流電圧が第２電源部５５のツェナーダイオード５５ａのツェナー電圧よりも高くなると、第１電源部５４の入力電圧は第２電源部５５の出力電圧となるが、その瞬間に、第３電源部５６を流れる電流は、ツェナーダイオード５６ａ、サイリスタ５７ａ、主開閉部５１のトライアック５１ａに転流する。これらの動作を繰り返すことにより、負荷３がオン状態のときは、第２電源部５５から第１電源部５４には電力が供給されず、専ら第３電源部５６から第１電源部５４に電力が供給されることになる。

一旦、主開閉部５１が導通する（閉状態）と電流を流し続けるが、交流電流がゼロクロス点に達したときに主スイッチ素子５１ａは自己消弧し、主開閉部５１が非導通（開状態）になる。主開閉部５１が非導通（開状態）になると、再び整流部５２から第３電源部５６を経て第１電源部５４に電流が流れ、負荷制御装置５０の自己回路電源を確保する動作を行う。すなわち、交流の１／２周期ごとに、負荷制御装置５０の自己回路電源確保、補助開閉部５７の導通及び主開閉部５１の導通動作が繰り返される。

ところで、照明装置やモータなどの負荷３に電力を投入する際、一時的に突入電流と呼ばれる大電流が流れることが知られている。電力投入時には、上記のように主開閉部５１のトライアック５１ａが導通するよりも先に第３電源部５６に電流が流れるため、突入電流に起因する大電流が第３電源部５６や補助開閉部５７に流れ、これら第３電源部５６や補助開閉部５７を構成する素子が破壊される虞がある。あるいは、繰り返し大電流が第３電源部５６や補助開閉部５７に流れることによって、これら第３電源部５６や補助開閉部５７を構成する素子が徐々に劣化して、負荷制御装置５０の寿命が短くなることが考えられる。

特開２００７−１７４４０９号公報

本発明は、上記従来例の問題を解決するためになされたものであり、負荷への電力投入時における突入電流による素子の破壊又は劣化を防止しうる負荷制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために請求項１の発明は、商用電源と負荷の間に直列に接続される２線式の負荷制御装置であって、商用電源及び負荷に対し直列に接続された主スイッチ素子を有し、負荷に対して電力の供給を制御する主開閉部と、ユーザによって操作され、少なくとも負荷を起動するための起動信号を出力する操作スイッチと、前記操作スイッチに接続され、前記操作スイッチから送信される信号に応じて、前記主開閉部の開閉を制御する制御部と、前記主開閉部の両端から整流部を介して電力供給され、前記制御部に安定した電圧を供給する第１電源部と、前記主開閉部の両端から整流部を介して電力供給され、負荷への電力供給を停止しているときに、前記第１電源部への電力を供給する第２電源部と、前記主開閉部が閉状態で、負荷への電力供給を行っているときに、前記第１電源部への電力を供給する第３電源部を備え、前記操作スイッチから前記起動信号を受信したときに、前記制御部は、前記第１電源部への電力を供給する電源が前記第２電源部から前記第３電源部に切り替わる前に、前記主開閉部に対して前記主スイッチ素子を導通させるための初期駆動信号を出力することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１に記載の負荷制御装置において、前記主スイッチ素子はトライアックであり、前記初期駆動信号は前記トライアックのゲートの入力される任意のパルス幅を有する１つのパルス信号であることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１に記載の負荷制御装置において、前記主スイッチ素子はトランジスタ構造を有する素子であり、前記初期駆動信号は前記トランジスタ構造のゲートの入力される商用電源の１／４周期以上で、且つ、１／２周期未満のパルス幅を有する１つのパルス信号であることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３に記載の負荷制御装置において、サイリスタ構造の補助スイッチ素子を有し、前記主開閉部が非導通のときに、負荷に対して電力の供給を制御する補助開閉部をさらに有することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項４に記載の負荷制御装置において、前記第２電源部及び前記第３電源部の何れもが前記第１電源部への電力を供給していないときに、前記第１電源部への電力を供給するための前記第１電源部への電力を供給するバッファコンデンサと、前記主開閉部が閉状態で、負荷への電力供給を行っているときに、前記第３電源部への入力電圧又は前記バッファコンデンサの端子電圧を検出する電圧検出部をさらに備え、前記制御部は、前記負荷に電力を供給しているときに、前記電圧検出部が、前記第３電源部への入力電圧又は前記バッファコンデンサの端子電圧が所定の閾値に達したことを検出すると、前記主開閉部を所定時間導通させるための第１パルス信号を前記主開閉部に出力すると共に、前記第１パルス信号の消失により前記主開閉部が非導通になったときに、前記補助開閉部を導通させるための第２パルス信号を出力することを特徴とする。

請求項１の発明によれば、負荷を起動する際、第３電源部を導通させて負荷制御装置の内部電源を確保するよりも先に、主開閉部の主スイッチ素子を導通させて負荷に電力を供給するので、負荷の起動時に流れる大電流（突入電流）は、第３電源部には流れず、主開閉部の主スイッチ素子に流れる。そのため、第３電源部などを構成する素子が大電流から保護され、これらの素子が破壊されることはない。また、主スイッチ素子は、高電圧大電流に耐えられるように設計され、製造されているので、突入電流によって直ちに破壊されることはなく、負荷制御装置の故障を防止することができる。

請求項２の発明によれば、主スイッチ素子として、自己保持・自己消弧型のトライアックを用いているので、初期駆動信号としてパルス信号を発生させるだけでよいので、制御が比較的容易である。

請求項３の発明によれば、主スイッチ素子として、トランジスタ構造を有する素子を用いているので、トライアックに比べると制御は若干複雑であるが、交流制御において、低損失（低抵抗）化に対して効率のよい半導体素子を製造することができ、負荷制御装置の小型・大容量化が可能となる。

請求項４の発明によれば、サイリスタ構造の補助スイッチ素子を有する補助開閉部を用いて、主開閉部が非導通のときに負荷に対して電力の供給を制御するので、商用電源の０Ｖ（ゼロクロス点）においてサイリスタ素子が自己消弧し、交流の１／２周期ごとに、負荷制御装置の自己回路電源確保、補助開閉部の導通及び主開閉部の導通動作を繰り返すことができる。

請求項５の発明によれば、バッファコンデンサが充電された時点を基準として主開閉部及び補助開閉部の導通及び非導通が制御されるので、負荷制御装置の内部電源を確実の確保することができる。

本発明の第１実施形態に係る負荷制御装置の構成を示す回路図。第１実施形態に係る負荷制御装置の動作における各部の電流及び制御信号の波形を示すタイムチャート。本発明の第２実施形態に係る負荷制御装置の構成を示す回路図。第２実施形態に係る負荷制御装置の動作における各部の電流及び制御信号の波形を示すタイムチャート。（ａ）は、第２実施形態において、主スイッチ素子として用いられる耐電圧部を１カ所とする横型のデュアルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子の回路図、（ｂ）は参考例として２つのＭＯＳＦＥＴ型トランジスタ素子を逆方向接続した場合の回路図。上記デュアルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子の平面図。上記デュアルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子の縦断面図。図３における駆動回路の具体的構成例を示す回路図。上記駆動回路のさらに具体的な構成例を示す回路図。図９に示す駆動回路の変形例を示す回路図。図９に示す駆動回路の他の変形例を示す回路図。図３における駆動回路の他の具体的構成例を示す回路図。図１２に示す駆動回路の変形例を示す回路図。図３における駆動回路の他の具体的構成例を示す回路図。本発明の第３実施形態に係る負荷制御装置の構成を示す回路図。第３実施形態において、主スイッチ素子として用いられる耐電圧部を１カ所とする横型のシングルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子の平面図。上記シングルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子の縦断面図。従来例の負荷制御装置の構成を示す回路図。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係る負荷制御装置について、図１及び図２を参照しつつ説明する。図１は、第１実施形態に係る負荷制御装置１Ａの構成を示す回路図であり、図２は、その各部における電流及び制御信号の波形を示すタイムチャートである。第１実施形態は、上記従来例と同様に、主開閉部の主スイッチ素子としてトライアックを用いた例を示す。なお、負荷３としては、照明装置や換気扇などのモータを使用した機器が考えられるが、これらに限定されるものではない。

図１に示すように、負荷制御装置１Ａは、商用電源２と負荷３との間に直列に接続され、負荷３に対して電力の供給を制御する主開閉部１１と、主開閉部１１を駆動する駆動回路１０と、整流部１２と、負荷制御装置１全体を制御する制御部１３と、制御部１３に安定した電力を供給するための第１電源部１４と、負荷３への電力停止状態のときに第１電源部１４へ電力を供給する第２電源部１５と、負荷３への電力供給が行われているときに第１電源部１４へ電力を供給する第３電源部１６と、主開閉部１１の主スイッチ素子１１ａを導通させるために必要な大きさの電流を主スイッチ素子のゲートに供給するための補助開閉部１７などで構成されている。

主開閉部１１は、主スイッチ素子１１ａとしてトライアックを用いて構成されている（以下、必要に応じてトライアック１１ａと称する）。また、制御部１３は、第３電源部１６を介さずに、主開閉部１１の主スイッチ素子１１ａに対して直接駆動信号（パルス信号）を出力するように構成されている。より具体的には、負荷３を起動させるための操作スイッチ（ＳＷ）４がオンされると、制御部１３は、トライアック１１ａのゲートに駆動信号を直接入力するように構成されている。それによって、負荷３の起動直後の突入電流は、主開閉部１１のトライアック１１ａに流れるので、第３電源部１６や補助開閉部１７などの素子が大電流から保護される。

次に、図２を参照しつつ、第１実施形態に係る負荷制御装置１Ａの動作について説明する。負荷３へ電力供給が行われていない負荷制御装置１のオフ状態では、商用電源２から負荷制御装置１に印加される電圧は、整流部１２を介して第２電源部１５に供給される。負荷３がオフ状態のとき、第２電源部１５には、整流部１２により全波整流された脈流が入力され、その電圧値がツェナーダイオード１５ａのツェナー電圧よりも高いときだけ、ツェナー電圧が第１電源部１４に入力される。整流部１２により全波整流された脈流の電圧がツェナー電圧よりも低いときは、第１電源部１４の入力端子間に接続されたバッファコンデンサ１４ａが電源となって第１電源部１４に電力を供給する。バッファコンデンサ１４ａは充放電を繰り返す。なお、このときに負荷３に流れる電流は、負荷３が誤動作しない程度の微小電流であり、制御部１３の消費電流は小さく、第２電源部１５のインピーダンスは高く維持されるように設定されている。なお、ここまでの説明は、上記従来例と同様であり、図２には描かれていない。

一方、負荷３を起動させるために操作スイッチ（ＳＷ）４がオンされ、操作スイッチ４から起動信号が出力されると、制御部１３は、主開閉部１１に対して直接１パルスの初期駆動信号を出力する。それによって、主開閉部１１のトライアック１１ａが導通し、負荷３に電力が供給される。周知のように、照明装置やモータなどの負荷３に電力を投入する際の突入電流は、定常時に負荷３に流れる負荷電流よりもはるかに大きいけれども、主開閉部１１は大電流に耐えられるように設計され、製造されているため、突入電流がトライアック１１ａなどに流れても、それによってトライアック１１ａなどの素子が破壊されることはない。

また、操作スイッチ４から起動信号が出力されると、制御部１３は、第１主開閉部駆動信号を出力すると同時に、第３電源部１６のスイッチ素子１６ｃを導通させるための駆動許可信号を出力する。駆動許可信号は、操作スイッチ４がオフされるまで出力され続ける。

トライアック１１ａは自己保持型素子であり、一度ゲートにパルス信号が入力されると、入力電圧が０Ｖになるまで（ゼロクロス点）導通状態を保持する。トライアック１１ａが導通しているので、整流部１２の整流電圧がほぼ零になっており、第２電源部１５及び第３電源部１６は非導通となり、電流は流れない。そのため、第１電源部１４には、バッファコンデンサ１４ａから電力が供給され、バッファコンデンサ１４ａの端子電圧は徐々に低下する。

商用電源の電圧が０Ｖになると、トライアック１１ａが自己消弧し、整流部１２の整流電圧が上昇する。そして、第１電源部１４の入力電圧、すなわち、バッファコンデンサ１４ａの端子電圧が第３電源部１６の出力電圧よりも低くなったときに、第３電源部１６から第１電源部１４に電力が供給され始め、同時にバッファコンデンサ１４ａを充電し始める。バッファコンデンサ１４ａの充電が完了し、その端子電圧が第３電源部の出力電圧に等しくなると、第３電源部１６を流れる電流は、ツェナーダイオード１６ａ、補助開閉部１７のサイリスタ素子１７ａ、主開閉部１１のトライアック１１ａに転流し、トライアック１１ａが導通する。それによって、負荷３には、主開閉部１１から定常時の電力が供給される。これ以降は、交流の１／２周期ごとに、負荷制御装置１の自己回路電源確保、補助開閉部１７の導通及び主開閉部１１の導通動作が繰り返される。

なお、図２に示すように、初期駆動信号を出力するタイミングと商用電源のゼロクロス点が一致するとは限らないので、両者を一致させるように、ゼロクロス検出回路をさらに設け、ゼロクロス検出回路がゼロクロス点を検出したときに初期駆動信号を出力させるように構成してもよい。以下の実施形態においても同様である。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に係る負荷制御装置について、図３乃至図７を参照しつつ説明する。第２実施形態に係る負荷制御装置１Ｂにおいて使用される主スイッチ素子は、耐電圧部を１箇所とする横型のデュアルゲートトランジスタ構造の素子である点で、上記従来のトライアックとは異なる。図３は、第２実施形態に係る負荷制御装置１Ｂの構成を示す回路図であり、図４は、その各部における電流及び制御信号の波形を示すタイムチャートである。図５（ａ）は、第２実施形態において、主開閉部１１の主スイッチ素子１１ｂとして用いる耐電圧部を１カ所とする横型のデュアルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子の回路図を示し、図５（ｂ）は参考例として２つのＭＯＳＦＥＴ型トランジスタ素子を逆方向接続した場合の回路図を示す。図６は、横型のデュアルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子の平面図、図７は図６におけるＡ−Ａ縦断面図である。

図５（ｂ）に示す従来の構成では、２つのトランジスタ素子のソース電極Ｓ同士が接続され、かつアースされており（最低電位部）、ソース電極Ｓとゲート電極Ｇ１，Ｇ２の間は耐電圧が不要であり、ゲート電極Ｇ１，Ｇ２とドレイン電極Ｄ１，Ｄ２の間に耐電圧が必要であるため、耐電圧部（例えば、耐電圧距離を開ける）を２箇所必要としている。２つのトランジスタ素子はソース電極を基準にしたゲート信号で動作するので、各トランジスタ素子のゲート電極Ｇ１，Ｇ２に同じ駆動信号を入力して駆動することができる。

それに対して、図６及び７に示すように、横型のデュアルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子では、耐圧を維持する箇所を１箇所とした損失の少ない双方向素子を実現する構造である。すなわち、ドレイン電極Ｄ１及びＤ２はそれぞれＧａＮ層に達するように形成され、ゲート電極Ｇ１及びＧ２はそれぞれＡｌＧａＮ層の上に形成されている。ゲート電極Ｇ１，Ｇ２に電圧が印加されていない状態では、ゲート電極Ｇ１，Ｇ２の直下のＡｌＧａＮ／ＧａＮヘテロ界面に生じる２次元電子ガス層に電子の空白地帯が生じ、電流は流れない。一方、ゲート電極Ｇ１，Ｇ２に電圧が印加されると、ドレイン電極Ｄ１からＤ２に向かって（又はその逆に）ＡｌＧａＮ／ＧａＮヘテロ界面に電流が流れる。ゲート電極Ｇ１とＧ２の間は、耐電圧を必要とし、一定の距離を設ける必要があるが、ドレイン電極Ｄ１とゲート電極Ｇ１の間及びドレイン電極Ｄ２とゲート電極Ｇ２の間は耐電圧を必要としない。そのため、ドレイン電極Ｄ１とゲート電極Ｇ１及びドレイン電極Ｄ２とゲート電極Ｇ２とが、絶縁層Ｉｎを介して重複していてもよい。なお、この構成の素子はドレイン電極Ｄ１，Ｄ２の電圧を基準として制御する必要があり、２つのゲート電極Ｇ１，Ｇ２にそれぞれ駆動信号を入力する必要がある（そのため、デュアルゲートトランジスタ構造と呼ぶ）。

図３に示す負荷制御装置１Ｂは、主開閉部１１の主スイッチ素子１１ｂとして、上記デュアルゲートトランジスタ構造（図では、略記）を有しているため、ゲート電極Ｇ１及びＧ２に制御信号が入力されている間だけ主開閉部１１の主スイッチ素子１１ｂが導通する。そのため、主スイッチ素子１１ｂを駆動するための第１パルス信号を発生させる必要がある。図３に示す構成例では、第３電源部１６に、第３電源部に入力される電圧を検出する電圧検出部１８を設けると共に、制御部１３に、電圧検出部１８からの検出信号に応じて第１パルス信号を出力する第１パルス出力部（主開閉部駆動信号出力部）１９及び主開閉部１１が非導通になった後、所定時間補助開閉部１７のサイリスタ素子１７ａを導通させるための第２パルス出力部２１を設けている。また、補助開閉部１７は、上記第１実施形態の場合と異なり、負荷電流が小さい場合に負荷３への電力供給を行う。

次に、図４を参照しつつ、第２実施形態に係る負荷制御装置１Ｂの動作について説明する。負荷３を起動させるために操作スイッチ（ＳＷ）４がオンされ、操作スイッチ４から起動信号が出力されると、制御部１３の主制御部２０から直接又は第１パルス出力部１９を介して、主開閉部１１に対して直接所定パルス幅の初期駆動信号が出力される。それによって、主開閉部１１の主スイッチ素子１ｂが導通し、負荷３に電力が供給される。周知のように、照明装置やモータなどの負荷３に電力を投入する際の突入電流は、定常時に負荷３に流れる負荷電流よりもはるかに大きいけれども、主スイッチ素子１１ｂは大電流に耐えられるように設計され、製造されているため、突入電流が主スイッチ素子１１ｂに流れても、それによって主スイッチ素子１１ｂなどの素子が破壊されることはない。なお、駆動許可信号に関しては、上記第１実施形態の場合と同様であるため、その説明を省略する。

第２実施形態における主スイッチ素子１１ｂは、トライアックと異なり、ゲート電極Ｇ１，Ｇ２に所定の電圧が印加されている間だけ導通するので、初期駆動信号のパルス幅は、商用電源の１／４周期以上１／２周期未満であり、且つ、第１パルス信号よりも長くなるように設定されている。初期駆動信号が消滅する（立ち下がる）と、主開閉部１１が非導通（開状態）になるので、第２パルス出力部２１は、補助開閉部１７を第２所定時間（例えば、数百μ秒）だけ導通させる（閉状態にさせる）ように、第２パルス信号を出力する。そうすると、主開閉部１１が非導通になり、負荷電流は補助開閉部１７に転流され、補助開閉部１７のサイリスタ素子１７ａから負荷３に電力が供給される。サイリスタ素子１７ａは自己消弧型スイッチ素子であるので、負荷電流の電圧値が０Ｖになった時点（ゼロクロス点）で、自動的に非導通になる。

主開閉部１１及び補助開閉部１７が共に非導通になると、整流部１２の整流電圧が上昇し始め、第３電源部１６に電流が流れ、バッファコンデンサ１４ａの充電を開始する。上記のように、第３電源部１６には、電圧検出部（充電監視部）１８が設けられており、第３電源部１６への入力電圧又はバッファコンデンサ１４ａの端子電圧（すなわち、バッファコンデンサ１４ａの充電完了）を検出する。電圧検出部１８が、第３電源部１６への入力電圧又はバッファコンデンサ１４ａの端子電圧が所定の閾値に達したことを検出すると、電圧検出部１８は所定の検出信号を出力する。制御部１３の第１パルス出力部１９は、電圧検出部１８からの検出信号を受信すると、主開閉部１１を第１所定時間導通させる（閉状態にさせる）ように、駆動回路１０に対して主開閉部１１を導通させるための第１パルス信号（主開閉部駆動信号）を出力する。

なお、図３では、電圧検出部１８からの検出信号に応じて、直接的に第１パルス信号を出力するように、専用のＩＣなどを用いてハードウエア的に構成された第１パルス出力部（主開閉部駆動信号出力部）１９を制御部１３の一部として設けた構成例を示しているが、図示した構成に限定されず、電圧検出部１８からの出力を、ＣＰＵなどで構成された主制御部２０に入力し、ソフトウエア的に第１パルス信号を出力するように構成してもよい。

第１パルス信号が消滅する（立ち下がる）と、主開閉部１１が非導通（開状態）になるので、第２パルス出力部２１は、補助開閉部１７を第２所定時間（例えば、数百μ秒）だけ導通させる（閉状態にさせる）ように、第２パルス信号を出力し、補助開閉部１７のサイリスタ素子１７ａが導通し、サイリスタ素子１７ａが自己消弧するまで負荷３に電力が供給される。これ以降は、交流の１／２周期ごとに、負荷制御装置１の自己回路電源確保、補助開閉部１７の導通及び主開閉部１１の導通動作が繰り返される。

これらの動作は負荷電流に対して行われるため、主開閉部１１がトランジスタ構造を有する主スイッチ素子１１ａで構成されていても、負荷３は力率１のものに限定されず、蛍光灯及び白熱灯のいずれにも適した２線式の負荷制御装置を実現することができる。また、主開閉部１１が横型のデュアルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子１１ａで構成されているので、トランジスタ素子の耐電圧が必要な箇所は１箇所に限定され、負荷への通電時における主スイッチ素子自体の発熱量を少なくして、負荷制御装置の小型化及び大容量化を同時に実現することができる。

また、図３では、補助開閉部１７に流れる電流を検出するための電流検出部２２を設けた例を示しているが、これは、周波数ずれや過負荷が接続された場合に、補助開閉部１７から再度主開閉部１１に負荷電流経路を切り替える動作を行うことにより、補助開閉部１７を破壊から保護することためのものである。従って、電流検出部２２は必ずしも必要ではなく、必要に応じて設けられていればよい。

図８は、駆動回路１０の具体的構成例を示す回路図である。主開閉部１１を駆動するための駆動回路１０は、主スイッチ素子１１ｂのデュアルゲートに対応してそれぞれ２組設けられ、負荷制御装置１Ｂの第１電源部１４に接続されたダイオード１０１ａ，１０１ｂと、一端がそれぞれの電力線に接続され、他端がダイオード１０１ａ，１０１ｂに接続されたコンデンサ１０２ａ，１０２ｂと、ダイオード１０１ａ，１０１ｂとコンデンサ１０２ａ，１０２ｂの接続点と主開閉部１１の主スイッチ素子１１ａの各ゲート端子との間に接続された駆動スイッチ素子１０３ａ，１０３ｂで構成されている。駆動スイッチ素子１０３ａ，１０３ｂは、制御部１３からの信号によりオン／オフされる。さらに、この駆動スイッチ素子１０３ａ，１０３ｂは、スイッチ部と操作部が絶縁された構成である。駆動スイッチ素子１０３ａ，１０３ｂの構成は特に限定されるものではなく、後述するように、フォトカプラやフォトリレーなどの光絶縁半導体スイッチ素子など、様々なタイプのものを使用することができる。

この構成によれば、負荷制御装置１Ｂの第１電源部１４をダイオード１０１ａ，１０１ｂを経由して、一端が電力線に接続されたコンデンサ１０２ａ，１０２ｂの他端に接続することにより、電力線の電位を基準とする簡易電源がこのコンデンサ１０２ａ，１０２ｂにより構成される。このコンデンサ１０２ａ，１０２ｂへの充電は、電力線のうち電源電圧の高い側から、負荷制御装置１Ｂの内部電源を経由して、電圧の低い側の電力線に流れる電流が、電圧の低い側に接続されたコンデンサを充電することによって行われる。そのとき、電圧の高い側に接続されたコンデンサには充電されないため、電源周波数の一周期毎にコンデンサに充電が繰り返される。反対側のコンデンサには、電力線の電位の関係が前述と逆のタイミングで充電される。

横型のデュアルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子１１ｂをオフからオンにする場合、主スイッチ素子１１ｂのゲートに対して、電力線が接続される点（図５（ａ）参照）を基準として電圧を印加する必要がある。ここで、制御部１３からの信号により主開閉部１１の主スイッチ素子１１ｂのゲート電極に接続される駆動スイッチ素子１０３ａ又は１０３ｂを導通させると、主スイッチ素子１１ｂのゲート端子には、それぞれ電力線を基準とするコンデンサに充電された電圧が印加されるため、主スイッチ素子１１ｂは導通状態（閉状態）になる。主スイッチ素子１１ｂが一旦導通状態になると、主スイッチ素子１１ｂの端子間電圧が非常に小さくなるため、負荷制御装置１の電源からダイオード１０１ａ，１０１ｂ及び駆動スイッチ素子１０３ａ，１０３ｂを経由して印加される電圧で導通を維持することができる。

この実施形態では、駆動回路１０が第１電源部１４と非絶縁に構成されているため、高効率で駆動電力を供給することが可能である。コンデンサ１０２ａ，１０２ｂは、主スイッチ素子１１ａがオフからオンになるときのゲート電極の電位を一時的に確定すればよいので、その形状や容量は小型なものでもよい。

図９は、駆動回路１０のさらに具体的な構成例を示し、駆動スイッチ素子１０３ａ，１０３ｂとして、フォトカプラやフォトリレーなどの光絶縁半導体スイッチ素子を用いている。制御部１３からの駆動信号が入力されると、光絶縁半導体スイッチ素子の発光部から光信号が出力され、その光信号が受光部に入射すると、受光部が導通し、第１電源部１４からの電流（駆動信号）が流れる。発光部と受光部は電気的に絶縁されているため、発光部から光が出力されない限り、主スイッチ素子１１ａのゲート電極には駆動信号は入力されない。そのため、制御部１３からの駆動信号を基に、絶縁を維持しながら容易に、且つ確実に主スイッチ素子１１ａのゲート電極に接続された駆動スイッチ素子１０３ａ，１０３ｂをオン・オフすることができる。

図１０は、図９に示す駆動回路１０の変形例を示す。この変形例では、フォトカプラやフォトリレーなどの光絶縁半導体スイッチ素子を用いた駆動スイッチ素子１０３ａ，１０３ｂの発光部が直列に接続されている。それにより、駆動回路１０に流れる電流値を約１／２にすることができ、駆動回路１０での電力消費量を低減させることが可能となる。

図１１は、図９に示す駆動回路１０の他の変形例を示す。この変形例では、フォトカプラやフォトリレーなどの光絶縁半導体スイッチ素子を用いた駆動スイッチ素子１０３ａ，１０３ｂの発光部が直列に接続されていると共に、主開閉部１１の主スイッチ素子１１ａのゲート電極と駆動スイッチ素子１０３ａ，１０３ｂが接続される接続点と、そのゲート電極の基準となる電力線との間にコンデンサ１０４ａ，１０４ｂが接続されている。なお、図９に示す駆動回路１０の構成例に、コンデンサ１０４ａ，１０４ｂを追加してもよい。

この変形例に示すように、コンデンサ１０４ａ，１０４ｂを追加することにより、駆動スイッチ素子１０３ａ，１０３ｂがオン・オフされる際に、コンデンサ１０４ａ，１０４ｂにより、主スイッチ素子１１ａのゲート電極に印加される電圧の急激な変化を緩和することができ、主スイッチ素子１１ａが急峻にオン・オフすることを防止することができる。その結果、主開閉部１１の主スイッチ素子１１ａがオン・オフすることで発生するノイズを低減することができるため、ノイズフィルタを小さくしたり、あるいは省略したりすることが可能となる。すなわち、図１８に示す従来例の構成と比較して、ノイズフィルタとして機能するコイルやコンデンサを省略することができる。

ノイズフィルタを構成するコイルに関しては、負荷制御装置の定格電流が大きくなるにつれて、このコイルも大型になるため、コイルを省略することができれば、負荷制御装置の小型化を実現することができる。また、ノイズフィルタを構成するコンデンサに関しては、コイルに比べて負荷制御装置の大きさに対する制約は少ないが、このコンデンサが存在することにより、負荷制御装置がオフの状態での負荷制御装置のインピーダンスを下げることにつながり、負荷制御装置のオフ状態として好ましくない。また、負荷制御装置がオフの状態でもコンデンサを介して交流電流が流れ、それによってオフ時に負荷が誤動作したりする可能性がある。従って、負荷制御装置からノイズフィルタ用のコンデンサを省略することができれば、２線式負荷制御装置にとって好ましい形態となる。

図１２は、駆動回路１０の他の具体的構成例を示す回路図である。駆動回路１０は、主スイッチ素子１１ｂのデュアルゲートに対応して２組設けられたフォトカプラなどの光絶縁半導体スイッチ素子２０１，２０２などで構成されている。光絶縁半導体スイッチ素子２０１，２０２の発光部２０１ａ，２０２ａには、それぞれ制御部１３からの駆動信号が入力される。光絶縁半導体スイッチ素子２０１，２０２の発光部２０１ａ，２０２ａは、駆動信号が入力されると、その電力を光エネルギーに変換して出力する。光絶縁半導体スイッチ素子２０１，２０２の受光部２０１ｂ，２０２ｂに、発光部２０１ａ，２０２ａからの光が入射すると、受光部２０１ｂ，２０２ｂで光電変換を行い、光エネルギーを電気エネルギーに変換（すなわち発電）する。受光部２０１ｂ，２０２ｂは、そこで発電された電力が、交流電源（商用電源）及び負荷が接続される点をそれぞれ基準として（図５（ａ）参照）、主開閉部１１の主スイッチ素子１１ｂのゲート部に正の電位が印加されるように接続されている。

制御部１３から駆動信号を出力して光絶縁半導体スイッチ素子２０１，２０２の発光部２０１ａ，２０２ａを発光させることにより、容易に基準電位の異なる主開閉部１１の主スイッチ素子１１ｂのゲート電極に駆動信号を入力することができ、主開閉部１１の主スイッチ素子１１ｂを導通状態（閉状態）にすることができる。なお、光絶縁半導体スイッチ素子２０１，２０２の発光部２０１ａ，２０２ａと受光部２０１ｂ，２０２ｂは、電気的に絶縁されているため、発光部２０１ａ，２０２ａから光が出力されない限り、主スイッチ素子１１ｂのゲート電極には駆動信号は入力されない。すなわち、主スイッチ素子１１ｂのゲート電極には、制御部１３から出力された駆動信号とは異なる制御部１３（又は負荷制御装置１Ｂの第１電源部１４）から電気的に絶縁された電力が供給される。また、制御部１３からの駆動信号を基に、絶縁を維持しながら容易に、且つ確実に主スイッチ素子１１ｂのゲート電極に接続された光絶縁半導体スイッチ素子２０１，２０２をオン・オフすることができる。

図１３は、図１２に示す駆動回路１０の変形例を示す。この変形例では、フォトカプラなどの光絶縁半導体スイッチ素子２０１，２０２の発光部２０１ａ，２０２ａが直列に接続されている。それにより、駆動回路１０に流れる電流値を約１／２にすることができ、駆動回路１０での電力消費量を低減させることが可能となる。

図１４は、駆動回路１０の他の具体的構成を示す回路図である。この構成例では、駆動回路１０が、高周波絶縁トランスなど電磁的結合によって電力を伝達するトランス（電磁結合素子）２０３、整流回路２０４ａ，２０４ｂ、発振回路２０５などによって構成されている。トランス２０３の１次側コイル２０３ａは発振回路２０５に接続され、さらに発振回路２０５は制御部１３に接続されている。発振回路２０５に制御部１３からの駆動信号が入力されると、駆動信号が印加されている間だけ、発振回路２０５は発振を行い、交流電力を発生させる。トランス２０３の１次側コイル２０３ａに発振回路２０５により発生された交流電流が流れると、電磁誘導により２次側コイル２０３ｂ，２０３ｃに起電力が発生する。トランス２０３の２次側にコイル２０３ｂ、２０３ｃに発生する起電力は交流であるため、整流回路２０４ａ，２０４ｂにより整流された後、主開閉部１１の主スイッチ素子１１ｂのゲート電極に入力される。なお、整流回路２０４ａ，２０４ｂは、商用電源及び負荷が接続される点を基準として、主スイッチ素子１１ｂのゲート電極に正の電位が印加されるように接続されている。なお、トランス２０３の１次側コイル２０３ａと２次側コイル２０３ｂ，２０３ｃは電気的に絶縁されているため、トランス２０３の１次側コイル２０３ａに電流が流れない限り、主スイッチ素子１１ｂのゲート電極には駆動信号は入力されない。すなわち、主スイッチ素子１１ｂのゲート電極には、制御部１３から出力された駆動信号とは異なる制御部１３から電気的に絶縁された電力が供給される。

このように、制御部１３から出力される駆動信号をトリガとして発振回路２０５により交流電力を発生させているので、発振回路２０５での発振周波数及び振幅、トランス２０３の１次側コイル２０３ａと２次側コイル２０３ｂ，２０３ｃの巻き線数などを適宜設定することにより、トランス２０３の２次側コイル２０３ｂ，２０３ｃに所望する電力を発生させることができる。そのため、主開閉部１１の主スイッチ素子１１ｂのゲート部が一定以上の電流値を必要とする電流型の主スイッチ素子である場合であっても安定して駆動することができる。なお、発振回路２０５の駆動電力は、負荷制御装置のいずれかの電源部から供給されることは言うまでもない。あるいは、図示していないが、発振回路２０５を省略して、制御部１３から所定周波数及び所定振幅のパルス信号を直接出力するように構成してもよい。

（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態に係る負荷制御装置について、図１５乃至図１７を参照しつつ説明する。第３実施形態に係る負荷制御装置１Ｃにおいて使用される主スイッチ素子は、耐電圧部を２箇所とする横型のシングルゲートトランジスタ構造の素子である点で、上記従来のトライアックやデュアルゲートトランジスタ構造とは異なる。図１５は、第３実施形態に係る負荷制御装置１Ｃの構成を示す回路図である。図１６は、横型のシングルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子の平面図、図１７は図１６におけるＢ−Ｂ縦断面図である。

図３に示すデュアルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子１１ｂを用いた第２実施形態と比較して、図１５に示すシングルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子１１ｃを用いた第３実施形態では、２つのシングルゲートトランジスタ構造にそれぞれ、主制御部２０又は第１パルス出力部２１から出力される第１駆動信号又は第１パルス信号が直接入力されるので、駆動回路１０が不要となっている。その他の構成は、図３に示す第２実施形態に係る負荷制御装置１Ｂと同様である。

図１７に示すように、スイッチ素子１１ｃの基板１２０は、導体層１２０ａと、導体層１２０ａの上に積層されたＧａＮ層１２０ｂ及びＡｌＧａＮ層１２０ｃで構成されている。このスイッチ素子１１ｃでは、チャネル層としてＡｌＧａＮ／ＧａＮヘテロ界面に生じる２次元電子ガス層を利用している。図１６に示すように、基板１２０の表面１２０ｄには、電源２及び負荷３に対してそれぞれ直列に接続された第１ドレイン電極Ｄ１及び第２ドレイン電極Ｄ２と、第１ドレイン電極Ｄ１の電位及び第２ドレイン電極Ｄ２の電位に対して中間電位となる中間電位部Ｓが形成されている。さらに、中間電位部Ｓの上には、制御電極（ゲート）Ｇが積層形成されている。制御電極Ｇとして、例えばショットキ電極を用いる。第１ドレイン電極Ｄ１及び第２ドレイン電極Ｄ２は、それぞれ互いに平行に配列された複数の電極部１１１，１１２，１１３・・・及び１２１，１２２，１２３・・・を有する櫛歯状であり、櫛歯状に配列された電極部同士が互いに対向するように配置されている。中間電位部Ｓ及び制御電極Ｇは、櫛歯状に配列された電極部１１１，１１２，１１３・・・及び１２１，１２２，１２３・・・の間にそれぞれ配置されており、電極部の間に形成される空間の平面形状に相似した形状（略魚背骨状）を有している。

次に、スイッチ素子１１ｃを構成する横型のトランジスタ構造について説明する。図１６に示すように、第１ドレイン電極Ｄ１の電極部１１１と第２ドレイン電極Ｄ２の電極部１１２は、それらの幅方向における中心線が同一線上に位置するように配列され、中間電位部Ｓの対応部分及び制御電極Ｇの対応部分は、それぞれ第１ドレイン電極Ｄ１の電極部１１１及び第２ドレイン電極Ｄ２の電極部１２１の配列に対して平行に設けられている。上記幅方向における第１ドレイン電極Ｄ１の電極部１１１と第２ドレイン電極Ｄ２の電極部１１２と中間電位部Ｓの対応部分及び制御電極Ｇの対応部分の距離は、所定の耐電圧を維持しうる距離に設定されている。上記幅方向に直交する方向、すなわち第１ドレイン電極Ｄ１の電極部１１１と第２ドレイン電極Ｄ２の電極部１１２の長手方向においても同様である。また、これらの関係は、その他の電極部１１２及び１２２，１１３及び１２３・・・についても同様である。すなわち、中間電位部Ｓ及び制御電極Ｇは、第１電極Ｄ１及び第２電極Ｄ２に対して所定の耐電圧を維持しうる位置に配置されている。

このように、第１ドレイン電極Ｄ１の電位及び第２ドレイン電極Ｄ２の電位に対して中間電位となる中間電位部Ｓ及びこの中間電位部Ｓに接続され、中間電位部Ｓに対して制御を行うための制御電極Ｇが、第１ドレイン電極Ｄ１及び第２ドレイン電極Ｄ２に対して所定の耐電圧を維持しうる位置に配置されているので、例えば第１ドレイン電極Ｄ１が高電位側、第２ドレイン電極Ｄ２が低電位側である場合に、スイッチ素子１１ｃがオフの時、すなわち制御電極Ｇに０Ｖの信号が印加されたときには、少なくとも第１ドレイン電極Ｄ１と、制御電極Ｇ及び中間電位部Ｓの間で、電流は確実に遮断される（制御電極（ゲート）Ｇの直下で電流が阻止される）。一方、スイッチ素子１１ｃがオンの時、すなわち制御電極Ｇに所定の閾値以上の電圧の信号が印加されたときには、図２中矢印で示すように、第１ドレイン電極Ｄ１（電極部１１１，１１２，１１３・・・）、中間電位部Ｓ、第２ドレイン電極Ｄ２（電極部１２１，１２２，１２３・・・）の経路で電流が流れる。逆の場合も同様である。

このように、第１ドレイン電極Ｄ１及び第２ドレイン電極Ｄ２に対して所定の耐電圧を維持しうる位置に中間電位部Ｓを形成することにより、制御電極Ｇに印加する信号の閾値電圧を必要最低限のレベルまで低下させても、スイッチ素子１１ｃを確実にオン／オフさせることができ、低オン抵抗を実現することができる。そして、この新規なスイッチ素子１１ｃを用いて主開閉部１１を構成することにより、制御信号に基準（ＧＮＤ）を中間電位部Ｓと同電位とすることで、数Ｖの制御信号で駆動される制御部１３によって、高電圧の商用電源を直接制御することができる。また、整流部１２のダイオードによる電圧降下の影響を受けないので、主開閉部１１の導通（閉状態）／非導通（開状態）を切り換える閾値電圧を低くしても、確実に非導通（開状態）を維持することができる。さらに、チャネル層としてヘテロ界面に生じる２次元電子ガス層を利用している横型のトランジスタ素子においては、素子を非導通にさせる閾値電圧の高電位化と導通時のオン抵抗は相反関係にあるため、閾値電圧を低くすることができることは、オン抵抗を低く維持することができることにつながり、負荷制御装置１Ｃの小型高容量化を実現することができる。

なお、負荷３の容量が小さく負荷電流が小さい場合、バッファコンデンサ１４ａの充電完了信号が出力されるタイミングが遅くなるなどの問題点も存在しており、それに対して本出願人は様々な対策を提案しているが、本発明の趣旨とは異なるため、それらの説明は省略する。また、本発明は、上記実施形態の構成に限定されるものではなく、ＭＯＳＦＥＴ素子やその他の主スイッチ素子を用いた負荷制御装置に適用できることは言うまでもない。

１Ａ，１Ｂ，１Ｃ：負荷制御装置
２：電源
３：負荷
４：操作スイッチ
１０：駆動回路
１１：主開閉部
１１ａ，１１ｂ，１１ｃ：主スイッチ素子
１２：整流部
１３：制御部
１４：第１電源部
１４ａ：バッファコンデンサ
１５：第２電源部
１６：第３電源部
１７：補助開閉部
１７ａ：サイリスタ素子（補助スイッチ素子）
１８：電圧検出部
１９：第１パルス出力部
２０：主制御部
２１：第２パルス出力部
２２：電流検出部

Claims

商用電源と負荷の間に直列に接続される２線式の負荷制御装置であって、
商用電源及び負荷に対し直列に接続された主スイッチ素子を有し、負荷に対して電力の供給を制御する主開閉部と、
ユーザによって操作され、少なくとも負荷を起動するための起動信号を出力する操作スイッチと、
前記操作スイッチに接続され、前記操作スイッチから送信される信号に応じて、前記主開閉部の開閉を制御する制御部と、
前記主開閉部の両端から整流部を介して電力供給され、前記制御部に安定した電圧を供給する第１電源部と、
前記主開閉部の両端から整流部を介して電力供給され、負荷への電力供給を停止しているときに、前記第１電源部への電力を供給する第２電源部と、
前記主開閉部が閉状態で、負荷への電力供給を行っているときに、前記第１電源部への電力を供給する第３電源部を備え、
前記操作スイッチから前記起動信号を受信したときに、前記制御部は、前記第１電源部への電力を供給する電源が前記第２電源部から前記第３電源部に切り替わる前に、前記主開閉部に対して前記主スイッチ素子を導通させるための初期駆動信号を出力することを特徴とする負荷制御装置。
前記主スイッチ素子はトライアックであり、前記初期駆動信号は前記トライアックのゲートの入力される任意のパルス幅を有する１つのパルス信号であることを特徴とする請求項１に記載の負荷制御装置。
前記主スイッチ素子はトランジスタ構造を有する素子であり、前記初期駆動信号は前記トランジスタ構造のゲートの入力される商用電源の１／４周期以上で、且つ、１／２周期未満のパルス幅を有する１つのパルス信号であることを特徴とする請求項１に記載の負荷制御装置。
サイリスタ構造の補助スイッチ素子を有し、前記主開閉部が非導通のときに、負荷に対して電力の供給を制御する補助開閉部をさらに有することを特徴とする請求項３に記載の負荷制御装置。
前記第２電源部及び前記第３電源部の何れもが前記第１電源部への電力を供給していないときに、前記第１電源部への電力を供給するための前記第１電源部への電力を供給するバッファコンデンサと、
前記主開閉部が閉状態で、負荷への電力供給を行っているときに、前記第３電源部への入力電圧又は前記バッファコンデンサの端子電圧を検出する電圧検出部をさらに備え、
前記制御部は、前記負荷に電力を供給しているときに、前記電圧検出部が、前記第３電源部への入力電圧又は前記バッファコンデンサの端子電圧が所定の閾値に達したことを検出すると、前記主開閉部を所定時間導通させるための第１パルス信号を前記主開閉部に出力すると共に、前記第１パルス信号の消失により前記主開閉部が非導通になったときに、前記補助開閉部を導通させるための第２パルス信号を出力することを特徴とする請求項４に記載の負荷制御装置。