JP5340793B2 - Ｃｖ変換回路 - Google Patents

Description

この発明は、測定対象の状態に応じて静電容量が相対変化する２つのセンサ容量素子の静電容量差分を増幅しながら電圧変換するＣＶ変換回路に関し、とくにＩＣ化に適した回路でもって高周波領域における微小な静電容量挙動を観測するのに適用して有効なものに関する。

この種のＣＶ変換回路は、物理変位を静電量変化として検出する場合に使用され、たとえば物体センサやマイクロホンなどに応用されている。

物理変位によって現れる静電容量変化を高感度かつ高確度に検出するには、その物理変位によって静電容量が相対変化する２つのセンサ容量素子（差動静電容量型センサ）を設置するとともに、両容量素子の静電容量差分を増幅および電圧変換するＣＶ変換回路を使用するとよい。

この場合、２つのセンサ容量素子には静電容量値の揃ったペア（対）を使用し、その一方の静電容量だけを物理変位に応じて変化させるか、あるいは２つの静電容量を物理変位に応じて相補的に変化させるようにすることにより、その物理変位を静電容量差分として抽出することができる。

この静電容量差分を検出するための有効な手段として、スイッチドキャパシタ方式のＣＶ変換回路が提供されている（特許文献１参照）。

このスイッチドキャパシタ方式のＣＶ変換回路は、スイッチドキャパシタによる負帰還回路を有すると負帰還増幅回路と、この負帰還増幅回路の出力をサンプリング抽出するサンプリング回路によって構成される。

スイッチドキャパシタは一種の等価インピーダンスであって、所定の静電容量値を有する容量素子に、所定周波数のクロック信号に同期して周期的に開閉するスイッチ回路を並列に接続して形成される。このスイッチドキャパシタを演算増幅器の負帰還ループに介在させることにより、電荷を所定の増幅利得で電圧変換する負帰還増幅回路（クロック動作またはダイナミック動作方式の負帰還増幅回路）を形成することができる。

上記２つのセンサ容量素子を所定周波数のクロック信号に同期して相補的に充放電させ、その２つのセンサ容量素子の通電電流差分を上記負帰還増幅器に入力させると、その入力をゼロに相殺するような電荷が上記スイッチドキャパシタの容量素子に充電される負帰還動作が行われる。

これにより、その負帰還増幅回路の出力には、上記通電電流差分に対応する電圧が周期的に現れる。この電圧は上記静電容量差分を反映する。この電圧をサンプリング回路でサンプリング抽出することにより、上記静電容量差分に対応する電圧すなわちＣＶ変換出力を得ることができる。

このスイッチドキャパシタ方式のＣＶ変換回路は、演算増幅器とスイッチドキャパシタの組み合わせにより、微小な静電容量挙動も高利得で電圧変換して検出できるという利点がある。上述したＣＶ変換回路は、演算増幅器、スイッチドキャパシタ、サンプリング回路などの主要部分をすべてＩＣ化することができる。

特開２００７−２１４９５８（差動型スイッチドキャパシタＣＶ変換回路）

上述したスイッチドキャパシタ方式のＣＶ変換回路は微小な静電容量挙動も高感度で検出することができるが、その静電容量に周波数依存性があった場合、たとえば１ＭＨｚといった比較的低い周波数での静電容量挙動はとくに問題なく検出できても、たとえば１０ＭＨｚといった比較的高い周波数領域での静電容量挙動を検出しようとすると、演算増幅器の動作速度による制約が生じて検出ができなくなってしまうという問題が生じる。

演算増幅器をスイッチドキャパシタと組み合わせてスイッチング動作させる場合、そのスイッチング周波数の４倍好ましくは１０倍以上の周波数領域で所定の演算増幅動作が保障される高速の演算増幅器が必要になる。しかし、このような高速の演算増幅器を低コストで得ることは困難であり、また、動作の高速化には消費電力の増大をともなう。

この発明は以上のような技術背景を鑑みたものであって、コストおよび消費電力の増大をともなう高速の演算増幅器に依存することなく、ＩＣ（半導体集積回路）化に適した回路でもって、高い周波数領域での静電容量挙動を高感度かつ高確度に検出することが可能なＣＶ変換回路を提供することにある。

この発明の上記以外の目的および構成については、本明細書の記述および添付図面にてあきらかにする。

この発明に係るＣＶ変換回路は、つぎの事項（１）〜（５）により特定されるものである。
（１）測定対象の状態に応じて静電容量が相対変化する２つのセンサ容量素子の静電容量差分を増幅および電圧変換するＣＶ変換回路であること
（２）上記２つのセンサ容量素子に互いに逆相で同一電圧の高周波パルス電圧を印加することによりそれぞれに容量値に応じた高周波パルス電流を通電させる通電回路を備えること
（３）第１のセンサ容量素子に通電させられた高周波パルス電流と第２のセンサ容量素子に通電させられた高周波パルス電流との電流差分を電圧変換する抵抗素子を備えること
（４）上記電流差分からの変換電圧を一対の共通出力端子間へ同相で伝達する第１のトランジスタ差動対と、上記変換電圧を上記共通出力端子間へ逆相で伝達する第２のトランジスタ差動対と、第１，第２のトランジスタ差動対を上記高周波パルス電圧で交互に切換動作させる第３のトランジスタ差動対とにより、上記変換電圧から上記高周波パルス電圧と同期した信号成分を抽出して上記共通出力端子間に出力する同期検波回路を備えること
（５）上記共通出力端子間に現れる同期検波出力電圧を平滑処理しながら低域で差動増幅する演算増幅器を備え、この演算増幅器の出力から上記２つのセンサ容量素子の静電容量差分に対応する直流出力電圧を得ること

コストおよび消費電力の増大をともなう高速の演算増幅器に依存することなく、ＩＣ化に適した回路でもって、高い周波数領域での静電容量挙動を高感度かつ高確度に検出することが可能になり、これにより、高周波領域での誘電率挙動による物性の検査や分析を的確に行うことが可能になる。

上記以外の作用／効果については、本明細書の記述および添付図面にてあきらかにする。

この発明によるＣＶ変換回路の第１実施形態を示す回路図である。 図１に示した回路の要部における動作例を示す波形チャートである。 この発明によるＣＶ変換回路の第２実施形態を示す回路図である。 図３に示した回路の要部における動作例を示す波形チャートである。 この発明によるＣＶ変換回路の第３実施形態を示す回路図である。 この発明によるＣＶ変換回路の第４実施形態を示す回路図である。

図１は、この発明の第１実施形態をなすＣＶ変換回路を示す。また、図２は、図１に示した回路の要部における動作例の波形チャートを示す。

同図に示す回路は、測定対象の状態に応じて静電容量が相対変化する２つのセンサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２の静電容量差分ΔＣｘ（＝Ｃｘ１−Ｃｘ２）を増幅および電圧変換するＣＶ変換回路であって、通電回路５０、同期検波回路１０、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）を兼ねる低域増幅回路２１，２２，３０などによって構成されている。

２つのセンサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２は静電容量値の揃ったペア（対）として作成され、その一方の静電容量だけが測定対象の状態に応じて変化するように設置されている。これにより、測定対象の状態変化が両センサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２の静電容量差分ΔＣｘとして現れるようになっている。

通電回路５０はインバータＩｖ１を用いて構成され、高周波クロック信号（高周波パルス電圧）＋Φ１を互いに逆相の２相クロック信号＋Φ１，−Φ１に位相分割する。両クロック信号＋Φ１，−Φ１はそれぞれ、所定の高レベル電位ＶＨ（＝電源電位Ｖｄｄ）と低レベル電位ＶＬ（＝信号基準電位ＧＮＤ）の間を振幅する方形波パルス信号であって、一方（＋Φ１）は第１のセンサ容量素子Ｃｘ１に印加され、他方（−Φ１）は第２のセンサ容量素子Ｃｘ２に印加される。これにより、各センサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２にはそれぞれ、その高周波クロック信号の電圧（高周波パルス電圧）と容量値に応じた高周波パルス電流Ｉｘ１，Ｉｘ２が通電される。

各センサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２にそれぞれ通電される高周波パルス電流Ｉｘ１，Ｉｘ２は互いに逆相で流れるが、これが共に電圧変換用抵抗素子Ｒ１０に通電されることにより、その抵抗素子Ｒ１０の両端に、両通電電流Ｉｘ１，Ｉｘ２の差分ΔＩｘ（＝Ｉｘ１−Ｉｘ２）に対応する電圧ΔＶｘ（∝Ｉｘ１−Ｉｘ２）が現れる。つまり、第１，第２のセンサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２に通電させられた高周波パルス電流Ｉｘ１，Ｉｘ２の電流差分ΔＩｘ（＝Ｉｘ１−Ｉｘ２）が抵抗素子Ｒ１０によって電圧ΔＶｘ（∝Ｉｘ１−Ｉｘ２）に変換される。この変換電圧ΔＶｘが同期検波回路１０に入力される。

同期検波回路１０は、上記変換電圧ΔＶｘと上記高周波クロック信号＋Φ１とのアナログ乗算操作により、その変換電圧ΔＶｘから高周波パルス信号＋Φ１と同期した直流の信号成分を抽出して出力する。この同期検波により、上記静電容量差分ΔＣｘに対応する直流レベルの検波電圧Ｖｏ１を取り出すことができる（図２参照）。

この発明で使用する同期検波回路１０は双差動回路とも呼ばれ、第１〜第３のトランジスタ差動対１１〜１３、共通負荷抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２、および定電流源を形成する定電流回路Ｉｃ１によって構成される。

第１〜第３のトランジスタ差動対１１〜１３はそれぞれＭＯＳトランジスタＱ１１−Ｑ１２，Ｑ２１−Ｑ２２，Ｑ３１−Ｑ３２を用いて構成されている。

この場合、Ｑ１１とＱ１２、Ｑ２１とＱ２２、Ｑ３１とＱ３２はそれぞれソース同士で共通接続されて差動対を形成している。また、Ｑ１１とＱ２２、Ｑ１２とＱ２１はそれぞれ、共通のドレイン負荷抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２を介して正側電源電圧Ｖｄｄに接続されている。さらに、Ｑ１１とＱ１２の共通ソースはＱ３１のドレインに接続され、Ｑ２１とＱ２２の共通ソースはＱ３２のドレインに接続されている。そして、Ｑ３１とＱ３２の共通ソースが定電流回路Ｉｃ１を介して負側電源電位Ｖｅｅに接続されている。

つまり、第１と第２のトランジスタ差動対１１，１２は、一対のドレイン負荷抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を共有することで一対の共通出力端子ａ，ｂを形成するとともに、それぞれの共通ソースが第３のトランジスタ差動対１３を介して共通の定電流回路Ｉｃ１に切換接続されるようになっている。

第１のトランジスタ差動対１１は、上記電流差分ΔＩｘからの変換電圧ΔＶｘを共通出力端子ａ，ｂへ同相で伝達する。これに対し、第２のトランジスタ差動対１２は、上記変換電圧ΔＶｘを上記共通出力端子ａ，ｂへ逆相で伝達する。

第３のトランジスタ差動対１２は、インバータＩｖ２によって位相分割された２相クロック信号＋Φ１，−Φ１によって切換動作を行い、第１と第２のトランジスタ差動対１１，１２をそのクロック信号＋Φ１に同期して定電流回路Ｉｃ１に交互に接続する。

これにより、第１，第２のトランジスタ差動対１１，１２が上記高周波クロック信号＋Φ１，−Φ１に同期して交互に切換動作させられる。上記変換電圧ΔＶｘは、クロック信号＋Φ１がプラス側に振れる半周期では同相のまま出力され、クロック信号＋Φ１がマイナス側に振れる半周期では逆相に位相反転されて出力される。

低域増幅回路２１，２２，３０はそれぞれ演算増幅器ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３を用いて構成されている。各演算増幅器ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３はそれぞれ、抵抗素子Ｒ２１〜Ｒ２４，Ｒ３１〜Ｒ３２および容量素子Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ３１，Ｃ３２による負帰還により、所定の増幅利得とＬＰＦ特性を有する低域増幅回路２１，２２，３０を形成する。

上記同期検波回路１０からは、通電電流差分ΔＩｘからの変換電圧ΔＶｘと上記高周波クロック信号＋Φ１とのアナログ積に相当する電圧Ｖｏ１が出力される。この検波出力電圧Ｖｏ１は全波整流された直流波形であって、その直流成分が上記２つのセンサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２の容量差分ΔＣｘに対応するとともに、その極性が上記２つのセンサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２の大小関係を反映する。

すなわち、図２に示すように、通電電流差分ΔＩｘからの変換電圧ΔＶｘは、Ｃｘ１＞Ｃｘ２のときに信号基準電位ＧＮＤに対してプラス側に振幅する直流信号に全波整流される一方、Ｃｘ１＜Ｃｘ２のときに信号基準電位ＧＮＤに対してマイナス側に振幅する直流信号に全波整流される。

この検波出力電圧Ｖｏ１は、検波出力端子ａ，ｂに並列挿入された容量素子Ｃ１０によって高周波除去および平滑化されたのち、低域増幅回路２１，２２，３０でさらに高周波リップル分を除去されながら増幅される。つまり、検波出力電圧Ｖｏ１の直流成分が抽出されて増幅される。これにより、上記静電容量差分ΔＣｘに対応する増幅出力電圧すなわちＣＶ変換出力電圧Ｖｏｃを得ることができる。

上述した第１実施形態のＣＶ変換回路において、演算増幅器ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３は、同期検波出力電圧Ｖｏ１に含まれている直流成分を抽出して増幅できればよく、高速である必要はない。したがって、たとえば１０ＭＨｚ以上の高い周波数領域で２つのセンサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２を充放電（通電駆動）させる場合でも、その静電容量差分ΔＣｘの挙動は、消費電力の少ない低速の演算増幅器を用いて高感度かつ高確度に検出することができる。

また、同期検波回路１０の出力端子ａ，ｂに平滑用容量素子Ｃ１０を並列に接続することで、その同期検波出力から高周波成分を除去して直流化された検波出力電圧Ｖｏ１を得ることができる。

さらに、上記同期検波回路１０は、検波入力信号をクロック信号＋Φ１，−Φ１に同期して位相反転させるだけの単純動作で検波を行うので、非常に高い周波数領域でも、消費電力をとくに増大させることなく動作することができる。たとえば１０ＭＨｚ以上の高周波信号はもちろん、数百ＭＨｚ帯の信号でも、簡単かつ確実に同期検波動作を行うことができる。

上記同期検波回路１０はトランジスタ差動対１１〜１３を用いて簡単に構成されているが、このように構成された回路はそのすべてをＩＣ化（ＬＳＩ化）するのに適している。本発明の回路は、そのＩＣ化により、浮遊容量や寄生容量（寄生インピーダンス）を低減させ、微小な静電容量の挙動を高感度かつ高確度に検出することを可能にするものである。

このように、上記ＣＶ変換回路は、コストおよび消費電力の増大をともなう高速の演算増幅器に依存することなく、ＩＣ化に適した回路でもって、高い周波数領域での静電容量挙動を高感度かつ高確度に検出することができる。

誘電率からは物質の物性に関する多くの情報を得ることができるが、その誘電率の周波数依存性を調べることによりさらに多くの物性情報を得ることができるようになる。

たとえば、ガソリンにアルコールを混入させたバイオガソリンでは、品質管理のためにアルコールの混入率を調べる必要があるが、その混入率は高周波での誘電率に大きく反映される。したがって、検体であるバイオガソリンを誘電体にして形成される静電容量を高周波で測定することにより、そのバイオガソリンのアルコール混入率を的確に検査することができる。

また、自動車用エンジンオイルの劣化も高周波での誘電率挙動により的確に検査することが可能である。機械油以外のオイル、たとえば食用オイルの劣化についても、高周波での誘電率挙動により客観的に検査することができるようになる。さらに、高周波での微小な誘電率挙動を高感度で検出することができれば、これによって物性のわずかな違いや変化を詳細に分析することが可能になる。

このように、高周波での誘電率挙動は物質の物性を調べるのに非常に有効であるが、この発明のＣＶ変換回路は、その高周波での誘電率挙動に基づく静電容量挙動を高感度かつ高確度に検出することができる。

物体の誘電率挙動を調べる場合、その物体を誘電体とする静電容量素子を２つ作成するとともに、一方の容量素子の誘電体には調べようとする測定対象の物体を導入させ、これを上記２つのセンサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２の一方とする。また、他方の容量素子にはその測定対象物体と同質または同一の誘電率を有する基準物体を誘電体とし、これを上記２つのセンサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２の他方とすればよい。

上記ＣＶ変換回路に用いる同期検波回路１０は、定電流回路Ｉｃ１も含めた全体をトランジスタ（Ｑ１１〜Ｑ３２等）で構成することでＩＣ化か容易になるが、さらに、そのトランジスタ（Ｑ１１〜Ｑ３２等）には、ベース入力電流を必要とするバイポーラトランジスタよりも、ゲート電圧入力で動作するＭＯＳトランジスタを用いた方が、変換精度を向上させるのに有利である。

図３は、この発明の第２実施形態をなすＣＶ変換回路を示す。また、図４は、図３に示した回路の要部における動作例の波形チャートを示す。

上述した第１実施形態との相違に着目して説明すると、同図に示す回路では、図１に示した回路に加えて、低域増幅回路３０の増幅出力電圧Ｖｏｃを積分する積分回路４０と、この積分回路４０の積分出力電圧Ｖｏｓが上記高周波クロック信号＋Φ１，−Φ１の周期で印加される帰還容量素子Ｃｆｂが設けられている。

帰還容量素子Ｃｆｂは、高周波クロック信号＋Φ１，−Φ１で開閉制御されるスイッチ回路Ｓ４１，Ｓ４２により、積分出力電圧Ｖｏｓと信号基準電位ＧＮＤに交互に接続されて通電駆動される。スイッチ回路Ｓ４１，Ｓ４２は、センサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２の通電回路５０と同期して帰還容量素子Ｃｆｂへの通電駆動を行う。

これにより、帰還容量素子Ｃｆｂには積分出力電圧Ｖｏｓと信号基準電位ＧＮＤ間で振幅する高周波パルス電圧が印加される。この高周波パルス電圧による通電駆動により、帰還容量素子Ｃｆｂに電流Ｉｘｂが流れるが、この通電電流Ｉｘｂが上記通電電流差分ΔＩｘに重畳させることにより、上記積分出力電圧Ｖｏｓを一定レベルに収束させるような負帰還ループが形成されるようになっている。

積分回路４０は、演算増幅器ＯＰ４と入力抵抗素子Ｒ４１および負帰還容量素子Ｃ４１によって形成される完全積分回路であり、負帰還ループは、図４に示すように、その積分回路４０の入力電圧である上記増幅出力電圧Ｖｏｃをゼロに収束させるように動作する。

この第２実施形態では、上記負帰還ループが機能しているときの上記積分出力電圧Ｖｏｓが、センサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２の容量差分ΔＣｘを反映している。したがって、その積分出力電圧ＶｏｓがＣＶ変換出力電圧として取り出される。そのＣＶ変換動作の利得は帰還容量素子Ｃｆｂの容量値によって一義的に設定することができる。

図５は、この発明の第３実施形態をなすＣＶ変換回路を示す。
上述した第１，第２実施形態との相違に着目して説明すると、同図に示す回路では、同期検波回路１０の検波出力電圧Ｖｏ１が１段だけの負帰還増幅回路３０によって低域増幅されている。
この発明のＣＶ変換回路では、同期検波回路１０によって直流化された検波出力電圧Ｖｏ１を低域増幅すればよいので、同図に示すように、１段だけの増幅回路３０でも必要な増幅を安定に行わせることができる。

図６は、この発明の第４実施形態をなすＣＶ変換回路を示す。
上述した第１〜３の実施形態との相違に着目して説明すると、同図に示す回路では、センサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２の通電回路５０が３組のスイッチ回路Ｓ１１−Ｓ１２，Ｓ１３−Ｓ１４，Ｓ１５−Ｓ１６によって構成されている。
センサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２はスイッチ回路Ｓ１１−Ｓ１２とＳ１３−Ｓ１４によってそれぞれに充放電駆動され、スイッチ回路Ｓ１５−Ｓ１６によってその充電電荷の差分に相当する電流差分が抵抗素子Ｒ１０で電圧変換されて同期検波回路１０に入力されるようになっている。
この第４実施形態も第２，第３実施形態と同様、２つのセンサ容量素子Ｃｘ１，Ｃｘ２の容量差分ΔＣｘに対応するＣＶ変換出力Ｖｏｓを得ることができる。

以上、この発明をその代表的な実施例に基づいて説明したが、この発明は上述した以外にも種々の態様が可能である。

１０ 同期検波回路
１１，１２，１３ トランジスタ差動対
ａ，ｂ トランジスタ差動対の共通出力端子
２１，２２，３０ ＬＰＦを兼ねる低域増幅回路
４０ 積分回路
５０ 通電回路
Ｉｖ１，Ｉｖ２ インバータ
ＯＰ１〜ＯＰ４ 演算増幅器
Ｃ１０〜Ｃ４１ 容量素子
Ｒ１０〜Ｒ４１ 抵抗素子
Ｓ１１〜Ｓ４２ スイッチ回路
Ｑ１１〜Ｑ３２ ＭＯＳトランジスタ
Ｉｃ１ 定電流回路
Ｃｆｂ 帰還容量素子
Ｉｘｂ 帰還容量素子Ｃｆｂの通電電流
Ｖｄｄ 電源電圧（＋側）
Ｖｅｅ 電源電圧（−側）
＋Φ１，−Φ１ 高周波の２相クロック信号
Ｃｘ１，Ｃｘ２ センサ容量素子
ΔＣｘ 静電容量差分（Ｃｘ１−Ｃｘ２）
Ｉｘ１，Ｉｘ２ 通電電流
ΔＩｘ 通電電流差分（Ｉｘ１−Ｉｘ２）
ΔＶｘ 通電電流差分からの変換電圧、
Ｖｏ１ 検波出力電圧
Ｖｏｃ 低域増幅出力電圧（ＣＶ変換出力電圧）
Ｖｏｓ 積分出力電圧（ＣＶ変換出力電圧）

Claims (4)

1. 測定対象の状態に応じて静電容量が相対変化する２つのセンサ容量素子の静電容量差分を増幅および電圧変換するＣＶ変換回路であって、
   上記２つのセンサ容量素子に互いに逆相で同一電圧の高周波パルス電圧を印加することによりそれぞれに容量値に応じた高周波パルス電流を通電させる通電回路と、
   第１のセンサ容量素子に通電させられた高周波パルス電流と第２のセンサ容量素子に通電させられた高周波パルス電流との電流差分を電圧変換する抵抗素子と、
   上記電流差分からの変換電圧を一対の共通出力端子間へ同相で伝達する第１のトランジスタ差動対と、上記変換電圧を上記共通出力端子間へ逆相で伝達する第２のトランジスタ差動対と、第１，第２のトランジスタ差動対を上記高周波パルス電圧で交互に切換動作させる第３のトランジスタ差動対とにより、上記変換電圧から上記高周波パルス電圧と同期した信号成分を抽出して上記共通出力端子間に出力する同期検波回路と、
   上記共通出力端子間に現れる同期検波出力電圧を平滑処理しながら低域で差動増幅する演算増幅器を備え、
   上記演算増幅器の出力から上記２つのセンサ容量素子の静電容量差分に対応する直流出力電圧を得ることを特徴とするＣＶ変換回路。
2. 請求項１において、上記同期検波回路をなす第１〜第３のトランジスタ差動対はそれぞれソース同士が共通接続された一対のＭＯＳトランジスタによって形成され、第１と第２のトランジスタ差動対は一対のドレイン負荷抵抗を共有することで一対の共通出力端子を形成するとともに、それぞれの共通ソースが第３のトランジスタ差動対を介して共通の定電流源に切換接続されることを特徴とするＣＶ変換回路。
3. 請求項１または２において、上記共通出力端子間に平滑用容量素子が並列接続されていることを特徴とするＣＶ変換回路。
4. 請求項１〜３のいずれかにおいて、上記演算増幅器から得られる直流出力電圧を積分する積分回路と、この積分回路の積分出力電圧が上記高周波パルス電圧と同期して印加される帰還容量素子とを備え、
   上記帰還容量素子に通電させられる高周波パルス電流を、上記２つのセンサ容量素子にそれぞれに通電させられる高周波パルス電流の電流差分に重畳させることにより、上記積分出力電圧を一定レベルに収束させるような負帰還ループを形成し、この負帰還ループが機能しているときの上記積分出力電圧を変換出力電圧として取り出すことを特徴とするＣＶ変換回路。

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