JP5338154B2

JP5338154B2 - Power converter

Info

Publication number: JP5338154B2
Application number: JP2008160224A
Authority: JP
Inventors: 幸雄水越; 祐樹中島; 知也今津
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2007-07-06
Filing date: 2008-06-19
Publication date: 2013-11-13
Anticipated expiration: 2028-06-19
Also published as: JP2009038961A; CN101340141B; CN101340141A

Description

本発明は、並列接続された特性の異なる平滑コンデンサを用いた電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device using smoothing capacitors connected in parallel and having different characteristics.

従来、この種の技術としては、例えば以下に示す文献に記載されたものが知られている（特許文献１）。この文献１に記載された技術では、ＤＣ−ＡＣインバータの電力変換装置において、平滑コンデンサをアルミ電解コンデンサとスナバコンデンサ（フィルムコンデンサやセラミックコンデンサで構成）とを並列接続した複合コンデンサで平滑コンデンサを構成している。 Conventionally, as this type of technology, for example, those described in the following documents are known (Patent Document 1). In the technique described in this document 1, in a DC-AC inverter power converter, a smoothing capacitor is composed of a composite capacitor in which an aluminum electrolytic capacitor and a snubber capacitor (consisting of a film capacitor or a ceramic capacitor) are connected in parallel. doing.

文献１によれば、アルミ電解コンデンサにより低周波リプル電流を吸収させ、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサに高周波リプル電流を吸収させることで、アルミ電解コンデンサの容量、すなわち物理的体積を減少させて平滑コンデンサ全体としての物理的体積を小さく抑えている。
特開２００４−２５４３５５号公報 According to Document 1, the low frequency ripple current is absorbed by the aluminum electrolytic capacitor, and the high frequency ripple current is absorbed by the film capacitor or the ceramic capacitor, thereby reducing the capacity of the aluminum electrolytic capacitor, that is, the physical volume, and the entire smoothing capacitor. The physical volume is kept small.
JP 2004-254355 A

複合コンデンサで平滑コンデンサを構成した場合には、平滑コンデンサ全体としての物理的体積を小さく抑えられるものの、特性の異なる２種類のコンデンサを単に組み合わせて平滑コンデンサを構成すると、並列接続されたそれぞれのコンデンサにおける静電容量とＥＳＬ（等価直列インダクタンス）、ならびにコンデンサを接続する配線のインダクタンスの関係により共振が生じる可能性が極めて高かった。並列接続された２つのコンデンサ間で共振が発生すると、コンデンサ間で共振電流が流れ、本来の平滑動作時に共振による共振電流が加わり、リプル電流の増大を招いていた。 When a smoothing capacitor is composed of a composite capacitor, the physical volume of the smoothing capacitor as a whole can be kept small. However, if a smoothing capacitor is constructed by simply combining two types of capacitors with different characteristics, each capacitor connected in parallel The possibility of resonance is extremely high due to the relationship between the capacitance and ESL (equivalent series inductance) and the inductance of the wiring connecting the capacitors. When resonance occurs between two capacitors connected in parallel, a resonance current flows between the capacitors, and the resonance current due to resonance is added during the original smoothing operation, leading to an increase in ripple current.

このため、電力変換装置を大電力で使用する場合には、リプル電流量の増大に伴ってリプル電流耐量を大きくする必要があり、その結果、平滑コンデンサの大型化を招き、小型化の障害となっていた。 For this reason, when the power converter is used with high power, it is necessary to increase the withstand current of the ripple current as the amount of the ripple current increases, resulting in an increase in the size of the smoothing capacitor and an obstacle to downsizing. It was.

そこで、本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、大きな静電容量ならび大きなリプル電流耐量とを有し、かつ小型化を図った平滑コンデンサを備えた電力変換装置を提供することにある。 Accordingly, the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a power conversion device having a large capacitance and a large ripple current withstand capability and a smoothing capacitor that is downsized. To provide an apparatus.

上記目的を達成するために、本発明の課題を解決する手段は、スイッチ素子より構成されるパワーモジュールと、前記パワーモジュールに接続された平滑コンデンサを備えた電力変換装置において、前記平滑コンデンサは、そのインピーダンスの周波数特性がそれぞれ異なる第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサとが並列接続されて構成され、前記第１の平滑コンデンサの静電容量は、前記第２の平滑コンデンサの静電容量よりも大きく設定され、かつ前記第２の平滑コンデンサと前記パワーモジュールとを接続する配線のインダクタンスは、前記第１の平滑コンデンサと前記パワーモジュールとを接続する配線のインダクタンスよりも大きく設定され、かつ前記第２の平滑コンデンサの直列共振周波数は前記第１の平滑コンデンサの直列共振周波数よりも大きいことを特徴とする。 In order to achieve the above object, the means for solving the problems of the present invention is a power module comprising a power module constituted by a switch element and a smoothing capacitor connected to the power module, wherein the smoothing capacitor comprises: A first smoothing capacitor and a second smoothing capacitor having different frequency characteristics of impedance are connected in parallel, and the capacitance of the first smoothing capacitor is the capacitance of the second smoothing capacitor. And the inductance of the wiring connecting the second smoothing capacitor and the power module is set larger than the inductance of the wiring connecting the first smoothing capacitor and the power module , and A series resonance frequency of the second smoothing capacitor is equal to the first smoothing capacitor. It is larger than the series resonance frequency.

本発明によれば、第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサとの間の共振電流を低減することが可能となる。これにより、平滑コンデンサのリプル電流を低減することができ、平滑コンデンサの構成を小型化することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to reduce the resonance current between the first smoothing capacitor and the second smoothing capacitor. Thereby, the ripple current of the smoothing capacitor can be reduced, and the configuration of the smoothing capacitor can be reduced in size.

以下、図面を用いて本発明を実施するための最良の実施例を説明する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The best embodiment for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.

図１は本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す図である。図１に示す実施例１の電力変換装置は、入力端子１ａ（＋）、１ｂ（−）間に直流電源２が接続され、この直流電源２にＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ）等の電力用スイッチング素子から構成されるパワーモジュール３が接続され、このパワーモジュール３と並列に平滑コンデンサ４が接続されて構成されている。これら、直流電源２、パワーモジュール３、平滑コンデンサ４は電力線３１で各々接続されている。 1 is a diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention. In the power conversion apparatus according to the first embodiment shown in FIG. 1, a DC power source 2 is connected between input terminals 1a (+) and 1b (−), and power switching such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) is connected to the DC power source 2. A power module 3 composed of elements is connected, and a smoothing capacitor 4 is connected in parallel with the power module 3. These DC power supply 2, power module 3, and smoothing capacitor 4 are connected by a power line 31.

パワーモジュール３は、例えば半導体のスイッチング素子を備え、このスイッチング素子をスイッチング制御することで直流電源２から供給された直流電力を交流電力に変換して出力する。パワーモジュール３は、一般的に数キロＨｚ程度のキャリア周波数（ｆｃ）にしたがって駆動されて電力変換動作を行っており、この実施例１では例えば５ｋＨｚ程度に設定されている。 The power module 3 includes, for example, a semiconductor switching element, and converts the DC power supplied from the DC power source 2 into AC power and outputs it by switching control of the switching element. The power module 3 is generally driven according to a carrier frequency (fc) of about several kilohertz and performs a power conversion operation. In the first embodiment, for example, the power module 3 is set to about 5 kHz.

平滑コンデンサ４は、特性の異なる２種類の第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２とが並列接続されて構成されている。第１および第２の平滑コンデンサ自体はそれぞれが同じ特性のコンデンサを並列または直列に接続した集合体となっている場合も含まれる。 The smoothing capacitor 4 is configured by connecting two types of first smoothing capacitors 41 and second smoothing capacitors 42 having different characteristics in parallel. The first and second smoothing capacitors themselves include a case in which capacitors each having the same characteristics are connected in parallel or in series.

また、第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２は前述の電力線３１に対して、第１の平滑コンデンサ４１の配線４１ａおよび第２の平滑コンデンサ４２の配線４２ａを用いて接続され、第１の平滑コンデンサ４１は第２の平滑コンデンサ４２よりもパワーモジュール３の近傍に配置されている。 The first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 are connected to the power line 31 using the wiring 41a of the first smoothing capacitor 41 and the wiring 42a of the second smoothing capacitor 42. One smoothing capacitor 41 is arranged closer to the power module 3 than the second smoothing capacitor 42.

一般的に第１の平滑コンデンサ４１として用いるアルミ電解コンデンサは体積あたりの静電容量が大きいため、大きな静電容量を必要とするパワーモジュールとして例えば高出力のインバータに用いる場合には、コンデンサ体積を小さくすることができるので好適である。 In general, an aluminum electrolytic capacitor used as the first smoothing capacitor 41 has a large capacitance per volume. For example, when used in a high-power inverter as a power module that requires a large capacitance, the volume of the capacitor is reduced. Since it can be made small, it is suitable.

一方で、アルミ電解コンデンサは高周波領域においてインピーダンスが高くなる傾向がある。高周波のリプル電流が発生するような高速スイッチングを行うインバータにおいては、高周波のリプル電流（高次高調波成分を含む）を吸収しなくてはならないので、高インピーダンスとなる高周波領域での発熱を考慮して大きな体積のアルミ電解コンデンサを使用せざるを得ない。 On the other hand, an aluminum electrolytic capacitor tends to have a high impedance in a high frequency region. Inverters that perform high-speed switching that generates high-frequency ripple current must absorb high-frequency ripple current (including high-order harmonic components), so heat generation in the high-frequency region with high impedance is considered. Therefore, it is necessary to use a large volume aluminum electrolytic capacitor.

結果として、アルミ電解コンデンサを高出力、高速スイッチングのインバータの平滑コンデンサとして用いた場合には、リプル電流を吸収するために平滑コンデンサの体積が大きくなる傾向があった。 As a result, when an aluminum electrolytic capacitor is used as a smoothing capacitor for a high-output, high-speed switching inverter, the volume of the smoothing capacitor tends to increase in order to absorb ripple current.

他方、第２の平滑コンデンサ４２として用いるセラミックコンデンサは、体積あたりの静電容量が前述のアルミ電解コンデンサに比べて小さい。このため、大きな静電容量を必要とする高出力のインバータに用いる場合には、コンデンサ体積が大きくなってしまう。また、一つあたりの静電容量が小さいため、必要な静電容量を確保するためには、多数のセラミックコンデンサを並列に配置する必要がある。このため、配線が複雑化し、また配線に係わる体積も増加してしまう。 On the other hand, the ceramic capacitor used as the second smoothing capacitor 42 has a smaller electrostatic capacity per volume than the above-described aluminum electrolytic capacitor. For this reason, when using it for the high output inverter which requires a big electrostatic capacitance, a capacitor | condenser volume will become large. In addition, since the electrostatic capacity per one is small, it is necessary to arrange a large number of ceramic capacitors in parallel in order to secure the necessary electrostatic capacity. For this reason, the wiring becomes complicated and the volume related to the wiring also increases.

一方で、セラミックコンデンサは、高周波領域において前述のアルミ電解コンデンサに比べてインピーダンスが低い。また、放熱性能にも優れているので、高周波のリプル電流が発生するような高速スイッチングを行うインバータにおいては、高周波のリプル電流（高次高調波成分を含む）を低インピーダンスで吸収し、発熱が少なく好適である。 On the other hand, the ceramic capacitor has a lower impedance in the high frequency region than the above-described aluminum electrolytic capacitor. In addition, because of its excellent heat dissipation performance, an inverter that performs high-speed switching that generates high-frequency ripple current absorbs high-frequency ripple current (including high-order harmonic components) with low impedance and generates heat. Less suitable.

しかし、前述した通り、静電容量あたりの体積が小さいため、セラミックコンデンサを高出力、高速スイッチングのインバータの平滑コンデンサとして用いた場合には、高出力のインバータに対応した静電容量を確保するために平滑コンデンサの体積が大きくなる傾向があった。 However, as described above, since the volume per capacitance is small, when a ceramic capacitor is used as a smoothing capacitor for a high-output, high-speed switching inverter, it is necessary to secure a capacitance corresponding to the high-output inverter. However, the volume of the smoothing capacitor tended to increase.

なお、セラミックコンデンサのみで平滑コンデンサを実現した場合には、約２０〜１００個程度のセラミックコンデンサ（セラミックコンデンサ一つの容量に応じて個数は変化）を並列で接続する必要があり、生産性の低下を招くことになる。例えば、コンデンサの体積で表すと、アルミ電解コンデンサのみで形成した場合に比べて、１／２０程度の体積とすることができるが配線の体積や生産性を考慮するとメリットが少ない。 If a smoothing capacitor is realized with only ceramic capacitors, it is necessary to connect about 20 to 100 ceramic capacitors (the number of capacitors varies depending on the capacity of one ceramic capacitor) in parallel, resulting in a decrease in productivity. Will be invited. For example, in terms of the volume of the capacitor, the volume can be reduced to about 1/20 as compared with the case of forming only with an aluminum electrolytic capacitor, but there are few merits in consideration of the volume and productivity of the wiring.

本発明の実施例１では、図１に示すように、特性の異なる２種類の第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２とが並列接続されて構成されている。このような構成によれば、例えば、高出力のインバータに対応するための静電容量を主に第１の平滑コンデンサ４１（例えばアルミ電解コンデンサ）で確保する。そして、高速スイッチングのインバータに対応するためのリプル電流を主に第２の平滑コンデンサ４２（例えばセラミックコンデンサ）で吸収する。 In the first embodiment of the present invention, as shown in FIG. 1, two types of first smoothing capacitors 41 and second smoothing capacitors 42 having different characteristics are connected in parallel. According to such a configuration, for example, the first smoothing capacitor 41 (for example, an aluminum electrolytic capacitor) mainly secures a capacitance for dealing with a high output inverter. Then, the ripple current for supporting the high-speed switching inverter is mainly absorbed by the second smoothing capacitor 42 (for example, a ceramic capacitor).

この結果、第１の平滑コンデンサ４１であるアルミ電解コンデンサは高周波リプル電流を吸収するための容量ならびに体積を必要とせず、高出力インバータに対応するための必要最小限の静電容量とすることができる。 As a result, the aluminum electrolytic capacitor, which is the first smoothing capacitor 41, does not require a capacity and volume for absorbing the high-frequency ripple current, and can be set to a minimum necessary capacitance for accommodating a high-power inverter. it can.

一方で、第２の平滑コンデンサ４２であるセラミックコンデンサは、第１の平滑コンデンサ４１により静電容量を確保できるため、リプル電流を吸収するための必要最小限の静電容量とすることができ、また多数の並列接続を必要としない。 On the other hand, the ceramic capacitor which is the second smoothing capacitor 42 can secure the electrostatic capacity by the first smoothing capacitor 41, and therefore can have a minimum necessary electrostatic capacity for absorbing the ripple current, Also, a large number of parallel connections are not required.

よって、特性の異なる２種類の第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２とを並列接続して構成することにより、アルミ電解コンデンサのみで平滑コンデンサを構成した場合に比べて、約１／３０程度のコンデンサ体積とすることができる。また、セラミックコンデンサのみで平滑コンデンサを構成した場合に比べても、約３／５程度の体積とすることができるのに加えて、並列接続数を大幅に削減することができる。 Therefore, the two types of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 having different characteristics are connected in parallel to each other, and compared with the case where the smoothing capacitor is configured by only the aluminum electrolytic capacitor, about 1 / The capacitor volume can be about 30. Further, in comparison with the case where the smoothing capacitor is configured only by the ceramic capacitor, the volume can be about 3/5, and the number of parallel connections can be greatly reduced.

なお、フイルムコンデンサは、アルミ電解コンデンサに比べて、静電容量/体積の比で劣るが、リプル耐電流に優れる。また、フイルムコンデンサは、セラミックコンデンサに比べて、静電容量/体積の比で優れるが、リプル耐電流で劣る。 The film capacitor is inferior in the ratio of capacitance / volume to the aluminum electrolytic capacitor, but is excellent in ripple withstand current. A film capacitor is superior in capacitance / volume ratio to a ceramic capacitor, but inferior in ripple withstand current.

したがって、第１の平滑コンデンサ４１をアルミ電解コンデンサで構成し、第２の平滑コンデンサ４２をフィルムコンデンサで構成した場合でも、体積を減少させることができる。また、第１の平滑コンデンサ４１をフイルムコンデンサとし、第２の平滑コンデンサ４２をセラミックコンデンサとした場合でも、体積を減少させることができる。 Therefore, even when the first smoothing capacitor 41 is composed of an aluminum electrolytic capacitor and the second smoothing capacitor 42 is composed of a film capacitor, the volume can be reduced. Further, even when the first smoothing capacitor 41 is a film capacitor and the second smoothing capacitor 42 is a ceramic capacitor, the volume can be reduced.

第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２とは、前述した特性の違いから、それぞれインピーダンスの周波数特性が異なるコンデンサとなり、第１の平滑コンデンサ４１は、例えば図２（ａ）に示すような周波数特性を有し、第２の平滑コンデンサ４２は、例えば同図（ｂ）に示すような周波数特性を有している。 The first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 are capacitors having different frequency characteristics of impedance due to the above-described difference in characteristics, and the first smoothing capacitor 41 is, for example, as shown in FIG. The second smoothing capacitor 42 has a frequency characteristic as shown in FIG.

このような周波数特性を備えた第１の平滑コンデンサ４１は、具体的には例えばアルミ電解コンデンサで構成され、第２の平滑コンデンサ４２は、セラミックコンデンサで構成される。 Specifically, the first smoothing capacitor 41 having such frequency characteristics is constituted by, for example, an aluminum electrolytic capacitor, and the second smoothing capacitor 42 is constituted by a ceramic capacitor.

図１に戻り、第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２との静電容量の大小関係は、第１の平滑コンデンサ４１の静電容量（Ｃ１）よりも第２の平滑コンデンサ４２の静電容量（Ｃ２）が小さく設定（Ｃ１＞Ｃ２）されている。これは前述したように平滑コンデンサ４の体積を小さくするためであり、第１の平滑コンデンサ４１の体積−静電容量効率を活用するためには、必然的に第１の平滑コンデンサ４１の容量を大きくした方が体積メリットが得られやすいためである。 Returning to FIG. 1, the magnitude relationship between the capacitances of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 is greater than the capacitance (C1) of the first smoothing capacitor 41. The capacitance (C2) is set small (C1> C2). This is to reduce the volume of the smoothing capacitor 4 as described above. In order to utilize the volume-capacitance efficiency of the first smoothing capacitor 41, the capacity of the first smoothing capacitor 41 is necessarily increased. This is because it is easy to obtain a volume merit when the size is increased.

一方、第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２のインダクタンスは、以下に示すような関係に設定されている。第１の平滑コンデンサ４１の等価直列インダクタンスをＥＳＬ１とし、第２の平滑コンデンサ４２の等価直列インダクタンスをＥＳＬ２とし、パワーモジュール３と第１の平滑コンデンサ４１とを接続する配線のインダクタンスをＨ１とし、パワーモジュール３と第２の平滑コンデンサ４２とを接続する配線のインダクタンスをＨ２としたとき、パワーモジュール３から見た第２の平滑コンデンサ４２の配線インダクタンスＨ２は、第１の平滑コンデンサ４１の配線インダクタンスＨ１よりも大きくなるように設定されている（Ｈ１＜Ｈ２）。具体的には図１に示すように、配線インダクタンスΔＬを加えている。 On the other hand, the inductances of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 are set to have the following relationship. The equivalent series inductance of the first smoothing capacitor 41 is ESL1, the equivalent series inductance of the second smoothing capacitor 42 is ESL2, the inductance of the wiring connecting the power module 3 and the first smoothing capacitor 41 is H1, and the power When the inductance of the wiring connecting the module 3 and the second smoothing capacitor 42 is H2, the wiring inductance H2 of the second smoothing capacitor 42 viewed from the power module 3 is the wiring inductance H1 of the first smoothing capacitor 41. (H1 <H2). Specifically, as shown in FIG. 1, a wiring inductance ΔL is added.

第２の平滑コンデンサ４２の配線４２ａに配線インダクタンスΔＬを加える方法としては、第１の平滑コンデンサ４１の配線４１ａに比べて配線長を長く設定することで実現可能である。ただし、配線を長く設定することは直流抵抗成分も同時に増えてしまうので、配線の厚さ、形状等を調整することでインダクタンス成分のみを増やすことが可能である。 A method of adding the wiring inductance ΔL to the wiring 42 a of the second smoothing capacitor 42 can be realized by setting the wiring length longer than that of the wiring 41 a of the first smoothing capacitor 41. However, setting a long wiring increases the DC resistance component at the same time, so it is possible to increase only the inductance component by adjusting the thickness, shape, etc. of the wiring.

この実施例１では、配線レイアウトのイメージを表す図３に示すように、配線のインダクタンスΔＬのみを調整することを目的として、第１の平滑コンデンサ４１の配線４１ａと、第２の平滑コンデンサ４２の配線４２ａの距離は略等距離にするとともに、第１の平滑コンデンサ４１に係わる配線の配線インダクタンスがキャンセルされるように、直流電源２の入力端子１ａ側（＋側）に接続される＋側配線と入力端子１ｂ側（−側）に接続される−側配線を重ねて配置する。このような配線を重ねる構成は、一般的なインバータやコンデンサで用いられる手法であるので、詳細は省略するが、重ねて配線を配置することで両者の磁界がキャンセルされるので、高周波領域のインピーダンスを低減することができる。 In the first embodiment, as shown in FIG. 3 showing an image of the wiring layout, the wiring 41a of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 are adjusted for the purpose of adjusting only the wiring inductance ΔL. The distance between the wirings 42a is substantially equal, and the + side wiring connected to the input terminal 1a side (+ side) of the DC power supply 2 so that the wiring inductance of the wiring related to the first smoothing capacitor 41 is canceled. And the-side wiring connected to the input terminal 1b side (-side) is arranged in an overlapping manner. Since the configuration in which such wiring is overlapped is a method used in general inverters and capacitors, the details are omitted, but since the magnetic fields of both are canceled by overlapping the wiring, impedance in the high frequency region Can be reduced.

一方、第２の平滑コンデンサ４２の配線４２ａは重ねることなく、平行に配索している。すなわち、第１の平滑コンデンサ４１の配線４１ａに比べて磁界のキャンセル効果が作用しないので、結果的に配線インダクタンスが大きくなる。このような配線の配索と配線長を適宜調整することで、配線インダクタンスΔＬを加えて、Ｈ１＜Ｈ２を実現している。 On the other hand, the wirings 42a of the second smoothing capacitor 42 are routed in parallel without overlapping. That is, since the magnetic field canceling effect does not work as compared with the wiring 41a of the first smoothing capacitor 41, the wiring inductance increases as a result. By appropriately adjusting the wiring arrangement and the wiring length, H1 <H2 is realized by adding the wiring inductance ΔL.

次に、配線インダクタンスΔＬを加えたことによる作用を、図４、図５を用いて説明する。 Next, the effect of adding the wiring inductance ΔL will be described with reference to FIGS.

図４は第１の平滑コンデンサ４１、第２の平滑コンデンサ４２の周波数特性を模式的に表した図であり、いわゆる理想特性を示したものである。図４において、第１の平滑コンデンサ４１を例にとると、コンデンサのインピーダンスは電流の周波数が高くなるほど、コンデンサの静電容量に応じて低下していく。理想の特性では、このまま０となるまで低下するのであるが、コンデンサにはインダクタンス成分としてのＥＳＬが存在するので、電流の周波数が高くなればなるほど、インピーダンスが上昇する傾向を示す。すなわち、特定の周波数（自己共振周波数）を境に、コンデンサ成分が支配的な状態のインピーダンス特性からインダクタンス成分が支配的な状態のインピーダンス特性に変わる。この傾向は第２の平滑コンデンサ４２でも同様であり、第１の平滑コンデンサ４１とは異なる特性であるが、同様の傾向がみられる。 FIG. 4 is a diagram schematically showing frequency characteristics of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42, and shows so-called ideal characteristics. In FIG. 4, taking the first smoothing capacitor 41 as an example, the impedance of the capacitor decreases as the frequency of the current increases in accordance with the capacitance of the capacitor. In the ideal characteristic, it decreases until it becomes 0 as it is, but since the capacitor has ESL as an inductance component, the impedance tends to increase as the frequency of the current increases. That is, with a specific frequency (self-resonant frequency) as a boundary, the impedance characteristic in which the capacitor component is dominant changes to the impedance characteristic in which the inductance component is dominant. This tendency is the same for the second smoothing capacitor 42, which is different from the first smoothing capacitor 41, but the same tendency is observed.

図４では、コンデンサ成分が支配的な領域を実線で示し、インダクタンス成分が支配的な領域を破線で示している。図４において、異なる特性のコンデンサの特性を比較すると、第１、第２の平滑コンデンサの特性が共にコンデンサ成分が支配的な周波数領域（領域Ｉ：両コンデンサが実線）、第１、第２の平滑コンデンサの特性がコンデンサ成分が支配的なコンデンサとインダクタンス成分が支配的なコンデンサが混在する周波数領域（領域II：両コンデンサが実線と破線の組合わせ）、第１、第２の平滑コンデンサの特性が共にインダクタンス成分が支配的な周波数領域（領域III：両コンデンサが破線）が存在する。 In FIG. 4, a region where the capacitor component is dominant is indicated by a solid line, and a region where the inductance component is dominant is indicated by a broken line. In FIG. 4, when comparing the characteristics of capacitors having different characteristics, the first and second smoothing capacitors are both in the frequency region where the capacitor component is dominant (region I: both capacitors are solid lines), the first and second capacitors. The characteristics of the smoothing capacitor are those in the frequency region where the capacitor component is dominant and the inductance component is mixed (region II: both capacitors are a combination of a solid line and a broken line), the characteristics of the first and second smoothing capacitors However, there is a frequency region (region III: both capacitors are broken lines) where the inductance component is dominant.

このとき、領域Ｉ、領域IIIでは両者がコンデンサＣの並列接続、もしくはインダクタンスＬの並列接続であるので、両者のコンデンサを合算した合成インピーダンスは単なる合成インピーダンスとして現れるが、領域IIではインピーダンスがコンデンサＣとインダクタンスＬの並列接続となる。 At this time, since both are connected in parallel with the capacitor C or in parallel with the inductance L in the regions I and III, the combined impedance obtained by adding both capacitors appears as a mere combined impedance. And the inductance L are connected in parallel.

このコンデンサＣとインダクタンスＬの並列接続は、いわゆる共振回路を形成することになり、共振回路の共振点において、直流成分の抵抗がない場合には合成インピーダンスは無限大となる。しかし、この合成インピーダンスは、第１の平滑コンデンサ４１や第２の平滑コンデンサ４２のＥＳＲや配線抵抗といった直流成分の抵抗が存在するため、この抵抗で吸収されて実際には無限大とはなり得ないが、合成インピーダンスはその前後の周波数に比べて大きくなる。 The parallel connection of the capacitor C and the inductance L forms a so-called resonance circuit, and the combined impedance becomes infinite when there is no DC component resistance at the resonance point of the resonance circuit. However, since this combined impedance has a resistance of a DC component such as ESR and wiring resistance of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42, it can be absorbed by this resistance and actually become infinite. Although there is no, the combined impedance is larger than the frequencies before and after that.

図５に示す周波数特性は、各諸量が例えば以下に示す値におけるシミュレーションの結果を示している。 The frequency characteristics shown in FIG. 5 show the results of the simulation when the various quantities are, for example, the values shown below.

第１の平滑コンデンサ４１の静電容量（Ｃ１）：１０００μＦ
第１の平滑コンデンサ４１のＥＳＬ（ＥＳＬ１）：２００ｎＨ
第１の平滑コンデンサ４１の等価直列抵抗（ＥＳＲ１）：２０ｍΩ
第２の平滑コンデンサ４２の静電容量（Ｃ２）：１５０μＦ
第２の平滑コンデンサ４２のＥＳＬ（ＥＳＬ２）：２０ｎＨ
第２の平滑コンデンサ４２の等価直列抵抗（ＥＳＲ２）：２ｍΩ
インダクタンス差ΔＬ（Ｈ２−Ｈ１）：５０ｎＨ
図５において、インダクタンス差ΔＬ（Ｈ２−Ｈ１）を設けない場合（従来、調整前）の、第１の平滑コンデンサ４１のインピーダンスをＺ１、第２の平滑コンデンサ４２のインピーダンスをＺ２、両コンデンサの合成インピーダンスをＺとし、インダクタンス差ΔＬ（Ｈ２−Ｈ１）を設けた場合（本実施例、調整後）の、第１の平滑コンデンサ４１のインピーダンスをＺ１’、第２の平滑コンデンサ４２のインピーダンスをＺ２’、両コンデンサの合成インピーダンスをＺ’としている。 Capacitance (C1) of the first smoothing capacitor 41: 1000 μF
ESL (ESL1) of the first smoothing capacitor 41: 200 nH
Equivalent series resistance (ESR1) of the first smoothing capacitor 41: 20 mΩ
Capacitance (C2) of second smoothing capacitor 42: 150 μF
ESL (ESL2) of the second smoothing capacitor 42: 20 nH
Equivalent series resistance (ESR2) of the second smoothing capacitor 42: 2 mΩ
Inductance difference ΔL (H2−H1): 50 nH
In FIG. 5, the impedance of the first smoothing capacitor 41 is Z1, the impedance of the second smoothing capacitor 42 is Z2, and the combination of both capacitors when the inductance difference ΔL (H2−H1) is not provided (conventional, before adjustment). The impedance of the first smoothing capacitor 41 is Z1 ′ and the impedance of the second smoothing capacitor 42 is Z2 ′ when the impedance is Z and the inductance difference ΔL (H2−H1) is provided (this embodiment, after adjustment). The combined impedance of both capacitors is Z ′.

図５からわかるように、インダクタンス差を設けない場合（調整前）には、前述したように共振により領域IIに相当する領域で合成インピーダンスが高くなっているのに対して、インダクタンス差を設けた場合（調整後）には、合成インピーダンスのピーク値が減少している。これは、第２の平滑コンデンサ４２に配線インダクタンスΔＬを加えたことにより第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２の共振周波数が近づいたためである。 As can be seen from FIG. 5, when the inductance difference is not provided (before adjustment), the combined impedance is increased in the region corresponding to the region II due to resonance as described above, whereas the inductance difference is provided. In the case (after adjustment), the peak value of the synthetic impedance decreases. This is because the resonance frequency of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 has become closer due to the addition of the wiring inductance ΔL to the second smoothing capacitor 42.

合成インピーダンスのピーク値が減少する理由としては、並列共振周波数（インピーダンス無限大）となる周波数において、両者のインピーダンスが低い状態となるように設定しているためである。並列共振周波数ではインピーダンスが無限大となるので、直流抵抗成分で共振を減衰させているが、共振を発生させる原因となるエネルギー量を低下させることでも共振のエネルギーを減衰させることができる。 The reason why the peak value of the combined impedance is reduced is that the impedance is set to be low at a frequency at which the parallel resonance frequency (impedance is infinite). Since the impedance becomes infinite at the parallel resonance frequency, the resonance is attenuated by the DC resistance component. However, the energy of the resonance can also be attenuated by reducing the amount of energy that causes the resonance.

すなわち、共振のエネルギーはコンデンサ成分とインダクタンス成分に蓄えられたエネルギーに基づく電流であるので、共振に至るときのエネルギー量を小さくするために、並列共振周波数における第１、第２の平滑コンデンサのインピーダンスを小さく抑えている。 That is, since the energy of resonance is a current based on the energy stored in the capacitor component and the inductance component, the impedance of the first and second smoothing capacitors at the parallel resonance frequency is reduced in order to reduce the amount of energy at the time of resonance. Is kept small.

具体的には、第１、第２の平滑コンデンサは直列共振周波数（コンデンサ成分が支配的な領域からインダクタンス成分が支配的な領域に切り替わる周波数）において、各々のインピーダンスが最小となる。 Specifically, each of the first and second smoothing capacitors has a minimum impedance at the series resonance frequency (frequency at which the capacitor component is dominant to the region where the inductance component is dominant).

そこで、両者の直列共振周波数が近くなるように調整すると、必然的に第１、第２の平滑コンデンサのインピーダンスが低い領域が共振領域となる。すなわち、両者の直列共振周波数を近づければ、両者のインピーダンス成分が最小である領域が並列共振周波数に近づくことになるので、並列共振周波数での第１、第２の平滑コンデンサのインピーダンスが低くなる。 Therefore, if the series resonance frequency of both is adjusted to be close, the region where the impedances of the first and second smoothing capacitors are inevitably low becomes the resonance region. That is, if the series resonance frequency of both is brought closer, the region where the impedance components of both are minimum approaches the parallel resonance frequency, so that the impedances of the first and second smoothing capacitors at the parallel resonance frequency are lowered. .

この実施例１では、第２の平滑コンデンサ４２に配線インダクタンスΔＬを加えることで、インダクタンス成分が支配的な領域を広げ、結果として第２の平滑コンデンサ４２の直列共振周波数は低くなり、第２の平滑コンデンサ４２の直列共振周波数を第１の平滑コンデンサ４１の直列共振周波数に近づけることが可能となる。 In the first embodiment, by adding the wiring inductance ΔL to the second smoothing capacitor 42, the region in which the inductance component is dominant is expanded, and as a result, the series resonance frequency of the second smoothing capacitor 42 is reduced, The series resonance frequency of the smoothing capacitor 42 can be brought close to the series resonance frequency of the first smoothing capacitor 41.

図５に示した現象をさらに詳細に説明すると、第１の平滑コンデンサ４１の直列共振周波数ｆ１、第２の平滑コンデンサ４２の直列共振周波数ｆ２は、次式で表される。 The phenomenon shown in FIG. 5 will be described in more detail. The series resonance frequency f1 of the first smoothing capacitor 41 and the series resonance frequency f2 of the second smoothing capacitor 42 are expressed by the following equations.

（数１）
ｆ１＝１／｛２×π×（Ｃ１×Ｌ１）^１／２｝
ｆ２＝１／｛２×π×（Ｃ２×Ｌ２）^１／２｝
また、並列接続された第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２の並列共振周波数ｆ３は、次式で表される。 (Equation 1)
f1 = 1 / {2 × π × (C1 × L1) ^1/2 }
f2 = 1 / {2 × π × (C2 × L2) ^1/2 }
Further, the parallel resonance frequency f3 of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 connected in parallel is expressed by the following equation.

（数２）
ｆ３＝１／２×π×（Ｃ１＋Ｃ２）^１／２／｛（Ｌ１＋Ｌ２）×Ｃ１×Ｃ２｝^１／２
したがって、それぞれの直列共振周波数ｆ１、ｆ２ならびに並列共振周波数ｆ３は、対応する平滑コンデンサの静電容量（Ｃ１、Ｃ２）とインダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）との積（Ｃ１×Ｌ１、Ｃ２×Ｌ２）の値に依存することになる。 (Equation 2)
f3 = ^1/2 × π × (C1 + C2) ^1/2 / {(L1 + L2) × C1 × C2} ^1/2
Therefore, the series resonance frequencies f1 and f2 and the parallel resonance frequency f3 are respectively the products (C1 × L1, C2 × L2) of the capacitances (C1, C2) and inductances (L1, L2) of the corresponding smoothing capacitors. It depends on the value.

すなわち、コンデンサ容量を確保するために、Ｃ１を大きく、Ｃ２を小さく（Ｃ１＞Ｃ２）したこの実施例１では、Ｌ２を大きくすることが、（Ｃ１×Ｌ１）と（Ｃ２×Ｌ２）の差を小さくすることにつながる。 That is, in the first embodiment in which C1 is increased and C2 is decreased (C1> C2) in order to ensure the capacitor capacity, increasing L2 can reduce the difference between (C1 × L1) and (C2 × L2). It leads to making it smaller.

そして、図６に示すように、本実施例１では、インダクタンスΔＬを設けない場合に比べて並列共振周波数におけるリプル電流が低減されている。これにより、発熱が低減され、平滑コンデンサ４の小型化を達成することができる。 As shown in FIG. 6, in the first embodiment, the ripple current at the parallel resonance frequency is reduced as compared with the case where the inductance ΔL is not provided. Thereby, heat generation is reduced, and the size of the smoothing capacitor 4 can be reduced.

次に、先の文献１などに記載された従来の技術とこの実施例１とにおける、並列接続された各平滑コンデンサの静電容量とインダクタンスの積（Ｌ１×Ｃ１、Ｌ２×Ｃ２）の差について説明する。 Next, regarding the difference between the capacitance (inductance) (L1 × C1, L2 × C2) of each of the smoothing capacitors connected in parallel between the conventional technique described in the literature 1 and the first embodiment. explain.

従来技術では、並列接続された一方の平滑コンデンサの静電容量（Ｃ１１）ならびにインダクタンス（Ｌ１１）に比べて、他方の平滑コンデンサの静電容量（Ｃ２２）ならびにインダクタンス（Ｌ２２）がともに小さく設定されている。これは、他方の平滑コンデンサでリプル電流を吸収するためには、インダクタンス（Ｌ２２）を極力小さくして、リプル電流による損失を軽減することを意図しているためである。したがって、一方の平滑コンデンサの静電容量とインダクタンスの積（Ｃ１１×Ｌ１１）は、他方の平滑コンデンサの静電容量とインダクタンスとの積（Ｃ２２×Ｌ２２）よりもかなり大きく設定（Ｃ１１×Ｌ１１＞＞Ｃ２２×Ｌ２２）されることになる。 In the prior art, both the capacitance (C22) and inductance (L22) of the other smoothing capacitor are set smaller than the capacitance (C11) and inductance (L11) of one smoothing capacitor connected in parallel. Yes. This is because in order to absorb the ripple current with the other smoothing capacitor, the inductance (L22) is intended to be as small as possible to reduce the loss due to the ripple current. Accordingly, the product (C11 × L11) of the capacitance and inductance of one smoothing capacitor is set to be considerably larger (C11 × L11 >>) than the product (C22 × L22) of the capacitance and inductance of the other smoothing capacitor. C22 × L22).

これに対して、この実施例１では、第１の平滑コンデンサ４１の静電容量（Ｃ１）は、第２の平滑コンデンサ４２の静電容量（Ｃ２）よりも大きく設定（Ｃ１＞Ｃ２）されているが、第１の平滑コンデンサ４１の配線インダクタンス（Ｈ１）より第２の平滑コンデンサ４２の配線のインダクタンス（Ｈ２）が大きく設定（Ｈ１＜Ｈ２）されている。 On the other hand, in the first embodiment, the capacitance (C1) of the first smoothing capacitor 41 is set larger (C1> C2) than the capacitance (C2) of the second smoothing capacitor 42. However, the wiring inductance (H2) of the second smoothing capacitor 42 is set larger than the wiring inductance (H1) of the first smoothing capacitor 41 (H1 <H2).

したがって、上記従来の技術における、一方の平滑コンデンサの静電容量とインダクタンスの積（Ｃ１１×Ｌ１１）と他方の平滑コンデンサの静電容量とインダクタンスとの積（Ｃ２２×Ｌ２２）との差ΔＣＬ１１２２の絶対値（｜Ｃ１１×Ｌ１１−Ｃ２２×Ｌ２２｜）と、この実施例１における、第１の平滑コンデンサ４１の静電容量（Ｃ１）とインダクタンス（Ｌ１）との積（Ｃ１×Ｌ１）と第２の平滑コンデンサ４２の静電容量（Ｃ２）とインダクタンス（Ｌ２）との積（Ｃ２×Ｌ２）との差ΔＣＬ１２の絶対値（｜Ｃ１×Ｌ１−Ｃ２×Ｌ２｜）とを比較すると、従来技術における差ΔＣＬ１１２２はこの実施例１における差ΔＣＬ１２よりも大きく（ΔＣＬ１１２２＞ΔＣＬ１２）なる。 Therefore, the absolute value of the difference ΔCL1122 between the product of the capacitance and inductance of one smoothing capacitor (C11 × L11) and the product of the capacitance and inductance of the other smoothing capacitor (C22 × L22) in the above conventional technique. The product (C1 × L1) of the value (| C11 × L11−C22 × L22 |) and the capacitance (C1) and inductance (L1) of the first smoothing capacitor 41 in the first embodiment and the second Comparing the absolute value (| C1 × L1−C2 × L2 |) of the difference ΔCL12 between the product (C2 × L2) of the capacitance (C2) and the inductance (L2) of the smoothing capacitor 42, the difference in the conventional technology ΔCL1122 is larger than the difference ΔCL12 in the first embodiment (ΔCL1122> ΔCL12).

これにより、この実施例１における、第１の平滑コンデンサ４１の直列共振周波数ｆ１と第２の平滑コンデンサ４２の直列共振周波数ｆ２との差は、先の従来技術に比べて小さくなり、並列共振周波数ｆ３におけるインピーダンスも小さくなる。 As a result, the difference between the series resonance frequency f1 of the first smoothing capacitor 41 and the series resonance frequency f2 of the second smoothing capacitor 42 in the first embodiment is smaller than that of the prior art, and the parallel resonance frequency. The impedance at f3 is also reduced.

この実施例１では、従来技術に比べて、並列接続された平滑コンデンサ間に生じる共振電流を低減することができ、第１の平滑コンデンサ４１のリプル電流を低減することができる。したがって、単位体積当たりのリプル電流耐量が小さいアルミ電解コンデンサで構成された第１の平滑コンデンサ４１の構成を小型化することが可能となる。 In the first embodiment, the resonance current generated between the smoothing capacitors connected in parallel can be reduced and the ripple current of the first smoothing capacitor 41 can be reduced as compared with the prior art. Therefore, it is possible to reduce the size of the first smoothing capacitor 41 formed of an aluminum electrolytic capacitor having a small ripple current withstand per unit volume.

なお、この実施例１では、Ｃ１＞Ｃ２の関係を維持した状態で説明したが、平滑コンデンサの体積的なメリットが得られる範囲で任意の関係を利用することができる。すなわち、Ｃ１＝Ｃ２であれば、（Ｃ１×Ｌ１）と（Ｃ２×Ｌ２）の差分は最も小さくなるが、体積的なメリットが薄れる。また、Ｃ１＜Ｃ２となるとさらに体積的なメリットが薄れる。よって、Ｃ１＞Ｃ２の範囲であれば体積メリットが得られる。加えて、第２の平滑コンデンサ４２のＥＳＬは第１の平滑コンデンサ４１のＥＳＬより低いので、配線インダクタンスΔＬの追加により必ず両者の自己共振周波数は近づくことになる。 Although the first embodiment has been described in a state where the relationship of C1> C2 is maintained, any relationship can be used as long as the volumetric merit of the smoothing capacitor can be obtained. That is, if C1 = C2, the difference between (C1 × L1) and (C2 × L2) is the smallest, but the volume merit is reduced. Further, when C1 <C2, the volume advantage is further reduced. Therefore, volume merit is obtained if C1> C2. In addition, since the ESL of the second smoothing capacitor 42 is lower than the ESL of the first smoothing capacitor 41, the self-resonant frequency of both of them always approaches due to the addition of the wiring inductance ΔL.

なお、この実施例１では、全体の静電容量に対するそれぞれのコンデンサの静電容量は、概ねＣ１＝８５％、Ｃ２＝１５％とした。 In Example 1, the capacitance of each capacitor with respect to the overall capacitance was approximately C1 = 85% and C2 = 15%.

図７は本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成を示す図である。 FIG. 7 is a diagram illustrating the configuration of the power conversion apparatus according to the second embodiment of the present invention.

先の実施例１で説明したように、実施例１では第２の平滑コンデンサ４２に対して配線インダクタンスΔＬを追加することで、両者の並列共振周波数のインピーダンスを低減することができた。 As described in the first embodiment, in the first embodiment, by adding the wiring inductance ΔL to the second smoothing capacitor 42, the impedance of the parallel resonance frequency of both can be reduced.

さらには、並列接続された第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２の並列共振周波数におけるインピーダンス（以下合成インピーダンスと呼ぶ）を、パワーモジュール３のキャリア周波数における合成インピーダンスよりも小さく設定することが好ましい。 Furthermore, the impedance at the parallel resonance frequency of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 connected in parallel (hereinafter referred to as the combined impedance) is set to be smaller than the combined impedance at the carrier frequency of the power module 3. Is preferred.

具体的には、第２の平滑コンデンサ４２の配線４２ｂに前述した配線インダクタンスΔＬに加えて、配線抵抗ΔＲを加えることで実現する。これは、例えば図８に示すように、第２の平滑コンデンサ４２の配線４２ｂの配線長を先の実施例１に比べて長くする、もしくは配線幅を細くするなどにより配線抵抗ΔＲを付加して先の実施例１に比べて配線４２ｂの配線抵抗を増やしている。 Specifically, it is realized by adding a wiring resistance ΔR to the wiring 42b of the second smoothing capacitor 42 in addition to the wiring inductance ΔL described above. For example, as shown in FIG. 8, the wiring resistance ΔR is added by making the wiring length of the wiring 42b of the second smoothing capacitor 42 longer than that of the first embodiment or by reducing the wiring width. Compared with the first embodiment, the wiring resistance of the wiring 42b is increased.

図９は第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２との各諸量が以下に示す値でのシミュレーション結果におけるインピーダンスの周波数特性を示す図であり、動作電流が１アンペア当たりの周波数特性の一例である。 FIG. 9 is a diagram showing the frequency characteristics of the impedance in the simulation results with various values of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 as shown below, and the operating current is the frequency characteristics per ampere. It is an example.

第１の平滑コンデンサ４１の静電容量（Ｃ１）：１０００μＦ
第１の平滑コンデンサ４１のＥＳＬ（ＥＳＬ１）：２００ｎＨ
第１の平滑コンデンサ４１の等価直列抵抗（ＥＳＲ１）：２０ｍΩ
第２の平滑コンデンサ４２の静電容量（Ｃ２）：１５０μＦ
第２の平滑コンデンサ４２のＥＳＬ（ＥＳＬ２）：２０ｎＨ
第２の平滑コンデンサ４２の等価直列抵抗（ＥＳＲ２）：２ｍΩ
インダクタンス差ΔＬ（Ｈ２−Ｈ１）：５０ｎＨ
配線抵抗差ΔＲ（Ｒ２−Ｒ１）：１０ｍΩ
なお、図９における各諸量は配線抵抗差ΔＲを除くと、図５の要件と同様である。 Capacitance (C1) of the first smoothing capacitor 41: 1000 μF
ESL (ESL1) of the first smoothing capacitor 41: 200 nH
Equivalent series resistance (ESR1) of the first smoothing capacitor 41: 20 mΩ
Capacitance (C2) of second smoothing capacitor 42: 150 μF
ESL (ESL2) of the second smoothing capacitor 42: 20 nH
Equivalent series resistance (ESR2) of the second smoothing capacitor 42: 2 mΩ
Inductance difference ΔL (H2−H1): 50 nH
Wiring resistance difference ΔR (R2−R1): 10 mΩ
The various quantities in FIG. 9 are the same as the requirements in FIG. 5 except for the wiring resistance difference ΔR.

図９において、パワーモジュール３のキャリア周波数（ｆｃ：５ｋＨｚ程度）では、第１の平滑コンデンサ４１のインピーダンス（Ｚ１（ｆｃ））と、並列接続された第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２との合成インピーダンス（Ｚ（ｆｃ））の周波数特性がほぼ同様となる。また、第１の平滑コンデンサ４１の直列共振周波数（ｆ１）、第２の平滑コンデンサ４２の直列共振周波数（ｆ２）、ならびに第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２との並列共振周波数（ｆ３）が、キャリア周波数（ｆｃ）よりも高い１０ｋＨｚ以上の周波数帯域に設定される。なお、並列共振周波数ｆ３近辺は、キャリア周波数ｆｃの高次高調波成分が現れる領域であり、いわゆる高周波リプル電流が発生する。 In FIG. 9, at the carrier frequency of the power module 3 (fc: about 5 kHz), the impedance (Z1 (fc)) of the first smoothing capacitor 41 and the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor connected in parallel. The frequency characteristics of the combined impedance (Z (fc)) with 42 are almost the same. In addition, the series resonance frequency (f1) of the first smoothing capacitor 41, the series resonance frequency (f2) of the second smoothing capacitor 42, and the parallel resonance frequency of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 ( f3) is set to a frequency band of 10 kHz or higher, which is higher than the carrier frequency (fc). In the vicinity of the parallel resonance frequency f3, a high-order harmonic component of the carrier frequency fc appears, and a so-called high-frequency ripple current is generated.

ここで、第１の平滑コンデンサ４１のインピーダンス（Ｚ１）、第２の平滑コンデンサ４２のインピーダンス（Ｚ２）、ならびに第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２の合成インピーダンス（Ｚ）は、次式で表される。 Here, the impedance (Z1) of the first smoothing capacitor 41, the impedance (Z2) of the second smoothing capacitor 42, and the combined impedance (Z) of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 are as follows: It is expressed by a formula.

（数３）
Ｚ１＝（ＥＳＲ１^２＋（ωＥＳＬ１−１／ω／Ｃ１）^２）^１／２
Ｚ２＝（Ｒ２^２＋（ωＬ２−１／ω／Ｃ２）^２）^１／２
Ｚ＝Ｚ１×Ｚ２／（Ｚ１＋Ｚ２）
ここで、Ｒ２＝ＥＳＲ２＋ΔＲ、Ｌ２＝ＥＳＬ２＋ΔＬとする。 (Equation 3)
Z1 = (ESR1 ² + (ωESL1-1 / ω / C1) ² ) ^1/2
Z2 = (R2 ² + (ωL2-1 / ω / C2) ² ) ^1/2
Z = Z1 × Z2 / (Z1 + Z2)
Here, R2 = ESR2 + ΔR and L2 = ESL2 + ΔL.

第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２の並列共振周波数（ｆ３）における合成インピーダンス（Ｚ（ｆ３））を演算するにあたって、演算を簡単化するために第１の平滑コンデンサ４１のインピーダンス（Ｚ１）、第２の平滑コンデンサ４２のインピーダンス（Ｚ２）、ならびに両インピーダンスの和（Ｚ１＋Ｚ２）を、以下に示すように近似する。 In calculating the combined impedance (Z (f3)) at the parallel resonance frequency (f3) of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42, in order to simplify the calculation, the impedance ( Z1), the impedance (Z2) of the second smoothing capacitor 42, and the sum of both impedances (Z1 + Z2) are approximated as shown below.

（数４）
Ｚ１≒ωＥＳＬ１
Ｚ２≒１／ω／Ｃ２
Ｚ１＋Ｚ２≒Ｒ２＋ＥＳＲ１
このような近似手法を用いると、並列共振周波数における合成インピーダンス（Ｚ（ｆ３））は、上記（数３）ならびに（数４）に基づいて以下に示すように表される。 (Equation 4)
Z1 ≒ ωESL1
Z2 ≒ 1 / ω / C2
Z1 + Z2 ≒ R2 + ESR1
Using such an approximation method, the combined impedance (Z (f3)) at the parallel resonance frequency is expressed as shown below based on the above (Equation 3) and (Equation 4).

（数５）
Ｚ（ｆ３）≒ＥＳＬ１／Ｃ２／（Ｒ２＋ＥＳＲ１）
一方、キャリア周波数（ｆｃ）における第１の平滑コンデンサ４１と、並列接続された第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２とのインピーダンス特性がほぼ同様となるので、キャリア周波数（ｆｃ）における合成インピーダンス（Ｚ（ｆｃ））は、キャリア周波数（ｆｃ）における第１の平滑コンデンサ４１のインピーダンス（Ｚ１（ｆｃ））に近似することができ、以下に示すように表される。 (Equation 5)
Z (f3) ≈ESL1 / C2 / (R2 + ESR1)
On the other hand, since the impedance characteristics of the first smoothing capacitor 41 at the carrier frequency (fc) and the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 connected in parallel are substantially the same, the carrier frequency (fc) The combined impedance (Z (fc)) can be approximated to the impedance (Z1 (fc)) of the first smoothing capacitor 41 at the carrier frequency (fc), and is expressed as shown below.

（数６）
Ｚ（ｆｃ）≒Ｚ１（ｆｃ）≒１／ωｃＣ１
ωｃ＝２πｆｃ
したがって、並列接続された第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２の並列共振周波数における合成インピーダンス（Ｚ（ｆ３））を、パワーモジュール３のキャリア周波数ｆｃにおける合成インピーダンス（Ｚ（ｆｃ））よりも小さく設定する（Ｚ（ｆ３）＜Ｚ（ｆｃ））には、上記（数５）、（数６）に基づいて、以下に示すような関係を設定することで実現される。 (Equation 6)
Z (fc) ≈Z1 (fc) ≈1 / ωcC1
ωc = 2πfc
Therefore, the combined impedance (Z (f3)) at the parallel resonance frequency of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 connected in parallel is combined with the combined impedance (Z (fc)) at the carrier frequency fc of the power module 3. (Z (f3) <Z (fc)) is set by setting the following relationship based on the above (Equation 5) and (Equation 6).

（数７）
ωｃＣ１×ＥＳＬ１＜Ｃ２（Ｒ２＋ＥＳＲ１）
したがって、第１の平滑コンデンサ４１の静電容量（Ｃ１）よりも第２の平滑コンデンサ４２の静電容量Ｃ２を小さく設定（Ｃ１＞Ｃ２）し、かつ上記（数７）に示す関係となるようにＲ２を大きく設定し、並列共振周波数における合成インピーダンス（Ｚ（ｆ３））をパワーモジュール３のキャリア周波数（ｆｃ）における合成インピーダンス（Ｚ（ｆｃ））よりも小さく設定することで、並列共振周波数における合成インピーダンスを抑制して、並列共振周波数における電圧変動をパワーモジュール３のキャリア周波数ｆｃにおける電圧変動よりも小さくすることが可能となる。 (Equation 7)
ωcC1 × ESL1 <C2 (R2 + ESR1)
Therefore, the capacitance C2 of the second smoothing capacitor 42 is set smaller than the capacitance (C1) of the first smoothing capacitor 41 (C1> C2), and the relationship shown in the above (Expression 7) is satisfied. R2 is set to be large, and the combined impedance (Z (f3)) at the parallel resonance frequency is set to be smaller than the combined impedance (Z (fc)) at the carrier frequency (fc) of the power module 3, so that The combined impedance is suppressed, and the voltage fluctuation at the parallel resonance frequency can be made smaller than the voltage fluctuation at the carrier frequency fc of the power module 3.

先の実施例１では、インダクタンスΔＬを付加することで並列共振周波数における合成インピーダンスを抑制していたが、さらに抑制効果を高めたい場合には、特に並列共振周波数における電圧変動をパワーモジュール３のキャリア周波数における電圧変動よりも小さくしたい場合には、インダクタンスΔＬの追加のみならず、抵抗ΔＲの追加が有効である。 In the first embodiment, the combined impedance at the parallel resonance frequency is suppressed by adding the inductance ΔL. However, when the suppression effect is to be further enhanced, voltage fluctuations at the parallel resonance frequency are particularly affected by the carrier of the power module 3. When it is desired to make the voltage fluctuation smaller than the frequency fluctuation, not only the addition of the inductance ΔL but also the addition of the resistor ΔR is effective.

例えば、図１０のリプル電流の周波数特性に示すように、並列共振周波数における合成インピーダンスは、先の実施例１よりも軽減されており、特に第１の平滑コンデンサ４１に流れるリプル電流が軽減されているのに対して、より高周波の領域においても第２の平滑コンデンサ４２に流れるリプル電流は先の実施例１と遜色がない。 For example, as shown in the frequency characteristics of the ripple current in FIG. 10, the combined impedance at the parallel resonance frequency is reduced as compared with the first embodiment, and in particular, the ripple current flowing through the first smoothing capacitor 41 is reduced. On the other hand, the ripple current flowing in the second smoothing capacitor 42 is not inferior to that of the first embodiment even in the higher frequency region.

すなわち、インダクタンスΔＬの追加により並列共振周波数における合成インピーダンスを抑制する場合には、高周波領域における第２の平滑コンデンサ４２の特性も悪化してしまい、高周波領域において第１の平滑コンデンサ４１に分流するリプル電流が増えてしまう。 That is, when the combined impedance at the parallel resonance frequency is suppressed by adding the inductance ΔL, the characteristics of the second smoothing capacitor 42 in the high frequency region are also deteriorated, and the ripple is shunted to the first smoothing capacitor 41 in the high frequency region. The current increases.

そこで、インダクタンスΔＬの追加を最小限に留める一方、抵抗ΔＲを追加することで、並列共振周波数における電圧変動をパワーモジュール３のキャリア周波数における電圧変動よりも小さくすることが可能となる。これにより、第１の平滑コンデンサ４１に求められる耐圧を低くすることができ、第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２が並列接続されて構成された平滑コンデンサ４を高周波特性に優れたコンデンサとすることができ、かつＥＳＬの大きな第１の平滑コンデンサ４１で発生し易いサージ電圧を抑制することが可能となる。したがって、第１の平滑コンデンサ４１に低耐圧のコンデンサを採用することが可能となり、小型化を図ることができる。 Therefore, while adding the inductance ΔL to the minimum, the voltage variation at the parallel resonance frequency can be made smaller than the voltage variation at the carrier frequency of the power module 3 by adding the resistor ΔR. As a result, the withstand voltage required for the first smoothing capacitor 41 can be lowered, and the smoothing capacitor 4 formed by connecting the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 in parallel has excellent high frequency characteristics. It is possible to suppress a surge voltage that can be a capacitor and is likely to be generated by the first smoothing capacitor 41 having a large ESL. Therefore, it is possible to employ a low withstand voltage capacitor for the first smoothing capacitor 41, and miniaturization can be achieved.

また、第２の平滑コンデンサ４２側の配線インダクタンスを大きくする場合であっても、第２の平滑コンデンサ４２の静電容量（Ｃ２）よりも第１の平滑コンデンサ４１の静電容量Ｃ１を大きく設定（Ｃ１＞Ｃ２）し、かつ並列共振周波数における合成インピーダンス（Ｚ（ｆ３））をパワーモジュール３のキャリア周波数（ｆｃ）における合成インピーダンス（Ｚ（ｆｃ））よりも小さくなるような抵抗ΔＲを追加することで、並列共振周波数における合成インピーダンスの増大を抑制できることに加えて、第２の平滑コンデンサ４２の高周波領域での特性を悪化させることなく、静電容量を小さくして構成を小型化することができる。 Even when the wiring inductance on the second smoothing capacitor 42 side is increased, the capacitance C1 of the first smoothing capacitor 41 is set larger than the capacitance (C2) of the second smoothing capacitor 42. (C1> C2), and a resistance ΔR is added so that the combined impedance (Z (f3)) at the parallel resonance frequency becomes smaller than the combined impedance (Z (fc)) at the carrier frequency (fc) of the power module 3. Thus, in addition to being able to suppress an increase in the synthetic impedance at the parallel resonance frequency, it is possible to reduce the capacitance and reduce the configuration without deteriorating the characteristics of the second smoothing capacitor 42 in the high frequency region. it can.

図１１は本発明の実施例３に係る電力変換装置の構成を示す図である。 FIG. 11 is a diagram illustrating the configuration of the power conversion apparatus according to the third embodiment of the present invention.

先の実施例１または実施例２では、第２の平滑コンデンサ４２側の配線インダクタンスが第１の平滑コンデンサ４１に比べて大きくそのインダクタンス差がΔＬであり、加えて実施例２では第２の平滑コンデンサ４２側の配線の直流抵抗成分が第１の平滑コンデンサ４１に比べて大きくその抵抗差がΔＲであるのに対して、この実施例３の特徴とするところは、第２の平滑コンデンサ４２側の配線インダクタンスが第１の平滑コンデンサ４１に比べて大きくそのインダクタンス差をΔＬとし、かつ第１の平滑コンデンサ４１の直流抵抗成分が第２の平滑コンデンサ４２に比べて大きくその抵抗差をΔＲとし、このインダクタンス差ΔＬならびに抵抗差ΔＲとの関係により並列共振周波数におけるインピーダンスを調整したことにある。 In the first embodiment or the second embodiment, the wiring inductance on the second smoothing capacitor 42 side is larger than that of the first smoothing capacitor 41, and the inductance difference is ΔL. In addition, the second smoothing capacitor is used in the second embodiment. The DC resistance component of the wiring on the capacitor 42 side is larger than that of the first smoothing capacitor 41, and the resistance difference is ΔR. On the other hand, the third embodiment is characterized by the second smoothing capacitor 42 side. The wiring inductance of the first smoothing capacitor 41 is larger than that of the first smoothing capacitor 41, the difference in inductance is ΔL, and the DC resistance component of the first smoothing capacitor 41 is larger than that of the second smoothing capacitor 42, and the resistance difference is ΔR. This is because the impedance at the parallel resonance frequency is adjusted by the relationship between the inductance difference ΔL and the resistance difference ΔR.

すなわち、第１の平滑コンデンサ４１の直列共振周波数（ｆ１）と第２の平滑コンデンサ４２の直列共振周波数（ｆ２）、ならびに第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２との並列共振周波数（ｆ３）を近づけ（Ｃ１×ＥＳＬ１≒Ｃ２×Ｌ２（＝ＥＳＬ２＋ΔＬ））、さらに好ましくは、並列接続された第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２の並列共振周波数における合成インピーダンスをパワーモジュール３のキャリア周波数における合成インピーダンスよりも小さく設定する。具体的には、第１の平滑コンデンサ４１の配線４１ｂに直流抵抗成分ΔＲを配線に加えることで実現し、例えば配線レイアウトのイメージを表す図１２に示すように、第１の平滑コンデンサ４１の配線長を第２の平滑コンデンサ４２の配線長に比べて長く設定している。 That is, the series resonance frequency (f1) of the first smoothing capacitor 41 and the series resonance frequency (f2) of the second smoothing capacitor 42, and the parallel resonance frequency of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 ( f3) are approximated (C1 × ESL1≈C2 × L2 (= ESL2 + ΔL)), and more preferably, the combined impedance at the parallel resonance frequency of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 connected in parallel is set to the power module 3. Is set smaller than the combined impedance at the carrier frequency. Specifically, it is realized by adding a DC resistance component ΔR to the wiring 41b of the first smoothing capacitor 41. For example, as shown in FIG. 12 showing an image of the wiring layout, the wiring of the first smoothing capacitor 41 The length is set longer than the wiring length of the second smoothing capacitor 42.

このように、両平滑コンデンサにおける配線インダクタンスの比が静電容量の逆比に略同一である場合であっても、先の実施例１、２と同様に第２の平滑コンデンサ４２の静電容量（Ｃ２）よりも第１の平滑コンデンサ４１の静電容量（Ｃ１）を大きく設定（Ｃ１＞Ｃ２）し、かつ並列共振周波数における合成インピーダンス（Ｚ（ｆ３））をパワーモジュール３のキャリア周波数（ｆｃ）における合成インピーダンス（Ｚ（ｆｃ））よりも小さく設定する。 Thus, even when the ratio of the wiring inductances in both smoothing capacitors is substantially the same as the inverse ratio of the capacitance, the capacitance of the second smoothing capacitor 42 is the same as in the first and second embodiments. The capacitance (C1) of the first smoothing capacitor 41 is set larger (C1> C2) than (C2), and the combined impedance (Z (f3)) at the parallel resonance frequency is set to the carrier frequency (fc) of the power module 3. ) Is set smaller than the combined impedance (Z (fc)).

また、先の（数７）に示す関係に代えて、以下に示すような関係を設定する。 Further, the following relationship is set instead of the relationship shown in (Expression 7).

（数８）
ωｃＣ１×ＥＳＬ１＜＜Ｃ２（Ｒ１１＋ＥＳＲ２）
ここで、Ｒ１１は第１の平滑コンデンサ４１のＥＳＲ１に配線抵抗を加えた値である。 (Equation 8)
ωcC1 × ESL1 << C2 (R11 + ESR2)
Here, R11 is a value obtained by adding wiring resistance to ESR1 of the first smoothing capacitor 41.

上記関係により、先の実施例１、２に比べて、並列共振周波数における合成インピーダンス（Ｚ（ｆ３））をパワーモジュール３のキャリア周波数（ｆｃ）における合成インピーダンス（Ｚ（ｆｃ））よりもより一層小さく設定することが可能となり、サージ電圧を抑制することができる。また、双方の平滑コンデンサの電圧変動はほぼ同一となり、配線インピーダンス差による電圧変動差を抑制することが可能とる。これらにより、低耐圧のコンデンサを採用することが可能となり、第１の平滑コンデンサ４１ならびに第２の平滑コンデンサ４２の双方の平滑コンデンサを小型化することができる。 Due to the above relationship, compared with the first and second embodiments, the combined impedance (Z (f3)) at the parallel resonance frequency is much higher than the combined impedance (Z (fc)) at the carrier frequency (fc) of the power module 3. It becomes possible to set it small, and a surge voltage can be suppressed. Further, the voltage fluctuations of both smoothing capacitors are almost the same, and the voltage fluctuation difference due to the wiring impedance difference can be suppressed. Accordingly, it is possible to employ a low withstand voltage capacitor, and both the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 can be reduced in size.

図１３ならびに図１４は各平滑コンデンサのインピーダンス（動作電流が１アンペア当たり）ならびにリプル電流の周波数特性の一例を示す図である。図１３ならびに図１４に示す周波数特性は、各諸量が例えば以下に示す値におけるシミュレーションの結果を示したものである。 FIG. 13 and FIG. 14 are diagrams showing examples of impedance (operating current per ampere) of each smoothing capacitor and frequency characteristics of ripple current. The frequency characteristics shown in FIG. 13 and FIG. 14 show the results of simulations with various quantities, for example, the values shown below.

第１の平滑コンデンサ４１の静電容量（Ｃ１）：１０００μＦ
第１の平滑コンデンサ４１のＥＳＬ（ＥＳＬ１）：２００ｎＨ
第１の平滑コンデンサ４１の等価直列抵抗（ＥＳＲ１）：２０ｍΩ
第２の平滑コンデンサ４２の静電容量（Ｃ２）：１５０μＦ
第２の平滑コンデンサ４２のＥＳＬ（ＥＳＬ２）：２０ｎＨ
第２の平滑コンデンサ４２の等価直列抵抗（ＥＳＲ２）：２ｍΩ
インダクタンス差ΔＬ（Ｈ２−Ｈ１）：５０ｎＨ
配線抵抗差ΔＲ２（Ｒ１−Ｒ２）：１０ｍΩ
図１３からわかるように、双方の平滑コンデンサの共振周波数を近づけることで、第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２との間に流れる共振電流を抑制し、かつ共振周波数における双方のコンデンサの合計の電流を低減することができる。一方で、並列共振周波数における合成インピーダンス（Ｚ（ｆ３））をパワーモジュール３のキャリア周波数（ｆｃ）における合成インピーダンス（Ｚ（ｆｃ））よりもより一層小さく設定することが可能となり、サージ電圧を抑制することができる。 Capacitance (C1) of the first smoothing capacitor 41: 1000 μF
ESL (ESL1) of the first smoothing capacitor 41: 200 nH
Equivalent series resistance (ESR1) of the first smoothing capacitor 41: 20 mΩ
Capacitance (C2) of second smoothing capacitor 42: 150 μF
ESL (ESL2) of the second smoothing capacitor 42: 20 nH
Equivalent series resistance (ESR2) of the second smoothing capacitor 42: 2 mΩ
Inductance difference ΔL (H2−H1): 50 nH
Wiring resistance difference ΔR2 (R1−R2): 10 mΩ
As can be seen from FIG. 13, by making the resonant frequencies of both smoothing capacitors closer, the resonant current flowing between the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 is suppressed, and both capacitors at the resonant frequency are used. The total current can be reduced. On the other hand, the combined impedance (Z (f3)) at the parallel resonance frequency can be set to be much smaller than the combined impedance (Z (fc)) at the carrier frequency (fc) of the power module 3, thereby suppressing the surge voltage. can do.

また、図１４からわかるように、双方の平滑コンデンサの電圧変動はほぼ同一となり、配線インピーダンス差による電圧変動差を抑制することが可能となる。これらにより、低耐圧のコンデンサを採用することが可能となり、第１の平滑コンデンサ４１ならびに第２の平滑コンデンサ４２の双方の平滑コンデンサを小型化することができる。 Further, as can be seen from FIG. 14, the voltage fluctuations of both smoothing capacitors are almost the same, and the voltage fluctuation difference due to the wiring impedance difference can be suppressed. Accordingly, it is possible to employ a low withstand voltage capacitor, and both the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 can be reduced in size.

次に、この発明の実施例４について説明する。図１５ならびに図１６にこの実施例４におけるインピーダンスならびにリプル電流の周波数特性を示す。この実施例４の特徴とするところは、先の実施例１に対して、第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２との直列共振周波数ならびに並列共振周波数とをほぼ同一にするようにしたことにあり、他は先の実施例１と同様である。 Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 15 and FIG. 16 show the frequency characteristics of impedance and ripple current in the fourth embodiment. The feature of the fourth embodiment is that the series resonance frequency and the parallel resonance frequency of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 are made substantially the same as in the first embodiment. The rest is the same as in the first embodiment.

すなわち、第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２のインダクタンスの大小関係は先の実施例１と同様とし、第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２との静電容量の比（Ｃ１：Ｃ２）を変更している。そして、静電容量の比とインダクタンスの比（Ｌ１：Ｌ２）とがほぼ逆比（Ｃ１：Ｃ２≒Ｌ２：Ｌ１）となるように、各平滑コンデンサの静電容量とインダクタンスならびに配線によるインダクタンスを調整して設定する。すなわち、第１の平滑コンデンサ４１の静電容量（Ｃ１）とインダクタンス（Ｌ１）との積（Ｃ１×Ｌ１）と、第２の平滑コンデンサ４２の静電容量（Ｃ２）とインダクタンス（Ｌ２）との積（Ｃ２×Ｌ２）をほぼ同一（Ｃ１×Ｌ１≒Ｃ２×Ｌ２）に設定する。 That is, the magnitude relationship between the inductances of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 is the same as that in the first embodiment, and the capacitance ratio between the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 is the same. (C1: C2) is changed. Then, the capacitance and inductance of each smoothing capacitor and the inductance due to the wiring are adjusted so that the capacitance ratio and the inductance ratio (L1: L2) are almost opposite (C1: C2≈L2: L1). And set. That is, the product (C1 × L1) of the capacitance (C1) and inductance (L1) of the first smoothing capacitor 41 and the capacitance (C2) and inductance (L2) of the second smoothing capacitor 42 The product (C2 × L2) is set to be substantially the same (C1 × L1≈C2 × L2).

これにより、先の実施例１で説明した（数１）、（数２）で示すように、第１の平滑コンデンサ４１の直列共振周波数（ｆ１）と第２の平滑コンデンサ４２の直列共振周波数（ｆ２）、ならびに第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２との並列共振周波数（ｆ３）を概ね同一にすることが可能となる。したがって、この実施例４では、第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２との間の共振電流を先の実施例１よりもさらに低減することが可能となり、共振電流を極めて小さな値にまで削減することができる。 As a result, as shown in (Equation 1) and (Equation 2) described in the first embodiment, the series resonance frequency (f1) of the first smoothing capacitor 41 and the series resonance frequency of the second smoothing capacitor 42 ( f2) and the parallel resonance frequency (f3) of the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 can be made substantially the same. Therefore, in the fourth embodiment, the resonance current between the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 can be further reduced as compared with the first embodiment, and the resonance current is made extremely small. Can be reduced.

図１５は第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２とが下記静電容量とインダクタンス差ΔＬにある場合における各平滑コンデンサのインピーダンス（動作電流が１アンペア当たり）の周波数特性の一例を示す図である。図１５に示す周波数特性は、各諸量が例えば以下に示す値におけるシミュレーションの結果を示している。 FIG. 15 shows an example of frequency characteristics of impedance (operating current per ampere) of each smoothing capacitor when the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 have the following capacitance and inductance difference ΔL. FIG. The frequency characteristics shown in FIG. 15 show the results of simulation in which each quantity has the following values, for example.

第１の平滑コンデンサ４１の静電容量（Ｃ１）：６５０μＦ第１の平滑コンデンサ４１のＥＳＬ（ＥＳＬ１）：２００ｎＨ
第１の平滑コンデンサ４１の等価直列抵抗（ＥＳＲ１）：２０ｍΩ
第２の平滑コンデンサ４２の静電容量（Ｃ２）：５００μＦ
第２の平滑コンデンサ４２のＥＳＬ（ＥＳＬ２）：２０ｎＨ
第２の平滑コンデンサ４２の等価直列抵抗（ＥＳＲ２）：２ｍΩ
インダクタンス差ΔＬ（Ｈ２-Ｈ１）：５０ｎＨ
図１５からわかるように、共振周波数をほぼ一致させることで、第１の平滑コンデンサ４１と第２の平滑コンデンサ４２との間に流れる共振電流を抑制して共振周波数における両コンデンサの合計の電流を低減することができる。一方で、図１６に示すように、第２の平滑コンデンサ４２に流れるリプル電流量が減ってしまうため、リプル電流耐量の大きな第１の平滑コンデンサ４１を用いる必要がある。 Capacitance (C1) of first smoothing capacitor 41: 650 μF ESL (ESL1) of first smoothing capacitor 41: 200 nH
Equivalent series resistance (ESR1) of the first smoothing capacitor 41: 20 mΩ
Capacitance (C2) of the second smoothing capacitor 42: 500 μF
ESL (ESL2) of the second smoothing capacitor 42: 20 nH
Equivalent series resistance (ESR2) of the second smoothing capacitor 42: 2 mΩ
Inductance difference ΔL (H2−H1): 50 nH
As can be seen from FIG. 15, by making the resonance frequencies substantially the same, the resonance current flowing between the first smoothing capacitor 41 and the second smoothing capacitor 42 is suppressed, and the total current of both capacitors at the resonance frequency is obtained. Can be reduced. On the other hand, as shown in FIG. 16, since the amount of ripple current flowing through the second smoothing capacitor 42 is reduced, it is necessary to use the first smoothing capacitor 41 having a large ripple current resistance.

本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power converter device which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係る各平滑コンデンサにおけるインピーダンスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the impedance in each smoothing capacitor which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係わる平滑コンデンサの配線構成を示す図である。It is a figure which shows the wiring structure of the smoothing capacitor concerning Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係わる各平滑コンデンサにおけるインピーダンスの理想的な周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the ideal frequency characteristic of the impedance in each smoothing capacitor concerning Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係わる各平滑コンデンサと複合コンデンサにおけるインピ−ダンスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the impedance in each smoothing capacitor and composite capacitor concerning Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係わる各平滑コンデンサと複合コンデンサにおけるリプル電流の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the ripple current in each smoothing capacitor and composite capacitor concerning Example 1 of this invention. 本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power converter device which concerns on Example 2 of this invention. 本発明の実施例２に係わる平滑コンデンサの配線構成を示す図である。It is a figure which shows the wiring structure of the smoothing capacitor concerning Example 2 of this invention. 本発明の実施例２に係わる各平滑コンデンサと複合コンデンサにおけるインピ−ダンの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the impedance in each smoothing capacitor and composite capacitor concerning Example 2 of this invention. 本発明の実施例２に係わる各平滑コンデンサと複合コンデンサにおけるリプル電流の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the ripple current in each smoothing capacitor and composite capacitor concerning Example 2 of this invention. 本発明の実施例３に係る電力変換装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power converter device which concerns on Example 3 of this invention. 本発明の実施例３に係わる平滑コンデンサの配線構成を示す図である。It is a figure which shows the wiring structure of the smoothing capacitor concerning Example 3 of this invention. 本発明の実施例３に係わる各平滑コンデンサと複合コンデンサにおけるインピ−ダンスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the impedance in each smoothing capacitor and composite capacitor concerning Example 3 of this invention. 本発明の実施例３に係わる各平滑コンデンサと複合コンデンサにおけるリプル電流の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the ripple current in each smoothing capacitor and composite capacitor concerning Example 3 of this invention. 本発明の実施例４に係わる各平滑コンデンサと複合コンデンサにおけるインピ−ダンスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the impedance in each smoothing capacitor and composite capacitor concerning Example 4 of this invention. 本発明の実施例４に係わる各平滑コンデンサと複合コンデンサにおけるリプル電流の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the ripple current in each smoothing capacitor and composite capacitor concerning Example 4 of this invention.

Explanation of symbols

１ａ，１ｂ…入力端子
２…直流電源
３…パワーモジュール
４…平滑コンデンサ
３１…電力線
４１ａ，４１ｂ，４２ａ，４２ｂ…配線
４１…第１の平滑コンデンサ
４２…第２の平滑コンデンサ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1a, 1b ... Input terminal 2 ... DC power supply 3 ... Power module 4 ... Smoothing capacitor 31 ... Power line 41a, 41b, 42a, 42b ... Wiring 41 ... 1st smoothing capacitor 42 ... 2nd smoothing capacitor

Claims

In a power converter comprising a power module composed of switch elements and a smoothing capacitor connected to the power module,
The smoothing capacitor is configured by connecting in parallel a first smoothing capacitor and a second smoothing capacitor having different frequency characteristics of impedance,
The capacitance of the first smoothing capacitor is set larger than the capacitance of the second smoothing capacitor,
And the inductance of the wiring connecting the second smoothing capacitor and the power module is set larger than the inductance of the wiring connecting the first smoothing capacitor and the power module ,
The power converter according to claim 1, wherein a series resonance frequency of the second smoothing capacitor is higher than a series resonance frequency of the first smoothing capacitor .

2. The power converter according to claim 1, wherein an inductance inside the first smoothing capacitor is larger than an inductance inside the second smoothing capacitor.

The power converter according to claim 1 or 2, wherein a wiring resistance of the second smoothing capacitor is set larger than a wiring resistance of the first smoothing capacitor.

The power converter according to claim 1 or 2, wherein the wiring resistance of the first smoothing capacitor is set to be larger than the wiring resistance of the second smoothing capacitor.

A combined impedance at a parallel resonance frequency of the first smoothing capacitor and the second smoothing capacitor connected in parallel is set to be smaller than a combined impedance at a carrier frequency for driving the power module. The power conversion device according to claim 3 or 4.

The power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the first smoothing capacitor is disposed in the vicinity of the power module rather than the second smoothing capacitor.