JP2765857B2 - PWM power converter - Google Patents
PWM power converterInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、平滑コンデンサを備えたPWM電力変換装置
に係り、特に平滑コンデンサの容量を低減できるPWM電
力変換装置に関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a PWM power converter having a smoothing capacitor, and more particularly to a PWM power converter capable of reducing the capacity of a smoothing capacitor.
単相交流を直流に変換するコンバータ装置において、
整流リプル電流の周波数に共振する直列共振回路を設け
て整流リプル電流を吸収し、平滑コンデンサの小形化を
図る方法が、エレクトリシエ・バーネン,45（1974年）
第135頁から142頁（Elektrische Bahnen 45（1974）pp1
35−142）に記載されている。In a converter device for converting single-phase AC to DC,
A method of providing a series resonance circuit that resonates at the frequency of the rectified ripple current to absorb the rectified ripple current and reduce the size of the smoothing capacitor is described in Electriciser Bernen, 45 (1974)
Pages 135 to 142 (Elektrische Bahnen 45 (1974) pp1
35-142).
しかしながら、上記従来技術はPWM電力変換装置のPWM
制御に伴う直流電流のリプルの吸収に関しては触れられ
ておらず、また直列共振回路の共振周波数が変動した場
合のリプル電流の吸収効果の低下とその対策法について
も触れられていない。However, the above-mentioned prior art does not provide the PWM power converter
No mention is made of the absorption of ripples of DC current due to control, nor is there any mention of the reduction of the ripple current absorption effect when the resonance frequency of the series resonant circuit fluctuates and the countermeasures therefor.
本発明の目的は、平滑コンデンサの容量を低減できる
PWM電力変換装置を提供することにある。An object of the present invention is to reduce the capacity of a smoothing capacitor.
It is to provide a PWM power converter.
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成する第１の発明の特徴は、PWM電力変
換器と、前記PWM電力変換器の直流側に接続された平滑
コンデンサを備えたPWM電力変換装置において、前記平
滑コンデンサに並列に接続された共振回路と、前記PWM
電力変換器の直流側の電流または電圧に含まれる脈動成
分の周波数を前記共振回路における共振周波数と実質的
に一致させる手段を備えたことにある。[Means for Solving the Problems] A feature of a first invention for achieving the above object is a PWM power converter including a PWM power converter and a smoothing capacitor connected to the DC side of the PWM power converter. A resonant circuit connected in parallel to the smoothing capacitor, and the PWM
Means is provided for making the frequency of the pulsation component included in the current or voltage on the DC side of the power converter substantially coincide with the resonance frequency of the resonance circuit.
上記目的を達成する第２の発明の特徴は、搬送波信号
を用いて制御されるPWM電力変換器と、前記PWM電力変換
器の直流側に接続された平滑コンデンサを備えたPWM電
力変換装置において、前記平滑コンデンサに並列に接続
された共振回路と、前記平滑コンデンサに流れる電流の
値を検出する電流検出器と、検出された前記電流値に含
まれる脈動成分が減少するように前記搬送波信号の周波
数を設定する手段を備えたことにある。According to a second aspect of the present invention, a PWM power converter controlled using a carrier signal and a smoothing capacitor connected to a DC side of the PWM power converter are provided. A resonance circuit connected in parallel to the smoothing capacitor, a current detector for detecting a value of a current flowing through the smoothing capacitor, and a frequency of the carrier signal such that a pulsating component included in the detected current value is reduced. Is provided.
上記目的を達成する第３の発明の特徴は、搬送波信号
を用いて制御されるPWM電力変換器と、前記PWM電力変換
器の直流側に接続された平滑コンデンサを備えたPWM電
力変換装置において、前記平滑コンデンサと並列に接続
された共振回路と、前記共振回路に流れる電流の値を検
出する電流検出器と、検出された前記電流値に含まれる
脈動成分が増加するように前記搬送波信号の周波数を設
定する手段を備えたことにある。According to a third aspect of the present invention, a PWM power converter controlled using a carrier signal and a PWM power converter including a smoothing capacitor connected to a DC side of the PWM power converter, A resonance circuit connected in parallel with the smoothing capacitor, a current detector for detecting a value of a current flowing through the resonance circuit, and a frequency of the carrier signal so that a pulsation component included in the detected current value increases. Is provided.
上記目的を達成する第４の発明の特徴は、平滑コンデ
ンサと直列に接続されたリアクトル要素あるいは抵抗要
素を備えたことにある。A feature of a fourth aspect of the present invention that achieves the above object is to provide a reactor element or a resistance element connected in series with a smoothing capacitor.
上記目的を達成する第５の発明の特徴は、平滑コンデ
ンサは、共振回路と比べてPWM電力変換器から遠くに接
続されることにある。A feature of the fifth invention for achieving the above object is that the smoothing capacitor is connected farther from the PWM power converter than the resonance circuit.
上記目的を達成する第６の発明の特徴は、PWM電力変
換器と、前記PWM電力変換器の直流側に接続された平滑
コンデンサを備えたPWM電力変換装置において、 前記平滑コンデンサと並列に接続され、かつ前記PWM電
力変換器の直流側の電流または電圧に含まれる脈動成分
の周波数と共振周波数が実質的に等しい共振回路を備え
たことにある。A feature of a sixth invention for achieving the above object is a PWM power converter including a PWM power converter and a smoothing capacitor connected to the DC side of the PWM power converter, wherein the PWM power converter is connected in parallel with the smoothing capacitor. And a resonance circuit having a resonance frequency substantially equal to the frequency of a pulsation component included in the current or voltage on the DC side of the PWM power converter.
［作用］ PWM電力変換器の直流側の電流または電圧に含まれる
脈動成分の周波数を共振回路の共振周波数と実質的に一
致させることにより、脈動成分を含んだ電流は共振回路
に流れ、平滑コンデンサにはほとんど流れないため、平
滑コンデンサの容量を低減することができる。また、共
振回路の温度上昇等によって共振周波数が変化する場合
にも、PWM電力変換器の直流側の電流または電圧に含ま
れる脈動成分の周波数を共振回路の共振周波数と実質的
に一致させることにより、脈動成分を含んだ電流は共振
回路に流れ、平滑コンデンサにはほとんど流れないた
め、平滑コンデンサの容量を低減することができる。[Operation] By making the frequency of the pulsation component included in the current or voltage on the DC side of the PWM power converter substantially coincide with the resonance frequency of the resonance circuit, the current containing the pulsation component flows into the resonance circuit and the smoothing capacitor. , Almost no flow, so that the capacity of the smoothing capacitor can be reduced. In addition, even when the resonance frequency changes due to temperature rise of the resonance circuit, etc., by making the frequency of the pulsation component included in the current or voltage on the DC side of the PWM power converter substantially coincide with the resonance frequency of the resonance circuit. Since the current including the pulsation component flows through the resonance circuit and hardly flows through the smoothing capacitor, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced.
平滑コンデンサに流れる電流に含まれる脈動成分が減
少するように搬送波信号の周波数を設定することによ
り、平滑コンデンサに流れる電流に含まれる脈動成分は
減少し、共振回路に流れる電流に含まれる脈動成分は増
加する。従って、平滑コンデンサの容量を低減すること
ができる。また、共振回路の温度上昇等によって共振周
波数が変化する場合にも、平滑コンデンサに流れる電流
に含まれる脈動成分が減少するように搬送波信号の周波
数を設定することにより、平滑コンデンサに流れる電流
に含まれる脈動成分は減少する。従って、平滑コンデン
サの容量を低減することができる。By setting the frequency of the carrier signal so that the pulsating component included in the current flowing through the smoothing capacitor is reduced, the pulsating component included in the current flowing through the smoothing capacitor is reduced, and the pulsating component included in the current flowing through the resonance circuit is reduced. To increase. Therefore, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced. In addition, even when the resonance frequency changes due to a rise in the temperature of the resonance circuit or the like, the frequency of the carrier signal is set so that the pulsation component included in the current flowing through the smoothing capacitor is reduced, so that the current included in the current flowing through the smoothing capacitor is reduced. The pulsating component is reduced. Therefore, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced.
共振回路に流れる電流に含まれる脈動成分が増加する
ように搬送波信号の周波数を設定することにより、共振
回路に流れる電流に含まれる脈動成分は増加し、平滑コ
ンデンサに流れる電流に含まれる脈動成分は減少する。
従って、平滑コンデンサの容量を低減することができ
る。また、共振回路の温度上昇等によって共振周波数が
変化する場合にも、共振回路に流れる電流に含まれる脈
動成分が増加するように搬送波信号の周波数を設定する
ことにより、共振回路に流れる電流に含まれる脈動成分
は増加し、平滑コンデンサに流れる電流に含まれる脈動
成分は減少する。従って、平滑コンデンサの容量を低減
することができる。By setting the frequency of the carrier signal so that the pulsation component included in the current flowing through the resonance circuit increases, the pulsation component included in the current flowing through the resonance circuit increases, and the pulsation component included in the current flowing through the smoothing capacitor increases. Decrease.
Therefore, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced. In addition, even when the resonance frequency changes due to a rise in the temperature of the resonance circuit, etc., the frequency of the carrier signal is set so that the pulsation component included in the current flowing in the resonance circuit increases, so that the frequency included in the current flowing in the resonance circuit is increased. The pulsation component increases, and the pulsation component included in the current flowing through the smoothing capacitor decreases. Therefore, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced.
リアクトル要素あるいは抵抗要素を平滑コンデンサと
直列に接続することにより、脈動成分を含んだ電流が平
滑コンデンサに流れ込むことを抑制し、平滑コンデンサ
の容量を低減することができる。By connecting the reactor element or the resistance element in series with the smoothing capacitor, it is possible to suppress the current including the pulsating component from flowing into the smoothing capacitor and reduce the capacity of the smoothing capacitor.
平滑コンデンサを、共振回路と比べてPWM電力変換器
から遠くに接続することにより、脈動成分を含んだ電流
が平滑コンデンサに流れ込むことを抑制し、平滑コンデ
ンサの容量を低減することができる。By connecting the smoothing capacitor farther from the PWM power converter than the resonance circuit, it is possible to suppress a current including a pulsating component from flowing into the smoothing capacitor and reduce the capacity of the smoothing capacitor.
PWM電力変換器の直流側の電流または電圧に含まれる
脈動成分の周波数と共振周波数が実質的に等しい共振回
路を、平滑コンデンサと並列に接続することにより、脈
動成分を含んだ電流は共振回路に流れ、平滑コンデンサ
にはほとんど流れないため、平滑コンデンサの容量を低
減することができる。By connecting a resonance circuit whose resonance frequency is substantially equal to the frequency of the pulsation component included in the current or voltage on the DC side of the PWM power converter in parallel with the smoothing capacitor, the current containing the pulsation component is supplied to the resonance circuit. Since the flow does not substantially flow to the smoothing capacitor, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced.
第１図に本発明をPWMインバータに適用した場合の一
実施例を示す。第１図において、PWMインバータ６は直
流電源１から与えられる直流電圧を交流電圧に変換す
る。インバータ６は自己消弧素子TUP,TVP,……TWNと各
自己消弧素子に逆並列接続された帰還ダイオードDUP,DV
P,……DWNとから構成される。自己消弧素子としてはト
ランジスタやゲートターンオフサイリスタなどのスイツ
チング素子が用いられる。インバータ６の各相U,V,Wの
交流出力端に誘導電動機７が接続されている。速度指令
回路15の速度指令信号は電圧−周波数変換器14に加えら
れる。電圧−周波数変換器14は速度指令信号に応じて周
波数指令信号を出力する。この周波数指令信号に応じ
て、インバータ１の出力周波数（電動機７の１次周波
数）が制御される。電圧指令回路13は周波数指令信号の
大きさに比例した振幅で、周波数が周波数指令信号に比
例した120°位相差の電圧指令パターン信号vu *，vv *，v
w *を比較器12U,12V,12Wに出力する。パルス幅変調制御
のための搬送波信号を発生する発振器10の出力信号は比
較器12U,12V,12Wに加えられる。比較器12U,12V,12Wは電
圧指令パターン信号vu *，vv *，vw *と搬送波信号とを比
較し、PWMインバータ６を構成するスイツチング素子TU
P,TVP,……TWNをオン，オフするためのパルス幅変調パ
ルスをゲート回路11に出力する。ゲート回路11はパルス
幅変調パルスに応じてスイツチング素子TUP,TVP,……TW
Nにゲート信号を与える。FIG. 1 shows an embodiment in which the present invention is applied to a PWM inverter. In FIG. 1, a PWM inverter 6 converts a DC voltage supplied from the DC power supply 1 into an AC voltage. The inverter 6 includes self-turn-off devices TUP, TVP,..., TWN and feedback diodes DUP, DV connected in anti-parallel to each self-turn-off device.
P, ... DWN. As the self-extinguishing element, a switching element such as a transistor or a gate turn-off thyristor is used. An induction motor 7 is connected to the AC output terminal of each phase U, V, W of the inverter 6. The speed command signal of the speed command circuit 15 is applied to the voltage-frequency converter 14. The voltage-frequency converter 14 outputs a frequency command signal according to the speed command signal. The output frequency of the inverter 1 (the primary frequency of the electric motor 7) is controlled according to the frequency command signal. The voltage command circuit 13 has a voltage command pattern signal v u * , v v * , v with an amplitude proportional to the magnitude of the frequency command signal and a frequency of 120 ° phase difference proportional to the frequency command signal.
w * is output to the comparators 12U, 12V, and 12W. An output signal of the oscillator 10 that generates a carrier signal for pulse width modulation control is applied to comparators 12U, 12V, and 12W. Comparator 12U, 12V, 12W voltage command pattern signal v u *, v v *, v w * and compared with the carrier signal, switching-element TU constituting the PWM inverter 6
P, TVP,..., And outputs a pulse width modulation pulse for turning TWN on and off to the gate circuit 11. The gate circuit 11 switches the switching elements TUP, TVP,... TW according to the pulse width modulation pulse.
Give a gate signal to N.
直流電源１の直流電圧は、平滑コンデンサ２と直列共
振回路18とインバータ６に与えられる。直列共振回路18
はインダクタンス４とコンデンサ５から構成される。平
滑コンデンサ２に流れる電流は電流検出器３によつて検
出され、その検出電流信号がフイルタ回路８に加えられ
る。フイルタ回路８は検出電流信号に含まれるPWM制御
に伴うリプル成分を取り出してトラツキング制御回路９
に加える。トラツキング制御回路９はそのリプル成分の
大きさが最小となる周波数指令を演算して発振器10に加
える。発振器10はトラツキング制御回路９の出力信号に
応じた発振周波数の出力信号を比較器12U,12V,12Wに加
える。The DC voltage of DC power supply 1 is applied to smoothing capacitor 2, series resonance circuit 18 and inverter 6. Series resonance circuit 18
Is composed of an inductance 4 and a capacitor 5. The current flowing through the smoothing capacitor 2 is detected by a current detector 3, and the detected current signal is applied to a filter circuit 8. The filtering circuit 8 extracts a ripple component associated with the PWM control contained in the detected current signal and extracts the ripple component from the tracking control circuit 9.
Add to The tracking control circuit 9 calculates a frequency command that minimizes the magnitude of the ripple component and adds the frequency command to the oscillator 10. The oscillator 10 applies an output signal having an oscillation frequency corresponding to the output signal of the tracking control circuit 9 to the comparators 12U, 12V, and 12W.
まず、その動作を簡単に説明する。第１図はV/f制御
インバータ装置であり、インバータ６の出力電圧／出力
周波数の値が一定の交流出力を電動機７に供給する。First, the operation will be briefly described. FIG. 1 shows a V / f control inverter device, which supplies an AC output having a constant output voltage / output frequency of the inverter 6 to the electric motor 7.
次に、本発明に関する動作を第２図，第３図を参照し
て説明する。PWMインバータ６の直流入力電流にはPWM動
作に伴うリプル電流が含まれるが、それは平滑コンデン
サ（通常、電解コンデンサが用いられる）に流入し、そ
の温度が上昇する。そのため、リプル電流に応じて大容
量の平滑コンデンサ２を直流回路に設けている。ところ
が、このリプル電流の大きさはインバータ６の出力電流
の大きさに比例して増加するため、大容量PWMインバー
タでは平滑コンデンサ２が大容量となる。そこで、本発
明では、リプル電流の周波数がPWM制御の搬送波周波数f
cに関係しており、搬送波周波数fcの整数倍であること
に着目し、このリプル電流を吸収する直列共振回路18を
平滑コンデンサ２に並列に設けている。直列共振回路18
の共振周波数frはインダクタンス４の大きさL2とコンデ
ンサ５の大きさC2から決まる。第２図は直流回路の等価
回路である。第２図において、rs，r1，r2は配線による
抵抗、lsは電源側のインダクタンスである。edeは平滑
コンデンサ２の端子に現れるリプル電圧である。平滑コ
ンデンサ２に流れる電流i1直列共振回路18に流れる電流
i2及び共振周波数fr、共振の鋭さＱは次式で表わされ
る。但し、ω＝２πfcである。Next, the operation according to the present invention will be described with reference to FIGS. The DC input current of the PWM inverter 6 includes a ripple current accompanying the PWM operation, which flows into a smoothing capacitor (usually an electrolytic capacitor is used), and its temperature rises. Therefore, a large-capacity smoothing capacitor 2 is provided in the DC circuit according to the ripple current. However, since the magnitude of the ripple current increases in proportion to the magnitude of the output current of the inverter 6, the smoothing capacitor 2 has a large capacity in a large capacity PWM inverter. Therefore, in the present invention, the frequency of the ripple current is the carrier frequency f of the PWM control.
c is related to, paying attention to an integer multiple of the carrier frequency f c, is provided with a series resonant circuit 18 to absorb the ripple current in parallel with the smoothing capacitor 2. Series resonance circuit 18
Of the resonance frequency f r is determined from the size C 2 of the size L 2 and the capacitor 5 of the inductance 4. FIG. 2 is an equivalent circuit of a DC circuit. In FIG. 2, r s , r 1 , and r 2 are resistances by wiring, and l s is an inductance on a power supply side. e de is a ripple voltage appearing at the terminal of the smoothing capacitor 2. Current flowing in the current i 1 series resonant circuit 18 that flows to the smoothing capacitor 2
i 2, resonance frequency fr , and resonance sharpness Q are represented by the following equations. However, it is ω = 2πf c.
ここで、直列共振回路18の共振周波数frとリプル電流
の周波数fcを一致させると、リプル電流成分は直列共振
回路18を流れ、平滑コンデンサ２には流れない。 Here, the matching frequency f c of the resonance frequency f r and ripple current of the series resonant circuit 18, the ripple current component flows through the series resonant circuit 18, it does not flow through the smoothing capacitor 2.
ところが、直列共振回路18に電流が流れるのに伴い温
度上昇等によりコンデンサ５とリアクトル４の値が変化
し、共振周波数frがリプル電流の周波数fcと一致しなく
なる。その結果、平滑コンデンサ２に流入するリプル電
流が増加する。そこで、本発明ではさらに、直列共振回
路18の共振周波数frとリプル電流の周波数fcが常に一致
するように動作させる。次に、これを説明する。However, the value of the capacitor 5 and the reactor 4 is changed due to the temperature rise or the like due to the flow of current in series resonant circuit 18, the resonance frequency f r does not match the frequency f c of the ripple current. As a result, the ripple current flowing into the smoothing capacitor 2 increases. Therefore, the present invention further operates so that the frequency f c of the resonance frequency f r and ripple current of the series resonant circuit 18 always match. Next, this will be described.
直列共振回路18の電流i2と平滑コンデンサ２の電流i1
の比は（１）、（２）式に基づいて（５）式で表され
る。Series resonant circuit 18 a current i 1 of the current i 2 and a smoothing capacitor 2
Is expressed by equation (5) based on equations (1) and (2).
第３図は直列共振回路18の共振の鋭さＱが100と60の
場合について、fc／frに対して｜i1／i2｜の大きさを計
算したものである。第３図より、共振周波数frが直流電
圧の変動周波数fcからはずれると平滑コンデンサ２に流
れる電流が増加することを示している。そこで、本発明
では平滑コンデンサ２の電流を電流検出器３により検出
し、さらにリプル電流成分のみをフイルタ回路８を介し
て検出し、その大きさが最小となる周波数値を第３図に
示す関係に基づいてトラツキング制御回路９で演算し、
それによりPWMインバータ６の搬送波周波数を共振周波
数frと一致するように発振器10を制御する。トラツキン
グ制御回路９は、リプル電流の大きさＡが所定値以上で
あれば、以下の手順でリプル電流の大きさを最小とする
周波数値を決定する。現在の搬送波周波数ｆをΔｆ＞０
だけ増加し、リプル電流の大きさの変化ΔＡの極性を調
べ、ΔＡ＞０であれば搬送波周波数ｆを下げ、逆にΔＡ
＜０であれば搬送波周波数ｆを上げて行く。その結果、
リプル電流の大きさＡが所定値以下となつた時点でその
周波数値をホールドする。 FIG. 3 shows the calculated value of | i 1 / i 2 | with respect to f c / f r when the resonance sharpness Q of the series resonance circuit 18 is 100 and 60. From FIG. 3, the current resonance frequency f r flows outside the smoothing capacitor 2 from fluctuation frequency f c of the DC voltage are shown to increase. Therefore, in the present invention, the current of the smoothing capacitor 2 is detected by the current detector 3 and only the ripple current component is detected through the filter circuit 8, and the frequency value at which the magnitude is minimized is shown in FIG. Is calculated by the tracking control circuit 9 based on
Thereby controlling the oscillator 10 so that the carrier frequency of the PWM inverter 6 coincides with the resonance frequency f r. If the magnitude A of the ripple current is equal to or larger than the predetermined value, the tracking control circuit 9 determines a frequency value that minimizes the magnitude of the ripple current in the following procedure. If the current carrier frequency f is Δf> 0
And the polarity of the change ΔA in the magnitude of the ripple current is examined. If ΔA> 0, the carrier frequency f is lowered, and conversely ΔA
If <0, the carrier frequency f is increased. as a result,
When the magnitude A of the ripple current becomes equal to or less than a predetermined value, the frequency value is held.
その結果、PWM動作に伴うリプル電流を直列共振回路1
8により効果的に吸収し、平滑コンデンサ２の容量を低
減することができる。また、平滑コンデンサ２の容量を
低減することにより、PWM電力変換装置を小型化するこ
とができる。更に、平滑コンデンサ２に蓄積されるエネ
ルギーが低減されるため、PWM電力変換装置の故障時に
おける保護が容易になる。As a result, the ripple current associated with the PWM operation is
8 effectively absorbs and the capacity of the smoothing capacitor 2 can be reduced. Also, by reducing the capacity of the smoothing capacitor 2, the PWM power converter can be downsized. Furthermore, since the energy stored in the smoothing capacitor 2 is reduced, protection in the event of a failure of the PWM power converter becomes easier.
第４図は本発明をPWMインバータに適用した場合の他
の実施例である。第１実施例と同一物には同じ番号を付
しているので説明を省略する。第４図において、PWMイ
ンバータ16は交流電源17から与えられる交流電圧を直流
電圧に変換する。コンバータ16は自己消弧素子GUP,GVP,
……GWNと各自己消弧素子に逆並列接続された帰還ダイ
オードDUP,DVP,……DWNとから構成される。自己消弧素
子としてはゲートターンオフサイリスタやトランジスタ
などのスイツチング素子が用いられる。コンバータの制
御構成は、直流電圧指令器19よりのvdc *と、平滑コンデ
ンサ２の端子電圧検出器21の検出信号とが加算器20に加
えられ、加算器20の出力が電圧調節器22に加えられる。
電圧調節器22の出力信号と交流電源17の電圧検出器24の
検出信号とが力率調節器23に加えられ、コンバータ16の
入力電流の瞬時値指令パターン信号が演算されて加算器
25に加えられる。加算器25において、電流検出器26で検
出されたコンバータ16の入力電流の検出信号と力率調節
器23の出力信号との偏差が演算され、その偏差が電流調
節器27に加えられる。電流調節器27においてコンバータ
16の各相の出力電圧指令vu *，vv *，vw *が演算されて各
々が比較器12U,12V,12Wに加えられる。FIG. 4 shows another embodiment in which the present invention is applied to a PWM inverter. The same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. In FIG. 4, a PWM inverter 16 converts an AC voltage supplied from an AC power supply 17 into a DC voltage. Converter 16 is a self-extinguishing element GUP, GVP,
.. GWN and feedback diodes DUP, DVP,... DWN connected in anti-parallel to the respective self-extinguishing elements. As the self-extinguishing element, a switching element such as a gate turn-off thyristor or a transistor is used. The control configuration of the converter is such that v dc * from the DC voltage commander 19 and the detection signal of the terminal voltage detector 21 of the smoothing capacitor 2 are added to the adder 20, and the output of the adder 20 is sent to the voltage regulator 22. Added.
The output signal of the voltage controller 22 and the detection signal of the voltage detector 24 of the AC power supply 17 are applied to the power factor controller 23, and the instantaneous value command pattern signal of the input current of the converter 16 is calculated and added.
Added to 25. In the adder 25, a deviation between the detection signal of the input current of the converter 16 detected by the current detector 26 and the output signal of the power factor controller 23 is calculated, and the deviation is added to the current controller 27. Converter in current regulator 27
16 of each phase of the output voltage command v u *, v v *, v w * is calculated each is comparators 12U, 12V, is applied to 12W.
次に動作を簡単に説明する。コンバータ16の制御は、
直流出力電圧を制御するための電圧調節器22と、所定の
力率となるように交流電源電圧を基準にして、コンバー
タ16の入力電流瞬時値指令を出力する力率調節器23と、
その入力電流瞬時値指令に一致するようにコンバータ入
力電流を制御する電流調節器27および比較器12U−12W等
からなるPWM制御回路により行なわれる。Next, the operation will be briefly described. Control of converter 16
A voltage regulator 22 for controlling the DC output voltage, and a power factor regulator 23 that outputs an instantaneous value command of the input current of the converter 16 based on the AC power supply voltage so as to have a predetermined power factor;
This is performed by a PWM control circuit including a current regulator 27 for controlling the converter input current so as to match the input current instantaneous value command and comparators 12U-12W.
トラツキング制御回路９は、平滑コンデンサ２に流れ
るリプル電流の振幅が最小となるような搬送波周波数を
演算し、その周波数に応じて発振器10は搬送波信号を出
力する。その結果、コンバータ16のPWM動作に伴う直流
電流に含まれるリプル成分は、平滑コンデンサ２と並列
に設けられた直列共振回路18によつて吸収され、平滑コ
ンデンサ２へのリプル電流の流入が抑制できるので、平
滑コンデンサ２の容量を低減することができる。The tracking control circuit 9 calculates a carrier frequency at which the amplitude of the ripple current flowing through the smoothing capacitor 2 is minimized, and the oscillator 10 outputs a carrier signal according to the frequency. As a result, the ripple component included in the DC current accompanying the PWM operation of converter 16 is absorbed by series resonance circuit 18 provided in parallel with smoothing capacitor 2, and the inflow of the ripple current into smoothing capacitor 2 can be suppressed. Therefore, the capacity of the smoothing capacitor 2 can be reduced.
第５図は本発明をPWMコンバータに適用した場合の他
の実施例である。第４図に示す第２実施例と同一物には
同じ番号を付しているので説明を省略する。第２実施例
と異なる点は、電流検出器３を直列共振回路18に設けた
ことである。（２）式に示すように直列共振回路18の電
流は共振周波数frと直流電流のリプル周波数fcが一致す
る時に最大となる。この関係は第３図に示す特性とちよ
うど逆になる。そこで、本実施例ではトラツキング制御
回路９において、直列共振回路18の電流を検出してリプ
ル成分が最大となように周波数値を決定し、搬送波周波
数を制御する。トラツキング制御回路９は、リプル電流
の大きさＡが最大値となるように以下の手順で周波数値
を決定する。現在の搬送波周波数ｆをΔｆ＞０だけ増加
し、リプル電流の大きさの変化ΔＡの極性を調べ、ΔＡ
＞０であれば搬送波周波数ｆを上げ、逆にΔＡ＜０であ
れば搬送波周波数ｆを下げて行く。その結果、リプル電
流の変化ΔＡが所定値以下の幅の範囲に入つた時点でそ
の周波数値をホールドする。FIG. 5 shows another embodiment in which the present invention is applied to a PWM converter. The same components as those in the second embodiment shown in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The difference from the second embodiment is that the current detector 3 is provided in the series resonance circuit 18. (2) current of the series resonant circuit 18, as shown in equation becomes maximum when the ripple frequency f c of the DC current and the resonant frequency f r is matched. This relationship is almost the reverse of the characteristic shown in FIG. Therefore, in the present embodiment, the tracking control circuit 9 detects the current of the series resonance circuit 18 and determines the frequency value so that the ripple component is maximized, and controls the carrier frequency. The tracking control circuit 9 determines the frequency value in the following procedure so that the magnitude A of the ripple current becomes the maximum value. The current carrier frequency f is increased by Δf> 0, and the polarity of the change ΔA in the magnitude of the ripple current is checked.
If> 0, the carrier frequency f is increased, and if ΔA <0, the carrier frequency f is decreased. As a result, when the change ΔA of the ripple current enters a range of a width equal to or less than a predetermined value, the frequency value is held.
本実施例によつても第２実施例と同様の効果を得るこ
とができる。According to this embodiment, the same effect as that of the second embodiment can be obtained.
また、同様の考えで平滑コンデンサ２の端子電圧から
リプル成分の大きさを検出して、第２実施例と同様の構
成で本発明を実施することもできる。Further, it is also possible to detect the magnitude of the ripple component from the terminal voltage of the smoothing capacitor 2 based on the same concept, and to implement the present invention with the same configuration as the second embodiment.
第６図は本発明をPWMコンバータに適用した場合の他
の実施例である。第４図に示す第２実施例と同一物には
同じ番号を付しているので説明を省略する。第２実施例
と異なる点は、直列共振回路18をPWMコンバータ16に近
い側に設け、さらに直列共振回路18と平滑コンデンサ２
との間にリアクトル28を設けたことである。リアクトル
28はPWMコンバータ16のPWM動作に伴うリプル電流成分が
平滑コンデンサ２に流れ込むことを防止するように作用
する。その結果、平滑コンデンサのリプル電流をさらに
効果的に低減することができる。FIG. 6 shows another embodiment in which the present invention is applied to a PWM converter. The same components as those in the second embodiment shown in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The difference from the second embodiment is that the series resonance circuit 18 is provided on the side near the PWM converter 16 and the series resonance circuit 18 and the smoothing capacitor 2
That is, the reactor 28 is provided in between. Reactor
Numeral 28 acts to prevent the ripple current component accompanying the PWM operation of the PWM converter 16 from flowing into the smoothing capacitor 2. As a result, the ripple current of the smoothing capacitor can be more effectively reduced.
また、同様の考えでリアクトル28の代りに抵抗要素を
用いることも出来ると共に、平滑コンデンサ２と直列に
リアクトルあるいは抵抗を設けても同様の効果を得るこ
とができる。In addition, a resistance element can be used instead of the reactor 28 based on the same idea, and the same effect can be obtained by providing a reactor or a resistor in series with the smoothing capacitor 2.
第７図は本発明の他の実施例である。第５図に示す第
３実施例と同一物には同じ番号を付しているので説明を
省略する。第３実施例と異なる点は、PWMコンバータ16
に対する直列共振回路18Aと、PWMインバータ６に対する
直列共振回路18Bを設け、各々の直列共振回路18A,18Bに
流れる電流を電流検出器3A,3Bで検出し、その大きさが
最大となるようにPWMコンバータ16とPWMインバータ６の
搬送波周波数を制御するようにした点である。FIG. 7 shows another embodiment of the present invention. The same components as those in the third embodiment shown in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The difference from the third embodiment is that the PWM converter 16
And a series resonance circuit 18B for the PWM inverter 6, and a current flowing through each of the series resonance circuits 18A and 18B is detected by the current detectors 3A and 3B, and the PWM is controlled so that the magnitude becomes maximum. The point is that the carrier frequency of the converter 16 and the PWM inverter 6 is controlled.
本実施例によつても第１実施例及び第２実施例と同様
の効果を得ることができる。According to this embodiment, the same effects as those of the first and second embodiments can be obtained.
以上、本発明をPWMインバータとPWMコンバータに適用
した場合の実施例について説明したが、本発明はこの他
のPWM動作を行う電力変換装置にも適用できると共に、
電力変換装置の制御構成に限定されるものでなく、アナ
ログ及びデジイタル制御でも実施することができる。As described above, the embodiment in the case where the present invention is applied to the PWM inverter and the PWM converter has been described.However, the present invention can be applied to a power converter that performs another PWM operation,
The present invention is not limited to the control configuration of the power converter, and can be implemented by analog and digital control.
以上説明したように、第１の発明によれば、平滑コン
デンサの容量を低減することができる。また、共振回路
の温度上昇等によって共振周波数が変化する場合にも、
平滑コンデンサの容量を低減することができる。なお、
第２乃至第６の発明によれば、第１の発明と同様の効果
を生じる。As described above, according to the first aspect, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced. Also, when the resonance frequency changes due to the temperature rise of the resonance circuit, etc.,
The capacity of the smoothing capacitor can be reduced. In addition,
According to the second to sixth aspects, the same effects as those of the first aspect are obtained.
第１図は本発明の一実施例を示す制御構成図、第２図は
本発明に用いる直列共振回路の特性を評価するための等
価回路図、第３図は本発明の動作原理を説明する特性
図、第４図は本発明の第２実施例を示す制御構成図、第
５図は本発明の第３実施例を示す制御構成図、第６図は
本発明の第４実施例を示す制御構成図、第７図は本発明
の第５実施例を示す制御構成図である。 ２……平滑コンデンサ、３……電流検出器、６……PWM
インバータ、９……トラツキング制御回路、10……発振
器、16……PWMコンバータ、18……直列共振回路。FIG. 1 is a control configuration diagram showing one embodiment of the present invention, FIG. 2 is an equivalent circuit diagram for evaluating the characteristics of a series resonance circuit used in the present invention, and FIG. 3 explains the operation principle of the present invention. FIG. 4 is a control configuration diagram showing a second embodiment of the present invention, FIG. 5 is a control configuration diagram showing a third embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a fourth embodiment of the present invention. FIG. 7 is a control configuration diagram showing a fifth embodiment of the present invention. 2 ... smoothing capacitor, 3 ... current detector, 6 ... PWM
Inverter, 9 Tracking control circuit, 10 Oscillator, 16 PWM converter, 18 Series resonance circuit.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高橋 潤一 茨城県日立市大みか町５丁目２番１号 株式会社日立製作所大みか工場内 (72)発明者 ▲すけ▼川 隆 茨城県日立市大みか町５丁目２番１号 株式会社日立製作所大みか工場内 (56)参考文献 特開 昭63−148859（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−83471（ＪＰ，Ａ) 雨宮好文、エレクトロニクス基礎回路 講座▲（４）▼電源回路、５版、日刊工 業新聞社、昭和41年６月25日、Ｐ．41〜 48 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Junichi Takahashi 5-2-1, Omikacho, Hitachi City, Ibaraki Prefecture Inside the Omika Plant, Hitachi, Ltd. (72) Inventor ▲ Suke ▼ Takashi Kawami 5 Omikacho, Hitachi City, Ibaraki Prefecture No.2-1, in the Omika Plant of Hitachi, Ltd. (56) References JP-A-63-148859 (JP, A) JP-A-55-83471 (JP, A) Yoshifumi Amamiya, Electronics Basic Circuit Course ▲ (4) ▼ Power supply circuit, 5th edition, Nikkan Kogyo Shimbun, June 25, 1966, p. 41-48
Claims (6)
流側に接続された平滑コンデンサを備えたPWM電力変換
装置において、 前記平滑コンデンサに並列に接続された共振回路と、前
記PWM電力変換器の直流側の電流または電圧に含まれる
脈動成分の周波数を前記共振回路における共振周波数と
実質的に一致させる手段を備えたことを特徴とするPWM
電力変換装置。1. A PWM power converter comprising: a PWM power converter; and a smoothing capacitor connected to a DC side of the PWM power converter, wherein: a resonance circuit connected in parallel to the smoothing capacitor; PWM having a means for making a frequency of a pulsating component included in a current or voltage on the DC side of the converter substantially coincide with a resonance frequency in the resonance circuit.
Power converter.
換器と、前記PWM電力変換器の直流側に接続された平滑
コンデンサを備えたPWM電力変換装置において、 前記平滑コンデンサに並列に接続された共振回路と、前
記平滑コンデンサに流れる電流の値を検出する電流検出
器と、検出された前記電流値に含まれる脈動成分が減少
するように前記搬送波信号の周波数を設定する手段を備
えたことを特徴とするPWM電力変換装置。2. A PWM power converter, comprising: a PWM power converter controlled by using a carrier signal; and a smoothing capacitor connected to a DC side of the PWM power converter, wherein the PWM power converter is connected in parallel to the smoothing capacitor. A resonant circuit, a current detector for detecting a value of a current flowing through the smoothing capacitor, and means for setting a frequency of the carrier signal so that a pulsation component included in the detected current value is reduced. A PWM power conversion device characterized by the following.
換器と、前記PWM電力変換器の直流側に接続された平滑
コンデンサを備えたPWM電力変換装置において、 前記平滑コンデンサに並列に接続された共振回路と、前
記共振回路に流れる電流の値を検出する電流検出器と、
検出された前記電流値に含まれる脈動成分が増加するよ
うに前記搬送波信号の周波数を設定する手段を備えたこ
とを特徴するPWM電力変換装置。3. A PWM power converter comprising a PWM power converter controlled using a carrier signal and a smoothing capacitor connected to the DC side of the PWM power converter, wherein the PWM power converter is connected in parallel to the smoothing capacitor. Resonance circuit, and a current detector for detecting a value of a current flowing through the resonance circuit,
A PWM power converter, comprising: means for setting a frequency of the carrier signal so that a pulsation component included in the detected current value increases.
アクトル要素或いは抵抗要素を備えたことを特徴とする
請求項１乃至３のいずれかに記載のPWM電力変換装置。4. The PWM power conversion device according to claim 1, further comprising a reactor element or a resistance element connected in series with said smoothing capacitor.
べて前記PWM電力変換器から遠くに接続されることを特
徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のPWM電力変
換装置。5. The PWM power converter according to claim 1, wherein said smoothing capacitor is connected to a position farther from said PWM power converter than said resonance circuit.
流側に接続された平滑コンデンサを備えたPWM電力変換
装置において、 前記平滑コンデンサに並列に接続され、かつ前記PWM電
力変換器の直流側の電流または電圧に含まれるPWM制御
に伴う脈動成分の周波数と共振周波数が実質的に等しい
共振回路を備えたことを特徴とするPWM電力変換装置。6. A PWM power converter comprising a PWM power converter and a smoothing capacitor connected to the DC side of the PWM power converter, wherein the PWM power converter is connected in parallel to the smoothing capacitor, and A PWM power conversion device comprising a resonance circuit having a resonance frequency substantially equal to the frequency of a pulsation component associated with PWM control included in current or voltage on the DC side.
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Non-Patent Citations (1)
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|---|
| 雨宮好文、エレクトロニクス基礎回路講座▲（４）▼電源回路、５版、日刊工業新聞社、昭和４１年６月２５日、Ｐ．４１〜４８ |
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| JPH01321868A (en) | 1989-12-27 |
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