JP5293832B2 - 位相雑音の統計的特性をモニタする装置および方法、並びにコヒーレント光通信受信器 - Google Patents

Description

本発明は、通信に係わり、特に、波長分割多重（ＷＤＭ）光通信システムにおける位相雑音の推定に係わる。

相互位相変調（ＸＰＭ）は、ある１つのチャネルの信号位相が、他のチャネルの光強度の変動によって変化することを意味する。それは、光電場の強度の変化に応じて光ファイバ媒体の屈折率が変化することで生じる。ＷＤＭ光通信システムは多数のチャネルを備えるので、光ファイバ媒体中の光電場の強度はランダムに変動し、それによって位相雑音が任意のチャネルに与えられる。相互位相変調によって生じる位相雑音は、システムのコストにつながる重要な原因である。相互位相変調によって生じるチャネルの位相変化はランダムなので、その特性は、通常、統計的な量（例えば、自己相関関数）で表わされる。ＸＰＭ位相雑音の統計的特性は、システム構成、信号パワー、変調方式などの多くの要因に関連し、これらの量は、通信システムのトポロジ的な構造、時間、環境に応じて変化する。位相雑音の補償、チャネル特性の推定、システムの最適化などの動作に資する、オンラインで動作可能なＸＰＭモニタ装置を有することの必要性は非常に高いと思われる。

現在利用可能なＸＰＭ位相雑音をモニタするための技術は、信号のスペクトルの測定に基づくものである。“Cross-phase modulation in fiber links with multiple optical amplifiers and dispersion compensators” (JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 14, NO. 3, MARCH 1996), Ting-Kuang Chiang et al.においては、観測チャネルの正弦波強度変調隣接チャネルによって生成される位相変化の強度が測定されるが、この測定方法は、非正弦波変調隣接チャネルには適用されず、適用範囲が限定されている。“Analysis and measurement of root-mean-squared bandwidth of cross-phase-modulation-induced spectral broadening” (IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 11, NO. 9, SEPTEMBER 1999), Keang-Po Ho et al.においては、ＸＰＭ位相雑音により引き起こされるスペクトル広がり幅の二乗平均平方根の値が測定される。しかし、上述のいずれのモニタ技術も、ＸＰＭにより生じる位相雑音の統計的特性をリアルタイムで得ることはできない。

"Cross-phase modulation in fiber links with multiple optical amplifiers and dispersion compensators" (JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 14, NO. 3, MARCH 1996), Ting-Kuang Chiang et al. "Analysis and measurement of root-mean-squared bandwidth of cross-phase-modulation-induced spectral broadening" (IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 11, NO. 9, SEPTEMBER 1999), Keang-Po Ho et al.

本発明は、現在の技術状況を考慮しながら、従来技術における１以上の欠点を解決し、そして少なくとも１の利益のある選択肢を提供する。

上述の目的を成し遂げるために、本出願は、下記の態様を提供する。
態様１：
入力信号の偏角を取得する偏角計算部と、
前記偏角計算部により得られる偏角をアンラップして位相信号を取得するアンラッピング部と、
前記位相信号を遅延させる遅延部と、
前記アンラッピング部により得られる位相信号と、前記遅延部により遅延された位相信号との間の差分を取得する差分部と、
前記差分の絶対値の二乗を取得する絶対値二乗部と、
前記絶対値二乗部により得られる複数の差分の絶対値の二乗を平均化して二乗平均差分位相（ＭＳＤＰ）値を取得する平均化部と、
を備える位相雑音の統計的特性をモニタする装置。

態様２：
前記平均化部が複数の異なるＭＳＤＰ値を取得するように、前記遅延部の遅延量を変えることにより、ＭＳＤＰ値系列を取得するＭＳＤＰ値系列取得部と、
前記ＭＳＤＰ値系列に基づいて位相雑音の自己相関系列を取得する自己相関系列取得部、をさらに備える
ことを特徴とする態様１に記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置。

態様３：
レーザ線幅の値を測定し、前記ＭＳＤＰ値系列において前記レーザ線幅の影響を抑制するレーザ線幅の影響抑制部をさらに備える
ことを特徴とする態様２に記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置。

態様４：
増幅器自然放射雑音の値を測定し、前記ＭＳＤＰ値系列において前記増幅器自然放射雑音の影響を抑制する増幅器自然放射雑音の影響抑制部をさらに備える
ことを特徴とする態様２に記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置。

態様５：
第１の入力信号の複素共役を取得する複素共役部と、
第２の信号と前記複素共役部により得られる前記第１の入力信号の複素共役との積を取得する乗算器、をさらに備え、
前記偏角計算部は前記積の偏角を取得する、ことを特徴とする態様１に記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置。

態様６：
前記第１の入力信号は、デジタルコヒーレント光通信受信器のデータ再生部からのデータ出力であり、前記第２の信号は、前記デジタルコヒーレント光通信受信器のフロントエンドプロセッサからの電気信号であることを特徴とする態様５に記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置。

態様７：
前記アンラッピング部により得られる位相信号において位相誤差を除去する位相誤差除去部をさらに備えることを特徴とする態様１〜６のいずれか１つに記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置。

態様８：
前記位相誤差除去部は、前記アンラッピング部により得られる位相信号から、デジタルコヒーレント光通信受信器の周波数オフセット推定手段により推定される周波数オフセットにより生じる位相誤差を引き算することにより、前記位相誤差を除去することを特徴とする態様７に記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置。

態様９：
態様１〜８のいずれか１つに記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置を備えることを特徴とするデジタルコヒーレント光通信受信器。

態様１０：
入力信号の偏角を取得する偏角計算ステップと、
前記偏角計算ステップにおいて得られる偏角をアンラップして位相信号を取得するアンラッピングステップと、
前記位相信号を遅延させる遅延ステップと、
前記アンラッピングステップにおいて得られる位相信号と、前記遅延ステップにおいて遅延された位相信号との間の差分を取得する差分ステップと、
前記差分の絶対値の二乗を取得する絶対値二乗ステップと、
前記絶対値二乗ステップにおいて得られる複数の差分の絶対値の二乗を平均化してＭＳＤＰ値を取得する平均化ステップと、
を備える位相雑音の統計的特性をモニタする方法。

態様１１：コンピュータまたは他の論理コンポーネントにより実行されたときに、前記コンピュータまたは他の論理コンポーネントに上述の方法の各ステップを実現させるコマンドを含むコンピュータ実行可能なソフトウェア。
この文脈において「実行可能な」は、上述のコマンドが解釈またはコンパイルされた後に行われる実行を含む。

態様１２：態様１１に記載のコンピュータソフトウェアを格納するコンピュータ読出し可能な格納媒体。このコンピュータ読出し可能な格納媒体は、例えば、ＣＤ、ＤＶＤ、フロッピーディスク（登録商標）、磁気テープ、ハードディスクドライブ、フラッシュメモリ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等を含むことができる。

後続の記載および図面を参照すれば、本発明のこれらの及び他の態様および特徴がさらに明確になるであろう。明細書の記載および図面において、本発明の具体的な実施形態が詳しく開示され、本発明の原理によって使用可能な実施モードが指摘される。理解すべきこととして、本発明の範囲はそれにより制限されるものではない。本発明は、添付の特許請求の範囲の原理の範囲内で、多くの変化、変形、均等なものを含む。

ある１つの実施形態について記載および／または示される特徴は、同じまたは類似の方法で１または複数の実施形態に適用可能であり、他の実施形態の特徴と組み合わせることができ、または、他の実施形態の特徴と置き換えることができる。

強調すべきこととして、「備える／含む」という語は、本書類中で使用されるときは、特徴、完成品、手順、構成部分が存在することを意味し、１または複数の他の特徴、完成品、手順、構成部分の存在または追加を排除するものではない。

本発明の様々な態様は、以下の添付図面を参照することで、より深く理解できる。図中の構成部分は、本来の比率で描かれているわけではなく、単に本発明の原理を示すものである。本発明のある部分を表すまたは記載することを容易にするために、図中の対応するセクションを強調、例えば、本発明により実際に作成される具体的な装置において他の構成部分と比較して拡大、されることがある。１つの図面または１つの実施形態において記載される要素および特徴は、本発明の１または複数の他の図面または実施形態において記載される要素および特徴と組み合わせることができる。加えて、図中の類似する参照番号は、いくつかの図面において対応する構成部分を示し、また、実施形態において使用される複数の対応する構成部分を示すために使用することもできる。

上述の態様によれば、ＸＰＭにより生じる位相雑音の統計的特性を得ることができる。

図面は、本発明の好適な実施形態を示し、明細書の記載と共に本発明の原理、特徴、利点をさらに述べる記載の一部を構成する。図面は、以下の通りである。
本発明の１つの実施形態のデジタル光コヒーレント通信受信器、およびその中でＸＰＭ自己相関特性をモニタする装置の位置を示す図である。 本発明の１つの実施形態のＸＰＭ自己相関特性をモニタする装置のＭＳＤＰ測定部を示すブロック図である。 本発明の１つの実施形態のＸＰＭ自己相関特性をモニタする装置のＭＳＤＰ処理部を示すブロック図である。 本発明のモニタ装置により得られるＸＰＭによる位相雑音の自己相関系列と理想的な参照カーブとの比較を提示する図である。 本発明の１つの実施形態のＸＰＭ自己相関特性をモニタする方法を示すフローチャートである。

本発明の具体的な実施形態について、添付する図面を参照しながら以下に記載する。本発明の実施形態の記載において、位相雑音の統計的特性をモニタする装置および方法は、デジタルコヒーレント受信器に適用される。しかし、これは本発明を限定するものではなく、本発明の実施形態による位相雑音の統計的特性をモニタする装置および方法は、他のシステム、例えば光通信リンクにおいてオンラインで性能を評価するシステム、にも適用可能である。

デジタルコヒーレント受信器への適用において、本発明は、デジタル信号処理方法で、受信信号サンプルから、相互位相変調により生じる位相雑音の統計的特性、すなわち位相雑音の自己相関系列を取得する。

図１は、典型的なデジタル光コヒーレント通信受信器、およびその中でＸＰＭ自己相関特性をモニタする装置の位置を示す。図１に示すように、デジタル光コヒーレント通信受信器は、局部発振レーザ１０２、光９０度周波数ミキサ１０３、バランス型光電検出器１０４、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１０５を備える。これらの構成部分は、コヒーレント受信器のフロントエンド処理部を形成する。フロントエンド処理部は、光信号１０１をベースバンドデジタル電気信号（Ｉ＋ｊＱ）１１１に変換する。Ｉは同相成分であり、Ｑは直交成分である。また、デジタル光コヒーレント通信受信器は、周波数オフセット補償器１０６、位相再生器１０７、データ再生器１０８、周波数オフセット推定器１０９をさらに備える。周波数オフセット補償器１０６、位相再生器１０７、データ再生器１０８によるデジタル信号処理の後、ベースバンドデジタル電気信号１１１は、データ出力１１３（データ１１３と呼ぶこともある）を形成する。

周波数オフセット推定器１０９は、ベースバンドデジタル電気信号１１１に基づいて周波数オフセットの値を推定し、その周波数オフセットにより生じる位相誤差値１１２を出力する。周波数オフセット推定器１０９の位置、すなわち他の構成部分との接続関係は、変えることができる。デジタル受信器の具体的な動作方法については、中国特許出願「光コヒーレント受信器、周波数オフセット推定装置、および光コヒーレント受信器における使用のための方法」（発明者：Lei LI他、出願番号200710166788.3）、中国特許出願「周波数オフセット補償装置および方法、光コヒーレント受信器」（発明者：Lei LI他、出願番号200710196347.8）、中国特許出願「位相オフセット推定器、コヒーレント受信器、位相オフセット推定方法」（発明者： Zhenning TAO他、出願番号200710188795.3）を参照。上述のすべての構成部分は、従来の構成部分および従来の方法を利用して実現することができる。従来のデジタル光コヒーレント通信受信器と異なり、本発明のデジタル光コヒーレント通信受信器は、ＸＰＭ自己相関特性をモニタする装置１１０をさらに備える。ＸＰＭ自己相関特性をモニタする装置１１０の入力信号は、ベースバンドデジタル電気信号１１１、周波数オフセットにより生じる位相誤差値１１２、データ１１３であり、その出力信号は、ＸＰＭにより生じる位相雑音の自己相関系列１１４である。

二乗平均差分位相（ＭＳＤＰ：mean-squared differential phase）値の解析に基づいて動作する際に、ＸＰＭ自己相関特性をモニタする装置１１０は、主に２つのセクション、すなわちＭＳＤＰ測定部およびＭＳＤＰ処理部、から構成される。なお、ＭＳＤＰ処理部は、ＭＳＤＰ測定部に基づいてＭＳＤＰ測定部と共に動作するが、これら２つのセクションは、互いに異なる製品に分けて製造することもできる。ＸＰＭ自己相関特性をモニタする装置１１０は、ＭＳＤＰ測定部だけであってもよい。これら２つのセクションについては、それぞれ以下に記載する。

図２は、１つの実施形態のＸＰＭ自己相関特性をモニタする装置１１０のＭＳＤＰ測定部を示すブロック図である。図２に示すように、モジュール２０１においてまずデータ１１３の複素共役が計算され、続いてデータ１１３の複素共役にベースバンドデジタル電気信号１１１が乗算されて、データが除去されたデジタル電気信号２０２が得られる。そして、デジタル電気信号２０２は、偏角計算器２０３に入力される。もちろん、もし、ベースバンドデジタル電気信号１１１が変調情報を持たない特別な信号であれば（例えば、送信器から放射される光信号が変調されていない連続光ＣＷ信号である場合）、偏角計算器２０３に直接的に入力されてもよい。偏角計算器２０３において、デジタル電気信号２０２の複素信号に対して偏角計算が実行される。続いて、アンラッパ（unwrapper）２０４は、偏角計算器２０３により得られる偏角に対してアンラップ処理を実行する。偏角計算器２０３により得られる数値は、範囲[０，２π]の中に入るように処理される。アンラップ処理の機能は、偏角計算器により得られる数値の範囲を[−∞，＋∞]にまで広げることである。

ここで、任意の公知の位相アンラップ方法、例えばＭＡＴＬＡＢのアンラップ関数、を使用することができる。続いて、周波数オフセットにより生じる位相誤差１１２が引き算され（もちろん、周波数オフセットが比較的小さいときは、この手順を省略できる）、これにより位相信号２０６が得られる。位相信号２０６は、

で表わすことができる。

はＸＰＭにより生じる位相シフト、

はレーザ線幅により生じる位相シフト、

は増幅器自然放射雑音により生じる位相シフト、添え字ｉは離散時間サンプル信号の時系列を表す。本発明の１つの実施形態においては、位相信号２０６は、まず遅延器２０７においてＮシンボル（Ｎは、１以上の整数）だけ遅延され、これにより位相信号２０８が得られる。位相信号２０８は、

で表わすことができる。続いて、引き算器２０９において位相信号２０６と遅延位相信号２０８との間の差分が得られる。その後、モジュラス二乗部２１０において上記差分信号の絶対値の二乗が得られ、さらに平均化器２１１において上記絶対値の二乗が平均化される。

平均化器２１１において得られるものは、遅延シンボル数Ｎに対応するＭＳＤＰ値２１２であり、それは下記のように表わされる。

以下の情報は、（１）式を導き出す処理において使用される。

、

、

は互いに独立している。

および

は、

、

に対して静止したランダムな処理である。

および

は、平均がゼロであって、独立かつ同一に分布しており、したがって

となる。

図３は、本発明の１つの実施形態のＸＰＭ自己相関特性をモニタする装置１１０のＭＳＤＰ処理部を示す具体的なブロック図である。入力信号２１２は、図２の出力信号であるＭＳＤＰ値である。対応するＭＳＤＰ値は、一定の遅延Ｎのそれぞれに対して得ることができる。対応するＭＳＤＰ系列は、遅延シンボル数Ｎを、例えばＮ＝１，２，３，．．．のように順番に、変えることで得られる。なお、遅延シンボル数Ｎの変化は、上述のように１ずつ順番に変えていく方法に限定されるものではなく、一定の間隔で得られる限りは、例えばＮ＝２，４，６，．．．のようにして取得してもよい。ただし、１よりも大きな間隔で等間隔を実現することは、アナログ／デジタル変換器のサンプリングレートを低くすることと等価であり、このことは、ＸＰＭ自己相関特性をモニタする装置から出力される自己相関系列の時間間隔を大きくし、統計的な情報の量を減らすことになる。ＭＳＤＰ系列は、遅延系列取得部３０１により取得される。遅延系列取得部３０１は、例えば、メモリおよび遅延量変更部で形成することができる。遅延量変更部は遅延量Ｎの値を変化させ、メモリは、異なるＮの値に対してそれぞれ得られるＭＳＤＰ値を順番に格納する。遅延系列取得部３０１は、ＭＳＤＰ系列取得部とも呼ばれる。続いて、本発明の１つの実施形態においては、雑音抑制部３０２は、ＭＳＤＰ系列に対して雑音抑制処理を実行する。ただし、レーザ線幅により生じる位相シフトおよび増幅器自然放射雑音により生じる位相シフトが比較的小さいとみなすことが出来るときには、雑音抑制部３０２を省略してもよい。

なお、遅延系列取得部３０１は、例示することを目的として、ＭＳＤＰ処理部において独立した構成部分として描かれているが、雑音抑制部３０２内に組み込まれるようにしてもよい。雑音抑制部３０２を使用しない場合には、遅延系列取得部３０１は、自己相関系列取得部３０６内に組み込まれるようにしてもよい。また、遅延系列取得部３０１は、上述のように、ＭＳＤＰ取得部内に組み込まれるようにしてもよい。

上述した（１）式に示すように、ＭＳＤＰ系列は、ＸＰＭ効果、レーザ線幅、増幅器自然放射雑音の情報を含む。これらの情報は、レーザ線幅および増幅器自然放射雑音の値を計算してそれらの影響を除去するために使用することができ、これによりＸＰＭ効果の特性を得ることができる。

雑音抑制部３０２は、レーザ線幅の影響抑制部３０３および増幅器自然放射雑音の影響抑制部３０４の一方または双方を含むようにしてもよい。これらの双方が使用されるときは、それらの動作の先後に区別はない。ただし、例示を簡単にするために、ここでは、レーザ線幅の影響抑制部３０３の動作が先に実行されるものとする。

レーザ線幅の影響抑制部３０３の処理の原理は、以下の通りである。
Ｎが比較的大きいときは、

および

は互いに独立しており、

である。そして、ＭＳＤＰは下記のように表わすことができる。

は、Ｎとは無関係であり、よって定数Ｃで表すことができる。Δｆはレーザ線幅を表し、ΔＴはサンプリング期間を表し、それらはいずれも定数である。下式は、レーザ線幅の特性を示す（Gilad Goldfarb et al.による文献“BER estimation of QPSK homodyne detection with carrier phase estimation using digital signal processing” (Optics Express, Vol. 14, Issue 18, pp. 8043-8053, Sept. 2006) 参照）。

したがって、Ｎが比較的大きいときは、ＭＳＤＰは、Ｎに対してリニアな関係を有する。２πΔfΔTの値は、Ｎに対するＭＳＤＰの傾きを計算することにより取得できる。ΔＴは、公知のアナログ／デジタル変換器のハードウェア設定なので、Δｆの値を計算することは可能である。このステップは、レーザ線幅の値の測定を完成させる。下記の（３）式により、ＭＳＤＰへの線幅の影響を除去することができる。
ＭＳＤＰ_303(N)＝ＭＳＤＰ(N)−Ｎ×２πΔfΔT （３）

上述した「Ｎ」は「大きい」という評価条件は、実際のＷＤＭ光通信システムにおけるシステムパラメータ（例えば、変調率、変調方式、チャネル間隔、波長分散マネジメント等）に依存して変化する。本発明において、Ｎに対してＭＳＤＰ系列３０１におけるＭＳＤＰのカーブをエミュレーションで観測することにより、Ｎが比較的大きいか判定することができる。ＭＳＤＰカーブが直線または略直線となり始めるときのＮの値をＭとすると、「Ｍ以上」を満たす任意の遅延シンボル数Ｎは、「大きい」Ｎについての評価条件を満足する。経験的に、より大きな値のＮを決定することができる。

増幅器自然放射雑音の影響抑制部３０４の処理の原理は、以下の通りである。

および

は、それぞれ、隣接するサンプリング期間において互いにほぼ同じであるものと仮定する。すなわち、

とする。したがって、増幅器自然放射雑音の値は、ＭＳＤＰ(N=1)を介して得られる。

は、増幅器自然放射雑音の値を見積もるための統計量である。よって、このステップは、増幅器自然放射雑音の値の測定を完成させる。ＭＳＤＰに対する増幅器自然放射雑音の影響は、（５）式で除去することができる。

雑音抑制部３０２による雑音抑制の後、或いは、これらの雑音が比較的小さいときは、ＭＳＤＰ信号は、信号３０５として表わすことができる。すなわち、下記の通りである。

信号３０５で構成されるＭＳＤＰ系列は、ＸＰＭ効果により生じる位相シフト情報のみを含むので、自己相関系列取得部３０６によって直接的に自己相関系列に変換することができる。

自己相関系列取得部３０６の計算処理は、以下の通りである。
Ｎ（Ｎ≧Ｍ）が比較的大きいときは、

および

は互いに独立しており、

である。そして、ＭＳＤＰは一定であり、（７）式の通りである。

定数Ｃ_306は、動作中にＮに対するＭＳＤＰのカーブを観測することにより決定することができる。

Ｎ≧Ｍであるときは、ＭＳＤＰの値は変化することはなく、この値は正確にＣ_306である。大きな値のＮと同様に、Ｃ_306も、経験により、または予め行われるエミュレーションにより、得ることができる。

（６）式および（７）式によれば、自己相関系列は、下記のように記載することができる。

そして、ＸＰＭにより生じる位相雑音の自己相関系列１１４は、（８）式を計算することによって得られる。

自己相関系列１１４は、位相雑音の補償等のために、システムを評価および最適化するためのオペレータ、位相雑音補償モジュール、チャネル特性評価モジュール、またはシステム最適化モジュールへ提供するようにしてもよい。

図４は、典型的なＷＤＭ光通信システムにおける、理想的な参照カーブと、本発明のモニタ装置により得られるＸＰＭによる位相雑音の自己相関系列との比較を示す。この図面から分かるように、特許請求の範囲に記載の装置の出力は、理論的な結果と非常によく一致している。

図５は、本発明の１つの実施形態のＸＰＭ自己相関特性をモニタする方法を示すフローチャートである。図５に示すように、本発明の１つの実施形態のＸＰＭ自己相関特性をモニタする方法においては、まずステップ５０１で、遅延パラメータdelayが１に設定される。続いてステップ５０２において、入力信号の偏角が計算される。上述したように、入力信号は、例えば、ベースバンドデジタル電気信号１１１、またはデータ１１３の複素共役とベースバンドデジタル電気信号１１１との積である。ステップ５０３において、ステップ５０２で得られた偏角がアンラップされる。すなわち、偏角計算器によって計算された数値が範囲[−∞，＋∞]に広げられる。続いて、図示していないが、周波数オフセットが比較的大きいときは、その周波数オフセットにより生じる位相誤差が、外部に設けられている周波数オフセット推定器から入力される周波数オフセット情報を利用して、補償される。周波数オフセットが小さいと経験的に予測または決定されるときは、このステップは省略される。ステップ５０４において、アンラップされた偏角は、delay個のシンボル分だけ遅延させられる。ステップ５０５におおいて、現在の偏角から、遅延させられた偏角が引き算される。すなわち、現シンボルの偏角から、delay個のシンボル分だけ前の偏角を引き算し、位相信号を取得する。ステップ５０６において、この位相信号の絶対値の二乗が得られる。ステップ５０７において、現在のdelayについて得られる複数の絶対値の二乗値が平均化され、その平均値が格納される。

ステップ５０８において、現在のdelayの値が予め決められた値、例えばある整数Ｎ、よりも小さいか判定される。もし、現在のdelayの値が予め決められた値Ｎよりも小さければ（ステップ５０８でＹｅｓ）、ステップ５０９に進み、delayの値を大きくする。この実施形態では、delayの値は１だけ大きくされる。上述したように、delayの値は、１以外の数値、例えば２、３等、だけ大きくしてもよい。そして、ステップ５０２〜５０８が繰り返される。

もし、現在のdelayの値が予め決められた値Ｎよりも小さくなければ（ステップ５０８でＮｏ）、ステップ５１０において雑音が抑制される。この雑音抑制は、ステップ５０７で格納された、異なるdelayの値について得られる位相信号の絶対値の二乗の平均値により形成される系列（遅延系列とも呼ぶ）に向けられる。雑音抑制は、レーザ線幅の影響の抑制または増幅器自然放射雑音の影響の抑制の一方または双方を含む。双方が使用されるときは、それらの動作の先後の区別はない。

最後に、ステップ５１１において、雑音が抑制された遅延系列に基づいて、ＸＰＭ自己相関系列が取得される。
本発明の位相雑音の統計的特性をモニタする装置および方法を使用すれば、ＸＰＭにより生じる位相雑音の自己相関系列を取得すること、およびレーザ線幅および増幅器自然放射雑音を測定することが可能であり、位相雑音の補償、チャネル特性の評価、システムの最適化が容易になる。

本発明の具体的な実施形態について上述した。ただし、この技術分野の当業者にとって明らかであるが、本発明について様々な変形、変更、および置換えが可能である。したがって、本発明の特許請求の範囲の精神または範囲内に含まれるすべての変形、変更、および置換えは、本発明に係る保護範囲の下で説明される。

Claims (7)

1. デジタルコヒーレント光通信受信器のデータ再生部により再生されるデータを表す第１の信号の複素共役を取得する複素共役部（２０１）と、
   前記デジタルコヒーレント光通信受信器のフロントエンドプロセッサから出力される第２の信号と前記複素共役部により得られる前記第１の信号の複素共役との積（２０２）を取得する乗算器と、
   前記乗算器の出力信号の偏角を取得する偏角計算部（２０３）と、
   前記偏角計算部（２０３）により得られる偏角をアンラップして位相信号（２０５）を取得するアンラッピング部（２０４）と、
   前記位相信号を遅延させる遅延部（２０７）と、
   前記アンラッピング部（２０４）により得られる位相信号と、前記遅延部（２０７）により遅延された位相信号との間の差分を取得する差分部（２０９）と、
   前記差分の絶対値の二乗を取得する絶対値二乗部（２１０）と、
   前記絶対値二乗部（２１０）により得られる複数の差分の絶対値の二乗を平均化して二乗平均差分位相（ＭＳＤＰ）値を取得する平均化部（２１１）と、
   を備える位相雑音の統計的特性をモニタする装置。
2. 前記平均化部が複数の異なるＭＳＤＰ値を取得するように、前記遅延部の遅延量を変えることにより、ＭＳＤＰ値系列を取得するＭＳＤＰ値系列取得部（３０１）と、
   前記ＭＳＤＰ値系列に基づいて位相雑音の自己相関系列を取得する自己相関系列取得部（３０６）、をさらに備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置。
3. レーザ線幅に起因して生じる前記位相信号に対する位相シフトを測定し、その測定した位相シフトに基づいて前記ＭＳＤＰ値系列において前記レーザ線幅の影響を抑制するレーザ線幅の影響抑制部（３０３）をさらに備える
   ことを特徴とする請求項２に記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置。
4. 増幅器自然放射雑音に起因して生じる前記位相信号に対する位相シフトを測定し、その測定した位相シフトに基づいて前記ＭＳＤＰ値系列において前記増幅器自然放射雑音の影響を抑制する増幅器自然放射雑音の影響抑制部（３０４）をさらに備える
   ことを特徴とする請求項２に記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置。
5. 前記デジタルコヒーレント光通信受信器の周波数オフセット推定器（１０９）から前記周波数オフセット推定器により推定される周波数オフセットにより生じる位相誤差値を受信し、前記アンラッピング部（２０４）により得られる位相信号（２０５）から前記位相誤差値を引き算することにより、前記位相信号から位相誤差を除去する位相誤差除去部をさらに備える
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の位相雑音の統計的特性をモニタする装置。
6. 光信号を受信するフロントエンドプロセッサと、
   前記フロントエンドプロセッサから出力される信号に基づいてデータを再生するデータ再生部と、
   前記フロントエンドプロセッサの出力信号および前記データ再生部により再生されるデータを表す信号に基づいて、位相雑音の統計的特性をモニタする装置と、を有し、
   前記位相雑音の統計的特性をモニタする装置は、
   前記データ再生部により再生されるデータを表す信号の複素共役を取得する複素共役部（２０１）と、
   前記フロントエンドプロセッサから出力される信号と前記複素共役部により得られる複素共役信号との積（２０２）を取得する乗算器と、
   前記乗算器の出力信号の偏角を取得する偏角計算部（２０３）と、
   前記偏角計算部（２０３）により得られる偏角をアンラップして位相信号（２０５）を取得するアンラッピング部（２０４）と、
   前記位相信号を遅延させる遅延部（２０７）と、
   前記アンラッピング部（２０４）により得られる位相信号と、前記遅延部（２０７）により遅延された位相信号との間の差分を取得する差分部（２０９）と、
   前記差分の絶対値の二乗を取得する絶対値二乗部（２１０）と、
   前記絶対値二乗部（２１０）により得られる複数の差分の絶対値の二乗を平均化して二乗平均差分位相（ＭＳＤＰ）値を取得する平均化部（２１１）と、を有する
   ことを特徴とするデジタルコヒーレント光通信受信器。
7. デジタルコヒーレント光通信受信器のデータ再生部により再生されるデータを表す第１の信号の複素共役を取得するステップと、
   前記デジタルコヒーレント光通信受信器のフロントエンドプロセッサから出力される第２の信号と前記第１の信号の複素共役との積を取得するステップと、
   前記積を表す信号の偏角を取得する偏角計算ステップと、
   前記偏角計算ステップにおいて得られる偏角をアンラップして位相信号を取得するアンラッピングステップと、
   前記位相信号を遅延させる遅延ステップと、
   前記アンラッピングステップにおいて得られる位相信号と、前記遅延ステップにおいて遅延された位相信号との間の差分を取得する差分ステップと、
   前記差分の絶対値の二乗を取得する絶対値二乗ステップと、
   前記絶対値二乗ステップにおいて得られる複数の差分の絶対値の二乗を平均化してＭＳＤＰ値を取得する平均化ステップと、
   を備える位相雑音の統計的特性をモニタする方法。

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