JP5263067B2 - Inverter fault detection system - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To accurately detect open failure of a semiconductor switching element for power which constitutes an inverter for driving an AC motor that is controlled by switching two or more control modes, even when its control mode is frequently switched, within a short interval. <P>SOLUTION: A controller gets a filter current value regarding each phase which is obtained by low-pass filtering of phase currents, separately for each control mode (S120). When the absolute value of the filter current value exceeds a determined value, open failure of the switching element of a relevant phase is detected (S200). With respect to switching of the control mode, the filter current value is kept, when a mode other than the target control mode is selected (S160); and at switching to the target control mode, offset modification is carried out on the filter current value so as to prevent misdetection of the open failure (S140). <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&amp;INPIT

Description

この発明は、インバータの故障検出装置に関し、より特定的には、インバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障の検出に関する。 This invention relates to a fault detection system of the inverter, and more particularly, relates to the detection of an open fault of the power semiconductor switching elements constituting the inverter.

交流電動機を駆動制御するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子(以下、単に「スイッチング素子」とも称する)の故障検出が種々提案されている。 Power semiconductor switching elements constituting the inverter that drives and controls the AC motor (hereinafter, simply referred to as "switching element") of the fault detection has been proposed. たとえば、特開2005−094873号公報(特許文献1)には、インバータの各相毎に電流を積算し、モータ回転2周期の間の積算値に応じて開放故障(オフのままになる故障)を検出する構成が記載されている。 For example, JP-2005-094873 Patent Publication (Patent Document 1), it integrates the current for each phase of the inverter, open-circuit failure in accordance with the accumulated value during the motor rotating two periods (failure to remain off) It describes a configuration for detecting a. 具体的には、上記積算値が、正(0より大)の場合には上側スイッチング素子の故障、負の場合には下側スイッチング素子の故障、0であれば正常と判定することが記載されている。 Specifically, the integrated value, for positive (greater than 0) the failure of the upper switching element is described to be judged to be normal if a failure, 0 of the lower side switching element in the case of a negative ing.

また、インバータの開放故障の検出方法の他の例として、特開2002−136147号公報(特許文献2)には、インバータに接続されたシャント抵抗に流れる電流を測定して開放故障の診断を行なうことが記載されている。 Another example of a method for detecting open-circuit failure of the inverter, Japanese 2002-136147 (Patent Document 2), the diagnosis of the open fault by measuring the current flowing to the shunt resistor connected to an inverter it has been described. また、特開2006−320176号公報(特許文献3)には、インバータの直流端子間に分圧抵抗を設置し、分圧抵抗間の接続点を任意の交流端子と接続して診断点を形成するとともに、この診断点の電位を平滑コンデンサの電圧から作った基準値と比較することによって短絡故障(オンのままになる故障)および開放故障を検出することが記載されている。 Further, Japanese Patent 2006-320176 (Patent Document 3), established a resistor divider between the inverter DC terminals, forming a diagnostic point connection point between the voltage dividing resistors connected with any AC terminal as well as it has been described to detect short circuit faults (leave becomes a failure on) and open-circuit failure by comparing the potential of this diagnostic point with a reference value made from the voltage of the smoothing capacitor.

特開2005−094873号公報 JP 2005-094873 JP 特開2002−136147号公報 JP 2002-136147 JP 特開2006−320176号公報 JP 2006-320176 JP

交流電動機の制御において、パルス幅変調制御(PWM)制御や、矩形波電圧制御等の、複数の制御モードを交流電動機の動作状態に応じて切替えることが行なわれている。 In the control of the AC motor, a pulse width modulation control (PWM) control or, such as the rectangular wave voltage control, being carried out be switched in accordance with the operation state of the plurality of control modes AC motor. このような場合には、制御モード毎に電流挙動が変化するので、上述の様な各相電流の積分値、あるいは、ローパスフィルタによって処理したフィルタ電流値に基づく開放故障の検出については、電流積分値またはフィルタ電流値を制御モード毎に求めることが好ましい。 In such a case, the current behavior each control mode is changed, the integral value of the phase currents, such as described above, or the detection of an open fault based on filter current value processed by the low-pass filter, the current integral it is preferable to determine the value or filter current value to the control mode for each.

しかしながら、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合には、交流電動機の電気周期、すなわち相電流の1周期が経過しない内に制御モードが切替わる可能性がある。 However, when the control mode is frequently switched in a short time, electrical cycle of the AC motor, i.e. the control mode within the one period of the phase current is not passed could switched. この場合には、1周期の相電流積分値が正常時には0となることに基づいて開放故障を行なう特許文献1の構成では、正確に開放故障の検出をすることができなくなる虞がある。 In this case, in the configuration of Patent Document 1 that performs open-circuit failure based on the phase current integral value of one period becomes 0 on success, there is a possibility that it becomes impossible to detect the accurate open fault.

また、特許文献2および3についても、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合に対応して開放故障を検出するための手法については、記載されていない。 As for the Patent Documents 2 and 3, for the method for the control mode is to detect the open-circuit failure in response to the case where frequently switched within a short time, not described.

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、複数の制御モードが切替えられて制御される交流電動機を駆動するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障を、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合にも正確に検出することである。 The present invention was made to solve the above problems, the object is a semiconductor power constituting an inverter for driving an AC motor in which a plurality of control modes are switched by control of the present invention the open-circuit failure of the switching element, is also possible to detect accurately when the control mode is frequently switched in a short time.

この発明によるインバータの故障検出装置は、交流電動機を制御するための複数相のインバータの故障検出装置であって、インバータの各相の電流を検出するための電流検出手段と、交流電動機の動作状態に応じて複数の制御モードのうちの1つを選択するモード選択手段と、電流検出手段によって検出された各相電流をローパスフィルタ処理することによって、各制御モードについて別個に各相のフィルタ電流値を算出するためのフィルタ処理手段と、フィルタ処理手段によって算出されたフィルタ電流値が所定の判定値を超えた場合に、インバータの対応する相のスイッチング素子の開放故障を検知するための故障検知手段と、制御モードが切り替わる際に、切替後の制御モードに対応する各相のフィルタ電流値を、その絶対値が所定範 The present invention Inverter failure detecting apparatus according to, a failure detection device of a plurality of phases of the inverter to control the AC motor, a current detecting means for detecting a current of each phase of the inverter, the operating state of the AC motor a plurality of mode selection means for selecting one of the control modes, by low-pass filtering the detected phase current by the current detecting means, separately phase filter current values ​​for each control mode in accordance with and filtering means for calculating a, if the filter processing filter current value calculated by means exceeds a predetermined judgment value, the failure detection means for detecting the open-circuit failure of the corresponding phase of the switching elements of the inverter If, when the control mode is switched, the phase of the filter current value corresponding to the control mode after the switching, the absolute value of the predetermined range 内で減少するように修正するための修正手段とを備える。 And a correction means for correcting to decrease within.

好ましくは、修正手段は、フィルタ電流値の絶対値が、各相電流の最大定格電流についての半周期の積分値に相当する最大オフセット値よりも大きい場合には、絶対値が最大オフセット値だけ減少するようにフィルタ電流値を修正する一方で、フィルタ電流値の絶対値が最大オフセット値以下のときには、フィルタ電流値を零に設定する。 Preferably, the correction means decreases the absolute value of the filter current value is greater than the maximum offset value corresponds to the integral value of the half cycle of the maximum rated current of each phase current, the absolute value by the maximum offset value while modifying the filter current to, when the absolute value of the filter current is less than or equal to the maximum offset value sets the filter current value to zero.

このようにすると、交流電動機の電気1周期が経過する前に制御モードが切替わった場合には、開放故障が発生していなくてもフィルタ電流値(実質的には電流積分値と等価)が零とならずにオフセットが発生することに対処して、制御モード切替毎に電流フィルタ値の初期値をオフセット修正することができる。 In this way, when the control mode is switched before the electrical cycle of AC motor has elapsed, the open failure filter current value even when no occurred (current integral substantially the equivalent) is addressed to offset not zero occurs, the initial value of the current filter value can be corrected offset for each control mode switching. このため、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられた場合にも、フィルタ電流値が継続的に増大することによる開放故障の誤検出を防止できる。 Therefore, when the control mode is frequently switched in the short time, can prevent erroneous detection of an open fault due to the filter current is continuously increased. 特に、制御モードの切替毎にフィルタ電流値をゼロクリアする場合と比較して、開放故障を見逃す可能性が低くなる。 In particular, compared to the case of zero-cleared filter current value for each switching of the control modes, you can miss the open failure is low.

さらに好ましくは、最大オフセット値は、交流電動機の回転速度の上昇に従って小さい値となるように、交流電動機の回転速度に応じて可変に設定される。 More preferably, the maximum offset value, as a small value in accordance with increase in the rotational speed of the AC motor is variably set according to the rotational speed of the AC motor.

このようにすると、ローパスフィルタ処理によってフィルタ電流値を求めていることと対応させて、スイッチング素子の開放故障を適切に検出することが可能となる。 In this manner, in that the in correspondence seeking filter current value by the low-pass filtering, it becomes possible to properly detect the open-circuit failure of the switching element.

また好ましくは、電流検出手段は、複数相のうちの所定の1相を除く各相に配置された電流センサと、電流センサの出力から所定の1相の電流を演算する電流演算手段とを含む。 Also preferably, the current detection circuit includes a current sensor arranged in each phase, except for predetermined one phase of a plurality of phases, and a current calculation means for calculating a current having a predetermined single-phase from the output of the current sensor . そして、フィルタ処理手段は、所定の1相では電流演算手段による演算値に基づいてフィルタ電流値を算出する一方で、所定の1相を除く各相では電流センサによる検出値に基づいてフィルタ電流値を算出する。 Then, the filter processing unit, while calculating a filter current value based on the calculated value by the current calculation unit is in a predetermined single-phase, the filter current value based on a value detected by the current sensor in each phase, except for certain 1-phase It is calculated. さらに、所定の1相での判定値は、所定の1相を除く各相での判定値よりも大きく設定される。 Further, the determination value at a given one phase is set larger than the determination value in each phase except one predetermined phase.

このようにすると、各相に電流センサを設けることなく、所定の1相については電流センサの配置を省略した構成においても、電力用スイッチング素子の開放故障を正確に検出することができる。 Thus, without providing a current sensor in each phase, for a given 1-phase in the structure is omitted placement of the current sensor, it is possible to accurately detect the open-circuit failure of the power switching element.

この発明によれば、複数の制御モードが切替えられて制御される交流電動機を駆動するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障を、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合にも正確に検出することができる。 According to the present invention, even when the open failure of the power semiconductor switching devices constituting an inverter for driving an AC motor in which a plurality of control modes are switched by control, the control mode is frequently switched in a short time it can be accurately detected.

本実施の形態に従うインバータの故障検出装置が適用されるモータ駆動システムの構成例を示すブロック図である。 Configuration example of a motor drive system fault detection device of the inverter according to the present embodiment is applied is a block diagram showing the. 図1に示したモータ駆動システムにおける交流モータの制御モードを概略的に説明する図である。 Is a diagram illustrating schematically the control mode of AC motor in the motor drive system shown in FIG. 図2に示した制御モードの選択方式を説明するフローチャートである。 Is a flowchart illustrating the selection method of the control mode shown in FIG. 正常時における相電流とフィルタ電流との挙動を示す波形図である。 It is a waveform diagram illustrating the behavior between the phase current and the filter current at the time of normal. 開放故障発生時における相電流とフィルタ電流との挙動を示す波形図である。 Behavior of the phase current and the filter current at the open failure is a waveform diagram showing a. 制御モード毎にフィルタ電流値(電流積分値)を設定した場合における開放故障検出の問題点を説明する波形図である。 It is a waveform diagram for explaining the problems of the open-circuit failure detection in case of setting the filter current value (current integral) in each control mode. 本実施の形態によるインバータの故障検出装置における相電流とフィルタ電流との挙動を示す波形図である。 It is a waveform diagram illustrating the behavior between the phase current and the filter current at the inverter fault detection system according to this embodiment. 本実施の形態によるインバータの故障検出の制御構成を示す概略ブロック図である。 It is a schematic block diagram showing a control configuration of an inverter failure detection according to the present embodiment. 制御モード毎の相電流およびフィルタ電流の設定を説明する図表である。 Is a table illustrating the setting of the phase current and the filter current of each control mode. 本実施の形態によるインバータの故障検出における一連の制御処理を説明するフローチャートである。 It is a flowchart illustrating a series of control processes in the inverter fault detection according to the present embodiment. 図10に示したオフセット修正処理の詳細を説明するフローチャートである。 It is a flowchart illustrating the details of the offset correction process shown in FIG. 10.

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。 It will be described in detail with reference to the drawings, embodiments of the present invention. なお以下の図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。 Incidentally, the same or corresponding portions in the following figures are denoted by the same reference numerals description thereof will not be repeated in principle.
(電動機制御の全体構成) (The entire configuration of an electric motor control)
図1は、本実施の形態に従うインバータの故障検出装置が適用されるモータ駆動システムの構成例を示すブロック図である。 Figure 1 is a block diagram showing a configuration example of a motor drive system fault detection device of the inverter according to the present embodiment is applied.

図1は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。 Figure 1 is an overall configuration diagram of a motor drive system according to the embodiment of the present invention.
図1を参照して、モータ駆動システム100は、直流電圧発生部10♯と、平滑コンデンサC0と、インバータ14と、交流モータM1と、制御装置30とを備える。 1, a motor drive system 100 includes a DC voltage generating unit 10 #, a smoothing capacitor C0, an inverter 14, an AC motor M1, and a control device 30.

交流モータM1は、たとえば、電動車両(ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする)の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。 AC motor M1 is, for example, electric vehicles (hybrid vehicles, electric vehicles and shall refer to an automobile for generating a vehicle driving force by electric energy such as a fuel cell vehicle) to driving wheels for generating a torque for driving the which is the driving electric motor. あるいは、この交流モータM1は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。 Alternatively, the alternating-current motor M1 may be configured to have a function of a generator driven by an engine may be configured to have both the functions of the electric motor and the electric generator. さらに、交流モータM1は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。 Furthermore, AC motor M1 may operate as a motor for the engine, for example, may be incorporated in a hybrid vehicle as such may start the engine.

直流電圧発生部10♯は、直流電源Bと、システムリレーSR1,SR2と、平滑コンデンサC1と、コンバータ12とを含む。 DC voltage generating unit 10♯ includes a DC power supply B, system relays SR1, SR2, a smoothing capacitor C1, and a converter 12.

直流電源Bは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。 DC power supply B is typically constituted by a power storage device such as a secondary battery or an electric double layer capacitor, such as a nickel hydride or lithium ion. 直流電源Bが出力する直流電圧Vbおよび入出力される直流電流Ibは、電圧センサ10および電流センサ11によってそれぞれ検知される。 DC current Ib to be the DC voltage Vb and output DC power supply B outputs are respectively detected by the voltage sensor 10 and current sensor 11.

システムリレーSR1は、直流電源Bの正極端子および電力線6の間に接続され、システムリレーSR2は、直流電源Bの負極端子およびアース線5の間に接続される。 System relay SR1 is connected between a positive terminal and a power line 6 of the DC power supply B, system relays SR2 is connected between the negative terminal and the ground wires 5 of the DC power supply B. システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEによりオン/オフされる。 System relays SR1, SR2 are turned on / off by a signal SE from control device 30.

コンバータ12は、リアクトルL1と、電力用半導体スイッチング素子Q1,Q2と、ダイオードD1,D2とを含む。 Converter 12 includes a reactor L1, the semiconductor switching elements Q1, Q2 for power, and diodes D1, D2. 電力用半導体スイッチング素子Q1およびQ2は、電力線7およびアース線5の間に直列に接続される。 Semiconductor switching elements Q1 and Q2 for power are connected in series between power line 7 and earth line 5. 電力用半導体スイッチング素子Q1およびQ2のオン・オフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S1およびS2によって制御される。 On and off of power semiconductor switching elements Q1 and Q2 is controlled by switching control signals S1 and S2 from control device 30.

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子(以下、単に「スイッチング素子」と称する)としては、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、 In the embodiment of the present invention, the power semiconductor switching elements (hereinafter, simply referred to as "switching element") as a, IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor),
電力用MOS(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。 MOS power (Metal Oxide Semiconductor) transistor or can be used a power bipolar transistor or the like. スイッチング素子Q1,Q2に対しては、逆並列ダイオードD1,D2が配置されている。 For switching elements Q1, Q2, antiparallel diodes D1, D2 are arranged. リアクトルL1は、スイッチング素子Q1およびQ2の接続ノードと電力線6の間に接続される。 Reactor L1 is connected between the switching elements Q1 and Q2 of the connection node and the power line 6. また、平滑コンデンサC0は、電力線7およびアース線5の間に接続される。 Further, smoothing capacitor C0 is connected between power line 7 and earth line 5.

インバータ14は、電力線7およびアース線5の間に並列に設けられる、U相上下アーム15と、V相上下アーム16と、W相上下アーム17とから成る。 Inverter 14 are provided in parallel between power line 7 and earth line 5, the U-phase upper and lower arms 15, V-phase upper and lower arms 16, and W-phase upper and lower arms 17. 各相上下アームは、電力線7およびアース線5の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。 Phase upper and lower arms is composed of switching devices connected in series between power line 7 and earth line 5. たとえば、U相上下アーム15は、スイッチング素子Q3,Q4から成り、V相上下アーム16は、スイッチング素子Q5,Q6から成り、W相上下アーム17は、スイッチング素子Q7,Q8から成る。 For example, U-phase upper and lower arms 15 includes switching elements Q3, Q4, V-phase upper and lower arms 16 includes switching elements Q5, Q6, W-phase upper and lower arms 17 includes switching elements Q7, Q8. また、スイッチング素子Q3〜Q8に対して、逆並列ダイオードD3〜D8がそれぞれ接続されている。 Further, the switching elements Q 3 -Q 8, anti-parallel diodes D3~D8 are connected. スイッチング素子Q3〜Q8のオン・オフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S3〜S8によって制御される。 On and off of the switching element Q3~Q8 is controlled by switching control signals S3~S8 from control device 30.

代表的には、交流モータM1は、3相の永久磁石型同期電動機であり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。 Typically, AC motor M1 is a permanent magnet synchronous motor of three phases, U, V, one of the three coils of the W-phases each connected in common to a neutral point. さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム15〜17のスイッチング素子の中間点と接続されている。 The other end of each phase coil is connected to an intermediate point of the switching elements of each phase upper and lower arms 15 to 17.

コンバータ12は、昇圧動作時には、直流電源Bから供給された直流電圧Vbを昇圧した直流電圧VH(インバータ14への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する)をインバータ14へ供給する。 Converter 12, the voltage step-up operation, (this DC voltage equivalent to the input voltage to the inverter 14, hereinafter referred to as "system voltage") a DC voltage VH obtained by boosting the DC voltage Vb supplied from DC power supply B to inverter 14 supplied to. より具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のオン期間およびスイッチング素子のQ2のオン期間(または、スイッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間)が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。 More specifically, in response to switching control signals S1, S2 from control device 30, Q2 of the on period of the ON period and the switching element of the switching element Q1 (or a period during which both switching elements Q1, Q2 is turned off ) are provided alternately, the step-up ratio becomes one corresponding to the ratio of these oN periods. あるいは、スイッチング素子Q1およびQ2をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、VH=Vb(昇圧比=1.0)とすることもできる。 Alternatively, if the fixed switching elements Q1 and Q2 on and off, can also be a VH = Vb (voltage step-up ratio = 1.0).

また、コンバータ12は、降圧動作時には、平滑コンデンサC0を介してインバータ14から供給された直流電圧VH(システム電圧)を降圧して直流電源Bを充電する。 Further, the converter 12, during step-down operation to charge the DC power source B by lowering the DC voltage supplied from inverter 14 via smoothing capacitor C0 VH (system voltage). より具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のみがオンする期間と、スイッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間(または、スイッチング素子のQ2のオン期間)とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。 More specifically, in response to switching control signals S1, S2 from control device 30, a period in which only switching element Q1 is turned on, a period in which both switching elements Q1, Q2 is turned off (or, Q2 of the switching element the oN period) and are alternately provided, the step-down ratio is in accordance with the duty ratio of the oN period.

平滑コンデンサC0は、コンバータ12からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ14へ供給する。 Smoothing capacitor C0 smoothes the DC voltage from the converter 12, and supplies the DC voltage smoothed to inverter 14. 電圧センサ13は、平滑コンデンサC0の両端の電圧、すなわち、システム電圧VHを検出し、その検出値を制御装置30へ出力する。 Voltage sensor 13 detects the voltage across smoothing capacitor C0, i.e., detects a system voltage VH, and outputs the detected value to control unit 30.

インバータ14は、交流モータM1のトルク指令値が正(Trqcom>0)の場合には、平滑コンデンサC0から直流電圧が供給されると制御装置30からのスイッチング制御信号S3〜S8に応答した、スイッチング素子Q3〜Q8のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータM1を駆動する。 Inverter 14, torque command value of AC motor M1 is in the case of positive (Trqcom> 0), the DC voltage from the smoothing capacitor C0 in response to switching control signals S3~S8 from control device 30 to be supplied, the switching by the switching operation of the device Q3~Q8 converts the DC voltage into an AC voltage for driving AC motor M1 to output a positive torque. また、インバータ14は、交流モータM1のトルク指令値が0の場合(Trqcom=0)には、スイッチング制御信号S3〜S8に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが0になるように交流モータM1を駆動する。 Further, inverter 14, if the torque command value of AC motor M1 is 0 (Trqcom = 0), the switching operation in response to switching control signals S 3 to S 8, torque converts the DC voltage into an AC voltage 0 drives AC motor M1 so as to. これにより、交流モータM1は、トルク指令値Trqcomによって指定された0または正のトルクを発生するように駆動される。 Thus, AC motor M1 is driven to generate zero or positive torque designated by torque command value Trqcom.

さらに、モータ駆動システム100が搭載された電動車両の回生制動時には、交流モータM1のトルク指令値Trqcomは負に設定される(Trqcom<0)。 Further, during regenerative braking of the electric vehicle motor driving system 100 mounted thereon, torque command value Trqcom of AC motor M1 is set to a negative (Trqcom <0). この場合には、インバータ14は、スイッチング制御信号S3〜S8に応答したスイッチング動作により、交流モータM1が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧(システム電圧)を平滑コンデンサC0を介してコンバータ12へ供給する。 In this case, the inverter 14, the switching control signal by the switching operation in response to S 3 to S 8, the AC voltage generated by AC motor M1 into a DC voltage, the converted DC voltage (system voltage) to the smoothing capacitor C0 supplied to the converter 12 through the. なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速(または加速の中止)させることを含む。 The regenerative braking here refers to and includes braking accompanied by regenerative power generation when a foot brake operation by a driver of the electric vehicle, but does not operate the foot brake, regenerative, by releasing the accelerator pedal during running while the power generation includes decelerating the vehicle (or stop of acceleration).

電流センサ24は、交流モータM1に流れるモータ電流(相電流)を検出し、その検出値を制御装置30へ出力する。 Current sensor 24 detects a motor current flowing through AC motor M1 (phase current), and outputs the detected value to control unit 30. なお、三相電流Iu,Iv,Iwの瞬時値の和は0であるので、図1に示すように電流センサ24は2相分のモータ電流(たとえば、V相電流IvおよびW相電流Iw)を検出するように配置すれば足りる。 Incidentally, three-phase currents Iu, Iv, since the sum of instantaneous values ​​of Iw is 0, the current sensor 24 as shown in Figure 1 is of two phases motor currents (e.g., V-phase current Iv and W-phase current Iw) It suffices arranged to detect. あるいは、各相に電流センサ24を配置することも可能である。 Alternatively, it is also possible to arrange the current sensor 24 in each phase.

回転角センサ(レゾルバ)25は、交流モータM1のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置30へ送出する。 Rotation angle sensor (resolver) 25 detects a rotor rotation angle θ of AC motor M1, and sends the rotation angle θ obtained by the detection to the controller 30. 制御装置30では、回転角θに基づき交流モータM1の回転数(回転速度)Nmtおよび角速度ω(rad/s)を算出できる。 In the control device 30, the rotational speed of the AC motor M1 based on rotational angle θ (rotation speed) Nmt and angular velocity ω (rad / s) can be calculated. なお、回転角センサ25については、回転角θを制御装置30にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。 Incidentally, the rotation angle sensor 25, by calculating directly from the motor voltage and current at a rotation angle θ of the controller 30, may be omitted placement.

制御装置30は、図示しないCPU(Central Processing Unit)およびメモリを内蔵した電子制御ユニットにより構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。 Controller 30 is constituted by an electronic control unit containing a CPU (not shown) (Central Processing Unit) and a memory, based on a map and a program stored in the memory, it performs calculation processing using the value detected by each sensor configured. あるいは、ECU80の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。 Alternatively, at least a portion of the ECU80 may be configured to execute predetermined numerical and logic operation processing by hardware such as an electronic circuit.
(制御モードの説明) (Description of control mode)
制御装置30による交流モータM1の制御についてさらに詳細に説明する。 It will be described in more detail control of AC motor M1 by control device 30.

図2は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム100における交流モータM1の制御モードを概略的に説明する図である。 Figure 2 is a diagram illustrating schematically the control mode of AC motor M1 in the motor drive system 100 according to an embodiment of the present invention.

図2に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム100では、交流モータM1の制御、すなわち、インバータ14における電力変換について、3つの制御モードを切替え使用する。 As shown in FIG. 2, in the motor drive system 100 according to an embodiment of the present invention, control of AC motor M1, that is, the power conversion in inverter 14, using switch three control modes.

正弦波PWM制御は、一般的なPWM制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波(代表的には三角波)との電圧比較に従って制御する。 Sine wave PWM control is intended to be used as a general PWM control, ON and OFF of each phase upper and lower arm elements are controlled in accordance with voltage comparison between sinusoidal voltage command and a carrier wave (typically, triangular wave) . この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。 As a result, a high-level period corresponding to the ON period of the upper arm device, for a set of low-level period corresponding to the ON period of the lower arm element, the duty so that the fundamental wave component within a certain period is a sine wave There is controlled. 周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波PWM制御では、交流モータM1への印加電圧(以下、単に「モータ印加電圧」とも称する)の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約0.61倍程度までしか高めることができない。 As is well known, in the sinusoidal wave PWM control the amplitude of the voltage command sinusoidal is limited to the scope of the following carrier amplitude, fundamental of the voltage applied to the AC motor M1 (hereinafter, simply referred to as "motor applied voltage") It can not be increased only a component to about 0.61 times that of the inverter of the DC link voltage. 以下、本明細書では、インバータ14の直流リンク電圧(すなわち、システム電圧VH)に対するモータ印加電圧(線間電圧)の基本波成分(実効値)の比を「変調率」とも称する。 Hereinafter, in this specification, the DC link voltage of inverter 14 (i.e., system voltage VH) the ratio of the fundamental wave component of the motor voltage applied to (the line voltage) (effective value) is also referred to as "modulation factor".

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が1:1の矩形波1パルス分を交流モータM1へ印加する。 On the other hand, in the rectangular wave voltage control, within the fixed period, the ratio of the high-level period and low level period is 1: apply 1 rectangular wave for one pulse to the AC motor M1. これにより、変調率は0.78まで高められる。 Thus, the modulation rate is increased to 0.78.

過変調PWM制御は、電圧指令(正弦波成分)の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波PWM制御と同様のPWM制御を行なうものである。 Overmodulation PWM control is to the amplitude of the voltage command (sine wave component) perform PWM control similar to the above sinusoidal PWM control with greater range than the carrier wave amplitude. 特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること(振幅補正)によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波PWM制御モードでの最高変調率から0.78の範囲まで高めることができる。 In particular, it is possible to increase the fundamental wave component by distorting the voltage command from the original sinusoidal wave (amplitude correction), to increase the modulation factor to the range from the highest modulation factor of 0.78 for a sine-wave PWM control mode can. 過変調PWM制御では、電圧指令(正弦波成分)の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流モータM1に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。 In overmodulation PWM control, the amplitude of the voltage command (sine wave component) is larger than the carrier wave amplitude, the line voltage applied to AC motor M1 is a voltage distorted rather than a sine wave.

交流モータM1では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧(モータ必要電圧)が高くなる。 In AC motor M1, the rotation speed or output torque increases the induced voltage with increasing the driving voltage (motor required voltage) becomes higher required. コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧VHはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。 Boosted voltage or by the converter 12, the system voltage VH needs to be set higher than this motor required voltage. その一方で、コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧VHには限界値(VH最大電圧)が存在する。 On the other hand, the boosted voltage i.e. by the converter 12, the system voltage VH exists a limit value (VH maximum voltage).

したがって、交流モータM1の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧(交流)の振幅および位相を制御する、正弦波PWM制御または過変調PWM制御によるPWM制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。 Thus, in accordance with the operation state of AC motor M1, it controls the amplitude and phase of the motor applied voltage (AC) by the feedback of the motor current, the PWM control mode by sine wave PWM control or overmodulation PWM control, and rectangular wave voltage any of the control modes is selectively applied. なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。 In the rectangular wave voltage control, the amplitude of the motor applied voltage is fixed, based on a deviation between the actual torque value and the torque command value, the torque control is executed by phase control of the rectangular wave voltage pulse.

図3は、制御モードの選択方式を説明するフローチャートである。 Figure 3 is a flowchart illustrating the selection method of the control mode.
図3のフローチャートに示されるように、図示しない上位ECUによって、アクセル開度等に従う車両要求出力に基づき交流モータM1のトルク指令値Trqcomが算出される(ステップS100)のを受けて、制御装置30は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータM1のトルク指令値Trqcomおよび回転数からモータ必要電圧(誘起電圧)を算出し(ステップS110)、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧VHの最大値(VH最大値)との関係に従って、矩形波電圧制御モードおよびPWM制御モードのいずれを適用してモータ制御を行なうか否かを決定する(ステップS120)。 As shown in the flowchart of FIG. 3, the high-level ECU, not shown, receives the torque command value Trqcom of AC motor M1 based on the vehicle required output according to the accelerator opening degree is calculated (step S100), control device 30 based on the preset map or the like, the torque command value Trqcom and motor required voltage from the rotational speed of the AC motor M1 (induced voltage) is calculated (step S110), further, the maximum required motor voltage and the system voltage VH according to the relationship between the value (VH maximum value), and apply one of the rectangular wave voltage control mode and the PWM control mode to determine whether to perform the motor control (step S120). 基本的には、電圧指令値に対応する変調率が実現できるように制御モードが選択される。 Basically, the modulation factor corresponding to the voltage command value control mode is selected can be realized. PWM制御モードでも、変調率に応じて、正弦波PWM制御および過変調PWM制御の一方が選択される。 In PWM control mode, in accordance with the modulation rate, one is selected sine wave PWM control and the overmodulation PWM control. 上記制御フローに従って、交流モータM1の運転条件に従って、図2に示した複数の制御モードのうちから適正な制御モードが適用される。 According to the control flow according to the operating conditions of AC motor M1, the proper control mode is applied from among a plurality of control modes shown in FIG.

次に、インバータ14から交流モータM1へ供給される各相のモータ電流(以下、単に相電流とも称する)に基づくスイッチング素子Q3〜Q8の開放故障の検出手法について説明する。 Next, each phase of the motor current supplied from inverter 14 to AC motor M1 (hereinafter, simply phase current also referred to) detection technique of open-circuit failure of the switching element Q3~Q8 based on will be explained.

以下では、一例としてW相における、スイッチング素子Q7(上アーム)およびQ8(下アーム)の開放故障検出について説明する。 Hereinafter, in the W-phase is described as an example an open failure detection of the switching element Q7 (upper arm) and Q8 (lower arm).

図4には、正常時におけるW相の相電流(W相電流)Iwの波形が示される。 4 shows a phase current of W-phase in the normal (W-phase current) Iw of the waveform is shown.
正常時には、W相電流Iwは、交流モータM1の電気周期に相当する周期の正弦波状電流となる。 During normal, W-phase current Iw, a sinusoidal current cycle corresponding to the electrical cycle of AC motor M1. したがって、W相電流Iwをローパスフィルタ処理して得られるフィルタ電流値Iwfは、モータ電流の1周期の間に0に復帰する。 Thus, the filter current Iwf obtained by low-pass filtering the W-phase current Iw, returns to 0 during one period of the motor current. この結果、フィルタ電流値Iwfが継続的に上昇することはなく、開放故障検出のための判定値IJDに対して、|Iwf|<Ijdが維持される。 As a result, not a filter current IWF continues to rise, against the decision value IJD for open fault detection, | Iwf | <Ijd is maintained.

これに対して、図5には、下アームのスイッチング素子Q8に開放故障が発生した場合の波形が示される。 In contrast, in FIG. 5, the waveforms in the case where open-circuit failure in the switching element Q8 of the lower arm has occurred is shown.

図5を参照して、下アームに開放故障が発生することにより、W相電流Iwは、正方向の電流のみが流れ、本来、負電流が流れる期間ではIw=0となる。 Referring to FIG. 5, by open-circuit failure in the lower arm is generated, W-phase current Iw, only the positive direction of current flow, nature, and Iw = 0 in the period in which the negative current flows.

この結果、ローパスフィルタ処理されたフィルタ電流値Iwfは、電流1周期が経過しても0まで復帰することなく、徐々に増加していく。 As a result, the filter current Iwf which is low-pass filtering, without returning to zero even after current one period, gradually increases. この結果、複数周期が経過すると、フィルタ電流値Iwfが判定値IJDに達することにより、W相に開放故障が発生したことが検出される。 As a result, when the plurality of cycles has elapsed, by filtering current Iwf reaches the determination value IJD, open-circuit failure in the W-phase is detected to have occurred. さらに、Iwf>0であることから、開放故障が下アーム素子に発生していることも特定できる。 Furthermore, since it is IWF> 0, it can also be specified that the open-circuit failure occurs in the lower arm element.

図示は省略するが、上アーム素子に開放故障が発生した場合には、図5とは反対の極性となり、W相電流Iwは負方向にしか流れなくなる。 Although not shown, when the open-circuit failure in the upper arm device occurs, becomes opposite polarity from that of FIG. 5, W-phase current Iw does not flow only in the negative direction. この結果、フィルタ電流値Iwfは、負方向に絶対値が増大していき、|Iwf|>Ijdとなった時点で、同様にW相に開放故障が発生したことを検出することができる。 As a result, the filter current IWF is gradually absolute value increases in the negative direction, | IWF |> they become a Ijd, it is possible to detect that the open-circuit failure occurs in the same manner W phase. さらに、Iwf<0であることから、開放故障が上アーム素子に発生していることも特定できる。 Furthermore, since it is IWF <0, it can also identify the open-circuit failure occurs in the upper arm device.

ここで、図1に示したモータ駆動システムにおいては、図2および図3で説明したように、複数の制御モードが選択的に適用される。 Here, in the motor drive system shown in FIG. 1, as described in FIG. 2 and FIG. 3, a plurality of control modes are selectively applied. そして、制御モード間では、電流挙動、特に相電流への高周波成分の重畳度合が異なってくるため、図4および図5で説明したような、積分処理に相当する、相電流のフィルタ値に基づく開放故障検出についても、制御モード毎に個別に行うことが好ましい。 Then, between control modes, to come different degree of overlapping high-frequency component of the current behavior, in particular the phase currents, as described in FIG. 4 and FIG. 5, corresponds to the integration process, based on the filter value of the phase current for even open-circuit failure detection is preferably performed separately for each control mode. すなわち、フィルタ電流値および判定値についても、制御モード毎に個別とするにより、スイッチング素子の開放故障をより正確に検出できる。 That is, the filter current and the determination value also, more to the individual control mode for each, it can be more accurately detected open-circuit failure of the switching element.

本実施の形態では、正弦波PWM制御時(以下、PWMモード)と矩形波電圧制御時(以下、矩形波モード)のそれぞれについて、フィルタ電流値および判定値を別個に設定して、スイッチング素子の開放故障を検出するものとする。 In this embodiment, when the sine wave PWM control (hereinafter, PWM mode) and the time of the rectangular wave voltage control (hereinafter, a rectangular wave mode) for each, and the filter current value and the determination value separately set, the switching element and it detects the open-circuit failure. なお、過変調PWM制御については、基本的には、正弦波PWM制御および矩形波電圧制御の間での制御モード移行時に一時的に選択されるものであるため、スイッチング素子の開放故障については実行しないものとする。 Note that the overmodulation PWM control, basically, because it is intended to be temporarily selected when the control mode transition between the sinusoidal wave PWM control and the rectangular wave voltage control, run for open-circuit failure of the switching element and those that do not.

図6には、制御モード毎にフィルタ電流値(電流積分値)を設定した場合における開放故障検出の問題点が示される。 Figure 6 is a problem with open-circuit failure detection in case of setting the filter current value (current integral) in each control mode is shown.

特に図6では、フィルタ電流値に残されるオフセット量が最大となるケースとして、交流モータM1の電気半周期毎に制御モードが切替わる場合が例示される。 In particular, in Figure 6, as a case where the offset amount left in the filter current value is maximized, if the electrical half cycle every control mode of AC motor M1 is switched and the like. このオフセット量は、短絡故障が発生していなくても、1周期途中での制御モード切替によって発生するものであり、以下に説明するように、開放故障誤検出の原因となる。 This offset, without short-circuit fault has occurred, which is generated by the control mode switching in one cycle way, as described below, it causes the open failure misdetection.

図6では、W相電流Iwは正常な波形であり、W相には開放故障が発生していないことが理解される。 In Figure 6, W-phase current Iw is a normal waveform, open-circuit failure in the W-phase is to be understood that not occurred. このため、相電流の1周期を通じてPWMモードが継続される場合には、フィルタ電流値Iwfが0まで復帰することにより、開放故障が検出されることはない。 Therefore, when the PWM mode is continued throughout the period of the phase current, by filtering current Iwf returns to zero, will not be open-circuit failure is detected.

しかしながら、時刻t1以降において、相電流の半周期毎に制御モードがPWMモードおよび矩形波の間で切替えられると、制御モードが矩形波モードへ切替わる時刻t1から、再びPWMに復帰する時刻t2までの間は、フィルタ電流値Iwfは、切替え直前の値(時刻t1における値)に保持される。 However, after time t1, the control mode for each half cycle of the phase current is switched between the PWM mode and the rectangular wave, the switched time t1 control mode to the rectangular-wave mode, until the time t2 to return again to the PWM during the filter current Iwf is held in the switching immediately prior to the value (value at time t1). そして時刻t2から、再びフィルタ電流値Iwfが更新される。 Then from the time t2, it is updated again filter current IWF. すなわち電流値の積分が再開されることと等価となる。 That is equivalent to that the integral of the current value is resumed.

図6に示すように、誤検出について最悪のケースを想定すると、相電流の特定の極性の期間(図6では相電流が負の期間)については、制御モードが矩形波モードとなり、反対の極性の期間(図6では相電流が正の期間)では、制御モードがPWMモードとなる。 As shown in FIG. 6, assuming a worst case erroneous detection, for certain polarity period of the phase current (the period in FIG. 6 the phase current is negative), the control mode is the rectangular-wave mode, the opposite polarity in the period (the period in FIG. 6 phase current positive), the control mode is a PWM mode. この場合には、PWMモードのフィルタ電流値Iwfは、負方向に更新されることがなくなるため、時間経過に応じて、継続的に上昇することとなる。 In this case, the filter current Iwf of PWM is that it does not be updated in the negative direction, depending on the time, so that the continuously increasing. この結果、実際には開放故障が発生していないにも拘らず、|Iwf|がIJDへ達することにより、W相(下アーム)の開放故障が誤検出されてしまう。 As a result, actually even though the open-circuit failure does not occur, | IWF | is by reaching the IJD, open-circuit failure of the W-phase (lower arm) from being erroneously detected.

図6の様に、相電流の極性と同期して半周期毎に制御モードが切替わるケースにおいて、正常な相電流に対しては0となるべきフィルタ電流値に残されるオフセットが最大となる。 As in FIG. 6, in the control mode is mode changes case synchronously with every half cycle the polarity of the phase current, the offset to be left in the filter current value to be a 0 is maximized with respect to the normal phase current. すなわち、当該オフセットの最大値(以下、最大オフセット量と称する)は、相電流が最大定格電流であるときの半周期経過時点でのフィルタ電流値(あるいは、半周期の電流積分値)に相当することになる。 That is, the maximum value of the offset (hereinafter referred to as the maximum offset amount) corresponds to the filter current value at half cycle elapse when the phase current is maximum rated current (or current integral of a half cycle) It will be.

本実施の形態によるインバータの故障検出では、制御モードの切替毎に上記最大オフセット量の範囲内でフィルタ電流値を修正することによって、開放故障の誤検出防止が図られる。 The inverter fault detection according to the present embodiment, by modifying the filter current value within the range of the maximum offset amount for each switching of the control mode, prevent erroneous detection of an open fault is achieved.

図7を参照して、時刻t1までの間PWMモードが選択され、時刻t1〜t2の間、図6の場合と同様に、相電流の半周期分の期間矩形波モードが選択される。 Referring to FIG. 7, PWM mode until the time t1 is selected, between times t1 to t2, as in the case of FIG. 6, period square wave mode of a half cycle of the phase current is selected. そして、時刻t2以降では、再びPWM制御モードが選択される。 Then, at time t2 and later, it is selected again the PWM control mode.

したがって、時刻t1〜t2の間は、図6と同様に、フィルタ電流値Iwfは時刻t1時点の値に保持されることになる。 Thus, between times t1~t2, similar to FIG. 6, the filter current Iwf will be held at the value of time point t1. そして、時刻t2において、PWMモードにおけるフィルタ電流値の更新が再開される際に、上記最大オフセット量に対応して定められるオフセット修正量Icrの範囲内で、フィルタ電流値Iwfが修正される。 Then, at time t2, when the updating of the filter current value in the PWM mode is resumed, in the range of offset correction amount Icr which is determined corresponding to the maximum offset amount, the filter current value Iwf is corrected.

この結果、短絡故障が発生していない正常時には、時刻t1時点において、相電流半周期分のオフセットが生じていても、時刻t2からPWMモードが再開される際にオフセットを修正することにより、フィルタ電流値Iwfは再び0近傍に戻される。 As a result, the normal short circuit fault has not occurred, at time point t1, even if occurred phase current half-cycle of the offset by modifying the offset when the PWM mode is resumed from the time t2, the filter current Iwf is returned to near zero again. この結果、以降の相電流が正常であれば、フィルタ電流値Iwfが継続的に上昇して判定値IJDに達することがない。 If this result, the normal phase currents after, never filter current Iwf reaches continuously increased to the judgment value IJD. すなわち、誤検出を防止することができる。 That is, it is possible to prevent erroneous detection. 仮に、図6と同様に、時刻t3〜t4の間に矩形波モードが選択されたとしても、PWMモードが再開される時刻t4において、時刻t2と同様のオフセット修正により、フィルタ電流値Iwfが0近傍に戻されるので、誤検出が発生しないことが理解される。 If, as in FIG. 6, as the rectangular wave mode is selected during times t3 to t4, at time t4 the PWM mode is resumed, the same offset correction and the time t2, the filter current Iwf 0 because back in the vicinity, erroneous detection is understood that it is not generated.

一方で、開放故障が発生している異常時には、時刻t2の時点で正常時と同様にオフセットを修正しても、再び継続的にフィルタ電流値Iwfが上昇することによって、最終的には開放故障を検出することが可能となる。 On the other hand, when an abnormality that open failure has occurred, be modified similarly offset and normal at time t2, by continuously filtering the current value Iwf rises again, open-circuit failure eventually it is possible to detect the.

図8は、本実施の形態によるインバータの故障検出の制御構成を示す概略ブロック図である。 Figure 8 is a schematic block diagram showing a control configuration of an inverter failure detection according to the present embodiment. なお、図8に示された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路(ハードウェア)で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置30がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。 Note that the respective functional blocks shown in FIG. 8, may be constituted by a circuit (hardware) having the function corresponding to the block, the controller 30 executes a software processing in accordance with a preset program it may be realized by. また、図8には、1相分(W相)の開放故障検出のための構成を例示するが、各相、すなわちU相およびV相にも、同様の構成が設けられることを確認的に記載する。 Further, in FIG. 8, but illustrating the configuration for the open-circuit failure detection of one phase (W-phase), each phase, i.e., the U-phase and V-phase, confirmed to that same structure is provided described.

図8を参照して、本発明の実施の形態によるインバータの故障検出装置101は、フィルタ処理部110と、オフセット修正部120と、判定値設定部130と、検出部140とを含む。 Referring to FIG 8, the inverter fault detection apparatus 101 according to an embodiment of the present invention includes a filter processing unit 110, an offset correction unit 120, a determination value setting unit 130, a detection unit 140.

フィルタ処理部110は、電流センサ24によって検出されたW相電流Iwを、下記(1)式に従ってフィルタ処理する。 Filter processing unit 110, the W-phase current Iw detected by the current sensor 24 is filtered according to the following equation (1). すなわちフィルタ処理部110は電流検出値Iwをローパスフィルタ処理することによって、フィルタ電流値Iwfを算出する。 That filtering section 110 by low-pass filtering the current detection value Iw, calculates the filter current IWF.

Iwf={Iw−Iwf(0)}・fa+Iwf(0) …(1) Iwf = {Iw-Iwf (0)} · fa + Iwf (0) ... (1)
(1)式において、Iwf(0)は、フィルタ電流値Iwfの前回値を示す。 (1) In the formula, IWF (0) indicates the previous value of the filter current IWF. そして、平滑化係数faは、0〜1.0の範囲の値であり、faが0に近いほどフィルタの時定数は大きくなり、faが1.0に近いほどフィルタの時定数は小さくなる。 Then, smoothing coefficient fa has a value ranging from 0 to 1.0, the time constant of the filter as fa is close to 0 is increased, the time constant of the filter closer to fa 1.0 is small. すなわち、平滑化係数faは、フィルタ処理部110に持たせるべき時定数に応じて定められる。 That is, smoothing coefficient fa is determined according to the time constant should be given to the filter processing unit 110. ローパスフィルタ処理の時定数は、基本的には、フィルタ処理部110によってW相電流Iwの電流積分値を求めるのと等価になるように設定されることが好ましい。 The time constant of the low pass filter process is basically is preferably set to be equivalent to determining the current integral of the W-phase current Iw by the filter unit 110.

なお、図1に示したように、電流センサ24は必ずしも各相に設ける必要はない。 Incidentally, as shown in FIG. 1, the current sensor 24 is not necessarily provided for each phase. すなわち3相のうちの所定の1相を除く2相の各々にのみ電流センサ24を配置し、残りの1相については、各相の電流瞬時値の和が0であることから、演算で求めることもできる。 That is, the current sensor 24 only to each of the two phases other than the predetermined one of the three phases are arranged, for the remaining one phase, since the sum of each phase current instantaneous value is zero, determined by the calculation it is also possible. たとえば図1の構成では、U相電流Iuについては、下記(2)式に従って求めることもできる。 For example, in the arrangement of FIG. 1, for the U-phase current Iu, it can also be obtained in accordance with the following equation (2).

Iu=−(Iv+Iw) …(2) Iu = - (Iv + Iw) ... (2)
U相では、(2)式により演算された相電流Iuに基づいて、フィルタ処理部110がフィルタ電流値(Iuf)を算出する。 The U-phase, (2) based on the phase currents Iu calculated by equation, the filter processing unit 110 calculates the filter current value (IUF). このように、電流センサ24が配置された相、および非配置の相のいずれについても、図8に示した開放故障検出を共通に適用できる。 Thus, the phase current sensor 24 is disposed, and for any of the non-placement of the phases can be applied to the common open fault detection shown in FIG. ただし、演算によって相電流を求めると誤差の影響による誤検出が懸念される。 However, the erroneous detection due to the influence of the error is a concern when seeking phase current through calculation. このため、それぞれの制御モードについて、電流センサ24が配置された相における判定値と比較して、非配置の相での判定値を大きくすることが好ましい。 Therefore, for each control mode, as compared with the determination value in the phase current sensor 24 is disposed, it is preferable to increase the determination value for the phase of the non-placement.

フィルタ処理部110には、制御モード選択部35からの制御信号CMDが入力される。 The filter processing unit 110, a control signal CMD from the control mode selection section 35 are input. 制御モード選択部35は、図3のフローチャートに示された制御処理に従って、交流モータM1の動作状態に応じて、図2に示された複数の制御モードのうちの1つを選択する。 Control mode selection section 35 in accordance with the control processing shown in the flowchart of FIG. 3, in accordance with the operation state of AC motor M1, to select one of the plurality of control modes shown in FIG. 制御信号CMDは、制御モード選択部35によって選択された制御モードを示す。 Control signal CMD indicates the control mode selected by the control mode selection section 35.

判定値設定部130は、制御信号CMDに従って、選択中の制御モードに対応する判定値を設定して検出部140へ出力する。 Determination value setting unit 130 in accordance with a control signal CMD, and outputs the detection unit 140 sets a determination value corresponding to the control mode selected.

図10を参照して、フィルタ処理部110は、各相のフィルタ電流値について、制御モード毎に設定する。 Referring to FIG. 10, the filter processing unit 110, for each phase of the filter current value is set to each control mode. たとえば、PWMモードに対応して、U相〜W相のそれぞれについてフィルタ電流値Iuf(1),Ivf(1),Iws(1)が設定されている。 For example, in response to the PWM mode, the filter current IUF (1) for each of the U-phase ~W phase, Ivf (1), Iws (1) is set. また、矩形波モードに対応して、U相〜W相のそれぞれについて、フィルタ電流値Iuf(1),Ivf(1),Iws(1)とは別個に、フィルタ電流値Iuf(2),Ivf(2),Iws(2)が設定されている。 Further, in response to a square wave mode, for each of the U-phase ~W phase, filter current Iuf (1), Ivf (1), separately from the Iws (1), the filter current Iuf (2), Ivf (2), Iws (2) has been set.

上述のように、PWMモード選択中には、フィルタ処理部110は、(1)式に従ってフィルタ電流値Iuf(1),Ivf(1),Iwf(1)を逐次更新する一方で、フィルタ電流値Iuf(2),Ivf(2),Iwf(2)は保持する。 As mentioned above, during PWM mode selection, filtering section 110, (1) filter current IUF (1) according to equation, IVF (1), while sequentially updating the IWF (1), the filter current Iuf (2), Ivf (2), Iwf (2) holds. 一方で、矩形波モード選択中には、フィルタ処理部110は、(1)式に従ってフィルタ電流値Iuf(2),Ivf(2),Iwf(2)を逐次更新する一方で、フィルタ電流値Iuf(1),Ivf(1),Iwf(1)は保持する。 On the other hand, in the rectangular wave mode selection, filtering section 110, (1) filter current IUF (2) according to equation, IVF (2), while sequentially updating the IWF (2), the filter current IUF (1), Ivf (1), Iwf (1) holds.

さらに、判定値IJDについても制御モード毎に設定されることが好ましい。 Further, the determination value is preferably set to each control mode also IJD. たとえばPWMモード適用時には、フィルタ電流値Iuf(1),Ivf(1),Iwf(1)が判定値IJD(1)と比較される一方で、矩形波モード選択時には、フィルタ電流値Iuf(2),Ivf(2),Iwf(2)が、判定値IJD(2)と比較される。 During PWM mode application example, the filter current IUF (1), IVF (1), IWF while (1) is compared with the determination value IJD (1), at the time of the rectangular wave mode selection, the filter current IUF (2) , Ivf (2), Iwf (2) is compared with the determination value IJD (2).

再び、図8を参照して、オフセット修正部120は、制御信号CMDに基づいて、制御モードの切替を検出するとともに、制御モードの切替時には、切替後の制御モードに対応するフィルタ電流値の初期値を、図7に示したようにオフセット修正する。 Referring again to FIG. 8, the offset correction unit 120 based on the control signal CMD, and detects the switching of the control mode, at the time of switching of the control mode, the initial filter current value corresponding to the control mode after the switching values ​​and offset correction as shown in FIG.

このときのオフセット修正量Icrは、下記(3)式に従って求められる。 Offset correction amount Icr in this case is determined according to the following equation (3).
Icr=Ifmax・Nn♯/Nm …(3) Icr = Ifmax · Nn♯ / Nm ... (3)
(3)式中において、Ifmaxは、交流モータM1の回転速度が基準速度Nn♯であるときの、最大オフセット量に相当する。 (3) In the formula, Ifmax is when the rotational speed of the AC motor M1 is the reference speed Nn♯, equivalent to the maximum offset amount. この最大オフセット量は、相電流が最大定格電流であるときの半周期経過時点でのフィルタ電流値Iwfに相当する。 The maximum amount of offset, the phase current is equivalent to the filter current Iwf at half period elapse of time is the maximum rated current.

フィルタ処理部110によってローパスフィルタ処理が行なわれることに鑑み、交流モータM1の回転速度が高いときには、同一振幅の相電流に対するオフセット量も小さくなることから、オフセット修正量Icrも小さくする必要がある。 In view of the low-pass filtering is performed by the filter processing unit 110, when the rotational speed of the AC motor M1 is high, the offset amount with respect to the phase current of the same amplitude since also small, the offset correction amount Icr also needs to be reduced. したがって、(3)式に示すように、オフセット修正量Icrは、モータ回転速度が上昇すると小さくなるように、モータ回転速度に応じて可変に設定される。 Therefore, (3) As shown in equation, the offset correction amount Icr, as will become smaller when the motor rotational speed increases, is variably set according to the motor rotation speed. すなわち、オフセット修正量Icrは、モータ回転速度を考慮して設定された、電流1周期の途中で制御モードが切替えられた際にフィルタ電流値に発生する「最大オフセット値」に相当する。 That is, the offset correction amount Icr was set in consideration of the motor rotational speed, which corresponds to the "maximum offset value" which occurs in the filter current when switched control mode during the current cycle.

このように、オフセット修正部120は、制御モードの切替時に、再開される制御モードのフィルタ電流値Iwfについて、オフセット修正量Icrだけ修正する。 Thus, the offset correction unit 120, when switching of the control mode, the filter current Iwf control mode to be resumed is corrected by the offset correction amount Icr. そして、それ以外のタイミング、すなわち制御モード切替時以外には、フィルタ処理部110によって算出されたフィルタ電流値Iwfはそのまま検出部140へ出力される。 And, other timings, i.e. at a time other than during the control mode switching, the filter current Iwf calculated by the filter processing unit 110 is output to the detection section 140 as it is.

検出部140は、このようにして求められたフィルタ電流値Iwfと判定値設定部130によって設定された判定値IJDとを比較し、フィルタ電流値Iwfの絶対値が判定値IJDよりも大きくなると開放故障を検出して、検出フラグFDGをオンする。 Detection unit 140, in this way by comparing the judgment value IJD set by the filter current Iwf a determination value setting unit 130 obtained, opened and the absolute value of the filter current Iwf is greater than the determination value IJD detects a fault, it turns on the detection flag FDG. 検出フラグFDGがオンされると、開放故障に対応したインバータの保護処理等が実行されることになる。 When the detection flag FDG is turned on, so that the protection processing and the like of the inverter corresponding to the open-circuit failure is performed.

図10は、本実施の形態によるインバータの故障検出における一連の制御処理を説明するフローチャートである。 Figure 10 is a flowchart illustrating a series of control processes in the inverter fault detection according to the present embodiment. 以降に示すフローチャートの各ステップは、基本的には制御装置30によるソフトウェア処理によって実現されるが、ハードウェア処理によって実現されてもよい。 Each step of the flowchart shown in later, is basically realized by software processing by the control unit 30 may be realized by hardware processing.

なお、図10には、W相のPWMモードにおけるフィルタ電流値Iwfの算出に基づく開放故障検出のための制御処理が示されるが、同様の制御処理が、制御モード毎に各相電流に対応して設けられている。 Incidentally, in FIG. 10, the control process for the open-circuit failure detection based on the calculated filter current Iwf in PWM mode W-phase are shown, the same control process corresponds to the phase currents in each control mode It is provided Te.

図10を参照して、制御装置30は、ステップS100により、相電流Iwを取得する。 Referring to FIG. 10, the control device 30, the step S100, obtains the phase current Iw. 上述のように相電流Iwは電流センサ24の検出値であってもよく、他の相の電流センサ24による検出値から求めた演算値であってもよい。 Phase current Iw as described above may be a detected value of current sensor 24 may be a calculated value obtained from the value detected by the current sensor 24 of the other phases.

さらに、制御装置30は、ステップS110により、現在の制御モードが対象の制御モードであるか否か、図10の例では、制御信号CMD(図9)に基づいてPWMモードであるか否かが判定される。 Furthermore, the control device 30, in step S110, whether or not the current control mode is the control mode of the target, in the example of FIG. 10, whether a PWM mode based on the control signal CMD (Fig. 9) It is determined.

現在の制御モードがPWMモード以外のとき(S110のYES判定時)には、制御装置30は、ステップS160により、フィルタ電流値Iwf(1)を現在値に保持する。 By the time the current control mode is other than PWM mode (YES in S110), the control unit 30, in step S160, to hold the filter current Iwf the (1) to the current value.

一方、制御装置30は、現在の制御モードが対象の制御モードであるとき(S110のYES判定時)には、ステップS120により、制御モード切替時点、すなわち当該制御モードの再開タイミングであるかどうかを判定する。 On the other hand, the control device 30, when the current control mode is the control mode of the target (YES in S110), in step S120, the control mode switching time, i.e., whether the resume timing of the control mode judge. そして、制御モード切替タイミングであるとき(S120のYES判定時)には、制御装置30は、ステップS140に処理を進めて、これまで保持されたフィルタ電流値Iwf(1)をオフセット修正する。 Then, when a control mode switch timing (YES in S120), control device 30 proceeds to step S140, to offset correction filter current IWF (1) which is held so far.

図11には、図10のステップS140によるオフセット修正処理の詳細が示される。 Figure 11 is a detail of the offset correction process in step S140 of FIG. 10 is shown.
図11を参照して、制御装置30は、ステップS141では、交流モータM1の現在のモータ回転速度Nmを取得する。 Referring to FIG. 11, the control device 30, in step S141, it obtains the current motor rotational speed Nm of AC motor M1. そして、制御装置30は、ステップS142により、所得したモータ回転速度Nmに応じて、オフセット修正量Icrを上述の(3)式に従って決定する。 Then, the control device 30, in step S142, in accordance with the motor rotational speed Nm of the income, to determine the offset correction amount Icr according to the above (3).

さらに、制御装置30は、ステップS143により、制御モード切替時点までに保持されたフィルタ電流値Iwf(1)の絶対値が、ステップS142で設定されたオフセット修正量Icr以下であるかどうかを判定する。 Furthermore, the control device 30, in step S143, determines whether the absolute value of the control mode changeover time filter current values ​​held by IWF (1) is the offset correction amount Icr hereinafter set in step S142 . そして、制御装置30は、|Iwf(1)|≦Icrのとき(S143のYES判定時)には、ステップS145に処理を進めて、Iwf(1)=0とする。 Then, the control device 30, | Iwf (1) | The time of ≦ Icr (YES in S143), it advances the process to step S145, and Iwf (1) = 0. これにより、最大オフセット量に対応して求められたオフセット修正量Icrよりも小さい電流オフセットは、対象の制御モードが再開される時点でクリアされることになる。 Thus, a small current offset than the offset correction amount Icr determined to correspond to the maximum offset amount would control mode of the target is cleared when to resume.

制御装置30は、|Iwf(1)|>Icrのとき(S143のNO判定時)には、ステップS144により、保持されているフィルタ電流値Iwf(1)の極性を判定する。 Controller 30, | Iwf (1) | in> when Icr (determination of NO at S143) determines, in step S144, the polarity of the filter current IWF (1) being held. そして、フィルタ電流値Iwf(1)が正のとき(S144のYES判定時)には、制御装置30は、ステップS147に処理を進めて、フィルタ電流値Iwf(1)からオフセット修正量Icrを減算することによって、オフセット修正を実行する。 Then, when the filter current IWF (1) is positive (YES in S144), control device 30 proceeds to step S147, subtracts the offset correction amount Icr from the filter current IWF (1) by executes offset correction. 一方、フィルタ電流値Iwf(1)が負のとき(S144のNO判定時)には、制御装置30は、ステップS146により、フィルタ電流値Iwf(1)にオフセット修正量Icrを加算することによって、オフセット修正を行なう。 On the other hand, by the time the filter current IWF (1) is negative (determination of NO at S144), control device 30, in step S146, for adding the offset correction amount Icr Filter current IWF (1), carry out the offset correction.

このようにすると、フィルタ電流値Iwf(1)の極性を反転させることなく、オフセット修正量Icrの絶対値の範囲内で、制御モード切替前まで保持されていたフィルタ電流値Iwf(1)が修正されることになる。 In this way, without inverting the polarity of the filter current IWF (1), within the range of the absolute value of the offset correction amount Icr, control mode switching filter current IWF that has been held before (1) is modified It is is will be. なお、単純なゼロクリアではなく、制御モード切替から派生するオフセット量(Icr)のみを修正することにより、開放故障の発生によりフィルタ電流値の絶対値が判定値へ向けて上昇しているケースにおける故障検出漏れを防止することが可能である。 Incidentally, instead of a simple zero clear, failures in case by modifying only the offset amount derived from the control mode changeover (Icr), the occurrence of open failure absolute value of the filter current is increased toward the judgment value it is possible to prevent omission of detection.

再び図10を参照して、制御装置30は、制御モードの切替タイミング以外(S120のNO判定時)には、ステップS130に処理を進めて、上記(1)式に従ったローパスフィルタ処理により、フィルタ電流値Iwf(1)を更新する。 Referring again to Figure 10, controller 30, in addition the switching timing of the control mode (determination of NO at S120), it advances the process to step S130, the low-pass filtering in accordance with equation (1), to update the filter current IWF (1).

このように、ステップS130またはS140の処理により、PWMモードのフィルタ電流値Iwf(1)が決定されると、制御装置30は、ステップS150により、フィルタ電流値Iwf(1)の絶対値と判定値IJD(1)とを比較する。 Thus, by the processing in step S130 or S140, the filter current value of the PWM mode IWF (1) is determined, the control device 30, the step S150, the absolute value and the determination value of the filter current IWF (1) comparing the IJD (1). そして、制御装置30は、|Iwf(1)|>IJD(1)のとき(S150のYES判定時)には、ステップS200により当該相(ここではW相)の開放故障を検出する。 Then, the control device 30, | IWF (1) | in> when IJD of (1) (YES in S150), the relevant phase (here, W-phase) in step S200 to detect an open failure of the. 一方で、|Iwf(1)|≦IJD(1)のとき(S150のNO判定時)には、ステップS200がスキップされるので、開放故障は検出されない。 On the other hand, | IWF (1) | The time ≦ IJD of (1) (determination of NO at S150), since the step S200 is skipped, open-circuit failure is not detected.

以上説明したように本実施の形態によるインバータの故障検出装置によれば、正常時(開放故障の非発生時)に、制御モードが相電流の1周期が経過する前に切替えられることが継続的に発生しても、開放故障を誤検出することがない。 According to the failure detection device of the inverter according to the present embodiment as described above, in a normal (non-occurrence of an open fault), continually be switched before the control mode is elapses one period of the phase current It never is generated, for detecting the open-circuit failure erroneous. また、制御モードの切替毎にフィルタ電流値(電流積分値)を単純にゼロクリアする場合と比較して、開放故障を見逃してしまう可能性が低くなるので、検出精度を向上することができる。 Further, as compared with the case of simply reset to zero filter current value for each switching of the control mode (current integral value), the possibility of miss the open failure is low, it is possible to improve detection accuracy.

したがって、複数の制御モードが切替えられて制御される交流電動機を駆動するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障を、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合にも正確に検出することができる。 Thus, the open-circuit failure of the power semiconductor switching devices constituting an inverter for driving an AC motor in which a plurality of control modes are switched by control, also accurately detected when the control mode is frequently switched in a short time be able to.

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ14への入力電圧(システム電圧VH)を可変制御可能なように、モータ制御システムの直流電圧発生部10♯がコンバータ12を含む構成を示したが、インバータ14への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部10♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。 In the present embodiment, as a preferred configuration example, the input voltage to the inverter 14 (system voltage VH) to variably controllable, DC voltage generating unit 10♯ of the motor control system shows a structure including a converter 12 It was, but the input voltage to the inverter 14 variably controlled if, not limited to the illustrated configuration to a DC voltage generating unit 10♯ this embodiment. また、インバータ入力電圧が可変であることは必ずしも不可欠ではなく、直流電源Bの出力電圧がそのままインバータ14へ入力される構成(たとえば、コンバータ12の配置を省略した構成)に対しても本発明を適用可能である。 Moreover, not necessarily essential that the inverter input voltage is variable, configuration in which the output voltage of the DC power supply B is directly input to the inverter 14 (e.g., configuration omitting the arrangement of the converter 12) also present invention to it is applicable.

また、モータ制御システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両(ハイブリッド自動車、電気自動車等)に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。 As for the AC motor as a load of the motor control system, in this embodiment, the electric vehicle (a hybrid vehicle, an electric vehicle, etc.) it is assumed a permanent magnet motor mounted as a vehicle driven, the other device construction for a load any AC motor used for can also be applied to the present invention.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。 The embodiments disclosed herein are to be considered as not restrictive but illustrative in all respects. 本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The scope of the invention is defined by the appended claims rather than by the foregoing description, and is intended to include all modifications within the meaning and range of equivalency of the claims.

この発明は、インバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障検出に用いることができる。 This invention can be used in open-circuit failure detection of power semiconductor switching elements constituting the inverter.

5 アース線、6,7 電力線、10,13 電圧センサ、10♯ 直流電圧発生部、11 電流センサ、12 コンバータ、14 インバータ、15 U相上下アーム、16 V相上下アーム、17 W相上下アーム、24 電流センサ、25 回転角センサ、30 制御装置(ECU)、35 制御モード選択部、100 モータ駆動システム、101 故障検出装置、110 フィルタ処理部、120 オフセット修正部、130 判定値設定部、140 検出部、B 直流電源、C0,C1 平滑コンデンサ、CMD 制御信号(制御モード)、D1〜D8 逆並列ダイオード、FDG 検出フラグ(開放故障)、Ib 直流電流、Icr オフセット修正量、IJD 判定値、Iu,Iv,Iw 相電流、Iuf,Ivf,Iwf フィルタ電流値、L1 リアクトル、M1 5 ground wire, 6,7 power lines, 10 and 13 voltage sensor, 10 # DC voltage generating unit, 11 current sensor, 12 converter, 14 inverter, 15 U-phase upper and lower arms, 16 V-phase upper and lower arms, 17 W-phase upper and lower arms, 24 current sensor, 25 rotation angle sensor, 30 a control unit (ECU), 35 control mode selecting section, 100 a motor drive system, 101 the failure detection device, 110 filter unit, 120 an offset correction unit, 130 determination value setting unit 140 detects part, B DC power supply, C0, C1 smoothing capacitor, CMD control signal (control mode), D1 to D8 antiparallel diodes, FDG detection flag (open failure), Ib DC current, Icr offset correction amount, IJD determination value, Iu, iv, Iw phase current, Iuf, Ivf, Iwf filter current, L1 reactor, M1 流モータ、Nm モータ回転速度、Q1〜Q8 電力用半導体スイッチング素子、S1〜S8 スイッチング制御信号、SR1,SR2 システムリレー、Trqcom トルク指令値、Vb,VH 直流電圧、θ ロータ回転角。 Flow motor, Nm motor rotation speed, the semiconductor switching element for Q1~Q8 power, S1 to S8 switching control signal, SR1, SR2 system relay, Trqcom torque command value, Vb, VH DC voltage, theta rotor rotation angle.

Claims (4)

  1. 交流電動機を制御するための複数相のインバータの故障検出装置であって、 A failure detection device of a plurality of phases of the inverter to control the AC motor,
    前記インバータの各相の電流を検出するための電流検出手段と、 A current detecting means for detecting a current of each phase of the inverter,
    前記交流電動機の動作状態に応じて、複数の制御モードのうちの1つを選択するモード選択手段と、 Depending on the operating state of the AC motor, and mode selection means for selecting one of a plurality of control modes,
    前記電流検出手段によって検出された各相電流をローパスフィルタ処理することによって、各前記制御モードについて別個に各相のフィルタ電流値を算出するためのフィルタ処理手段と、 By low-pass filtering the phase currents detected by said current detecting means, and filtering means for calculating a phase of the filter current values ​​separately for each said control mode,
    前記フィルタ処理手段によって算出された前記フィルタ電流値が所定の判定値を超えた場合に、前記インバータの対応する相のスイッチング素子の開放故障を検知するための故障検知手段と、 When the filter current value calculated by the filtering means exceeds a predetermined judgment value, the failure detection means for detecting the open-circuit failure of the switching element of the corresponding phase of the inverter,
    前記制御モードが切り替わる際に、切替後の前記制御モードに対応する各相の前記フィルタ電流値を、その絶対値が所定範囲内で減少するように修正するための修正手段とを備える、インバータの故障検出装置。 When the control mode is switched, the filter current value of each phase corresponding to the control mode after the switching, comprising absolute value of a correction means for correcting to decrease within a predetermined range, the inverter failure detection device.
  2. 前記修正手段は、前記フィルタ電流値の絶対値が、各相電流の最大定格電流についての半周期の積分値に相当する最大オフセット値よりも大きい場合には、前記絶対値が前記最大オフセット値だけ減少するように前記フィルタ電流値を修正する一方で、前記フィルタ電流値の絶対値が前記最大オフセット値以下のときには、前記フィルタ電流値を零に設定する、請求項1記載のインバータの故障検出装置。 Said correction means, the absolute value of the filter current value is greater than the maximum offset value corresponds to the integral value of the half cycle of the maximum rated current of each phase current, the absolute value is only the maximum offset value while modifying the filter current value as decrease, the when the absolute value of the filter current is less than the maximum offset value sets the filter current value to zero, fault detection device of the inverter according to claim 1 .
  3. 前記最大オフセット値は、前記交流電動機の回転速度の上昇に従って小さい値となるように、前記交流電動機の回転速度に応じて可変に設定される、請求項1または2に記載のインバータの故障検出装置。 The maximum offset value, as a small value in accordance with increase in the rotational speed of the AC motor is variably set according to the rotational speed of the AC motor, an inverter failure detecting apparatus according to claim 1 or 2 .
  4. 前記電流検出手段は、 It said current detecting means,
    前記複数相のうちの所定の1相を除く各相に配置された電流センサと、 A current sensor arranged in each phase, except for predetermined one phase among the plurality of phases,
    前記電流センサの出力から前記所定の1相の電流を演算する電流演算手段とを含み、 And a current calculating means for calculating the current of the predetermined one-phase from the output of said current sensor,
    前記フィルタ処理手段は、前記所定の1相では前記電流演算手段による演算値に基づいて前記フィルタ電流値を算出する一方で、前記所定の1相を除く各相では前記電流センサによる検出値に基づいて前記フィルタ電流値を算出し、 Said filtering means, said at predetermined one phase while calculating the filter current value based on the calculated value by the current calculation unit, in each phase, except for the predetermined single-phase based on the value detected by said current sensor It calculates the filter current value each,
    前記所定の1相での前記判定値は、前記所定の1相を除く各相での前記判定値よりも大きく設定される、請求項1〜3のいずれか1項に記載のインバータの故障検出装置。 Wherein said judgment value of a given one phase, said is larger than the judgment value of each phase except one predetermined phase, inverter fault detection according to any one of claims 1 to 3 apparatus.
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