JP5263067B2 - Inverter failure detection device - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To accurately detect open failure of a semiconductor switching element for power which constitutes an inverter for driving an AC motor that is controlled by switching two or more control modes, even when its control mode is frequently switched, within a short interval. <P>SOLUTION: A controller gets a filter current value regarding each phase which is obtained by low-pass filtering of phase currents, separately for each control mode (S120). When the absolute value of the filter current value exceeds a determined value, open failure of the switching element of a relevant phase is detected (S200). With respect to switching of the control mode, the filter current value is kept, when a mode other than the target control mode is selected (S160); and at switching to the target control mode, offset modification is carried out on the filter current value so as to prevent misdetection of the open failure (S140). <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&amp;INPIT

Description

この発明は、インバータの故障検出装置に関し、より特定的には、インバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障の検出に関する。   The present invention relates to a failure detection device for an inverter, and more particularly to detection of an open failure in a power semiconductor switching element constituting the inverter.
交流電動機を駆動制御するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子(以下、単に「スイッチング素子」とも称する)の故障検出が種々提案されている。たとえば、特開2005−094873号公報(特許文献1)には、インバータの各相毎に電流を積算し、モータ回転2周期の間の積算値に応じて開放故障(オフのままになる故障)を検出する構成が記載されている。具体的には、上記積算値が、正(0より大)の場合には上側スイッチング素子の故障、負の場合には下側スイッチング素子の故障、0であれば正常と判定することが記載されている。   Various types of failure detection have been proposed for power semiconductor switching elements (hereinafter also simply referred to as “switching elements”) that constitute an inverter that drives and controls an AC motor. For example, Japanese Patent Laying-Open No. 2005-094773 (Patent Document 1) integrates current for each phase of an inverter, and an open failure (failure that remains off) according to an integrated value during two motor rotation cycles. A configuration for detecting the error is described. Specifically, it is described that when the integrated value is positive (greater than 0), the failure of the upper switching element, when it is negative, the failure of the lower switching element, and when it is 0, it is determined as normal. ing.
また、インバータの開放故障の検出方法の他の例として、特開2002−136147号公報(特許文献2)には、インバータに接続されたシャント抵抗に流れる電流を測定して開放故障の診断を行なうことが記載されている。また、特開2006−320176号公報(特許文献3)には、インバータの直流端子間に分圧抵抗を設置し、分圧抵抗間の接続点を任意の交流端子と接続して診断点を形成するとともに、この診断点の電位を平滑コンデンサの電圧から作った基準値と比較することによって短絡故障(オンのままになる故障)および開放故障を検出することが記載されている。   In addition, as another example of a detection method for an open circuit fault of an inverter, Japanese Patent Laid-Open No. 2002-136147 (Patent Document 2) diagnoses an open circuit fault by measuring a current flowing through a shunt resistor connected to the inverter. It is described. In Japanese Patent Laid-Open No. 2006-320176 (Patent Document 3), a voltage dividing resistor is installed between DC terminals of an inverter, and a connection point between the voltage dividing resistors is connected to an arbitrary AC terminal to form a diagnostic point. In addition, it is described that short-circuit faults (failures that remain on) and open-circuit faults are detected by comparing the potential at this diagnostic point with a reference value made from the voltage of the smoothing capacitor.
特開2005−094873号公報Japanese Patent Laying-Open No. 2005-094773 特開2002−136147号公報JP 2002-136147 A 特開2006−320176号公報JP 2006-320176 A
交流電動機の制御において、パルス幅変調制御(PWM)制御や、矩形波電圧制御等の、複数の制御モードを交流電動機の動作状態に応じて切替えることが行なわれている。このような場合には、制御モード毎に電流挙動が変化するので、上述の様な各相電流の積分値、あるいは、ローパスフィルタによって処理したフィルタ電流値に基づく開放故障の検出については、電流積分値またはフィルタ電流値を制御モード毎に求めることが好ましい。   In the control of an AC motor, a plurality of control modes such as pulse width modulation control (PWM) control and rectangular wave voltage control are switched according to the operating state of the AC motor. In such a case, the current behavior changes for each control mode. Therefore, for the detection of an open fault based on the integral value of each phase current as described above or the filter current value processed by the low-pass filter, the current integral is used. It is preferable to obtain a value or a filter current value for each control mode.
しかしながら、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合には、交流電動機の電気周期、すなわち相電流の1周期が経過しない内に制御モードが切替わる可能性がある。この場合には、1周期の相電流積分値が正常時には0となることに基づいて開放故障を行なう特許文献1の構成では、正確に開放故障の検出をすることができなくなる虞がある。   However, when the control mode is frequently switched within a short time, the control mode may be switched before the electrical cycle of the AC motor, that is, one cycle of the phase current has not elapsed. In this case, in the configuration of Patent Document 1 in which an open fault is performed based on the fact that the phase current integral value of one cycle is 0 when normal, there is a possibility that the open fault cannot be accurately detected.
また、特許文献2および3についても、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合に対応して開放故障を検出するための手法については、記載されていない。   Also, Patent Documents 2 and 3 do not describe a method for detecting an open failure corresponding to a case where the control mode is frequently switched within a short time.
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、複数の制御モードが切替えられて制御される交流電動機を駆動するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障を、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合にも正確に検出することである。   The present invention has been made to solve such problems, and an object of the present invention is to provide a power semiconductor that constitutes an inverter that drives an AC motor controlled by switching a plurality of control modes. An open failure of the switching element is accurately detected even when the control mode is frequently switched within a short time.
この発明によるインバータの故障検出装置は、交流電動機を制御するための複数相のインバータの故障検出装置であって、インバータの各相の電流を検出するための電流検出手段と、交流電動機の動作状態に応じて複数の制御モードのうちの1つを選択するモード選択手段と、電流検出手段によって検出された各相電流をローパスフィルタ処理することによって、各制御モードについて別個に各相のフィルタ電流値を算出するためのフィルタ処理手段と、フィルタ処理手段によって算出されたフィルタ電流値が所定の判定値を超えた場合に、インバータの対応する相のスイッチング素子の開放故障を検知するための故障検知手段と、制御モードが切り替わる際に、切替後の制御モードに対応する各相のフィルタ電流値を、その絶対値が所定範囲内で減少するように修正するための修正手段とを備える。   An inverter failure detection device according to the present invention is a failure detection device for a multi-phase inverter for controlling an AC motor, and includes a current detection means for detecting a current of each phase of the inverter, and an operating state of the AC motor. A mode selection means for selecting one of a plurality of control modes in accordance with the low-pass filter processing of each phase current detected by the current detection means, so that the filter current value of each phase separately for each control mode And a failure detection means for detecting an open failure of the switching element of the corresponding phase of the inverter when the filter current value calculated by the filter processing unit exceeds a predetermined determination value When the control mode is switched, the absolute value of the filter current value of each phase corresponding to the control mode after switching is a predetermined range. And a correction means for correcting to decrease within.
好ましくは、修正手段は、フィルタ電流値の絶対値が、各相電流の最大定格電流についての半周期の積分値に相当する最大オフセット値よりも大きい場合には、絶対値が最大オフセット値だけ減少するようにフィルタ電流値を修正する一方で、フィルタ電流値の絶対値が最大オフセット値以下のときには、フィルタ電流値を零に設定する。   Preferably, the correcting means decreases the absolute value by the maximum offset value when the absolute value of the filter current value is larger than the maximum offset value corresponding to the integral value of the half cycle for the maximum rated current of each phase current. On the other hand, when the filter current value is corrected so that the absolute value of the filter current value is less than or equal to the maximum offset value, the filter current value is set to zero.
このようにすると、交流電動機の電気1周期が経過する前に制御モードが切替わった場合には、開放故障が発生していなくてもフィルタ電流値(実質的には電流積分値と等価)が零とならずにオフセットが発生することに対処して、制御モード切替毎に電流フィルタ値の初期値をオフセット修正することができる。このため、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられた場合にも、フィルタ電流値が継続的に増大することによる開放故障の誤検出を防止できる。特に、制御モードの切替毎にフィルタ電流値をゼロクリアする場合と比較して、開放故障を見逃す可能性が低くなる。   In this way, when the control mode is switched before one electric cycle of the AC motor has elapsed, the filter current value (substantially equivalent to the current integral value) is obtained even if no open failure has occurred. In response to the occurrence of an offset without becoming zero, the offset value of the initial value of the current filter value can be corrected every time the control mode is switched. For this reason, even when the control mode is frequently switched within a short time, it is possible to prevent erroneous detection of an open failure due to a continuous increase in the filter current value. In particular, compared to the case where the filter current value is cleared to zero each time the control mode is switched, the possibility of missing an open failure is reduced.
さらに好ましくは、最大オフセット値は、交流電動機の回転速度の上昇に従って小さい値となるように、交流電動機の回転速度に応じて可変に設定される。   More preferably, the maximum offset value is variably set according to the rotational speed of the AC motor so that the maximum offset value becomes smaller as the rotational speed of the AC motor increases.
このようにすると、ローパスフィルタ処理によってフィルタ電流値を求めていることと対応させて、スイッチング素子の開放故障を適切に検出することが可能となる。   If it does in this way, it will become possible to detect an open failure of a switching element appropriately corresponding to having calculated a filter current value by low pass filter processing.
また好ましくは、電流検出手段は、複数相のうちの所定の1相を除く各相に配置された電流センサと、電流センサの出力から所定の1相の電流を演算する電流演算手段とを含む。そして、フィルタ処理手段は、所定の1相では電流演算手段による演算値に基づいてフィルタ電流値を算出する一方で、所定の1相を除く各相では電流センサによる検出値に基づいてフィルタ電流値を算出する。さらに、所定の1相での判定値は、所定の1相を除く各相での判定値よりも大きく設定される。   Further preferably, the current detection means includes a current sensor arranged in each phase except for a predetermined one phase among the plurality of phases, and a current calculation means for calculating a predetermined one-phase current from the output of the current sensor. . The filter processing means calculates the filter current value based on the value calculated by the current calculation means in a predetermined one phase, while the filter current value is calculated based on the detection value of the current sensor in each phase except the predetermined one phase. Is calculated. Further, the determination value for the predetermined one phase is set larger than the determination value for each phase except for the predetermined one phase.
このようにすると、各相に電流センサを設けることなく、所定の1相については電流センサの配置を省略した構成においても、電力用スイッチング素子の開放故障を正確に検出することができる。   In this way, it is possible to accurately detect an open failure of the power switching element even in a configuration in which the arrangement of the current sensor is omitted for a predetermined phase without providing a current sensor for each phase.
この発明によれば、複数の制御モードが切替えられて制御される交流電動機を駆動するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障を、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合にも正確に検出することができる。   According to this invention, even when the control mode is frequently switched within a short time, an open failure of the power semiconductor switching element that constitutes the inverter that drives the AC motor controlled by switching the plurality of control modes. It can be detected accurately.
本実施の形態に従うインバータの故障検出装置が適用されるモータ駆動システムの構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the motor drive system with which the failure detection apparatus of the inverter according to this Embodiment is applied. 図1に示したモータ駆動システムにおける交流モータの制御モードを概略的に説明する図である。It is a figure which illustrates schematically the control mode of the AC motor in the motor drive system shown in FIG. 図2に示した制御モードの選択方式を説明するフローチャートである。3 is a flowchart illustrating a control mode selection method shown in FIG. 2. 正常時における相電流とフィルタ電流との挙動を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the behavior of the phase current and filter current at the time of normal. 開放故障発生時における相電流とフィルタ電流との挙動を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the behavior of the phase current and filter current at the time of open fault occurrence. 制御モード毎にフィルタ電流値(電流積分値)を設定した場合における開放故障検出の問題点を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining the problem of the open circuit fault detection at the time of setting a filter electric current value (current integral value) for every control mode. 本実施の形態によるインバータの故障検出装置における相電流とフィルタ電流との挙動を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the behavior of the phase current and filter current in the failure detection apparatus of the inverter by this Embodiment. 本実施の形態によるインバータの故障検出の制御構成を示す概略ブロック図である。It is a schematic block diagram which shows the control structure of the failure detection of the inverter by this Embodiment. 制御モード毎の相電流およびフィルタ電流の設定を説明する図表である。It is a graph explaining the setting of the phase current and filter current for every control mode. 本実施の形態によるインバータの故障検出における一連の制御処理を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining a series of control processing in the failure detection of the inverter by this Embodiment. 図10に示したオフセット修正処理の詳細を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining the detail of the offset correction process shown in FIG.
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下の図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
(電動機制御の全体構成)
図1は、本実施の形態に従うインバータの故障検出装置が適用されるモータ駆動システムの構成例を示すブロック図である。
Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same or equivalent part in the following figures, and the description shall not be repeated in principle.
(General configuration of motor control)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a motor drive system to which an inverter failure detection apparatus according to the present embodiment is applied.
図1は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
図1を参照して、モータ駆動システム100は、直流電圧発生部10♯と、平滑コンデンサC0と、インバータ14と、交流モータM1と、制御装置30とを備える。
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive system according to an embodiment of the present invention.
Referring to FIG. 1, motor drive system 100 includes a DC voltage generation unit 10 #, a smoothing capacitor C0, an inverter 14, an AC motor M1, and a control device 30.
交流モータM1は、たとえば、電動車両(ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする)の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータM1は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータM1は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。   For example, AC motor M1 generates torque for driving the driving wheels of an electric vehicle (referred to as a vehicle that generates vehicle driving force by electric energy such as a hybrid vehicle, an electric vehicle, and a fuel cell vehicle). This is an electric motor for driving. Alternatively, AC motor M1 may be configured to have a function of a generator driven by an engine, or may be configured to have both functions of an electric motor and a generator. Furthermore, AC motor M1 may operate as an electric motor for the engine, and may be incorporated in a hybrid vehicle so that the engine can be started, for example.
直流電圧発生部10♯は、直流電源Bと、システムリレーSR1,SR2と、平滑コンデンサC1と、コンバータ12とを含む。   DC voltage generation unit 10 # includes a DC power supply B, system relays SR1 and SR2, a smoothing capacitor C1, and a converter 12.
直流電源Bは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Bが出力する直流電圧Vbおよび入出力される直流電流Ibは、電圧センサ10および電流センサ11によってそれぞれ検知される。   The DC power supply B is typically constituted by a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion, or a power storage device such as an electric double layer capacitor. The DC voltage Vb output from the DC power supply B and the input / output DC current Ib are detected by the voltage sensor 10 and the current sensor 11, respectively.
システムリレーSR1は、直流電源Bの正極端子および電力線6の間に接続され、システムリレーSR2は、直流電源Bの負極端子およびアース線5の間に接続される。システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEによりオン/オフされる。   System relay SR1 is connected between the positive terminal of DC power supply B and power line 6, and system relay SR2 is connected between the negative terminal of DC power supply B and ground line 5. System relays SR1 and SR2 are turned on / off by signal SE from control device 30.
コンバータ12は、リアクトルL1と、電力用半導体スイッチング素子Q1,Q2と、ダイオードD1,D2とを含む。電力用半導体スイッチング素子Q1およびQ2は、電力線7およびアース線5の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Q1およびQ2のオン・オフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S1およびS2によって制御される。   Converter 12 includes a reactor L1, power semiconductor switching elements Q1, Q2, and diodes D1, D2. Power semiconductor switching elements Q 1 and Q 2 are connected in series between power line 7 and ground line 5. On / off of power semiconductor switching elements Q 1 and Q 2 is controlled by switching control signals S 1 and S 2 from control device 30.
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子(以下、単に「スイッチング素子」と称する)としては、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、
電力用MOS(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Q1,Q2に対しては、逆並列ダイオードD1,D2が配置されている。リアクトルL1は、スイッチング素子Q1およびQ2の接続ノードと電力線6の間に接続される。また、平滑コンデンサC0は、電力線7およびアース線5の間に接続される。
In the embodiment of the present invention, as a power semiconductor switching element (hereinafter, simply referred to as “switching element”), an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor),
A power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, a power bipolar transistor, or the like can be used. Anti-parallel diodes D1, D2 are arranged for switching elements Q1, Q2. Reactor L1 is connected between a connection node of switching elements Q1 and Q2 and power line 6. Further, the smoothing capacitor C 0 is connected between the power line 7 and the ground line 5.
インバータ14は、電力線7およびアース線5の間に並列に設けられる、U相上下アーム15と、V相上下アーム16と、W相上下アーム17とから成る。各相上下アームは、電力線7およびアース線5の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、U相上下アーム15は、スイッチング素子Q3,Q4から成り、V相上下アーム16は、スイッチング素子Q5,Q6から成り、W相上下アーム17は、スイッチング素子Q7,Q8から成る。また、スイッチング素子Q3〜Q8に対して、逆並列ダイオードD3〜D8がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Q3〜Q8のオン・オフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S3〜S8によって制御される。   Inverter 14 includes a U-phase upper and lower arm 15, a V-phase upper and lower arm 16, and a W-phase upper and lower arm 17 provided in parallel between power line 7 and ground line 5. Each phase upper and lower arm is constituted by a switching element connected in series between the power line 7 and the ground line 5. For example, the U-phase upper and lower arms 15 are composed of switching elements Q3 and Q4, the V-phase upper and lower arms 16 are composed of switching elements Q5 and Q6, and the W-phase upper and lower arms 17 are composed of switching elements Q7 and Q8. Further, antiparallel diodes D3 to D8 are connected to switching elements Q3 to Q8, respectively. Switching elements Q3 to Q8 are turned on / off by switching control signals S3 to S8 from control device 30.
代表的には、交流モータM1は、3相の永久磁石型同期電動機であり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム15〜17のスイッチング素子の中間点と接続されている。   Typically, AC motor M1 is a three-phase permanent magnet type synchronous motor, and one end of three U, V, and W phase coils is commonly connected to a neutral point. Furthermore, the other end of each phase coil is connected to the midpoint of the switching elements of the upper and lower arms 15 to 17 of each phase.
コンバータ12は、昇圧動作時には、直流電源Bから供給された直流電圧Vbを昇圧した直流電圧VH(インバータ14への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する)をインバータ14へ供給する。より具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のオン期間およびスイッチング素子のQ2のオン期間(または、スイッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間)が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Q1およびQ2をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、VH=Vb(昇圧比=1.0)とすることもできる。   During the boosting operation, the converter 12 converts the DC voltage VH obtained by boosting the DC voltage Vb supplied from the DC power supply B (this DC voltage corresponding to the input voltage to the inverter 14 is hereinafter also referred to as “system voltage”) to the inverter 14. To supply. More specifically, in response to switching control signals S1 and S2 from controller 30, switching element Q1 is turned on and switching element Q2 is turned on (or both switching elements Q1 and Q2 are turned off). ) Are alternately provided, and the step-up ratio is in accordance with the ratio of these ON periods. Alternatively, if switching elements Q1 and Q2 are fixed to ON and OFF, respectively, VH = Vb (step-up ratio = 1.0) can be obtained.
また、コンバータ12は、降圧動作時には、平滑コンデンサC0を介してインバータ14から供給された直流電圧VH(システム電圧)を降圧して直流電源Bを充電する。より具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のみがオンする期間と、スイッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間(または、スイッチング素子のQ2のオン期間)とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。   In the step-down operation, converter 12 steps down DC voltage VH (system voltage) supplied from inverter 14 through smoothing capacitor C0 and charges DC power supply B. More specifically, in response to switching control signals S1 and S2 from control device 30, only switching element Q1 is turned on and both switching elements Q1 and Q2 are turned off (or Q2 of the switching element). Of the ON period) are alternately provided, and the step-down ratio is in accordance with the duty ratio of the ON period.
平滑コンデンサC0は、コンバータ12からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ14へ供給する。電圧センサ13は、平滑コンデンサC0の両端の電圧、すなわち、システム電圧VHを検出し、その検出値を制御装置30へ出力する。   Smoothing capacitor C 0 smoothes the DC voltage from converter 12 and supplies the smoothed DC voltage to inverter 14. The voltage sensor 13 detects the voltage across the smoothing capacitor C 0, that is, the system voltage VH, and outputs the detected value to the control device 30.
インバータ14は、交流モータM1のトルク指令値が正(Trqcom>0)の場合には、平滑コンデンサC0から直流電圧が供給されると制御装置30からのスイッチング制御信号S3〜S8に応答した、スイッチング素子Q3〜Q8のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータM1を駆動する。また、インバータ14は、交流モータM1のトルク指令値が0の場合(Trqcom=0)には、スイッチング制御信号S3〜S8に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが0になるように交流モータM1を駆動する。これにより、交流モータM1は、トルク指令値Trqcomによって指定された0または正のトルクを発生するように駆動される。   When the torque command value of AC motor M1 is positive (Trqcom> 0), inverter 14 is switched in response to switching control signals S3 to S8 from control device 30 when a DC voltage is supplied from smoothing capacitor C0. The AC motor M1 is driven so as to convert a DC voltage into an AC voltage and output a positive torque by the switching operation of the elements Q3 to Q8. Further, when the torque command value of AC motor M1 is 0 (Trqcom = 0), inverter 14 converts the DC voltage to the AC voltage by the switching operation in response to switching control signals S3 to S8, and the torque is 0. The AC motor M1 is driven so that Thereby, AC motor M1 is driven to generate 0 or positive torque designated by torque command value Trqcom.
さらに、モータ駆動システム100が搭載された電動車両の回生制動時には、交流モータM1のトルク指令値Trqcomは負に設定される(Trqcom<0)。この場合には、インバータ14は、スイッチング制御信号S3〜S8に応答したスイッチング動作により、交流モータM1が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧(システム電圧)を平滑コンデンサC0を介してコンバータ12へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速(または加速の中止)させることを含む。   Further, during regenerative braking of an electric vehicle equipped with motor drive system 100, torque command value Trqcom of AC motor M1 is set to be negative (Trqcom <0). In this case, the inverter 14 converts the AC voltage generated by the AC motor M1 into a DC voltage by a switching operation in response to the switching control signals S3 to S8, and converts the converted DC voltage (system voltage) to the smoothing capacitor C0. To the converter 12 via The regenerative braking here refers to braking with regenerative power generation when the driver operating the electric vehicle performs a footbrake operation, or regenerative braking by turning off the accelerator pedal while driving, although the footbrake is not operated. This includes decelerating (or stopping acceleration) the vehicle while generating electricity.
電流センサ24は、交流モータM1に流れるモータ電流(相電流)を検出し、その検出値を制御装置30へ出力する。なお、三相電流Iu,Iv,Iwの瞬時値の和は0であるので、図1に示すように電流センサ24は2相分のモータ電流(たとえば、V相電流IvおよびW相電流Iw)を検出するように配置すれば足りる。あるいは、各相に電流センサ24を配置することも可能である。   Current sensor 24 detects a motor current (phase current) flowing through AC motor M <b> 1 and outputs the detected value to control device 30. Since the sum of instantaneous values of the three-phase currents Iu, Iv, and Iw is 0, the current sensor 24 has two phases of motor current (for example, V-phase current Iv and W-phase current Iw) as shown in FIG. It is sufficient to arrange it so as to detect. Or it is also possible to arrange | position the current sensor 24 to each phase.
回転角センサ(レゾルバ)25は、交流モータM1のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置30へ送出する。制御装置30では、回転角θに基づき交流モータM1の回転数(回転速度)Nmtおよび角速度ω(rad/s)を算出できる。なお、回転角センサ25については、回転角θを制御装置30にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。   The rotation angle sensor (resolver) 25 detects the rotor rotation angle θ of the AC motor M1, and sends the detected rotation angle θ to the control device 30. The control device 30 can calculate the rotational speed (rotational speed) Nmt and the angular speed ω (rad / s) of the AC motor M1 based on the rotational angle θ. Note that the rotation angle sensor 25 may be omitted by directly calculating the rotation angle θ from the motor voltage or current by the control device 30.
制御装置30は、図示しないCPU(Central Processing Unit)およびメモリを内蔵した電子制御ユニットにより構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、ECU80の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
(制御モードの説明)
制御装置30による交流モータM1の制御についてさらに詳細に説明する。
The control device 30 includes a CPU (Central Processing Unit) (not shown) and an electronic control unit having a built-in memory, and performs arithmetic processing using detection values from each sensor based on a map and a program stored in the memory. Configured as follows. Alternatively, at least a part of the ECU 80 may be configured to execute predetermined numerical / logical operation processing by hardware such as an electronic circuit.
(Description of control mode)
Control of AC motor M1 by control device 30 will be described in further detail.
図2は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム100における交流モータM1の制御モードを概略的に説明する図である。   FIG. 2 is a diagram schematically illustrating a control mode of AC motor M1 in motor drive system 100 according to the embodiment of the present invention.
図2に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム100では、交流モータM1の制御、すなわち、インバータ14における電力変換について、3つの制御モードを切替え使用する。   As shown in FIG. 2, in motor drive system 100 according to the embodiment of the present invention, three control modes are switched and used for control of AC motor M <b> 1, that is, power conversion in inverter 14.
正弦波PWM制御は、一般的なPWM制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波(代表的には三角波)との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波PWM制御では、交流モータM1への印加電圧(以下、単に「モータ印加電圧」とも称する)の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約0.61倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ14の直流リンク電圧(すなわち、システム電圧VH)に対するモータ印加電圧(線間電圧)の基本波成分(実効値)の比を「変調率」とも称する。   The sine wave PWM control is used as a general PWM control, and controls on / off of each phase upper and lower arm elements according to a voltage comparison between a sine wave voltage command and a carrier wave (typically a triangular wave). . As a result, for a set of a high level period corresponding to the on period of the upper arm element and a low level period corresponding to the on period of the lower arm element, the duty is set so that the fundamental wave component becomes a sine wave within a certain period. Is controlled. As is well known, in the sine wave PWM control in which the amplitude of the sinusoidal voltage command is limited to a range below the carrier wave amplitude, the fundamental wave of the applied voltage to the AC motor M1 (hereinafter also simply referred to as “motor applied voltage”). The component can only be increased to about 0.61 times the DC link voltage of the inverter. Hereinafter, in this specification, the ratio of the fundamental component (effective value) of the motor applied voltage (line voltage) to the DC link voltage of the inverter 14 (that is, the system voltage VH) is also referred to as “modulation rate”.
一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が1:1の矩形波1パルス分を交流モータM1へ印加する。これにより、変調率は0.78まで高められる。   On the other hand, in the rectangular wave voltage control, one pulse of a rectangular wave having a ratio of 1: 1 between the high level period and the low level period is applied to the AC motor M1 within the predetermined period. As a result, the modulation rate is increased to 0.78.
過変調PWM制御は、電圧指令(正弦波成分)の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波PWM制御と同様のPWM制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること(振幅補正)によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波PWM制御モードでの最高変調率から0.78の範囲まで高めることができる。過変調PWM制御では、電圧指令(正弦波成分)の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流モータM1に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。   The overmodulation PWM control performs PWM control similar to the sine wave PWM control in a range where the amplitude of the voltage command (sine wave component) is larger than the carrier wave amplitude. In particular, the fundamental wave component can be increased by distorting the voltage command from the original sine wave waveform (amplitude correction), and the modulation rate is increased from the maximum modulation rate in the sine wave PWM control mode to a range of 0.78. Can do. In overmodulation PWM control, since the amplitude of the voltage command (sine wave component) is larger than the carrier wave amplitude, the line voltage applied to AC motor M1 is not a sine wave but a distorted voltage.
交流モータM1では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧(モータ必要電圧)が高くなる。コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧VHはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧VHには限界値(VH最大電圧)が存在する。   In the AC motor M1, the induced voltage increases as the rotational speed and output torque increase, so that the required drive voltage (motor required voltage) increases. The boosted voltage by the converter 12, that is, the system voltage VH needs to be set higher than the required voltage of the motor. On the other hand, there is a limit value (VH maximum voltage) in the boosted voltage by converter 12, that is, system voltage VH.
したがって、交流モータM1の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧(交流)の振幅および位相を制御する、正弦波PWM制御または過変調PWM制御によるPWM制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。   Therefore, a PWM control mode by sine wave PWM control or overmodulation PWM control that controls the amplitude and phase of the motor applied voltage (AC) by feedback of motor current according to the operating state of AC motor M1, and rectangular wave voltage One of the control modes is selectively applied. In the rectangular wave voltage control, since the amplitude of the motor applied voltage is fixed, the torque control is executed by the phase control of the rectangular wave voltage pulse based on the deviation between the actual torque value and the torque command value.
図3は、制御モードの選択方式を説明するフローチャートである。
図3のフローチャートに示されるように、図示しない上位ECUによって、アクセル開度等に従う車両要求出力に基づき交流モータM1のトルク指令値Trqcomが算出される(ステップS100)のを受けて、制御装置30は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータM1のトルク指令値Trqcomおよび回転数からモータ必要電圧(誘起電圧)を算出し(ステップS110)、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧VHの最大値(VH最大値)との関係に従って、矩形波電圧制御モードおよびPWM制御モードのいずれを適用してモータ制御を行なうか否かを決定する(ステップS120)。基本的には、電圧指令値に対応する変調率が実現できるように制御モードが選択される。PWM制御モードでも、変調率に応じて、正弦波PWM制御および過変調PWM制御の一方が選択される。上記制御フローに従って、交流モータM1の運転条件に従って、図2に示した複数の制御モードのうちから適正な制御モードが適用される。
FIG. 3 is a flowchart illustrating a control mode selection method.
As shown in the flowchart of FIG. 3, upon receiving a torque command value Trqcom of AC motor M <b> 1 (step S <b> 100) calculated by a host ECU (not shown) based on a required vehicle output according to the accelerator opening, etc., control device 30. Calculates the required motor voltage (induced voltage) from the torque command value Trqcom and the rotational speed of AC motor M1 based on a preset map or the like (step S110), and further calculates the maximum required motor voltage and system voltage VH. In accordance with the relationship with the value (VH maximum value), it is determined whether to perform motor control by applying either the rectangular wave voltage control mode or the PWM control mode (step S120). Basically, the control mode is selected so that the modulation factor corresponding to the voltage command value can be realized. Even in the PWM control mode, one of sine wave PWM control and overmodulation PWM control is selected according to the modulation rate. According to the control flow, an appropriate control mode is applied from among the plurality of control modes shown in FIG. 2 according to the operating conditions of AC motor M1.
次に、インバータ14から交流モータM1へ供給される各相のモータ電流(以下、単に相電流とも称する)に基づくスイッチング素子Q3〜Q8の開放故障の検出手法について説明する。   Next, a method for detecting an open failure of switching elements Q3 to Q8 based on the motor current of each phase (hereinafter also simply referred to as phase current) supplied from inverter 14 to AC motor M1 will be described.
以下では、一例としてW相における、スイッチング素子Q7(上アーム)およびQ8(下アーム)の開放故障検出について説明する。   Hereinafter, as an example, detection of an open failure of switching elements Q7 (upper arm) and Q8 (lower arm) in the W phase will be described.
図4には、正常時におけるW相の相電流(W相電流)Iwの波形が示される。
正常時には、W相電流Iwは、交流モータM1の電気周期に相当する周期の正弦波状電流となる。したがって、W相電流Iwをローパスフィルタ処理して得られるフィルタ電流値Iwfは、モータ電流の1周期の間に0に復帰する。この結果、フィルタ電流値Iwfが継続的に上昇することはなく、開放故障検出のための判定値IJDに対して、|Iwf|<Ijdが維持される。
FIG. 4 shows a waveform of a W-phase current (W-phase current) Iw in a normal state.
At normal time, the W-phase current Iw is a sinusoidal current having a cycle corresponding to the electrical cycle of AC motor M1. Therefore, the filter current value Iwf obtained by low-pass filtering the W-phase current Iw returns to 0 during one cycle of the motor current. As a result, the filter current value Iwf does not continuously increase, and | Iwf | <Ijd is maintained with respect to the determination value IJD for detecting an open failure.
これに対して、図5には、下アームのスイッチング素子Q8に開放故障が発生した場合の波形が示される。   On the other hand, FIG. 5 shows a waveform when an open failure occurs in the switching element Q8 of the lower arm.
図5を参照して、下アームに開放故障が発生することにより、W相電流Iwは、正方向の電流のみが流れ、本来、負電流が流れる期間ではIw=0となる。   Referring to FIG. 5, when an open failure occurs in the lower arm, only a positive current flows in W-phase current Iw, and originally Iw = 0 during a period in which a negative current flows.
この結果、ローパスフィルタ処理されたフィルタ電流値Iwfは、電流1周期が経過しても0まで復帰することなく、徐々に増加していく。この結果、複数周期が経過すると、フィルタ電流値Iwfが判定値IJDに達することにより、W相に開放故障が発生したことが検出される。さらに、Iwf>0であることから、開放故障が下アーム素子に発生していることも特定できる。   As a result, the filter current value Iwf subjected to the low-pass filter process gradually increases without returning to 0 even when one period of current elapses. As a result, when a plurality of cycles elapses, the filter current value Iwf reaches the determination value IJD, thereby detecting that an open failure has occurred in the W phase. Furthermore, since Iwf> 0, it can be specified that an open failure has occurred in the lower arm element.
図示は省略するが、上アーム素子に開放故障が発生した場合には、図5とは反対の極性となり、W相電流Iwは負方向にしか流れなくなる。この結果、フィルタ電流値Iwfは、負方向に絶対値が増大していき、|Iwf|>Ijdとなった時点で、同様にW相に開放故障が発生したことを検出することができる。さらに、Iwf<0であることから、開放故障が上アーム素子に発生していることも特定できる。   Although illustration is omitted, when an open failure occurs in the upper arm element, the polarity is opposite to that in FIG. 5, and the W-phase current Iw flows only in the negative direction. As a result, the absolute value of the filter current value Iwf increases in the negative direction. When | Iwf |> Ijd is satisfied, it can be detected that an open circuit failure has occurred in the W phase. Furthermore, since Iwf <0, it can be specified that an open failure has occurred in the upper arm element.
ここで、図1に示したモータ駆動システムにおいては、図2および図3で説明したように、複数の制御モードが選択的に適用される。そして、制御モード間では、電流挙動、特に相電流への高周波成分の重畳度合が異なってくるため、図4および図5で説明したような、積分処理に相当する、相電流のフィルタ値に基づく開放故障検出についても、制御モード毎に個別に行うことが好ましい。すなわち、フィルタ電流値および判定値についても、制御モード毎に個別とするにより、スイッチング素子の開放故障をより正確に検出できる。   Here, in the motor drive system shown in FIG. 1, a plurality of control modes are selectively applied as described with reference to FIGS. Since the current behavior, in particular, the superposition degree of the high frequency component to the phase current differs between the control modes, it is based on the filter value of the phase current corresponding to the integration process as described in FIGS. Open fault detection is also preferably performed separately for each control mode. In other words, the filter current value and the determination value can be individually detected for each control mode, so that the open failure of the switching element can be detected more accurately.
本実施の形態では、正弦波PWM制御時(以下、PWMモード)と矩形波電圧制御時(以下、矩形波モード)のそれぞれについて、フィルタ電流値および判定値を別個に設定して、スイッチング素子の開放故障を検出するものとする。なお、過変調PWM制御については、基本的には、正弦波PWM制御および矩形波電圧制御の間での制御モード移行時に一時的に選択されるものであるため、スイッチング素子の開放故障については実行しないものとする。   In the present embodiment, the filter current value and the determination value are separately set for each of the sine wave PWM control time (hereinafter referred to as PWM mode) and the rectangular wave voltage control time (hereinafter referred to as rectangular wave mode). An open fault shall be detected. Note that overmodulation PWM control is basically selected at the time of transition to the control mode between sine wave PWM control and rectangular wave voltage control. Shall not.
図6には、制御モード毎にフィルタ電流値(電流積分値)を設定した場合における開放故障検出の問題点が示される。   FIG. 6 shows a problem of open fault detection when a filter current value (current integrated value) is set for each control mode.
特に図6では、フィルタ電流値に残されるオフセット量が最大となるケースとして、交流モータM1の電気半周期毎に制御モードが切替わる場合が例示される。このオフセット量は、短絡故障が発生していなくても、1周期途中での制御モード切替によって発生するものであり、以下に説明するように、開放故障誤検出の原因となる。   In particular, FIG. 6 illustrates a case where the control mode is switched for each electrical half cycle of AC motor M1 as a case where the amount of offset remaining in the filter current value is maximized. This offset amount is generated by switching the control mode in the middle of one cycle even if no short-circuit failure has occurred, and causes an open-circuit failure erroneous detection as described below.
図6では、W相電流Iwは正常な波形であり、W相には開放故障が発生していないことが理解される。このため、相電流の1周期を通じてPWMモードが継続される場合には、フィルタ電流値Iwfが0まで復帰することにより、開放故障が検出されることはない。   In FIG. 6, it is understood that the W-phase current Iw has a normal waveform, and no open-circuit failure has occurred in the W-phase. For this reason, when the PWM mode is continued through one cycle of the phase current, the open circuit failure is not detected by the filter current value Iwf returning to 0.
しかしながら、時刻t1以降において、相電流の半周期毎に制御モードがPWMモードおよび矩形波の間で切替えられると、制御モードが矩形波モードへ切替わる時刻t1から、再びPWMに復帰する時刻t2までの間は、フィルタ電流値Iwfは、切替え直前の値(時刻t1における値)に保持される。そして時刻t2から、再びフィルタ電流値Iwfが更新される。すなわち電流値の積分が再開されることと等価となる。   However, after the time t1, when the control mode is switched between the PWM mode and the rectangular wave every half cycle of the phase current, from the time t1 at which the control mode is switched to the rectangular wave mode to the time t2 at which the PWM mode is restored again. During this period, the filter current value Iwf is held at the value immediately before switching (the value at time t1). Then, the filter current value Iwf is updated again from time t2. In other words, this is equivalent to restarting the integration of the current value.
図6に示すように、誤検出について最悪のケースを想定すると、相電流の特定の極性の期間(図6では相電流が負の期間)については、制御モードが矩形波モードとなり、反対の極性の期間(図6では相電流が正の期間)では、制御モードがPWMモードとなる。この場合には、PWMモードのフィルタ電流値Iwfは、負方向に更新されることがなくなるため、時間経過に応じて、継続的に上昇することとなる。この結果、実際には開放故障が発生していないにも拘らず、|Iwf|がIJDへ達することにより、W相(下アーム)の開放故障が誤検出されてしまう。   As shown in FIG. 6, assuming the worst case for false detection, the control mode is the rectangular wave mode and the opposite polarity for a specific phase period of the phase current (period in which the phase current is negative in FIG. 6). In this period (in FIG. 6, the period in which the phase current is positive), the control mode is the PWM mode. In this case, the filter current value Iwf in the PWM mode is not updated in the negative direction, and thus continuously increases as time elapses. As a result, the open failure of the W phase (lower arm) is erroneously detected when | Iwf | reaches IJD even though no open failure actually occurs.
図6の様に、相電流の極性と同期して半周期毎に制御モードが切替わるケースにおいて、正常な相電流に対しては0となるべきフィルタ電流値に残されるオフセットが最大となる。すなわち、当該オフセットの最大値(以下、最大オフセット量と称する)は、相電流が最大定格電流であるときの半周期経過時点でのフィルタ電流値(あるいは、半周期の電流積分値)に相当することになる。   As shown in FIG. 6, in the case where the control mode is switched every half cycle in synchronization with the polarity of the phase current, the offset left in the filter current value that should be 0 for the normal phase current is maximized. That is, the maximum value of the offset (hereinafter referred to as the maximum offset amount) corresponds to a filter current value (or a half-cycle current integrated value) at the time when the half cycle has elapsed when the phase current is the maximum rated current. It will be.
本実施の形態によるインバータの故障検出では、制御モードの切替毎に上記最大オフセット量の範囲内でフィルタ電流値を修正することによって、開放故障の誤検出防止が図られる。   In the inverter failure detection according to the present embodiment, the erroneous detection of the open failure can be prevented by correcting the filter current value within the range of the maximum offset amount every time the control mode is switched.
図7を参照して、時刻t1までの間PWMモードが選択され、時刻t1〜t2の間、図6の場合と同様に、相電流の半周期分の期間矩形波モードが選択される。そして、時刻t2以降では、再びPWM制御モードが選択される。   Referring to FIG. 7, the PWM mode is selected until time t1, and during the period from time t1 to t2, a rectangular wave mode for a period corresponding to a half cycle of the phase current is selected as in the case of FIG. After time t2, the PWM control mode is selected again.
したがって、時刻t1〜t2の間は、図6と同様に、フィルタ電流値Iwfは時刻t1時点の値に保持されることになる。そして、時刻t2において、PWMモードにおけるフィルタ電流値の更新が再開される際に、上記最大オフセット量に対応して定められるオフセット修正量Icrの範囲内で、フィルタ電流値Iwfが修正される。   Therefore, during the time t1 to t2, the filter current value Iwf is held at the value at the time t1 as in FIG. At time t2, when the update of the filter current value in the PWM mode is resumed, the filter current value Iwf is corrected within the range of the offset correction amount Icr determined corresponding to the maximum offset amount.
この結果、短絡故障が発生していない正常時には、時刻t1時点において、相電流半周期分のオフセットが生じていても、時刻t2からPWMモードが再開される際にオフセットを修正することにより、フィルタ電流値Iwfは再び0近傍に戻される。この結果、以降の相電流が正常であれば、フィルタ電流値Iwfが継続的に上昇して判定値IJDに達することがない。すなわち、誤検出を防止することができる。仮に、図6と同様に、時刻t3〜t4の間に矩形波モードが選択されたとしても、PWMモードが再開される時刻t4において、時刻t2と同様のオフセット修正により、フィルタ電流値Iwfが0近傍に戻されるので、誤検出が発生しないことが理解される。   As a result, at normal time when no short-circuit failure has occurred, even if an offset corresponding to a half cycle of the phase current occurs at time t1, the filter is corrected by correcting the offset when the PWM mode is restarted from time t2. The current value Iwf is returned again to the vicinity of 0. As a result, if the subsequent phase current is normal, the filter current value Iwf does not rise continuously and reach the determination value IJD. That is, erroneous detection can be prevented. As in FIG. 6, even if the rectangular wave mode is selected between times t3 and t4, the filter current value Iwf becomes 0 at time t4 when the PWM mode is resumed by offset correction similar to that at time t2. Since it is returned to the vicinity, it is understood that no false detection occurs.
一方で、開放故障が発生している異常時には、時刻t2の時点で正常時と同様にオフセットを修正しても、再び継続的にフィルタ電流値Iwfが上昇することによって、最終的には開放故障を検出することが可能となる。   On the other hand, at the time of an abnormality in which an open failure has occurred, even if the offset is corrected at the time t2 as in the normal state, the filter current value Iwf continuously increases again, and eventually the open failure occurs. Can be detected.
図8は、本実施の形態によるインバータの故障検出の制御構成を示す概略ブロック図である。なお、図8に示された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路(ハードウェア)で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置30がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。また、図8には、1相分(W相)の開放故障検出のための構成を例示するが、各相、すなわちU相およびV相にも、同様の構成が設けられることを確認的に記載する。   FIG. 8 is a schematic block diagram showing a control configuration of inverter failure detection according to the present embodiment. Each functional block shown in FIG. 8 may be configured by a circuit (hardware) having a function corresponding to the block, or the control device 30 executes software processing according to a preset program. May be realized. Further, FIG. 8 illustrates a configuration for detecting an open fault for one phase (W phase), but it is confirmed that a similar configuration is provided for each phase, that is, the U phase and the V phase. Describe.
図8を参照して、本発明の実施の形態によるインバータの故障検出装置101は、フィルタ処理部110と、オフセット修正部120と、判定値設定部130と、検出部140とを含む。   Referring to FIG. 8, inverter failure detection apparatus 101 according to the embodiment of the present invention includes a filter processing unit 110, an offset correction unit 120, a determination value setting unit 130, and a detection unit 140.
フィルタ処理部110は、電流センサ24によって検出されたW相電流Iwを、下記(1)式に従ってフィルタ処理する。すなわちフィルタ処理部110は電流検出値Iwをローパスフィルタ処理することによって、フィルタ電流値Iwfを算出する。   The filter processing unit 110 filters the W-phase current Iw detected by the current sensor 24 according to the following equation (1). That is, the filter processing unit 110 calculates the filter current value Iwf by subjecting the current detection value Iw to low-pass filter processing.
Iwf={Iw−Iwf(0)}・fa+Iwf(0) …(1)
(1)式において、Iwf(0)は、フィルタ電流値Iwfの前回値を示す。そして、平滑化係数faは、0〜1.0の範囲の値であり、faが0に近いほどフィルタの時定数は大きくなり、faが1.0に近いほどフィルタの時定数は小さくなる。すなわち、平滑化係数faは、フィルタ処理部110に持たせるべき時定数に応じて定められる。ローパスフィルタ処理の時定数は、基本的には、フィルタ処理部110によってW相電流Iwの電流積分値を求めるのと等価になるように設定されることが好ましい。
Iwf = {Iw−Iwf (0)} · fa + Iwf (0) (1)
In the equation (1), Iwf (0) indicates the previous value of the filter current value Iwf. The smoothing coefficient fa is a value in the range of 0 to 1.0. The closer the fa is to 0, the larger the time constant of the filter, and the closer the fa is to 1.0, the smaller the time constant of the filter. That is, the smoothing coefficient fa is determined according to the time constant that the filter processing unit 110 should have. It is preferable that the time constant of the low-pass filter processing is basically set to be equivalent to that obtained by the filter processing unit 110 to obtain the current integral value of the W-phase current Iw.
なお、図1に示したように、電流センサ24は必ずしも各相に設ける必要はない。すなわち3相のうちの所定の1相を除く2相の各々にのみ電流センサ24を配置し、残りの1相については、各相の電流瞬時値の和が0であることから、演算で求めることもできる。たとえば図1の構成では、U相電流Iuについては、下記(2)式に従って求めることもできる。   In addition, as shown in FIG. 1, the current sensor 24 is not necessarily provided in each phase. That is, the current sensor 24 is disposed only in each of the two phases excluding a predetermined one of the three phases, and the remaining one phase is obtained by calculation because the sum of instantaneous current values of the respective phases is 0. You can also For example, in the configuration of FIG. 1, the U-phase current Iu can also be obtained according to the following equation (2).
Iu=−(Iv+Iw) …(2)
U相では、(2)式により演算された相電流Iuに基づいて、フィルタ処理部110がフィルタ電流値(Iuf)を算出する。このように、電流センサ24が配置された相、および非配置の相のいずれについても、図8に示した開放故障検出を共通に適用できる。ただし、演算によって相電流を求めると誤差の影響による誤検出が懸念される。このため、それぞれの制御モードについて、電流センサ24が配置された相における判定値と比較して、非配置の相での判定値を大きくすることが好ましい。
Iu = − (Iv + Iw) (2)
In the U phase, the filter processing unit 110 calculates a filter current value (Iuf) based on the phase current Iu calculated by the equation (2). As described above, the open fault detection shown in FIG. 8 can be commonly applied to both the phase in which the current sensor 24 is arranged and the non-arranged phase. However, if the phase current is obtained by calculation, there is a concern about erroneous detection due to the influence of errors. Therefore, for each control mode, it is preferable to increase the determination value in the non-arranged phase as compared with the determination value in the phase where the current sensor 24 is disposed.
フィルタ処理部110には、制御モード選択部35からの制御信号CMDが入力される。制御モード選択部35は、図3のフローチャートに示された制御処理に従って、交流モータM1の動作状態に応じて、図2に示された複数の制御モードのうちの1つを選択する。制御信号CMDは、制御モード選択部35によって選択された制御モードを示す。   The filter processing unit 110 receives the control signal CMD from the control mode selection unit 35. The control mode selection unit 35 selects one of the plurality of control modes shown in FIG. 2 according to the operation state of the AC motor M1 in accordance with the control process shown in the flowchart of FIG. The control signal CMD indicates the control mode selected by the control mode selection unit 35.
判定値設定部130は、制御信号CMDに従って、選択中の制御モードに対応する判定値を設定して検出部140へ出力する。   Determination value setting unit 130 sets a determination value corresponding to the selected control mode according to control signal CMD, and outputs the determination value to detection unit 140.
図10を参照して、フィルタ処理部110は、各相のフィルタ電流値について、制御モード毎に設定する。たとえば、PWMモードに対応して、U相〜W相のそれぞれについてフィルタ電流値Iuf(1),Ivf(1),Iws(1)が設定されている。また、矩形波モードに対応して、U相〜W相のそれぞれについて、フィルタ電流値Iuf(1),Ivf(1),Iws(1)とは別個に、フィルタ電流値Iuf(2),Ivf(2),Iws(2)が設定されている。   Referring to FIG. 10, filter processing section 110 sets the filter current value for each phase for each control mode. For example, filter current values Iuf (1), Ivf (1), and Iws (1) are set for each of the U phase to the W phase in correspondence with the PWM mode. Corresponding to the rectangular wave mode, the filter current values Iuf (2), Ivf are separated from the filter current values Iuf (1), Ivf (1), Iws (1) for each of the U phase to the W phase. (2), Iws (2) is set.
上述のように、PWMモード選択中には、フィルタ処理部110は、(1)式に従ってフィルタ電流値Iuf(1),Ivf(1),Iwf(1)を逐次更新する一方で、フィルタ電流値Iuf(2),Ivf(2),Iwf(2)は保持する。一方で、矩形波モード選択中には、フィルタ処理部110は、(1)式に従ってフィルタ電流値Iuf(2),Ivf(2),Iwf(2)を逐次更新する一方で、フィルタ電流値Iuf(1),Ivf(1),Iwf(1)は保持する。   As described above, during the PWM mode selection, the filter processing unit 110 sequentially updates the filter current values Iuf (1), Ivf (1), Iwf (1) according to the equation (1), while the filter current value Iuf (2), Ivf (2), and Iwf (2) are retained. On the other hand, during the rectangular wave mode selection, the filter processing unit 110 sequentially updates the filter current values Iuf (2), Ivf (2), and Iwf (2) according to the equation (1), while the filter current value Iuf. (1), Ivf (1), Iwf (1) are retained.
さらに、判定値IJDについても制御モード毎に設定されることが好ましい。たとえばPWMモード適用時には、フィルタ電流値Iuf(1),Ivf(1),Iwf(1)が判定値IJD(1)と比較される一方で、矩形波モード選択時には、フィルタ電流値Iuf(2),Ivf(2),Iwf(2)が、判定値IJD(2)と比較される。   Further, the determination value IJD is preferably set for each control mode. For example, when the PWM mode is applied, the filter current values Iuf (1), Ivf (1), Iwf (1) are compared with the determination value IJD (1), while when the rectangular wave mode is selected, the filter current value Iuf (2). , Ivf (2), Iwf (2) are compared with the determination value IJD (2).
再び、図8を参照して、オフセット修正部120は、制御信号CMDに基づいて、制御モードの切替を検出するとともに、制御モードの切替時には、切替後の制御モードに対応するフィルタ電流値の初期値を、図7に示したようにオフセット修正する。   Referring to FIG. 8 again, offset correcting unit 120 detects the switching of the control mode based on control signal CMD, and at the time of switching the control mode, the initial value of the filter current value corresponding to the control mode after the switching. The value is offset corrected as shown in FIG.
このときのオフセット修正量Icrは、下記(3)式に従って求められる。
Icr=Ifmax・Nn♯/Nm …(3)
(3)式中において、Ifmaxは、交流モータM1の回転速度が基準速度Nn♯であるときの、最大オフセット量に相当する。この最大オフセット量は、相電流が最大定格電流であるときの半周期経過時点でのフィルタ電流値Iwfに相当する。
The offset correction amount Icr at this time is obtained according to the following equation (3).
Icr = Ifmax · Nn # / Nm (3)
In the equation (3), Ifmax corresponds to the maximum offset amount when the rotational speed of AC motor M1 is reference speed Nn #. This maximum offset amount corresponds to the filter current value Iwf when the half cycle has elapsed when the phase current is the maximum rated current.
フィルタ処理部110によってローパスフィルタ処理が行なわれることに鑑み、交流モータM1の回転速度が高いときには、同一振幅の相電流に対するオフセット量も小さくなることから、オフセット修正量Icrも小さくする必要がある。したがって、(3)式に示すように、オフセット修正量Icrは、モータ回転速度が上昇すると小さくなるように、モータ回転速度に応じて可変に設定される。すなわち、オフセット修正量Icrは、モータ回転速度を考慮して設定された、電流1周期の途中で制御モードが切替えられた際にフィルタ電流値に発生する「最大オフセット値」に相当する。   In view of the fact that the low-pass filter processing is performed by the filter processing unit 110, when the rotational speed of the AC motor M1 is high, the offset amount with respect to the phase current of the same amplitude is also small, so the offset correction amount Icr needs to be small. Therefore, as shown in the equation (3), the offset correction amount Icr is variably set according to the motor rotation speed so as to decrease as the motor rotation speed increases. That is, the offset correction amount Icr corresponds to a “maximum offset value” generated in the filter current value when the control mode is switched in the middle of one current cycle, which is set in consideration of the motor rotation speed.
このように、オフセット修正部120は、制御モードの切替時に、再開される制御モードのフィルタ電流値Iwfについて、オフセット修正量Icrだけ修正する。そして、それ以外のタイミング、すなわち制御モード切替時以外には、フィルタ処理部110によって算出されたフィルタ電流値Iwfはそのまま検出部140へ出力される。   As described above, the offset correction unit 120 corrects the filter current value Iwf of the control mode to be resumed by the offset correction amount Icr when switching the control mode. The filter current value Iwf calculated by the filter processing unit 110 is output to the detection unit 140 as it is at other timings, that is, when the control mode is not switched.
検出部140は、このようにして求められたフィルタ電流値Iwfと判定値設定部130によって設定された判定値IJDとを比較し、フィルタ電流値Iwfの絶対値が判定値IJDよりも大きくなると開放故障を検出して、検出フラグFDGをオンする。検出フラグFDGがオンされると、開放故障に対応したインバータの保護処理等が実行されることになる。   The detection unit 140 compares the filter current value Iwf thus determined with the determination value IJD set by the determination value setting unit 130, and opens when the absolute value of the filter current value Iwf becomes larger than the determination value IJD. A failure is detected and the detection flag FDG is turned on. When the detection flag FDG is turned on, an inverter protection process corresponding to an open failure is executed.
図10は、本実施の形態によるインバータの故障検出における一連の制御処理を説明するフローチャートである。以降に示すフローチャートの各ステップは、基本的には制御装置30によるソフトウェア処理によって実現されるが、ハードウェア処理によって実現されてもよい。   FIG. 10 is a flowchart for explaining a series of control processes in the failure detection of the inverter according to the present embodiment. Each step of the flowchart shown below is basically realized by software processing by the control device 30, but may be realized by hardware processing.
なお、図10には、W相のPWMモードにおけるフィルタ電流値Iwfの算出に基づく開放故障検出のための制御処理が示されるが、同様の制御処理が、制御モード毎に各相電流に対応して設けられている。   FIG. 10 shows a control process for detecting an open fault based on the calculation of the filter current value Iwf in the W-phase PWM mode. A similar control process corresponds to each phase current for each control mode. Is provided.
図10を参照して、制御装置30は、ステップS100により、相電流Iwを取得する。上述のように相電流Iwは電流センサ24の検出値であってもよく、他の相の電流センサ24による検出値から求めた演算値であってもよい。   Referring to FIG. 10, control device 30 acquires phase current Iw in step S <b> 100. As described above, the phase current Iw may be a detected value of the current sensor 24, or may be a calculated value obtained from a detected value of the current sensor 24 of another phase.
さらに、制御装置30は、ステップS110により、現在の制御モードが対象の制御モードであるか否か、図10の例では、制御信号CMD(図9)に基づいてPWMモードであるか否かが判定される。   Furthermore, in step S110, the control device 30 determines whether or not the current control mode is the target control mode. In the example of FIG. 10, the control device 30 determines whether or not the PWM mode is based on the control signal CMD (FIG. 9). Determined.
現在の制御モードがPWMモード以外のとき(S110のYES判定時)には、制御装置30は、ステップS160により、フィルタ電流値Iwf(1)を現在値に保持する。   When the current control mode is other than the PWM mode (when YES is determined in S110), control device 30 holds filter current value Iwf (1) at the current value in step S160.
一方、制御装置30は、現在の制御モードが対象の制御モードであるとき(S110のYES判定時)には、ステップS120により、制御モード切替時点、すなわち当該制御モードの再開タイミングであるかどうかを判定する。そして、制御モード切替タイミングであるとき(S120のYES判定時)には、制御装置30は、ステップS140に処理を進めて、これまで保持されたフィルタ電流値Iwf(1)をオフセット修正する。   On the other hand, when the current control mode is the target control mode (when YES is determined in S110), the control device 30 determines whether or not it is the control mode switching time point, that is, the resumption timing of the control mode, in step S120. judge. When it is the control mode switching timing (when YES is determined in S120), control device 30 proceeds to step S140 to correct the offset of filter current value Iwf (1) held so far.
図11には、図10のステップS140によるオフセット修正処理の詳細が示される。
図11を参照して、制御装置30は、ステップS141では、交流モータM1の現在のモータ回転速度Nmを取得する。そして、制御装置30は、ステップS142により、所得したモータ回転速度Nmに応じて、オフセット修正量Icrを上述の(3)式に従って決定する。
FIG. 11 shows details of the offset correction processing in step S140 of FIG.
Referring to FIG. 11, in step S141, control device 30 acquires current motor rotation speed Nm of AC motor M1. In step S142, control device 30 determines offset correction amount Icr according to the above-described equation (3) in accordance with the obtained motor rotation speed Nm.
さらに、制御装置30は、ステップS143により、制御モード切替時点までに保持されたフィルタ電流値Iwf(1)の絶対値が、ステップS142で設定されたオフセット修正量Icr以下であるかどうかを判定する。そして、制御装置30は、|Iwf(1)|≦Icrのとき(S143のYES判定時)には、ステップS145に処理を進めて、Iwf(1)=0とする。これにより、最大オフセット量に対応して求められたオフセット修正量Icrよりも小さい電流オフセットは、対象の制御モードが再開される時点でクリアされることになる。   Further, in step S143, control device 30 determines whether or not the absolute value of filter current value Iwf (1) held until the control mode switching time is equal to or smaller than offset correction amount Icr set in step S142. . When | Iwf (1) | ≦ Icr (when YES is determined in S143), control device 30 proceeds to step S145 to set Iwf (1) = 0. As a result, a current offset smaller than the offset correction amount Icr obtained corresponding to the maximum offset amount is cleared when the target control mode is resumed.
制御装置30は、|Iwf(1)|>Icrのとき(S143のNO判定時)には、ステップS144により、保持されているフィルタ電流値Iwf(1)の極性を判定する。そして、フィルタ電流値Iwf(1)が正のとき(S144のYES判定時)には、制御装置30は、ステップS147に処理を進めて、フィルタ電流値Iwf(1)からオフセット修正量Icrを減算することによって、オフセット修正を実行する。一方、フィルタ電流値Iwf(1)が負のとき(S144のNO判定時)には、制御装置30は、ステップS146により、フィルタ電流値Iwf(1)にオフセット修正量Icrを加算することによって、オフセット修正を行なう。   When | Iwf (1) |> Icr (NO determination in S143), control device 30 determines the polarity of retained filter current value Iwf (1) in step S144. When filter current value Iwf (1) is positive (when YES is determined in S144), control device 30 proceeds to step S147 and subtracts offset correction amount Icr from filter current value Iwf (1). By doing so, offset correction is executed. On the other hand, when filter current value Iwf (1) is negative (NO in S144), control device 30 adds offset correction amount Icr to filter current value Iwf (1) in step S146, Perform offset correction.
このようにすると、フィルタ電流値Iwf(1)の極性を反転させることなく、オフセット修正量Icrの絶対値の範囲内で、制御モード切替前まで保持されていたフィルタ電流値Iwf(1)が修正されることになる。なお、単純なゼロクリアではなく、制御モード切替から派生するオフセット量(Icr)のみを修正することにより、開放故障の発生によりフィルタ電流値の絶対値が判定値へ向けて上昇しているケースにおける故障検出漏れを防止することが可能である。   In this way, the filter current value Iwf (1) held until the control mode switching is corrected within the range of the absolute value of the offset correction amount Icr without reversing the polarity of the filter current value Iwf (1). Will be. It should be noted that the failure in the case where the absolute value of the filter current value increases toward the determination value due to the occurrence of an open failure by correcting only the offset amount (Icr) derived from the control mode switching, not simple zero clear. It is possible to prevent detection omission.
再び図10を参照して、制御装置30は、制御モードの切替タイミング以外(S120のNO判定時)には、ステップS130に処理を進めて、上記(1)式に従ったローパスフィルタ処理により、フィルタ電流値Iwf(1)を更新する。   Referring to FIG. 10 again, control device 30 proceeds to step S130 at a time other than the control mode switching timing (when NO is determined in S120), and performs low-pass filter processing according to the above equation (1), The filter current value Iwf (1) is updated.
このように、ステップS130またはS140の処理により、PWMモードのフィルタ電流値Iwf(1)が決定されると、制御装置30は、ステップS150により、フィルタ電流値Iwf(1)の絶対値と判定値IJD(1)とを比較する。そして、制御装置30は、|Iwf(1)|>IJD(1)のとき(S150のYES判定時)には、ステップS200により当該相(ここではW相)の開放故障を検出する。一方で、|Iwf(1)|≦IJD(1)のとき(S150のNO判定時)には、ステップS200がスキップされるので、開放故障は検出されない。   As described above, when the filter current value Iwf (1) in the PWM mode is determined by the processing in step S130 or S140, the control device 30 determines the absolute value and the determination value of the filter current value Iwf (1) in step S150. Compare with IJD (1). Then, when | Iwf (1) |> IJD (1) (YES determination in S150), control device 30 detects an open failure in the phase (here, W phase) in step S200. On the other hand, when | Iwf (1) | ≦ IJD (1) (when NO is determined in S150), step S200 is skipped, so that an open failure is not detected.
以上説明したように本実施の形態によるインバータの故障検出装置によれば、正常時(開放故障の非発生時)に、制御モードが相電流の1周期が経過する前に切替えられることが継続的に発生しても、開放故障を誤検出することがない。また、制御モードの切替毎にフィルタ電流値(電流積分値)を単純にゼロクリアする場合と比較して、開放故障を見逃してしまう可能性が低くなるので、検出精度を向上することができる。   As described above, according to the inverter failure detection apparatus of the present embodiment, the control mode is continuously switched before one cycle of the phase current elapses in a normal state (when no open failure occurs). Even if it occurs, an open failure is not erroneously detected. In addition, since the possibility of missing an open failure is reduced as compared with a case where the filter current value (current integrated value) is simply cleared to zero each time the control mode is switched, detection accuracy can be improved.
したがって、複数の制御モードが切替えられて制御される交流電動機を駆動するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障を、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合にも正確に検出することができる。   Therefore, it is possible to accurately detect an open failure of a power semiconductor switching element that constitutes an inverter that drives an AC motor controlled by switching between a plurality of control modes, even when the control mode is frequently switched within a short time. be able to.
なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ14への入力電圧(システム電圧VH)を可変制御可能なように、モータ制御システムの直流電圧発生部10♯がコンバータ12を含む構成を示したが、インバータ14への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部10♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必ずしも不可欠ではなく、直流電源Bの出力電圧がそのままインバータ14へ入力される構成(たとえば、コンバータ12の配置を省略した構成)に対しても本発明を適用可能である。   In the present embodiment, as a preferred configuration example, a configuration is shown in which DC voltage generation unit 10 # of the motor control system includes converter 12 so that the input voltage (system voltage VH) to inverter 14 can be variably controlled. However, as long as the input voltage to inverter 14 can be variably controlled, DC voltage generation unit 10 # is not limited to the configuration exemplified in the present embodiment. Further, it is not always indispensable that the inverter input voltage is variable, and the present invention is also applied to a configuration in which the output voltage of the DC power supply B is directly input to the inverter 14 (for example, a configuration in which the converter 12 is omitted). Applicable.
また、モータ制御システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両(ハイブリッド自動車、電気自動車等)に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。   Further, with regard to the AC motor serving as a load of the motor control system, in the present embodiment, a permanent magnet motor mounted for driving a vehicle in an electric vehicle (hybrid vehicle, electric vehicle, etc.) is assumed. The present invention can also be applied to a configuration in which an arbitrary AC motor used in the above is used as a load.
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。   The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
この発明は、インバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障検出に用いることができる。   The present invention can be used for detecting an open failure of a power semiconductor switching element constituting an inverter.
5 アース線、6,7 電力線、10,13 電圧センサ、10♯ 直流電圧発生部、11 電流センサ、12 コンバータ、14 インバータ、15 U相上下アーム、16 V相上下アーム、17 W相上下アーム、24 電流センサ、25 回転角センサ、30 制御装置(ECU)、35 制御モード選択部、100 モータ駆動システム、101 故障検出装置、110 フィルタ処理部、120 オフセット修正部、130 判定値設定部、140 検出部、B 直流電源、C0,C1 平滑コンデンサ、CMD 制御信号(制御モード)、D1〜D8 逆並列ダイオード、FDG 検出フラグ(開放故障)、Ib 直流電流、Icr オフセット修正量、IJD 判定値、Iu,Iv,Iw 相電流、Iuf,Ivf,Iwf フィルタ電流値、L1 リアクトル、M1 交流モータ、Nm モータ回転速度、Q1〜Q8 電力用半導体スイッチング素子、S1〜S8 スイッチング制御信号、SR1,SR2 システムリレー、Trqcom トルク指令値、Vb,VH 直流電圧、θ ロータ回転角。   5 Ground wire, 6, 7 Power line, 10, 13 Voltage sensor, 10 # DC voltage generator, 11 Current sensor, 12 Converter, 14 Inverter, 15 U phase upper and lower arm, 16 V phase upper and lower arm, 17 W phase upper and lower arm, 24 current sensor, 25 rotation angle sensor, 30 control unit (ECU), 35 control mode selection unit, 100 motor drive system, 101 failure detection device, 110 filter processing unit, 120 offset correction unit, 130 judgment value setting unit, 140 detection Part, B DC power supply, C0, C1 smoothing capacitor, CMD control signal (control mode), D1 to D8 antiparallel diode, FDG detection flag (open failure), Ib DC current, Icr offset correction amount, IJD judgment value, Iu, Iv, Iw phase current, Iuf, Ivf, Iwf Filter current value, L Reactor, M1 AC motor, Nm motor rotation speed, the semiconductor switching element for Q1~Q8 power, S1 to S8 switching control signal, SR1, SR2 system relay, Trqcom torque command value, Vb, VH DC voltage, theta rotor rotation angle.

Claims (4)

  1. 交流電動機を制御するための複数相のインバータの故障検出装置であって、
    前記インバータの各相の電流を検出するための電流検出手段と、
    前記交流電動機の動作状態に応じて、複数の制御モードのうちの1つを選択するモード選択手段と、
    前記電流検出手段によって検出された各相電流をローパスフィルタ処理することによって、各前記制御モードについて別個に各相のフィルタ電流値を算出するためのフィルタ処理手段と、
    前記フィルタ処理手段によって算出された前記フィルタ電流値が所定の判定値を超えた場合に、前記インバータの対応する相のスイッチング素子の開放故障を検知するための故障検知手段と、
    前記制御モードが切り替わる際に、切替後の前記制御モードに対応する各相の前記フィルタ電流値を、その絶対値が所定範囲内で減少するように修正するための修正手段とを備える、インバータの故障検出装置。
    A failure detection device for a multi-phase inverter for controlling an AC motor,
    Current detection means for detecting the current of each phase of the inverter;
    Mode selection means for selecting one of a plurality of control modes according to the operating state of the AC motor;
    Filter processing means for calculating the filter current value of each phase separately for each control mode by low-pass filtering each phase current detected by the current detection means;
    A failure detection means for detecting an open failure of a switching element of a corresponding phase of the inverter when the filter current value calculated by the filter processing means exceeds a predetermined determination value;
    A correction means for correcting the filter current value of each phase corresponding to the control mode after switching so as to decrease the absolute value within a predetermined range when the control mode is switched. Fault detection device.
  2. 前記修正手段は、前記フィルタ電流値の絶対値が、各相電流の最大定格電流についての半周期の積分値に相当する最大オフセット値よりも大きい場合には、前記絶対値が前記最大オフセット値だけ減少するように前記フィルタ電流値を修正する一方で、前記フィルタ電流値の絶対値が前記最大オフセット値以下のときには、前記フィルタ電流値を零に設定する、請求項1記載のインバータの故障検出装置。   When the absolute value of the filter current value is larger than a maximum offset value corresponding to an integral value of a half cycle for the maximum rated current of each phase current, the correction means is configured such that the absolute value is only the maximum offset value. The inverter failure detection device according to claim 1, wherein the filter current value is corrected so as to decrease, and when the absolute value of the filter current value is equal to or less than the maximum offset value, the filter current value is set to zero. .
  3. 前記最大オフセット値は、前記交流電動機の回転速度の上昇に従って小さい値となるように、前記交流電動機の回転速度に応じて可変に設定される、請求項1または2に記載のインバータの故障検出装置。   The inverter failure detection device according to claim 1, wherein the maximum offset value is variably set according to the rotational speed of the AC motor so that the maximum offset value becomes a small value as the rotational speed of the AC motor increases. .
  4. 前記電流検出手段は、
    前記複数相のうちの所定の1相を除く各相に配置された電流センサと、
    前記電流センサの出力から前記所定の1相の電流を演算する電流演算手段とを含み、
    前記フィルタ処理手段は、前記所定の1相では前記電流演算手段による演算値に基づいて前記フィルタ電流値を算出する一方で、前記所定の1相を除く各相では前記電流センサによる検出値に基づいて前記フィルタ電流値を算出し、
    前記所定の1相での前記判定値は、前記所定の1相を除く各相での前記判定値よりも大きく設定される、請求項1〜3のいずれか1項に記載のインバータの故障検出装置。
    The current detection means includes
    A current sensor disposed in each phase excluding a predetermined one of the plurality of phases;
    Current calculating means for calculating the predetermined one-phase current from the output of the current sensor,
    The filter processing means calculates the filter current value based on a calculated value by the current calculating means in the predetermined one phase, while based on a detected value by the current sensor in each phase except the predetermined one phase. To calculate the filter current value,
    The inverter failure detection according to claim 1, wherein the determination value in the predetermined one phase is set to be larger than the determination value in each phase except the predetermined one phase. apparatus.
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