JP5230661B2 - 無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよび無線送信方法 - Google Patents

Description

本発明は、シングルキャリア通信方式で無線送信を行なう無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよび無線送信方法に関する。

近年、次世代移動体通信システムの研究が盛んに行なわれ、システムの周波数利用効率を高めるための方式として、各セルが同じ周波数帯域を使用する１周波数繰り返しセルラシステムが提案されている。下りリンク、すなわち、基地局装置から移動局装置への通信においては、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数多元接続）方式が最も有力な候補となっている。ＯＦＤＭＡ方式は、情報データに６４ＱＡＭ（６４-ary Quadrature Amplitude Modulation：６４値直交振幅変調）や、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：２相位相変調）などの変調をかけたＯＦＤＭ信号を用いて、時間軸と周波数軸で構成されるアクセス単位であるリソースブロックを複数の移動端末装置で分割して通信を行なうシステムである。ＯＦＤＭ信号を使用するため、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が非常に高くなることがある。このような高いピーク電力は、送信電力増幅機能に比較的余裕のある下りリンクの通信においては大きな問題とはならないが、送信電力増幅機能に余裕のない上りリンク、すなわち、移動局装置から基地局装置への通信では、致命的な問題となってしまう。

そこで、上りリンクの通信においては、ＰＡＰＲが比較的低いシングルキャリアの通信方式が提案されている。その１つがＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（Discrete Fourier Transform-Spread-OFDM：離散フーリエ変換拡散ＯＦＤＭ）である（非特許文献１）。図９は、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式の送信機の概略構成を示すブロック図である。符号化部１００が、入力された送信データを誤り訂正符号化し、変調部１０１がＢＰＳＫなどの変調を施す（以下本明細書ではこの変調を施すことを１次変調と称する）。さらに、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１０２において直列信号を並列信号に変換した後に、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）部１０３にてフーリエ変換することより、時間軸信号を周波数信号に変換する。

ＤＦＴ部１０３で変換された周波数信号をサブキャリア割り当て部１０４を介することにより、後述する規則に従ってＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform：逆離散フーリエ変換）部１０５の入力に配置する。入力がないＩＤＦＴポイントには０を挿入し、逆離散フーリエ変換することにより時間波形を得る。これらの時間波形を次にＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）挿入部１０６を介することにより、ガードインターバルを挿入し、次にＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１０７により直列信号に変換する。この直列信号は、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部１０８によりアナログ信号に変換し、ＲＦ（高周波）部１０９により無線周波数帯域信号にさらに周波数変換して、図示しないアンテナを通して送信する。複数のユーザのデータを多重するシステムでは離散フーリエ変換ＤＦＴのポイント数より逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴのポイント数の方を大きくして、０入力されたサブキャリアは他の移動端末装置によって使用される。

このように生成されたデータは、シングルキャリアの変調と同等であり、ピーク対平均電力比ＰＡＰＲは低い。また、ＯＦＤＭ信号のように、ガードインターバルを挿入することでシンボル間干渉なくデータを処理することが可能となる（本明細書ではガードインターバルを挿入する間隔、すなわち、ＤＦＴを行なうデータ処理単位を「シンボル」と呼称する）。しかも、離散フーリエ変換ＤＦＴにより周波数波形を一旦作っているため、周波数軸の制御が容易にできるといったメリットがある。

この周波数配置の規則として２つの方法が提案されている。１つはローカライズド（Localized：以下、「Ｌ配置」と呼称する。）という方式であり、もう１つはディストリビューティッド（Distributed：以下、「Ｄ配置」と呼称する。）という方式である。図１０Ａは、Ｌ配置の例を示す図であり、図１０Ｂは、Ｄ配置の例を示す図である。図示するように、Ｌ配置は、離散フーリエ変換ＤＦＴ後の周波数データを逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴの入力にその配置を変えずに連続して割り当てる方式である。また、Ｄ配置は、同データを逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴの入力に一定間隔で離散的に割り当てる方式である。

非特許文献２には、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式に用いることができる送信ダイバーシチ技術が記載されている。本文献の図１にはＳＴＢＣ（Space Time Block Coding）と呼ばれる送信ダイバーシチ方法が記載されている。この方法は、送信する際、送信データに対し符号化を行ない、受信する際には送信装置で符号化されたデータを復号することでダイバーシチゲインを得る方法である。この方法は、伝搬路情報をフィードバックしない送信ダイバーシチ方法としては最も特性がよいとされている。非特許文献２では、アンテナが２本の場合、送信データＳ１、Ｓ２に対して、最初のシンボルで第１の送信アンテナからＳ１、第２の送信アンテナからＳ２を、続くシンボルで第１の送信アンテナからＳ２^＊、第２の送信アンテナから−Ｓ１^＊を送信する方法が示されている。これを行列で表すと式（１）のように示される。

最初のシンボルで、Ｓ１、Ｓ２は同時に異なるアンテナから送信され、次のシンボルで−Ｓ２^＊、−Ｓ１^＊も同時に異なるアンテナから送信される。ただし、「^＊」は複素共役を意味する。（１）で符号化された場合、完全に直交化が行なわれているため、受信装置は復号化することで送信データを推測するが可能になる。また、各アンテナからの伝搬路の周波数応答をＨ１、Ｈ２とすると、式（２）が、算出したＳ１、Ｓ２に係数として乗ぜられ、ダイバーシチゲインを最大限得ることができる。

また、非特許文献３には、アンテナが４本の場合のＳＴＢＣの符号化方法が示されている。文献中の「式１０」を転置した形式で式（３）に示す。

式（３）は、式（１）とは異なり、各行、列間が完全に直交していないため（例えば１行目−４行目、２行目−３行目間）４本のアンテナからのダイバーシチゲインを最大限までとることはできないが、２本のアンテナを用いた場合よりダイバーシチゲインは高くなる。また、非特許文献２においては（３）を用いて符号化し、ダイバーシチゲインを最大限得ることができる受信方法が示されている。

また、非特許文献３では、符号化を周波数で行なう技術であるＳＦＢＣ（Space Frequency Block Coding）についても記されている。これは、ＯＦＤＭ信号のようなマルチキャリア技術と組み合わせた送信ダイバーシチ方式であり、ＳＴＢＣが空間と時間で符号化される方式であることに対し、ＳＦＢＣは空間と周波数で符号化される方式である。

一方、非特許文献２では、ＣＤＤ（Cyclic Delay Diversity）についても記載されている。これは、一方のアンテナ出力に対し、もう一方に循環遅延を与えることでダイバーシチ効果を得ることができる方法であり、特に遅延分散が少ない場合に有効な方式とされている。このＣＤＤの信号生成方法が同文献の「図４」などに記載されている。ただし、ＣＤＤは伝搬路をエネルギー的に加算するのではなく、合成伝搬路として捉えるため、ダイバーシチゲインとしてはＳＴＢＣには及ばない。

以下、本明細書では、シングルキャリア信号を周波数変換し、ＯＦＤＭ信号のようなマルチキャリア信号のサブキャリアに変換した情報を割り当て通信する方式を、「スペクトラム制御シングルキャリア方式」と呼称する。ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの他には、非特許文献４に示されるような、ＣＩ（Carrier Interferometry）信号をベースとした送信方法が該当する。
3GPP R1−050702 "DFT-Spread OFDM with Pulse Shaping Filter in Frequency Domain in Evolved UTRA Uplink" NTT DoCoMo 3GPP R1−062192 "Consideration on transmit diversity in E-UTRA uplink " 東芝(Toshiba) 3GPP R1−072047 "Further results on QO-SFBC as a TxD scheme for 4 transmit antennas" LSI Corporation The 17th Annual IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications (PIMRC’06) "MICROSCOPIC SPECTRUM CONTROL TECHNIQUE USING CARRIER INTERFEROMETRY FOR ONE-CELL REUSE SINGLE CARRIER TDMA SYSTEMS" 大阪大学(Osaka University)

しかしながら、非特許文献２に示されるように、スペクトラム制御シングルキャリア方式にＳＴＢＣを用いると、最大限のダイバーシチゲインを得ることができるものの、複数のシンボルにまたがって符号化する必要があるという問題がある。このように、ｍシンボルにまたがって符号化をする必要性がある場合は、通信のフレームをｍシンボルの倍数の構成にしなければならない。この場合、制御信号のように、できるだけ早い処理が必要となるデータに対して、符号化された全てのシンボルを受信するまで復調できないといった問題があった。また、これまでは符号化という概念は、データに対して行なう場合のみが示されており、データの瞬時の周波数情報であるスペクトラムを符号化する方法を適用した例はなかった。

さらに、従来ＳＦＢＣは、通常のＯＦＤＭ信号を想定しているため、ＰＡＰＲの影響を考慮する必要がなかったが、ＰＡＰＲ特性が良いことを前提としているＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号に適用する場合は、ＰＡＰＲへの影響を考えてシステムを実現しないと、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを使用するメリットが損なわれるといった問題点がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、周波数制御シングルキャリア方式において、１シンボルで送信ダイバーシチにおける周波数ダイバーシチゲインを得ることができる無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよび無線送信方法を提供することを目的とする。

（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の無線送信装置は、複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、入力された時間領域の複数の信号を時間周波数変換し、周波数領域の複数の信号を出力する時間周波数変換部と、前記出力された周波数領域の個々の信号に対して符号化を行なうスペクトラム符号化部と、前記符号化された周波数領域の信号を周波数時間変換し、時間領域の信号を少なくとも一つのアンテナを用いて無線送信する送信部と、を備えることを特徴としている。

このように、スペクトラム符号化部において、周波数領域の個々の信号に対して符号化を行なうので、受信側の装置で復号する際に、ダイバーシチゲインを最大限得ることが可能となる。

（２）また、本発明の無線送信装置において、前記スペクトラム符号化部は、少なくとも一つのアンテナから送信される周波数領域の信号に対して、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性が同一となるように符号化を行なうことを特徴としている。

このように、少なくとも一つのアンテナから送信される周波数領域の信号に対して、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一となるように符号化を行なうので、その周波数領域の信号を送信するアンテナから送信される信号のＰＡＰＲ特性については、良好な状態を維持することが可能となる。

（３）また、本発明の無線送信装置において、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナの送信電力を、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナの送信電力よりも大きくする制御部を更に備えることを特徴としている。

このように、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナの送信電力を、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナの送信電力よりも大きくするので、ＰＡＰＲ特性の劣化するアンテナの影響を考慮した送信を行なうことができる。すなわち、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号は、ＰＡＰＲ特性が劣化するが、そのアンテナの送信電力よりも、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナの送信電力を大きくすることによって、システム全体として送信ダイバーシチ利得を得つつ、ＰＡＰＲ特性が劣化することによる影響を抑えることが可能となる。

（４）また、本発明の無線送信装置において、複数の送信電力値のそれぞれに送信電力ステップが予め対応付けられたテーブルを有し、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナの送信電力と、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナの送信電力とを、前記テーブルに基づいて個別に制御する制御部を更に備えることを特徴としている。

このように、各アンテナの送信電力を個別に制御するので、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号についてスペクトラム符号化を施す手法を、送信電力制御システムに効率良く適用することが可能となる。

（５）また、本発明の無線送信装置において、前記制御部は、送信電力値が所定の値よりも小さい前記送信電力ステップでは、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナのみを用いるように送信電力の制御を行なう一方、送信電力値が所定の値よりも大きい前記送信電力ステップでは、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナ、および符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナを用いるように送信電力の制御を行なうことを特徴としている。

このように、ＰＡＰＲの影響を受けない送信電力においては、ＰＡＰＲ特性によらず、同一電力の信号を送信し、ＰＡＰＲ特性の影響が現れる送信電力では、ＰＡＰＲ特性の良い信号を送信するアンテナの送信電力のみを大キックすることによって、効率的な送信電力制御システムを構築することが可能となる。

（６）また、本発明の無線送信装置において、前記スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の個々の信号を、連続したサブキャリアに割り当てるサブキャリア割り当て部を更に備えることを特徴としている。

このように、スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の個々の信号を、連続したサブキャリアに割り当てるので、サブキャリアの周波数上の位置が離れず、周波数応答の相関を高くすることが可能となる。その結果、例えば、ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）対誤り率特性などの受信機における特性を向上させることが可能となる。

（７）また、本発明の無線送信装置において、前記サブキャリア割り当て部は、複数のサブキャリアを複数のグループにグループ化し、前記スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の個々の信号を前記グループ内で連続したサブキャリアに割り当てることを特徴としている。

このように、スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の個々の信号を前記グループ内で連続したサブキャリアに割り当てるので、サブキャリアの周波数上の位置が離れず、周波数応答の相関を高くすることが可能となる。その結果、例えば、ＳＮＲ対誤り率特性などの受信機における特性を向上させることが可能となる。

（８）また、本発明の無線送信装置において、前記サブキャリア割り当て部は、前記グループ内のサブキャリア数が、前記スペクトラム符号化部により符号化される周波数領域の信号数の整数倍となるように、サブキャリアをグループ化することを特徴としている。

このように、グループ内のサブキャリア数が、前記スペクトラム符号化部により符号化される周波数領域の信号数の整数倍となるように、サブキャリアをグループ化するので、二つのグループを跨ぐように、符号化された周波数領域の信号がサブキャリアに割り当てられることが無くなり、周波数応答の相関を高くすることが可能となる。

（９）また、本発明の無線送信装置において、前記サブキャリア割り当て部は、周波数応答の絶対値の２乗の数値に基づいて、前記スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の信号を割り当てるサブキャリアを選択することを特徴としている。

このように、周波数応答の絶対値の２乗の数値に基づいて、前記スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の信号を割り当てるサブキャリアを選択するので、周波数応答の絶対値の２乗の数値が大きいサブキャリアから優先的に選択することによって、精度の高いスペクトラム符号化ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを実現することが可能となる。

（１０）また、本発明の無線送信装置において、前記サブキャリア割り当て部は、隣接するサブキャリアの周波数応答の変動に基づいて、前記スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の信号を割り当てるサブキャリアを選択することを特徴としている。

このように、隣接するサブキャリアの周波数応答の変動に基づいて、前記スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の信号を割り当てるサブキャリアを選択するので、隣接するサブキャリアの周波数応答の変動の値が小さいサブキャリアから優先的に選択することによって、精度の高いスペクトラム符号化ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを実現することが可能となる。

（１１）また、本発明の無線送信装置において、前記制御部は、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナから送信される伝搬路推定用シンボルの送信電力を、そのアンテナから送信されるデータの送信電力よりも大きくすることを特徴としている。

このように、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナから送信される伝搬路推定用シンボルの送信電力を、そのアンテナから送信されるデータの送信電力よりも大きくするので、受信側の装置において、精度良く送受信アンテナ間の伝搬路を推定することが可能となると共に、ＰＡＰＲ特性の劣化による影響を小さくすることが可能となる。

（１２）また、本発明の無線受信装置は、上記（１１）記載の無線送信装置から送信された信号を受信する無線受信装置であって、伝搬路推定用シンボルの送信電力と、データの送信電力との差に応じて、周波数合成を行ない、データを復調することを特徴としている。

このように、伝搬路推定用シンボルの送信電力と、データの送信電力との差に応じて、周波数合成を行ない、データを復調するので、通信の信頼性を高くするために高い送信電力で送信された伝搬路推定用シンボルにより、精度良く伝搬路を推定することが可能となると共に、ＰＡＰＲ特性の劣化による影響を小さくすることが可能となる。

（１３）また、本発明の無線通信システムは、上記（１１）記載の無線送信装置と、上記（１２）記載の無線受信装置と、から構成されることを特徴としている。

この構成によれば、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナから送信される伝搬路推定用シンボルの送信電力を、そのアンテナから送信されるデータの送信電力よりも大きくするので、受信側の装置において、精度良く送受信アンテナ間の伝搬路を推定することが可能となると共に、ＰＡＰＲ特性の劣化による影響を小さくすることが可能となる。

（１４）また、本発明の無線送信方法は、複数のアンテナを用いて、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信方法であって、時間周波数変換部において、入力された時間領域の複数の信号を時間周波数変換し、周波数領域の複数の信号を出力するステップと、スペクトラム符号化部において、前記出力された周波数領域の個々の信号に対して符号化を行なうステップと、送信部において、前記符号化された周波数領域の信号を周波数時間変換し、時間領域の信号を少なくとも一つのアンテナを用いて無線送信するステップと、を少なくとも含むことを特徴としている。

このように、スペクトラム符号化部において、周波数領域の個々の信号に対して符号化を行なうので、受信側の装置で復号する際に、ダイバーシチゲインを最大限得ることが可能となる。

本発明によれば、スペクトラム符号化部において、周波数領域の個々の信号に対して符号化を行なうので、受信側の装置で復号する際に、ダイバーシチゲインを最大限得ることが可能となる。

本発明におけるスペクトラム符号化を用いたＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号の送信装置の概略構成を示すブロック図である。 スペクトラム符号化部の動作の概念を示す図である。 本実施形態における受信装置の概略構成を示すブロック図である。 スペクトラム合成部の動作の概念を示す図である。 伝搬路推定用シンボルと、データとが異なる送信電力で送信される様子を示す図である。 ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭにおけるサブキャリアの割り当ての一例を示す図である。 ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号に対しスペクトラム符号化を行なう際のサブキャリア割り当て例を示す図である。 ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号に対しスペクトラム符号化を行なう際のサブキャリア割り当て例を示す図である。 ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）対誤り率特性（ＢＥＲ：Bit Error Rate）を示す図である。 ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式の送信機の概略構成を示すブロック図である。 Ｌ配置の例を示す図である。 Ｄ配置の例を示す図である。

符号の説明

１ 符号化部
２ 変調部
３ Ｓ／Ｐ変換部
４ ＤＦＴ部
５ スペクトラム符号化部
６−１、６−２ サブキャリア割り当て部
７−１、７−２ ＩＤＦＴ部
８−１、８−２ ＧＩ挿入部
９−１、９−２ Ｐ／Ｓ変換部
１０−１、１０−２ Ｄ／Ａ変換部
１１−１、１１−２ ＲＦ部
２１ ＲＦ部
２２ Ａ／Ｄ変換部
２３ シンボル同期部
２４ Ｓ／Ｐ変換部
２５ ＤＦＴ部
２６ 伝搬路推定部
２７ サブキャリア抽出部
２８ スペクトラム合成部
２９ 重み付け部
３０ ＩＤＦＴ部
３１ Ｐ／Ｓ変換部
３２ 復調部
３３ 復号部
３４ 制御部

次に、本発明に係る実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明におけるスペクトラム符号化を用いたＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号の送信装置の概略構成を示すブロック図である。ただし、送信ダイバーシチ実行時の送信アンテナ数Ｎを「２」とする。以下の実施形態においては、スペクトラム制御シングルキャリア方式として、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式を用いて説明する。スペクトラムの符号化を行なう際、できるだけ近傍にある複数のスペクトラムを対として符号化を行なうものとする。以下の実施形態では説明を簡単にするために、スペクトラムの符号化を行なうにあたり使用する送信アンテナ数を２とする。また、各実施形態においては、特に記載がない限り、以下に示す符号化を使用するものとする。

具体的にはａ、ｂ２つのスペクトラム信号を送信することを仮定すると（ａ，ｂ^＊）、（ｂ，−ａ^＊）をそれぞれ組とし、異なるアンテナから送信する方法や、（ａ，ｂ）、（ｂ^＊，−ａ^＊）を組とする方法が考えられる。ただし、「^＊」は、複素共役を示す。前者は双方の組とも、元のスペクトラムからは変形された信号が挿入されてしまうが、後者は（ａ，ｂ）という信号が変形されない組があり、スペクトラム符号化を行なった際、元のスペクトラムを保持することができる。これは、すなわち、もとの信号のＰＡＰＲ特性が変化しないということを意味している。

（第１の実施形態）
図１において、符号化部１は、入力された送信データに対して、誤り訂正などの符号化を行なう。変調部２は、ＢＰＳＫやＱＰＳＫなどの変調を行なう。この変調は、ディジタル（１次変調）変調である。Ｓ／Ｐ（Serial/Parallel）変換部３は、符号化、変調等が施された時間領域信号をＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）部４に入力するためにシリアル／パラレル変換を行なう。本実施形態では、使用するサブキャリア数、即ちＤＦＴポイント数を「ｎ」とするため、Ｓ／Ｐ変換部３の出力は、ｎの行列となる。

ＤＦＴ部４は、時間軸信号に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行ない、周波数信号を生成する。ＤＦＴ部４は、時間周波数変換部を構成する。また、スペクトラム符号化部５は、入力される周波数信号に対して符号化を行なう。サブキャリア割り当て部６−１、６−２は、送信するサブキャリアに周波数信号や符号化された周波数信号を割り当てる。ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）部７−１、７−２は、サブキャリアに割り当てられた周波数信号に逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴを行なう。ＩＤＦＴ部７−１、７−２は、周波数時間変換手段を構成する。本実施形態では、システム帯域のサブキャリア数をＭ（≧ｎ）とするため、ＩＤＦＴポイント数はＭとなり、ｎ個の入力以外は０が挿入される。通常、この０が挿入されるサブキャリアは他の端末が使用する。

ＧＩ挿入部８−１、８−２は、ＩＤＦＴ部７−１、７−２の出力にシステムで規定されるガードインターバル（ＧＩ）を挿入する。Ｐ／Ｓ（Parallel /Serial）変換部９−１、９−２は、ＧＩ挿入部８−１、８−２の出力に対してパラレル／シリアル変換を行なう。Ｄ／Ａ（Digital/Analog)変換部１０−１、１０−２は、Ｐ／Ｓ変換部９−１、９−２の出力に対しディジタル信号をアナログ信号に変換する。また、ＲＦ部１１−１、１１−２は、送信帯域に信号を変換し、図示しないアンテナからデータを送信する。このＲＦ部には、送信する信号を高出力信号にするための高利得アンプ（ＨＰＡ：High Power Amplifier）が含まれる。通常、ＨＰＡおいて、高出力領域まで線形性を保つことは難しく、また、保つためには消費電力が大きくなるという問題点があり、上りリンクの通信方式においてはＰＡＰＲ特性のよいシングルキャリア変調方式が選択される。また、制御部１２は、スペクトラム符号化を実施するかしないか（制御情報Ａ）と、ＲＦ（Radio Frequency）信号の送信電力を制御（制御情報Ｂ）する。なお、サブキャリア割り当て部６−１〜ＲＦ部１１−２は、送信部を構成する。

図２は、スペクトラム符号化部の動作の概念を示す図である。スペクトラム符号化部５には、１次変調およびＤＦＴされ、周波数信号に変換されたデータが入力される。前述したように、ＤＦＴのポイントをｎ（ｎは自然数であり２の倍数であるとする）、すなわち、ｎ個の周波数信号ｆ（ｋ）がスペクトラム符号化部５に入力されることとしている（ｋはｎ以下の自然数）。ここで、ｎを２の倍数としたのは、スペクトラム符号化部５において、２つの入力スペクトラムで符号化するためである。スペクトラム符号化部の出力をｆｆ＿１（ｋ）、およびｆｆ＿２（ｋ）とする。

入力される２ｍ−１番目（ｍはｎ／２以下の自然数）のデータｆ（２ｍ−１）と、２ｍ番目のデータｆ（２ｍ）が組となって符号化される（ｍはｎ／２以下の自然数）。そして、スペクトラム符号化部５からは、ｆｆ＿１（２ｍ−１）とｆｆ＿２（２ｍ）が出力されるが、これらは以下の式（４）の関係を満たす。

式（４）において、「^＊」は複素共役を意味する。このように、スペクトラムを符号化することによって、受信装置において復号するとダイバーシチゲインを最大限得ることが可能となる。ただし、隣接するサブキャリア間では周波数変動はあまりないとう条件が必要になる。

スペクトラム符号化部５の出力は、サブキャリア割り当て部６−１、６−２により、実際に使用するサブキャリアに割り当てられる。Ｌ配置を前提とすると、スペクトラム符号化されたデータは、サブキャリアＬ＋１からサブキャリアＬ＋ｎ（Ｌはサブキャリア割り当て部で与えられる０以上の整数であり、送信に使用する帯域に応じて決定されるサブキャリア番号のオフセット数である）に割り当てられる。このような処理を行なった結果、ＲＦ部１１−１からｆｆ＿１（ｋ）、ＲＦ部１１−２からｆｆ＿２（ｋ）が実際使用するＲＦ帯域から送信される。

このように、少なくとも一方のアンテナから送信される系列が、もとの系列と変化しないように、スペクトラム符号化部５において符号化することによって、その系列を送信するアンテナから送信される信号のＰＡＰＲ特性については良好な状態を保つことが可能となる。

しかしながら、このままではＰＡＰＲ特性の劣化するアンテナ系列（本実施形態においてはＲＦ部１１−２）の影響が考慮されていない。この影響としては、ＨＰＡにより信号が歪むことで、自身の信号の品質が劣化すること、割り当てが行なわれた帯域外への信号の漏れ（他の多重信号への影響）、システム帯域外への影響（電波法などの規則違反になる場合もある）が考えられる。従って、ＰＡＰＲ特性の劣化が考えられる送信アンテナ系列の送信電力を、ＰＡＰＲ特性の劣化が少ないアンテナ系列の送信電力より小さくする（具体的にはＰＡＰＲ特性が劣化しないアンテナ系列の送信電力より小さくする）ことによって、システムとして送信ダイバーシチ利得を得ながら、ＰＡＰＲ特性が劣化する影響を抑えることが可能になる。ただし、どの程度小さくするかは用いるＨＰＡの特性によって異なる。

また、送信電力が異なるスペクトラム符号化された信号を受信する受信装置は、後述するが、伝搬路推定用の信号の送信電力とスペクトラム符号化された信号の送信電力に差がある場合、その電力差を考慮してスペクトラム合成を行なう必要がある。

図３は、本実施形態における受信装置の概略構成を示すブロック図である。図３において、ＲＦ部２１は、図示しないアンテナで受信した信号をＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換可能な周波数帯域に変換する。Ａ／Ｄ変換部２２は、ＲＦ部２１から入力されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換する。シンボル同期部２３は、ＧＩを含むスペクトラム制御シングルキャリア信号からＧＩを削除してシンボルの同期をとり、通常のＯＦＤＭシンボル同期の同じ機能とすることができる。Ｓ／Ｐ変換部２４は、シンボル同期が取られた信号を、後段のＤＦＴポイント数に合わせるよう、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換を行なう。

ＤＦＴ部２５は、入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。このＤＦＴ部２５の処理ポイント数は、通常、送信装置のＩＤＦＴ部のポイント数と同じＭである。伝搬路推定部２６は、送信装置と受信装置の間の伝搬路をアンテナ毎およびサブキャリア毎に推定する。サブキャリア抽出部２７は、通信帯域から受信に必要となるサブキャリアを抜き出す。このサブキャリア抽出部２７では、必要となる伝搬路情報とデータとを抽出する機能を有する。

スペクトラム合成部２８は、スペクトラムを合成する。このスペクトラム合成部２８には、それぞれの送信アンテナに対する伝搬路（各サブキャリア毎の周波数応答）推定結果ｈ１（ｋ’）、ｈ２（ｋ’）（ｋ’は自然数）と受信データｒ（ｋ）が入力される。重み付け部２９は、入力される伝搬路推定結果と受信データそのものあるいはスペクトラム合成結果ｒｒ（ｋ）に対して、伝搬路変動をＭＭＳＥやゼロフォーシングなどを用いて重み付けする機能を有する。

ＩＤＦＴ部３０は、周波数領域のデータを時間領域のデータに変換する。このＩＤＦＴ部３０のポイント数は、通常、送信で用いたＤＦＴ部のポイント数ｎと同じである。Ｐ／Ｓ変換部３１は、ＩＤＦＴ部３０の出力を、シリアルのデータ列に変換する。復調部３２は、送信で用いた１次変調に対応した復調を行なう。復号部３３は、送信装置で用いた符号化と対応した復号（誤り訂正）を行なう。制御部３４は、送信装置に対応して、スペクトラム合成を実施するかしないか（制御情報Ａ’）を指定する。

図４は、スペクトラム合成部の動作の概念を示す図である。ただし、送信側でスペクトラム符号化が行なわれた場合を示している。スペクトラム合成部２８には、通信に使用したサブキャリアの第１の送信アンテナと受信アンテナ間の伝搬路情報ｈ１（ｋ’）と第２の送信アンテナと受信アンテナ間の伝搬路情報ｈ２（ｋ’）が入力され、更にデータ情報ｒ（ｋ）が入力される。ここで、「ｋ」は、送信時に説明に使用した番号と同じとするが、それにより一般性を失うことはない。また、スペクトラム合成部２８からはスペクトラム合成処理が行なわれたデータｒｒ（ｋ）が出力される。サブキャリアｋにおいて、スペクトラム合成部２８に入力されるデータ情報ｒ（ｋ）と送信データの関係は、式（５）で表される。

更に、式（４）等を用いてｍで分解すると、式（６）が得られる。

式（６）において、「ｎ（ｋ）」は、ノイズを表す項である。以下では説明を簡素化するためノイズ項については省略して記載する。

スペクトラム合成部２８では、

として、２周波数成分（２サブキャリア）毎にスペクトラムの合成を行なう。式（７）を展開すると、

となる。式（８）のそれぞれの第２項目が隣接するサブキャリアの周波数応答が異なることで生じる誤差であり、隣接するサブキャリアで周波数応答が一定の場合は０になる。ここで、比較のため、符号化せず、双方のアンテナから同じデータを送信した場合の式（８）に対応する結果を示すと、

となり、式（９）が各伝搬路を単に合成した信号電力で表されていることに対し、式（８）では、各伝搬路のそれぞれの電力の和になっているため、アンテナ毎のダイバーシチ効果が明らかにわかる。

スペクトラム合成部２８の出力は、式（８）に示した信号ｒｒ（ｋ）と、合成後の伝搬路応答である。合成後の伝搬路応答は、式（８）上のｆ（２ｍ−１）の係数、式（８）下のｆ（２ｍ）の係数であり、式（１０）で示される。

式（８）のように、スペクトラム合成された信号は、重み付け部２９において、式（１０）で示される合成後の伝搬路により、ゼロフォーシングあるいはＭＭＳＥ処理が施され、以下、送信側と逆の処理によりデータが復調される。

このように、スペクトラム制御シングルキャリア方式において、送信装置でスペクトラムを符号化し受信装置で符号化に対応したスペクトラム合成を行なう事で、通信特性を改善することが可能となる。

上述したように、周波数応答を求めるための伝搬路推定用シンボルと、スペクトラム符号化を行なうデータ部に送信電力差がある場合、合成する際に補正をする必要がある。これは、高い通信の信頼性を確保しようとすると、受信機において精度良く送受信アンテナ間の伝搬路を推定する必要があるため、高い送信電力で伝搬路推定用シンボルを送信する際生じる現象である。通常、伝搬路推定用シンボルには、ＨＰＡにより信号が歪まないようにＰＡＰＲの低い信号が使用される。

図５は、伝搬路推定用シンボルと、データとが異なる送信電力で送信される様子を示す図である。パケットの先頭に伝搬路推定用シンボルが配され、その後、データ部が続く。第２の送信アンテナから送信されるデータ部のＰＡＰＲが悪いことを前提にし、第２の送信アンテナから送信される送信平均電力を低減している。このような電力関係で通信を行なった場合において、伝搬路推定部により算出されるサブキャリア毎の周波数応答をｈ（ｋ）とした場合、データ部の周波数応答は√α×ｈ（ｋ）（０＜α＜１）となる。このαが先に示した受信機における補正項であり、この値を考慮しないと、ＳＮＲの悪い送信電力の低いデータを不当に高い重みで合成してしまうことになる。

図５においては、第１の送信アンテナからの伝搬路推定用シンボルと第２の送信アンテナからの伝搬路推定用シンボルを時間で直交（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）するように示しているが、これは一例であり、サブキャリアで分割して送信する方法（ＦＤＭ：Frequency Division Multiplexing）や符号で分割して送信する方法（ＣＤＭ：Code Division Multiplexing）等もある。ここで、先と同様に伝搬路推定用信号で算出される周波数応答をｈ１（ｋ）、ｈ２（ｋ）とすると式（６）、式（７）は、それぞれ、

となる（ただし、ノイズ項は省略）。また、式（８）、式（９）は、それぞれ、

となる。以下、先に示したものと同様の方法でデータを復調できる。式（１３）において、第２の送信アンテナからの周波数応答ｈ２（２ｍ）、ｈ２（２ｍ−１）に√αを乗ずる項が先述した補正にあたる。このように、一方の送信アンテナの送信電力を低くするとダイバーシチ利得は、下がってしまうが、送信側におけるＰＡＰＲ特性の劣化を防ぎながら、受信側でダイバーシチゲインを得ることが可能になる。

（第２の実施形態）
ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭは、ＰＡＰＲ特性が良いため、セルラシステムにおける上りリンクの通信方式に採用される可能性がある。上りリンクにおいては各端末から同時に送信された送信信号の基地局での受信電力がおおよそ一定となるよう、各端末は送信電力を制御する。一般的にこのような方法は単純に送信電力制御と称されるが、本実施形態ではスペクトラム符号化を施されたＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号を送信電力制御システムに効率良く導入する方法について説明する。

本実施形態では説明を簡単にするために、送信電力制御をアンテナ毎に３ｄＢステップで行なうものとする。具体的には、以下の表に示す７段階の送信電力が使用されるものとする。

また、第１の実施形態で示したようにＰＡＰＲ特性によって使用できるアンプの領域が異なる。ここでは便宜上、ＰＡＰＲ特性のよい信号系列はアンプの出力電力としてステップ６まで使用可能であるとし、ＰＡＰＲ特性の悪い信号系列は４ステップまで使用可能であるとする。つまりこの場合、ＰＡＰＲ特性に６ｄＢ程度の差があることになる。

まず、常にスペクトラム符号化を用いる場合の送信電力制御について示す。以降、ＰＡＰＲ特性の良い信号系列を送信するアンテナを第１の送信アンテナ、ＰＡＰＲ特性の悪い信号系列を送信するアンテナを第２の送信アンテナとして説明を行なう。基本的にスペクトラム符号化を行なう場合、実施形態１で示したように双方のアンテナから同じ電力で送信する方が、異なる電力で送信する場合より、電力効率が良くなる。従って、この場合、次表に示す５段階の制御が可能になる。

表２において、（ｘ、ｙ）は、第１の送信アンテナから表１における電力ステップｘ、第２の送信アンテナから表１における電力ステップｙで信号を送信することを意味している。また、表２において、電力制御ステップ４までは、双方のアンテナから同じ送信電力の信号を送信する。ただし、電力制御ステップ５では第１の送信アンテナの電力のみを６ｄＢ増加させることで、全体として３ｄＢのステップを刻んでいる。このように、ＰＡＰＲの影響を受けない送信電力においては、信号のＰＡＰＲ特性によらず同一電力の信号を送信し、ＰＡＰＲの影響が現れる送信電力では、ＰＡＰＲ特性のよい信号を送信するアンテナの送信電力のみを制御（大きく）することで、効率的な送信電力制御システムを構築することができる。

次に上りリンクであることを十分に考慮し、できるだけ第１の送信アンテナで信号を送信する場合の制御を表３に示す。これは７段階の制御である。

この表３では、電力ステップ６までは、第１の送信アンテナしか使用していない。第１の送信アンテナは先に示したようにＰＡＰＲ特性が良いため信号を歪ませることなく送信できる。最後のステップ７で、双方のアンテナからスペクトラム符号化を用いて送信する。このステップ６からステップ７では送信電力としては１ｄＢ程度しか増加しない。しかしながら、スペクトラム符号化による符号化利得（ダイバーシチ利得）があるため、受信機におけるＳＮＲ（Signal power to Noise power Ratio）は、１ｄＢを超える改善を実現することができる。ただし、電力制御ステップ６から７で送信方法が異なるため、送受信装置間で送信方法をあらかじめ認識しておく必要がある。

（第３の実施形態）
本実施形態では、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ技術におけるサブキャリア割り当て方法の柔軟性を高めたダイナミックスペクトラム制御（ＤＳＣ：Dynamic Spectrum Control）ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ、すなわちＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭに、スペクトラム符号化を適応する方法について説明する。説明に先立って、ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭについて説明する。

従来のＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭは図１０Ａおよび図１０Ｂに示したように、サブキャリアの割り当て方法として、Ｌｏｃａｌｉｚｅｄ配置（Ｌ配置）とＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ配置（Ｄ配置）が提案されている。双方とも、非常にＰＡＰＲ特性がよい割り当て方法である一方、サブキャリアを選択する自由度が低いため、通信品質の良いサブキャリアを適切に選択できないといった問題点がある。また、完全に自由にサブキャリアを選択した場合、ＰＡＰＲ特性が、従来のＯＦＤＭと同様なものになり、ＰＡＰＲ特性が良いというＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのメリットを生かすことができない。ＰＡＰＲ制御型ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（以降Ｐ−ＤＳＣ−ＤＦＴ−ＯＦＤＭ）は、ＰＡＰＲ特性の劣化をある程度許容し、完全ではないもののサブキャリアの選択の自由度を高めた割り当て方法を数種類用意し、必要となるＰＡＰＲ特性とサブキャリア選択自由度から割り当て方法を選択して通信する方式である。

図６は、Ｐ−ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭにおけるサブキャリアの割り当ての一例を示す図である。図６において使用できるサブキャリア数は３６、そのうち使用するサブキャリア数は１２としている。また、図６の上側は、従来例にも示しているＬ配置の例である。図６の下側は、図６の上側のＬ配置に対し、使用するサブキャリアを４つずつ３つのグループ（以下ではこのグループをセグメントと呼ぶ）に分割し、セグメント単位でサブキャリアに割り当てた例である。このセグメント内のサブキャリア数を少なくするほど、サブキャリアの選択の自由度があがるが、ＰＡＰＲ特性は劣化する。以降は簡単のために図６の下側のように、セグメントに分けて配置する方法を「ＬＳ配置」と呼称する。

このＬＳ配置を行なうＰ−ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式に対し、スペクトラム符号化を行なう際、スペクトラム符号化を行なうサブキャリア数と、セグメント内サブキャリア数を関連づける必要がある。まず、第１および第２の実施形態で示したようなスペクトラム符号化、すなわち、２サブキャリアを対としてスペクトラム符号化を行なう場合について説明する。

図７Ａおよび図７Ｂは、ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号に対しスペクトラム符号化を行なう際のサブキャリア割り当て例を示す図である。図７Ａは、セグメント内サブキャリア数を４としている。また、図７Ａの上側は、第１の送信アンテナからの送信信号、図７Ａの下側は、第２の送信アンテナからの送信信号を意味している。図７Ａ中、サブキャリア間を直線で結んでいるが、これが式（４）に示すスペクトラム符号化を施すサブキャリア対である。同様に、図７Ｂは、セグメント内サブキャリア数を３とした場合である。図７Ｂは、図７Ａと同様に、第１の送信アンテナあるいは第２の送信アンテナが使用するサブキャリアを示し、直線が式（４）に示すスペクトラム符号化を施すサブキャリア対である。

図８は、ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）対誤り率特性（ＢＥＲ：Bit Error Rate）を示す図である。具体的には、図８は、図７Ａのように、４サブキャリアずつセグメントした場合と、図７Ｂのように、３サブキャリアずつセグメントした場合の、ある伝搬路におけるＳＮＲ対誤り率特性を比較したものである。ただし、ＰＡＰＲ特性が劣化する影響については考慮していない。図８において、横軸は受信機における帯域全体の平均ＳＮＲで左から右にＳＮＲは大きくなる。また、縦軸はＢＥＲである。グラフの実線ＳＥＧ４が、図７Ａのようにセグメント化した場合であり、点線ＳＥＧ３が図７Ｂのようにセグメント化した場合の誤り率特性である。

通常、セグメントを構成するサブキャリア数が少ない場合、サブキャリアの選択の自由度があがるため、図７Ｂの方が特性は良くなると考えられる。しかし、図８からわかるように、図７Ａの方が、誤り率特性が良い。これは、図７Ｂでは、サブキャリア対（３、４）およびサブキャリア対（９、１０）について、実際のサブキャリア位置が離れてしまうため、周波数応答の相関が低くなる。すなわち、式（８）の第２項に示す、周波数応答の差が大きくなるためと考えられる。

以上の結果から、Ｐ−ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号に対して、スペクトラム符号化を行なう際は、セグメント内サブキャリア数を、スペクトラム符号化を行なうサブキャリア数の整数倍にすると特性が良くなり、システム全体での通信効率が改善される。

（第４の実施形態）
上述した第３の実施形態では、セグメント内サブキャリア数とスペクトラム符号化を行なう組み合わせ数の最適な関係について示したが、本実施形態では、スペクトラム符号化を行なったＰ−ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式において、サブキャリアを選択する方法について示す。まず、これまでの実施形態同様、スペクトラム符号化を行なう送信アンテナ数を２とし、さらに一般化した場合について説明する。次式は、式（８）と同じであり、受信機でスペクトラム合成後の信号成分である。

すなわち、サブキャリア割り当て部６−１、６−２は、周波数応答の絶対値の２乗の数値に基づいて、スペクトラム符号化部５により符号化された周波数領域の信号を割り当てるサブキャリアを選択する。式（１５）において、スペクトラム合成後の受信信号ｒｒの品質が良いようにサブキャリアを選択するには、第１項目のｆに乗ぜられる係数の値が大きく、第２項目のｆに乗ぜられる係数の値が小さければよい。１項目の係数については、偶数番目のサブキャリアと奇数番目のサブキャリアで異なるため、どちらかの値で代表する方法か、平均値をとる方法が考えられる。代表値を利用する方法としては、

または、

を全てのサブキャリア対で算出し、値が大きいサブキャリア対から優先的に選択することで、精度の高いスペクトラム符号化Ｐ−ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを実現することができる。一般的には、送信アンテナ数をＭとした場合は、

または、

を総サブキャリア数を越えない自然数ｍについて、比較することで実現できる。

平均値を利用する方法としては、

をｍを変数として全てのサブキャリア対で算出し、値が大きいサブキャリア対から優先的に選択することで、精度の高いスペクトラム符号化Ｐ−ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを実現することができる。一般的には、総サブキャリア数をＮ、送信アンテナ数をＭとした場合は、

を総サブキャリア数を越えない自然数ｍについて、比較することで実現できる。２項目の係数については、

をｍを変数として全てのサブキャリア対で算出し、値が小さいサブキャリア対から優先的に選択することで、精度の高いスペクトラム符号化Ｐ−ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを実現することができる。

式（２２）は、スペクトラム符号を行なうサブキャリア対で伝搬路の変動が少ないことを意味している。一般的には、この成分は符号化方法にも依存するため、式（２２）を直接当てはめるのではなく、誤差ベクトルｅを定義し、ｅによって評価する方法が考えられる。アンテナｌと受信アンテナのサブキャリア間の誤差ベクトルｅｌを、

と誤差ベクトルを定義する。総サブキャリア数をＮ、送信アンテナ数をＭとした場合は、

をｍを変数として全てのサブキャリア対で算出し、値が小さいサブキャリア対から優先的に選択することで、精度の高いスペクトラム符号化Ｐ−ＤＳＣ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを実現することができる。ここで示した式（１６）から式（２４）は、選択の１つの基準であり、必ずこれと一致すべきであるという意味ではない。

以上説明したように、本実施形態によれば、スペクトラム符号化部５において、周波数領域の個々の信号に対して符号化を行なうので、受信側の装置で復号する際に、ダイバーシチゲインを最大限得ることが可能となる。

Claims (7)

1. 複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、
   入力された時間領域の複数の信号を時間周波数変換し、周波数領域の複数の信号を出力する時間周波数変換部と、
   少なくとも一つのアンテナから送信される周波数領域の信号に対して、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性が同一となるように符号化を行なうスペクトラム符号化部と、
   符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナの送信電力を、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナの送信電力よりも大きくする制御部と、
   前記符号化された周波数領域の信号を周波数時間変換し、前記制御部により制御された送信電力で、少なくとも一つのアンテナを用いて時間領域の信号を無線送信する送信部と、を備え、
   前記制御部は、
   複数の送信電力値のそれぞれに送信電力ステップが予め対応付けられたテーブルを有し、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナの送信電力と、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナの送信電力とを、前記テーブルに基づいて個別に制御し、
   送信電力値が所定の値よりも小さい前記送信電力ステップでは、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナのみを用いるように送信電力の制御を行なう一方、送信電力値が所定の値よりも大きい前記送信電力ステップでは、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナ、および符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナを用いるように送信電力の制御を行なうことを特徴とする無線送信装置。
2. 複数のアンテナを有し、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信装置であって、
   入力された時間領域の複数の信号を時間周波数変換し、周波数領域の複数の信号を出力する時間周波数変換部と、
   少なくとも一つのアンテナから送信される周波数領域の信号に対して、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性が同一となるように符号化を行なうスペクトラム符号化部と、
   符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナの送信電力を、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナの送信電力よりも大きくする制御部と、
   前記符号化された周波数領域の信号を周波数時間変換し、前記制御部により制御された送信電力で、少なくとも一つのアンテナを用いて時間領域の信号を無線送信する送信部と、
   前記スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の個々の信号を、連続したサブキャリアに割り当てるサブキャリア割り当て部と、を備え、
   前記サブキャリア割り当て部は、複数のサブキャリアを複数のグループにグループ化し、前記スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の個々の信号を前記グループ内で連続したサブキャリアに割り当て、
   前記グループ内のサブキャリア数が、前記スペクトラム符号化部により符号化される周波数領域の信号数の整数倍となるように、サブキャリアをグループ化することを特徴とする無線送信装置。
3. 前記制御部は、複数の送信電力値のそれぞれに送信電力ステップが予め対応付けられたテーブルを有し、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナの送信電力と、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナの送信電力とを、前記テーブルに基づいて個別に制御することを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
4. 前記制御部は、送信電力値が所定の値よりも小さい前記送信電力ステップでは、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナのみを用いるように送信電力の制御を行なう一方、送信電力値が所定の値よりも大きい前記送信電力ステップでは、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナ、および符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナを用いるように送信電力の制御を行なうことを特徴とする請求項３記載の無線送信装置。
5. 前記サブキャリア割り当て部は、周波数応答の絶対値の２乗の数値に基づいて、前記スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の信号を割り当てるサブキャリアを選択することを特徴とする請求項２から請求項４のいずれかに記載の無線送信装置。
6. 前記サブキャリア割り当て部は、隣接するサブキャリアの周波数応答の変動に基づいて、前記スペクトラム符号化部により符号化された周波数領域の信号を割り当てるサブキャリアを選択することを特徴とする請求項２から請求項４のいずれかに記載の無線送信装置。
7. 複数のアンテナを用いて、シングルキャリア通信方式で用いられる信号を符号化して無線送信を行なう無線送信方法であって、
   時間周波数変換部において、入力された時間領域の複数の信号を時間周波数変換し、周波数領域の複数の信号を出力し、
   スペクトラム符号化部において、少なくとも一つのアンテナから送信される周波数領域の信号に対して、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性が同一となるように符号化を行ない、
   制御部において、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナの送信電力を、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナの送信電力よりも大きくし、複数の送信電力値のそれぞれに送信電力ステップが予め対応付けられたテーブルを用い、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナの送信電力と、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナの送信電力とを、前記テーブルに基づいて個別に制御し、送信電力値が所定の値よりも小さい前記送信電力ステップでは、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナのみを用いるように送信電力の制御を行なう一方、送信電力値が所定の値よりも大きい前記送信電力ステップでは、符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号を送信するアンテナ、および符号化前と符号化後のＰＡＰＲ特性が同一である前記周波数領域の信号以外の信号を送信するアンテナを用いるように送信電力の制御を行ない、
   送信部において、前記符号化された周波数領域の信号を周波数時間変換し、前記制御部により制御された送信電力で、少なくとも一つのアンテナを用いて時間領域の信号を無線送信することを特徴とする無線送信方法。
   
   

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