JP5228436B2 - Motor control device and control method thereof - Google Patents
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本発明は、永久磁石形同期モータをインバータで駆動するモータ制御装置とその制御方法に係り、特にモータパラメータの変動やその設定誤差による制御劣化を抑制可能なモータ制御装置及びその制御方法に関する。 The present invention relates to a motor control apparatus that drives a permanent magnet synchronous motor with an inverter and a control method thereof, and more particularly, to a motor control apparatus and a control method thereof that can suppress control deterioration due to fluctuations in motor parameters and setting errors thereof.
従来の同期モータを駆動するモータ制御装置は、モータの数式モデルに基づき電流応答を最適化するよう電流制御を構成している（例えば、特許文献１参照）。
図３において、１０１は同期モータ、１０２はインバータ回路部、１０３はコンデンサ、１０４は主バッテリ、１０５はバッテリ電圧検出部、１０６は速度検出部（検出手段）、１０７は位相演算部（検出手段）、１０８はトルク指令処理部、１０９は電流指令決定部、１２０は電流制御演算部（ｄ軸及びｑ軸電流検出手段）、１１１は２相３相変換部（ＰＷＭ制御手段）、１１２は３相２相変換部、１１３は電流検出部（検出手段）である。１２０の電流制御演算部は比例ゲインテーブルを有しており、１０９の電流指令決定部で決定されるｄ軸及びｑ軸電流指令値に応じた比例ゲインをテーブルとして予め設定され、制御ゲインテーブルは、モータの抵抗変動とインダクタンス変動を考慮したものとなっている。また、積分ゲインテーブルも有しており、その調整手段は巻線温度に応じてテーブルより検索し、ＰＩ制御を適用した電流制御ゲイン設定を行う際に設定されるようになっている。
図４は、ゲインを制御ゲインテーブルから設定する過程を説明したものであり、各電流指令値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，…ごとに、Ｋｐ１，Ｋｐ２，Ｋｐ３，…で示されるテーブル値を設けている。
このように、従来の同期モータを駆動するモータ制御装置は、モータの抵抗変動とインダクタンス変動を考慮した制御ゲインテーブルを予め準備し、それらモータパラメータの変動時にも安定な電流応答を実現するために、最適な電流制御比例ゲインもしくは積分ゲインを瞬時に設定するのである。
In FIG. 3, 101 is a synchronous motor, 102 is an inverter circuit unit, 103 is a capacitor, 104 is a main battery, 105 is a battery voltage detection unit, 106 is a speed detection unit (detection unit), and 107 is a phase calculation unit (detection unit). , 108 is a torque command processing unit, 109 is a current command determination unit, 120 is a current control calculation unit (d-axis and q-axis current detection unit), 111 is a two-phase / three-phase conversion unit (PWM control unit), and 112 is a three-phase A two-phase conversion unit 113 is a current detection unit (detection means). The 120 current control calculation unit has a proportional gain table, and the proportional gain corresponding to the d-axis and q-axis current command values determined by the 109 current command determination unit is preset as a table. The motor resistance and inductance fluctuations are taken into consideration. Also, it has an integral gain table, and its adjustment means is searched from the table in accordance with the winding temperature, and is set when performing current control gain setting to which PI control is applied.
FIG. 4 illustrates the process of setting the gain from the control gain table. For each current command value I1, I2, I3,..., A table value indicated by Kp1, Kp2, Kp3,. .
Thus, a conventional motor control device for driving a synchronous motor prepares a control gain table in consideration of motor resistance fluctuations and inductance fluctuations in order to realize a stable current response even when the motor parameters fluctuate. The optimal current control proportional gain or integral gain is set instantaneously.
従来の同期モータを駆動するモータ制御装置は、フィードバック制御のみで行われるため、温度変動のように比較的緩やかな変化に対する補正には良いが、負荷急変によるインダクタンス変動に対する補正に用いることは難しい。また、パラメータ変動が生じた際のｄ軸電流の変圧器起電力の影響がｑ軸電流に影響しないようにする非干渉制御について、記載がない。さらに、ゲインテーブルを使用するので、汎用性がなく用途が限定されるという問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、負荷急変によるインダクタンスLqのパラメータ変動の補償を含め、非干渉制御のもとで実現し、制御性能の劣化を抑制した同期モータを駆動するモータ制御装置を提供することを目的とする。
Since the conventional motor control device for driving the synchronous motor is performed only by feedback control, it is good for correcting relatively gradual changes such as temperature fluctuations, but is difficult to use for correcting inductance fluctuations due to sudden load changes. In addition, there is no description about non-interference control for preventing the influence of the transformer electromotive force of the d-axis current when the parameter variation occurs from affecting the q-axis current. In addition, since a gain table is used, there is a problem that there is no versatility and the use is limited.
The present invention has been made in view of such problems, and includes a synchronous motor that is realized under non-interference control, including compensation for parameter variation of the inductance Lq due to sudden load change, and suppresses deterioration in control performance. An object is to provide a motor control device for driving.
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
本発明は、インバータ部によって駆動されるモータの一次電流を電流ベクトルとして検出する電流検出器と、電流指令ベクトルと前記電流ベクトルとが一致するように電圧指令ベクトルを出力する電流制御器と、前記電流ベクトルと前記電圧指令ベクトルに基づきｑ軸インダクタンスを含まないように設定されたパラメータ行列を含むモデルを用いて前記モータの電流ベクトル及び誘起電圧ベクトルを推定演算する状態推定器とを備えたモータ制御装置であって、前記誘起電圧ベクトル、前記電流指令ベクトルおよび回転子電気角速度に基づき、固定子抵抗およびｑ軸インダクタンスを用いてｄ軸電流とｑ軸電流との非干渉制御を行う第１の補償電圧ベクトルを演算する第１の電圧補償器と、前記電流ベクトルと前記推定演算による電流ベクトルとの電流誤差ベクトルを演算する電流誤差ベクトル演算器と、前記電流誤差ベクトルと前記推定演算による電流ベクトルとのスカラー積を演算し、当該スカラー積と前記電流指令ベクトルとに基づき、前記固定子抵抗および前記ｑ軸インダクタンスの変動によって生じる電圧を補償する第２の補償電圧ベクトルを演算する第２の電圧補償器と、を備え、前記第１の補償電圧ベクトル及び前記第２の補償電圧ベクトルを前記電圧指令ベクトルに加算することによって前記電圧指令ベクトルを補償し、当該補償後の電圧指令ベクトルに基づいて前記モータに電圧を印加する前記インバータ部を介し、前記モータを制御するものである。
In order to solve the above problem, the present invention is configured as follows.
The present invention includes a current detector that detects a primary current of a motor driven by an inverter unit as a current vector, a current controller that outputs a voltage command vector so that the current command vector matches the current vector, and Motor control comprising: a state estimator for estimating and calculating the current vector and the induced voltage vector of the motor using a model including a current vector and a parameter matrix set so as not to include q-axis inductance based on the voltage command vector 1st compensation which performs non-interference control of d-axis current and q-axis current using stator resistance and q-axis inductance based on said induced voltage vector , said current command vector, and rotor electrical angular velocity a first voltage compensator for calculating a voltage vector and the current vector by the estimation operation and the current vector A current error vector calculator for calculating a current error vector between Le, calculates the scalar product of the current vector by the estimation operation and the current error vector, based on said current command vector and the scalar product, the stator A second voltage compensator for calculating a second compensation voltage vector that compensates for a voltage generated by a change in resistance and the q-axis inductance, and the first compensation voltage vector and the second compensation voltage vector The voltage command vector is compensated by adding to the voltage command vector, and the motor is controlled via the inverter unit that applies a voltage to the motor based on the compensated voltage command vector .
また、本発明は、モータ制御装置において、前記状態推定器は、対称行列（Ａ１）、歪み対称行列（Ａ２）、前記電流ベクトル、対称行列（Ｂ）、前記電圧指令ベクトル及び前記誘起電圧ベクトルを用いた式（１）で示されるモータ数式モデルにより、前記電流ベクトルと前記誘起電圧ベクトルを推定するように構成され、前記対称行列（Ａ１）は、ｄ軸インダクタンスLd及び前記固定子抵抗Rsを要素に含み、前記歪み対称行列（Ａ２）は、前記ｄ軸インダクタンスLd、前記ｑ軸インダクタンスLq及び前記回転子電気角速度ωを要素に含むものである。
また、本発明は、モータ制御装置において、前記第１の電圧補償器は、対称行列（Ａ３）及び歪み対称行列（Ａ４）を用いた演算式（２）により、前記第１の補償電圧ベクトルｕＣを演算するように構成され、前記対称行列（Ａ３）は、前記固定子抵抗Rsを要素に含み、前記歪み対称行列（Ａ４）、前記ｑ軸インダクタンスLq及び前記回転子電気角速度ωを要素に含むものである。
また、本発明は、モータ制御装置において、前記第２の電圧補償器は、前記電流誤差ベクトルと前記推定演算による電流ベクトルとのスカラー積を演算するスカラー積演算器と、前記スカラー積の結果がゼロとなるように電圧補正係数を調整する電圧補正係数調整器と、前記電圧補正係数を含む係数行列を前記電流指令ベクトルに乗算する乗算器と、を備えたものである。 Further, the present invention provides the motors control device, the second voltage compensator comprises: a scalar product calculator for calculating a scalar product of the current vector by the estimation operation and the current error vector, the scalar product A voltage correction coefficient adjuster that adjusts the voltage correction coefficient so that the result becomes zero; and a multiplier that multiplies the current command vector by a coefficient matrix including the voltage correction coefficient.
上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
本発明は、インバータ部によって駆動されるモータの一次電流を電流ベクトルとして検出する電流検出器と、電流指令ベクトルと前記電流ベクトルとが一致するように電圧指令ベクトルを出力する電流制御器と、前記電流ベクトルと前記電圧指令ベクトルに基づきｑ軸インダクタンスを含まないように設定されたパラメータ行列を含むモデルを用いて前記モータの電流ベクトル及び誘起電圧ベクトルを推定演算する状態推定器と、を備えたモータ制御装置の制御方法であって、前記誘起電圧ベクトル、前記電流指令ベクトルおよび回転子電気角速度に基づき、固定子抵抗およびｑ軸インダクタンスを用いてｄ軸電流とｑ軸電流との非干渉制御を行う第１の補償電圧ベクトルを演算し、前記電流ベクトルと前記推定演算による電流ベクトルとの電流誤差ベクトルを演算し、前記電流誤差ベクトルと前記推定演算による電流ベクトルとのスカラー積を演算し、当該スカラー積と前記電流指令ベクトルとに基づき、前記固定子抵抗および前記ｑ軸インダクタンスの変動によって生じる電圧を補償する第２の補償電圧ベクトルを演算し、前記第１の補償電圧ベクトル及び第２の補償電圧ベクトルを前記電圧指令ベクトルに加算することによって前記電圧指令ベクトルを補償し、当該補償後の電圧指令ベクトルに基づいて前記モータに電圧を印加するという手順をとったのである。
また、本発明は、モータ制御装置の制御方法において、前記第１の補償電圧ベクトルを演算する処理では、演算式（２）により、対称行列（Ａ３）と歪み対称行列（Ａ４）とを用いて演算し、前記対称行列（Ａ３）は、前記固定子抵抗Rsを要素に含み、前記歪み対称行列（Ａ４）、前記ｑ軸インダクタンスLq及び前記回転子電気角速度ωを要素に含み、前記第２の補償電圧ベクトルを演算する処理では、前記電流誤差ベクトルと前記推定演算による電流ベクトルとのスカラー積の結果がゼロとなるように電圧補正係数し、前記電圧補正係数を含む係数行列を前記電流指令ベクトルに乗算するという手順をとったのである。
In order to solve the above problem, the present invention is as follows.
The present invention includes a current detector that detects a primary current of a motor driven by an inverter unit as a current vector, a current controller that outputs a voltage command vector so that the current command vector matches the current vector, and A state estimator that estimates and calculates the current vector and the induced voltage vector of the motor using a model including a current vector and a parameter matrix set so as not to include q-axis inductance based on the voltage command vector A control method for a control device, wherein non-interference control between a d-axis current and a q-axis current is performed using a stator resistance and a q-axis inductance based on the induced voltage vector , the current command vector, and a rotor electrical angular velocity. A first compensation voltage vector is calculated, and the current vector and the current vector obtained by the estimation calculation are calculated. Calculating a flow error vector, and calculating the scalar product of the current vector by the estimation operation and the current error vector, based on said current command vector and the scalar product, by the stator resistance and the variation of the q-axis inductance Compensating the voltage command vector by calculating a second compensation voltage vector for compensating the generated voltage, and adding the first compensation voltage vector and the second compensation voltage vector to the voltage command vector, and after the compensation The procedure of applying a voltage to the motor based on the voltage command vector is taken.
Further, the present invention is a control method for motors controller, in the process of calculating the first compensation voltage vector, the arithmetic expression (2), symmetric matrix (A3) and strain symmetric matrix and (A4) The symmetric matrix (A3) includes the stator resistance Rs as an element, the distortion symmetric matrix (A4), the q-axis inductance Lq, and the rotor electrical angular velocity ω as elements . in the process of calculating the second compensation voltage vector, and the voltage correction coefficient so that the result is zero scalar product of the current vector by the estimation operation and the current error vector, a coefficient matrix comprising the voltage correction coefficient the current The procedure of multiplying the command vector was taken.
請求項１及び５に記載の発明によると、モータパラメータの変動やその設定誤差による制御劣化を抑制できる安定的なモータ制御を実現できる。
請求項２に記載の発明によると、制御劣化を抑制するために用いるモータの電流ベクトルと誘起電圧ベクトルとを精度よく推定演算できる。
請求項３、４及び６に記載の発明によると、補償電圧ベクトルを精度よく推定演算でき、負荷急変によるインダクタンスLqを含んだパラメータ変動の補償を非干渉制御のもとで実現できる。
According to the first and fifth aspects of the invention, it is possible to realize stable motor control capable of suppressing control deterioration due to fluctuations in motor parameters and setting errors thereof.
According to the second aspect of the present invention, it is possible to accurately estimate and calculate the motor current vector and the induced voltage vector used for suppressing the control deterioration.
According to the third, fourth, and sixth aspects of the present invention, the compensation voltage vector can be estimated and calculated with high accuracy, and compensation for parameter variation including the inductance Lq due to sudden load change can be realized under non-interference control.
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は本発明のモータ制御装置の制御ブロック図である。図において、７は制御対象である永久磁石形モータ、８は電流検出器で、モータ７に流れる電流を検出し、相電流（U,V,W）の検出電流ベクトルｉＳ０を得る。第１のベクトル変換器９は、相電流（U,V,W）の検出電流ベクトルｉＳ０を固定座標系（α−β）の検出電流ベクトルｉＳ１に変換し、第２のベクトル変換器１０は、モータ７の位置θを用いて固定座標系（α−β）の検出電流ベクトルｉＳ１を回転座標系（ｄ−ｑ）の検出電流ベクトルｉＳ２に変換する。１４は位置検出器で、モータ７の位置θを検出し、１５は速度演算器で、位置θを用いて回転子電気角速度（以下、モータ速度と称す）ωを演算する。 FIG. 1 is a control block diagram of the motor control device of the present invention. In the figure, 7 is a permanent magnet motor to be controlled, and 8 is a current detector, which detects the current flowing through the motor 7 and obtains a detected current vector i S0 of the phase current (U, V, W). The first vector converter 9 converts the detected current vector i S0 of the phase current (U, V, W) into the detected current vector i S1 of the fixed coordinate system (α-β), and the second vector converter 10 converts the detected current vector i S1 of the fixed coordinate system using the position θ of the motor 7 (α-β) to the detected current vector i S2 of the rotating coordinate system (d-q). Reference numeral 14 denotes a position detector, which detects the position θ of the motor 7. Reference numeral 15 denotes a speed calculator, which calculates a rotor electrical angular velocity (hereinafter referred to as motor speed) ω using the position θ.
１は電流制御器で、電流指令ベクトルｉＳ ｒｅｆと検出電流ベクトルｉＳ２が一致するように制御して電圧指令ベクトルｕＳ０ ｒｅｆを得る。２は加算器で電流制御器１が出力する電圧指令ベクトルｕＳ０ ｒｅｆと後述する加算器１２の出力ベクトル（ｕＣ+ｕｄ）を加算し、補償後の電圧指令ベクトルｕＳ ｒｅｆを出力する。
３は第１の電圧補償器で、後述の状態推定器１１で演算される誘起電圧ベクトルｅ＾とモータ速度ω、電流指令ベクトルｉＳ ｒｅｆとを入力とし、第１の補償電圧ベクトルｕＣを演算する。４は第２の電圧補償器で、後述の電流誤差ベクトル演算器１３が出力する電流誤差ベクトルΔｉ、誘起電圧ベクトルｅ＾と電流指令ベクトルｉＳ ｒｅｆとを入力とし、第２の補償電圧ベクトルｕｄを演算する。１２は加算器で、第１の補償電圧ベクトルｕＣと第２の補償電圧ベクトルｕｄを加算する。
Reference numeral 1 denotes a current controller which obtains a voltage command vector u S0 ref by controlling the current command vector i S ref and the detected current vector i S2 to coincide with each other. An adder 2 adds a voltage command vector u S0 ref output from the current controller 1 and an output vector (u C + u d ) of an adder 12 described later, and outputs a compensated voltage command vector u S ref . .
3 is a first voltage compensator, the induced voltage vector e ^ and the motor speed ω calculated by the state estimator 11 described later, and inputs the current command vector i S ref, the first compensation voltage vector u C Calculate. Reference numeral 4 denotes a second voltage compensator, which receives a current error vector Δi, an induced voltage vector e ^ and a current command vector i S ref output from a current error vector calculator 13 described later, and inputs a second compensation voltage vector u. d is calculated. 12 is an adder, which adds the first compensation voltage vector u C and the second compensation voltage vector u d.
座標変換器５は、位置θを用いて補償後の電圧指令ベクトルｕＳ ｒｅｆを相電圧（U,V,W）の電圧指令ベクトルｕＳ１ ｒｅｆに変換し、６はインバータ部で、相電圧（U,V,W）の電圧指令ベクトルｕＳ１ ｒｅｆに基づきモータ７に電圧を印加して、モータ７を駆動する。
状態推定器１１はモータの数式モデルを内蔵し、補償後の電圧指令ベクトルｕＳ ｒｅｆ、検出電流ベクトルｉＳ２、及びモータ速度ωを入力とし、電流ベクトルｉＳ２＾、誘起電圧ベクトルｅ＾を推定する。１３は電流誤差ベクトル演算器で、検出電流ベクトルｉＳ２と電流ベクトルｉＳ２＾との電流誤差ベクトルΔｉを演算する。
なお、状態推定器１１、第１の電圧補償器３及び第２の電圧補償器４の動作については詳細に後述する。
本発明が従来技術と異なる部分は、状態推定器１１、第１の電圧補償器３、第２の電圧補償器４、電流誤差ベクトル演算器１３を備えた部分である。
Coordinate converter 5 converts the voltage command vector u S ref after compensation using the position θ phase voltages (U, V, W) to the voltage command vector u S1 ref of 6 in the inverter unit, the phase voltage ( A voltage is applied to the motor 7 based on the voltage command vector u S1 ref of U, V, W) to drive the motor 7.
The state estimator 11 has a built-in mathematical model of the motor, receives the compensated voltage command vector u S ref , the detected current vector i S2 , and the motor speed ω, and estimates the current vector i S2 ^ and the induced voltage vector e ^. To do. A current error vector calculator 13 calculates a current error vector Δi between the detected current vector i S2 and the current vector i S2 ^.
The operations of the state estimator 11, the first voltage compensator 3, and the second voltage compensator 4 will be described later in detail.
The present invention is different from the prior art in that it includes a state estimator 11, a first voltage compensator 3, a second voltage compensator 4, and a current error vector calculator 13.
まず、本発明の動作原理について説明し、その後、図１、図２を用いて具体的動作について説明していく。
（３）式はモータ７の電圧・電流方程式で、モータの回転子の磁極方向をｄ軸、それに直交する方向をｑ軸とした、ｄ−ｑ回転座標系で示したものであり、（４）式は（３）式を変形したものである。
First, the operation principle of the present invention will be described, and then the specific operation will be described with reference to FIGS.
Equation (3) is a voltage / current equation of the motor 7 and is shown in a dq rotation coordinate system in which the magnetic pole direction of the rotor of the motor is d-axis and the direction orthogonal thereto is q-axis. ) Is a modification of equation (3).
Rs：固定子抵抗、Ld：ｄ軸インダクタンス、Lq：ｑ軸インダクタンス、
ω：モータ速度、φ：誘起電圧定数
Rs: Stator resistance, Ld: d-axis inductance, Lq: q-axis inductance,
ω: motor speed, φ: induced voltage constant
（４）式は、電流制御における制御ゲインに関し、ｄ軸電流ｉｄにおいては、（４）式右辺第１項にあらわれるモータ時定数（Ld/Rs）、ｑ軸電流ｉｑにおいては、モータ時定数（Lq/Rs）を考慮して設定すると良いことを示唆している。
なお、右辺第３項はｄ軸変圧器起電力がｑ軸に干渉し、ｑ軸変圧器起電力がｄ軸に干渉する外乱要素であるので、これら外乱要素をフィードバック制御である電流制御でなく、前向き補償で制御することを考えるのである。
ここで、上記（４）式を（５）式に表現を改め、さらに（６）式へと変形を進める。
Equation (4) relates to a control gain in current control. For d-axis current id, motor time constant (Ld / Rs) that appears in the first term on the right side of equation (4), and for q-axis current iq, motor time constant ( Lq / Rs) is suggested to set.
Since the third term on the right side is a disturbance element in which the d-axis transformer electromotive force interferes with the q-axis and the q-axis transformer electromotive force interferes with the d-axis, these disturbance elements are not current control that is feedback control. Then, consider controlling with forward compensation.
Here, the expression (4) is changed to the expression (5), and the modification is further advanced to the expression (6).
（６）式の右辺第１項、第２項で表れるモータパラメータは、ｄ軸インダクタンスLd及び抵抗値Rsである。ｄ軸インダクタンスLdにおける変動は磁石の磁気飽和、抵抗値Rsにおける変動は温度変化によるもので、その変動は緩やかである。よって、電流制御ゲインはモータ時定数（Ld/Rs）のみを考慮し、他のパラメータ設定値は運転中に変更の必要はないとする。
一方、（６）式の右辺第３項、第４項にはモータパラメータには、ｑ軸インダクタンスLqが表れる。ｑ軸インダクタンスLqは負荷急変によるパラメータ変動に対する補正が要求される。よって、（６）式の右辺第３項、第４項に相当する量は、電圧指令ベクトルへの補正量として前向き補償して非干渉化を実現し、電流制御の安定化をはかるようにする。
The motor parameters represented by the first and second terms on the right side of equation (6) are the d-axis inductance Ld and the resistance value Rs. The fluctuation in the d-axis inductance Ld is due to magnetic saturation of the magnet, and the fluctuation in the resistance value Rs is due to a temperature change, and the fluctuation is gentle. Therefore, the current control gain takes into consideration only the motor time constant (Ld / Rs), and it is assumed that other parameter setting values do not need to be changed during operation.
On the other hand, the q-axis inductance Lq appears in the motor parameters in the third and fourth terms on the right side of equation (6). The q-axis inductance Lq is required to be corrected for parameter variations due to sudden load changes. Therefore, the amounts corresponding to the third and fourth terms on the right side of equation (6) are compensated forward as correction amounts to the voltage command vector to realize non-interference and stabilize current control. .
次に、図１に示した制御ブロック図の動作を説明する。
状態推定器１１は、モータの数式モデルを内蔵しているが、この数式モデルは、（５）式を変形した（７）式を基に構成されている。この（７）式に、補償後の電圧指令ベクトルｕＳ ｒｅｆ、検出電流ベクトルｉＳ２、モータ速度ωを入力し、電流ベクトルｉＳ２＾、誘起電圧ベクトルｅ＾を出力する。
Next, the operation of the control block diagram shown in FIG. 1 will be described.
The state estimator 11 has a built-in mathematical model of the motor, and this mathematical model is configured based on Expression (7) obtained by modifying Expression (5). The compensated voltage command vector u S ref , detected current vector i S2 , and motor speed ω are input to the equation (7), and a current vector i S2 ^ and an induced voltage vector e ^ are output.
なお、フィードバックゲイン行列Ｌの各成分は、状態推定器１１１の極配置において、その固有角周波数はモータ時定数Ld/Rsの５〜１０倍程度に設計されている。 Each component of the feedback gain matrix L is designed so that its natural angular frequency is about 5 to 10 times the motor time constant Ld / Rs in the pole arrangement of the state estimator 111.
第１の電圧補償器３は、誘起電圧ベクトルｅ＾とモータ速度ω、電流指令ベクトルｉＳ ｒｅｆとを入力とし、（８）式を用い、第１の補償電圧ベクトルｕＣを演算する。
この第１の補償電圧ベクトルｕＣは、（６）式の右辺第３項、第４項に相当する量で、電圧指令ベクトルへの補正量として前向き補償して非干渉化することに対応するものである。
The first voltage compensator 3 receives the induced voltage vector e ^, the motor speed ω, and the current command vector i S ref as input, and calculates the first compensation voltage vector u C using equation (8).
The first compensation voltage vector u C is an amount corresponding to the third term and the fourth term on the right side of the equation (6), and corresponds to making a forward compensation as a correction amount to the voltage command vector and decoupling. Is.
第２の電圧補償器４は、電流誤差ベクトルΔｉ、誘起電圧ベクトルｅ＾と電流指令ベクトルｉＳ ｒｅｆとを入力とし、下記動作で第２の補償電圧ベクトルｕｄを演算する。
この第２の補償電圧ベクトルｕｄは、第１の補償電圧ベクトルｕＣの演算時に使用する、つまり上記（８）式に表れるパラメータ行列Ａ3とＡ4に含まれるパラメータ（Rs、Lq）の変動で生じる電圧を補償するものである。
まず、第２の補償電圧ベクトルｕｄを用いた補償アルゴリズムについて説明する。
モータ７の電圧・電流方程式である（６）式を簡単のため、（９）式と置く。
Second voltage compensator 4, and inputs the current error vector .DELTA.i, the induced voltage vector e ^ and the current command vector i S ref, calculates a second compensation voltage vector u d by the following operation.
In this second compensation voltage vector u d is used for calculation of the first compensation voltage vector u C, i.e. variation of the parameters (Rs, Lq) included in the parameter matrix A3 and A4 that appear in equation (8) It compensates the voltage that occurs.
First, a description will be given compensation algorithm using the second compensation voltage vector u d.
For the sake of simplicity, Equation (6), which is the voltage / current equation of the motor 7, is replaced with Equation (9).
さらに、状態推定器１１の構成を示した（７）式を（１０）式のように置く。 Further, Equation (7) showing the configuration of the state estimator 11 is placed as Equation (10).
（９）、（１０）式より、電流誤差ベクトル演算器１３で演算される電流誤差ベクトルΔｉ＝ｉＳ２−ｉＳ２＾は、（１１）式で示される。 From the equations (9) and (10), the current error vector Δi = i S2 −i S2 ^ calculated by the current error vector calculator 13 is expressed by the equation (11).
ここで、ｄ軸インダクタンスLdは変化しないとし、*は設定定数を、無いものは実際の定数を示している。 Here, it is assumed that the d-axis inductance Ld does not change, * indicates a set constant, and none indicates an actual constant.
また、電流誤差ベクトルΔｉと電流ベクトルｉＳ２＾のスカラー積は、（１２）式で示される。 Further, the scalar product of the current error vector Δi and the current vector i S2 ^ is expressed by equation (12).
（１２）式において、誘起電圧ベクトルｅと電流ベクトルｉＳ２＾は、ほぼ直交するので両者のスカラー積はゼロとなり、（１２）式は（１３）式に変形できる。 In the equation (12), since the induced voltage vector e and the current vector i S2 ^ are almost orthogonal, the scalar product of both is zero, and the equation (12) can be transformed into the equation (13).
ここで、パラメータ行列の誤差（Ａ−Ａ*）は、 Here, the error (A−A *) of the parameter matrix is
と表せるので、電流誤差ベクトルΔｉと電流ベクトルｉＳ２＾のスカラー積は、低速時にはΔＡ1、高速時にはΔＡ2の影響が大きいことがわかる。 Thus, it can be seen that the scalar product of the current error vector Δi and the current vector i S2 ^ is greatly influenced by ΔA1 at low speed and ΔA2 at high speed.
次に、第２の電圧補償器４の動作について、図２を用いて説明する。図２は第２の電圧補償器４の制御ブロック図である。図において、入力された電流ベクトルｉＳ２＾と電流誤差ベクトルΔｉは、それぞれベクトル分解器２５,２６により分解された後、スカラー積演算器２１により、両者のスカラー積を演算する。電圧補償係数調整器２２は積分要素を含む補償器であり、スカラー積演算器２１で演算したスカラー積がゼロになるように制御して補正係数Ｋδを出力する。
電圧補正係数行列演算器２３は、電圧補償係数調整器２２が演算した補正係数Ｋδと入力されたモータ速度ωを用い、電圧補正係数行列Ｋを
Next, the operation of the second voltage compensator 4 will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a control block diagram of the second voltage compensator 4. In the figure, input current vector i S2 ^ and current error vector Δi are decomposed by vector decomposers 25 and 26, respectively, and then scalar product calculator 21 calculates the scalar product of both. The voltage compensation coefficient adjuster 22 is a compensator including an integral element, and outputs a correction coefficient Kδ by controlling the scalar product calculated by the scalar product calculator 21 to be zero.
The voltage correction coefficient matrix calculator 23 calculates the voltage correction coefficient matrix K using the correction coefficient K δ calculated by the voltage compensation coefficient adjuster 22 and the input motor speed ω.
として出力する。ベクトル乗算器２４は、入力された電流指令ベクトルｉＳ ｒｅｆと電圧補正係数２３の出力である電圧補正係数行列Ｋを乗算し、第２の補償電圧ベクトルｕｄを演算して出力する。
なお、電圧補正係数行列Ｋの成分である係数Ｋδ１、Ｋδ２は、モータ速度ωに応じて決定される重み関数ｈ１を用いた（１６）式で表される。
Output as. Vector multiplier 24 multiplies the voltage correction coefficient matrix K, which is the output of the current command vector i S ref and the voltage correction coefficient 23 that has been input calculates and outputs a second compensation voltage vector u d.
Note that the coefficients K δ1 and K δ2 that are components of the voltage correction coefficient matrix K are expressed by Equation (16) using a weight function h 1 determined according to the motor speed ω.
ここで、重み関数ｈ１は、モータ速度ωがゼロの状態で１に設定され、速度上昇とともにゼロへと向かって減少するが、モータ速度ωが定格速度の半分程度でゼロとなるように設定されると良い。なお、この重み関数ｈ１は、（１３）式で示したパラメータ行列の誤差（Ａ−Ａ*）の成分のうち、ΔＡ1は低速時での影響が大きく、ΔＡ2は高速時での影響が大きいということに対応している。 Here, the weight function h 1 is set to 1 when the motor speed ω is zero, and decreases toward zero as the speed increases, but is set so that the motor speed ω becomes zero at about half of the rated speed. Good to be done. The weight function h 1 has a large effect at low speed and ΔA 2 has a large influence at high speed among the error (A−A *) components of the parameter matrix expressed by the equation (13). It corresponds to that.
このように、直接的な制御ゲインの変更を不要とし、負荷急変によるパラメータ変動に対して第１の補償電圧ベクトルｕＣと第２の補償電圧ベクトルｕｄを演算して電圧指令ベクトルに前向き補償しているので、電流制御における非干渉化と電流制御の安定化が実現でき、制御性能の劣化を抑制することができる。 Thus, the required changes to the direct control gain, the first compensation voltage vector u C and forward compensation to the voltage command vector by calculating the second compensation voltage vector u d for the parameter variations due to sudden change in load Therefore, non-interference in current control and stabilization of current control can be realized, and deterioration of control performance can be suppressed.
１ 電流制御器
２、１２ 加算器
３ 第１の電圧補償器
４ 第２の電圧補償器
５、９、１０ 座標変換器
６ インバータ部
７、１０１ 永久磁石形同期モータ
８ 電流検出器
１１ 状態推定器
１３ 電流誤差ベクトル演算器
１４ 位置検出器
１５ 速度演算器
２１ スカラー積演算器
２２ 電圧補償係数調整器
２３ 電圧補正係数行列演算器
２４ ベクトル乗算器
２５、２６ ベクトル分解器
１０２ インバータ回路部
１０３ コンデンサ
１０４ 主バッテリ
１０５ バッテリ電圧検出部
１０６ 速度検出部（検出手段）
１０７ 位相演算部（検出手段）
１０８ トルク指令処理部
１０９ 電流指令決定部
１１１ ２相３相変換部（ＰＷＭ制御手段）
１１２ ３相２相変換部
１１３ 電流検出部（検出手段）
１２０ 電流制御演算部（ｄ軸及びｑ軸電流検出手段）
１２１ 制御ゲインテーブル
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Current controller 2, 12 Adder 3 1st voltage compensator 4 2nd voltage compensator 5, 9, 10 Coordinate converter 6 Inverter part 7, 101 Permanent magnet type synchronous motor 8 Current detector 11 State estimator 13 current error vector calculator 14 position detector 15 speed calculator 21 scalar product calculator 22 voltage compensation coefficient adjuster 23 voltage correction coefficient matrix calculator 24 vector multipliers 25 and 26 vector decomposer 102 inverter circuit unit 103 capacitor
104 Main battery 105 Battery voltage detector
106 Speed detector (detection means)
107 Phase calculation unit (detection means)
108 Torque command processing unit
109 Current command determination unit 111 Two-phase three-phase conversion unit (PWM control means)
112 Three-phase / two-phase conversion unit 113 Current detection unit (detection means)
120 Current control calculation unit (d-axis and q-axis current detection means)
121 Control gain table
Claims (6)
前記誘起電圧ベクトル、前記電流指令ベクトルおよび回転子電気角速度に基づき、固定子抵抗およびｑ軸インダクタンスを用いてｄ軸電流とｑ軸電流との非干渉制御を行う第１の補償電圧ベクトルを演算する第１の電圧補償器と、
前記電流ベクトルと前記推定演算による電流ベクトルとの電流誤差ベクトルを演算する電流誤差ベクトル演算器と、
前記電流誤差ベクトルと前記推定演算による電流ベクトルとのスカラー積を演算し、当該スカラー積と前記電流指令ベクトルとに基づき、前記固定子抵抗および前記ｑ軸インダクタンスの変動によって生じる電圧を補償する第２の補償電圧ベクトルを演算する第２の電圧補償器と、を備え、
前記第１の補償電圧ベクトル及び前記第２の補償電圧ベクトルを前記電圧指令ベクトルに加算することによって前記電圧指令ベクトルを補償し、当該補償後の電圧指令ベクトルに基づいて前記モータに電圧を印加する前記インバータ部を介し、前記モータを制御することを特徴とするモータ制御装置。 A current detector that detects a primary current of a motor driven by the inverter unit as a current vector; a current controller that outputs a voltage command vector so that the current command vector matches the current vector; the current vector and the current vector; A motor control apparatus comprising: a state estimator that estimates and calculates a current vector and an induced voltage vector of the motor using a model including a parameter matrix set so as not to include q-axis inductance based on a voltage command vector. ,
Based on the induced voltage vector , the current command vector, and the rotor electrical angular velocity , a first compensation voltage vector that performs non-interference control between the d-axis current and the q-axis current is calculated using the stator resistance and the q-axis inductance. A first voltage compensator;
A current error vector calculator for calculating a current error vector between the current vector and the current vector by the estimation calculation;
A second product that calculates a scalar product of the current error vector and the current vector obtained by the estimation calculation, and compensates for a voltage generated by fluctuations in the stator resistance and the q-axis inductance based on the scalar product and the current command vector. A second voltage compensator for calculating the compensation voltage vector of
The voltage command vector is compensated by adding the first compensation voltage vector and the second compensation voltage vector to the voltage command vector , and a voltage is applied to the motor based on the compensated voltage command vector. A motor control device that controls the motor via the inverter unit.
前記歪み対称行列（Ａ２）は、前記ｄ軸インダクタンスLd、前記ｑ軸インダクタンスLq及び前記回転子電気角速度ωを要素に含むことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。 The state estimator includes a symmetric matrix (A1), a distortion symmetric matrix (A2), the current vector, a symmetric matrix (B), the voltage command vector, and the motor equation represented by the equation (1) using the induced voltage vector. A model configured to estimate the current vector and the induced voltage vector;
The strained symmetric matrix (A2), the d-axis inductance Ld, the motor control device according to claim 1, characterized in that it comprises the q-axis inductance Lq and the rotor electrical angular velocity ω elements.
前記歪み対称行列（Ａ４）、前記ｑ軸インダクタンスLq及び前記回転子電気角速度ωを要素に含むことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。 The first voltage compensator is configured to calculate the first compensation voltage vector u C by an arithmetic expression (2) using a symmetric matrix (A3) and a distortion symmetric matrix (A4).
The strained symmetric matrix (A4), the motor control device according to claim 1 or 2, characterized in that it comprises the q-axis inductance Lq and the rotor electrical angular velocity ω elements.
前記スカラー積の結果がゼロとなるように電圧補正係数を調整する電圧補正係数調整器と、
前記電圧補正係数を含む係数行列を前記電流指令ベクトルに乗算する乗算器と、
を備えたことを特徴とする請求項1乃至３のいずれかに記載のモータ制御装置。 It said second voltage compensator comprises: a scalar product calculator for calculating a scalar product of the current vector by the estimation operation and the current error vector,
A voltage correction coefficient adjuster that adjusts the voltage correction coefficient so that the result of the scalar product becomes zero;
A multiplier for multiplying the current command vector by a coefficient matrix including the voltage correction coefficient;
The motor control device according to claim 1, further comprising:
前記誘起電圧ベクトル、前記電流指令ベクトルおよび回転子電気角速度に基づき、固定子抵抗およびｑ軸インダクタンスを用いてｄ軸電流とｑ軸電流との非干渉制御を行う第１の補償電圧ベクトルを演算し、
前記電流ベクトルと前記推定演算による電流ベクトルとの電流誤差ベクトルを演算し、
前記電流誤差ベクトルと前記推定演算による電流ベクトルとのスカラー積を演算し、当該スカラー積と前記電流指令ベクトルとに基づき、前記固定子抵抗および前記ｑ軸インダクタンスの変動によって生じる電圧を補償する第２の補償電圧ベクトルを演算し、
前記第１の補償電圧ベクトル及び第２の補償電圧ベクトルを前記電圧指令ベクトルに加算することによって前記電圧指令ベクトルを補償し、当該補償後の電圧指令ベクトルに基づいて前記モータに電圧を印加するという手順で電圧補償することを特徴とするモータ制御装置の制御方法。 A current detector that detects a primary current of a motor driven by the inverter unit as a current vector; a current controller that outputs a voltage command vector so that the current command vector matches the current vector; the current vector and the current vector; A control method for a motor control apparatus, comprising: a state estimator that estimates and calculates a current vector and an induced voltage vector of the motor using a model including a parameter matrix set so as not to include q-axis inductance based on a voltage command vector Because
Based on the induced voltage vector , the current command vector, and the rotor electrical angular velocity , a first compensation voltage vector that performs non-interference control between the d-axis current and the q-axis current using the stator resistance and the q-axis inductance is calculated. ,
Calculating a current error vector between the current vector and the current vector by the estimation calculation;
A second product that calculates a scalar product of the current error vector and the current vector obtained by the estimation calculation, and compensates for a voltage generated by fluctuations in the stator resistance and the q-axis inductance based on the scalar product and the current command vector. Calculate the compensation voltage vector of
The voltage command vector is compensated by adding the first compensation voltage vector and the second compensation voltage vector to the voltage command vector, and a voltage is applied to the motor based on the compensated voltage command vector. A method for controlling a motor control device, wherein voltage compensation is performed according to a procedure.
前記歪み対称行列（Ａ４）、前記ｑ軸インダクタンスLq及び前記回転子電気角速度ωを要素に含み、
前記第２の補償電圧ベクトルを演算する処理では、前記電流誤差ベクトルと前記推定演算による電流ベクトルとのスカラー積の結果がゼロとなるように電圧補正係数し、前記電圧補正係数を含む係数行列を前記電流指令ベクトルに乗算するという手順で処理することを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置の制御方法。 In the process of calculating the first compensation voltage vector, the calculation is performed using the symmetric matrix (A3) and the distortion symmetric matrix (A4) according to the calculation formula (3) .
The strain symmetric matrix (A4), the q-axis inductance Lq, and the rotor electrical angular velocity ω are included as elements,
In the process of calculating the second compensation voltage vector, a voltage correction coefficient is calculated so that a scalar product result of the current error vector and the current vector by the estimation calculation becomes zero, and a coefficient matrix including the voltage correction coefficient is obtained. 6. The method of controlling a motor control device according to claim 5, wherein the current command vector is processed by a procedure of multiplying the current command vector.
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