JP5226501B2 - DC / DC converter device - Google Patents
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Description
この発明は、昇圧用スイッチング素子と降圧用スイッチング素子を備えるDC/DCコンバータ装置に関する。より詳細には、スイッチング周期毎にデッドタイムを挟んで降圧用スイッチング素子及び昇圧用スイッチング素子に対して交互に駆動信号を出力するDC/DCコンバータ装置に関する。 The present invention relates to a DC / DC converter device including a step-up switching element and a step-down switching element. More specifically, the present invention relates to a DC / DC converter device that alternately outputs a drive signal to a step-down switching element and a step-up switching element with a dead time between switching periods.
スイッチング周期毎に降圧用スイッチング素子及び昇圧用スイッチング素子に対して交互に駆動信号を出力するいわゆる同期スイッチング制御が知られている(例えば、特許文献1)。特許文献1の同期スイッチング制御では、降圧用スイッチング素子と昇圧用スイッチング素子が同時に通流して短絡することを防止するために、駆動信号間にデッドタイムを挟む(例えば、特許文献1の第9図(a)参照)。
So-called synchronous switching control is known in which drive signals are alternately output to a step-down switching element and a step-up switching element for each switching period (for example, Patent Document 1). In the synchronous switching control of
特許文献1では、デッドタイムの生成方法についての記載は存在するが(例えば、特許文献1の第9図(a)、(b)及び11頁第5行〜最終行)、デッドタイムの影響を考慮したDC/DCコンバータ装置の制御性については何ら検討されていない。
In
この発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、同期スイッチング制御においてDC/DCコンバータ装置の制御性を向上させることができるDC/DCコンバータ装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in consideration of such problems, and an object thereof is to provide a DC / DC converter device capable of improving the controllability of the DC / DC converter device in synchronous switching control.
この発明に係るDC/DCコンバータ装置は、降圧用スイッチング素子と、昇圧用スイッチング素子と、リアクトルと、スイッチング周期毎にデッドタイムを挟んで前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子に対して交互に駆動信号を出力する制御部とを備えるチョッパ型のDC/DCコンバータ装置であって、前記制御部は、前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子の少なくとも一方の駆動デューティを演算する演算部と、前記駆動デューティに基づいて決定される前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子の駆動期間からそれぞれ前記デッドタイムを差し引いた期間で前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子に駆動信号を出力する出力部とを有し、前記演算部は、前記DC/DCコンバータ装置が、各スイッチング周期全体において、降圧状態のみである場合、昇圧状態のみである場合、又は前記降圧状態及び前記昇圧状態の両方が現れる場合のいずれであるかを判別し、前記降圧状態のみである場合と判断したとき、前記駆動デューティに基づいて決定される前記降圧用スイッチング素子の駆動期間が、実際に前記降圧用スイッチング素子を駆動させたい期間に前記デッドタイム分の期間を付加した期間となるように前記駆動デューティを設定し、前記昇圧状態のみである場合と判断したとき、前記駆動デューティに基づいて決定される前記昇圧用スイッチング素子の駆動期間が、実際に前記昇圧用スイッチング素子を駆動させたい期間に前記デッドタイム分の期間を付加した期間となるように前記駆動デューティを設定し、前記DC/DCコンバータ装置が、各スイッチング周期全体において、前記降圧状態のみである場合、前記昇圧状態のみである場合、又は前記降圧状態及び前記昇圧状態の両方が現れる場合のいずれであっても、前記出力部は、前記駆動デューティに基づいて決定される前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子の駆動期間からそれぞれ等しい長さの前記デッドタイムを差し引いた期間で前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子に駆動信号を出力することを特徴とする。 The DC / DC converter device according to the present invention alternately includes a step-down switching element, a step-up switching element, a reactor, and the step-down switching element and the step-up switching element with a dead time between switching periods. And a control unit that outputs a drive signal to the chopper type DC / DC converter device, wherein the control unit calculates a drive duty of at least one of the step-down switching element and the step-up switching element. And a drive signal to the step-down switching element and the step-up switching element in a period obtained by subtracting the dead time from the drive period of the step-down switching element and the step-up switching element determined based on the drive duty, respectively. An output unit for outputting, The arithmetic unit is in any one of the case where the DC / DC converter device is in only the step-down state, only the step-up state, or both the step-down state and the step-up state appear in each switching cycle. When the step-down switching element is determined to be only in the step-down state, the dead-end switching element drive period determined based on the drive duty is actually set to the dead period during the period in which the step-down switching element is actually driven. When the drive duty is set so as to be a period to which a period for time is added and it is determined that only the step-up state is present, the drive period of the step-up switching element determined based on the drive duty is: It is a period in which the period corresponding to the dead time is added to the period in which the boosting switching element is actually driven. The set driving duty, the DC / DC converter apparatus, the entire each switching cycle, when the only step-down state, if the only step-up state, or both the step-down state and the boosting state appears In any case, the output unit is a period obtained by subtracting the dead time of the same length from the driving period of the step-down switching element and the step-up switching element determined based on the driving duty. A drive signal is output to the step-down switching element and the step-up switching element .
この発明によれば、スイッチング周期毎にデッドタイムを挟んで降圧用スイッチング素子及び昇圧用スイッチング素子に対して交互に駆動信号を出力するいわゆる同期スイッチング制御において、実際に動作(通流)する降圧用スイッチング素子又は昇圧用スイッチング素子がデッドタイムの影響を受けず、DC/DCコンバータ装置を通過する電流の極性に変化があった際の制御性を向上させることができる。 According to the present invention, in the so-called synchronous switching control in which the drive signal is alternately output to the step-down switching element and the step-up switching element with a dead time in every switching cycle, the step-down operation that actually operates (flows). The switching element or the boosting switching element is not affected by the dead time, and the controllability when the polarity of the current passing through the DC / DC converter device is changed can be improved.
前記DC/DCコンバータ装置は、さらに、前記リアクトルが配置された1次側の電流を測定する電流センサを備え、前記演算部は、前記降圧用スイッチング素子の駆動デューティを演算し、前記出力部は、前記駆動デューティに対応する期間から前記デッドタイムを差し引いた期間で前記降圧用スイッチング素子に前記駆動信号を出力すると共に、前記スイッチング周期から前記駆動デューティに対応する期間及び前記デッドタイムを差し引いた期間で前記昇圧用スイッチング素子に前記駆動信号を出力し、さらに、前記演算部は、前記1次側の電流が、1スイッチング周期で、前記1次側と反対側である2次側から前記1次側に流れる負のみであるとき、前記デッドタイムに対応する補正量を予め加算して前記駆動デューティを演算し、前記1次側の電流が、1スイッチング周期で、前記1次側から前記2次側に流れる正のみであるとき、前記補正量を予め減算して前記駆動デューティを演算し、前記1次側の電流が、1スイッチング周期で、ゼロアンペアを跨ぐとき、前記補正量を減少させて前記駆動デューティを演算してもよい。 The DC / DC converter device further includes a current sensor that measures a current on a primary side where the reactor is disposed, the calculation unit calculates a drive duty of the step-down switching element, and the output unit The drive signal is output to the step-down switching element in a period obtained by subtracting the dead time from the period corresponding to the drive duty, and the period corresponding to the drive duty and the dead time are subtracted from the switching period. The driving signal is output to the step-up switching element, and the calculation unit further outputs the primary side current from the secondary side opposite to the primary side in one switching cycle. When only negative flowing to the side, a correction amount corresponding to the dead time is added in advance to calculate the drive duty, When the primary side current is only positive flowing from the primary side to the secondary side in one switching cycle, the correction amount is subtracted in advance to calculate the drive duty, and the primary side current is calculated. When the current crosses zero amperes in one switching cycle, the driving duty may be calculated by reducing the correction amount.
或いは、前記演算部は、前記昇圧用スイッチング素子の駆動デューティを演算し、前記出力部は、前記駆動デューティに対する期間から前記デッドタイムを差し引いた期間で前記昇圧用スイッチング素子に前記駆動信号を出力すると共に、前記スイッチング周期から前記駆動デューティに対応する期間及び前記デッドタイムを差し引いた期間で前記降圧用スイッチング素子に前記駆動信号を出力し、さらに、前記演算部は、1スイッチング周期で前記1次側の電流の極性が正のみであるとき、前記デッドタイムに対応する補正量を予め加算して前記駆動デューティを演算し、1スイッチング周期で前記1次側の電流の極性が負のみであるとき、前記補正量を予め減算して前記駆動デューティを演算し、前記1次側の電流が、1スイッチング周期で、ゼロアンペアを跨ぐとき、前記補正量を減少させて前記駆動デューティを演算してもよい。 Alternatively, the calculation unit calculates a driving duty of the boosting switching element, and the output unit outputs the driving signal to the boosting switching element in a period obtained by subtracting the dead time from a period with respect to the driving duty. And outputting the drive signal to the step-down switching element in a period obtained by subtracting the period corresponding to the drive duty and the dead time from the switching period, and the arithmetic unit further includes the primary side in one switching period. When the current polarity is only positive, the driving duty is calculated by adding a correction amount corresponding to the dead time in advance, and when the polarity of the primary current is only negative in one switching cycle, The drive duty is calculated by subtracting the correction amount in advance, and the primary side current is one switching cycle. In, when crossing the zero amps, it may be calculated the driving duty reduces the correction amount.
前記演算部は、前記1次側の電流が、ゼロアンペアを跨いでいるかどうかを判定するための正の電流閾値及び負の電流閾値を予め設定しておき、前記1次側の電流のピーク値及びボトム値を判定し、前記ピーク値及び前記ボトム値のうちゼロアンペアに近い値が、前記正の電流閾値及び前記負の電流閾値の間にあるとき、又は前記ピーク値及び前記ボトム値の中間値が前記正の電流閾値及び前記負の電流閾値の間にあるとき、前記1次側の電流がゼロアンペアを跨いでいると判定してもよい。 The calculation unit sets in advance a positive current threshold and a negative current threshold for determining whether or not the primary current exceeds zero ampere, and a peak value of the primary current And a bottom value is determined, and a value close to zero ampere among the peak value and the bottom value is between the positive current threshold value and the negative current threshold value, or between the peak value and the bottom value. When the value is between the positive current threshold and the negative current threshold, it may be determined that the primary current is over zero amperes.
前記演算部は、前記ゼロアンペアに近い値又は前記中間値が、前記正の電流閾値又は前記負の電流閾値からゼロアンペアに向かうに連れて前記補正量を減少させてもよい。 The calculation unit may decrease the correction amount as the value close to the zero ampere or the intermediate value moves from the positive current threshold or the negative current threshold toward zero ampere.
前記演算部は、前記ピーク値及び前記ボトム値の中間値がゼロアンペアであるとき、前記補正量をゼロにしてもよい。 The calculation unit may set the correction amount to zero when an intermediate value between the peak value and the bottom value is zero amperes.
前記演算部は、前記1次側の電流がゼロアンペアを跨いでいると判定したとき、前記ゼロアンペアに近い値又は前記中間値に対して、その変化を制限するフィルタ処理を行ってもよい。或いは、前記演算部は、前記1次側の電流がゼロアンペアを跨いでいると判定したとき、前記補正量の変化を制限するフィルタ処理を行ってもよい。 When it is determined that the current on the primary side crosses zero amperes, the arithmetic unit may perform a filtering process that restricts a change to a value close to the zero amperes or the intermediate value. Alternatively, when it is determined that the primary current is over zero amperes, the arithmetic unit may perform a filtering process for limiting the change in the correction amount.
この発明によれば、スイッチング周期毎にデッドタイムを挟んで降圧用スイッチング素子及び昇圧用スイッチング素子に対して交互に駆動信号を出力するいわゆる同期スイッチング制御において、実際に動作(通流)する降圧用スイッチング素子又は昇圧用スイッチング素子がデッドタイムの影響を受けず、DC/DCコンバータ装置を通過する電流の極性に変化があった際の制御性を向上させることができる。 According to the present invention, in the so-called synchronous switching control in which the drive signal is alternately output to the step-down switching element and the step-up switching element with a dead time in every switching cycle, the step-down operation that actually operates (flows). The switching element or the boosting switching element is not affected by the dead time, and the controllability when the polarity of the current passing through the DC / DC converter device is changed can be improved.
1.全体的な構成の説明
[全体構成]
図1は、この発明の一実施形態に係るDC/DCコンバータ装置50を搭載した燃料電池車両10の概略全体構成図を示している。
1. Explanation of overall configuration [Overall configuration]
FIG. 1 shows a schematic overall configuration diagram of a
この燃料電池車両10は、基本的には、1次側1Sに1次電圧V1を発生する第1直流電源装置としてのバッテリ12と2次側2Sに2次電圧V2を発生する第2直流電源装置としての燃料電池(Fuel Cell)14とから構成されるハイブリッド直流電源装置と、このハイブリッド直流電源装置から電力が供給される負荷である走行用のモータ16とから構成される。
The
[燃料電池とそのシステム]
燃料電池14は、例えば固体高分子電解質膜をアノード電極とカソード電極とで両側から挟み込んで形成されたセルを積層したスタック構造にされている。燃料電池14には、反応ガス供給部18が配管を通じて接続されている。反応ガス供給部18は、一方の反応ガスである水素(燃料ガス)を貯留する水素タンクと、他方の反応ガスである空気(酸化剤ガス)を圧縮するコンプレッサを備えている。反応ガス供給部18から燃料電池14に供給された水素と空気の燃料電池14内での電気化学反応により生成された発電電流がダイオード13を介してモータ16とバッテリ12に供給される。
[Fuel cell and its system]
The
燃料電池システム11は、燃料電池14及び反応ガス供給部18とこれらを制御する燃料電池制御部(FC制御部)44とから構成される。
The
[DC/DCコンバータ]
DC/DCコンバータ20は、一方側が前記バッテリ12に接続され、他方側が燃料電池14とモータ16との接続点である2次側2Sに接続されたチョッパ型の電圧変換装置である。
[DC / DC converter]
The DC /
DC/DCコンバータ20は、1次電圧V1を2次電圧V2(V1≦V2)に電圧変換(昇圧変換)するとともに、2次電圧V2を1次電圧V1に電圧変換(降圧変換)する昇降圧型の電圧変換装置である。
The DC /
[インバータとモータ及びドライブ系]
インバータ22は、3相フルブリッジ型の構成とされて、直流/交流変換を行い、直流を3相の交流に変換してモータ16に供給する一方、回生動作に伴う交流/直流変換後の直流を2次側2SからDC/DCコンバータ20を通じて1次側1Sに供給し、バッテリ12を充電等する。
[Inverter, motor and drive system]
The
モータ16は、トランスミッション24を通じて車輪26を回転する。なお、実際上、インバータ22とモータ16を併せて負荷23という。
The
[高圧バッテリ]
1次側1Sに接続される高圧(High Voltage)のバッテリ12は、蓄電装置(エネルギストレージ)であり、例えばリチウムイオン2次電池又はキャパシタ等を利用することができる。この実施形態ではリチウムイオン2次電池を利用している。
[High voltage battery]
A
[各種センサ、メインスイッチ及び通信線]
メインスイッチ(電源スイッチ)34と各種センサ36が統括制御部40に接続される。メインスイッチ34は、燃料電池車両10及び燃料電池システム11をオン(起動又は始動)オフ(停止)するイグニッションスイッチとしての機能を有する。各種センサ36は、車両状態及び環境状態等の状態情報を検出する。通信線38としては、車内LANであるCAN(Controller Area Network)等が使用される。
[Various sensors, main switches and communication lines]
A main switch (power switch) 34 and
[制御部]
通信線38に対して、統括制御部40、FC制御部44、モータ制御部46、コンバータ制御部48、及びバッテリ制御部52が相互に接続される。DC/DCコンバータ20と、このDC/DCコンバータ20を制御するコンバータ制御部48とによりDC/DCコンバータ装置50が形成される。
[Control unit]
The
各制御部40、44、46、48、52は、それぞれマイクロコンピュータを含み、メインスイッチ34等の各種スイッチ及び各種センサ36の状態情報を検出するとともに制御部40、44、46、48、52同士で共有し、これらスイッチ及びセンサからの状態情報及び互いに他の制御部からの情報(指令等)を入力とし、各CPUがメモリ(ROM)に格納されたプログラムを実行することにより各種機能を実現する機能実現部(機能実現手段)として動作する。制御部40、44、46、48、52は、CPU、メモリの他、必要に応じて、タイマ、A/D変換器、D/A変換器等の入出力インタフェースを有する。
Each
2.詳細な構成の説明
[DC/DCコンバータ装置]
図2は、DC/DCコンバータ20の詳細な構成を示している。DC/DCコンバータ20は、1次側1Sと2次側2Sとの間に配される相アームUAと、リアクトル90とから構成される。
2. Detailed configuration description [DC / DC converter device]
FIG. 2 shows a detailed configuration of the DC /
相アームUAは、上アーム素子(上アームスイッチング素子81とダイオード83)と下アーム素子(下アームスイッチング素子82とダイオード84)とで構成される。
The phase arm UA includes an upper arm element (upper
上アームスイッチング素子81と下アームスイッチング素子82には、それぞれ例えばMOSFET又はIGBT等が採用される。
As the upper
リアクトル90は、相アームUAの中点(共通接続点)とバッテリ12の正極との間に挿入され、DC/DCコンバータ20により1次電圧V1と2次電圧V2との間で電圧を変換する際に、エネルギを放出及び蓄積する作用を有する。
上アームスイッチング素子81は、コンバータ制御部48から出力されるゲート駆動信号(駆動電圧)UHのハイレベルによりオンにされ、下アームスイッチング素子82は、ゲートの駆動信号(駆動電圧)ULのハイレベルによりオンにされる。なお、コンバータ制御部48は、1次側の平滑コンデンサ94に並列に設けられた電圧センサ91により1次電圧V1を検出し、電流センサ101により1次電流I1を検出し、2次側の平滑コンデンサ96に並列に設けられた電圧センサ92により2次電圧V2を検出し、電流センサ102により2次電流I2を検出する。
The upper
図3は、本実施形態において、コンバータ制御部48が各駆動信号UH、ULを生成する流れを示す機能ブロック図である。
FIG. 3 is a functional block diagram illustrating a flow in which the
コンバータ制御部48は、演算部120と、出力部122とを有する。これらの演算部120及び出力部122は、ハードウェア又はソフトウェアのいずれとして構成してもよい。
コンバータ制御部48は、いわゆる同期スイッチング制御を用いる。同期スイッチング制御は、各スイッチング周期Tsw[s]において、上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82に駆動信号UH、ULを出力する制御である(図4参照)。駆動信号UH、ULの出力の間には、短絡防止のためにデッドタイムdt[s]が設定される。
The
演算部120は、1スイッチング周期Tswにおける駆動信号UH、ULの出力期間[s]を規定する目標デューティDUTtar(制御用駆動デューティ)[%]を演算する。
The
演算部120は、減算器130と、フィードバック項演算部132(以下「FB項演算部132」ともいう。)と、フィードフォワード項演算部134(以下「FF項演算部134」ともいう。)と、補正デューティ演算部136と、第1加算器138と、第2加算器140とを有する。
The
減算器130は、統括制御部40からの2次電圧V2の指令値(2次電圧指令値V2com)[V]と、電圧センサ92からの2次電圧V2との差ΔV2(=V2com−V2)[V]を算出してFB項演算部132に出力する。
The
FB項演算部132は、減算器130からの差ΔV2を用いたPID制御(比例・積分・微分制御)によりフィードバック項(以下「FB項」ともいう。)を演算する。
The FB
FF項演算部134は、電圧センサ91からの1次電圧V1と、統括制御部40からの2次電圧指令値V2comとの商V1/V2comであるフィードフォワード項(以下「FF項」ともいう。)を演算する。
The FF
補正デューティ演算部136は、電流センサ101からの1次電流I1に基づいて補正デューティDUTcor[%]を演算する。補正デューティDUTcorは、デッドタイムdtの影響による目標デューティDUTtarと駆動信号UH、ULの出力期間とのずれを軽減するための補正量である。
The
第1加算器138は、FB項演算部132からのFB項と、FF項演算部134からのFF項とを加算する。第2加算器140は、第1加算器138からのFB項とFF項の和と、補正デューティ演算部136からの補正デューティDUTcorとを加算し、目標デューティDUTtarとして出力部122に出力する。
The
本実施形態における目標デューティDUTtarは、上アームスイッチング素子81の駆動デューティ、すなわち、1スイッチング周期Tsw[s]において上アームスイッチング素子81に対して駆動信号UHが出力される期間の割合(駆動信号UHがハイレベルとされる期間の割合)[%]を示す。1スイッチング周期Tswにおいて下アームスイッチング素子82に対して駆動信号ULが出力される期間の割合(駆動信号ULがハイレベルとされる期間の割合)は、100%から上アームスイッチング素子81の割合を引いたものとされる。
The target duty DUTtar in the present embodiment is the drive duty of the upper
出力部122は、演算部120からの目標デューティDUTtarに基づいて駆動信号UH、ULを出力する。具体的には、1スイッチング期間Tswにおいて目標デューティDUTtarに対応する期間(上アーム目標駆動期間Tud_tar)[s]からデッドタイムdtを差し引いた期間(上アーム駆動期間Tud)[s]、上アームスイッチング素子81に駆動信号UHを出力する。また、出力部122は、1スイッチング周期Tswから上アーム目標駆動期間Tud_tarを差し引いた期間(下アーム目標駆動期間Tld_tar)[s]を演算し、さらにこの下アーム目標駆動期間Tld_tarからデッドタイムdtを差し引いた期間(下アーム駆動期間Tld)[s]、下アームスイッチング素子82に駆動信号ULを出力する。
The
[DC/DCコンバータ装置の動作]
(同期スイッチング制御)
図4のタイムチャートは、DC/DCコンバータ装置50の同期スイッチング制御の説明図である。
[Operation of DC / DC converter device]
(Synchronous switching control)
The time chart of FIG. 4 is an explanatory diagram of the synchronous switching control of the DC /
降圧動作(回生動作)に係る降圧チョッパ制御では、負荷23や燃料電池14から流れ出す2次電流I2がDC/DCコンバータ20を通過して1次電流I1としてバッテリ12を充電等する。昇圧動作(力行動作)に係る昇圧チョッパ制御では、バッテリ12から流れ出す1次電流I1がDC/DCコンバータ20を通過し2次電流I2としてモータ16を含む負荷23が駆動される。
In the step-down chopper control related to the step-down operation (regeneration operation), the secondary current I2 flowing out from the
駆動信号UH、ULの波形中、ハッチングを付けた期間は、駆動信号UH、ULが供給されているアームスイッチング素子(例えば、駆動信号UHに対応するアームスイッチング素子は上アームスイッチング素子81u)が通流している(電流が流れている)期間を示している。 In the waveform of the drive signals UH and UL, during the hatched period, the arm switching element to which the drive signals UH and UL are supplied (for example, the upper arm switching element 81u is the arm switching element corresponding to the drive signal UH). The period during which current is flowing (current is flowing) is shown.
DC/DCコンバータ20の降圧チョッパ制御及び昇圧チョッパ制御のいずれの動作の場合にも、1スイッチング周期Tsw毎に、上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82にハイレベルの駆動信号UH、ULを出力する。降圧チョッパ制御では、上アームスイッチング素子81を通流させ、昇圧チョッパ制御では、下アームスイッチング素子82を通流させる。
In both the step-down chopper control and the step-up chopper control of the DC /
この場合、上下アームスイッチング素子81、82間が同時に通流して2次電圧V2が短絡することを防止するために、各駆動信号UH、ULは、それぞれデッドタイムdtを挟んでハイレベルとするようにしている。すなわち、デッドタイムdtを挟んで同期スイッチングを行っている。
In this case, in order to prevent the secondary voltage V2 from being short-circuited through the upper and lower
降圧チョッパ制御では、まず、駆動信号UHにより上アームスイッチング素子81のみが通流している期間には、2次電流I2が上アームスイッチング素子81を通じてリアクトル90に1次電流I1として流れ、リアクトル90にエネルギが蓄積されるとともに、バッテリ12に充電される。
In the step-down chopper control, first, during the period in which only the upper
次に、駆動信号ULのみがハイレベルとなっている期間には、当該下アームスイッチング素子82は通流せず、ダイオード84が導通してリアクトル90に蓄積されているエネルギが放出され、バッテリ12に充電される。
Next, during the period when only the drive signal UL is at a high level, the lower
昇圧チョッパ制御では、まず、駆動信号ULのみがハイレベルとされている期間(ハッチングで示す期間)には、バッテリ12からの1次電流I1によりリアクトル90にエネルギが蓄積される。なお、このとき、2次側の平滑コンデンサ96から負荷23に電流が供給されている。
In the step-up chopper control, first, energy is accumulated in the
次に、駆動信号UHのみがハイレベルとされている期間には、当該上アームスイッチング素子81は通流せず、ダイオード83が導通してリアクトル90に蓄積されているエネルギが放出され、リアクトル90からの1次電流I1がDC/DCコンバータ20を通過し、2次電流I2として2次側の平滑コンデンサ96を充電するとともに、負荷23に供給される。
Next, during the period when only the drive signal UH is at the high level, the upper
[目標デューティDUTtarの演算]
本実施形態では、デッドタイムdtの影響を低減するため、各スイッチング周期Tswにおける1次電流I1の極性に応じた補正を伴って目標デューティDUTtarを演算する。
[Calculation of target duty DUTtar]
In this embodiment, in order to reduce the influence of the dead time dt, the target duty DUTtar is calculated with correction according to the polarity of the primary current I1 in each switching cycle Tsw.
図5は、目標デューティDUTtarと駆動信号UH、ULと1次電流I1との関係の説明図である。 FIG. 5 is an explanatory diagram of the relationship among the target duty DUTtar, the drive signals UH and UL, and the primary current I1.
上述の通り、本実施形態では、目標デューティDUTtarは上アームスイッチング素子81{降圧(回生)用}の駆動期間を規定するものである。すなわち、演算部120において目標デューティDUTtarを演算し、出力部122では、1スイッチング周期Tswのうち目標デューティDUTtar[%]に対応する期間(上アーム目標駆動期間Tud_tar)[s]からデッドタイムdtを差し引いた期間(上アーム駆動期間Tud)[s]、上アームスイッチング素子81uに駆動信号UHを出力する(Tud=Tud_tar−dt)。
As described above, in the present embodiment, the target duty DUTtar defines the drive period of the upper arm switching element 81 {for step-down (regeneration)}. That is, the
また、演算部120では、1スイッチング周期Tswから上アーム目標駆動期間Tud_tarを差し引いた期間を、下アームスイッチング素子82{昇圧(アシスト)用}を駆動する期間(下アーム目標駆動期間Tld_tar)とする(Tld_tar=Tsw−Tud_tar)。そして、出力部122では、下アーム目標駆動期間Tld_tarからデッドタイムdtを差し引いた期間(下アーム駆動期間Tld)[s]、下アームスイッチング素子82uに駆動信号ULを出力する(Tld=Tld_tar−dt=Tsw−Tud_tar−dt)。
Further, in the
このように、2つのデッドタイムdtを挿入するため、目標デューティDUTtarに基づいて決定される上アーム目標駆動期間Tud_tar及び下アーム目標駆動期間Tld_tarと、実際に上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82に対して駆動信号UH、ULが出力される上アーム駆動期間Tud及び下アーム駆動期間Tldとの間には、デッドタイムdt分の差が生じる。その結果、DC/DCコンバータ20の制御性に影響が生じる。
Thus, in order to insert the two dead times dt, the upper arm target drive period Tud_tar and the lower arm target drive period Tld_tar determined based on the target duty DUTtar, and actually the upper
例えば、図5の1次電流I1aのように、時点t1から時点t7までの1スイッチング周期Tsw全体において1次電流I1の極性が正であるとき、目標デューティDUTtarに基づいて決定される上アーム駆動期間Tud(上アーム目標駆動期間Tud_tarからデッドタイムdtを引いたもの)は、時点t2から時点t4までである。この期間において、昇圧用の下アームスイッチング素子82には駆動信号ULが供給されず、また、ダイオード83に電流が流れるため、降圧用の上アームスイッチング素子81は作動(通流)しない。さらに、目標デューティDUTtarに基づいて決定される下アーム駆動期間Tld(下アーム目標駆動期間Tld_tarからデッドタイムdtを引いたもの)は、時点t5から時点t7までである。この期間において、昇圧用の下アームスイッチング素子82が作動(通流)し、昇圧動作を行う。なお、時点t1から時点t2までのデッドタイムdt及び時点t4から時点t5までのデッドタイムdtでは、上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82のいずれも作動しない。
For example, when the polarity of the primary current I1 is positive in the entire switching period Tsw from the time point t1 to the time point t7 as in the case of the primary current I1a in FIG. 5, the upper arm drive determined based on the target duty DUTtar. The period Tud (the upper arm target drive period Tud_tar minus the dead time dt) is from time t2 to time t4. During this period, the drive signal UL is not supplied to the lower
その結果、1スイッチング周期Tsw全体において1次電流I1の極性が正であるとき、昇圧用の下アームスイッチング素子82が作動するのは、下アーム駆動期間Tldであり、目標デューティDUTtarに基づいて決定される下アーム目標駆動期間Tld_tarではない。従って、デッドタイムdt分の昇圧動作が行われない。
As a result, when the polarity of the primary current I1 is positive in the entire switching cycle Tsw, the lower
そこで、本実施形態では、デッドタイムdtに対応する期間を下アーム目標駆動期間Tld_tarに予め追加するように目標デューティDUTtarを演算する。すなわち、補正デューティ演算部136から出力される補正デューティDUTcorを「(−dt/Tsw)×100」とする。ここで、補正デューティDUTcorを負の値としているのは、目標デューティDUTtarが直接的には上アーム目標駆動期間Tud_tarを規定するものであり、この上アーム目標駆動期間Tud_tarを減少させることで、下アーム目標駆動期間Tld_tarが増加するためである。
Therefore, in the present embodiment, the target duty DUTtar is calculated so that a period corresponding to the dead time dt is added in advance to the lower arm target drive period Tld_tar. That is, the correction duty DUTcor output from the correction
次に、例えば、図5の1次電流I1bのように、時点t1から時点t7までの1スイッチング周期Tsw全体において1次電流I1の極性が負であるとき、目標デューティDUTtarに基づいて決定される上アーム駆動期間Tudは、時点t2から時点t4までである。この期間において、降圧用の上アームスイッチング素子81が作動(通流)し、降圧動作を行う。一方、目標デューティDUTtarに基づいて決定される下アーム駆動期間Tldは、時点t5から時点t7までである。この期間において、降圧用の上アームスイッチング素子81には駆動信号ULが供給されず、また、ダイオード84に電流が流れるため、昇圧用の下アームスイッチング素子82は作動(通流)しない。さらに、時点t1から時点t2までのデッドタイムdt及び時点t4から時点t5までのデッドタイムdtにおいては、上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82のいずれも作動しない。
Next, for example, when the polarity of the primary current I1 is negative in the entire switching period Tsw from the time point t1 to the time point t7 as in the case of the primary current I1b in FIG. 5, it is determined based on the target duty DUTtar. The upper arm drive period Tud is from time t2 to time t4. During this period, the upper
その結果、1スイッチング周期Tsw全体において1次電流I1の極性が負であるとき、降圧用の上アームスイッチング素子81が作動するのは、上アーム駆動期間Tudであり、目標デューティDUTtarに基づいて決定される上アーム目標駆動期間Tud_tarではない。従って、デッドタイムdt分の降圧動作が行われない。
As a result, when the polarity of the primary current I1 is negative in the entire switching period Tsw, the step-down upper
そこで、本実施形態では、デッドタイムdtに対応する期間を上アーム目標駆動期間Tud_tarに予め追加するように目標デューティDUTtarを演算する。すなわち、補正デューティ演算部136から出力される補正デューティDUTcorを「(dt/Tsw)×100」とする。ここで、補正デューティDUTcorを正の値としているのは、目標デューティDUTtarが直接的には上アーム目標駆動期間Tud_tarを規定するものであり、補正デューティDUTcorを増加させることで、上アーム目標駆動期間Tud_tarが増加するためである。
Therefore, in the present embodiment, the target duty DUTtar is calculated so that a period corresponding to the dead time dt is added in advance to the upper arm target drive period Tud_tar. That is, the correction duty DUTcor output from the correction
さらに、例えば、図5の1次電流I1cのように、時点t1から時点t7までの1スイッチング周期Tsw全体において1次電流I1の極性が負から正へ又は正から負へ変化するとき(1次電流I1がゼロアンペアを跨ぐとき)、目標デューティDUTtarに基づいて決定される上アーム駆動期間Tudは、時点t2から時点t4までである。この期間において、1次電流I1cの極性が正のとき(時点t2〜t3)、上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82のいずれも作動(通流)しない。また、1次電流I1cの極性が負のとき(時点t3〜t4)、上アームスイッチング素子81が作動して降圧動作をする。
Further, for example, when the polarity of the primary current I1 changes from negative to positive or from positive to negative in the entire switching period Tsw from the time point t1 to the time point t7 as in the primary current I1c of FIG. When the current I1 crosses zero ampere), the upper arm driving period Tud determined based on the target duty DUTtar is from time t2 to time t4. During this period, when the polarity of the primary current I1c is positive (time points t2 to t3), neither the upper
一方、目標デューティDUTtarに基づいて決定される下アーム駆動期間Tldは、時点t5から時点t7までである。この期間において、1次電流I1cの極性が負のとき(時点t5〜t6)、上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82のいずれも作動(通流)しない。また、1次電流I1cの極性が正のとき(時点t6〜t7)、下アームスイッチング素子82が作動して昇圧動作をする。
On the other hand, the lower arm drive period Tld determined based on the target duty DUTtar is from time t5 to time t7. During this period, when the polarity of the primary current I1c is negative (time points t5 to t6), neither the upper
その結果、1次電流I1cのように1スイッチング周期Tsw全体において1次電流I1がゼロアンペアを跨ぐとき、上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82のそれぞれが作動する。すなわち、1次電流I1cでは、時点t3から時点t4まで上アームスイッチング素子81が作動(通流)し、時点t6から時点t7まで下アームスイッチング素子82が作動(通流)することで、上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82の両方が作動する。上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82の一方についてデッドタイムdt分だけ駆動期間を増加させると、他方の駆動期間が減少してしまうため、1次電流I1a、I1bのように単純にデッドタイムdt分の駆動期間を補償することはできない。そこで、本実施形態では、1スイッチング周期Tsw全体において1次電流I1がゼロアンペアを跨ぐとき、補正デューティDUTcorをゼロにする。後述するように、補正デューティDUTcorを徐々に変化させることも可能である。
As a result, each of the upper
図6には、1次電流I1と補正デューティDUTcorとの関係が示されている。本実施形態では、各スイッチング周期Tswにおける1次電流I1のピーク値I1p[A]及びボトム値I1btm[A]に応じて補正デューティDUTcorを変化させる。 FIG. 6 shows the relationship between the primary current I1 and the correction duty DUTcor. In the present embodiment, the correction duty DUTcor is changed according to the peak value I1p [A] and the bottom value I1btm [A] of the primary current I1 in each switching cycle Tsw.
図6の1次電流I1dのように、ピーク値I1peak及びボトム値I1btmのいずれもゼロアンペア未満である場合(I1b、I1p<0)、すなわち、1スイッチング周期Tsw全体において1次電流I1の極性が負であるとき、補正デューティDUTcorを「(dt/Tsw)×100」に設定する。 When the peak value I1peak and the bottom value I1btm are both less than zero ampere (I1b, I1p <0) as in the primary current I1d of FIG. 6, that is, the polarity of the primary current I1 is 1 switching cycle Tsw. When it is negative, the correction duty DUTcor is set to “(dt / Tsw) × 100”.
図6の1次電流I1eのように、ピーク値I1peakがゼロアンペア以上(I1p≧0)且つボトム値I1btmがゼロアンペア以下である場合(I1b<0)、すなわち、1スイッチング周期Tsw全体において1次電流I1の極性が正から負へ又は負から正へ変化するとき、補正デューティDUTcorをゼロにする。 When the peak value I1peak is equal to or higher than zero ampere (I1p ≧ 0) and the bottom value I1btm is equal to or lower than zero ampere (I1b <0) as in the primary current I1e of FIG. When the polarity of the current I1 changes from positive to negative or from negative to positive, the correction duty DUTcor is set to zero.
図6の1次電流I1fのように、ピーク値I1peak及びボトム値I1btmのいずれもゼロアンペアを超える場合(I1p、I1b>0)、すなわち、1スイッチング周期Tsw全体において1次電流I1の極性が正であるとき、補正デューティDUTcorを「(−dt/Tsw)×100」に設定する。 When the peak value I1peak and the bottom value I1btm both exceed zero ampere (I1p, I1b> 0) as in the primary current I1f of FIG. 6, that is, the polarity of the primary current I1 is positive in the entire switching period Tsw. In this case, the correction duty DUTcor is set to “(−dt / Tsw) × 100”.
[本実施形態の効果]
以上説明したように、本実施形態によれば、同期スイッチング制御において、実際に動作(通流)する上アームスイッチング素子81又は下アームスイッチング素子82がデッドタイムdtの影響を受けず、DC/DCコンバータ装置50を通過する1次電流I1の極性に変化があった際の制御性を向上させることができる。
[Effect of this embodiment]
As described above, according to the present embodiment, in synchronous switching control, the upper
また、出力部122において、デッドタイムdtの演算として、上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82にデッドタイムdtを均等に割り付ける処理を行い、演算部120における目標デューティDUTtarの演算において、1次電流I1の状態に合わせたフィードフォワード補正を行う。すなわち、デッドタイムdt分の誤差をフィードバック制御において補正するのではなく、フィードフォワード制御において予めデッドタイムdtを考慮した補正デューティDUTcorを付加する。これにより、デッドタイムdtの演算を簡素化することが可能となり、その結果、短絡防止の確実性と、1次電流I1がゼロアンペアを跨ぐ際の制御性の向上とを両立することができる。
Further, the
3.変形例
なお、この発明は、上記実施形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。例えば、以下の構成を採用することができる。
3. Modifications It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and it is needless to say that various configurations can be adopted based on the contents described in this specification. For example, the following configuration can be adopted.
[搭載対象]
上記実施形態では、DC/DCコンバータ装置50を燃料電池車両10に搭載したが、これに限られず、別の対象に搭載してもよい。例えば、DC/DCコンバータ装置50を船舶や航空機等の移動体に用いることもできる。或いは、DC/DCコンバータ装置50を家庭用電力システムに適用してもよい。
[Target]
In the above embodiment, the DC /
[DC/DCコンバータ]
上記実施形態では、上アームスイッチング素子81及び下アームスイッチング素子82の数をそれぞれ1つとしたが、これに限られず、2つ以上としてもよい。
[DC / DC converter]
In the above embodiment, the number of the upper
[演算部]
上記実施形態では、補正デューティDUTcorを第2加算器140で加算したが、これに限られない。例えば、FF項演算部132で演算されたFF項に対して加算することもできる。
[Calculator]
In the above embodiment, the correction duty DUTcor is added by the
図7には、演算部120の変形例としての演算部120aを有するコンバータ制御部48aの構成が示されている。演算部120aでは、FF項演算部134で演算されたFF項と、補正デューティ演算部136で演算された補正デューティDUTcorとを第1加算器142で加算し、その和(FF項+補正デューティDUTcor)と、FB項演算部132で演算されたFB項とを第2加算器144で加算して目標デューティDUTtarを算出する。
FIG. 7 shows a configuration of a
[補正デューティ]
上記実施形態では、1次電流I1と補正デューティDUTcorとの関係を図6に示すように、1次電流I1に応じて補正デューティDUTcorを3種類としたが、これに限られない。
[Correction duty]
In the above embodiment, as shown in FIG. 6, the relationship between the primary current I1 and the correction duty DUTcor has three types of correction duty DUTcor according to the primary current I1, but the present invention is not limited to this.
図8には、1次電流I1と補正デューティDUTcorとの関係の第1変形例が示されている。第1変形例では、各スイッチング周期Tswにおける1次電流I1のピーク値I1p[A]及びボトム値I1btm[A]と正の電流閾値THmax[A]及び負の電流閾値THmin[A]との関係に応じて補正デューティDUTcorを変化させる。正の電流閾値THmax及び負の電流閾値THminは、DC/DCコンバータ20の動作状態{降圧(回生)、昇圧(アシスト)、又はゼロアンペア跨ぎ}を判定できるような値に設定される。 FIG. 8 shows a first modification of the relationship between the primary current I1 and the correction duty DUTcor. In the first modification, the relationship between the peak value I1p [A] and the bottom value I1btm [A] of the primary current I1 and the positive current threshold THmax [A] and the negative current threshold THmin [A] in each switching period Tsw. The correction duty DUTcor is changed according to the above. The positive current threshold value THmax and the negative current threshold value THmin are set to values that can determine the operating state of the DC / DC converter 20 (step-down (regeneration), step-up (assist), or crossing zero amps).
図8の1次電流I1gのように、ピーク値I1peak及びボトム値I1btmのいずれも負の電流閾値THmin未満である場合(I1b、I1p<THmin)、すなわち、1スイッチング周期Tsw全体において1次電流I1の極性が負であるとき、補正デューティDUTcorを「(dt/Tsw)×100」に設定する。 As in the case of the primary current I1g in FIG. 8, when both the peak value I1peak and the bottom value I1btm are less than the negative current threshold THmin (I1b, I1p <THmin), that is, the primary current I1 over the entire switching period Tsw. Is negative, the correction duty DUTcor is set to “(dt / Tsw) × 100”.
図8の1次電流I1hのように、ピーク値I1peakが正の電流閾値THmaxと負の電流閾値THminの間にあるとき(THmin<I1p<THmax)、図8の1次電流I1iのように、ピーク値I1peakが正の電流閾値THmaxを超え(I1p>THmax)、且つボトム値I1btmが負の電流閾値THmin未満であるとき(I1b<THmin)、又は図8の1次電流I1jのように、ボトム値I1btmが正の電流閾値THmaxと負の電流閾値THminの間にあるとき(THmin<I1b<THmax)、図8の特性C1に示すように補正デューティDUTcorを設定する。 When the peak value I1peak is between the positive current threshold THmax and the negative current threshold THmin (THmin <I1p <THmax) as in the primary current I1h in FIG. 8, as in the primary current I1i in FIG. When the peak value I1peak exceeds the positive current threshold THmax (I1p> THmax) and the bottom value I1btm is less than the negative current threshold THmin (I1b <THmin), or the primary current I1j in FIG. When the value I1btm is between the positive current threshold THmax and the negative current threshold THmin (THmin <I1b <THmax), the correction duty DUTcor is set as shown by the characteristic C1 in FIG.
すなわち、ピーク値I1peak及びボトム値I1btmのうちゼロアンペアに近い方の値により補正デューティDUTcorを「(dt/Tsw)×100」から「(−dt/Tsw)×100」の範囲で設定する。 That is, the correction duty DUTcor is set in the range of “(dt / Tsw) × 100” to “(−dt / Tsw) × 100” by the value closer to zero ampere among the peak value I1peak and the bottom value I1btm.
図9には、1次電流I1lに対して補正デューティDUTcorを設定する場合の説明図が示されている。図8では、縦軸が補正デューティDUTcor、横軸が1次電流I1となっているのに対し、図9では、縦軸が1次電流I1、横軸が補正デューティDUTcorとなっていることに留意されたい。1次電流I1lでは、ピーク値I1peakよりもボトム値I1btmの方がゼロアンペアに近いため、ボトム値I1btmを用いて補正デューティDUTcorを決定する。第1変形例によれば、補正デューティDUTcorを滑らかに変化させることが可能となる。 FIG. 9 shows an explanatory diagram when the correction duty DUTcor is set for the primary current I1l. In FIG. 8, the vertical axis represents the correction duty DUTcor and the horizontal axis represents the primary current I1, whereas in FIG. 9, the vertical axis represents the primary current I1 and the horizontal axis represents the correction duty DUTcor. Please keep in mind. In the primary current I1l, since the bottom value I1btm is closer to zero ampere than the peak value I1peak, the correction value DUTcor is determined using the bottom value I1btm. According to the first modification, the correction duty DUTcor can be changed smoothly.
図10は、1次電流I1と補正デューティDUTcorとの関係の第2変形例の説明図である。第2変形例は、基本的に、第1変形例と同じであるが、ピーク値I1peak及びボトム値I1btmのうちゼロアンペアに近い方の値に対して、その値の変化を制限するフィルタ処理を行った上で補正デューティDUTcorを決定する点で異なる。フィルタ処理としては、例えば、一次遅れ処理や平均化処理がある。第2変形例によれば、補正デューティDUTcorの変化を制限し、1次電流I1が過度に変動することを抑制することが可能となる。 FIG. 10 is an explanatory diagram of a second modification of the relationship between the primary current I1 and the correction duty DUTcor. The second modified example is basically the same as the first modified example, except that a filter process for limiting a change in the value of the peak value I1peak and the bottom value I1btm that is closer to zero amperes is performed. This is different in that the correction duty DUTcor is determined. Examples of filter processing include first-order lag processing and averaging processing. According to the second modification, it is possible to limit the change in the correction duty DUTcor and suppress the primary current I1 from fluctuating excessively.
図11は、1次電流I1と補正デューティDUTcorとの関係の第3変形例の説明図である。第3変形例は、基本的に、第1変形例と同じであるが、ピーク値I1peak及びボトム値I1btmのうちゼロアンペアに近い方の値から決定した補正デューティDUTcorに対して、その値の変化を制限するフィルタ処理を行い、フィルタ処理後補正デューティDUTcor2を決定する点で異なる。フィルタ処理としては、例えば、一次遅れ処理や平均化処理がある。第3変形例によれば、補正デューティDUTcorの変化を制限し、1次電流I1が過度に変動することを抑制することが可能となる。 FIG. 11 is an explanatory diagram of a third modification of the relationship between the primary current I1 and the correction duty DUTcor. The third modified example is basically the same as the first modified example, but changes in the value with respect to the correction duty DUTcor determined from the value closer to zero ampere among the peak value I1peak and the bottom value I1btm. Is different in that the post-filter processing correction duty DUTcor2 is determined. Examples of filter processing include first-order lag processing and averaging processing. According to the third modification, it is possible to limit the change in the correction duty DUTcor and suppress the primary current I1 from fluctuating excessively.
上記実施形態では、目標デューティDUTtarが直接的に規定するのは、上アーム目標駆動期間Tud_tar(1スイッチング周期Tswにおいて上アームスイッチング素子81を駆動する目標期間)であったが、下アーム目標駆動期間Tld_tar(1スイッチング周期Tswにおいて下アームスイッチング素子82を駆動する目標期間)を直接的に規定する構成も可能である。この場合、例えば、演算部120は、1スイッチング周期Tswで1次電流I1の極性が正のみであるとき、「(dt/Tsw)×100」を補正デューティDUTcorとして目標デューティDUTtarを演算し、1スイッチング周期Tswで1次電流I1の極性が負のみであるとき、「(−dt/Tsw)×100」を補正デューティDUTcorとして目標デューティDUTtarを演算し、1スイッチング周期Tswで1次電流I1がゼロアンペアを跨ぐとき、補正デューティDUTcorを減少させて目標デューティDUTtarを演算することができる。
In the above embodiment, the target duty DUTtar directly defines the upper arm target drive period Tud_tar (the target period for driving the upper
図8〜図11の第1〜第3変形例では、ピーク値I1peak及びボトム値I1btmのうちゼロアンペアに近い値を用いて補正デューティDUTcorを決定したが、これに限られない。例えば、ピーク値I1peak及びボトム値I1btmの中間値を用いて補正デューティDUTcorを決定してもよい。 In the first to third modified examples of FIGS. 8 to 11, the correction duty DUTcor is determined using a value close to zero ampere among the peak value I1peak and the bottom value I1btm, but is not limited thereto. For example, the correction duty DUTcor may be determined using an intermediate value between the peak value I1peak and the bottom value I1btm.
48…コンバータ制御部(制御部) 50…DC/DCコンバータ装置
81…上アームスイッチング素子 82…下アームスイッチング素子
90…リアクトル 101、102…電流センサ
120、120a…演算部 122…出力部
dt…デッドタイム
DUTtar…目標デューティ(駆動デューティ)
I1…1次電流 I1btm…1次電流のボトム値
I1peak…1次電流のピーク値 THmax…正の電流閾値
THmin…負の電流閾値 Tsw…スイッチング周期
UH、UL…駆動信号 1S…1次側
2S…2次側
48 ... Converter control unit (control unit) 50 ... DC /
I1 ... primary current I1btm ... bottom value of primary current I1peak ... peak value of primary current THmax ... positive current threshold THmin ... negative current threshold Tsw ... switching period UH, UL ... drive
Claims (8)
昇圧用スイッチング素子と、
リアクトルと、
スイッチング周期毎にデッドタイムを挟んで前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子に対して交互に駆動信号を出力する制御部と
を備えるチョッパ型のDC/DCコンバータ装置であって、
前記制御部は、
前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子の少なくとも一方の駆動デューティを演算する演算部と、
前記駆動デューティに基づいて決定される前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子の駆動期間からそれぞれ前記デッドタイムを差し引いた期間で前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子に駆動信号を出力する出力部と
を有し、
前記演算部は、
前記DC/DCコンバータ装置が、各スイッチング周期全体において、降圧状態のみである場合、昇圧状態のみである場合、又は前記降圧状態及び前記昇圧状態の両方が現れる場合のいずれであるかを判別し、
前記降圧状態のみである場合と判断したとき、前記駆動デューティに基づいて決定される前記降圧用スイッチング素子の駆動期間が、実際に前記降圧用スイッチング素子を駆動させたい期間に前記デッドタイム分の期間を付加した期間となるように前記駆動デューティを設定し、
前記昇圧状態のみである場合と判断したとき、前記駆動デューティに基づいて決定される前記昇圧用スイッチング素子の駆動期間が、実際に前記昇圧用スイッチング素子を駆動させたい期間に前記デッドタイム分の期間を付加した期間となるように前記駆動デューティを設定し、
前記DC/DCコンバータ装置が、各スイッチング周期全体において、前記降圧状態のみである場合、前記昇圧状態のみである場合、又は前記降圧状態及び前記昇圧状態の両方が現れる場合のいずれであっても、前記出力部は、前記駆動デューティに基づいて決定される前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子の駆動期間からそれぞれ等しい長さの前記デッドタイムを差し引いた期間で前記降圧用スイッチング素子及び前記昇圧用スイッチング素子に駆動信号を出力する
ことを特徴とするDC/DCコンバータ装置。 A step-down switching element;
A step-up switching element;
Reactor,
A chopper type DC / DC converter device comprising: a step-down switching element and a control unit that alternately outputs a drive signal to the step-up switching element across a dead time for each switching period,
The controller is
A calculation unit for calculating a drive duty of at least one of the step-down switching element and the step-up switching element;
A drive signal is output to the step-down switching element and the step-up switching element in a period obtained by subtracting the dead time from the drive period of the step-down switching element and the step-up switching element determined based on the drive duty. An output section, and
The computing unit is
Determining whether the DC / DC converter device is in a step-down state only, in a step-up state only, or in a case where both the step-down state and the step-up state appear in each switching period,
When it is determined that only the step-down state is present, the drive period of the step-down switching element determined based on the drive duty is a period corresponding to the dead time during the period in which the step-down switching element is actually driven. The drive duty is set so as to be a period to which
When it is determined that only the step-up state is present, the drive period of the step-up switching element determined based on the drive duty is a period corresponding to the dead time during the period during which the step-up switching element is actually driven. the set driving duty so that the additional time period,
Whether the DC / DC converter device is only in the step-down state, only the step-up state, or both the step-down state and the step-up state appear in each switching cycle, The output unit includes the step-down switching element and the step-up voltage in a period obtained by subtracting the dead time of the same length from the drive period of the step-down switching element and the step-up switching element determined based on the driving duty. DC / DC converter device characterized in that a drive signal is output to the switching element for use .
前記DC/DCコンバータ装置は、さらに、前記リアクトルが配置された1次側の電流を測定する電流センサを備え、
前記演算部は、前記降圧用スイッチング素子の駆動デューティを演算し、
前記出力部は、前記駆動デューティに対応する期間から前記デッドタイムを差し引いた期間で前記降圧用スイッチング素子に前記駆動信号を出力すると共に、前記スイッチング周期から前記駆動デューティに対応する期間及び前記デッドタイムを差し引いた期間で前記昇圧用スイッチング素子に前記駆動信号を出力し、
さらに、前記演算部は、
前記1次側の電流が、1スイッチング周期で、前記1次側と反対側である2次側から前記1次側に流れる負のみであるとき、前記デッドタイムに対応する補正量を予め加算して前記駆動デューティを演算し、
前記1次側の電流が、1スイッチング周期で、前記1次側から前記2次側に流れる正のみであるとき、前記補正量を予め減算して前記駆動デューティを演算し、
前記1次側の電流が、1スイッチング周期で、ゼロアンペアを跨ぐとき、前記補正量を減少させて前記駆動デューティを演算する
ことを特徴とするDC/DCコンバータ装置。 The DC / DC converter device according to claim 1, wherein
The DC / DC converter device further includes a current sensor that measures a primary current at which the reactor is disposed,
The calculation unit calculates a drive duty of the step-down switching element,
The output unit outputs the drive signal to the step-down switching element in a period obtained by subtracting the dead time from a period corresponding to the drive duty, and a period corresponding to the drive duty and the dead time from the switching period. The drive signal is output to the boosting switching element in a period obtained by subtracting
Furthermore, the calculation unit includes:
When the primary current is only negative flowing from the secondary side opposite to the primary side to the primary side in one switching cycle, a correction amount corresponding to the dead time is added in advance. To calculate the driving duty,
When the primary side current is only positive flowing from the primary side to the secondary side in one switching cycle, the drive amount is calculated by subtracting the correction amount in advance,
The DC / DC converter device characterized in that, when the primary-side current crosses zero amperes in one switching cycle, the drive duty is calculated by reducing the correction amount.
前記DC/DCコンバータ装置は、さらに、前記リアクトルが配置された1次側の電流を測定する電流センサを備え、
前記演算部は、前記昇圧用スイッチング素子の駆動デューティを演算し、
前記出力部は、前記駆動デューティに対する期間から前記デッドタイムを差し引いた期間で前記昇圧用スイッチング素子に前記駆動信号を出力すると共に、前記スイッチング周期から前記駆動デューティに対応する期間及び前記デッドタイムを差し引いた期間で前記降圧用スイッチング素子に前記駆動信号を出力し、
さらに、前記演算部は、
前記1次側の電流が、1スイッチング周期で、前記1次側から前記1次側と反対側である2次側に流れる正のみであるとき、前記デッドタイムに対応する補正量を予め加算して前記駆動デューティを演算し、
前記1次側の電流が、1スイッチング周期で、前記2次側から前記1次側に流れる負のみであるとき、前記補正量を予め減算して前記駆動デューティを演算し、
前記1次側の電流が、1スイッチング周期で、ゼロアンペアを跨ぐとき、前記補正量を減少させて前記駆動デューティを演算する
ことを特徴とするDC/DCコンバータ装置。 The DC / DC converter device according to claim 1, wherein
The DC / DC converter device further includes a current sensor that measures a primary current at which the reactor is disposed,
The calculation unit calculates a drive duty of the step-up switching element,
The output unit outputs the drive signal to the boosting switching element in a period obtained by subtracting the dead time from a period corresponding to the drive duty, and subtracts a period corresponding to the drive duty and the dead time from the switching period. Output the drive signal to the step-down switching element in a period of time,
Furthermore, the calculation unit includes:
When the primary side current is only positive flowing from the primary side to the secondary side opposite to the primary side in one switching cycle, a correction amount corresponding to the dead time is added in advance. To calculate the driving duty,
When the primary side current is only negative flowing from the secondary side to the primary side in one switching cycle, the drive duty is calculated by subtracting the correction amount in advance,
The DC / DC converter device characterized in that, when the primary-side current crosses zero amperes in one switching cycle, the drive duty is calculated by reducing the correction amount.
前記演算部は、
前記1次側の電流が、ゼロアンペアを跨いでいるかどうかを判定するための正の電流閾値及び負の電流閾値を予め設定しておき、
前記1次側の電流のピーク値及びボトム値を判定し、
前記ピーク値及び前記ボトム値のうちゼロアンペアに近い値が、前記正の電流閾値及び前記負の電流閾値の間にあるとき、又は前記ピーク値及び前記ボトム値の中間値が前記正の電流閾値及び前記負の電流閾値の間にあるとき、前記1次側の電流がゼロアンペアを跨いでいると判定する
ことを特徴とするDC/DCコンバータ装置。 In the DC / DC converter device according to any one of claims 1 to 3,
The computing unit is
A positive current threshold and a negative current threshold for determining whether or not the current on the primary side crosses zero amperes are set in advance,
Determining a peak value and a bottom value of the primary current;
A value close to zero ampere among the peak value and the bottom value is between the positive current threshold and the negative current threshold, or an intermediate value between the peak value and the bottom value is the positive current threshold. When the current is between the negative current threshold and the negative current threshold, it is determined that the current on the primary side crosses zero amperes.
前記演算部は、前記ゼロアンペアに近い値又は前記中間値が、前記正の電流閾値又は前記負の電流閾値からゼロアンペアに向かうに連れて前記補正量を減少させる
ことを特徴とするDC/DCコンバータ装置。 The DC / DC converter device according to claim 4,
The arithmetic unit decreases the correction amount as the value close to zero amperage or the intermediate value moves from the positive current threshold value or the negative current threshold value toward zero ampere. DC / DC Converter device.
前記演算部は、前記ピーク値及び前記ボトム値の中間値がゼロアンペアであるとき、前記補正量をゼロにする
ことを特徴とするDC/DCコンバータ装置。 The DC / DC converter device according to claim 4 or 5,
The said calculating part makes the said correction amount zero when the intermediate value of the said peak value and the said bottom value is zero ampere. The DC / DC converter apparatus characterized by the above-mentioned.
前記演算部は、前記1次側の電流がゼロアンペアを跨いでいると判定したとき、前記ゼロアンペアに近い値又は前記中間値に対して、その変化を制限するフィルタ処理を行う
ことを特徴とするDC/DCコンバータ装置。 In the DC / DC converter device according to any one of claims 4 to 6,
The arithmetic unit, when it is determined that the current on the primary side crosses zero amperes, performs a filtering process to limit the change to a value close to the zero amperes or the intermediate value. DC / DC converter device.
前記演算部は、前記1次側の電流がゼロアンペアを跨いでいると判定したとき、前記補正量の変化を制限するフィルタ処理を行う
ことを特徴とするDC/DCコンバータ装置。 In the DC / DC converter device according to any one of claims 4 to 6,
The DC / DC converter device according to claim 1, wherein the arithmetic unit performs a filter process for limiting a change in the correction amount when it is determined that the primary current is over zero amperes.
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