JP5187750B2 - 磁気飽和型限流器 - Google Patents

Description

本発明は、磁気飽和型限流器に係り、特に、磁気飽和現象を直列共振回路から並列共振回路への切り替えに用いて限流動作を行わせ、従来の磁気飽和型限流器に必要であった寸法の大きな可飽和リアクトルの必要数を減らすと共に、直流のバイアス磁束を不用とし、構造を単純化して信頼性を向上させた磁気飽和型限流器に関するものである。

電力の自由化は電力料金の低価格化に有効な策とされ、今後とも特定規模電気事業者（ＰＰＳ：Ｐｏｗｅｒ Ｐｒｏｄｕｃｅｒ ａｎｄ Ｓｕｐｐｌｉｅｒ）や、多くの個人的電源設備（ＩＰＰ：Ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｐｒｏｄｕｃｅｒ）の開設が進むことが予想される。また、地球規模で進む温暖化対策の重要性については多くの人が関心を示すようになり、電力の世界でも図１２に示したように、廃棄物を燃焼させた熱により発電するゴミ燃焼発電９５、また廃棄物処理により生じたメタンガスや水素ガスを使う燃料電池発電９６、風力を用いた風力発電９７、太陽光発電９８など、分散型電源９２の普及が注目されている。これらの分散型電源９２の活用は、ＣＯ_２の削減に寄与するのみならず地域経済の活性化にも貢献するので、今後、加速度的な普及が予想される。

しかし各地域がクリーンでエネルギー効率が高い自律分散電源網を整備しても、電力の融通ができないと産業活力は低下する。産業の活力を維持して地域経済も活性化した上にＣＯ_２も削減させるには、電力の融通が不可欠であり、図１２に示したように、大口需要家９３や小口需要家９４に電力を供給する電力会社の基幹電力網９０と、前記したゴミ燃焼発電９５、燃料電池発電９６、風力発電９７、太陽光発電９８などを有した自律分散電力系９２との接続が重要な課題になる。

しかしながら反面、こういった自立型の分散電力系９２が電力会社の電力基幹系９０に接続されることで生じる種々の危険性が指摘されている。すなわち電力の自由化は、需要者が安い電力を利用できる利点があるが、誰もが電力会社の電力基幹系９０を使って電力販売できるとなると、電力会社は品質や信頼性の低い電力を買わざるを得なくなる上に、所有する既存の電力基幹系９０を前記したＰＰＳやＩＰＰに開放する必要があり、系統全体の不安定要因が増して大規模な停電に繋がる可能性がある。

そのため、自律分散電力系９２と電力会社の電力基幹系９０とを結ぶには、精密で正確な電力制御系９１が必要であり、過大電流対策も万全である必要がある。しかし事故を含む全ての事象解決に対し電力制御系９１だけに頼るのは危険である。すなわち、万が一、電力制御系９１が故障した上に故障点９９における事故が重なる、あるいは事故により電力制御系９１も停止するような最悪の事態では、局部的な故障９９が全域の電力系に大きな影響を与え、とんでもない大事故に発展する可能性がある。

例えば、故障点９９で故障が生じると故障点９９の電圧は零に近くなり、上位の電力会社の電力基幹系９０からその故障点９９へ通常より１桁以上大きい短絡電流、或いは地落電流が流れ込む。この電流によって系統機器が損傷を受けないよう、通常は電力制御系９１の遮断器で故障点９９を系統から切り離すが、遮断器には定格電流があって定格以上の電流が流れる場合には使用することができないから、遮断器を使用する場合は事故電流がその容量を超えてしまわないよう、機器配置をしなければならず、分散電源系の構築に大きな制約条件が発生する。

また、遮断器は遮断完了までには数サイクルの時間が必要である。すなわち故障点９９で故障が発生し、通常の数倍の電流が流れたことにより電力制御系９１がこの故障を検出し、遮断命令を発するが、まず電力制御系９１がこの故障を検出するまでに或る程度の時間を要し、さらに遮断命令を発しても、同期開閉制御装置が実際に遮断器に遮断指令を出すまでにさらに時間を必要とする。そして、この遮断指令によって遮断器が開極するまでには開極動作時間を要し、その上、遮断器が実際に開極しても、接点の間にアークが生じて完全に遮断が完了するまでに更にアーク時間が必要となる。

そのため、故障電流が完全に遮断されるまでは数サイクル以上、すなわち略０．１秒の時間が必要であり、この間、故障電流が膨大だと電力会社の電力基幹系９０全体に影響を及ぼす可能性がある。こういった問題を回避するため、遮断器技術を今以上に高信頼、高速にする必要があるが、電力制御系とは独立して動作し、この遮断器が動作するまでの間、故障電流を抑制する限流器により他の系統に影響が波及しないようにすることが、電力自由化の推進には不可欠である。

また、現存する遮断器の容量限界は６３ｋＡなので、限流器によって故障電流を６３ｋＡ以下に抑制するということも望まれている。しかしながら、故障電流を６３ｋＡ以下に抑制する限流器には巨大な電流容量が必要となるため、現時点では経済性が成立せず、もっぱら遮断器が動作するまでの時間、故障電流を抑制することが限流器開発の主な目的となっている。さらに、分散電力系９２と電力会社の電力基幹系９０との接続で使われる限流器は、これまで電力会社が必要としてきた大電力容量用の限流器とは異なり、６６（ｋＶ）／数１００（Ａ）、もしくは６．６（ｋＶ）／数ｋ（Ａ）程度と規模が小さく、この容量規模で最適な限流器についての再検討が必要である。

しかしながら限流器は、電力会社自体にとっては設置するメリットが小さい。また、直列機器であるため電圧降下が生じやすいし、大電流を制御するため電力用半導体素子が必要となるがそのために機器が高価となり、逆に安価な非半導体素子式の限流器では限流動作を自由に制御できない、などの問題がある。すなわち限流器には、常時の損失は限り無く小さく、また、どんなことがあっても故障領域を主系統から切り離す方向に動作することが望まれているわけである。

また、限流器に電力用半導体素子を使う場合、素子が高価なので限流器だけの使用例は殆ど無く、通常は位相や周波数、電圧、電流等、あらゆるパラメータを制御する回路と共に用いられるのが一般的である。仮に限流器回路のみをＳＣＲ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯなどの電力用半導体素子で構成する場合、バイパス抵抗を用いて限流動作時に故障電流がパイパス抵抗を流れるようにして抑制する方法になるが、万が一の事故対策にだけ高価な電力用半導体素子を用いるのでは経済性が全く成立しない。

そのため、電力用半導体素子を用いない限流器が注目されていて、例えば半導体素子を使わない最も簡単な限流器としては、直列接続した数ｍＨ程度の値のリアクトルがある。このリアクトルは限流リアクトルとも呼ばれ、磁気飽和が生じないようにヨークにギャップを設けるのが普通である。しかしながら限流リアクトルは、常に電圧降下を生じるため、その分、電源の電圧を上げる必要がある。

正常動作時に電圧降下が生じない限流器としては、アーク駆動式限流器と超電導限流器がある。アーク駆動式限流器は基本的にはバイパス抵抗を有する遮断器であるが、上位電力制御系の判断を待たずに故障電流を遮断器で遮断し、その時に発生するアークを消去しながら、電流をバイパス回路に流して故障電流を抑制する方法である。このアーク駆動方式限流器の場合、小型・軽量化が容易であり、しかも常温動作するので既に小規模のものは実用段階にある。しかし機械的な遮断動作があるために不安が残り、万一、遮断動作が不調でも、大事故に繋がらないような系統に利用されていることが多い。

一方の超電導限流器は、臨界温度、臨界磁界、臨界電流の３つの超電導特性が満たされると電気抵抗がゼロとなる超電導体の臨界電流特性を利用し、臨界電流値以下の電流であればゼロ抵抗の状態（Ｓ状態：Ｓｕｐｅｒ）だが、臨界電流値以上の過大電流が流れると、超電導体が常電導状態（Ｎ状態：Ｎｏｒｍａｌ）に転位することで発生した抵抗が故障電流を抑制する方法である。超電導限流器は、冷却系を含めた装置の何処に不調があっても必ず限流動作状態になるセルフセーフ機能を有し、信頼性が高いので、これまでにも多種多様な超電導限流器が提案されている。その中で代表的なものは、超電導体に直接電流を流して動作させるＳＮ（Ｓｕｐｅｒ／Ｎｏｒｍａｌ）転移抵抗型限流器と、変圧器の２次側の超電導体を常電導転位させる変圧器型超電導限流器、それに磁気飽和型限流器である。

ＳＮ転移抵抗型超電導限流器は超電導体に大きな電流が流れ、上記した超電導条件が壊されることで発現する有限な抵抗を利用するもので、構造も原理も簡単だが、超電導体に高電圧が掛かるので低温電気絶縁の問題が常に最重要課題になる。そこで冷却材には密度が均一な液体窒素冷却が使われる。しかし限流動作時には超電導体の発熱で必ず気液混合状態になるため、セラミックスやＦＲＰなどの固体絶縁体で電気絶縁を確保する必要があり、クライオスタット設計が難しい。

また、抵抗転位型の超電導限流器は超電導体が常電導状態に転位すると膨大な発熱が生じ、最悪の場合、超電導体の破壊を招くという問題がある。そこで通常の抵抗転位型超電導限流器では、遮断器と組み合わせた協調動作を前提にして、遮断器が応答できない数サイクルの間の過大電流を抑制し、後は遮断器に委ねるように設計する。

しかし分散電力系９２のような小容量設備に、基幹系９０で用いる高価な高速遮断器の設置が必要になったり、電力会社からの制御にも従属できる柔軟な電力制御系導入が必要になったりするのでは、電力接続システムの高コスト化を招いて自律分散電力系９２の普及を阻害する要因にもなる。多少装置自身が大きくなっても、メンテナンスが楽でシステムの独立性を保てる限流器を導入した方が使いやすい。

変圧器型超電導限流器は、電力系統に接続される常電導体を含む１次コイルと、超電導体を含んで両端を短絡した２次コイルとから構成される。通常運転時は２次コイルが超電導状態を保つように設計され、その状態では、１次コイルが発生する磁束は２次コイルに流れる誘導電流による磁束により打ち消されている。短絡事故等で１次コイル側に過大な電流が流れると２次コイルに流れる電流も大きくなるため、２次コイルの超電導体がクエンチしてクエンチ抵抗が発生する。従って２次コイルに流れる誘導電流は小さくなり、１次コイルで発生する磁束を十分に打ち消すことができなくなって限流器のインピーダンスが大きくなり、この増大したインピーダンスで事故のときに発生した電流を限流する。

しかしながら、これらＳＮ転位抵抗型限流器、変圧器型限流器等は、電流抑制時に膨大な発熱があるため、常電導状態から超電導状態への復帰時間が長いという問題があった。そのため、これまでの超電導限流器は遮断器が動作できない故障初期状態のみを担当し、あとの故障電流の処理を遮断器に任せて超電導体の発熱を低減させる設計になっている。また、故障状態が除去された後は、予備器を系統に接続して第二波や第三波の故障電流にも対処するなどで系統運用上の問題を解決させている。

しかし、故障が次々に続くケースでは、従来の超伝導限流器では対応が難しくなる。尤も故障が次々に発生する事態では、再接続しないことが最良の動作なのかもしれないが、できれば特別な制御を考えなくても限流器自身が再復帰してくれる方が運用上遥かに便利である。

こういった問題を解決するため、遮断器の助け無しでも単独で故障電流を処理でき、再復帰時間も短い超電導限流器として、可飽和リアクトルを用いる磁気飽和型限流器が検討され、試作も行われてきた。この磁気飽和型限流器は磁気の飽和特性を利用するものであるが、このように磁気の飽和特性を利用する電力機器として有名なものに磁気増幅器がある。従来の磁気飽和型限流器は、この磁気増幅器を限流器として動作させたものであり、巻線に超電導線を用いたものを磁気飽和型超電導限流器と呼んでいる。

図９は従来の磁気飽和型限流器７０の基本構成図であり、この回路は前記したように磁気増幅器と全く同じで、磁気増幅器を限流器として用いた方式である。図中７１、７２は磁気ヨーク１と２、７３、７４は系統電流（Ｉ）、７５は直流電源、７６はコイルＬ_１、７７はコイルＬ_２、７８、７９は直流磁場用コイル、８０は直流電源が作る磁場、８１は系統電流（Ｉ）７３、７４が作る磁場である。

この限流器７０に用いる磁気ヨーク７１、７２は、通信機器で用いられるフェライトとかα−Ｆｅ鋼板等を用い、磁性体のヒステリシス損失を小さくすると共に、容易に磁気飽和が生じる磁性体とする。例えば図１０に示したグラフは、このα−Ｆｅ鋼板の磁気特性であるＢ−Ｈ曲線（磁束密度−磁界曲線）の一例であり、横軸はアンペア・ターン、縦軸は磁束密度Ｂ（Ｔ）で、磁束密度が１テスラ（Ｔ）を超すと磁気飽和が生じ、急激に傾きが小さくなる事がわかる。

この磁性材料を用いてＢ＝１（Ｔ）付近から磁束飽和が生じると、透磁率μｓ＝ｄＢ／ｄＨ（傾き）の値がゼロに近づくので、コイルのインダクタンスＬが急速に小さくなる。これはコイルのインダクタンスＬが、下記（１）式に示すように透磁率μｓに比例するためであり、飽和磁束以上の状態で使うとＬは小さく、非飽和状態で使用すればＬは大きくなって、非線形な磁気特性を示すリアクトルになる。そのため、これを可飽和リアクトルと呼ぶわけである。

交流通電では正振幅の電流と負振幅の電流があるため、図９の構成例に示すように、２つの磁気ヨーク７１、７２が必要である。２つのヨーク７１、７２共に直流コイル７８、７９に直流電源７５から直流電流を流して磁場８０を発生させ、ヨークの磁束密度を１（Ｔ）以上の状態に設定すると、ヨーク７１、７２は磁気的に飽和し、
μ_ｓ≒０
となる。その結果、ヨークに巻かれた交流コイルＬ_１７６、Ｌ_２７７のインダクタンスＬは、
Ｌ≒０
となる。従って、交流電流は何らの抵抗を受けずに流れる。

しかし交流コイルＬ_１７６、Ｌ_２７７もヨーク７１、７２内に磁束８１を発生するので、交流磁場φＡＣと直流磁場φＤＣとはヨーク内で合成される。その結果、Ｂｓａｔを磁気ヨーク７１、７２の磁束飽和値とすると、大きな交流電流に対し、
｜φＤＣ−φＡＣ｜＜Ｂｓａt（Ｔ）
になる可能性がある。すなわち、ヨーク７１、７２が磁気飽和領域から非飽和領域になる可能性がある。ヨークが非飽和領域になると、Ｌが急激に大きくなって交流電流は流れ難い状態になり、限流器として動作する。

図１１はこの様子を模式的に示したグラフである。この図１１において横軸は磁界を意味し、電流に比例する値である。縦軸はヨーク７１、７２内の磁束密度を意味しており、交流電流の振幅が小さい範囲であればＬ＝０なので、交流コイル７６、７７の端子間電圧はゼロに、大振幅の交流電流が流れると交流コイルに大きな端子間電圧が現れ、電流が流れ難い状態になる。

しかしながら、図９に示した従来式の磁気飽和型限流器は、大きなヨークを磁気的に飽和させるために一定の直流磁場が必要であり、これを実現するには永久磁石を使う方法も考えられるが、大きな電力機器では電力損失が無い超電導コイルを使用した方が現実的である。また、この限流器では、万が一、直流用の超電導コイルが壊れるとリアクトルは非飽和領域になるので交流電流は流れ難くなり、他の超電導限流器と同様にセルフ・セーフ機能を有している。また、故障状況が除去された後の再復帰時間については、磁気増幅器の応答性と同じなので数ミリ秒である。

また、現在製作できる磁気増幅器の最大規模は１万ｋＷ程度と言われており、限流器の最大容量も同じ規模になる。この限流器の交流コイルＬ_１７６及びＬ_２７７は、超電導線である必要性はないが、損失低減のために超電導線が使われる。従来の磁気飽和型限流器７０は、この図９から明らかなように１相当りに２個の可飽和リアクトルが必要であり、３相交流の場合は全体で６個の可飽和リアクトルが必要となる。しかし、ここで用いる可飽和リアクトルは大型であり、そのため、装置全体が巨大になることからなかなか実用化されないでいる。

こういった装置全体の大型化を招かない磁気飽和型限流器の先行技術については、例えば特許文献１に、交流電源（系統電力）と負荷との間に全波整流器を設け、その全波整流器の直流出力端子を可飽和直流リアクトルの一次側コイルＬ_１に接続すると共に、可飽和直流リアクトルの二次側コイルＬ_２に該飽和直流リアクトルの可飽和鉄芯を飽和させるための直流電源を接続し、平常状態では可飽和鉄芯が飽和していることでインダクタンスが小さいが、故障により一次側コイルＬ_１に流れる直流電流が増えると、可飽和鉄芯が非飽和領域に入って限流動作が行われる限流器が示されている。

特開２００２−２９１１５０号公報

この特許文献１に示された限流器は、可飽和直流リアクトルが１つだけのため、装置の大型化は招かないが、直流電源が必要であると共に系統電流を全波整流器に流しており、この全波整流器を電力用半導体素子で構成した場合、前記したように万が一の事故対策にだけ高価な電力用半導体素子を用いることになり、コスト的に問題がある。また全波整流器は、故障電流が大電流の場合に限流動作が開始される前に壊れる可能性がある。

そのため本発明においては、可飽和リアクトルを用いる磁気飽和型限流器の利点である、遮断器の助け無しでも単独で故障電流を処理でき、再復帰時間も短い点、及びセルフ・セーフ機能はそのままに、寸法の大きな可飽和リアクトルの必要数を少なくすると共に、直流のバイアス磁束を用いないようにした磁気飽和型限流器を提供することが課題である。

上記課題を解決するため本発明になる磁気飽和型限流器は、
強磁性体ヨークと、該強磁性体ヨークに巻回されて電力系統に接続されたコイルとからなり、前記コイルに流れる電流の大きさにより磁気的に非飽和状態と飽和状態とに変化する可飽和リアクトルを用い、電力系統に生じた故障電流を限流する磁気飽和型限流器において、
一端を電力系統に接続されて前記コイルに直列に接続され、前記電力系統の平常電流で非飽和状態の可飽和リアクトルと直列共振回路を形成し、前記電力系統に対して低インピーダンスを示す回路を構成する第１のコンデンサと、
前記直列共振回路に並列に接続され、前記電力系統の故障電流で飽和状態となる前記可飽和リアクトルの存在により前記第１のコンデンサと並列共振回路を形成し、前記電力系統に対して高インピーダンス示す回路を構成する第１の非飽和リアクトルとからなり、
前記電力系統の故障電流で生じる前記並列共振回路により前記故障電流を限流するように構成するとともに、
更に前記第１のコンデンサと電力系統の間に接続された第２のコンデンサと、該第２のコンデンサに並列に接続された第２の非飽和リアクトルとからなり、前記可飽和リアクトルの非飽和状態から飽和状態への移行に伴って発生する高調波を抑えるフィルタ回路を付加したことを特徴とする。

このように磁気飽和型限流器を構成することで、系統電流が平常電流の場合は可飽和リアクトルが非飽和状態であり、そのために生じるインダクタンスと第１のコンデンサとで系統電流周波数に対して直列共振回路を形成すると、この直列共振回路は電力系統に対して理論上ゼロ・インピーダンスの回路となり、平常電流の系統電流は大きな電圧降下を生ぜずに流れる。それに対して故障電流により、可飽和リアクトルが磁気飽和状態となると可飽和リアクトルのインダクタンスは略０となり、第１のコンデンサと第１の非飽和リアクトルとで並列共振回路が形成されるが、この並列共振回路は系統電流に対して理論上無限大インピーダンスになるので、故障電流は限流される。しかもこの限流動作は、並列共振回路が理論上無限大インピーダンスを示すために発現するもので、電流抑制効果が従来の限流器より大きく、それにもかかわらず系統電流が平常電流に戻ることで可飽和リアクトルが非飽和状態に戻れば、もとの直列共振回路が形成されて理論上、ゼロ・インピーダンス状態に復帰する。

すなわち従来の磁気飽和型限流器は、リアクトルの磁気飽和現象をコイルのインダクタンス変化として直接利用しているのに対し、本発明になる磁気飽和型限流器は、可飽和リアクトルを直列共振回路と並列共振回路の切り換えに利用しているため、寸法の大きな可飽和リアクトルの必要数が１相あたり１つでよく、限流器の小型化を図ることができる。また本発明の磁気飽和型限流器は、可飽和リアクトルを用いる磁気飽和型限流器の利点である、遮断器の助け無しでも単独で故障電流を処理できる点、再復帰時間も短い点、及びセルフ・セーフ機能などはそのままに、特許文献１の限流器のように整流回路や直流電源も不用であるから、構造が簡単で安価に構成することができる磁気飽和型限流器を提供することができる。

そして、前記可飽和リアクトルにおける非飽和時のインダクタンスをＬ_０、前記電力系統の周波数をω（ω＝２πｆ：ｆは周波数）とした時、前記第１のコンデンサの容量Ｃを、
Ｃ＝１／（ω^２Ｌ_０）
と設定することで、前記したように小振幅の交流電流（系統電流が平常電流の場合）の場合、可飽和リアクトルは磁気飽和しないので有限な値のＬ_０となり、直列共振回路はインピーダンスが非常に小さくなって交流電流（系統電流）は全く抵抗を受けずに流れることができる。

なお、本発明になる磁気飽和型限流器では、可飽和リアクトルが前記したように限流器内の共振回路を切り替えるスィッチング素子として機能しているため、スイッチング動作時にノイズが発生する。そのため、この切換の際に可飽和リアクトルに蓄えられた電磁エネルギーが解放され、高調波電流となって限流器内を流れて系統電流に漏れ出るが、前記第１のコンデンサと電力系統の間に接続された第２のコンデンサと、該第２のコンデンサに並列に接続された第２の非飽和リアクトルとからなり、前記可飽和リアクトルの非飽和状態から飽和状態への移行に伴って発生する高調波を抑えるフィルタ回路を付加することで、こういった漏れだしを防止することもできる。

また、前記第１と第２の非飽和リアクトルは、磁気的飽和が生じない空心リアクトルとすると、本発明になる磁気飽和型限流器を安価に、小型に構成することができる。

さらに、前記可飽和リアクトルに巻回されたコイルは超電導線材を含んで構成され、超電導環境に置かれていることで、損失を低減した磁気飽和型限流器とすることができる。

また、前記超電導体は、酸化物高温超電導体であり、ＹＢａ_２Ｃｕ_３Ｏ_ｘまたはＢｉ_２Ｓｒ_２Ｃｕ_３Ｏ_ｘであることで、液体ヘリウム冷却のように冷却技術が煩雑とならず、電気絶縁耐力も低くならないから、装置寸法の大型化や高いコストを招かずに超電導限流器を構成することができる。

以上記載のごとく本発明になる磁気飽和型限流器は、寸法の大きな可飽和リアクトルは１つで済み、また、直流のバイアス磁束を用いないから直流電源も不用となる。それにもかかわらず電流抑制効果が従来の限流器より大きく、系統電流が平常電流に戻ることで可飽和リアクトルが非飽和状態に戻れば、もとの直列共振回路が形成されて低抵抗状態に復帰し、可飽和リアクトルを用いる磁気飽和型限流器の利点である、遮断器の助け無しでも単独で故障電流を処理できる点、再復帰時間も短い点、及びセルフ・セーフ機能などはそのままに、構造が簡単で安価に構成することができる磁気飽和型限流器を提供することができる。

また、可飽和リアクトルが限流器内の共振回路を切り替えるスィッチング素子として機能するとき、ノイズが発生するが、高調波を抑えるフィルタ回路を付加することで、系統電流に漏れ出るノイズを防止され、可飽和リアクトルに巻回されたコイルを超電導線材で構成すると共に、超電導環境に置くことで、損失を低減した磁気飽和型限流器とすることができる。

以下、図面を参照して本発明の好適な実施例を例示的に詳しく説明する。但しこの実施例に記載されている構成部品の寸法、材質、形状、その相対的配置等は特に特定的な記載がない限りは、この発明の範囲をそれに限定する趣旨ではなく、単なる説明例に過ぎない。

図１は、本発明になる磁気飽和型限流器１０の構成概略（Ａ）と、その等価回路（Ｂ）である。図中１１の番号を付したＬ_１は可飽和リアクトル、１２、１３の番号を付したＬ_２、Ｌ_３は非飽和リアクトル（例えば、磁気的に飽和しない空心リアクトル）、１４、１５の番号を付したＣ_１、Ｃ_２はコンデンサである。本発明においてはこれらの構成要素により、直列に接続されて２０の楕円により囲んだ可飽和リアクトルＬ_１１１とコンデンサＣ_１１４とで直列共振回路が構成され、この直列共振回路に並列に接続された非飽和リアクトルＬ_２１２が、後記するように過大電流が流れたとき、２１で示した楕円で囲んだコンデンサＣ_１１４とで並列共振回路を構成し、過大電流を抑制して限流器本体１６を構成する。

また、限流器本体１６に直列に接続されたコンデンサＣ_２１５と非飽和リアクトルＬ_３１３とは、限流動作時に発生する高調波を抑えるフィルタ回路１７を構成する。これら直列共振回路２０、並列共振回路２１は、電力系統が平常状態で可飽和リアクトルＬ_１１１が磁気的に非飽和の時、可飽和リアクトルＬ_１１１とコンデンサＣ_１１４とが、理論上、ゼロインピーダンス、もしくは低インピーダンスを示す直列共振回路を構成し、電力系統に故障が生じて異常電流が流れ、可飽和リアクトルＬ_１１１が磁気的に飽和状態になるとコンデンサＣ_１１４と非飽和リアクトルＬ_２１２とが並列共振回路を形成し、理論上、無限大インピーダンス、もしくは高インピーダンスを示す回路を構成して限流動作を行う。

すなわち、限流器は電流の振幅に対して何らかの非線形特性が必要であり、前記したＳＮ（Ｓｕｐｅｒ／Ｎｏｒｍａｌ）転移抵抗型限流器では、超電導体が超電導状態から常電導状態に転位したときに生じる抵抗がこれを担い、本発明になる磁気飽和型限流器１０においては、可飽和リアクトルＬ_１１１の電流に対する非線形特性がこれを担うわけである。

この限流器本体（Ｌ_１１１、Ｌ_２１２、Ｃ_１１４）１６に用いる可飽和リアクトルＬ_１１１は、鉄やニッケル、あるいはフェライト等の強磁性体ヨークにコイルを巻いたものであり、一定以上のコイル電流が流れると磁気ヨークが飽和し、コイルのインダクタンスが小さくなる。一方、非飽和リアクトルＬ_２１２は、想定できる電流の値では磁気飽和が起きないよう大面積の磁気ヨークを用いたり、あるいは磁気飽和が無い空心コイルを採用する。

これらの構成要素は、まず、可飽和リアクトルＬ_１１１の非飽和時におけるインダクタンスをＬ_０とした場合、非飽和リアクトルＬ_２１２のインダクタンスも同じ値のＬ_０となるよう設定する。Ｌ_０の値は自由であるが、造り易さやコンデンサの容量を考えて、周波数がｆ＝５０（Ｈｚ）であれば、０．２〜０．０５（Ｈ）の設定が適当である。例えば、Ｌ_０＝０．０５（Ｈ）とする。

コンデンサＣ_１１４は、系統周波数をω（ω＝２πｆ：ｆは周波数）とした時、
Ｃ_１＝１／（ω^２Ｌ_０）
を満たすように設定する。例えば、ｆ＝５０（Ｈｚ）、Ｌ_０＝０．０５（Ｈ）の場合、
Ｃ_１＝２０２（μＦ）
となる。

フィルタ回路（Ｌ_３１３、Ｃ_２１５）１７は、前記したように高調波の遮断が目的である。ここに示した磁気飽和型限流器１０では、可飽和リアクトルＬ_１１１が限流器内の共振回路を切り替えるスィッチング素子として機能しており、スイッチング動作時にノイズが発生する。すなわちコイルに電流を流すと、
Ｌ_０Ｉ^２／２（Ｌ_０はコイルのインダクタンス、Ｉは電流）
の電磁エネルギーがコイル内に蓄積される。過大電流で可飽和リアクトルＬ_１１１が磁気飽和してＬ_０から０に変化すると、可飽和リアクトルＬ_１１１の電磁エネルギーが解放され、高調波電流となって限流器内を流れる。この高調波電流は通常導線で巻かれた空心リアクトルＬ_２１２の抵抗で消費されるが、主系統にも漏れ出る。従ってフィルタ回路１７は高調波電流の主系統への漏洩を小さくするために必要である。

このフィルタ回路１７を構成する非飽和リアクトルＬ_３１３、コンデンサＣ_２１５の値は、フィルタ共振周波数ω_ｆが系統周波数ω以上であれば自由に選定できる。例えば、
Ｃ_２＝２０（μＦ）
とし、
Ｌ_３＝５（ｍＨ）
とすれば、
ω_ｆ＝５００（Ｈｚ）
となる。

しかしながら、このフィルタ回路１７の非飽和リアクトルＬ_３１３、コンデンサＣ_２１５の値は、自由度が大きくて一義的には決らない。例えば、
ω＜ω_ｆ
の条件があっても、フィルタの共振周波数は
ω_ｆ＝１５０（Ｈｚ）
でも５００（Ｈｚ）でも良い。仮に、
ω_ｆ＝５００（Ｈｚ）
と固定しても、
ω_ｆ＝１／（Ｌ_３Ｃ_２）
を満たせば、Ｌ_３、Ｃ_２は自由に選ぶことができる。

ただし非飽和リアクトルＬ_３１３、コンデンサＣ_２１５の選択で考慮すべき点は、共振周波数ω_ｆが系統周波数ωに近づくと、優れた高調波の抑制効果を期待できる反面、正常動作時のフィルタ・インピーダンスが大きくなり、正常時の電圧降下が大きくなることである。またω_ｆを固定しても、前述のように、
ω_ｆ＝１／（Ｌ_３Ｃ_２）
を満たせば、非飽和リアクトルＬ_３１３、コンデンサＣ_２１５の選択は自由であるが、簡単な計算から、正常電流通電時の電圧降下を小さくするには図２に示すように、フィルタ・インピーダンスＺ_Ｆを小さくすれば良い。この図２は、高調波の主要周波数を５００（Ｈｚ）としたときの回路定数及び回路インピーダンスのグラフであり、横軸はコンデンサＣ_２１５の容量（単位：μＦ）、縦軸はフィルター回路１７のインピーダンスＺ_Ｆ（単位：Ω）と必要なリアクトルＬ_３（単位：Ｈ）である。

このグラフから分かるとおり、非飽和リアクトルＬ_３１３を小さく、コンデンサＣ_２１５を大きく設定すればフィルター回路１７のインピーダンスＺ_Ｆが小さくなり、電圧降下が小さくなる。しかしながら、コンデンサＣ_２１５を大きくすることでＺ_Ｆを小さくすると、フィルタに大容量のコンデンサが必要になるし、ω_ｆ以外の高調波電流が通りやすくなるので単純に決めることはできない。実際の系統に合わせて最良なフィルタを見つける必要がある。

次に、本発明になる磁気飽和型限流器１０の動作原理について説明する。前記した図１（Ｂ）に示した回路に交流回路解析で一般的なフーリエ変換を用い、回路全体のインピーダンスＺ_Ｔを求めると、下記（２）式となる。

この（２）式において、第１項が限流器本体１６、第２項がフィルタ回路１７のインピーダンスである。ここに、ωは系統の（角）周波数［ω＝２πｆ：ｆは周波数］である。

説明を簡単にするため、フィルタ回路１７のインピーダンスを無視し、
Ｌ_１＝Ｌ_２＝Ｌ_０
であると仮定する。小振幅の交流電流に対し、可飽和リアクトルＬ_１１１は磁気飽和しないので、有限な値のＬ_０となってコンデンサＣ_１１４と直列共振する（直列共振回路２０）。この時、コンデンサＣ_１１４が、
１＝ω^２Ｃ_１Ｌ_０
を成立するように設定されていると、
Ｚ_ＦＣＬ＝０
となる。すなわち、交流電流は全く抵抗を受けないことになる。

一方、大振幅の交流が流れて可飽和リアクトルＬ_１１１が磁気飽和し、
Ｌ_１＝０
になると、可飽和リアクトルＬ_１１１が存在しないのと同じになり、コンデンサＣ_１１４と非飽和リアクトルＬ_２１２とが直接接続され、並列共振回路２１が現れる。このとき、
Ｌ_２＝Ｌ_０
に設定したので、
１＝ω^２Ｃ_１Ｌ_０
が成立する。これは（１）式の分母をゼロにするので、
Ｚ_ＦＣＬ＝∞
となり、電流は殆ど流れなくなって過大電流に対して極めて大きなインピーダンスを示し、回路は限流器として動作する。

すなわち本発明になる磁気飽和型限流器１０は、系統電流１８、１９が正常であれば可飽和リアクトルＬ_１１１が磁気飽和せず、インダクタンスが有限な値のＬ_０となってコンデンサＣ_１１４と直列共振回路２０を構成し、交流電流は全く抵抗を受けずに流れる。それに対して系統電流１８、１９が故障し、異常電流が流れて可飽和リアクトルＬ_１１１が磁気飽和すると、可飽和リアクトルＬ_１１１が存在しないのと同じになってコンデンサＣ_１１４と非飽和リアクトルＬ_２１２とが直接接続され、並列共振回路２１が現れて過大電流に対し、極めて大きなインピーダンスを示して限流器として動作するわけである。

なお、本発明になる磁気飽和型限流器１０では、正常時に電流が流れる可飽和リアクトルＬ_１１１の巻線を超電導線にしてもよく、そうすることで、磁気飽和型限流器１０の損失を減らすことができるが、この超電導線が冷凍機を含めた機器の異常で機能しなくなった場合でも、超電導線が常電導状態に転位して損失増加が大きくなるだけで、限流器としての機能はそのまま維持される。

このように本発明になる磁気飽和型限流器１０は、従来方式では巨大寸法の可飽和リアクトルが２個必要だったのを１個に減らせること、また、電流抑制効果を並列共振回路の無限大インピーダンスで実現していて、従来の磁気飽和型限流器より大きな電流抑制効果が得られることが特徴である。

従来の限流器と本発明になる磁気飽和型限流器１０との違いを列記すると、以下のようになる。
１）従来の限流器では、リアクトルの磁気飽和現象をコイルのインダクタンス変化として直接利用するのに対し、本発明になる磁気飽和型限流器１０は、磁気飽和現象を共振回路の切り替えに利用している。
２）本発明になる磁気飽和型限流器１０では、寸法の大きな可飽和リアクトルが１個で済むので装置の小型化が可能。
３）従来の限流器では正常時に磁気飽和状態の維持が必要なため、直流のバイアス磁束が不可欠であるのに対し、本発明になる磁気飽和型限流器１０では磁気飽和は異常時にのみ生じるので、直流電源、あるいは永久磁石は不要である。
４）本発明になる磁気飽和型限流器１０の電流抑制は、並列共振回路の無限大インピーダンスで実現しているため、電流抑制効果が従来の限流器より大きい。

次に、本発明になる磁気飽和型限流器１０の、具体的設計シミュレーション例について、リアクトルＬ_１１１のコイル線材に酸化物高温超電導体のＹ系超電導線を用い、液体窒素で超電導環境とした場合を例に説明する。なお、前記したようにコイル線材として超電導線を用いない場合、損失が多少増えるが動作そのものに支障が生じることはない。

本発明になる磁気飽和型限流器１０において、最も重要な部品は可飽和リアクトルＬ_１１１である。この可飽和リアクトルＬ_１１１に用いる磁気材料としては、前記したように、例えば磁気増幅器で用いられる体心立方格子構造のα−Ｆｅ鋼板などを使用する。このα−Ｆｅ鋼板にも様々な種類があるが、ここでは一例として、前記図１０のグラフに模式的に示した初期透磁率μｓ＝１０００（Ｂ−Ｈ曲線の傾き）、飽和する磁束密度Ｂｍａｘ＝１（Ｔ）のものを用いることとする。

また、図３に可飽和リアクトルＬ_１１１の構造概略一例を示した。この図３は、（Ａ）が本発明になる磁気飽和型限流器１０に用いる可飽和リアクトルＬ_１１１の概略構造であり、（Ｂ）がコイルの線材として超電導線を用いた場合のクライオスタット部分の構造一例、及び（Ｃ）は（Ｂ）における点線の○で示した部分の拡大図で、超電導線を使ったコイルの構造をそれぞれ示している。

まず図３（Ａ）において、３０はα−Ｆｅ鋼板を用いたヨーク、３１は図３（Ｃ）に構造の概略を示したコイル、３２はヨーク３０の平均磁気回路長さ（ｌｍａｇ）、Ａはヨーク３０の断面積、φは磁束密度、Ｎはコイル３１のターン数、Ｌはコイル３１のインダクタンスである。また（Ｂ）において３３はコイル・ボビン、３４は超電導線を冷却するためのクライオスタット、３５はクライオスタット３４の内部を満たす液体窒素であり、（Ｃ）において３４１はクライオスタット側面、３６は２５ｍｍ×４ｍｍ程度の板状の高純度銅線、３７はこの高純度銅線３６の横幅面上に２本並列に接合した、市販されている幅１２ｍｍのＹ系超電導線である。なお、Ｙ系超電導線としては、酸化物高温超電導体のＹＢａ_２Ｃｕ_３Ｏ_ｘ、またはＢｉ_２Ｓｒ_２Ｃｕ_３Ｏ_ｘなどを用いることが好ましい。

図３（Ａ）に示したように、透磁率がμｓでヨーク断面積がＡ、平均磁気回路長さｌｍａｇの磁気ヨークにＮターンのコイルを巻くと、コイルのインダクタンスＬは前記した（１）式で表わせる。

ここに４π１０^−７は真空中の透磁率であり定数である。このコイルに電流Ｉ（Ａ）を流すと、ヨーク内に発生する磁束密度φは（３）式で表わせる。

例えば、可飽和リアクトルＬ_１１１の非飽和時のインダクタンスが
Ｌ_０＝０．０５（Ｈ）
で、最大電流４００（Ａ）の通電で磁束密度が
φ＝１（Ｔ）
になるとすると、（１）及び（２）式から、図５のグラフに示すようなヨーク寸法の関係が得られる。この図５において横軸は磁気ヨーク直径、縦軸は平均磁気ヨーク長（ｍ）、及びコイルターン数（Ｎ）である。

この図５のグラフからわかるとおり、ヨーク直径を約１．０ｍとすると、ヨーク長約１６ｍ、ヨーク１辺の長さは４ｍ、コイルターン数を２０ターンにすればよい。そのため、以後の計算はこの寸法を用いて進める。

このヨークに巻き込む巻線導体として図３（Ｃ）に示したように、２５ｍｍ×４ｍｍの板状の高純度銅線３６を用い、横幅面上に市販の幅１２ｍｍのＹ系の例えば交流用超電導線３７を２本並列に接合すると、超電導線の臨界電流が１本あたり２５０（Ａ）程度なので、５００（Ａ）以下の通電に対して抵抗ゼロの導体が実現できる。これより正常動作であれば、図１に示した可飽和リアクトルＬ_１１１の巻線の損失は理論的にはゼロになる。導線の巻枠（コイル・ボビン）３３は、超電導線を冷却する液体窒素用のクライオスタット３４が必要なので、ヨーク３２の直径１ｍよりも大きくなり、図３（Ｂ）に示したように１．２ｍと仮定し、導体全長が７２ｍになると仮定すると、使用するＹ系薄膜超電導線３７の量も少なく、超電導線によるコスト高を招くことがない。また、導体の長さが短いので電気抵抗も小さい。

具体的には、銅の電気抵抗率がσ＝１．６９（μΩ・cｍ）［常温］なので、７２ｍの長さでは常温で０．０１２（Ω）となる。更に、これを液体窒素３５で冷却しているので、抵抗は１（ｍΩ）程度になる。従って故障電流が流れても導体の発熱は十分小さく、仮に故障時間が０．１秒で１０００（Ａ）の故障電流が流れても、発熱エネルギーは１００（J）程度に収まる。この程度の発熱であれば、故障状態が除去されると超電導線３７も直ちに超電導状態に回復できる。尤も本発明になる磁気飽和型限流器１０は、可飽和リアクトルＬ_１１１の共振回路切り替えが動作の基本なので、超電導体３７の超電導状態への復帰は限流器の再復帰と関係なく、故障状態が除去されると直ちに再復帰する。このことは、超電導線３７や冷凍機等の新技術が電力機器に入り込む不安を払拭するのに役立つし、超電導電力機器導入へ心理的な障壁を取り除くのにも役に立つ。

この、本発明になる磁気飽和型限流器１０を実際に用いる時に必要な配慮は、電力系統が３相交流なのでこの大型の可飽和リアクトルＬ_１１１が３個必要になり、大きな設置空間が必要なことである。

一方、図１に示した非飽和リアクトルＬ_２１２は空心コイルであるとし、図４に示したように磁束漏れが無いトロイド巻構造とする。この図４において４０は非磁性体ボビン、４１はコイルで、Ｒは非磁性体ボビン４０の大直径、ｒは同じく非磁性体ボビン４０の小直径であり、この例では空心コイルを円形として示したが、磁力線が閉じていれば楕円でも四角形でも構わない。また、この空心コイルは磁束の飽和現象を考えなくても良いので、（３）式を無視して小さく設計できる。

例えば、（２）式においてμｓ＝１と置き、Ｌ_０＝０．０５（Ｈ）を満たすには、図４の大直径Ｒが１ｍ、小直径ｒが０．２ｍのボビンの上に１１３０ターンのコイル４１を巻けば、コイルのインダクタンスはＬ_２＝０．０５（Ｈ）となる。コイル４１に巻き込む銅線として断面積１０ｍｍ^２の高純度銅線を使うと、連続通電電流値は１５０〜２００（Ａ）になる。本発明になる磁気飽和型限流器１０の場合、空心の非飽和リアクトルＬ_２１２に電流が流れるのは故障状態の時だけであり、時間は０．１〜１秒と考えられるので、非飽和リアクトルＬ_２１２の許容電流は３０００（Ａ）程度と考えても十分余裕がある。ちなみに非飽和リアクトルＬ_２１２は常温設置であり、コイル４１の電気抵抗は、銅の電気抵抗率が常温でσ＝１．６９（μΩ・cｍ）なので、小直径０．２ｍの１１３０ターン・コイルの場合Ｒ２≒０．１２（Ω）となる。

更に、フィルタ用コイルＬ_３も常温に設置された空心コイルであると仮定し、Ｌ_２と同様に大直径１ｍ、小直径０．２ｍのボビンで同じ面積の銅線を使うとすると、Ｌ_３＝５（ｍＨ）にするには３５６ターンで、コイル抵抗はＲ３＝０．０３８（Ω）になる。

このようにして設計したコイルＬ_１〜Ｌ_３を用い、高調波フィルタ周波数を５００（Ｈｚ）とすると、コンデンサＣ_１、Ｃ_２は、それぞれ、２０２（μＦ）、２０（μＦ）となる。ちなみに、コンデンサの耐電圧は系統電圧の最高値以上にする必要がある。例えば、系統電圧が６６（ｋＶ）であれば、

以上の耐電圧性能が必要である。

図６は、シミュレーション計算に用いた模擬故障回路である。この図６の回路は、故障事故が分散系統内部で生じたと仮定した場合で、図中、６０は系統電源、６１は系統電源６０の送電線抵抗（Ｒ_０）、６２は自律分散系統内部、６３は正常時の分散系統内部の総負荷抵抗（Ｒ_Ｌ）、６４は事故により減少した総負荷抵抗、６５は想定事故としてのスイッチである。同図において電力会社の送電線抵抗Ｒ_０６１は、Ｒ_０＝１（Ω）と仮定する。また、分散系統内部の総負荷抵抗Ｒ_Ｌ６３は通常４００（Ω）とするが、これが何らかの理由により生じた想定事故６５により、数サイクルの間、急に６４で示した２０（Ω）に低下したとして計算した。

図７はこの図６に示した回路を用い、本発明になる磁気飽和型限流器１０が故障により系統に生じた大電流を限流した場合のシミュレーション結果の一例のグラフであり、フィルター回路１５を用いた場合である。この図７において、５０は限流器１０が有る場合の系統電流で、５１は限流器１０が無い場合の系統電流、５２はＹ系超電導線材３７（図３（Ｃ）参照）の温度である。

時間ｔ_１で自律分散系統内部６２において想定事故６５が生じると、限流器１０が無い５１のグラフでは、故障電流が最大で３３００（Ａ）近い大電流となって他系統への影響が無視できなくなる。それに対して限流器１０が存在する５０のグラフでは、故障電流が最大で７５０（Ａ）程度に抑えられ、しかも、故障期間３サイクル後の時間ｔ_２で故障が除去されると、限流器１０は殆ど瞬時に故障前の状態に復帰している。

また、故障期間３サイクルの間におけるこのＹ系超電導線材の温度５２は、可飽和リアクトルＬ_１１１のコイル抵抗が小さいので発熱（温度上昇）も小さく、時間ｔ_２で故障が除去されると約５サイクル後に超電導状態に戻っている。ただし、超電導状態への回復時間は冷凍系の冷却能力に大きく依存するので、必ずしも５サイクル後に回復するとは限らない。重要なことは、本発明になる磁気飽和型限流器１０が、超電導状態とは無関係に故障電流を抑制できることと、再復帰も瞬時に行われることである。

ただしこの限流器１０は、５００（Ｈｚ）フィルタ回路１７が存在しているために若干、正常状態時の電流が低下している。この現象は、フィルタ回路１７の定数ω_ｆや非飽和リアクトルＬ_３１３、コンデンサＣ_２１５の選択で小さくできるが、非飽和リアクトルＬ_３１３のインピーダンスによる電圧降下が原因であり、発熱を伴う損失ではない。

図８は図６に示した回路を用い、本発明になる磁気飽和型限流器１０が故障により系統に生じた大電流を限流した場合のシミュレーション結果の一例の他の例のグラフであり、フィルター回路１５を用いない場合である。この図８において、５５は限流器１０が有る場合の系統電流で、５６は限流器１０が無い場合の系統電流、５７はＹ系超電導線材３７（図３（Ｃ）参照）の温度である。

時間ｔ_１で自律分散系統内部６２において想定事故６５が生じると、限流器１０が無い５６のグラフでは、図７の場合と同様故障電流が最大で３３００（Ａ）近い大電流となって他系統への影響が無視できなくなる。それに対して限流器１０が存在する５５のグラフでは、故障電流が最大で１５００（Ａ）程度に抑えられ、しかも、故障期間３サイクル後の時間ｔ_２で故障が除去されると、限流器１０は約２サイクル後に故障前の状態に復帰している。

このようにフィルタ回路１７が無くても故障電流を抑制できるし、故障状態が除去されると直ちに限流器１０は故障前の状態に復帰するが、限流動作時に発生する高調波電流が系統に大きく漏れ出ることがわかる。限流器１０の動作に伴う高調波電流が系統に漏れ出ても大きな障害が発生するとは思えないが、可能であれば漏れ出ない方が良い。したがってフィルタ回路１７の存在は必要である。しかしながらフィルタ回路１７が無いことにより、正常動作時における限流器１０内の電圧降下が全く無くなる点は考慮すべき点である。

以上、種々述べてきたように、本発明になる磁気飽和型限流器１０は、寸法が大きくなる可飽和リアクトルＬ_１１１は１つで済み、また、直流のバイアス磁束を用いないから直流電源も不用となる。それにもかかわらず電流抑制効果が従来の限流器よりも大きく、系統電流が平常電流に戻ることで可飽和リアクトルＬ_１１１が非飽和状態に戻れば、もとの直列共振回路が形成されて低抵抗状態に復帰し、可飽和リアクトルＬ_１１１を用いる磁気飽和型限流器の利点である、遮断器の助け無しでも単独で故障電流を処理できる点、再復帰時間も短い点、及びセルフ・セーフ機能などはそのままに、構造が簡単で安価に構成することができる磁気飽和型限流器を提供することができる。

本発明によれば、分散電力系などにおける万一の事故により、系統全体が不安定となって大規模な停電に繋がる、といったことを未然に防止する限流器を、可飽和リアクトルを用いることで、遮断器の助け無しでも単独で故障電流を処理でき、再復帰時間が短く、セルフ・セーフ機能を有して実現できるから、電力自由化の推進に貢献することができる。

本発明になる磁気飽和型限流器の構成概略（Ａ）と、その等価回路（Ｂ）である。 本発明になる磁気飽和型限流器を構成するフィルター回路の特性を示したグラフである。 本発明になる磁気飽和型限流器に用いる、可飽和リアクトルの概略構造（Ａ）とクライオスタット部分の構造（Ｂ）、及び超電導線を使ったコイルの構造（Ｃ）をそれぞれ示した図である。 本発明になる磁気飽和型限流器に用いる、非飽和リアクトルＬ_２としてのトロコイド巻空心コイルの構成例である。 可飽和リアクトルの寸法を算出する基礎となる、磁気ヨーク直径と平均磁気ヨーク長さ（ｍ）、コイルターン数のグラフである。 本発明になる磁気飽和型限流器のシミュレーション計算に用いた模擬故障回路である。 本発明になる磁気飽和型限流器を用い、故障により系統に生じた大電流を限流した場合のシミュレーション結果の一例のグラフで、フィルター回路を用いた場合である。 本発明になる磁気飽和型限流器を用い、故障により系統に生じた大電流を限流した場合のシミュレーション結果の一例のグラフで、フィルター回路を用いない場合である。 従来の磁気飽和型限流器の構成概略である。 磁気飽和型限流器の可飽和リアクトルに用いる、α−Ｆｅ鋼板で作成した磁気ヨークの磁化曲線のグラフである。 従来の磁気飽和型限流器の動作説明のためのグラフである。 自律分散電力系のイメージ図である。

符号の説明

１０ 磁気飽和型限流器
１１ 可飽和リアクトルＬ_１
１２ 非飽和リアクトルＬ_２
１３ 非飽和リアクトルＬ_３
１４ コンデンサＣ_１
１５ コンデンサＣ_２
１６ 限流器本体
１７ フィルタ回路
１８、１９ 系統電流
２０ 直列共振回路
２１ 並列共振回路

Claims (6)

1. 強磁性体ヨークと、該強磁性体ヨークに巻回されて電力系統に接続されたコイルとからなり、前記コイルに流れる電流の大きさにより磁気的に非飽和状態と飽和状態とに変化する可飽和リアクトルを用い、電力系統に生じた故障電流を限流する磁気飽和型限流器において、
   一端を電力系統に接続されて前記コイルに直列に接続され、前記電力系統の平常電流で非飽和状態の可飽和リアクトルと直列共振回路を形成し、前記電力系統に対して低インピーダンスを示す回路を構成する第１のコンデンサと、
   前記直列共振回路に並列に接続され、前記電力系統の故障電流で飽和状態となる前記可飽和リアクトルの存在により前記第１のコンデンサと並列共振回路を形成し、前記電力系統に対して高インピーダンス示す回路を構成する第１の非飽和リアクトルとからなり、
   前記電力系統の故障電流で生じる前記並列共振回路により前記故障電流を限流するように構成するとともに、
   更に前記第１のコンデンサと電力系統の間に接続された第２のコンデンサと、該第２のコンデンサに並列に接続された第２の非飽和リアクトルとからなり、前記可飽和リアクトルの非飽和状態から飽和状態への移行に伴って発生する高調波を抑えるフィルタ回路を付加したことを特徴とする磁気飽和型限流器。
2. 前記可飽和リアクトルにおける非飽和時のインダクタンスをＬ_０、前記電力系統の周波数をω（ω＝２πｆ：ｆは周波数）とした時、前記第１のコンデンサの容量Ｃを、
   Ｃ＝１／（ω^２Ｌ_０）
   と設定することを特徴とする請求項１に記載した磁気飽和型限流器。
3. 前記第１と第２の非飽和リアクトルは、磁気的飽和が生じない空心リアクトルであることを特徴とする請求項１に記載した磁気飽和型限流器。
4. 前記可飽和リアクトルに巻回されたコイルは超電導線材を含んで構成され、超電導環境に置かれていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載した磁気飽和型限流器。
5. 前記超電導体は、酸化物高温超電導体であることを特徴とする請求項１または４に記載した磁気飽和型限流器。
6. 前記超電導体は、ＹＢａ_２Ｃｕ_３Ｏ_ｘまたはＢｉ_２Ｓｒ_２Ｃｕ_３Ｏ_ｘであることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載した磁気飽和型限流器。

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