JP5178504B2 - 光ファイバチャネルにおける送信器の周波数のピーク化 - Google Patents

Description

本発明は、一般に、光ファイバを介するデータの送信に関し、特に、送信の性能を改善するために送信器の周波数ピーク化（ピーキング）の使用に関する。

本出願は、２００５年３月８日に出願され、「分散光ファイバチャネルにおける送信器の周波数のピーク化」と題する米国仮特許出願第６０／６５９，９２４号、２００５年５月４日に出願され、「送信信号強度およびペナルティを測定するための新しいアプローチ」と題する米国仮特許出願第６０／６７７，９１１号、および２００６年３月７日に出願され、「光ファイバチャネルにおける送信器の周波数のピーク化」と題する米国特許出願（出願番号知れず）に対する米国特許法第１１９条第（ｅ）項に規定する優先権を主張する。前述のすべての主題は、参照によりそのまま本出願に組み込まれる。

光ファイバは、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）、ストレージエリアネットワーク（ＳＡＮ）、およびワイドエリアネットワーク（ＷＡＮ）を含む高速デジタルネットワークにおける通信媒体として広く利用されている。これまで増加するデータ転送速度に向かって光学ネットワーキングの傾向があった。企業ネットワーキングでは、１００Ｍｂｐｓの速度がかつて極めて速いと考えられていたが、最近では、その１００倍の速さの１０Ｇｂｐｓに注目が移っている。本開示において用いられるように、１０ギガビット（１０Ｇや１０Ｇｂｐｓと短縮される）システムは、およそ１０ギガビット／秒のデータ転送速度またはライン転送速度（すなわち、オーバーヘッドを含むビット転送速度）を有する光ファイバ通信システムを含むものと理解される。

特定のデータ転送速度にもかかわらず、アプリケーションまたはアーキテクチャ、（光ファイバ通信リンクを含む）通信リンクは、常に、送信器、チャネルおよび受信器を含む。光ファイバ通信リンクでは、送信器は、典型的に、チャネル（すなわち、光ファイバ）を介する送信に適した光学形式に送信すべきデジタルデータを変換する。光信号は、チャネルを介して送信器から受信器に送られ、その途中でチャネル減損を受ける可能性があり、そして、受信器は、受信した光信号からデジタルデータを回復する。

典型的な１０Ｇ光ファイバ通信リンク１００が図１に示される。光ファイバ通信リンク１００は、光ファイバ１１０（チャネル）を介して受信器１２０に接続される送信器１０５を含む。典型的な送信器１０５は、複数のパラレルライン上のデータ源から１０Ｇのデータを受信し、連続的なデータを１０Ｇのレーザドライバ１０７に提供するための直列変換器またはパラレル／シリアルコンバータ（Ｐ／Ｓ）１０６を含んでもよい。そして、レーザドライバ１０７は、光ファイバ１１０上でデータを運ぶ光信号を送り出す１０Ｇレーザ１０８を駆動する。

典型的な受信器１２０は、光ファイバ１１０からのデータを受けて検出する１０Ｇ光検出器１１１を含む。検出データは、典型的に、１０Ｇ相互インピーダンス増幅器１１２、１０Ｇ制限増幅器１１３、および１０Ｇクロックデータ回収器１１４を通して処理される。そして、そのデータは、シリアル／パラレルコンバータ（Ｓ／Ｐ）１１５を通してパラレルデータインタフェースに提出されてもよい。

光ファイバ通信システムでは、レーザにより出力される光パワーは、一般に、光ファイバを介してデータを送信する２値法に変調される。名目的に、光パワーは、論理的「１」を送信するビット周期ではハイに、論理的「０」を送信するビット周期ではローである。これは、一般に、オン／オフキーイングという。ここで、「オン」は高レーザパワーを意味し、「オフ」は低レーザパワーを意味する。非ゼロ復帰（ＮＲＺ）変調では、出力パワーは、名目上、全ビット周期中同じレベルに留まる。現実には、そのレベルは、種々の効果のため全周期中完全に一定ではない。それにもかかわらず、ＮＲＺ変調の共通の特徴は、０の長いストリングまたは１の長いストリングのそれぞれが一定の固定状態値の傾向がある光信号をもたらすことである。

標準化は、ネットワーキングおよび通信において重要な役割を果たす。ネットワークの構成要素が異なるベンダからのものであってもよいので、標準化は、異なる構成要素が互いに相互運用し、構成要素が異なるベンダからものであっても全システム性能評価指標が達成され得ることを保証する。１０Ｇファイバネットワークに関連する多くの標準がある。例えば、ＩＥＥＥ８０２．３ａｑ委員会は、電子分散補償（ＥＤＣ）を用いて、２２０メートルまでの距離におけるマルチモードファイバを介する１０Ｇイーサネット（登録商標）のための新しい標準（１０Ｇベース−ＬＲＭ）を開発している。この標準はドラフト状態にあり、ＩＥＥＥドラフトＰ８０２．３ａｑ／Ｄ３．１において以下に文章化され、ドラフト補正される。すなわち、情報技術のためのＩＥＥＥ標準−システム間の遠距離通信および情報交換−地方および都市エリアネットワーク−特定要求、パート３：衝突検出型搬送波検知多重（ＣＳＭＡ／ＣＤ）アクセス方式および物理層仕様、補正：１０Ｇｂ／ｓ動作のタイプ１０Ｇベース−ＬＲＭのための物理層および管理パラメータ。この標準は参照により本明細書に組み込まれる。

標準化委員会は、標準化されるシステムの種々の構成要素の性能を定量化するために、取り決められた評価指標を定義する。例えば、光ファイバ通信リンクの場合、光学振幅変調（ＯＭＡ）として知られる量は、送信光波形の信号強度を特徴付けるためにしばしば用いられる。ＯＭＡは、光信号の公称「１」および「０」の光パワーの差である。光ファイバ伝送を特徴付けるために用いられるもう一つのパラメータは消光比（ＥＲ）である。消光比は、公称「０」光パワーレベルに対する公称「１」光パワーレベルの比である。ＯＭＡとＥＲの両方を測定する技術は、ＩＥＥＥ８０２．３ａｑドラフト標準に定義される。ＯＭＡを測定するための８０２．３ａｑにより定義される技術は、サンプリングオシロスコープを用いて、テスト波形のサンプルをキャプチャするものである。テスト波形は、循環パターンにおいていくつかの連続する１に続くいくつかの連続する０から構成される方形波形である。光学的「１」の平均光パワーレベルは、信号がハイの時間間隔の中心２０％にわたって測定される。同様に、信号がローのとき光学的「０」の平均光パワーレベルが測定される。ＯＭＡを測定するために用いられる方形波の周波数は、「ＯＭＡ測定周波数」という。送信器パワーの基準としてＯＭＡの量は、標準化された送信器パワーに関して性能評価指標をノーマライズ（正規化）するために用いられ得る。

そのような１つの性能評価指標は光パワーペナルティである。ある信号の質効果がある量の雑音比に対して信号の降下をもたらすと想定する。その効果の影響は、光パワーペナルティにより特徴付けられ得る。光パワーペナルティは、雑音比に対して信号の同じ降下をもたらす光パワーの減少（例えば、ある場合においてＯＭＡにより測定されるような）である。他のすべては等しいが、低パワーペナルティは、高パワーペナルティよりも雑音比に対してよい信号（よい性能）を意味する。

光パワーペナルティの１つの大きさは、ＰＩＥ_D（理想イコライザ−ＤＦＥのためのペナルティ）という。例えば、S. Bhojaによる「ＥＤＣベースの１０Ｇベース−ＬＲＭのチャネル評価指標」（２００４年７月、ＩＥＥＥ８０２．３ａｑ特別委員会（以下のＵＲＬにおいてオンラインで利用可能： http: //grouper.IEEE.Org /groups /802/3/aq/ public/ iul04/ bhoia 1 0704.pdf））を参照。これは参照により本出願に組み込まれる。ＰＩＥ_Dは、決定帰還等価（ＤＦＥ）として知られるある種のＥＤＣのための光パワーペナルティの計算であり、以下により光学的ｄＢに与えられる：

ＰＩＥ_Dは、２つの信号−雑音比（ＳＮＲ）の比である。第１の信号−雑音比は、ＳＮＲ、ＳＮＲ_MFB-Rectを結合して調整されたフィルタであり、それは、完全な方形非ゼロ復帰（ＮＲＺ）パルスを受信する調整フィルタ受信器である。第２の信号−雑音比ＳＮＲはＳＮＲ_DFEであり、それは、チャネルをリニアとしてモデル化することができると想定すると、理想無限長ＤＦＥ受信器のスライサで実現されるＳＮＲである。Ｔはビット周期（１／ライン転送速度）、σは１／ＳＮＲ_MFB-Rectであると、｜Ｈ_a（ｆ）｜²は以下により定義される折り畳みスペクトルである：

ここで、Ｈ（ｆ）はｈ（ｔ）のフーリエ変換であり、ｈ（ｔ）は、周期Ｔおよび振幅１の方形パルスに対する正規化チャネルの応答である。この意味では、正規化チャネルは、送信器、ファイバチャネルおよび光学受信器のフロントエンドフィルタによるフィルタリングを含む。そのため、ｈ（ｔ）は、それらの構成要素を特徴付けるフィルタのインパルス応答を持つ方形パルスの畳み込みである。そのチャネルは、Ｈ（０）がＴに等しくなるように正規化される。ＳＮＲ_MFB-RectとＳＮＲ_DFEの両方は、標準により許容される最小ＯＭＡが送信される（式（１）のσを効果的に決定する）と想定して計算される。

ＰＩＥ_Dは、チャネルがリニアであると想定すると、所定のチャネル応答Ｈ（ｆ）に対応する光パワーペナルティである。他のペナルティ対策は、例えば、ＩＥＥＥ８０２．３ａｑドラフト標準に定義されるように、送信波形と分散ペナルティ（ＴＷＤＰ）を含み、さらに、N. Swenson他の「ＩＥＥＥ８０２．３第６８節ＴＷＤＰの説明」に記述される。これは以下のＵＲＬにおいてオンラインで利用可能である。
http://IEEE802.Org/3/aq/public/tools/TWDP.pdf
また、この内容は参照により本明細書に組み込まれる。ＴＷＤＰテストは、送信器のための追従テストであり、参照ファイバチャネルおよび参照受信器のためのＰＩＥ−Ｄにより計算されたものと同様のペナルティを計算する。ＴＷＤＰは、送信器がリニアであると想定されず、等価受信器の有限長イコライザを用いる点で、ＰＩＥ_Dとは異なる。

理論上、単に送信されたＯＭＡを増加することによりパワーペナルティを克服することができるだろうが、実際には、ＰＩＥ_DまたはＴＷＤＰがある値を超えるとき、送信されたＯＭＡにかかわらず、実際の受信器との信頼できる通信ができないことが観察される。このため、８０２．３ａｑ委員会は、準拠送信器のための許容されるＴＷＤＰにおける上限を置いた。ＴＷＤＰとＰＩＥ_Dの両方が正規化ＯＭＡに基づくので、送信器のＯＭＡを増加させることにより、これらのペナルティを減少させることができない。従来の送信器パワーペナルティ（ＴＷＤＰ）低減方法は、信号が完全な方形ＮＲＺ波形により近づくように、送信信号の質を改善することである。しかしながら、これは、重大なコストを送信器に加えてしまう。そのため、費用効果の高い方法で送信器パワーペナルティ（および他のペナルティ）を減少させ、それにより通信リンクの性能を増加させるニーズが存在する。

本発明は、送信器における周波数成形を用いること（例えば、周波数ピーク化）により先行技術の限界を克服する。一般的に言えば、受信器での光検波後に電気信号のＡＣパワーを増加させるというやり方で送信器の周波数スペクトルを成形することにより、よりよい性能をもたらすことができる。また、送信ＯＭＡを増加させないというやり方で受信器においてこのパワー増加を達成することにより、完全な方形パルスを作り出す理想送信器と比較しても、低パワーペナルティをもたらす。したがって、全チャネル応答Ｈ（ｆ）を成形することにより、ＰＩＥ_DとＴＷＤＰとを低減することができる。

本発明の一面では、周波数ピーク化は、ＰＩＥ_DまたはＴＷＤＰペナルティを低減するために用いられる。周波数ピーク化は、補償のないパルス（すなわち、理想方形パルス）よりも大きい電気エネルギー（そのため、より高い受信ＳＮＲ）を有するパルス成形をもたらすことができる。さらに、受信器フロントエンドフィルタを持つ典型的なファイバの組み合わされた周波数応答のローパスの性質のために、高調波をブーストすることは、一般に、ＥＤＣ受信器のイコライザの性能を改善する受信スペクトルを平滑化する傾向がある。

一面では、光学送信器は、光ファイバを介する送信に適した光信号を作り出す。この光信号は、あるデータ転送速度（またはライン転送速度）で送信されるデータを符号化している。同じデータを符号化する理想方形パルス送信器によって作り出される参照光信号の周波数スペクトルと比較して、この光学送信器により作り出される光信号の周波数スペクトルは、ライン転送速度付近に位置するピーク周波数において相対的なピークを有する。それに代えて、この光学送信器は、送信フィルタの前段で完全な方形パルスを作り出す理想方形パルス送信器としてモデル化され得る。ここで、該送信フィルタは、ライン転送速度付近に位置する周波数（前記ピーク周波数）でピークを持つ周波数応答を有する。種々の実施では、ピーク周波数は、ライン転送速度の１０％と１００％の間、ライン転送速度の２５％〜７５％の間、あるいはライン転送速度のおよそ３０〜５０％にあればよい。

一実施では、周波数ピーク化は、ＤＣ周波数における連続パワースペクトルの値に対して相対的に（及び／又はＡＣカップリングの場合には、ＯＭＡ測定周波数におけるパワースペクトルに対して相対的に）ピーク周波数をブーストするプリエンファシスネットワークにより達成される。一例は、伝達関数（１＋ｘ）−ｘＤ（ここで、ｘは０〜１の間の小数（例えば、ｘ＝０．２５）であり、Ｄはライン転送速度の１周期（またはＮＲＺ送信の１パルス周期）に等しい遅延である）を有するフィルタである。

別の実施では、周波数ピーク化は、レーザの弛張振動挙動を利用することにより達成される。多くのレーザは、補正しなければ生成した光パルスのオーバーシュート（行き過ぎ）または共鳴をもたらし得る弛張振動を示す。ほとんどの送信器では、レーザ送信器は、この効果を抑制し、それにより、模範方形パルスを作り出すように設計される。しかしながら、本発明の一面では、その代わりに、レーザ送信器は、ＤＣ周波数及び／又はＯＭＡ測定周波数に対して相対的にピーク周波数をブーストするために、レーザ弛張振動を利用する。

別の実施では、ピーク化は、レーザドライバとレーザの間に位置するマッチングネットワークを調整することにより達成される。マッチングネットワークは、より高い周波数で電流をブーストする。典型的に、ネットワークは受動的であり、抵抗器、コンデンサ、インダクタおよび送信線の長さを含むことができる。

多くの異なる応用に周波数ピーク化を適用することができる。その例は１０Ｇ通信リンクを含む。例の基準１０ＧベースＬＲＭを含む。例の送信器の形式は、Ｘ２、ＸＥＮＰＡＫ、ＸＰＡＫ、ＸＦＰ、ＳＦＰ＋、３００−ｐｉｎ、ＳＦＰ、ＳＦＦ、ＧＢＩＣ等を含む。本発明の他の面は、上述の装置およびシステムに対応する方法、および上記すべての応用を含む。

本発明は、他の利点および特徴を有する。それらは、添付図面に関連してなされる本発明の以下の詳細な記述および添付の特許請求の範囲からより容易に明白になるであろう。

添付図面は、例証の目的のみで本発明の実施形態を描写する。当業者は、ここに記述の本発明の原則を逸脱することなく、本明細書に示される構成および方法の代わりの実施形態を用いることができることを以下の議論から容易に認識するであろう。

以下の数学的議論は、どのようにして同じＯＭＡを有しつつ、適切に成形されたパルスが理想方形パルスよりも極めて大きい電気エネルギーを有することができるかを示す。この議論は、整合フィルタ限界ＳＮＲ、ＳＮＲ_MFBに関する。それは、０強制標準を用いる等価受信器によって実現され得るＳＮＲの上限である。（ＰＩＥ_DおよびＴＷＤＰは、０強制標準の代わりに最小平均平方誤差に基づくが、性能は、興味のある低雑音チャネルのものとほとんど同一である。）受信器におけるＳＮＲ_MFBを増加させることは、等価受信器のスライサでＳＮＲを改善し、低減されたペナルティをもたらす。また、式（１）の結果として生じる折り畳みスペクトル｜Ｈａ（ｆ）｜²が０〜１／２Ｔのインターバル中概ね一定であるような方法で送信スペクトルを成形することは、イコライザスライサにおけるＳＮＲと受信器におけるＳＮＲ_MFBとの間のギャップを低減する。このギャップを「イコライザロス」という。そのため、周波数ピーク化は、１）受信器においてＳＮＲ_MFBを増加させる、２）イコライザロスを低減する、という２つの有利な効果を有することができる。これらの効果の両方は、ＯＭＡを増加させることなく達成される。そのため、それらはＰＩＥ_DおよびＴＷＤＰを低減する。

光学的に変調された信号が以下のように与えられる：

ここで、ａ（ｎ）∈｛−１，＋１｝は根本的なデータであり、ｐ（ｔ）はパルス形状であり、Ｔはデータ転送の周期（すなわち、１／ライン転送速度）であり、ＡおよびＢは一定値である。ｙ（ｔ）は光信号パワーである。パルスｐ（ｔ）のエネルギーを以下のように定義する：

ｙ（ｔ）が電気信号に変換され（完全なＯ／Ｅ変換を想定して）、Ｎ₀／２の両面を有するパワースペクトル密度で付加的な白色ガウス雑音により変造されるならば、整合フィルタ限界ＳＮＲは以下のように与えられる：

ここで、ＳＮＲ_MFBは光パワー領域に定義される。電気パワー領域に定義されるならば、ＳＮＲ_MFBは、式（５）に定義される量の二乗である。光パワー領域に定義されるＳＮＲ_MFBでは、孤立パルスを受信する整合フィルタ受信器のために、ＢＥＲ＝Ｑ（ＳＮＲ_MFB）であり、ここでＱ（）は以下のようなガウス誤差確率関数である：

無限消光比を持つ完全な方形波変調（すなわち、送信された「０」がゼロの公称光パワーレベル）のために、Ｂは平均パワーＰ_ave＝ＯＭＡ／２、Ａ＝ＯＭＡ／２、ｐ（ｔ）は、大きさ１および周期Ｔ（１つのビット周期）の方形パルス、ε_p＝Ｔであり、

ここで、以下で図２に示すようにモデル化することができる例のチャネルを考慮する：

この図では、ｈ_Tx（ｔ）は、送信器の応答を表す送信フィルタであり、ｈ_F（ｔ）は、ファイバの応答を表すフィルタである。また、そのモデルは、受信器内のフロントエンド電気フィルタを表す受信フィルタｈ_R（ｔ）（図２には図示せず）を含むことができる。１０Ｇベース−ＬＲＭ適用のために、このフロントエンド受信器フィルタは、一般に、固定７．５ＧＨｚの４次ベッセル−トムソンフィルタとしてモデル化され得る。なお、ｙ₁（ｔ）は、理想方形パルス送信器により作り出される光信号である。我々が変調光パワー、ＯＭＡ、Ｐ_ave、送信フィルタを取り扱っているので、ファイバフィルタはすべて、ｙ_i（ｔ）が負にならないように制限される。例えば、ＯＭＡ≦２Ｐ_aveである。ｈ_Tx（ｔ）およびｈ_F（ｔ）についての他の制約は、明確ではなく、後程重要になるだろう。

送信フィルタおよびファイバフィルタは、Ｈ_Tx（０）＝１およびＨ_F（０）＝１のように正規化される。ここで、Ｈ（ｆ）はｈ（ｔ）のフーリエ変換を表す。この正規化では、フィルタは光パワーを節約するか、その代わりに、ＤＣパワーを節約する。Ｈ_Tx（０）＝１の事実は、送信器のＡＣカップリングの場合を排除することを意味しない。それは、単に分析を簡単にするモデルである。その代わりに、あるモデルは、Ｈ_Tx（ｆ_OMA）＝１と想定することができる。ここで、ｆ_OMAはＯＭＡ測定周波数である。そして、それは、各ｙ_i（ｔ）を以下の形式で書き表すことができることを示す。

特に、ｐ₁（ｔ）＝Π_T（ｔ）、ｐ₂（ｔ）＝ｐ₁（ｔ）＊ｈ_Tx（ｔ）、およびｐ₃（ｔ）＝ｐ₂（ｔ）＊ｈ_F（ｔ）である。ここで、「＊」は畳み込みを意味する。なお、各ｐ_i（ｔ）は以下の特性を有する：

（持続期間Ｔの方形パルスをフィルタリングすることにより生成されるあらゆるパルス形状は、そのようなパルスの無限列が一定値に合計する特性を有する）。逆に、あるものは、この特性を有するパルス形状が方形パルスをフィルタリングすることにより生成され得ることを示すことができる。この意味では、チャネルモデルは、リニアＮＲＺ変調にとって完全に一般的である。

ＭＦＢ_iがｙ_i（ｔ）のためのＳＮＲ_MFBを表し、ε_iが対応するパルスエネルギーを表すと、

すべてのｔ（それがＬＲＭモデルであるような）に対するｈ_F（ｔ）≧０で、ｈ_p（ｔ）＝δ（ｔ）でないならば、当然の結果として厳格な不等式でε₃≦ε₂になる。そのため、ファイバ伝搬は、整合フィルタ限界における取り戻せない低減をもたらす。ＩＳＩのためではないので、これはイコライザロスではない。それは、ＩＳＩのない状態で達成可能な理論的にベストのＳＮＲの低減である。

すべてのｔでｈ_F（ｔ）≧０であるが、ｈ_Tx（ｔ）の制約はない。しかしながら、フィルタの出力においてパルスｐ₂（ｔ）の制約から生じるｈ_Tx（ｔ）の他の制約がある。ｐ₂（ｔ）＝Π_T（ｔ）＊ｈ_Tx（ｔ）である。以下のように示すことができる：

なお、無限消光比（Ｐ_ave＝ＯＭＡ／２）の両方の場合で等しく、下限が０以下であり、上限が１以上である。

証明：我々は以下のことを知っている：

ここで、不等式はすべてのｔおよび数列ａ（ｎ）で当てはまる。１を除くすべてのｎで数列ａ（ｎ）＝１、ａ（０）＝−１と考慮する。そして、ａ（ｎ）＝１−２σ_n（ここで、σ_nはクロネッカーのデルタ関数である）であり、

これは、ｐ₂（ｔ）の上限を与える。ｐ₂（ｔ）の下限は、数列ａ（ｎ）＝−１＋２δ_nを考慮することによって同様に得られる。上記で決定したｐ₂（ｔ）の下限で、有限消光比の条件であるＰ_ave＞ＯＭＡ／２でないならば、ｐ₂（ｔ）が負にならない。

送信フィルタｈ_Tx（ｔ）を成形して、送信パルスｐ₂（ｔ）の高調波をブーストすることにより、ＬＲＭリンクの性能を改善するために、プレ補償（または先行ひずませ）を用いることができる。ＤＣに対して高調波をブーストする（すなわち、周波数ピーク化を実施する）ために、有限消光比は、ｐ₂（ｔ）が負になることを許容するために用いられる。以下のようにこれを示す。すべてのｔに対してｐ₂（ｔ）≧０であると考える。文字列Ｐ₂（ｆ）は、ｐ₂（ｔ）のフーリエ変換を表す。そして、

ここで、

仮定によりｐ₂（ｔ）≧０なので、Ｒ₂（τ）≧０である。そのため、ｃｏｓ（２πｆτ）Ｒ₂（τ）≦Ｒ₂（τ）であり、

したがって、すべてのｔに対してｐ₂（ｔ）≧０ならば、Ｐ₂（ｆ）は、ＤＣでその値に上限され、高周波数のブーストができない。

送信パルスのスペクトル形状を変更することは別として、プレ補償は、ｙ₂（ｔ）の整合フィルタ限界を変更する。所定のＰ_aveおよびＯＭＡのために、ｐ₂（ｔ）は、上記で決定されるように制限される。そのようなパルスの無限列が１に合計することを維持しつつ可能な最大持続時間の最大許容可能な絶対値にｐ₂（ｔ）が等しく設定されるとき、ε₂の可能な最大値が達成される。このことを達成するいくつかの可能なパルス形状がある。一つの選択は以下である：

これは以下の送信フィルタｈ_Tx（ｔ）に対応する。

このｐ₂（ｔ）で、我々は、所定のＯＭＡおよびＰ_aveの達成可能な最大ε₂を得る。すなわち、

これは、所定のＯＭＡおよびＰ_aveのためのＭＦＢ₂の最大値である。この式は３つの観察に至る：

１．消光比が有限であるとき（すなわち、「０」の公称光パワーが厳密に正であるとき）、プレ補償は、常に、送信器において整合フィルタ限界を改善することができる。すなわち、ＭＦＢ_2,max（ＯＭＡ）＞ＭＦＢ₁＝ＯＭＡ（Ｔ／２Ｎ₀）^1/2である。このことは、消光比が有限のときＯＭＡ＜２Ｐ_aveであるという事実から生じる。

２．所定のＰ_aveのために、ＭＦＢ₂は、無限消光比に対応する２Ｐ_aveの最大値までＯＭＡを増加することにより最大化される。これは、式（１８）から分かるように、方形の送信パルス形状ｐ₂（ｔ）をもたらす。そのため、プレ補償は、無限消光比の方形パルスで得られるＭＦＢにわたって改善しない。その場合、ＯＭＡ＝２Ｐ_AVE、ＭＦＢ_2,max（０ＭＡ）＝２Ｐ_ave（Ｔ／２Ｎ₀）^1/2＝ＭＦＢ₁およびｈ_Tx（ｔ）＝δ（ｔ）である。この場合のプレ補償が送信器において増加するＳＮＲ_MFBに関して有利でないと思われるが、それを用いるための未だによい理由がある。まず、上記で定義されたペナルティは、正規化ＯＭＡパワーに基づく。ＰＩＥ_Dがイコライザのスライサで達成される実ＳＮＲに対するＳＮＲ_MFB-Rectの比であることを思い出されたい。どちらもＯＭＡ_minが送信されると想定して計算される。そのため、送信器は、ペナルティの計算でＯＭＡ_minより大きいＯＭＡのために信用されない。所定のＰ_ave＞ＯＭＡ_min／２では、２Ｐ_aveの最大値からＯＭＡを低減し、それにより、消光比を有限値まで減少させ、上述のようなプレ補償を適用することにより、ペナルティを低減することができる。また、方形パルスおよび無限消光比を用いることによるＭＦＢ₂の極大化は、式（３）で与えられる変調の単純なリニアモデルに基づく。実際のレーザ送信器では、（ＴＷＤＰを改善する）非線形性の忌避やイコライザロスを最小化するスペクトル成形のような、より小さい消光比を用いるための他のよい理由がある。

３．ＯＭＡが０に行くにつれて、ＭＦＢ_2,maxは、０になる傾向がなく、その代わりに、Ｐ_ave（Ｔ／Ｎ₀）^1/2に等しい正の値に近づく。極端な場合には、

ここで、

このため、

ここで、

これは、以下と同等である：

ここで、

これは、１−Ｄプレ暗号化に対応する。ここで、ａ’（ｎ）∈｛−２，０，＋２｝である。これは、ＤＣにおいてゼロを与えるプレ補償の退化した場合と考慮され得る。ＤＣにおけるゼロのために、それは、ゼロでないＯＭＡおよびＨ_Tx（０）＝１で図２に示すようにモデル化され得ない。しかしながら、極端な場合に適用する図２のわずかな修正は、ｈ_Tx（ｔ）＝δ（ｔ）−δ（ｔ−Ｔ）で式（２４）および（２５）から容易に明白である。極端な場合には、図２は、Ｐ_ave／２がＯＭＡ／２に取って代わり、Ｐ_aveが送信フィルタｈ_Tx（ｔ）の前ではなく後に加えられるように修正される。

上記数学は、ＯＭＡを増加させることなく、周波数ピーク化が方形パルスの場合を超えて送信器整合フィルタ限界ＳＮＲを増加させることができることを示す。この増加エネルギーがファイバおよび受信器伝達関数により通過する周波数帯域にあるとすれば、送信器におけるこの増加ＳＮＲは、受信器における増加ＳＮＲ_MFBと解釈する。イコライザロスがＳＮＲ_MFBの増加以上に増加しない限り、結果として生じるパワーペナルティは減少するであろう。ベストの周波数ピーク化は、受信ＳＮＲ_MFBの増加とイコライザロスの減少をもたらす。式（１）のペナルティにおいて、結果として生じる折り畳みスペクトル｜Ｈａ（ｆ）｜²のＰＩＥ_Dの影響によって、正味の影響を数学的に決定することができる。

多くの異なる方法で、送信器における周波数ピーク化を実施することができる。図３〜図７は、レーザドライバのプリエンファシスネットワークの使用に基づく一アプローチを示す。図８〜図１１は、弛張振動として一般に知られる、レーザダイオードの光電子工学的オーバーシュート特性を利用する別のアプローチを示す。

図３は、１０ＧＨｚで実施され得るプリエンファシスネットワークのブロック図を示す。この回路は、１．２５−０．２５Ｄの伝達関数を実施する。ここで、Ｄは１ビット遅延（Ｔ）である。この回路のＤＣ応答は１であるが、信号スペクトルのより高い周波数をブーストする。異なる方法でプリエンファシスネットワークを実施することができる。例えば、それをクロックすることができる（その場合、ライン転送速度のおよそ５０％の周波数ピーク化を都合よく実施することができる）。その代わりに、受動性ネットワークによりそれを実施することができる。

図４は、プリエンファシスネットワークと固定７．５ＧＨｚの４次ベッセル−トムソンフィルタとしてモデル化された受信器フロントエンドフィルタの周波数応答を示す。図４（ａ）のプロットは、周波数ピーク化のない従来の送信器の応答を示す。なお、その周波数応答は、フラットで、その後下がる。図４（ｂ）のプロットは、送信器に追加されるプリエンファシスピーク化での応答を示す。それは、高周波数におけるチャネル応答の増加をはっきりと示す。プロットは、同じ平均光パワーまたは光振幅変調（ＯＭＡ）に正規化される。どちらもファイバ光リンクの信号強度のために用いられる普通の記述である。縦軸は光学ｄＢであり、横軸はビット転送速度（ＬＲＭでは、１０.３１２５ギガビット／秒）に正規化された周波数である。図５は、プリエンファシスの有無によるいくつかの典型的な時間領域波形を示す。これらの波形図はすべて、理想ＮＲＺパルス列および受信器フロントエンドモデルを想定し、図５（ａ）および図５（ｂ）の波形は、同じ平均光パワーと同じＯＭＡとを有する。図５（ａ）のプロットは、周波数ピーク化していない従来の送信器の波形を示す。図５（ｂ）のプロットは、送信器に追加されたプリエンファシスピーク化の波形を示す。

図６（ａ）および図６（ｂ）は、波形が「アイパターン」に折り畳まれたことを除き、図５（ａ）および図５（ｂ）と同じ情報を示す。アイパターンは、従来の非ＥＤＣ受信器が波形を見せる方法で波形の質を見せるために有用である。低ジッタおよびゆがみを有するアイパターンは、従来の受信器にとって好ましく、低ビット誤り率またはＢＥＲを作り出すべきである。なお、慣習的に見るとき、プリエンファシスアイは、より大きいジッタで実際にはよりひずまされる。しかしながら、次のパラグラフに示すように、ＥＤＣ受信器は、プリエンファシスのない信号よりもよい結果として生じるＳＮＲを有することにこの信号を等しくすることができる。

ＬＲＭは、２００４年１０月のＩＥＥＥ８０２．３ａｑ特別委員会のケンブリッジセットの「１０８ファイバモデル」として知られるファイバパスモデルを用いる。これは、以下のＵＲＬにおいてオンラインで利用可能である：
http://grouper.IEEE.orR/giOups/802/3/aq/public/tools/108fiberModel
図７は、ケンブリッジ２．１モデルにおける１０８のファイバのそれぞれの３００メートルにおけるＥＤＣ受信器の理想パワーペナルティの累積分布関数をプロットする。パーセンテージ範囲は、水平軸に示されるペナルティ以下でペナルティを有するファイバのパーセンテージを示す。水平軸におけるペナルティは、光学ＤＢで表される。両トレースは、１０.３１２５Ｇｂｉｔｓ／秒のＮＲＺパルス列と上述の受信器フロントエンドモデルとを含む。右側のトレース７１０は、周波数ピーク化のない従来の送信器でのパワーペナルティを示す。左側のトレース７２０は、送信器に追加される周波数ピーク化でのパワーペナルティを示す。プリエンファシスの送信器は、従来のアイダイアグラムで観察すると、より大きいジッタとひずみがあるけれども、周波数ピーク化のないものよりもほとんど１ｄＢ低くて、よいＥＤＣ受信器のためのパワーペナルティを示す。これは、ＥＤＣ受信器がジッタやひずみを補償し、信号を改善するのに、あるいはリンク距離を延長することでさえ有用なすべての信号エネルギーを雑音比およびＢＥＲに適用することができるためである。

上述のように、レーザダイオードは、自然なピーク化現象、いわゆる弛張振動を有する。図８および図９は、それぞれ、周波数領域（小さい信号プロット）および時間領域における疑似挙動でこれを示す。前述同様、これらの図は受信器モデルを含む。それが非ＥＤＣリンクのアイを「閉める」ことができるが、ＥＤＣでは、その効果がプリエンファシスで上述と同じ理由のために有利であり得るので、通常、設計者は、信号帯域幅に近い弛張振動を避けるよう試みる。

また、その利益は、実験室で測定される実送信器からの波形で観察され得る。図１０（ａ）は、ほとんどあるいは全くオーバーシュートのない通常のレーザアイ波形（アイパターンに折り畳まれる）である。図１０（ｂ）は、弛張振動のためにオーバーシュートしたレーザアイパターンである。

ＥＤＣシステムによって受信するときケンブリッジモデルのファイバを横切るこれらの送信波形の光パワーペナルティの累積分布関数は、図１１に示される。右側のトレース１１１０は、図１０（ａ）（Ｅ０３）に対応し、左側のトレース１１２０は、図１０（ｂ）（Ｅ０９）に対応する。Ｅ０９は、ＥＤＣシステムのＥ０３に比べて、８０パーセンテージ範囲レベル（ＬＲＭのための目標のケンブリッジモデル範囲）でおよそ０．５ｄＢのパワーペナルティの改善を示す。再び、これは、アイパターンにおけるひどく大きいひずみの出現にかかわらない。

詳細な説明が多くの細目を含むが、これらは、本発明の範囲を限定するものとして解釈されるべきではなく、単に本発明の異なる例や側面を例示するものと解釈されるべきである。本発明の範囲が上記では詳細に議論されていない他の実施形態を含むことを認識されたい。当業者にとって明白な種々の他の変形、変更および変化は、添付の特許請求の範囲において定義されるような本発明の意図および範囲を逸脱することなく、本明細書に開示される本発明の方法および装置の取り決め、動作および詳細でなされてもよい。したがって、本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲およびその法的均等物により決定されるべきである。

光ファイバ通信リンクのブロック図（先行技術）である。 本発明における送信器のブロック図である。 本発明におけるプリエンファシス回路網のブロック図である。 （ａ）は周波数ピーク化なしで送信フィルタのスペクトル図であり、（ｂ）は周波数ピーク化した送信フィルタのスペクトル図である。 （ａ）は周波数ピーク化なしで送信器により生成される光パルスの時間トレースであり、（ｂ）は周波数ピーク化した送信器により生成される光パルスの時間トレースである。 図５（ａ）および（ｂ）における光パルスのアイダイアグラムである。 ＥＤＣ受信器の理想パワーペナルティの累積分布関数をプロットしたグラフである。 弛張振動を示すレーザダイオードのスペクトル応答である。 弛張振動に基づいて周波数がピーク化した状態で送信器により生成された光パルスの時間トレースである。 （ａ）は周波数ピーク化なしで送信器により生成される光パルスのアイダイアグラムであり、（ｂ）は周波数ピーク化した送信器により生成される光パルスのアイダイアグラムである。 周波数ピーク化なしおよび周波数ピーク化された光パワーペナルティの累積分布関数のグラフである。

Claims (28)

1. 指定されたデータ転送速度で光ファイバを介してデータを送信するための光学送信器であって、
   前記データを符号化し且つ前記光ファイバを介する送信に適した光信号を生成する手段と、
   前記光信号が前記指定されたデータ転送速度に対応するライン転送速度の１０％から１００％までの間のピーク周波数において相対的なピークを有する周波数スペクトルを有するように該光信号を成形する手段と
   を備え、
   前記相対的なピークとは、基準光信号の基準周波数スペクトルに対する、前記光信号の周波数スペクトルの相対的なピークであり、前記基準光信号とは、周波数ピーク化を施すことなく前記データを符号化する方形パルス送信器を用いて作られるものであり、
   該光学送信器は、前記基準光信号が前記光信号と同じ光学振幅変調（ＯＭＡ）を持つとき、前記周波数ピーク化なしに前記基準光信号を生成する前記方形パルス送信器の光パワーペナルティよりも小さな光パワーペナルティを持つ
   ことを特徴とする光学送信器。
2. 前記ピーク周波数は、前記ライン転送速度の２５％から７５％までの間の周波数であることを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
3. 前記ピーク周波数は、前記ライン転送速度の３５％から５０％までの間の周波数であることを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
4. 前記光信号は、オン／オフキーイングに基づいて前記データを符号化することを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
5. 前記データ転送速度は略１０ギガビット/秒であることを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
6. 前記光学送信器は、ＤＣ周波数に関連するピーク周波数をブーストするプリエンファシスネットワークを備えることを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
7. 前記プリエンファシスネットワークは、（１＋ｘ）−ｘＤの伝達関数を有し、ここで、ｘは０から１までの間の小数であり、Ｄは前記ライン転送速度の一周期に等しい遅延であることを特徴とする請求項６に記載の光学送信器。
8. 前記ｘはおよそ０．２５であることを特徴とする請求項７に記載の光学送信器。
9. 前記プリエンファシスネットワークは所定クロックで動作することを特徴とする請求項６に記載の光学送信器。当業者自明
10. 前記プリエンファシスネットワークは受動性ネットワークであることを特徴とする請求項６に記載の光学送信器。
11. 前記光学送信器は、
    弛張振動を示すレーザと、
    ＤＣ周波数に対して相対的にピーク周波数をブーストするために前記レーザの弛張振動を利用するよう構成され、前記レーザを駆動するために接続されるレーザドライバと、
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
12. 前記光学送信器は、前記方形パルス送信器よりも低いＰＩＥ−Ｄパワーペナルティを有することを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
13. 前記ピーク周波数は、前記光ファイバにより減衰される周波数帯域に位置することを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
14. 前記光信号は、前記ピーク周波数でのオーバーシュートにより特徴付けられることを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
15. 前記光学送信器は、Ｘ２、ＸＦＰ、またはＳＦＰ＋の形式に従うことを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
16. 前記光学送信器は、前記方形パルス送信器よりも低いＴＷＤＰパワーペナルティを有することを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
17. 前記成形する手段は、前記データを受信するレーザドライバを備え、１＋ｘの係数でライン転送速度に従う現在周期のデータを増幅して増幅されたデータを生成し、ｘの係数でライン転送速度に従う直前周期のデータを減衰して減衰されたデータを生成するプリエンファシスネットワークを含み、ただしｘは０と１の間の小数であり、前記増幅されたデータから前記減衰されたデータを引き算することにより変更されたデータを生成し、
    前記生成する手段は、前記レーザドライバに結合されたレーザを備え、前記光信号を生成するために前記変更されたデータを受信して符号化し、前記データを符号化してなり且つ前記光ファイバを介する送信に適した前記光信号を生成する
    ことを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
18. 前記方形パルス送信器は理想方形パルス送信器であり、前記光学送信器の光パワーペナルティは、前記基準光信号が前記光信号と同じ光学振幅変調（ＯＭＡ）を持つとき、前記理想方形パルス送信器の光パワーペナルティよりも小さな光パワーペナルティを有することを特徴とする請求項１に記載の光学送信器。
19. 指定されたデータ転送速度で光ファイバを介してデータを送信する方法であって、
    前記データを受信するステップと、
    前記データを符号化し且つ前記光ファイバを介する送信に適した光信号を生成するステップと、
    前記光信号が前記指定されたデータ転送速度に対応するライン転送速度の１０％から１００％までの間のピーク周波数において相対的なピークを有する周波数スペクトルを有するように該光信号を成形するステップと
    を備え、
    前記相対的なピークとは、基準光信号の基準周波数スペクトルに対する、前記光信号の周波数スペクトルの相対的なピークであり、前記基準光信号とは、周波数ピーク化を施すことなく前記データを符号化する方形パルス送信器を用いて作られるものであり、
    前記基準光信号が前記光信号と同じ光学振幅変調（ＯＭＡ）を持つとき、前記周波数ピーク化なしに前記基準光信号を生成する前記方形パルス送信器の光パワーペナルティよりも小さな光パワーペナルティを前記光信号が持つ
    ことを特徴とする方法。
20. 前記ピーク周波数は、前記ライン転送速度の２５％から７５％までの間の周波数であることを特徴とする請求項１９に記載の方法。
21. 前記光信号を生成するステップは、オン／オフキーイングに基づいて前記データを生成するステップを含むことを特徴とする請求項１９に記載の方法。
22. 前記データ転送速度は略１０ギガビット/秒であることを特徴とする請求項１９に記載の方法。
23. 前記光信号を生成するステップは、ＤＣ周波数に対して相対的にピーク周波数をブーストするプリエンファシスネットワークを適用するステップを含むことを特徴とする請求項１９に記載の方法。
24. 前記光信号を生成するステップは、ＤＣ周波数に対して相対的にピーク周波数をブーストするためにレーザの弛張振動を利用するステップを含むことを特徴とする請求項１９に記載の方法。
25. 前記ピーク周波数は、前記光ファイバにより減衰される周波数帯域に位置することを特徴とする請求項１９に記載の方法。
26. 前記光信号は、前記方形パルス送信器よりも低いＴＷＤＰパワーペナルティを有することを特徴とする請求項１９に記載の方法。
27. 前記データを受信するステップは、
    プリエンファシスネットワークを使用して、１＋ｘの係数でライン転送速度に従う現在周期の未処理データを増幅して増幅されたデータを生成するステップと、
    ｘでライン転送速度に従う直前周期の未処理データを減衰して減衰されたデータを生成するステップと、ただしｘは０と１の間の小数であり、
    前記増幅されたデータから前記減衰されたデータを引き算することにより変更されたデータを生成するステップと
    を備える請求項１９に記載の方法。
28. 前記方形パルス送信器は理想方形パルス送信器であり、前記光信号の光パワーペナルティは、前記基準光信号が前記光信号と同じ光学振幅変調（ＯＭＡ）を持つとき、前記理想方形パルス送信器の光パワーペナルティよりも小さな光パワーペナルティを有することを特徴とする請求項１９に記載の方法。

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