JP5178504B2 - 光ファイバチャネルにおける送信器の周波数のピーク化 - Google Patents

光ファイバチャネルにおける送信器の周波数のピーク化 Download PDF

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Description

本発明は、一般に、光ファイバを介するデータの送信に関し、特に、送信の性能を改善するために送信器の周波数ピーク化(ピーキング)の使用に関する。
本出願は、2005年3月8日に出願され、「分散光ファイバチャネルにおける送信器の周波数のピーク化」と題する米国仮特許出願第60/659,924号、2005年5月4日に出願され、「送信信号強度およびペナルティを測定するための新しいアプローチ」と題する米国仮特許出願第60/677,911号、および2006年3月7日に出願され、「光ファイバチャネルにおける送信器の周波数のピーク化」と題する米国特許出願(出願番号知れず)に対する米国特許法第119条第(e)項に規定する優先権を主張する。前述のすべての主題は、参照によりそのまま本出願に組み込まれる。
光ファイバは、ローカルエリアネットワーク(LAN)、ストレージエリアネットワーク(SAN)、およびワイドエリアネットワーク(WAN)を含む高速デジタルネットワークにおける通信媒体として広く利用されている。これまで増加するデータ転送速度に向かって光学ネットワーキングの傾向があった。企業ネットワーキングでは、100Mbpsの速度がかつて極めて速いと考えられていたが、最近では、その100倍の速さの10Gbpsに注目が移っている。本開示において用いられるように、10ギガビット(10Gや10Gbpsと短縮される)システムは、およそ10ギガビット/秒のデータ転送速度またはライン転送速度(すなわち、オーバーヘッドを含むビット転送速度)を有する光ファイバ通信システムを含むものと理解される。
特定のデータ転送速度にもかかわらず、アプリケーションまたはアーキテクチャ、(光ファイバ通信リンクを含む)通信リンクは、常に、送信器、チャネルおよび受信器を含む。光ファイバ通信リンクでは、送信器は、典型的に、チャネル(すなわち、光ファイバ)を介する送信に適した光学形式に送信すべきデジタルデータを変換する。光信号は、チャネルを介して送信器から受信器に送られ、の途中でチャネル減損を受ける可能性があり、そして、受信器は、受信した光信号からデジタルデータを回復する。
典型的な10G光ファイバ通信リンク100が図1に示される。光ファイバ通信リンク100は、光ファイバ110(チャネル)を介して受信器120に接続される送信器105を含む。典型的な送信器105は、複数のパラレルライン上のデータ源から10Gのデータを受信し、連続的なデータを10Gのレーザドライバ107に提供するための直列変換器またはパラレル/シリアルコンバータ(P/S)106を含んでもよい。そして、レーザドライバ107は、光ファイバ110上でデータを運ぶ光信号を送り出す10Gレーザ108を駆動する。
典型的な受信器120は、光ファイバ110からのデータを受けて検出する10G光検出器111を含む。検出データは、典型的に、10G相互インピーダンス増幅器112、10G制限増幅器113、および10Gクロックデータ回収器114を通して処理される。そして、そのデータは、シリアル/パラレルコンバータ(S/P)115を通してパラレルデータインタフェースに提出されてもよい。
光ファイバ通信システムでは、レーザにより出力される光パワーは、一般に、光ファイバを介してデータを送信する2値法に変調される。名目的に、光パワーは、論理的「1」を送信するビット周期ではハイに、論理的「0」を送信するビット周期ではローである。これは、一般に、オン/オフキーイングという。ここで、「オン」は高レーザパワーを意味し、「オフ」は低レーザパワーを意味する。非ゼロ復帰(NRZ)変調では、出力パワーは、名目上、全ビット周期中同じレベルに留まる。現実には、そのレベルは、種々の効果のため全周期中完全に一定ではない。それにもかかわらず、NRZ変調の共通の特徴は、0の長いストリングまたは1の長いストリングのそれぞれが一定の固定状態値の傾向がある光信号をもたらすことである。
標準化は、ネットワーキングおよび通信において重要な役割を果たす。ネットワークの構成要素が異なるベンダからのものであってもよいので、標準化は、異なる構成要素が互いに相互運用し、構成要素が異なるベンダからものであっても全システム性能評価指標が達成され得ることを保証する。10Gファイバネットワークに関連する多くの標準がある。例えば、IEEE802.3aq委員会は、電子分散補償(EDC)を用いて、220メートルまでの距離におけるマルチモードファイバを介する10Gイーサネット(登録商標)のための新しい標準(10Gベース−LRM)を開発している。この標準はドラフト状態にあり、IEEEドラフトP802.3aq/D3.1において以下に文章化され、ドラフト補正される。すなわち、情報技術のためのIEEE標準−システム間の遠距離通信および情報交換−地方および都市エリアネットワーク−特定要求、パート3:衝突検出型搬送波検知多重(CSMA/CD)アクセス方式および物理層仕様、補正:10Gb/s動作のタイプ10Gベース−LRMのための物理層および管理パラメータ。この標準は参照により本明細書に組み込まれる。
標準化委員会は、標準化されるシステムの種々の構成要素の性能を定量化するために、取り決められた評価指標を定義する。例えば、光ファイバ通信リンクの場合、光学振幅変調(OMA)として知られる量は、送信光波形の信号強度を特徴付けるためにしばしば用いられる。OMAは、光信号の公称「1」および「0」の光パワーの差である。光ファイバ伝送を特徴付けるために用いられるもう一つのパラメータは消光比(ER)である。消光比は、公称「0」光パワーレベルに対する公称「1」光パワーレベルの比である。OMAとERの両方を測定する技術は、IEEE802.3aqドラフト標準に定義される。OMAを測定するための802.3aqにより定義される技術は、サンプリングオシロスコープを用いて、テスト波形のサンプルをキャプチャするものである。テスト波形は、循環パターンにおいていくつかの連続する1に続くいくつかの連続する0から構成される方形波形である。光学的「1」の平均光パワーレベルは、信号がハイの時間間隔の中心20%にわたって測定される。同様に、信号がローのとき光学的「0」の平均光パワーレベルが測定される。OMAを測定するために用いられる方形波の周波数は、「OMA測定周波数」という。送信器パワーの基準としてOMAの量は、標準化された送信器パワーに関して性能評価指標をノーマライズ(正規化)するために用いられ得る。
そのような1つの性能評価指標は光パワーペナルティである。ある信号の質効果がある量の雑音比に対して信号の降下をもたらすと想定する。その効果の影響は、光パワーペナルティにより特徴付けられ得る。光パワーペナルティは、雑音比に対して信号の同じ降下をもたらす光パワーの減少(例えば、ある場合においてOMAにより測定されるような)である。他のすべては等しいが、低パワーペナルティは、高パワーペナルティよりも雑音比に対してよい信号(よい性能)を意味する。
光パワーペナルティの1つの大きさは、PIED(理想イコライザ−DFEのためのペナルティ)という。例えば、S. Bhojaによる「EDCベースの10Gベース−LRMのチャネル評価指標」(2004年7月、IEEE802.3aq特別委員会(以下のURLにおいてオンラインで利用可能: http: //grouper.IEEE.Org /groups /802/3/aq/ public/ iul04/ bhoia 1 0704.pdf))を参照。これは参照により本出願に組み込まれる。PIEDは、決定帰還等価(DFE)として知られるある種のEDCのための光パワーペナルティの計算であり、以下により光学的dBに与えられる:
Figure 0005178504
PIEDは、2つの信号−雑音比(SNR)の比である。第1の信号−雑音比は、SNR、SNRMFB-Rectを結合して調整されたフィルタであり、それは、完全な方形非ゼロ復帰(NRZ)パルスを受信する調整フィルタ受信器である。第2の信号−雑音比SNRはSNRDFEであり、それは、チャネルをリニアとしてモデル化することができると想定すると、理想無限長DFE受信器のスライサで実現されるSNRである。Tはビット周期(1/ライン転送速度)、σは1/SNRMFB-Rectであると、|Ha(f)|2は以下により定義される折り畳みスペクトルである:
Figure 0005178504
ここで、H(f)はh(t)のフーリエ変換であり、h(t)は、周期Tおよび振幅1の方形パルスに対する正規化チャネルの応答である。この意味では、正規化チャネルは、送信器、ファイバチャネルおよび光学受信器のフロントエンドフィルタによるフィルタリングを含む。そのため、h(t)は、それらの構成要素を特徴付けるフィルタのインパルス応答を持つ方形パルスの畳み込みである。そのチャネルは、H(0)がTに等しくなるように正規化される。SNRMFB-RectとSNRDFEの両方は、標準により許容される最小OMAが送信される(式(1)のσを効果的に決定する)と想定して計算される。
PIEDは、チャネルがリニアであると想定すると、所定のチャネル応答H(f)に対応する光パワーペナルティである。他のペナルティ対策は、例えば、IEEE802.3aqドラフト標準に定義されるように、送信波形と分散ペナルティ(TWDP)を含み、さらに、N. Swenson他の「IEEE802.3第68節TWDPの説明」に記述される。これは以下のURLにおいてオンラインで利用可能である。
http://IEEE802.Org/3/aq/public/tools/TWDP.pdf
また、この内容は参照により本明細書に組み込まれる。TWDPテストは、送信器のための追従テストであり、参照ファイバチャネルおよび参照受信器のためのPIE−Dにより計算されたものと同様のペナルティを計算する。TWDPは、送信器がリニアであると想定されず、等価受信器の有限長イコライザを用いる点で、PIEDとは異なる。
理論上、単に送信されたOMAを増加することによりパワーペナルティを克服することができるだろうが、実際には、PIEDまたはTWDPがある値を超えるとき、送信されたOMAにかかわらず、実際の受信器との信頼できる通信ができないことが観察される。このため、802.3aq委員会は、準拠送信器のための許容されるTWDPにおける上限を置いた。TWDPとPIEDの両方が正規化OMAに基づくので、送信器のOMAを増加させることにより、これらのペナルティを減少させることができない。従来の送信器パワーペナルティ(TWDP)低減方法は、信号が完全な方形NRZ波形により近づくように、送信信号の質を改善することである。しかしながら、これは、重大なコストを送信器に加えてしまう。そのため、費用効果の高い方法で送信器パワーペナルティ(および他のペナルティ)を減少させ、それにより通信リンクの性能を増加させるニーズが存在する。
本発明は、送信器における周波数成形を用いるこ(例えば、周波数ピーク化)により先行技術の限界を克服する。一般的に言えば、受信器での光検波後に電気信号のACパワーを増加させるというやり方で送信器の周波数スペクトルを成形することにより、よりよい性能をもたらすことができる。また、送信OMAを増加させないというやり方で受信器においてこのパワー増加を達成することにより、完全な方形パルスを作り出す理想送信器と比較しても、低パワーペナルティをもたらす。したがって、全チャネル応答H(f)を成形することにより、PIEDとTWDPとを低減することができる。
本発明の一面では、周波数ピーク化は、PIEDまたはTWDPペナルティを低減するために用いられる。周波数ピーク化は、補償のないパルス(すなわち、理想方形パルス)よりも大きい電気エネルギー(そのため、より高い受信SNR)を有するパルス成形をもたらすことができる。さらに、受信器フロントエンドフィルタを持つ典型的なファイバの組み合わされた周波数応答のローパスの性質のために、高調波をブーストすることは、一般に、EDC受信器のイコライザの性能を改善する受信スペクトルを平滑化する傾向がある。
一面では、光学送信器は、光ファイバを介する送信に適した光信号を作り出す。この光信号は、あるデータ転送速度(またはライン転送速度)で送信されるデータを符号している。同じデータを符号化する理想方形パルス送信器によって作り出される参照光信号の周波数スペクトルと比較して、この光学送信器により作り出される光信号の周波数スペクトルは、ライン転送速度付近に位置するピーク周波数において相対的なピークを有する。それにえてこの光学送信器は、送信フィルタの前段で完全な方形パルスを作り出す理想方形パルス送信器としてモデル化され得る。ここで、送信フィルタは、ライン転送速度付近に位置する周波数(前記ピーク周波数)でピークを持つ周波数応答を有する。種々の実施では、ピーク周波数は、ライン転送速度の10%と100%の間、ライン転送速度の25%〜75%の間、あるいはライン転送速度のおよそ30〜50%にあればよい。
一実施では、周波数ピーク化は、DC周波数における連続パワースペクトルの値に対して相対的に及び/又はACカップリングの場合には、OMA測定周波数におけるパワースペクトルに対して相対的に)ピーク周波数をブーストするプリエンファシスネットワークにより達成される。一例は、伝達関数(1+x)−xD(ここで、xは0〜1の間の小数(例えば、x=0.25)であり、Dはライン転送速度の1周期(またはNRZ送信の1パルス周期)に等しい遅延である)を有するフィルタである。
別の実施では、周波数ピーク化は、レーザの弛張振動挙動を利用することにより達成される。多くのレーザは、補正しなければ生成した光パルスのオーバーシュート(行き過ぎ)または共鳴をもたらし得る弛張振動を示す。ほとんどの送信器では、レーザ送信器は、この効果を抑制し、それにより、模範方形パルスを作り出すように設計される。しかしながら、本発明の一面では、その代わりに、レーザ送信器は、DC周波数及び/又はOMA測定周波数に対して相対的にピーク周波数をブーストするために、レーザ弛張振動を利用する。
別の実施では、ピーク化は、レーザドライバとレーザの間に位置するマッチングネットワークを調整することにより達成される。マッチングネットワークは、より高い周波数で電流をブーストする。典型的に、ネットワークは受動的であり、抵抗器、コンデンサ、インダクタおよび送信線の長さを含むことができる。
多くの異なる応用に周波数ピーク化を適用することができる。その例は10G通信リンクを含む。例の基準10GベースLRMを含む。例の送信器の形式は、X2、XENPAK、XPAK、XFP、SFP+、300−pin、SFP、SFF、GBIC等を含む。本発明の他の面は、上述の装置およびシステムに対応する方法、および上記すべての応用を含む。
本発明は、他の利点および特徴を有する。それらは、添付図面に関連してなされる本発明の以下の詳細な記述および添付の特許請求の範囲からより容易に明白になるであろう。
添付図面は、例証の目的のみで本発明の実施形態を描写する。当業者は、ここに記述の本発明の原則を逸脱することなく、本明細書に示される構成および方法の代わりの実施形態を用いることができることを以下の議論から容易に認識するであろう。
以下の数学的議論は、どのようにして同じOMAを有しつつ、適切に成形されたパルスが理想方形パルスよりも極めて大きい電気エネルギーを有することができるかを示す。この議論は、整合フィルタ限界SNR、SNRMFBに関する。それは、0強制標準を用いる等価受信器によって実現され得るSNRの上限である。(PIEDおよびTWDPは、0強制標準の代わりに最小平均平方誤差に基づくが、性能は、興味のある低雑音チャネルのものとほとんど同一である。)受信器におけるSNRMFBを増加させることは、等価受信器のスライサでSNRを改善し、低減されたペナルティをもたらす。また、式(1)の結果として生じる折り畳みスペクトル|Ha(f)|2が0〜1/2Tのインターバル中概ね一定であるような方法で送信スペクトルを成形することは、イコライザスライサにおけるSNRと受信器におけるSNRMFBとの間のギャップを低減する。このギャップを「イコライザロス」という。そのため、周波数ピーク化は、1)受信器においてSNRMFBを増加させる、2)イコライザロスを低減する、という2つの有利な効果を有することができる。これらの効果の両方は、OMAを増加させることなく達成される。そのため、それらはPIEDおよびTWDPを低減する。
光学的に変調された信号が以下のように与えられる:
Figure 0005178504
ここで、a(n)∈{−1,+1}は根本的なデータであり、p(t)はパルス形状であり、Tはデータ転送の周期(すなわち、1/ライン転送速度)であり、AおよびBは一定値である。y(t)は光信号パワーである。パルスp(t)のエネルギーを以下のように定義する:
Figure 0005178504
y(t)が電気信号に変換され(完全なO/E変換を想定して)、N0/2の両面を有するパワースペクトル密度で付加的な白色ガウス雑音により変造されるならば、整合フィルタ限界SNRは以下のように与えられる:
Figure 0005178504
ここで、SNRMFBは光パワー領域に定義される。電気パワー領域に定義されるならば、SNRMFBは、式(5)に定義される量の二乗である。光パワー領域に定義されるSNRMFBでは、孤立パルスを受信する整合フィルタ受信器のために、BER=Q(SNRMFB)であり、ここでQ()は以下のようなガウス誤差確率関数である:
Figure 0005178504
無限消光比を持つ完全な方形波変調(すなわち、送信された「0」がゼロの公称光パワーレベル)のために、Bは平均パワーPave=OMA/2、A=OMA/2、p(t)は、大きさ1および周期T(1つのビット周期)の方形パルス、εp=Tであり、
Figure 0005178504
ここで、以下で図2に示すようにモデル化することができる例のチャネルを考慮する:
Figure 0005178504
この図では、hTx(t)は、送信器の応答を表す送信フィルタであり、hF(t)は、ファイバの応答を表すフィルタである。また、そのモデルは、受信器内のフロントエンド電気フィルタを表す受信フィルタhR(t)(図2には図示せず)を含むことができる。10Gベース−LRM適用のために、このフロントエンド受信器フィルタは、一般に、固定7.5GHzの4次ベッセル−トムソンフィルタとしてモデル化され得る。なお、y1(t)は、理想方形パルス送信器により作り出される光信号である。我々が変調光パワー、OMA、Pave、送信フィルタを取り扱っているので、ファイバフィルタはすべて、yi(t)が負にならないように制限される。例えば、OMA≦2Paveである。hTx(t)およびhF(t)についての他の制約は、明確ではなく、後程重要になるだろう。
送信フィルタおよびファイバフィルタは、HTx(0)=1およびHF(0)=1のように正規化される。ここで、H(f)はh(t)のフーリエ変換を表す。この正規化では、フィルタは光パワーを節約するか、その代わりに、DCパワーを節約する。HTx(0)=1の事実は、送信器のACカップリングの場合を排除することを意味しない。それは、単に分析を簡単にするモデルである。その代わりに、あるモデルは、HTx(fOMA)=1と想定することができる。ここで、fOMAはOMA測定周波数である。そして、それは、各yi(t)を以下の形式で書き表すことができることを示す。
Figure 0005178504
特に、p1(t)=ΠT(t)、p2(t)=p1(t)*hTx(t)、およびp3(t)=p2(t)*hF(t)である。ここで、「*」は畳み込みを意味する。なお、各pi(t)は以下の特性を有する:
Figure 0005178504
(持続期間Tの方形パルスをフィルタリングすることにより生成されるあらゆるパルス形状は、そのようなパルスの無限列が一定値に合計する特性を有する)。逆に、あるものは、この特性を有するパルス形状が方形パルスをフィルタリングすることにより生成され得ることを示すことができる。この意味では、チャネルモデルは、リニアNRZ変調にとって完全に一般的である。
MFBiがyi(t)のためのSNRMFBを表し、εiが対応するパルスエネルギーを表すと、
Figure 0005178504
すべてのt(それがLRMモデルであるような)に対するhF(t)≧0で、hp(t)=δ(t)でないならば、当然の結果として厳格な不等式でε3≦ε2になる。そのため、ファイバ伝搬は、整合フィルタ限界における取り戻せない低減をもたらす。ISIのためではないので、これはイコライザロスではない。それは、ISIのない状態で達成可能な理論的にベストのSNRの低減である。
すべてのtでhF(t)≧0であるが、hTx(t)の制約はない。しかしながら、フィルタの出力においてパルスp2(t)の制約から生じるhTx(t)の他の制約がある。p2(t)=ΠT(t)*hTx(t)である。以下のように示すことができる:
Figure 0005178504
なお、無限消光比(Pave=OMA/2)の両方の場合で等しく、下限が0以下であり、上限が1以上である。
証明:我々は以下のことを知っている:
Figure 0005178504
ここで、不等式はすべてのtおよび数列a(n)で当てはまる。1を除くすべてのnで数列a(n)=1、a(0)=−1と考慮する。そして、a(n)=1−2σn(ここで、σnはクロネッカーのデルタ関数である)であり、
Figure 0005178504
これは、p2(t)の上限を与える。p2(t)の下限は、数列a(n)=−1+2δnを考慮することによって同様に得られる。上記で決定したp2(t)の下限で、有限消光比の条件であるPave>OMA/2でないならば、p2(t)が負にならない。
送信フィルタhTx(t)を成形して、送信パルスp2(t)の高調波をブーストすることにより、LRMリンクの性能を改善するために、プレ補償(または先行ひずませ)を用いることができる。DCに対して高調波をブーストする(すなわち、周波数ピーク化を実施する)ために、有限消光比は、p2(t)が負になることを許容するために用いられる。以下のようにこれを示す。すべてのtに対してp2(t)≧0であると考える。文字列P2(f)は、p2(t)のフーリエ変換を表す。そして、
Figure 0005178504
ここで、
Figure 0005178504
仮定によりp2(t)≧0なので、R2(τ)≧0である。そのため、cos(2πfτ)R2(τ)≦R2(τ)であり、
Figure 0005178504
したがって、すべてのtに対してp2(t)≧0ならば、P2(f)は、DCでその値に上限され、高周波数のブーストができない。
送信パルスのスペクトル形状を変更することは別として、プレ補償は、y2(t)の整合フィルタ限界を変更する。所定のPaveおよびOMAのために、p2(t)は、上記で決定されるように制限される。そのようなパルスの無限列が1に合計することを維持しつつ可能な最大持続時間の最大許容可能な絶対値にp2(t)が等しく設定されるとき、ε2の可能な最大値が達成される。このことを達成するいくつかの可能なパルス形状がある。一つの選択は以下である:
Figure 0005178504
これは以下の送信フィルタhTx(t)に対応する。
Figure 0005178504
このp2(t)で、我々は、所定のOMAおよびPaveの達成可能な最大ε2を得る。すなわち、
Figure 0005178504
Figure 0005178504
これは、所定のOMAおよびPaveのためのMFB2の最大値である。この式は3つの観察に至る:
1.消光比が有限であるとき(すなわち、「0」の公称光パワーが厳密に正であるとき)、プレ補償は、常に、送信器において整合フィルタ限界を改善することができる。すなわち、MFB2,max(OMA)>MFB1=OMA(T/2N01/2である。このことは、消光比が有限のときOMA<2Paveであるという事実から生じる。
2.所定のPaveのために、MFB2は、無限消光比に対応する2Paveの最大値までOMAを増加することにより最大化される。これは、式(18)から分かるように、方形の送信パルス形状p2(t)をもたらす。そのため、プレ補償は、無限消光比の方形パルスで得られるMFBにわたって改善しない。その場合、OMA=2PAVE、MFB2,max(0MA)=2Pave(T/2N01/2=MFB1およびhTx(t)=δ(t)である。この場合のプレ補償が送信器において増加するSNRMFBに関して有利でないと思われるが、それを用いるための未だによい理由がある。まず、上記で定義されたペナルティは、正規化OMAパワーに基づく。PIEDがイコライザのスライサで達成される実SNRに対するSNRMFB-Rectの比であることを思い出されたい。どちらもOMAminが送信されると想定して計算される。そのため、送信器は、ペナルティの計算でOMAminより大きいOMAのために信用されない。所定のPave>OMAmin/2では、2Paveの最大値からOMAを低減し、それにより、消光比を有限値まで減少させ、上述のようなプレ補償を適用することにより、ペナルティを低減することができる。また、方形パルスおよび無限消光比を用いることによるMFB2の極大化は、式(3)で与えられる変調の単純なリニアモデルに基づく。実際のレーザ送信器では、(TWDPを改善する)非線形性の忌避やイコライザロスを最小化するスペクトル成形のような、より小さい消光比を用いるための他のよい理由がある。
3.OMAが0に行くにつれて、MFB2,maxは、0になる傾向がなく、その代わりに、Pave(T/N01/2に等しい正の値に近づく。極端な場合には、
Figure 0005178504
ここで、
Figure 0005178504
このため、
Figure 0005178504
ここで、
Figure 0005178504
これは、以下と同等である:
Figure 0005178504
ここで、
Figure 0005178504
これは、1−Dプレ暗号化に対応する。ここで、a’(n)∈{−2,0,+2}である。これは、DCにおいてゼロを与えるプレ補償の退化した場合と考慮され得る。DCにおけるゼロのために、それは、ゼロでないOMAおよびHTx(0)=1で図2に示すようにモデル化され得ない。しかしながら、極端な場合に適用する図2のわずかな修正は、hTx(t)=δ(t)−δ(t−T)で式(24)および(25)から容易に明白である。極端な場合には、図2は、Pave/2がOMA/2に取って代わり、Paveが送信フィルタhTx(t)の前ではなく後に加えられるように修正される。
上記数学は、OMAを増加させることなく、周波数ピーク化が方形パルスの場合を超えて送信器整合フィルタ限界SNRを増加させることができることを示す。この増加エネルギーがファイバおよび受信器伝達関数により通過する周波数帯域にあるとすれば、送信器におけるこの増加SNRは、受信器における増加SNRMFBと解釈する。イコライザロスがSNRMFBの増加以上に増加しない限り、結果として生じるパワーペナルティは減少するであろう。ベストの周波数ピーク化は、受信SNRMFBの増加とイコライザロスの減少をもたらす。式(1)のペナルティにおいて、結果として生じる折り畳みスペクトル|Ha(f)|2のPIEDの影響によって、正味の影響を数学的に決定することができる。
多くの異なる方法で、送信器における周波数ピーク化を実施することができる。図3〜図7は、レーザドライバのプリエンファシスネットワークの使用に基づく一アプローチを示す。図8〜図11は、弛張振動として一般に知られる、レーザダイオードの光電子工学的オーバーシュート特性を利用する別のアプローチを示す。
図3は、10GHzで実施され得るプリエンファシスネットワークのブロック図を示す。この回路は、1.25−0.25Dの伝達関数を実施する。ここで、Dは1ビット遅延(T)である。この回路のDC応答は1であるが、信号スペクトルのより高い周波数をブーストする。異なる方法でプリエンファシスネットワークを実施することができる。例えば、それをクロックすることができる(その場合、ライン転送速度のおよそ50%の周波数ピーク化を都合よく実施することができる)。その代わりに、受動性ネットワークによりそれを実施することができる。
図4は、プリエンファシスネットワークと固定7.5GHzの4次ベッセル−トムソンフィルタとしてモデル化された受信器フロントエンドフィルタの周波数応答を示す。図4(a)のプロットは、周波数ピーク化のない従来の送信器の応答を示す。なお、その周波数応答は、フラットで、その後下がる。図4(b)のプロットは、送信器に追加されるプリエンファシスピーク化での応答を示す。それは、高周波数におけるチャネル応答の増加をはっきりと示す。プロットは、同じ平均光パワーまたは光振幅変調(OMA)に正規化される。どちらもファイバ光リンクの信号強度のために用いられる普通の記述である。縦軸は光学dBであり、横軸はビット転送速度(LRMでは、10.3125ギガビット/秒)に正規化された周波数である。図5は、プリエンファシスの有無によるいくつかの典型的な時間領域波形を示す。これらの波形図はすべて、理想NRZパルス列および受信器フロントエンドモデルを想定し、図5(a)および図5(b)の波形は、同じ平均光パワーと同じOMAとを有する。図5(a)のプロットは、周波数ピーク化していない従来の送信器の波形を示す。図5(b)のプロットは、送信器に追加されたプリエンファシスピーク化の波形を示す。
図6(a)および図6(b)は、波形が「アイパターン」に折り畳まれたことを除き、図5(a)および図5(b)と同じ情報を示す。アイパターンは、従来の非EDC受信器が波形を見せる方法で波形の質を見せるために有用である。低ジッタおよびゆがみを有するアイパターンは、従来の受信器にとって好ましく、低ビット誤り率またはBERを作り出すべきである。なお、慣習的に見るとき、プリエンファシスアイは、より大きいジッタで実際にはよりひずまされる。しかしながら、次のパラグラフに示すように、EDC受信器は、プリエンファシスのない信号よりもよい結果として生じるSNRを有することにこの信号を等しくすることができる。
LRMは、2004年10月のIEEE802.3aq特別委員会のケンブリッジセットの「108ファイバモデル」として知られるファイバパスモデルを用いる。これは、以下のURLにおいてオンラインで利用可能である:
http://grouper.IEEE.orR/giOups/802/3/aq/public/tools/108fiberModel
図7は、ケンブリッジ2.1モデルにおける108のファイバのそれぞれの300メートルにおけるEDC受信器の理想パワーペナルティの累積分布関数をプロットする。パーセンテージ範囲は、水平軸に示されるペナルティ以下でペナルティを有するファイバのパーセンテージを示す。水平軸におけるペナルティは、光学DBで表される。両トレースは、10.3125Gbits/秒のNRZパルス列と上述の受信器フロントエンドモデルとを含む。右側のトレース710は、周波数ピーク化のない従来の送信器でのパワーペナルティを示す。左側のトレース720は、送信器に追加される周波数ピーク化でのパワーペナルティを示す。プリエンファシスの送信器は、従来のアイダイアグラムで観察すると、より大きいジッタとひずみがあるけれども、周波数ピーク化のないものよりもほとんど1dB低くて、よいEDC受信器のためのパワーペナルティを示す。これは、EDC受信器がジッタやひずみを補償し、信号を改善するのに、あるいはリンク距離を延長することでさえ有用なすべての信号エネルギーを雑音比およびBERに適用することができるためである。
上述のように、レーザダイオードは、自然なピーク化現象、いわゆる弛張振動を有する。図8および図9は、それぞれ、周波数領域(小さい信号プロット)および時間領域における疑似挙動でこれを示す。前述同様、これらの図は受信器モデルを含む。それが非EDCリンクのアイを「閉める」ことができるが、EDCでは、その効果がプリエンファシスで上述と同じ理由のために有利であり得るので、通常、設計者は、信号帯域幅に近い弛張振動を避けるよう試みる。
また、その利益は、実験室で測定される実送信器からの波形で観察され得る。図10(a)は、ほとんどあるいは全くオーバーシュートのない通常のレーザアイ波形(アイパターンに折り畳まれる)である。図10(b)は、弛張振動のためにオーバーシュートしたレーザアイパターンである。
EDCシステムによって受信するときケンブリッジモデルのファイバを横切るこれらの送信波形の光パワーペナルティの累積分布関数は、図11に示される。右側のトレース1110は、図10(a)(E03)に対応し、左側のトレース1120は、図10(b)(E09)に対応する。E09は、EDCシステムのE03に比べて、80パーセンテージ範囲レベル(LRMのための目標のケンブリッジモデル範囲)でおよそ0.5dBのパワーペナルティの改善を示す。再び、これは、アイパターンにおけるひどく大きいひずみの出現にかかわらない。
詳細な説明が多くの細目を含むが、これらは、本発明の範囲を限定するものとして解釈されるべきではなく、単に本発明の異なる例や側面を例示するものと解釈されるべきである。本発明の範囲が上記では詳細に議論されていない他の実施形態を含むことを認識されたい。当業者にとって明白な種々の他の変形、変更および変化は、添付の特許請求の範囲において定義されるような本発明の意図および範囲を逸脱することなく、本明細書に開示される本発明の方法および装置の取り決め、動作および詳細でなされてもよい。したがって、本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲およびその法的均等物により決定されるべきである。
光ファイバ通信リンクのブロック図(先行技術)である。 本発明における送信器のブロック図である。 本発明におけるプリエンファシス回路網のブロック図である。 (a)は周波数ピーク化なしで送信フィルタのスペクトル図であり、(b)は周波数ピーク化した送信フィルタのスペクトル図である。 (a)は周波数ピーク化なしで送信器により生成される光パルスの時間トレースであり、(b)は周波数ピーク化した送信器により生成される光パルスの時間トレースである。 図5(a)および(b)における光パルスのアイダイアグラムである。 EDC受信器の理想パワーペナルティの累積分布関数をプロットしたグラフである。 弛張振動を示すレーザダイオードのスペクトル応答である。 弛張振動に基づいて周波数がピーク化した状態で送信器により生成された光パルスの時間トレースである。 (a)は周波数ピーク化なしで送信器により生成される光パルスのアイダイアグラムであり、(b)は周波数ピーク化した送信器により生成される光パルスのアイダイアグラムである。 周波数ピーク化なしおよび周波数ピーク化された光パワーペナルティの累積分布関数のグラフである。

Claims (28)

  1. 指定されたデータ転送速度で光ファイバを介してデータを送信するための光学送信器であって、
    記データを符号化し且つ前記光ファイバを介する送信に適した光信号を生成する手段と
    前記光信号が前記指定されたデータ転送速度に対応するライン転送速度の10%から100%までの間のピーク周波数において相対的なピークを有する周波数スペクトルを有するように該光信号を成形する手段と
    を備え
    前記相対的なピークとは、基準光信号の基準周波数スペクトルに対する、前記光信号の周波数スペクトルの相対的なピークであり、前記基準光信号とは、周波数ピーク化を施すことなく前記データを符号化する方形パルス送信器を用いて作られるものであり、
    該光学送信器は、前記基準光信号が前記光信号と同じ光学振幅変調(OMA)を持つとき、前記周波数ピーク化なしに前記基準光信号を生成する前記方形パルス送信器の光パワーペナルティよりも小さな光パワーペナルティを持つ
    ことを特徴とする光学送信器。
  2. 前記ピーク周波数は、前記ライン転送速度の25%から75%までの間の周波数であることを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  3. 前記ピーク周波数は、前記ライン転送速度35%から50%までの間の周波数であることを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  4. 前記光信号は、オン/オフキーイングに基づいて前記データを符号化することを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  5. 前記データ転送速度は10ギガビット/秒であることを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  6. 前記光学送信器は、DC周波数に関連するピーク周波数をブーストするプリエンファシスネットワークを備えることを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  7. 前記プリエンファシスネットワークは、(1+x)−xDの伝達関数を有し、ここで、xは0からまでの間の小数であり、Dは前記ライン転送速度の一周期に等しい遅延であるとを特徴とする請求項に記載の光学送信器。
  8. 前記xはおよそ0.25であることを特徴とする請求項に記載の光学送信器。
  9. 前記プリエンファシスネットワークは所定クロックで動作することを特徴とする請求項に記載の光学送信器。当業者自明
  10. 前記プリエンファシスネットワークは受動性ネットワークであることを特徴とする請求項に記載の光学送信器。
  11. 前記光学送信器は、
    弛張振動を示すレーザと、
    DC周波数に対して相対的にピーク周波数をブーストするために前記レーザの弛張振動を利用するよう構成され、前記レーザを駆動するために接続されるレーザドライバと、
    を備えることを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  12. 前記光学送信器は、前記方形パルス送信器よりも低いPIE−Dパワーペナルティを有することを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  13. 前記ピーク周波数は、前記光ファイバにより減衰される周波数帯域に位置することを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  14. 前記光信号は、前記ピーク周波数でのオーバーシュートにより特徴付けられることを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  15. 前記光学送信器は、X2、XFP、またはSFP+の形式に従うことを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  16. 前記光学送信器は、前記方形パルス送信器よりも低いTWDPパワーペナルティを有することを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  17. 前記成形する手段は、前記データを受信するレーザドライバを備え、1+xの係数でライン転送速度に従う現在周期のデータを増幅して増幅されたデータを生成し、xの係数でライン転送速度に従う直前周期のデータを減衰して減衰されたデータを生成するプリエンファシスネットワークを含み、ただしxは0と1の間の小数であり、前記増幅されたデータから前記減衰されたデータを引き算することにより変更されたデータを生成
    前記生成する手段は、前記レーザドライバに結合されたレーザを備え前記光信号を生成するために前記変更されたデータを受信して符号化し、前記データを符号化してなり且つ前記光ファイバを介する送信に適した前記光信号を生成する
    ことを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  18. 前記方形パルス送信器は理想方形パルス送信器であり、前記光学送信器の光パワーペナルティは、前記基準光信号が前記光信号と同じ光学振幅変調(OMA)を持つとき、前記理想方形パルス送信器の光パワーペナルティよりも小さな光パワーペナルティを有することを特徴とする請求項1に記載の光学送信器。
  19. 指定されたデータ転送速度で光ファイバを介してデータを送信する方法であって、
    前記データを受信するステップと、
    前記データを符号化し且つ前記光ファイバを介する送信に適した光信号を生成するステップと
    前記光信号が前記指定されたデータ転送速度に対応するライン転送速度の10%から100%までの間のピーク周波数において相対的なピークを有する周波数スペクトルを有するように該光信号を成形するステップと
    備え
    前記相対的なピークとは、基準光信号の基準周波数スペクトルに対する、前記光信号の周波数スペクトルの相対的なピークであり、前記基準光信号とは、周波数ピーク化を施すことなく前記データを符号化する方形パルス送信器を用いて作られるものであり、
    前記基準光信号が前記光信号と同じ光学振幅変調(OMA)を持つとき、前記周波数ピーク化なしに前記基準光信号を生成する前記方形パルス送信器の光パワーペナルティよりも小さな光パワーペナルティを前記光信号が持つ
    ことを特徴とする方法。
  20. 前記ピーク周波数は、前記ライン転送速度の25%から75%までの間の周波数であることを特徴とする請求項19に記載の方法。
  21. 前記光信号を生成するステップは、オン/オフキーイングに基づいて前記データを生成するステップを含むことを特徴とする請求項19に記載の方法。
  22. 前記データ転送速度は10ギガビット/秒であることを特徴とする請求項19に記載の方法。
  23. 前記光信号を生成するステップは、DC周波数に対して相対的にピーク周波数をブーストするプリエンファシスネットワークを適用するステップを含むことを特徴とする請求項19に記載の方法。
  24. 前記光信号を生成するステップは、DC周波数に対して相対的にピーク周波数をブーストするためにレーザの弛張振動を利用するステップを含むことを特徴とする請求項19に記載の方法。
  25. 前記ピーク周波数は、前記光ファイバにより減衰される周波数帯域に位置することを特徴とする請求項19に記載の方法。
  26. 前記光信号は、前記方形パルス送信器よりも低いTWDPパワーペナルティを有することを特徴とする請求項19に記載の方法。
  27. 前記データを受信するステップは、
    プリエンファシスネットワークを使用して、1+xの係数でライン転送速度に従う現在周期の未処理データを増幅して増幅されたデータを生成するステップと、
    xでライン転送速度に従う直前周期の未処理データを減衰して減衰されたデータを生成するステップと、ただしxは0と1の間の小数であり、
    前記増幅されたデータから前記減衰されたデータを引き算することにより変更されたデータを生成するステップと
    を備える請求項19に記載の方法。
  28. 前記方形パルス送信器は理想方形パルス送信器であり、前記光信号の光パワーペナルティは、前記基準光信号が前記光信号と同じ光学振幅変調(OMA)を持つとき、前記理想方形パルス送信器の光パワーペナルティよりも小さな光パワーペナルティを有することを特徴とする請求項19に記載の方法。
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