JP5169391B2 - Control device and control method for power conversion device - Google Patents
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Description
本発明は、スイッチング操作により変換した電力を負荷装置へ供給する電力変換装置の制御装置及び制御方法に係り、特にスイッチングのキャリア周波数に起因する電磁ノイズの影響を抑制する技術に関する。 The present invention relates to a control device and a control method for a power conversion device that supplies power converted by a switching operation to a load device, and more particularly to a technique for suppressing the influence of electromagnetic noise caused by a switching carrier frequency.
パルス幅変調(Pulse Width Modulation、以下PWMと略す)信号で駆動される機器(例えば、電流制御ステッピングモータ等)は、当該機器に流す電力波形のデューティ比を変えることで機器の動作を制御する構成としている。このようなPWM制御機器の場合、PWMによって得られるパルス列で負荷を制御するため、PWMのキャリア周波数およびその高調波の周波数でスイッチングノイズが発生する。 A device driven by a pulse width modulation (PWM) signal (for example, a current control stepping motor) is configured to control the operation of the device by changing the duty ratio of the power waveform flowing to the device. It is said. In such a PWM control device, since the load is controlled by a pulse train obtained by PWM, switching noise is generated at the PWM carrier frequency and its harmonic frequency.
このスイッチングノイズは、例えば電力変換装置を車載する場合を考えたとき、同じ車両に搭載されている車載ラジオの聴取に対して影響を与える。このため、ラジオの聴取を困難にしたり、耳障りとなる雑音を発生したり、場合によっては車載用の他のディジタル機器の動作に悪影響を及ぼすことも懸念される。 For example, when considering the case where the power conversion device is mounted on the vehicle, the switching noise affects the listening of the vehicle-mounted radio mounted on the same vehicle. For this reason, there is a concern that it may be difficult to listen to the radio, generate annoying noise, and possibly adversely affect the operation of other in-vehicle digital devices.
このノイズ成分低減の方法として、下記特許文献1にステッピングモータ制御装置が開示されている。この技術によれば、電流制御ステッピングモータを制御するためPWMキャリア周波数に対して、さらに低い周波数を有する正弦波で周波数変調をかける。これにより、所望の周波数帯域において上記のスイッチングノイズのスペクトル帯域を拡散させ、ピークレベルを低減することで他の車載機器への影響を低減しようとするものである。
しかしながら、上記従来技術においては、キャリア周波数を正弦波状に変化させるようにしているが、電力変換装置は、PWMによって得られるパルス列で負荷を制御するため、パルスのON時間とOFF時間に起因する高調波レベルの変動が現れ、ラジオ受信機や他の機器へ影響する可能性があった。 However, in the above prior art, the carrier frequency is changed in a sine wave shape, but since the power converter controls the load with a pulse train obtained by PWM, the harmonics caused by the ON time and OFF time of the pulse are used. Wave level fluctuations appeared and could affect radio receivers and other equipment.
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的はPWMのキャリア周波数を変化させた場合でも、電力変換装置のスイッチングパルスのON時間とOFF時間に起因する高調波ノイズレベルの変動によりラジオ等の受信や他への影響を低減することができる電力変換装置の制御装置およびその制御方法を提供することである。 The present invention has been made in view of the above problems, and its purpose is to reduce the harmonic noise level caused by the ON time and OFF time of the switching pulse of the power converter even when the PWM carrier frequency is changed. It is an object of the present invention to provide a control device for a power conversion device and a control method for the power conversion device that can reduce the influence of radio reception and the like due to fluctuations.
上記問題点を解決するために、本発明は、入力されたパルスのデューティ指令値と、1から指令値を減じた数との小さい方と、設定された目標周波数との積を自然数で除した周波数の中から選択した周波数をキャリア周波数として、電力変換装置のスイッチング駆動用パルスを発生させるようにした。 In order to solve the above problems, the present invention divides the product of the duty command value of the input pulse and the smaller one of the number obtained by subtracting the command value from 1 and the set target frequency by a natural number. The switching drive pulse of the power converter is generated using the frequency selected from the frequencies as the carrier frequency.
本発明によれば、目標周波数とならないON時間とOFF時間を有する組み合わせになるために、キャリア周波数を変化させても電力変換装置駆動パルスのON時間とOFF時間に起因する高調波ノイズレベルの変動を低減することができるという効果がある。 According to the present invention, since the combination has an ON time and an OFF time that do not become the target frequency, even if the carrier frequency is changed, the fluctuation of the harmonic noise level caused by the ON time and the OFF time of the power converter drive pulse There is an effect that can be reduced.
次に、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。尚、以下に説明する各実施例は、特に限定されないが、車載用の電力変換装置からカーラジオ等への電磁ノイズを効果的に抑制することができる実施例である。 Next, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, although each Example described below is not specifically limited, it is an Example which can suppress effectively the electromagnetic noise from the vehicle-mounted power converter device to a car radio.
図1は、本発明に係る電力変換装置の制御装置の実施例1を説明する電力制御システム1の構成図である。図1において、電力制御システム1は、入力された電力をスイッチング操作により交流電力または直流電力に変換する電力変換装置2と、電力変換装置2が変換した電力を消費する負荷装置3と、電力を電力変換装置2へ供給するバッテリなどの直流電源装置4と、電力変換装置2を駆動するドライバ5と、ドライバ5を介して電力変換装置2を制御する制御装置6と、負荷装置3の動作を指令する指令発生部7とを備えている。尚、ドライバ5を制御装置6に含めてもよい。
FIG. 1 is a configuration diagram of a
電力変換装置2は、スイッチング操作により直流電力から変換した電力を負荷装置3へ供給するものであれば、DC/ACインバータ、DC/DCコンバータ、その他のスイッチング電源等を問わない。
The
制御装置6は、電力変換装置2のスイッチングのパルスによる影響を抑止したい目標周波数を設定する目標周波数設定部10と、指令発生部7からスイッチングのパルスのデューティの指令値を入力するデューティ指令入力部11と、デューティの指令値と1から該指令値を減じた数との小さい方と目標周波数との積を自然数で除した周波数の中から選択した周波数をキャリア周波数としてキャリア信号を発生するキャリア信号発生部12と、キャリア信号に基づいて発生したパルスをドライバ5へ出力するパルス発生部13とを備える。
The
キャリア信号発生部12が発生するキャリア周波数fc(N)は、次の式(1)により算出される。
The carrier frequency fc (N) generated by the
fc(N)=Dr×ft/N …(1)
但し、Nは自然数、
デューティ指令値≦0.5ならば、Dr=デューティ指令値、
0.5<デューティ指令値<1ならば、Dr=1−デューティ指令値、
ft は、目標周波数である。
fc (N) = Dr × ft / N (1)
Where N is a natural number,
If duty command value ≦ 0.5, Dr = duty command value,
If 0.5 <duty command value <1, Dr = 1−duty command value,
ft is a target frequency.
キャリア信号発生部12は、マイクロコンピュータ等のコンピュータを内蔵し、リアルタイムで入力された目標周波数とデューティの指令値との両方に基づいて、キャリア周波数を計算して、計算結果のキャリア周波数に基づいてキャリア信号を発生してもよい。 また、目標周波数またはデューティの指令値一方が固定値である場合、他方値を入力して、キャリア周波数を計算し、計算結果のキャリア周波数に基づいてキャリア信号を発生してもよい。さらに、キャリア信号発生部12は、時間経過とともにキャリア周波数として選択する周波数を変更することが好ましい。
The
次に、図14のフローチャートを参照して、本実施例におけるキャリア周波数のコンピュータによる算出プログラム例を説明する。この例は、一つの目標周波数ft と、PWM制御の一つのデューティD(0<D<1)とを入力し、目標周波数ft とデューティDとの組み合わせに対する可能なキャリア周波数fcを全て求める計算例である。また、フローチャート中の計算式は、所謂算術代入式であり、右辺の計算結果を左辺の数値として代入することを示し、単なる等式ではないことに留意されたい。 Next, with reference to the flowchart of FIG. 14, the example of the calculation program by the computer of the carrier frequency in a present Example is demonstrated. In this example, one target frequency ft and one duty D (0 <D <1) of PWM control are inputted, and all possible carrier frequencies fc for the combination of the target frequency ft and the duty D are calculated. It is. It should be noted that the calculation formulas in the flowchart are so-called arithmetic substitution formulas, which indicate that the calculation result on the right side is substituted as the numerical value on the left side, and is not merely an equation.
まずステップ(以下、ステップをSと略す)10において、電力変換装置2に使用するスイッチング回路の定格や負荷装置3の許容周波数から決まるキャリア周波数の範囲として、キャリア周波数の下限周波数fmin ,及びキャリア周波数の上限周波数fmax をコンピュータへ入力する。
First, in step (hereinafter, step is abbreviated as S) 10, the carrier frequency lower limit frequency fmin and the carrier frequency are determined as the carrier frequency range determined from the rating of the switching circuit used in the
次いで、S12において、キャリヤ周波数による電力変換装置のスイッチングパルスから電磁影響を抑制したい目標周波数ft をコンピュータへ入力する。次いで、S14において、デューティDをコンピュータへ入力する。 Next, in S12, the target frequency ft for which the electromagnetic influence is to be suppressed is input to the computer from the switching pulse of the power conversion device by the carrier frequency. Next, in S14, the duty D is input to the computer.
次いで、S16において、コンピュータは、デューティDが0.5以下であるか否かを判定する。デューティDが0.5以下であれば、S20へ進む。デューティDが0.5以下でなければ(デューティDが0.5を超える場合)、S18へ進む。S18では、コンピュータは、1からデューティDを減じた値をデューティDへ代入して、S20へ進む。 Next, in S16, the computer determines whether the duty D is 0.5 or less. If the duty D is 0.5 or less, the process proceeds to S20. If the duty D is not 0.5 or less (when the duty D exceeds 0.5), the process proceeds to S18. In S18, the computer substitutes the value obtained by subtracting the duty D from 1 for the duty D, and proceeds to S20.
S20では、コンピュータは、自然数Nの初期値として1を設定する。次いで、S22でコンピュータは、キャリア周波数の候補fcを次の式(2)により算出する。 In S20, the computer sets 1 as the initial value of the natural number N. Next, in S22, the computer calculates a carrier frequency candidate fc by the following equation (2).
fc=D×ft /N …(2)
次いでS24で、コンピュータは、fcとfmax とを比較し、fc≦fmax であれば、S26へ進む。S24の判定で、fc≦fmax でなければ、このfcは大きすぎるので、採用せずに、コンピュータは、S30へ進む。
fc = D × ft / N (2)
Next, in S24, the computer compares fc and fmax. If fc ≦ fmax, the process proceeds to S26. If fc ≦ fmax is not satisfied in the determination of S24, this fc is too large, and the computer proceeds to S30 without adopting it.
S26では、コンピュータは、fmin とfcとを比較し、fmin ≦fcであれば、このfcを採用するために、S28へ進む。S26の判定で、fmin ≦fcでなければ、このfcは小さすぎるので採用せず、また、これ以上大きいNに対してfcを計算しても無駄であるので、コンピュータは、fcの計算を終了する。 In S26, the computer compares fmin and fc, and if fmin ≦ fc, the computer proceeds to S28 to adopt this fc. If fmin ≦ fc is not satisfied in the determination of S26, this fc is too small to be adopted, and it is useless to calculate fc for N that is larger than this, so the computer ends the calculation of fc. To do.
S28では、キャリア周波数の候補fcが最低周波数fmin と最高周波数fmax との間に入っているので、コンピュータは、キャリア周波数の候補fcを適正なキャリア周波数fcとして、fcの値を出力する。次いでS30で、コンピュータは、Nを1だけ増加させて、新たなNによりキャリア周波数fcを計算すべく、S22へ戻る。 In S28, since the carrier frequency candidate fc is between the minimum frequency fmin and the maximum frequency fmax, the computer sets the carrier frequency candidate fc as an appropriate carrier frequency fc and outputs the value of fc. Next, in S30, the computer increments N by 1, and returns to S22 to calculate the carrier frequency fc by the new N.
以上のフローチャートにより、fmin ≦fc≦fmax の条件を満足する全てのキャリア周波数fcが算出される。 According to the above flowchart, all carrier frequencies fc satisfying the condition of fmin ≦ fc ≦ fmax are calculated.
以上説明した実施例1によれば、電力変換装置を駆動するパルスのON時間とOFF時間とに起因する高調波レベルの変動を低減することができるという効果がある。 According to Example 1 demonstrated above, there exists an effect that the fluctuation | variation of the harmonic level resulting from ON time and OFF time of the pulse which drives a power converter device can be reduced.
次に、本発明に係る電力変換装置の制御装置の実施例2を説明する。図2は、実施例2の制御装置6を備えた電力制御システム1の構成例である。実施例1と同様の構成要素には、同じ符号を付与して重複する説明を省略する。
Next, a second embodiment of the control device for the power conversion device according to the present invention will be described. FIG. 2 is a configuration example of the
図2において、制御装置6は、電力変換装置2のスイッチングのパルスによる影響を抑止したい目標周波数を設定する目標周波数設定部10と、指令発生部7からスイッチングのパルスのデューティの指令値を入力するデューティ指令入力部11と、デューティの指令値と1から該指令値を減じた数との小さい方と目標周波数との積を自然数で除した周波数の中から選択した周波数をキャリア周波数としてキャリア信号を発生するキャリア信号発生部12と、キャリア信号と指令値とに基づいて発生したPWMパルスをドライバ5へ出力するPWM発生部13aとを備える。
In FIG. 2, the
キャリア信号発生部12は、キャリア信号の周波数(周期)を複数記憶したキャリア周波数マップ14を有している。キャリア信号発生部12は、キャリア周波数マップ14から選択してキャリア周波数とする数値を時間経過とともに切り替えるキャリア周波数可変制御を行う。
The
PWM発生部13aは、指令発生部7の出力である指令値と、キャリア信号発生部12の出力であるキャリア信号とを比較(PWM比較)して、比較結果のオン/オフ信号(あるいは2値パルス)をドライバ5を介して電力変換装置2に供給する。
The
図3は、図2における電力変換装置2の例として、一般的なスイッチングによる昇圧型コンバータ回路の例を説明する図である。電力変換装置2は、インダクタンス素子21とスイッチング素子23とダイオード22とキャパシタンス素子24から構成される。コンバータ回路は、PWM発生部13aから出力されたオン/オフ信号(PWMパターン)に基づいて、コンバータ回路に内蔵された開閉部であるスイッチング素子23をオン/オフ動作することで、負荷装置3へ電力を供給している。スイッチング素子はIGBTやMOS−FET等の半導体素子により構成されている。
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a boost converter circuit by general switching as an example of the
図4は、図2におけるキャリア周波数マップ14の例を説明する図である。キャリア周波数fc(n)、(1≦n≦m)は、指令値と所望の目標周波数ftに基づいて算出された各値で、制御マップとして不揮発性メモリ等に記憶されている。そして、例えば、読み出し位置を順次指定する循環カウンタが指示する行から読み出される。循環カウンタは、最大計数値の次に計数値が最小計数値に循環するカウンタである。キャリア周波数マップ14に記憶されるキャリア周波数fc(n)は、実施例1で説明した式(1)、あるいは図14で説明したフローチャートにより算出される。
FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the
図5は、図2に示すキャリア周波数マップ14によって変化したキャリア周波数fcの時間変化を説明する図である。図5に示すように、キャリア周波数マップは、キャリア周波数fcをデジタル制御で時間変化させていることから、キャリア周波数fcの各値を離散的な値しか用いることができない。
FIG. 5 is a diagram for explaining the time change of the carrier frequency fc changed by the
また、図5に示したように、キャリア周波数fcの設定可能な上限値(以下、上限値とする。)fmax およびキャリア周波数fcの設定可能な下限値(以下、下限値とする。)fmin が設定されていることが多い。そのため、キャリア周波数fcを下限値fmin 、…、上限値fmax で時間変化させただけでは、キャリア周波数fcの下限値fmin 〜上限値fmax における、所望の周波数帯域を含むn(n:1、2、…)次高調波の周波数帯域n×fmin 〜n×fmax で、スイッチング素子の開閉によって発生するEMIノイズを均一に拡散させた場合のノイズレベルよりも、所望の周波数帯域におけるノイズレベルを低減することができない。なお、上限値fmax および下限値fmin は、スイッチング素子や電力変換装置及び負荷装置によって決まる。図5では、5種類のキャリア周波数fc(1)〜fc(5)を例として示している。 Further, as shown in FIG. 5, an upper limit value (hereinafter referred to as an upper limit value) fmax that can be set for the carrier frequency fc and a lower limit value (hereinafter referred to as a lower limit value) fmin that can be set for the carrier frequency fc. Often set. Therefore, only by changing the carrier frequency fc over time with the lower limit value fmin,..., The upper limit value fmax, n including the desired frequency band at the lower limit value fmin to the upper limit value fmax of the carrier frequency fc (n: 1, 2,. ...) In the second harmonic frequency band n × fmin to n × fmax, the noise level in the desired frequency band is reduced more than the noise level when the EMI noise generated by opening and closing of the switching element is uniformly diffused. I can't. The upper limit value fmax and the lower limit value fmin are determined by the switching element, the power conversion device, and the load device. In FIG. 5, five types of carrier frequencies fc (1) to fc (5) are shown as examples.
図6は、図2のPWM発生部13aの動作例を説明する図である。図4のキャリア周波数マップで設定される周波数のキャリア信号と指令値を比較し、オン/オフ信号(PWMパターン)を生成する。図6では指令値がキャリア信号よりも小さい場合、PWM発生部13aの出力がON信号になっているがその逆でもよい。キャリア周波数fcの各値fc1、fc2、fc3、fc4およびfc5とした場合、PWM発生部13aの出力するON時間をそれぞれτ1、τ2、τ3、τ4およびτ5とする。
FIG. 6 is a diagram for explaining an operation example of the
図7は、図6に示すキャリア周波数の時間変化と指令値により発生するパルスの高調波スペクトルを説明する図である。図7(a)はキャリア周波数fcの値fc1と指令値により発生するパルスのON時間(τ1)の逆数(1/τ1)と、そのn1次高調波(n1/τ1)に発生するノイズスペクトルを、図7(b)はキャリア周波数fcの値fc2と指令値により発生するパルスのON時間(τ2)の逆数(1/τ2)と、そのn2次高調波(n2/τ2)に発生するノイズスペクトルを、図7(c)はキャリア周波数fcの値fc3と指令値により発生するパルスのON時間(τ3)の逆数(1/τ3)と、そのn3次高調波(n3/τ3)に発生するノイズスペクトルを、図7(d)はキャリア周波数fcの値fc4と指令値により発生するパルスのON時間(τ4)の逆数(1/τ4)と、そのn4次高調波(n4/τ4)に発生するノイズスペクトルを、図7(e)はキャリア周波数fcの値fc5と指令値により発生するパルスのON時間(τ5)の逆数(1/τ5)と、そのn5次高調波(n5/τ5)に発生するノイズスペクトルを、示している。 FIG. 7 is a diagram for explaining the harmonic spectrum of a pulse generated by the time change of the carrier frequency and the command value shown in FIG. FIG. 7A shows the reciprocal (1 / τ1) of the pulse ON time (τ1) generated by the value fc1 of the carrier frequency fc and the command value, and the noise spectrum generated in the n1st harmonic (n1 / τ1). FIG. 7B shows the reciprocal number (1 / τ2) of the ON time (τ2) of the pulse generated by the value fc2 of the carrier frequency fc and the command value, and the noise spectrum generated in the n2 order harmonic (n2 / τ2). FIG. 7C shows the reciprocal (1 / τ3) of the ON time (τ3) of the pulse generated by the value fc3 of the carrier frequency fc and the command value, and the noise generated in the n3 order harmonic (n3 / τ3). FIG. 7 (d) shows the spectrum generated in the reciprocal (1 / τ4) of the pulse ON time (τ4) generated by the value fc4 of the carrier frequency fc and the command value, and the n4th harmonic (n4 / τ4). FIG. 7E shows the noise spectrum based on the value fc5 of the carrier frequency fc and the command value. The reciprocal number (1 / τ5) of the ON time (τ5) of the generated pulse and the noise spectrum generated in the n5th harmonic (n5 / τ5) are shown.
更に、図7(f)は、キャリア周波数fcの各値fc1、fc2、fc3、fc4およびfc5と指令値により発生するパルスON時間(τ1、τ2、τ3、τ4、τ5)の逆数(1/τ1、1/τ2、1/τ3、1/τ4、1/τ5)と、その高次高調波(n1/τ1、n2/τ2、n3/τ3、n4/τ4、n5/τ5)に発生するノイズスペクトルを重ねたスペクトルを示す。 Further, FIG. 7F shows the reciprocal number (1 / τ1) of the pulse ON time (τ1, τ2, τ3, τ4, τ5) generated by each value fc1, fc2, fc3, fc4, and fc5 of the carrier frequency fc and the command value. , 1 / τ2, 1 / τ3, 1 / τ4, 1 / τ5) and their higher order harmonics (n1 / τ1, n2 / τ2, n3 / τ3, n4 / τ4, n5 / τ5) Shows a spectrum with superimposed.
図7(g)は図7(f)に示したスペクトルを時間平均したものを示している。図7(g)に示すように、ノイズスペクトルを時間平均することで目標周波数ftでは高調波レベルが低減されているが、それよりも低い周波数帯域では、高調波レベルの変動が低減されていることが分かる。 FIG. 7G shows a time average of the spectrum shown in FIG. As shown in FIG. 7G, the harmonic level is reduced at the target frequency ft by averaging the noise spectrum over time, but the fluctuation of the harmonic level is reduced in a frequency band lower than that. I understand that.
以上説明した本実施例によれば、実施例1の効果に加えて、予めキャリア周波数を計算してキャリア周波数マップとして記憶させておくことにより、その都度キャリア周波数を計算すること無く、循環カウンタのような簡単な制御論理により、キャリア周波数マップからキャリア周波数を読み出して使用することができるという効果がある。 According to the present embodiment described above, in addition to the effects of the first embodiment, the carrier frequency is calculated in advance and stored as a carrier frequency map, so that the circulation counter can be calculated without calculating the carrier frequency each time. With such a simple control logic, the carrier frequency can be read from the carrier frequency map and used.
次に、本発明に係る電力変換装置の制御装置の実施例3を説明する。図8は、実施例3の制御装置6を備えた電力制御システム1の構成例である。実施例1と同様の構成要素には、同じ符号を付与して重複する説明を省略する。
Next, a third embodiment of the control device for the power conversion device according to the present invention will be described. FIG. 8 is a configuration example of the
図8において、電力制御システム1は、直流電力をスイッチング操作により交流電力または直流電力に変換する電力変換装置2と、電力変換装置2が変換した電力を消費する負荷装置3と、直流電力を電力変換装置2へ供給するバッテリなどの直流電源装置4と、電力変換装置2を駆動するドライバ5と、ドライバ5を介して電力変換装置2を制御する制御装置6と、負荷装置3の動作を指令する指令発生部7と、電力変換装置2の出力を検出する出力検出部15を備えている。尚、ドライバ5を制御装置6に含めてもよい。
In FIG. 8, a
制御装置6は、電力変換装置2のスイッチングのパルスによる影響を抑止したい目標周波数を設定する目標周波数設定部10と、指令発生部7からのデューティの指令値と出力検出部15の検出値とを入力しデューティ指令を発生するデューティ指令発生部16と、デューティの指令値と1から該指令値を減じた数との小さい方と目標周波数との積を自然数で除した周波数の中から選択した周波数をキャリア周波数としてキャリア信号を発生するキャリア信号発生部12と、キャリア信号とデューティ指令に基づいて発生したPWMパルスをドライバ5へ出力するPWM発生部13aとを備える。
The
キャリア信号発生部12は、デューテイ指令発生部16から与えられるデューティに対するキャリア周波数fcのマップであるキャリア周波数マップ14を備えている。
The
デューティ指令発生部16は、指令発生部7から与えられる指令値と、出力検出部15が検出した電力変換装置2の出力のデューティとを比較し、その誤差に応じて誤差を縮小する方向にデューティ指令値を修正するフィードバック制御を行う。
The duty
このような構成にすることで、デューティ指令値と所望の目標周波数ftに基づいて算出されたキャリア周波数の各値でキャリア信号の周波数を時間変化させることができる。 With such a configuration, the frequency of the carrier signal can be changed over time with each value of the carrier frequency calculated based on the duty command value and the desired target frequency ft.
本実施例におけるキャリア周波数マップ14の構成例を図9に示す。図9の各キャリア周波数は、例えば、実施例1で説明した式(1)、あるいは図14で説明したフローチャートにより算出される。
A configuration example of the
例えば、AM周波数帯域は531kHzから1602kHzの帯域であるため、それよりも高い周波数を目標周波数とした場合、目標周波数でft=2000kHz、デューティ指令が30%、キャリア周波数の上限が12kHz,下限が10kHzとし、iを自然数、jをデューティ指令値(%)とすると、キャリア周波数fc(i,j)は、
fc(50、30)=0.3×2000kHz/50=12.000kHz
fc(51、30)=0.3×2000kHz/51=11.765kHz
fc(52、30)=0.3×2000kHz/52=11.538kHz
fc(53、30)=0.3×2000kHz/53=11.321kHz
fc(54、30)=0.3×2000kHz/54=11.111kHz
fc(55、30)=0.3×2000kHz/55=10.909kHz
fc(56、30)=0.3×2000kHz/56=10.714kHz
fc(57、30)=0.3×2000kHz/57=10.526kHz
fc(58、30)=0.3×2000kHz/58=10.345kHz
fc(59、30)=0.3×2000kHz/59=10.169kHz
fc(60、30)=0.3×2000kHz/60=10.000kHz
となる。これより、上記算出した各値fc(50、30)、…、fc(60、30)は、下限値10kHz〜上限値12kHzの範囲に含まれている。
For example, since the AM frequency band is a band from 531 kHz to 1602 kHz, when a higher frequency is set as the target frequency, the target frequency is ft = 2000 kHz, the duty command is 30%, the upper limit of the carrier frequency is 12 kHz, and the lower limit is 10 kHz. Where i is a natural number and j is a duty command value (%), the carrier frequency fc (i, j) is
fc (50, 30) = 0.3 × 2000 kHz / 50 = 12,000 kHz
fc (51, 30) = 0.3 × 2000 kHz / 51 = 11.765 kHz
fc (52, 30) = 0.3 × 2000 kHz / 52 = 11.538 kHz
fc (53, 30) = 0.3 × 2000 kHz / 53 = 11.321 kHz
fc (54, 30) = 0.3 × 2000 kHz / 54 = 11.111 kHz
fc (55, 30) = 0.3 x 2000 kHz / 55 = 10.909 kHz
fc (56, 30) = 0.3 × 2000 kHz / 56 = 10.714 kHz
fc (57, 30) = 0.3 × 2000 kHz / 57 = 10.526 kHz
fc (58, 30) = 0.3 × 2000 kHz / 58 = 10.3345 kHz
fc (59, 30) = 0.3 × 2000 kHz / 59 = 10.169 kHz
fc (60, 30) = 0.3 × 2000 kHz / 60 = 10.0000 kHz
It becomes. Thus, each of the calculated values fc (50, 30),..., Fc (60, 30) is included in the range of the
キャリア周波数マップ14は、上記算出した各値fc(50、30)、…、fc(60、30)を用いて、キャリア周波数fcを時間変化させる。このときキャリア周波数は、自然数Nが偶数次の場合、目標周波数ft=1000kHzをN/2で割ったものと重なる。したがって、AM周波数帯でパルスのON時間とOFF時間に起因する高調波レベルの変動を低減する場合は、自然数Nが奇数次のキャリア周波数を選択するとよい。
The
以上説明した本実施例によれば、実施例1及び実施例2の効果に加えて、電力変換装置の出力を検出してフィードバック制御することにより、指令値を正確に実現することができる電力変換装置の制御装置を提供することができるという効果がある。 According to the present embodiment described above, in addition to the effects of the first and second embodiments, the power conversion that can accurately realize the command value by detecting the output of the power converter and performing feedback control. There exists an effect that the control apparatus of an apparatus can be provided.
また本実施例によれば、AM放送周波数帯域の上側に目標周波数を設定しているので、AM放送周波数の全帯域において、電力変換装置を駆動するパルスのON時間とOFF時間とに起因する高調波レベルの変動を低減することができるという効果がある。 In addition, according to the present embodiment, since the target frequency is set above the AM broadcast frequency band, the harmonics resulting from the ON time and OFF time of the pulse for driving the power converter in the entire AM broadcast frequency band. There is an effect that the fluctuation of the wave level can be reduced.
次に、本発明に係る電力変換装置の制御装置の実施例4を説明する。図10は、実施例4の制御装置6を備えた電力制御システム1の構成例である。実施例1と同様の構成要素には、同じ符号を付与して重複する説明を省略する。
Next, a description will be given of a fourth embodiment of the control device for the power conversion device according to the present invention. FIG. 10 is a configuration example of the
図10は、図8の実施例3に対して、制御装置6にデューティ指令可変部18を追加した構成となっている。
FIG. 10 shows a configuration in which a duty
デュティー指令発生部16は、指令発生部7からの供給される指令値と、出力検出部15が検出した電力変換装置2の出力値からデューティ指令値を発生する。デューティ指令可変部18は、例えば、図11に示すように、指令発生部7からの供給される指令値(Duty)を平均値として、デューティ指令値(Duty−ref)を上下に変化させる操作を行う。このデューティ指令値(Duty−ref)の上下変化は、平均値が指令値となるものであれば、図11(b)に図示した三角波に限らず、正弦波や鋸歯状波等が利用可能である。但し、デューティ指令値(Duty−ref)の変化周期は、負荷装置3の特性や制御目的等によって制限がある。
The duty
キャリア信号発生部12は、デューティ指令可変部18の出力と所望の目標周波数ftに基づいて算出されたキャリア周波数の各値でキャリア信号の周波数を時間変化させる。
The carrier
本実施例は、指令発生部の指令値に変化が無くても、デューティ指令値の平均値が指令値となるようにしながら、電力変換装置の制御装置がデューティ指令を可変とするので、より幅広いキャリア周波数の変更が可能となり、更に電力変換装置2が発生するEMIノイズを低減することができるという効果がある。
In this embodiment, even if there is no change in the command value of the command generator, the control device of the power conversion device makes the duty command variable while the average value of the duty command value becomes the command value. The carrier frequency can be changed, and the EMI noise generated by the
次に、本発明に係る電力変換装置の制御装置の実施例5を説明する。図12は、実施例5の制御装置6を備えた電力制御システム1の構成例である。図12に示すように、実施例5の制御装置6は、図2に示した実施例2に対して、受信機の受信チャンネルに関する情報、あるいは受信周波数数fchそのものを検出する受信チャンネル検出部9を追加した構成である。その他の構成は、実施例2と同様である。
Next, a fifth embodiment of the control device for the power converter according to the present invention will be described. FIG. 12 is a configuration example of the
目標周波数設定部10は、受信チャンネル検出部9が検出した受信チャンネルに関する情報、あるいは受信周波数から目標周波数ftを設定する。
The target
図13は、図12における制御装置6のキャリア周波数マップ14の例を説明する図である。例えば、電力変換装置の付近に配置された受信機がAMラジオであり、その受信周波数954kHz=ft、デューティ指令が30%、キャリア周波数fcの上限が15kHz,下限が10kHzとし、自然数i、デューティ指令値j=30%とすると、キャリア周波数fc(i,j)は、実施例1で説明した式(1)、あるいは図14で説明したフローチャートにより算出され、以下のようになる。
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of the
fc(20、30)=0.3×954kHz/20=14.310kHz
fc(21、30)=0.3×954kHz/21=13.629kHz
fc(22、30)=0.3×954kHz/22=13.009kHz
fc(23、30)=0.3×954kHz/23=12.443kHz
fc(24、30)=0.3×954kHz/24=11.925kHz
fc(25、30)=0.3×954kHz/25=11.448kHz
fc(26、30)=0.3×954kHz/26=11.007kHz
fc(27、30)=0.3×954kHz/27=10.600kHz
fc(28、30)=0.3×954kHz/28=10.221kHz
となる。
fc (20, 30) = 0.3 × 954 kHz / 20 = 14.310 kHz
fc (21, 30) = 0.3 × 954 kHz / 21 = 13.629 kHz
fc (22, 30) = 0.3 × 954 kHz / 22 = 13.009 kHz
fc (23, 30) = 0.3 × 954 kHz / 23 = 12.443 kHz
fc (24, 30) = 0.3 × 954 kHz / 24 = 11.925 kHz
fc (25, 30) = 0.3 × 954 kHz / 25 = 11.4448 kHz
fc (26, 30) = 0.3 × 954 kHz / 26 = 11.007 kHz
fc (27, 30) = 0.3 × 954 kHz / 27 = 10.0600 kHz
fc (28, 30) = 0.3 × 954 kHz / 28 = 10.221 kHz
It becomes.
これより、上記算出した各値fc(20、30)、…、fc(28、30)は、下限値10kHz〜上限値15kHzの範囲に含まれている。キャリア周波数マップ14は、上記算出した各値fc(20、30)、…、fc(28、30)を用いて、キャリア周波数fcを時間変化させる。
Thus, each of the calculated values fc (20, 30),..., Fc (28, 30) is included in the range of the
以上説明した本実施例によれば、実施例1〜3の効果に加えて、電力変換装置の付近に配置された受信機の受信周波数に関する情報を受信チャンネル検出部で検出し、目標周波数設定部は、受信チャンネル検出部の検出結果に基づいて目標周波数を設定するので、ラジオの受信チャンネル周波数に対して、PWMキャリアの高調波レベルが低いキャリア周波数に設定することができるという効果がある。 According to the present embodiment described above, in addition to the effects of the first to third embodiments, information regarding the reception frequency of the receiver arranged in the vicinity of the power converter is detected by the reception channel detection unit, and the target frequency setting unit Since the target frequency is set based on the detection result of the reception channel detector, there is an effect that the harmonic frequency of the PWM carrier can be set to a lower carrier frequency than the radio reception channel frequency.
なお、以上に説明した実施形態は、本発明の実施の一例であり、本発明の範囲はこれらに限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で、他の様々な実施形態に適用可能である。例えば、実施例1〜5では、キャリア周波数fcの時間変化の波形について言及していないが、どのような形状の波形にも本発明を適用できる。 The embodiment described above is an example of the implementation of the present invention, and the scope of the present invention is not limited thereto, and various other embodiments are within the scope described in the claims. It is applicable to. For example, in the first to fifth embodiments, no reference is made to the waveform of the time change of the carrier frequency fc, but the present invention can be applied to any waveform.
また、実施例1〜5では、直流電源装置の出力をPWM変調することにより昇圧し負荷装置に供給するコンバータ回路を備えるスイッチングシステムを例に説明したが、特にこれに限定されるものではなく、スイッチングにより電力の形態を変換させる他のシステムにおいても適用しても、同様の効果が得られる。例えば、従来技術に示されたHブリッジ構成にてモータを駆動する構成にも適用できる。また、上述した実施例では、直流電力をスイッチング操作により電力変換するようにしたが、交流電力をスイッチング操作により変換する電力変換装置に適用してもよい。 In the first to fifth embodiments, the switching system including the converter circuit that boosts the output of the DC power supply device by PWM modulation and supplies the output to the load device has been described as an example. The same effect can be obtained even if the present invention is applied to other systems that change the form of power by switching. For example, the present invention can be applied to a configuration in which a motor is driven by an H bridge configuration shown in the prior art. In the above-described embodiments, DC power is converted by switching operation. However, the present invention may be applied to a power converter that converts AC power by switching operation.
また、実施例3では、自然数Nとして、N=50、51、52、53、54、55、56、57、58、59、60や、実施例5ではN=20、21、22、23、24、25、26、27、28を使用しているが、特にこれに限定されるものでなく、fcが下限値fmin〜上限値fmaxの範囲に含まれる限り、他の自然数でも適用可能である。また、実施例2では、計算結果を小数点第3位まで表示しているが、特にこれに限定するものではないことは言うまでもない。 In the third embodiment, the natural number N is N = 50, 51, 52, 53, 54, 55, 56, 57, 58, 59, 60. In the fifth embodiment, N = 20, 21, 22, 23, Although 24, 25, 26, 27, and 28 are used, the present invention is not particularly limited to this, and other natural numbers are applicable as long as fc is included in the range of the lower limit value fmin to the upper limit value fmax. . In the second embodiment, the calculation result is displayed up to the third decimal place, but it is needless to say that the present invention is not limited to this.
1 電力制御システム
2 電力変換装置
3 負荷装置
4 直流電源装置
5 ドライバ
6 制御装置
7 指令発生部
9 受信チャンネル検出部
10 目標周波数設定部
11 デューティ指令入力部
12 キャリア信号発生部
13 パルス発生部
13a PWM発生部
14 キャリア周波数マップ
15 出力検出部
16 デューティ指令発生部
18 デューティ指令可変部
DESCRIPTION OF
Claims (8)
目標周波数を設定する目標周波数設定手段と、
前記パルスのデューティの指令値を入力するデューティ指令入力手段と、
前記指令値と1から該指令値を減じた数との小さい方と前記目標周波数との積を自然数で除した周波数の中から選択した周波数をキャリア周波数としてキャリア信号を発生するキャリア信号発生手段と、
該キャリア信号発生手段が設定したキャリア周波数で前記電力変換装置のスイッチング駆動用パルスを発生するパルス発生手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置の制御装置。 In the control device of the power conversion device that supplies the power converted by the switching operation to the load device ,
And the target frequency setting means for setting a goal frequency,
Duty command input means for inputting a command value of the duty of the pulse;
Carrier signal generating means for generating a carrier signal using a frequency selected from a frequency obtained by dividing a product of the command value and the number obtained by subtracting the command value from 1 and the target frequency by a natural number as a carrier frequency; ,
Pulse generating means for generating a switching drive pulse of the power converter at a carrier frequency set by the carrier signal generating means;
The control apparatus of the power converter device characterized by comprising.
時間経過とともに前記キャリア周波数として選択する周波数を変更することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置の制御装置。 The carrier signal generating means includes
The control apparatus for a power conversion apparatus according to claim 1, wherein a frequency selected as the carrier frequency is changed with time.
前記目標周波数とデューティ指令値との可能な組み合わせ毎に、予め算出されたキャリア周波数を記憶したキャリア周波数マップを備え、
前記目標周波数と前記デューティ指令入力手段から入力された指令値とに基づいて、前記キャリア周波数マップを検索して得られたキャリア周波数を出力することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置の制御装置。 The carrier signal generating means includes
For each possible combination of the target frequency and the duty command value, a carrier frequency map storing a pre-calculated carrier frequency is provided,
The power conversion device according to claim 1, wherein a carrier frequency obtained by searching the carrier frequency map is output based on the target frequency and a command value input from the duty command input means. Control device.
前記キャリア信号発生手段は、
前記目標周波数と前記デューティ指令入力手段から入力されたデューティ指令値とに基づいて、前記キャリア周波数マップを検索して得られた複数のキャリア周波数を時間経過とともに切り替えることを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置の制御装置。 The carrier frequency map stores a plurality of carrier frequencies calculated in advance for each possible combination of a target frequency and a duty command value,
The carrier signal generating means includes
The plurality of carrier frequencies obtained by searching the carrier frequency map are switched over time based on the target frequency and the duty command value input from the duty command input means. The control apparatus of the power converter device of description.
前記キャリア信号発生手段は、
前記可変デューティ値と前記目標周波数に基づいて算出された前記キャリア周波数の各値で、前記キャリア周波数を時間変化させることを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置の制御装置。 A duty variable means for generating a variable duty value by changing the duty with the duty command value as an average value;
The carrier signal generating means includes
The control device for a power conversion device according to claim 2, wherein the carrier frequency is changed over time with each value of the carrier frequency calculated based on the variable duty value and the target frequency.
前記目標周波数設定手段は、前記受信チャンネル検出手段の検出結果に基づいて、前記目標周波数を設定することを特徴とする請求項1ないし請求項5の何れか1項に記載の電力変換装置の制御装置。 A receiving channel detecting means for detecting information related to a receiving frequency of a receiver arranged in the vicinity of the power converter;
The control of the power conversion device according to any one of claims 1 to 5, wherein the target frequency setting means sets the target frequency based on a detection result of the reception channel detection means. apparatus.
目標周波数を設定する目標周波数設定過程と、
前記パルスのデューティの指令値を入力するデューティ指令入力過程と、
前記指令値と1から該指令値を減じた数との小さい方と前記目標周波数との積を自然数で除した周波数の中から選択した周波数をキャリア周波数としてキャリア信号を発生するキャリア信号発生過程と、
該キャリア信号発生過程が発生したキャリア信号で前記電力変換装置のスイッチング駆動用パルスを発生するパルス発生過程と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 In a control method of a power conversion device that supplies power converted by a switching operation to a load device ,
And the target frequency setting process of setting the goals frequency,
A duty command input process for inputting a command value of the duty of the pulse;
A carrier signal generating process for generating a carrier signal using a frequency selected from a frequency obtained by dividing a product of the command value and the number obtained by subtracting the command value from 1 and the target frequency by a natural number as a carrier frequency; ,
A pulse generation process for generating a switching drive pulse of the power converter with the carrier signal generated by the carrier signal generation process;
A method for controlling a power converter, comprising:
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