JP5166324B2 - Control device for power converter - Google Patents
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Description
この発明は複数の半導体スイッチ素子で構成された電力変換器(以後、インバータと記述する)の制御装置に関するもので、特にパルス幅変調(以後、PWMと記述する)インバータの制御装置に係るものである。 The present invention relates to a control device for a power converter (hereinafter referred to as an inverter) composed of a plurality of semiconductor switch elements, and more particularly to a control device for a pulse width modulation (hereinafter referred to as PWM) inverter. is there.
PWMインバータを用いて負荷に電力を供給する場合、そのインバータの制御装置では負荷電流を検出して電流値が所望の値となるよう電流制御を行うことが多い。電流制御器は電流指令と電流検出値から所定の方法で電圧指令を出力する。電圧指令はPWM(パルス幅変調)によってスイッチングパターン指令に変換され、PWMインバータを構成するスイッチング素子のオン・オフ動作に用いられる。前記の電流制御器の動作タイミングであるが、スイッチング素子のオン・オフ動作に際してノイズが発生することから、ノイズの発生が少ないタイミングに設定されることが多い。例えばPWMに用いられる三角波キャリアの山・谷などの頂点タイミングである。しかし近年、制御応答の高速化をねらって三角波キャリアの頂点同期に拘らず、三角波キャリア周期よりも高速に電流制御系を動作させる場合も多くなっている。このような場合、検出電流信号に上記のスイッチングノイズを含んでしまい、電流制御が乱れる場合があった。
このような問題に対して、インバータのスイッチング素子のオン・オフ動作から所定の期間電流検出動作を停止し、スイッチング素子のオン・オフ動作の直前にホールドした電流値を検出値として出力することによりノイズ成分を含まない検出電流信号を得る技術が示されている(例えば、特許文献1)。
When power is supplied to a load using a PWM inverter, the inverter control device often detects the load current and performs current control so that the current value becomes a desired value. The current controller outputs a voltage command by a predetermined method from the current command and the detected current value. The voltage command is converted into a switching pattern command by PWM (Pulse Width Modulation) and used for on / off operation of the switching elements constituting the PWM inverter. Although it is the operation timing of the current controller, since noise is generated when the switching element is turned on / off, it is often set to a timing at which noise is less generated. For example, it is the apex timing of a peak / valley of a triangular wave carrier used for PWM. However, in recent years, there are many cases where the current control system is operated at a higher speed than the triangular wave carrier period regardless of the vertex synchronization of the triangular wave carrier in order to speed up the control response. In such a case, the detection current signal includes the switching noise, and current control may be disturbed.
To solve this problem, the current detection operation is stopped for a predetermined period from the ON / OFF operation of the switching element of the inverter, and the current value held immediately before the ON / OFF operation of the switching element is output as the detection value. A technique for obtaining a detection current signal that does not include a noise component is disclosed (for example, Patent Document 1).
しかしながら上記特許文献1に開示されている技術は、スイッチングパターンによってはオンとオフのタイミングが近接し、電流値をホールドする期間が連続し、結果としてホールド期間が増加するという問題がある。例えば電圧指令の絶対値が大きく、三角波キャリアの山・谷などの頂点付近でキャリア波と電圧指令波形がクロスするような場合である。また多相のインバータでは、ある相のスイッチングノイズは容易に他の相に伝播するため、それぞれの相電圧指令が近い値となると、スイッチング素子のオン・オフタイミングが近接し、それに伴いスイッチングノイズ発生タイミングも近接する。その結果、電流値がホールドされる時間が増加することとなる。上記のような現象が発生すると、電流制御系に無駄時間が挿入されることと等価であり、かえって電流制御応答が低下する。
また近年注目を集めている、SiCやGaN、ダイヤモンドなどワイドバンドギャップパワー半導体素子を適用したインバータでは、スイッチング速度の高速化に伴い、三角波キャリア周波数をSiパワー半導体素子と比較し大幅に高めることができる。前記特許文献1の技術を上記のような高キャリア周波数で駆動されるインバータに適用した場合、高キャリア周波数化によってスイッチング回数が増加するため単位時間あたりの電流値ホールド期間も増加する。この結果、前述したような無駄時間が大幅に増加し、電流制御系の応答が低下するばかりか、不安定化するという問題点があった。
However, the technique disclosed in
In addition, in inverters using wide band gap power semiconductor elements such as SiC, GaN, and diamond, which have been attracting attention in recent years, as the switching speed increases, the triangular carrier frequency can be significantly increased compared to Si power semiconductor elements. it can. When the technique of
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであって、無駄時間の増加が発生せず安定な電流制御系が実現可能な制御装置を備えたインバータを得ることを目的としている。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain an inverter having a control device capable of realizing a stable current control system without an increase in dead time. .
この発明は、半導体スイッチング素子が設けられた電力変換器の制御装置であって、該制御装置には、キャリア信号を発生するキャリア発生器と、電流指令信号を出力する電流指令発生器と、電力変換器に接続される負荷の電流を検出する電流検出器と、検出された負荷電流をキャリア信号周期より短い周期の所定のサンプリングタイミングでサンプルホールドして検出電流信号を出力するサンプリングホールド器と、キャリア信号周期より短い周期で動作し電流指令信号と検出電流信号とを入力、演算して電圧指令信号を出力する電流制御器と、ノイズ区間判定器とが設けられており、このノイズ区間判定器は検出電流信号と電圧指令信号とキャリア信号とから、電力変換器のスイッチングノイズ発生区間を予測し、このスイッチングノイズ発生区間がサンプリングタイミングと重複するか否かの判定を行い、電流制御器はノイズ区間判定器が出力する重複有りの判定信号に基づき、電流制御ゲインを低下させるものである。 The present invention is a control device for a power converter provided with a semiconductor switching element, the control device including a carrier generator that generates a carrier signal, a current command generator that outputs a current command signal, and a power A current detector that detects a current of a load connected to the converter, a sampling hold device that samples and holds the detected load current at a predetermined sampling timing with a period shorter than the carrier signal period, and outputs a detected current signal; input operation to the current command signal and the detected current signal with a period shorter than the carrier signal period, and a current controller for outputting a voltage command signal by calculating, is provided with a noise section determination unit, determines the noise interval The converter predicts the switching noise generation interval of the power converter from the detected current signal, the voltage command signal, and the carrier signal. Generation section performs the determination of whether or not overlap with the sampling timing, current controller based on the OVERLAPPING determination signal output from the noise section determination unit, is intended to reduce the current control gain.
この発明に係る電力変換器の制御装置は、前記のような構成を備えているので、電流制御器はノイズ区間判定器にて次回の電流検出信号にノイズ混入が予測された場合、その電流制御ゲインを低下させることにより、電流検出信号に半導体スイッチ素子の発するスイッチングノイズが混入した場合でも、電圧指令の乱れを抑制し、電流の乱れを抑制することが可能となり、電流検出から電流制御処理、PWMパターン発生といった一連の処理を継続して行うため無駄時間が発生せず、安定した電流制御系が実現するとともに、構成要素の増加を抑制し、小型、軽量化した制御装置が提供可能という効果がある。 Since the control device for the power converter according to the present invention has the above-described configuration, when the noise controller predicts that the current detection signal will be mixed in the next current detection signal, the current controller By reducing the gain, even when switching noise generated by the semiconductor switch element is mixed in the current detection signal, it is possible to suppress the disturbance of the voltage command and suppress the disturbance of the current. Since a series of processing such as PWM pattern generation is continuously performed, no dead time is generated, a stable current control system is realized, and an increase in the number of components is suppressed, and a compact and lightweight control device can be provided. There is.
実施の形態1.
図1に実施の形態1による電力変換器であるインバータ16の制御装置20をブロック図にて示す。以後、説明のためインバータ16は2レベルの単相インバータとする。なおインバータ16の相数やレベル数は問わず、他の実施の形態においても同様である。
図1において、負荷17の制御装置などからの指令を受けて電流指令発生器1から出力された電流指令信号2は電流制御器3に入力される。電流制御器3ではさらに電流検出器9からサンプリングホールド器14を介して出力される検出電流信号10を入力して、インバータ16に接続される負荷17に流れる電流が電流指令と一致するよう電圧指令を演算する電流制御動作を行い、電圧指令信号4を出力する。電流制御器3はPI制御器などのフィードバック制御器で構成されるが、フィードバック制御器とフィードフォワード制御器を組み合わせた2自由度型制御器で構成されるものであってもよい。キャリア発生器7ではパルス幅変調(PWM)用のキャリア信号8を出力する。PWMパターン発生器5では、電圧指令信号4とキャリア信号8を入力してスイッチングパターン指令6を出力する。インバータ16はスイッチングパターン指令6に従って各半導体素子を駆動して負荷17に電力を供給する。
電流検出器9は負荷17の電流を検出して検出電流信号10を出力する。サンプリングホールド器14は電流サンプリングタイミングに従い、検出電流信号10をサンプルホールドし、この検出電流信号10は前記したように電流制御器3で利用される。タイミング発生器15は各サンプリングタイミング信号を出力する。ノイズ区間判定器11は前記電圧指令信号4とキャリア信号8と検出電流信号10を入力し、検出電流信号10にノイズ発生区間(スイッチングノイズが発生してから減衰しつつ継続する区間)を予測する。さらに電流サンプリングタイミングと前記予想したノイズ発生区間を比較して、両者の重複の有無を判定信号12として出力する。電流制御器3はノイズ発生区間と電流サンプリングタイミングの重複があるとする判定信号12に基づき、該電流制御器3内に設けられているフィードバック制御器の電流制御ゲイン(電流フィードバック制御ゲイン)を低下させる。重複がない場合は電流制御ゲインを低下させず通常の電流制御ゲインで制御動作を実施する。この電流制御ゲイン低下の作用は後に詳述する。
これにより検出電流信号10にスイッチングノイズが混入した場合でも、電圧指令信号4への影響を抑制することができ、電流制御系の安定性の確保と、電流制御精度の向上が可能となる。
FIG. 1 is a block diagram showing a control device 20 for an
In FIG. 1, a current command signal 2 output from a
The
As a result, even when switching noise is mixed in the detected
次にノイズ区間判定器11の動作について図2を用いて説明する。
図2(A)はインバータ16の構成図であり、図2(B)は実施の形態1による制御装置20のタイミングチャートを示す図である。図2(A)において、インバータ16には半導体スイッチング素子であるP側スイッチとN側スイッチとが設けられている。P側スイッチとN側スイッチは直列接続されて上下アームを構成している。本実施の形態においては、P側スイッチおよびN側スイッチとしてIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いており、各スイッチにはFWD(Free Wheeling Diode)が逆並列接続されている。
図2(B)において、サンプリングホールド器14は電流サンプリングタイミングに従い、検出電流信号10をサンプルホールドする(a)。この電流サンプリングタイミングは所定の周期tにて繰り返し行われる。
図2(B)に記載した制御演算とは、電流指令発生器1が電流指令信号2を発生する動作、電流制御器3が検出電流信号10と判定信号12と電流指令信号2とを用いて、電圧指令信号4を演算する動作、およびノイズ区間判定器11が、検出電流信号10とキャリア信号8と電圧指令4とを用いて判定信号12を演算する動作である。この一連の制御演算は所定の時間を要するので、電流サンプルホールドから所定の時間後、すなわち電圧指令更新タイミングに電圧指令信号(デューティ指令)4を出力する(b)。この電圧指令信号4の更新周期もtとなる。図2(B)中の(ア)のタイミングに注目する。制御演算に要する時間は予め把握されている。電流制御の一連の動作は周期tで行われるが、キャリア信号8はそれよりも高速で値が更新される。(ア)のタイミングでキャリア信号値がわかれば、キャリア信号8の変化率は一定であるので、電圧指令信号4、演算時間などの情報から電圧指令信号4とキャリア信号8がクロスするタイミング(h)が予測できる。その予測クロスタイミングに基づく図2(A)に示すP側とN側スイッチのスイッチング指令はそれぞれ図2(B)の(c)と(d)となる。ただし、デッドタイム(素子保護のため上下スイッチともオフ)tDが設けられている。一般にオフ→オンのタイミングにディレイをかけて設けられることが多い。P側とN側のスイッチング指令(c)と(d)にしたがってインバータ16が動作すると、インバータ16の端子間には図2(e)のような出力電圧が発生する。Vdcは直流側の電圧である。デッドタイムtD区間中の電流が正(インバータ16から負荷17に向かう側を正)の場合、出力電圧は0Vとなる。P側スイッチング指令がオンからオフに変わると電流の経路は、P側スイッチからN側ダイオードに変化する。すなわち転流がおきる。このため(f)に示すようなスイッチングノイズが発生し始める。スイッチングノイズの発生開始タイミングをスイッチングノイズタイミングとする。
スイッチングノイズは徐々に減衰するがある程度の期間継続する。これは負荷配線やインバータ16に現れるLCなどで決まるが、問題ないレベルまで減衰する期間は予め把握できる。こうするとスイッチングノイズの影響が懸念される区間、すなわちスイッチングノイズ発生区間Tが得られる。スイッチングノイズ発生区間Tとタイミング(ア)の次のタイミング(イ)の比較を行い、両者の重複があるとノイズ区間判定器11は判定信号12を「重複有り」として出力する。(イ)のタイミングは(ア)のタイミングのt「sec」後であり、容易にわかる。
時間が経過し、(イ)のタイミングになると電流制御器3は判定信号12の重複の有無を確認し、重複がある場合(検出した電流信号にノイズ成分が含まれる場合)には電流制御系の電流制御ゲインを低下させる。
図2(B)では、電流の極性を正(インバータ16から負荷17に向かう方向が正)としたため、P側スイッチング指令のオフと同じタイミングで転流が発生しスイッチングノイズが発生する。つまりP側指令がオン→オフ、N側指令がオフ→オン、電流が正という場合を示している。
ノイズ対策には、ノイズ発生の原因となる転流の発生タイミングを知ることが重要であり、実際には全部で以下の(あ)〜(い)の場合がある。すなわち、
(あ)P側指令がオン→オフ、N側指令がオフ→オン、電流が正
(い)P側指令がオン→オフ、N側指令がオフ→オン、電流が負
(う)P側指令がオフ→オン、N側指令がオン→オフ、電流が正
(え)P側指令がオフ→オン、N側指令がオン→オフ、電流が負
図3には、キャリア信号と電圧指令および電流極性とスイッチングノイズの発生のタイミグ(あ)〜(え)を示している。
Next, the operation of the
2A is a configuration diagram of the
In FIG. 2B, the sampling and
2B is an operation in which the
Switching noise gradually attenuates but continues for a certain period. This is determined by load wiring, LC appearing in the
When time elapses and the timing (b) is reached, the current controller 3 confirms whether or not the
In FIG. 2B, since the polarity of the current is positive (the direction from the
In order to prevent noise, it is important to know the generation timing of commutation that causes noise generation, and there are actually the following cases (a) to (ii). That is,
(A) P side command is ON → OFF, N side command is OFF → ON, current is positive (Yes) P side command is ON → OFF, N side command is OFF → ON, current is negative (U) P side command Is off → on, N side command is on → off, current is positive (e) P side command is off → on, N side command is on → off, current is negative Figure 3 shows carrier signal, voltage command and current The polarity and the timing of occurrence of switching noise are shown.
ノイズ区間判定器11については、例えば図4のブロック図に示すような構成がある。図4において、ノイズ区間判定器11は、キャリア予測器11a、クロスタイミング演算器11c、転流タイミング演算器11e、判定器11gで構成される。キャリア予測器11aは起動時のキャリア信号8をサンプリングして、次回の電流サンプリングタイミングまでのキャリア信号波形を予測して、予測キャリア信号11bとして出力する。クロスタイミング演算器11cでは電圧指令信号4と予測キャリア信号11bから両者がクロスするタイミングを求め、クロスタイミング信号11dを出力する。転流タイミング演算器11eでは、クロスタイミング信号11dと検出電流信号10とデッドタイムtDの長さを考慮し転流タイミング信号11fを出力する。判定器11gは転流タイミングから始まるスイッチングノイズ発生区間Tと、次回の電流サンプリングタイミングを比較し、両者の重複の有無を判定信号12として出力する。
図4においては電力変換器として単相インバータを適用した場合を示した。インバータの相数やレベル数やデッドタイム補正機構によっては転流タイミング予測までは異なった構成となるが、転流タイミングを求めた後に判定動作を行う機能は同じである。前記特許文献1に示される技術ではインバータスイッチング素子へのオン・オフ指令に基づいてスイッチングノイズ発生タイミングを判定するため、デッドタイムによりスイッチングノイズ発生タイミングがずれる場合があった。この発明の実施の形態1では上記に説明したような構成とすることで正確なスイッチングノイズ発生タイミングを求めることが可能となる。
また電流制御ゲインであるが、前記の説明では電流制御器3は判定信号12に従って電流制御器3に設けられているフィードバック制御器の電流フィードバック制御ゲインを下げるとしたが、フィードバック制御器中の全ゲインを下げても良いし、検出電流信号10と電圧指令信号4の偏差を所定倍して出力する比例項のゲインを下げるだけでもよい。これは比例項がスイッチングノイズのような突発的な信号に対して大きく反応するためである。
The
In FIG. 4, the case where the single phase inverter was applied as a power converter was shown. Depending on the number of phases, the number of levels of the inverter, and the dead time correction mechanism, the configuration is different until the commutation timing is predicted, but the function of performing the determination operation after obtaining the commutation timing is the same. In the technique disclosed in
In the above description, the current controller 3 is the current control gain. The current controller 3 decreases the current feedback control gain of the feedback controller provided in the current controller 3 in accordance with the
ここで電流制御ゲインを下げることの重要性を説明する。
電流制御ゲインを下げるということは、電流制御応答の帯域を落としシステム全体の性能を落とすことになる。しかし、スイッチングノイズが顕著な場合ではノイズによって電圧指令が大きく揺さぶられる。この結果、ノイズ以外の正味の電流(制御したい電流)が大きく乱れ、さらにそれを抑制すべく電流制御系が動作し電圧指令が乱れ……といった具合に伝播していく。電流制御応答の帯域を上げ(すなわち電流制御ゲインを上げる)ほど、このような現象が顕著となり不安定化する場合がある。
Here, the importance of lowering the current control gain will be described.
Lowering the current control gain reduces the current control response bandwidth and lowers the overall system performance. However, when the switching noise is significant, the voltage command is greatly shaken by the noise. As a result, the net current other than noise (current to be controlled) is greatly disturbed, and further, the current control system operates to suppress it, and the voltage command is disturbed. As the current control response band is increased (that is, the current control gain is increased), this phenomenon becomes more prominent and may become unstable.
以上説明したように、実施の形態1による電力変換器の制御装置20は、スイッチングタイミングが近接した場合や、単位時間あたりのスイッチング回数が増加した場合でも、検出電流信号10への影響を判断して、電流フィードバック制御ゲインを下げることで、システムの安定性を確保するとともに、スイッチングノイズに対して過剰に反応せず高精度な電流制御を実現することができる。また、SiCなどのワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータでは、高キャリア周波数での利用や、高スイッチング速度のためスイッチングノイズが特に顕著になると想定されるが、本発明を適用することによってスイッチングノイズによる電流の乱れを抑制することが可能となり、高精度な電流制御を実現することができ、その結果、エネルギー消費量の削減等の効果がある。
As described above, the power converter control device 20 according to the first embodiment determines the influence on the detected
実施の形態2.
以下、実施の形態2について説明する。
図5は、実施の形態2による電力変換器の制御装置20である。実施の形態1における図1と同じ符号を持つものは、実施の形態1での説明と同様の機能を持つので説明を省略する。本実施の形態2では、検出電流信号10をフィルタ13に入力する構成としている。フィルタ13から出力されるフィルタリング済み検出電流信号18が電流制御器3に入力され、電流制御処理に用いられる。ノイズ区間判定器11は実施の形態1で説明した機能と同じであり、検出電流信号10にスイッチングノイズタイミングと電流サンプリングタイミングの重複を判定する。フィルタ13は遮断周波数が異なるサブフィルタを複数内蔵しており、判定信号12を入力としてフィルタ切り替えを行う。すなわち判定信号12により検出電流信号10にスイッチングノイズが混入していると予測される場合には、遮断周波数が低くスイッチングノイズ成分が除去可能なサブフィルタの出力を選択してフィルタリング済み検出電流信号18として出力する。すなわち、スイッチングノイズの発生時においてのみフィルタを使用しているので、スイッチングノイズを回避しつつ全体として位相遅れの少ない検出電流信号を得ることができる。制御装置全体を固定小数点プロセッサやASICで実装する場合、実施の形態1に比較してより実装が容易となる。なおフィルタ13にてサブフィルタを切り替える構成の他に、フィルタのゲインを切り替える構成としても同様の効果が得られることは言うまでもない。
Embodiment 2. FIG.
The second embodiment will be described below.
FIG. 5 shows a control device 20 for a power converter according to the second embodiment. Components having the same reference numerals as those in FIG. 1 in the first embodiment have the same functions as those described in the first embodiment, and thus description thereof is omitted. In the second embodiment, the detection
1 電流指令発生器、2 電流指令信号、3 電流制御器、4 電圧指令信号、
7 キャリア発生器、8 キャリア信号、10 検出電流信号、
11 ノイズ区間判定器、12 判定信号、13 フィルタ、
14 サンプリングホールド器、17 負荷、20 制御装置。
1 Current command generator, 2 Current command signal, 3 Current controller, 4 Voltage command signal,
7 carrier generator, 8 carrier signal, 10 detection current signal,
11 noise section determiner, 12 determination signal, 13 filter,
14 sampling hold device, 17 load, 20 control device.
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JP2008159329A (en) * | 2006-12-21 | 2008-07-10 | Toshiba Corp | Power-supply unit for discharge lamp, and its control method |
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